CH650109A5 - Method for operating a power capacitor for reactive-current compensation - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Betrieb eines Leistungskondensators zur Blindstromkompensation gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. The invention relates to a method for operating a power capacitor for reactive current compensation according to the preamble of patent claim 1.

Ein Verfahren zum Betrieb von Kondensatoranlagen mit Thyristorschaltgliedern zur Blindleistungskompensation ist aus der «ASEA-Zeitschrift» (1971) Heft 6, Seiten 140 bis 144 bekannt. A method for operating capacitor systems with thyristor switching elements for reactive power compensation is known from "ASEA-Zeitschrift" (1971), issue 6, pages 140 to 144.

Nach diesem bekannten Verfahren werden zur Änderung der Blindleistungserzeugung einer Kondensatorbatterie Teile der Batterie über Thyristoren, die in jeder Phase antiparallel geschaltet sind, zu- und abgeschaltet. Dabei treten abhängig vom Schaltaugenblick und von den Netzreaktanzen Schaltüberströme und -Überspannungen auf, die nur dann vermieden werden, wenn das Ein- und Ausschalten der Kondensatorbatterie immer im Nulldurchgang des stationären Stromes erfolgt, das heisst bei den positiven oder negativen Amplitudenwerten der Netzspannung. Man spricht dann vom synchronen Kondensatorschalten. Das bedeutet aber, dass beim Abschalten der Batterie oder Teilen der Batterie die volle Spannung an den Kondensatoren bestehen bleibt, was zu einer Gleichspannungsbelastung der Kondensatoren führt. Dies macht es erforderlich, dass die Batterie aus Gleichspannungskondensatoren aufgebaut wird, da das Dielektrikum in Wechselspannungskondensatoren nicht für mehrere Perioden Gleichspannung ausgesetzt werden sollte. Gleichspannungskondensatoren, die die im Einschaltzustand auftretende Wechselspannungsbelastung aufnehmen können, sind jedoch bedeutend teurer als gewöhnliche Wechselspannungskondensatoren, so dass wegen ihrer technischen und wirtschaftlichen Vorteile vor allem Wechselspannungskondensatoren verwendet werden sollten. According to this known method, parts of the battery are switched on and off via thyristors, which are connected antiparallel in each phase, in order to change the reactive power generation of a capacitor bank. Depending on the instant of switching and the line reactances, switching overcurrents and overvoltages occur, which can only be avoided if the capacitor battery is always switched on and off at the zero crossing of the stationary current, i.e. with the positive or negative amplitude values of the line voltage. One then speaks of synchronous capacitor switching. However, this means that when the battery or parts of the battery are switched off, the full voltage remains at the capacitors, which leads to a DC voltage load on the capacitors. This requires that the battery be constructed from DC capacitors, since the dielectric in AC capacitors should not be exposed to DC voltage for several periods. However, DC capacitors, which can absorb the AC voltage load that occurs when they are switched on, are significantly more expensive than conventional AC capacitors, so that due to their technical and economic advantages, AC capacitors in particular should be used.

Zur Vermeidung der Gleichspannungsbelastung der Kondensatoren ist aus der DE-AS 21 02 926 eine Schalteinrichtung für eine Kondensatorbatterie bekannt, deren Steuerorgane derart ausgebildet sind, dass bei reduzierter Blindleistungsaufnahme der Batterie die Steuerorgane zumindest einiger der Thyristorschaltungen Steuerimpulse abgeben, die diese Thyristorschalter mit einer Frequenz, die nur ein Bruchteil der Netzfrequenz ist, jeweils bei Maximalwerten der Netzspannung abwechselnd in die eine oder andere Richtung einschalten. To avoid the DC voltage loading of the capacitors, a switching device for a capacitor battery is known from DE-AS 21 02 926, the control elements of which are designed such that, with reduced reactive power consumption of the battery, the control elements of at least some of the thyristor circuits emit control pulses which these thyristor switches emit with a frequency, which is only a fraction of the mains frequency, switch on alternately in one direction or the other at maximum values of the mains voltage.

Die Thyristoren werden also so gesteuert, dass die Kondensatoren auch in den Bereitschaftsperioden, d.h. in den Zeiten, in denen die Kondensatoren im Prinzip nicht eingeschaltet sind, ständig umpolarisiert werden. Dadurch wird eine reine Gleichspannungsbeanspruchung der Kondensatoren vermieden, und es sollen die bedeutend billigeren Wechselspannungskondensatoren verwendet werden können, The thyristors are thus controlled so that the capacitors also in the standby periods, i.e. during the times when the capacitors are in principle not switched on, are continuously polarized. This avoids a pure direct voltage stress on the capacitors, and it should be possible to use the significantly cheaper AC capacitors,

deren Dielektrikum keine längere Gleichspannungsbeanspruchung verträgt. the dielectric does not tolerate a longer DC voltage stress.

Bei dieser bekannten Einrichtung werden jedoch die Halbleiterbauelemente des Kondensatorschalters noch mit dem Betrag der doppelten Netzspannung als Sperrspannung beansprucht und eine Zuschaltung der Kompensationskondensatoren kann nicht immer sofort, sondern nur dann erfolgen, wenn die Polarität der Netzspannung mit der Polarität der Ladespannung des Kondensators übereinstimmt, im Extremfall also erst eine volle Periode später. Letztlich bleibt für die Wechselspannungskondensatoren der Einfluss der immer noch vorhandenen Gleichspannungskomponenten hinsichtlich ihrer Lebensdauer als nachteilig zu befürchten, und es kann der niederfrequente Umladevorgang der Kondensatoren zu Flimmererscheinungen im angeschlossenen Netz führen. In this known device, however, the semiconductor components of the capacitor switch are still claimed with the amount of twice the mains voltage as the blocking voltage and the compensation capacitors cannot always be switched on immediately, but only if the polarity of the mains voltage matches the polarity of the charging voltage of the capacitor, im In extreme cases, therefore, only a full period later. Ultimately, the influence of the DC components that are still present must be feared as disadvantageous with regard to their service life, and the low-frequency recharging process of the capacitors can lead to flickering in the connected network.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Betrieb eines Leistungskondensators zur Blindstromkompensation zu schaffen, das die Verwendung eines Wech-selspannungs-Leistungskondensators ermöglicht und die Nachteile der bekannten Lösungen vermeidet. The invention has for its object to provide a method for operating a power capacitor for reactive current compensation, which enables the use of an AC power capacitor and avoids the disadvantages of the known solutions.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst. This object is achieved according to the invention by the features characterized in claim 1.

Bei der erfindungsgemässen Lösung wird die lebendauer-mindernde Gleichspannungsbeanspruchung des Wechsel-spannungs-Leistungskondensators aufgehoben, die Sperrspannungsbeanspruchung der Halbleiterschalter auf den Betrag der Netzspannung reduziert und die systembedingte Totzeit nach Abgabe eines Zuschaltbefehls gegenüber den bekannten Einrichtungen auf maximal eine Halbperiode der Netzspannung verringert. With the solution according to the invention, the live voltage-reducing direct voltage stress of the AC voltage power capacitor is eliminated, the reverse voltage stress of the semiconductor switches is reduced to the amount of the mains voltage and the system-related dead time after issuing a switch-on command to the known devices is reduced to a maximum of one half period of the mains voltage.

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Aus der DE-OS 23 03 939.6 ist ein Verfahren zum Betrieb eines Kondensators zur Blindstromkompensation eines Wechselstromnetzes in einem aus Kondensator, Halbleiterschalter und Induktivität bestehenden Stromkreis bekannt, bei dem das Schalten des Kondensators erfolgt, wenn die Spannung am Halbleiterschalter angenähert oder gleich Null ist, wobei der Kondensator in der Viertelperiode vor dem Einschaltzeitpunkt des Kondensators an das Netz auf den Scheitelwert der Netzspannung vorgeladen und in der Netzviertelperiode nach dem Abschaltzeitpunkt des Kondensators vom Netz vom Scheitelwert der Netzspannung auf die Spannung angenähert oder gleich Null entladen wird. From DE-OS 23 03 939.6 a method for operating a capacitor for reactive current compensation of an AC network in a circuit consisting of a capacitor, semiconductor switch and inductor is known, in which the switching of the capacitor takes place when the voltage at the semiconductor switch is approximate or equal to zero, wherein the capacitor is precharged to the network voltage peak value in the quarter period before the capacitor is switched on and is approximated to the voltage or discharged to zero in the network quarter period after the capacitor switch-off time.

Bei diesem bekannten Verfahren wird die Induktivität des Schwingkreises von der induktiven Komponente des Netzinnenwiderstandes gebildet, oder es wird auch ein besonders induktives Bauelement, z.B. eine Drossel vorgesehen, wobei dann die Netzinduktivität und die Drosselinduktivität zusammen wirken oder bei einem vollständig kompensierten Netz die induktive Wirkung der Drossel allein mit der Kapazität das Schwingkreisverhalten bestimmen. In this known method, the inductance of the resonant circuit is formed by the inductive component of the internal network resistance, or a particularly inductive component, e.g. a choke is provided, in which case the network inductance and the choke inductance interact or, in the case of a completely compensated network, the inductive effect of the choke alone determines the resonant circuit behavior with the capacitance.

Den Schaltzeitpunkt für das Vor- bzw. Entladen des Kondensators innerhalb der Viertelperiode vor bzw. nach dem Ein- oder Abschalten des Kondensators vom Netz muss bei diesem Verfahren unter Berücksichtigung der das Schwingkreisverhalten bestimmenden Grössen gewählt werden, und zwar derart, dass das Schaltüberschwingen der Spannung am Kondensator genau auf die gewünschten Werte, insbesondere den Scheitelwert der Netzspannung beim Vorladen oder den Wert Null beim Entladen erfolgt, so dass die Anwendung dieses Entladeverfahrens auf Anlagen mit bestimmten hohen Reihenresonanzfrequenzen festgelegt ist. With this method, the switching time for the precharging or discharging of the capacitor within the quarter period before or after switching the capacitor on or off must be selected taking into account the variables that determine the resonant circuit behavior, in such a way that the switching overshoot of the voltage on the capacitor is carried out precisely to the desired values, in particular the peak value of the mains voltage during precharging or the value zero when discharging, so that the application of this discharging method to systems with certain high series resonance frequencies is fixed.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels erläutert. Es zeigen: The invention is explained below with reference to an embodiment shown in the drawing. Show it:

Figur 1 eine einphasige Anordnung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens, FIG. 1 shows a single-phase arrangement for carrying out the method according to the invention,

Figur 2 den prinzipiellen Aufbau der Steuerungsschaltung des Halbleiterschalters nach Figur 1, FIG. 2 shows the basic structure of the control circuit of the semiconductor switch according to FIG. 1,

Figur 3 die Zeitverläufe der elektrischen Grössen beim Einschalten des Leistungskondensators und Figure 3 shows the timing of the electrical quantities when switching on the power capacitor and

Figur 4 die Zeitverläufe der elektrischen Grössen bei einer zweistufigen Schwingungsentladung. Figure 4 shows the time profiles of the electrical quantities in a two-stage vibration discharge.

Die in Figur 1 dargestellte Anordnung enthält einen Halbleiterschalter 1, der einen aus einer Induktivität 3 und einem Leistungskondensator 2 bestehenden Reihenschwingkreis an das Wechselstromnetz 4 mit der Spannung UL schaltet. Der Halbleiterschalter 1 besteht in diesem Ausführungsbeispiel aus einem Thyristor-Wechselwegpaar, d.h. antiparallel geschalteten Thyristoren, dem eine Steuerung 5 Steuerimpulse iG liefert, die in Abhängigkeit der am Halbleiterschalter 1 liegenden Spannung U5 und der am Leistungskondensator 2 liegenden Spannung Uc erzeugt werden. Die Induktivität 3 des Reihen-Schwingkreises kann von der induktiven Komponente des Netzinnenwiderstandes gebildet werden, oder es kann noch zusätzlich eine Drossel vorgesehen werden. The arrangement shown in FIG. 1 contains a semiconductor switch 1 which switches a series resonant circuit consisting of an inductor 3 and a power capacitor 2 to the AC network 4 with the voltage UL. The semiconductor switch 1 in this embodiment consists of a thyristor alternating path pair, i.e. anti-parallel connected thyristors, to which a controller supplies 5 control pulses iG, which are generated as a function of the voltage U5 at the semiconductor switch 1 and the voltage Uc at the power capacitor 2. The inductance 3 of the series resonant circuit can be formed by the inductive component of the internal network resistance, or a choke can also be provided.

Das in Figur 2 dargestellte Blockschaltbild der Steuerschaltung 5 nach Figur 1 enthält einen elektronischen Schalter 52, dessen Steuerimpulse io abgebenden Ausgang mit dem Steueranschluss des Halbleiterschalters 1 verbunden ist. Dieser elektronische Schalter 52 ist über eine Stromversorgungseinheit 55 mit einem Optokoppler 56 verbunden, dessen Eingang jeweils mit dem Zuschaltbefehl Sein von einer externen Steuerung oder Regelung zur Blindstromkompensation 6 beaufschlagt wird. Eine in Reihe mit dem Halbleiterschalter 1 liegende Primärwicklung eines Stromwandlers 58 ist sekun-därseitig mit einer Einrichtung zur Stromnulldurchgangser-fassung 54 verbunden, die wiederum mit den Eingängen einer Steuerlogik 57 und der Stromversorgungseinheit 55 sowie der The block diagram of the control circuit 5 according to FIG. 1 shown in FIG. 2 contains an electronic switch 52, the control pulse output of which is connected to the control connection of the semiconductor switch 1. This electronic switch 52 is connected via a power supply unit 55 to an optocoupler 56, the input of which is acted upon by the connect command Sein from an external control or regulation for reactive current compensation 6. A primary winding of a current transformer 58, which is connected in series with the semiconductor switch 1, is connected on the secondary side to a device for detecting current zero crossing 54, which in turn is connected to the inputs of a control logic 57 and the power supply unit 55 as well as the

Anode des Halbleiterschalters 1 verbunden ist. Anode of the semiconductor switch 1 is connected.

An Anode und Kathode des Halbleiterschalters 1 angeschlossen sind Einrichtungen zur Spannungsnulldurchgangs-erfassung 53 und Schwellwertspannungserfassung 51 sowie die Stromversorgungseinheit 55. Die Eingänge der Steuerlogik 57 sind neben dem Ausgang der Stromnulldurchgangser-fassung 54 noch mit den Ausgängen der Spannungsnull-durchgangserfassung 53 und des Optokopplers 56 verbunden. Zwei weitere Eingänge des elektronischen Schalters 52 sind an den Ausgang der Steuerlogik 57 und der Einrichtung zur Schwellwertspannungserfassung 51 angeschlossen, während der Ausgang der Steuerlogik 57 zusätzlich noch mit einem der Eingänge der Schwellwertspannungserfassung 51 verbunden ist. Connected to the anode and cathode of the semiconductor switch 1 are devices for voltage zero crossing detection 53 and threshold voltage detection 51 as well as the power supply unit 55. In addition to the output of the current zero crossing detection 54, the inputs of the control logic 57 are also connected to the outputs of the voltage zero crossing detection 53 and the optocoupler 56 connected. Two further inputs of the electronic switch 52 are connected to the output of the control logic 57 and the device for threshold voltage detection 51, while the output of the control logic 57 is additionally connected to one of the inputs of the threshold voltage detection 51.

Die einzelnen Blöcke dieses Blockschaltbildes sind in üblicher Weise aus Verstärkungs- bzw. logischen Schaltelementen aufgebaut, wobei ihre Funktionsweise den nachstehenden Erläuterungen im Zusammenhang mit den in den Figuren 3 und 4 dargestellten Zeitverläufen der elektrischen Grössen beim Ein- und Ausschalten des Leistungskondensators entnommen werden kann. The individual blocks of this block diagram are constructed in the usual way from amplification or logic switching elements, and their mode of operation can be found in the explanations below in connection with the time profiles of the electrical variables shown in FIGS. 3 and 4 when the power capacitor is switched on and off.

Soll der Halbleiterschalter 1 eingeschaltet werden, muss an den Optokoppler 56 ein Ein-Signal gelegt werden, solange der Kondensator 2 ans Netz 4 angeschlossen bleiben soll. Die Spannungsnulldurchgangserfassung 53 erzeugt nach jedem positiven Nulldurchgang der Schalterspannung (Anoden-Kathodenspannung des Halbleiterschalters) einen Impuls, der dann in der Steuerlogik 57 mit dem Ausgangssignal des Optokopplers 56 verknüpft wird. Die Steuerlogik 57 gibt daraufhin einen Impuls an den elektronischen Schalter 52, einer Transistorstufe, weiter, wodurch dieser den Steuerstrom iG für den Halbleiterschalter 1 freigibt. Den Steuerstrom iG liefert eine Stromversorgungseinheit 55, die ihrerseits ihre Leistung aus dem Hauptstromkreis bezieht, indem im Aus-Zustand des Halbleiterschalters 1 über einen Parallelweg zum Schalter ein Kondensator aufgeladen wird, und im Einschaltzustand über den Stromwandler 58 und die Stromnulldurchgangserfassung 54 vom Verbraucherstrom iv ein Strom abgezweigt wird. Die Stromnulldurchgangserfassung 54 gibt nach jedem Polaritätswechsel des Verbraucherstromes iv einen Impuls an die Steuerlogik 57 ab, um den Verbraucherstrom iv bei Vorhandensein eines Ein-Signals aufrechtzuerhalten. If the semiconductor switch 1 is to be switched on, an on signal must be applied to the optocoupler 56 as long as the capacitor 2 is to remain connected to the network 4. The voltage zero crossing detection 53 generates a pulse after each positive zero crossing of the switch voltage (anode-cathode voltage of the semiconductor switch), which is then linked in the control logic 57 with the output signal of the optocoupler 56. The control logic 57 then transmits a pulse to the electronic switch 52, a transistor stage, whereby the latter releases the control current iG for the semiconductor switch 1. The control current iG is supplied by a power supply unit 55, which in turn draws its power from the main circuit by charging a capacitor in the off state of the semiconductor switch 1 via a parallel path to the switch, and in the on state via the current converter 58 and the zero current detection 54 from the consumer current iv Electricity is tapped. The current zero crossing detection 54 issues a pulse to the control logic 57 after each polarity change of the consumer current iv in order to maintain the consumer current iv in the presence of an on signal.

Die Verhältnisse beim Einschalten des Leistungskondensators werden anhand der in Figur 3 dargestellten Verläufe, der Spannung am Leistungskondensator Uc und des Kondensatorstromes iv sowie des Zuschaltbefehls Sei„ und des Steuerimpulsstromes iG über der Zeit t erläutert. The conditions when the power capacitor is switched on are explained on the basis of the curves shown in FIG. 3, the voltage across the power capacitor Uc and the capacitor current iv and the switch-on command Sei “and the control pulse current iG over time t.

Kurz vor jedem Einschalten wird der Leistungskondensator 2 nicht auf den Scheitelwert der Netzspannung UL vorgeladen, sondern der Halbleiterschalter 1 erhält nach Abgabe der Zuschaltbefehls Sejn zum Zeitpunkt t0 im positiven Nulldurchgang der Schalterspannung Us zum Zeitpunkt ti einen kurzen Steuerstromimpuls iG. Mit der Annahme eines ungeladenen Leistungskondensators 2 entspricht im Einschaltaugenblick der Schalterspannung Us der Netzspannung UL, d.h. der Leistungskondensator 2 wird bei Netzspannung UL = 0 ans Netz 4 geschaltet, wodurch dem stationären Verbraucherstrom Ausgleichsströme überlagert sind. Dies kann dazu führen, dass der Verbraucherstrom iv innerhalb einer Stromhalbperiode einen oder mehrere Nulldurchgänge hat, was schon nach dem ersten Nulldurchgang zu einem Abschalten des Halbleiterschalters 1 führen würde. Dies kann man verhindern, wenn eine Stromnulldurchgangserfassung für einen erneuten Steuerstromimpuls an den Halbleiterschalter 1 zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs t2 sorgt. Neben der Abgabe mehrerer Steuerimpulse an den Halbleiterschalter I kann dieser auch durch einen Dauersteuerimpuls ständig leitend gehalten werden. Während der gesamten Einschaltdauer des Shortly before each switch-on, the power capacitor 2 is not precharged to the peak value of the mains voltage UL, but the semiconductor switch 1 receives a short control current pulse iG at the time t0 after the switch-on command Sejn at the time t0 in the positive zero crossing of the switch voltage Us. With the assumption of an uncharged power capacitor 2, the switch voltage Us corresponds to the mains voltage UL at the moment of switching on, i.e. the power capacitor 2 is connected to the mains 4 at mains voltage UL = 0, as a result of which compensating currents are superimposed on the stationary consumer current. This can lead to the consumer current iv having one or more zero crossings within a current half cycle, which would already lead to the semiconductor switch 1 being switched off after the first zero crossing. This can be prevented if a current zero crossing detection provides a new control current pulse to the semiconductor switch 1 at the time of the zero crossing t2. In addition to delivering several control pulses to the semiconductor switch I, the semiconductor switch I can also be kept permanently conductive by means of a continuous control pulse. During the entire operating time of the

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Halbleiterschalters 1 erfolgt im Wechselstromnetz 4 mit Hilfe des Leistungskondensators 2 eine Blindstromkompensation. Semiconductor switch 1 takes place in the AC network 4 with the aid of the power capacitor 2, a reactive current compensation.

Der zeitliche Verlauf der elektrischen Grössen nach Beendigung des Leistungskondensator-Zuschaltbefehls Sein wird anhand der Figur 4 erläutert. Erhält die Lumineszenzdiode des Optokopplers 56 vom Zeitpunkt t4 ab kein Signal mehr, schaltet der Halbleiterschalter 1 beim nächsten Nulldurchgang des Verbraucherstromes iv ab. Zu diesem Zeitpunkt ts hat die Netzspannung UL ihren Scheitelwert erreicht, und die Spannung Uc am Leistungskondensator 2 verbleibt auf diesem Spannungswert bis zum Zeitpunkt te, bei dem eingebaute Begrenzer durch eine geringfügige Entladung des Kondensators 2 ein weiteres Ansteigen der Spannung am Halbleiterschalter 1 verhindern. Normalerweise wird man die Ansprechspannung der Begrenzer etwas höher wählen, um ein periodisches Ansprechen der Begrenzer zu vermeiden. The time course of the electrical quantities after the end of the power capacitor switch-on command Sein is explained with reference to FIG. 4. If the luminescence diode of the optocoupler 56 no longer receives a signal from the time t4, the semiconductor switch 1 switches off iv at the next zero crossing of the consumer current. At this point in time ts, the mains voltage UL has reached its peak value, and the voltage Uc at the power capacitor 2 remains at this voltage value until the point in time te at which built-in limiters prevent the voltage at the semiconductor switch 1 from further increasing by slightly discharging the capacitor 2. Normally, the response voltage of the limiters will be chosen a little higher to avoid a periodic response of the limiters.

Die Spannung am Halbleiterschalter 1 ergibt sich aus der Differenz von Kondensatorspannung Uc und Netzspannung UL. Unterschreitet die Schalterspannung einen einstellbaren Schwellwert USchw (Zeitpunkte t7 bzw. ts), gibt die Schwellwert-Spannungserfassung 51 einen Impuls an den elektronischen Schalter 52 ab, der damit kurzzeitig den Steuerstrom Ìq fliessen lässt und den Halbleiterschalter 1 ansteuert. Damit wird der Kondensator 2 teilweise auf eine Spannung entladen, die vom Schwellwert Uschw und den Werten des Leistungskondensators 2 und der Induktivität 3 abhängig ist. Zum Zeitpunkt ts erfolgt wiederum die Abgabe eines Steuerimpulses ic an den Halbleiterschalter 1, so dass eine erneute Entladung des Leistungskondensators 2 die Spannung Uc am Leistungskondensator 2 ungefähr auf den Wert Null einschwingen lässt. The voltage at the semiconductor switch 1 results from the difference between the capacitor voltage Uc and the mains voltage UL. If the switch voltage falls below an adjustable threshold value USchw (times t7 or ts), the threshold value voltage detection 51 emits a pulse to the electronic switch 52, which thus briefly allows the control current Ìq to flow and controls the semiconductor switch 1. The capacitor 2 is thus partially discharged to a voltage which is dependent on the threshold value Uschw and the values of the power capacitor 2 and the inductor 3. At the time ts, a control pulse ic is again given to the semiconductor switch 1, so that a renewed discharge of the power capacitor 2 causes the voltage Uc on the power capacitor 2 to settle approximately to the value zero.

Die zwei- oder mehrstufige Schwingungsentladung beinhaltet eine erhebliche Vergrösserung der Schonzeit für den steuerbaren Halbleiterschalter 1 und lässt grosse Toleranzen bei der Festlegung des Entladezeitpunktes zu. Am zeitlichen Verlauf der elektrischen Grössen sind die Vorteile des erfin-dungsgemässen Verfahrens leicht zu ersehen: The two-stage or multi-stage vibration discharge includes a considerable increase in the protective time for the controllable semiconductor switch 1 and permits large tolerances in the determination of the discharge time. The advantages of the method according to the invention can easily be seen from the course of the electrical quantities over time:

Der Leistungskondensator zur Blindstromkompensation 5 des Netzes unterliegt einer reinen Wechselspannungsbeanspruchung, womit Nachteile hinsichtlich seiner Lebensdauer aufgrund von Gleichstrombelastungen vermieden sind. Des weiteren werden die Leistungshalbleiterbauelemente des Kondensatorschalters sperrspannungsmässig nur mit dem io Betrag der einfachen Netzspannung beansprucht, da die Kondensatorspannung im ausgeschalteten Zustand gleich Null ist. Weiterhin kann der Zu- und Abschaltzeitpunkt des Leistungskondensators am Netz sowohl im positiven als auch negativen Scheitelwert der Netzspannung liegen. Auch ist 15 eine Vorladung der Spannung Uc des Leistungskondensators auf Werte ungleich der Netzscheitelspannung durch Verschiebung des Vorladezeitpunktes möglich. Dabei bringt eine Verschiebung in Richtung des Netzspannungsscheitelwertes eine Vorladespannung, die grösser als die Scheitelwertspannung 20 des Netzes ist. Durch die Anpassungsfähigkeit durch Veränderung des Vor- und analog entsprechend auch des Entladezeitpunktes ist es möglich, die Bedingungen für ein exaktes ausgleichstromfreies Schalten zu realisieren. The power capacitor for reactive current compensation 5 of the network is subject to a pure AC voltage stress, which avoids disadvantages with regard to its service life due to DC loads. Furthermore, the power semiconductor components of the capacitor switch are subjected to reverse voltage only with the io amount of the simple mains voltage, since the capacitor voltage is zero when switched off. Furthermore, the switch-on and switch-off time of the power capacitor on the network can lie both in the positive and in the negative peak value of the network voltage. It is also possible to precharge the voltage Uc of the power capacitor to values not equal to the network peak voltage by shifting the precharging time. A shift in the direction of the mains voltage peak value brings a precharge voltage that is greater than the peak value voltage 20 of the network. Due to the adaptability by changing the precharge and analogously also the discharge time, it is possible to implement the conditions for an exact switching current-free switching.

Während beim bekannten Verfahren nach der DE-OS 25 23 03 939 der Schaltzeitpunkt für das Vor- bzw. Entladen innerhalb der Viertelperiode vor bzw. nach dem Ein- oder Abschalten des Kondensators 2 unter Berücksichtigung der das Schwingkreisverhalten bestimmenden Grössen vorzugsweise derart gewählt werden müsste, dass die Spannung am 30 Kondensator 2 genau auf die gewünschten Werte, insbesondere den Scheitelwert der Netzspannung einschwingt, besteht beim erfindungsgemässen Verfahren eine solche Einschränkung nicht mehr. While in the known method according to DE-OS 25 23 03 939 the switching time for the precharging or discharging within the quarter period before or after switching the capacitor 2 on or off should preferably be selected taking into account the variables determining the resonant circuit behavior, In the method according to the invention, there is no longer any such restriction that the voltage across capacitor 2 settles precisely to the desired values, in particular the peak value of the mains voltage.

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2 Blatt Zeichnungen 2 sheets of drawings

Claims (3)

650 109 PATENTANSPRÜCHE650 109 PATENT CLAIMS 1. Verfahren zum Betrieb eines Leistungskondensators zur Blindstromkompensation, der in Reihe mit einem Halbleiterschalter und einer Induktivität an ein Wechselstromnetz oder in offener Dreieckschaltung an ein Drehstromnetz angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungskondensator am Ende eines Einschaltintervalles durch einen ein- oder mehrstufigen Schwingungsentladevorgang bei betragsmässig zunehmender Netzspannung und unter Energieabgabe an das Wechsel- bzw. Drehstromnetz vollständig entladen wird, und bei Gleichheit der Spannung an den Leistungskondensator und der Spannung im Wechsel- bzw. Drehstromnetz, d.h. bei Spannung Null an dem den Leistungskondensator zugeordneten Halbleiterschalter in Abhängigkeit vom Zuschaltbefehl eines den Blindleistungsbedarf erfassenden Messsystems im zu kompensierenden Wechsel- bzw. Drehstromnetz eingeschaltet wird. 1. A method of operating a power capacitor for reactive current compensation, which is connected in series with a semiconductor switch and an inductor to an AC network or in an open delta connection to a three-phase network, characterized in that the power capacitor at the end of a switch-on interval by a single-stage or multi-stage vibration discharge process Grid voltage increasing in amount and completely discharging energy to the AC or three-phase network, and if the voltage at the power capacitor and the voltage in the AC or three-phase network are equal, ie at zero voltage, the semiconductor capacitor assigned to the power capacitor is switched on as a function of the switch-on command of a measuring system detecting the reactive power requirement in the AC or three-phase network to be compensated. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass nach dem Abschalten des Halbleiterschalters (1) durch eine geringfügige Entladung des Leistungskondensators (2) ein weiteres Ansteigen der Spannung am Halbleiterschalter (1) verhindert wird und bei Unterschreiten eines einstellbaren Spannungsschwellwertes am Halbleiterschalter (1) ein Impuls an den Halbleiterschalter (1) abgegeben wird, der zu einer Entladung des Leistungskondensators und damit zu einem Absinken der Kondensatorspannung führt, die vom eingestellten Schwellwert, der Kapazität des Leistungskondensators (2) und der Induktivität (3) abhängt, und dass sich dieser Entladevorgang so oft wiederholt, bis der Leistungskondensa-tor ungefähr auf den Wert Null entladen ist. 2. The method according to claim 1, characterized in that after switching off the semiconductor switch (1) by a slight discharge of the power capacitor (2), a further increase in the voltage at the semiconductor switch (1) is prevented and when the voltage falls below an adjustable threshold value on the semiconductor switch (1 ) a pulse is emitted to the semiconductor switch (1), which leads to a discharge of the power capacitor and thus to a decrease in the capacitor voltage, which depends on the set threshold, the capacity of the power capacitor (2) and the inductance (3), and that this discharge process is repeated until the power capacitor is approximately discharged to zero. 3. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Optokoppler (56) eingangsseitig mit einer Blindleistungs-Rege-lungseinrichtung (6) für das zu kompensierende Wechselbzw. Drehstromnetz (4) und ausgangsseitig sowohl mit einer Stromversorgungseinheit (55) als auch einer Steuerlogik (57) verbunden ist, dass ein in Reihe zum Halbleiterschalter (1) liegender Stromwandler (58) sekundärseitig mit einer Einrichtung zur Stromnulldurchgangserfassung (54) verbunden ist, deren Ausgänge an die Stromversorgungseinheit (55) und die Steuerlogik (57) angeschlossen sind, dass eine Einrichtung zur Schwellwertspannungserfassung (51), eine Einrichtung zur Spannungsnulldurchgangserfassung (53) und die Stromversorgungseinheit (55) an Anode und Kathode des Halbleiterschalter (1) angeschlossen sind, dass der Ausgang der Einrichtung zur Schwellwertspannungserfassung (51), der Steuerlogik (57) und der Stromversorgungseinheit (55) auf Eingänge eines elektronischen Schalters (52) und der Ausgang der Einrichtung zur Spannungsnulldurchgangserfassung (53) auf einen weiteren Eingang der Steuerlogik (57) geschaltet sind, und dass der Ausgang des elektronischen Schalters (52) mit dem Steueranschluss des Halbleiterschalters (1) verbunden ist. 3. Arrangement for performing the method according to claim 1 and 2, characterized in that an optocoupler (56) on the input side with a reactive power control device (6) for the alternating or to be compensated. Three-phase network (4) and on the output side is connected to both a power supply unit (55) and a control logic (57) that a current transformer (58) in series with the semiconductor switch (1) is connected on the secondary side to a device for detecting current zero crossing (54), the Outputs are connected to the power supply unit (55) and the control logic (57), that a device for threshold voltage detection (51), a device for voltage zero crossing detection (53) and the power supply unit (55) are connected to the anode and cathode of the semiconductor switch (1), that the output of the device for threshold voltage detection (51), the control logic (57) and the power supply unit (55) is switched to inputs of an electronic switch (52) and the output of the device for zero voltage detection (53) is connected to a further input of the control logic (57) and that the output of the electronic switch (52) with the Ste Connection of the semiconductor switch (1) is connected.