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PATENTANSPRÜCHE
1. Vorrichtung zum Impulslichtbogen- und Auftragsschweissen von Werkstücken, bestehend aus einem Hauptstromkreis (A) und einer dem Hauptstromkreis (A) zugeordneten Steuereinheit (B,C), mit einem im Hauptstromkreis (A) angeordneten Streutransformator (3) mit veränderbarer Ausgangsspannung, dessen Primärwicklung (6) zum Anschluss an ein Wechselstromnetz (8) bestimmt ist und dessen Sekundärwicklung (9) mit einem in Brückenschaltung ausgeführten steuerbaren Gleichrichter (10) verbunden ist, dessen steuerbare Ventile (11, 12) mit den Ausgängen der Steuereinheit (B,C) elektrisch gekoppelt sind, mit einer an den Pluspol (20) des steuerbaren Gleichrichters (10) angeschlossenen Drosselspule (22), an welche eine Schweisselektrode (1) anschliessbar ist, während der Minuspol (21) des steuerbaren Gleichrichters (10) mit dem Werkstück (2) koppelbar ist, dadurch gekennzeichnet,
dass der Streutransformator (3) ein Einphasentransformator ist, dass die Drosselspule (22) eine veränderbare, nichtlineare Induktivität aufweist, dass zwischen den Polen (20, 21) des steuerbaren Gleichrichters (10) ein erster Stellwiderstand (19) zur Steuerung der Ausgangsspannung der Vorrichtung im Leerlauf geschaltet ist, dass mit der Drosselspule (22) ein Integrator (26) in Reihe geschaltet ist, der einen zweiten Stellwiderstand (27), einen Kondensator (28) und ein Ventil (29) aufweist, wobei ein Anschluss (30) des zweiten Stellwiderstandes (27) mit der Drosselspule (22) verbunden ist,
der Kondensator (28) zwischen dem anderen Anschluss des zweiten Stellwiderstandes (27) und dem Minuspol (21) des steuerbaren Gleichrichters (10) liegt und das Ventil (29) das zwischen dem Schleifkontakt des zweiten Stellwiderstandes (27) und der Drosselspule (22) liegende Teilstück dieses Stellwiderstandes (27) shuntet, wobei die Polarität des Ventils (29) zum Sperren des Ladestromes des Kondensators (28) ausgerichtet ist, und dass die Steuereinheit (B,C) zur Steuerung des Hauptstromkreises (A) derart bemessen ist, dass der beim Schweissen auftretende Lichtbogen mit einem Strom gespeist wird, dessen zeitlicher Verlauf sich als eine von einem Gleichstrom anteil überlagerte periodische Kurve darstellen lässt, deren Vorderflanke nahezu linear ansteigt und deren Hinterflanke nahezu exponential abfällt.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Ventil (110), welches anodenseitig mit dem Minus- und kathodenseitig mit dem Pluspol des steuerbaren Gleichrichters (10) verbunden ist (Fig. 3).
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass in der Drosselspule (22) mit veränderbarer, nichtlinearer Induktivität das Verhältnis des Induktivitätswertes im ungesättigten Zustand zu dem im Sättigungszustand über 40: 1 liegt.
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (B) eine aus einer ersten Baugruppe (42) und einer zweiten Baugruppe (43) bestehende Reihenschaltung aufweist, wovon die erste Baugruppe (42) in Reihe geschaltete Integrierglieder aufweist, zur Mittelwertmessung der Lichtbogenspannung bestimmt ist und ihre Eingänge als Eingänge der Steuereinheit (B) dienen und wovon die zweite Baugruppe (43) zur Abschaltung einer automatischen Mittelwertregelung der Lichtbogenspannung beim Kurzschliessen der Schweisselektrode (1) mit dem Werkstück (2) bestimmt ist und ihre Ausgänge mit dem Speisekreis eines Relaxations-Spannungsimpulsformers (35) und einem ersten Differenzverstärker (34) verbunden sind, dessen weitere Eingänge mit einem frequenzstabilen Sägezahnspannungsgenerator (32) und einem ohmschen Spannungsteiler (33) gegensinnig verbunden sind,
dass der Ausgang des ersten Differenzverstärkers (34) mit einem weiteren Eingang des Relaxations-Spannungsimpulsformers (35) verbunden ist, dass die Steuereinheit (B) ferner eine dritte Baugruppe (36) zur Mittelwerteinstellung der Licht bogenspannung aufweist, deren Ausgang über einen ohmschen Spannungsteiler (37) zusammen mit dem Ausgang des Relaxations-Spannungimpulsformers (35) mit dem Eingang eines zweiten Differenzverstärkers (38) verbunden ist, dessen Ausgang mit einer Reihenschaltung, bestehend aus einem Negationsglied (39), einem Differenzierglied (40) und einem Sperrschwinger (41), verbunden ist, wobei diese Reihenschaltung den Ausgang der Steuereinheit (B) darstellt.
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (C) einen frequenzstabilen Sägezahnspannungsgenerator (32) und einen ohmschen Spannungsteiler (33) aufweist, deren Ausgänge mit den Eingängen eines ersten Differenzverstärkers (34) gegensinnig verbunden sind, welcher Differenzverstärker (34) ausgangsseitig mit einem Relaxations-Spannungsim pulsformer (35) verbunden ist, dass ein Rechteckimpulsgenerator (111) ausgangsseitig zusammen mit dem Ausgang des Relaxations-Spannungsimpulsformers (35) mit den Eingängen eines zweiten Differenzverstärkers (38) verbunden ist, dessen Ausgang mit einer Reihenschaltung, bestehend aus einem Negationsglied (39), einem Differenzierglied (40) und einem Sperrschwinger (41), gegensinnig verbunden ist,
wobei der Ausgang dieser Reihenschaltung den Ausgang der Steuereinheit (C) bildet (Fig. 4).
Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art.
Die Erfindung ist zur Anwendung im Maschinen-, Schiffs-, Flugzeug- und Kraftfahrzeugbau bestimmt und eignet sich zur Durchführung von Montage-, Bau- und Inbetriebsetzungsarbeiten. Die erfindungsgemässe Vorrichtung dient dabei zum Verbindungs- und Auftragsschweissen in sämtlichen Positionen mit abschmelzbaren und nichtabschmelzbaren Elektroden unter Schutzgasen, unter Pulver, unter Wasser und bei Schweissung ohne Lichtbogenabschirmung. Die Erfindung kann ferner beim Verbindungsund Auftragsschweissen von Werkstücken in sämtlichen Positionen mit umhüllten Einzelelektroden verwendet werden.
Beim Impulslichtbogenschweissen sind dem Gleichstrom Impulse überlagert, welche zur Ablösung von Metalltropfen von der Elektrode beitragen und die Geschwindigkeit des Metalltropfenüberganges ins Schmelzbad erhöhen.
Bekannt sind Vorrichtungen zum Impulslichtbogen- und Auftragsschweissen von Werkstücken sowohl mit abschmelzbaren wie auch mit nichtabschmelzbaren Elektroden sowie mit umhüllten Einzelelektroden.
In der Regel weisen die Vorrichtungen eine Gleichstromquelle und einen Generator zum Erzeugen gleichpoliger Impulse auf und stellen Schweissstrommodulatoren dar. Das Abschmelzen der Elektrode bis zur Bildung eines Tropfens und das Absetzen des Tropfens im Schmelzbad erfolgt bei Verwendung der genannten Vorrichtung ununterbrochen, da das Abschmelzen der Elektrode von dem von einer Gleichstromquelle gelieferten Strom abhängig ist Dabei wird die Festigkeit der Schweissverbindung infolge eines Abbrandes von Komponenten des Elektrodenmaterials nachteilig beeinflusst. Insbesondere wird die Festigkeit von Schweissverbindungen von Werkstücken aus Aluminium-Magnesium-Legierungen vermindert, welche über 2 mm dick sind.
Eine aus dem SU-Urheberschein 256 134 bekannte Impulslichtbogen-Schweissvorrichtung weist einen Hauptstromkreis, einen Schweissstrom-Impulsformer und eine Haupt stromkreis-Steuereinheit auf. Der Hauptstromkreis dieser bekannten Vorrichtung enthält einen Drehstrom-Streu
transformator, dessen Primärwicklungen zum Anschluss an ein Drehstromnetz bestimmt sind und dessen Sekundärwicklungen eine heruntertransformierte veränderbare Ausgangsspannung liefern. Die Ausgangsspannung wird durch einen mehrphasigen Gleichrichter in Brückenschaltung, welcher den Hauptgleichrichter darstellt, gleichgerichtet. An den Pluspol dieses Gleichrichters ist die Schweisselektrode über eine Drossel angeschlossen, während der Minuspol mit dem Werkstück elektrisch verbunden ist.
Der Schweissstrom-Impulsformer weist in den Stromkreis jeder Phase des Drehstromtransformators geschaltete Entladungskondensatoren und einen an eine Zusatzwicklung des Transformators angeschlossenen Zusatzgleichrichter mit steuerbaren und unsteuerbaren Ventilen auf. Die Entladungskondensatoren sind über die steuerbaren Ventile dem Hauptgleichrichter und der Drossel parallelgeschaltet. Die Steuereinheit weist statische Phasendrehglieder, Impulstransformatoren und Umschalter auf. Die Phasendrehglieder sind über die Impulstransformatoren und die Umschalter an den Steuerelektroden der steuerbaren Ventile angeschlossen.
Beim Anlegen der Speisenetzspannung an den Transformator laden sich die Entladungskondensatoren über den steuerbaren Gleichrichter bis auf den Spitzenwert der in der Zusatzwicklung des Drehstromtransformators induzierten Spannung auf. Diese Kondensatoren werden der Reihe nach innerhalb der positiven Halbwelle der Speisespannung aufgeladen, wobei die steuerbaren Ventile während dieser Zeitspanne gesperrt sind. Während der negativen Wechselspannungshalbwelle werden die steuerbaren Ventile der Reihe nach geöffnet, und die Kondensatoren entladen sich an den Lichtbogen. Infolgedessen entstehen gleichpolige Stromimpulse grosser Leistung. Die Ventile werden in der beschriebenen Vorrichtung von den statischen Phasendrehgliedern gesteuert. Die Stromimpulsparameter und die Impulsfolgefrequenz können mittels einer Programmiereinrichtung automatisch eingestellt werden.
Die bekannte Vorrichtung weist jedoch den Nachteil auf, dass das Elektroden- und Schweissbadmetall von einem Strom durchflossen wird, der zum ununterbrochenen Abschmelzen beiträgt, wodurch die Komponenten überhitzt werden und teilweise abbrennen. Die Folge ist eine verminderte Qualität der Schweissverbindungen.
Ferner benötigt die bekannte Vorrichtung zum Impulslichtbogenschweissen nicht nur einen Haupt-, sondern auch einen Zusatzgleichrichter. Der dabei erforderliche Schweissstrom-Impulsformer mit einem Zusatzgleichrichter bedingt eine erhöhte Investition und einen grösseren Platzbedarf, wodurch die Kosten entsprechend hoch ausfallen und die Schweissausrüstung kompliziert ist.
Ferner sei auf eine niedrige Lichtbogenstabilität beim Schweissen von bis zu 2 mm dicken Werkstücken hingewiesen, die durch Sperrung des Hauptgleichrichters von dem diesem parallelgeschalteten Schweissstrom-Impulsformer bedingt ist.
Es ist der Zweck der Erfindung, die genannten Nachteile zu vermeiden, nämlich die Qualität der Schweissverbindungen zu erhöhen.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangsgenannten Art zu schaffen, in welcher zur Erhöhung der Qualität der Schweissverbindungen der Schweissstrom zeitveränderlich ist, um eine periodische Abwechslung von Intervallen der Abschmelzung und Kühlung des Elektrodenendes bei konstantem Elektrodenvorschub und bei Konstanthaltung einer mittleren Lichtbogenspannung zu gewährleisten.
Die gestellte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Die erfindungsgemässe Vorrichtung ermöglicht eine Senkung des Kostenaufwandes für die Schweissausrüstung, eine Vereinfachung der Vorrichtung sowie eine Verminderung des Platzbedarfes.
Eine bevorzugte Ausführungsform nach Anspruch 2 ermöglicht es, die Betriebssicherheit des steuerbaren Gleichrichters zu erhöhen, indem dieser vom Schweissstrom bei Ausbleiben pulsierender Spannung an seinen Polen entlastet wird.
Bei einer Ausführungsform nach Anspruch 3 gewährleistet der Bereich der Induktivitätsänderung eine periodische Abwechselung von Intervallen zwischen dem Abschmelzen der Elektrode und der Möglichkeit zum Abkühlen.
Eine Ausführungsform nach Anspruch 4 ermöglicht eine automatische Mittelwert-Konstanthaltung der Lichtbogenspannung bei während des Schweissvorganges auftretenden Störungen.
Eine Ausführung der Hauptstromkreis-Steuereinheit nach Anspruch 5 ermöglicht das Schweissen mit Einzelelektroden, welche sowohl für das Gleichstrom- als auch für das Wechselstromschweissen bestimmt sind. Ferner lässt sich dadurch die Temperaturbeständigkeit, z.B. von Wolframelektroden beim Pluspol-Schweissen erhöhen.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein elektrisches Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Impulslichtbogen- und Auftragsschweissen von Werkstücken,
Fig. 2 ein Prinzipschaltbild der in der Fig. 1 dargestellten Vorrichtung,
Fig. 3 ein Prinzipschaltbild einer anderen Ausführungsform des Hauptstromkreises der Impulslichtbogen- und Auf tragsschweissvorrichtung,
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer gegenüber der Fig. 1 un terschiedlichen Ausführungsform,
Fig. 5 ein Prinzipschaltbild mit dem in der Fig. 1 dargestellten Hauptstromkreis und der in der Fig. 4 dargestellten Hauptstromkreis-Steuereinheit,
Fig. 6 bis 8 zeitabhängige Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der in den Figuren 1 und 2 dargestellten Vorrichtung und
Fig.
9 und 10 zeitabhängige Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der in den Fig. 4 und 5 dargestellten Vorrichtung.
Die in der Fig. 1 dargestellte Vorrichtung zum Impulslichtbogen- und Auftragsschweissen von Werkstücken weist einen Hauptstromkreis A und eine Hauptstromkreis-Steuereinheit B auf.
Der Hauptstromkreis A dient zur Gewährleistung des ununterbrochenen Brennens des Lichtbogens zwischen einer Elektrode 1 und einem Werkstück 2 entsprechend einem vorgegebenen Programm der Schweissstromänderung. Er weist einen Einphasentransformator 3 zur Herabsetzung der Spannung auf, dessen Magnetkern 4 einen Luftspalt 5 aufweist. Die Primärwicklung 6 des Transformators 3 ist über einen Umschalter 7 zur Speisung an ein Wechselstromnetz 8 anschliessbar. Der nur symbolisch dargestellte Umschalter 7 dient zur Umschaltung auf unterschiedliche Windungszahlen.
An die Sekundärwicklung 9 des Transformators 3 ist ein Gleichrichter 10 in Brückenschaltung angeschlossen. Die Brückenschaltung weist zwei steuerbare Ventilelemente - die beiden Thyristoren 11 und 12- und zwei unsteuerbare Ventilelemente in Form von Dioden 13 und 14 auf. Der eine Anschluss 15 der Sekundärwicklung 9 ist mit einem Verbindungspunkt 16 der Thyristoren 11 und 12 verbunden, während der andere Anschluss 17 der Wicklung 9 mit einem Verbindungspunkt 18 der Dioden 13 und 14 verbunden ist.
Der steuerbare Gleichrichter 10 ist mit seinem Pluspol an einen Verbindungspunkt 20 und mit seinem Minuspol an einen Verbindungspunkt 21 angeschlossen. Zwischen die beiden Verbindungspunkte 20 und 21 ist ein erster Stellwiderstand 19 geschaltet. Der Verbindungspunkt 20 ist mit einer Drosselspule 22 mit veränderbarer nichtlinearer Induktivität verbunden, deren Magnetkern 23 einen Luftspalt 24 aufweist. Ein zweiter Umschalter 25 dient zum Abgreifen unterschiedlicher Windungszahlen der Drosselspule 22.
Die Drosselspule 22 ist mit einem Intregierglied 26 in Reihe geschaltet, welches einen zweiten Stellwiderstand 27, einen Kondensator 28 und ein Ventil 29 aufweist. Der zweite Stellwiderstand 27 ist mit seinem einen Anschluss über einen Verbindungspunkt 30 mit dem zweiten Umschalter 25 verbunden. Mit seinem anderen Ende ist der Stellwiderstand 27 mit dem einen Anschluss des Kondensators 28 verbunden.
Der andere Anschluss des Kondensators 28 ist über den Verbindungspunkt 21 mit dem Minuspol des steuerbaren Gleichrichters 10 verbunden. Das Ventil 29 ist anodenseitig mit dem Schleifkontakt des zweiten Stellwiderstandes 27 und kathodenseitig mit dem Verbindungspunkt 30 des Integriergliedes 26 verbunden, wodurch der zwischen dem Schleifkontakt und dem Verbindungspunkt 30 liegende Teil des zweiten Stellwiderstandes 27 geshuntet ist.
Die die Pole des steuerbaren Gleichrichters 10 darstellenden Verbindungspunkte 30 und 21 bilden den Ausgang des Hauptstromkreises A. Der Verbindungspunkt 30 ist mit der Schweisselektrode 1 und der Verbindungspunkt 21 ist über ein Schütz 31 mit dem Werkstück 2 verbunden. Das Schütz 31 dient zum Ein- und Ausschalten des Schweissstromkreises.
Die Steuereinheit B stellt in der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung praktisch einen Lichtbogen-Spannungsgegenkopplungskreis dar und enthält einen frequenzstabilen Sägezahnspannungsgenerator 32 und einen ohmschen Spannungsteiler 33, die mit den Eingängen eines ersten Differenzverstärkers 34 gegensinnig verbunden sind, so dass ihre Spannungen subtrahiert werden. Der erste Differenzverstärker 34 ist ausgangsseitig mit dem Eingang eines Relaxations-Spannungsimpulsformers 35 verbunden.
Ferner weist die Steuereinheit B gemäss Fig. 1 eine Baugruppe 36 zur Mittelwerteinstellung der Lichtbogenspannung auf, welche Baugruppe von einer stabilisierten Gleichspannungsquelle gespeist wird. Für diesen Zweck ist eine beliebige stabilisierte Spannungsquelle geeignet. Mit dem Ausgang der Baugruppe 36 ist ein ohmscher Spannungsteiler 37 verbunden.
Der Ausgang des Relaxations-Spannungsimpulsformers 35 und derjenige des ohmschen Spannungsteilers 37 sind mit den Eingängen des zweiten Differenzverstärkers 38 gegensinnig verbunden, so dass die Spannungen an diesen Ausgängen subtrahiert werden. Mit dem Ausgang des zweiten Differenzverstärkers 38 ist eine Reihenschaltung, bestehend aus einem Negationsglied 39, einem Differenzierglied 40 und einem Sperrschwinger 41, verbunden. Diese Reihenschaltung bildet den Ausgang des Hauptstromkreis es B, indem der Sperrschwinger 41 mit seinen Ausgängen mit den Steuerelektroden der Thyristoren 11 und 12, mit dem Verbindungspunkt 16 der beiden Thyristoren 11 und 12 und mit dem Pluspol des steuerbaren Gleichrichters 10 am Verbindungspunkt 20 verbunden ist.
Die genannte Steuereinheit B enthält ausserdem eine erste Baugruppe 42 zur Mittelwertmessung der Lichtbogenspannung, die eingangsseitig mit Belägen des Kondensator 28 elektrisch gekoppelt ist. Diese elektrische Kopplung kann durch direkten Anschluss der Eingänge der Baugruppe 42 an den Kondensator 28 verwirklicht werden, bzw. beim Vorhandensein des Schützes 31 kann einer der Eingänge der Baugruppe 42 über dieses Schütz an den entsprechenden Belag des Kondensators 28 angeschlossen werden.
An die Ausgänge der ersten Baugruppe 42 ist eine zweite Baugruppe 43 zur Abschaltung der automatischen Mittelwertregelung der Lichtbogenspannung beim Kurzschliessen der Elektrode 1 mit dem Werkstück 2 nachgeschaltet. Die Baugruppe 43 ist ausgangsseitig an die Speisekreise des ersten Differenzverstärkers 34 und des Relaxations-Spannungsimpulsformers 35 gekoppelt.
Fig. 2 zeigt ein elektrisches Prinzipschaltbild der in der Fig. 1 dargestellten Impulslichtbogen- und Auftragsschweissvorrichtung.
Der frequenzstabile Sägezahnspannungsgenerator 32 enthält gemäss dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung einen in bekannter Brückenschaltung ausgeführten und mit Dioden 45, 46, 47 und 48 bestückten Zweiweggleichrichter 44. An den Ausgang des Gleichrichters 44 ist ein Transistor 49 mit einer Schaltung aus einer Diode 50, Widerständen 51, 52, 53 und einem Kondensator 54, wie in Fig. 2 gezeigt, angeschlossen. Die genannten Bauelemente 44 bis 53 bilden den Sägezahnspannungsgenerator 32, dessen Aufbau den Fachleuten weitestgehend bekannt ist.
Der ohmsche Spannungsteiler 33 weist Widerstände 55, 56 und einen dem Widerstand 55 parallelgeschalteten Kondensator 57 auf.
Der erste Differenzverstärker 34 ist zur Verstärkung der Differenz zwischen der am Kondensator 54 abfallenden Ausgangsspannung des Generators 32 und der am Kondensator 57 abfallenden Ausgangsspannung des ohmschen Spannungsteilers 33 bestimmt. Dieser Verstärker weist einen Transistor 58 und Widerstände 59 und 60 auf, die gemeinsam eine Spannungsverstärkungsstufe bilden. Ausgangsseitig sind der Generator 32 über den Widerstand 59 an die Basis und der ohmsche Spannungsteiler 34 an den Emitter des Transistors 58 angeschlossen.
Der Relaxations-Spannungsimpulsformer 35 enthält einen Transistor 61, in dessen Basiskreis ein Widerstand 62, dessen einer Anschluss mit dem Kollektor des Transistors 58 in Verbindung steht, geschaltet ist Der genannte Wandler enthält weiterhin einen an den Kollektor des Transistors 61 angeschlossenen Widerstand 63 und eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 64 und einer Diode 65, die gemeinsam mit einem Kondensator 66 einen zwischen Emitter und Kollektor des Transistors 61 geschalteten Reihenstromkreis bilden.
Die dritte Baugruppe 36 zur Mittelwerteinstellung der Lichtbogenspannung weist einen Stellwiderstand 67, an den die stabilisierte Gleichspannung gelangt, einen Kondensator 68 und eine Diode 69 auf. Der Einstellwert der Spannung kann am Voltmeter 70 kontrolliert werden.
Der omsche Spannungsteiler 37 besteht aus Widerstände den 71, 72, einem Stellwiderstand 73 und einem Kondensator 74. Die elektrische Schaltung eines derartigen Spannungsteilers ist den Fachleuten weitestgehend bekannt. Wie aus der Zeichnung zu ersehen ist, sind Widerstände 71, 72 und 73 in Reihe geschaltet, während der Kondensator 74 zu dem Widerstand 72 und einem Teil des Stellwiderstandes 73 parallelgeschaltet ist.
Weiterhin enthält die gegebene Ausführungsvariante der Steuereinheit B den zweiten Differenzverstärker 38, dessen Aufbau den Fachleuten ebenfalls gut bekannt ist. Wie in Fig. 2 gezeigt ist, weist dieser Verstärker einen Transistor 75 und Widerstände 76, 77 und 78 auf. Der Ausgang des Relaxations-Spannungsimpulsformers 35 ist an den Widerstand 76 und der des ohmschen Spannungsteilers 37 an den Widerstand 77 angeschlossen. Dem Ausgang des genannten Verstärkers ist das mit einem Transistor 79 und Widerständen 80 und 81 bestückte Negationsglied 39 nachgeschaltet.
An den Ausgang des Negationsgliedes 39 ist das aus einem Widerstand 82 und einem Kondensator 83 bestehende Differenzglied 40 angekoppelt. Dem Ausgang des Differenziergliedes 40 ist der Sperrschwinger 41 nachgeschaltet, der mit einem Transistor 84, einem Widerstand 85, einer Diode 86, einem Transformator 87, Widerständen 88, 89 und Umschaltern 90, 91 bestückt ist. An den Emitter-Basis-Übergang des Transistors 84 ist der Widerstand 82 und an den Kollektor desselben Transistors der Widerstand 85 geschaltet. In Reihe mit dem Widerstand 85 liegt die Diode 86, die die Primärwicklung 87a des Transformators shuntet. Das andere Ende dieser Wicklung ist mit den Widerständen 78 und 81 verbunden.
In Reihe mit den Sekundärwicklungen 87b und 87c dieses Transformators sind die Widerstände 88 und 89 geschaltet, die über die Umschalter 90 bzw. 91 an die Steuerelektroden der Thyristoren 11 bzw. 12 angeschlossen sind.
Die anderen Enden der Sekundärwicklungen 87b und 87c sind mit dem Verbindungspunkt 16 der Thyristoren 11 und
12 bzw. dem Pluspol des steuerbaren Gleichrichters 10 verbunden.
Die erste Baugruppe 42 zur Mittelwertmessung der Lichtbogenspannung weist zwei in Reihe geschaltete Integrierglieder, die jeweils von einem Stellwiderstand 92 und einem Kondensator 93 bzw. einem Stellwiderstand 94 und einem Kondensator 95 gebildet sind, einen Kondensator 96 und eine Diode 97 auf. Der gemessene Spannungswert kann an einem zu dem Kondensator 96 parallelgeschalteten Voltmeter 98, wie es in der Zeichnung gezeigt ist, abgelesen werden.
Der Widerstand 92 ist an einen Belag des Kondensators 28 angeschlossen, während der Kondensator 93 mit dem zu bearbeitenden Werkstück 2 elektrisch gekoppelt ist.
Die zweite Baugruppe 43 zur Abschaltung der automatischen Mittelwertregelung der Lichtbogenspannung beim Kurzschliessen der Elektrode 1 mit dem Werkstück 2 enthält einen Transistor 99, zwischen dessen Emitter und Basis eine Diode 100 anodenseitig an den Emitter geschaltet ist, und einen mit einem Anschluss an die Basis des Transistors 99 und mit dem anderen an einen Kontakt eines Kippschalters 102 geschalteten Widerstand 101.
Der andere Kontakt des Kippschalters 102 ist mit dem Werkstück 2 und dem Widerstand 63 elektrisch gekoppelt.
Mit dem Kollektor des Transistors 99 steht ein Widerstand 103 in Verbindung. Die Baugruppe 43 enthält weiterhin einen Transistor 104, dessen Basis über einen Widerstand 105 an den Kollektor des Transistors 99 gekoppelt ist. Die Emitter der Transistoren 99 und 104 sind zusammengeschaltet. An den Kollektor des Transistors 104 ist ein Widerstand 106 angeschlossen. Die anderen Anschlüsse der Widerstände 103 und 106 sind zusammengeschaltet. Zwischen Emitter und Kollektor des Transistors 104 ist ein zwei Schliesskontakte 107a, 107b aufweisendes elektromagnetisches Relais 107 geschaltet. Parallel zu dem Transistor 104 und dem Widerstand 106 ist ein aus einer Reihenschaltung von einem elektromagnetischen Relais 108, einem Schliesskontakt 107a und einem Widerstand 109 bestehender Stromkreis geschaltet.
Ein Schliesskontakt 107b ist zwischen Emitter des Transistors 61 und der Kathode der Diode 97 geschaltet. Ein Schliesskontakt 108a liegt zwischen dem Emitter des Transistors 58 und dem Widerstand 71.
Es ist eine andere Ausführungsvariante des Hauptstromkreises A (Fig. 3) möglich, gemäss der die Anzapfungen 15 und 17 der Sekundärwicklung 9 jeweils an die Verbindungspunkte 20 bzw. 21 der Schaltung des steuerbaren Gleichrichters 10 angeschlossen sind, während die Punkte 18 und 16 jeweils als Plus- bzw. Minuspol desselben Gleichrichters dienen. Zwischen den Verbindungspunkten 18 und 16 ist die Leistungsdiode 110 anodenseitig an den Minuspol des steuerbaren Gleichrichters 10 geschaltet. Im übrigen ist der Hauptstromkreis ähnlich dem in Fig. 1 gezeigten ausgeführt.
Gemäss einer weiteren Ausführungsvariante der Steuereinheit C, deren elektrisches Schaltbild Fig. 4 zeigt, enthält diese den frequenzstabilen Sägezahnspannungsgenerator 32 und den ohmschen Spannungsteiler 37, die an die Eingänge des ersten Differenzverstärker 34 so angeschlossen sind, dass ihre Ausgangsspannungen subtrahiert werden. Der Differenzverstärker 34 ist ausgangsseitig mit dem Eingang eines Rechteckimpulsgenerators 111 verbunden.
Der erwähnte Rechteckimpulsgenerator 111 und der Relaxations-Spannungsimpulsformer 35 sind an die Eingänge des zweiten Differenzverstärkers 38 so angeschlossen, dass ihre Ausgangsspannungen subtrahiert werden. Dem Ausgang dieses Verstärkers ist der aus der Reihenschaltung von einem Negationsglied 39, einem Differenzierglied 40 und einem Sperrschwinger 41 bestehende Stromkreis nachgeschaltet. Die Ausgänge des Sperrschwingers 41 sind an die Steuerelektroden der Thyristoren 11 und 12, den Verbindungspunkt 16 dieser Thyristoren und den Pluspol des steuerbaren Gleichrichters 10 im Punkt 20 der Schaltung des Hauptstromkreises A angeschlossen.
Bei der Verwendung der in Fig. 4 dargestellten Steuereinheit C gemeinsam mit dem Hauptstromkreis A dessen elektrisches Prinzipschaltbild Fig. 3 zeigt, werden die Ausgänge des Sperrschwingers 41 jeweils an die Steuerelektroden der Thyristoren 11 und 12 sowie an die Punkte 20 und 21 der Hauptstromkreisschaltung angeschlossen.
Sämtliche Bauelemente der Steuereinheit C, mit Ausnahme des Rechteckimpulsgenerators 111, sind denen der Steuereinheit B ähnlich ausgeführt. Der Rechteckimpulsgenerator 111 (Figi 5) weist einen mit Transistoren 112 und 113, Dioden 114 und 115, Widerständen 116, 117, 118, 119, 120, 121, 122 und 123 sowie mit Kondensatoren 124 und 125 bestückten Multivibrator auf.
Der Generator 111 enthält weiterhin einen dem Multivibrator nachgeschalteten, von Widerständen 126 und 127 gebildeten, ohmschen Spannungsteiler und einen Umschalter 128, mit dem der Ausgang dieses ohmschen Spannungsteilers an ein mit einem Transistor 129 und Widerständen 130, 131 bestücktes kontaktloses Relais geschaltet ist. Der Ausgang des kontaktlosen Relais ist mit einem mit Stellwiderständen 132, 133, einem Widerstand 134 und einem Kondensator 135 bestückten ohmschen Spannungsteiler verbunden.
Die Gestaltung und die Wirkungsweise des beschriebenen Rechteckimpulsgenerators 111 sind weitestgehend bekannt und den Fachleuten offensichtlich.
Die Elektrode 1 und das Werkstück 2 können auch über einen Vorwiderstand (in Zeichnung nicht gezeigt) zwecks Schweissstrombegrenzung an den Hauptstromkreis angeschlossen werden, was den Fachleuten auf gegebenem Gebiet verständlich ist. Den Fachleuten ist weiterhin deutlich, dass die Polarität der an die Elektrode 1 und das Werkstück 2 angelegten Spannung mit bekannten Mitteln gewechselt werden kann.
Die Wirkungsweise der in Fig. 2 schematisch dargestellten Impulslichtbogen- und Auftragsschweissvorrichtungei anhand der in Fig. 6, 7, 8 gezeigten Zeitdiagramme erläutert.
Die mit der Wechselspannung U2 des Speisenetzes 8 synchronisierte Wechselspannung U1 (Fig. 6á) wird an den Eingang der Gleichrichterbrücke 44 angelegt, und an der Diode 50 tritt die pulsierende Spannung U3 (Fig. 6b) auf, die den Transistor 49 so lange sperrt, bic ihr Momentanwert die vom Basiskreis desselben Transistors 49 am Widerstand 52 erzeugte automatische Vorspannung U4 (Fig. 6b) überschreitet. Die Sperrzeit tl des Transistors 49 beträgt das 0,95fache der Halbwellenperiode der die Primärwicklung 6 des Transformators 3 speisenden sinusförmigen Spannung U2.
Innerhalb dieser Zeitspanne t1 lädt sich der Kondensator 54 über den Widerstand 53 nahezu linear auf. Sobald der Momentanwert der pulsierenden Spannung Ut an der Diode 50 die automatische Vorspannung U4 des Transistors 49 unterschreitet, öffnet der letztere, und der Kondensator 54 entlädt sich rasch über den Emitter-Kollektor-Übergang des Transistors 49. Am Kondensator 54 wird somit die Sägezahnspannung U5 (Fig. 6c) erzeugt, deren Frequenz das Doppelte derjenigen der Wechselspannung U2 des Speisenetzes 8 beträgt. Die am Kondensator 54 abfallende Sägezahnspannung Uns wird mit der für den Transistor 58 sperrenden Gleichspannung U6 (Fig. 6c) verglichen, die vom ohmschen Spannungsteiler 33 erzeugt wird und am Kondensator 57 auftritt.
Sobald die am Kondensator 54 liegende Sägezahnspannung U5 die am Kondensator 57 auftretende Gleichspannung U6 überschreitet, öffnet der Transistor 58, der beim geöffneten Schütz von der Baugruppe 36 für Mittelwerteinstellung der Lichtbogenspannung über den Öffnungskontakt 108a gespeist wird, und seine Emitter-Kollektor Spannung U7 (Fig. 6d) fällt bei der Sättigung auf Null ab.
Innerhalb der Öffnungszeit des Transistors 58 ist der Transistor 61 des Relaxations-Spannungsimpulsformers 35 gesperrt, und der Kondensator 66 lädt sich über die Widerstände 63 und 64 nahezu linear auf. Zum Zeitpunkt des Überganges des Transistors 61 vom Öffnungs- in den Sperrzustand weicht seine Emitter-Kollektor-Spannung U8 (Fig.
6e) bzw. die Spannung an dem aus dem Widerstand 64 und dem Kondensator 66 bestehenden Zweig um die Grösse der am Widerstand 64 liegenden Spannung U8 (Fig. 6e) von Null ab, da zum Zeitpunkt der Kommutierung die Spannung am Kondensator 66 gleich Null ist. Zum Zeitpunkt der Sperrung des Transistors 58 wird der Transistor 61 leitend, der Kondensator 66 entlädt sich über dessen Emitter-Kollektor-Übergang und die Diode 65, während die Spannung U8 an dem Widerstand 64 und dem Kondensator 66 auf Null sinkt.
Da als Ausgang des Relaxations-Spannungsimpulsformers 35 der Widerstand 63 dient, stellt die an diesem auftretende Spannung U9 (Fig. 6f) die Differenz zwischen der Speisespannung U10 (Fig. 6f) bzw. U11 (Fig. 7a) des Relaxations-Spannungsimpulsformers 35 und der Spannung U8 an dem Kondensator 66 und dem Widerstand 64 dar. Beim Leerlauf der Vorrichtung, d.h. beim geöffneten Schütz 31, werden der Differenzverstärker 34 und der Relaxations Spannungsimpulsformer 35 mit der Spannung U10 der Baugruppe 36 zu Mittelwerteinstellung der Lichtbogenspannung, und beim Schweissvorgang mit der am Ausgang der Baugruppe 42 zur Mittelwertmessung der Lichtbogenspannung liegenden Spannung U11 gespeist.
Die sich am Widerstand 63 einstellende Ausgangsspannung U9 wird (Fig. 6f und 7b) zwischen Emitter und Basis des Transistors 75 des Differenzverstärkers 38 mit der am
Kondensator 74 liegenden Ausgangsspannung U, (Fig. 6f und 7b) des ohmschen Spannungsteilers 37 verglichen. Sobald die Ausgangsspannung U9 des Relaxations-Spannnungsimpulsformers 35 die Ausgangsspannung Uu des ohmschen Spannungsteilers 37 unterschreitet, öffnet der Transistor 75, verstärkt die Differenz der Spannungen U9 und U12 und tritt in Sättigung.
Infolge der Sättigung des Transistors 75 fällt seine Emitter-Kollektor-Spannung U13 (Fig. 7c) auf Null, und der Transistor 79 des Negationsgliedes 39 wird aus dem Öffnungs- in den Sperrzustand überführt, und zwischen des sen Emitter und Kollektor stellt sich die den Kollektorkreis des Transistors 79 speisende Spannung U14 (Fig. 7d) ein.
Zum Zeitpunkt des Überganges des Transistors 79 vom Öffnungs- in den Sperrzustand erscheint am Ausgang des Differenziergliedes 40, d.h. am Widerstand 82, die Impulsspannung U15 (Fig. 7e), die den Transistor 84 des im getriggerten Betrieb arbeitenden Sperrschwingers 41 öffnet. Im Kollektorkreis des Transistors 84 fliesst über den Widerstand 85 und die Primärwicklung 87a des Transformators 87 ein Impulsstrom, während in dessen Sekundärwicklungen 87b und 87c die pulsierende Spannung U16 (Fig. 7f und 8a) induziert wird, die über den Widerstand 88 und den Umschalter 90 sowie über den Widerstand 89 und den Umschalter 91 an die Steuerelektroden der entsprechenden Thyristoren 11 und 12 des steuerbaren Gleichrichters 10 angelegt wird.
Der jeweilige Thyristor 11 bzw. 12, an dessen Anode die positive Halbwelle der Wechselspannung U17 (Fig. 8b) von der Sekundärwicklung 9 des Abspanntransformators 3 angelegt wird, wird zum Zeitpunkt des fliessenden Stromes in seinem Steuerelektrodenkreis gezündet, und an den Ausgangspunkten 20 und 21 des steuerbaren Gleichrichters 10 tritt ein Impuls der Spannung U18 (Fig. 8c) auf.
Während der jeweiligen Halbwelle der Wechselspannung U17 wird der entsprechende Thyristor 11 bzw. 12 gezündet.
Beim geöffneten Schütz 31 lädt sich innerhalb einer Durchlaufzeit s1 (Fig. 8c) des Impulses der Spannung U18 der Kondensator 28 über die Drosselspule 22, den Umschalter 25 und den Widerstand 27 auf, während innerhalb einer Zeitspanne T1 (Fig. 8c) der Impulspause dieser über einen Teil des Widerstandes 27, das Ventil 29, den Umschalter 25, die Drosselspule 22 und den Widerstand 19 entladen wird. Da die Widerstandswerte der Widerstände 19 und 27 so berechnet sind, dass die Aufladezeit des Kondensators 28 wesentlich kleiner als seine Entladezeit ist, stellt sich am Kondensator 28 eine Gleichspannung ein, die den Mittelwert der Impulsspannung U15 überschreitet, jedoch unter ihrem Spitzenwert liegt.
Zum Zeitpunkt des Schliessens des Schützes 31 und des Kurzschliessens der Elektrode 1 mit dem Werkstück 2 ist bei der an den Polen des steuerbaren Gleichrichters 10 wirkenden Spannung U18 der von der Drosselspule 22, dem Umschalter 25, dem kurzgeschlossenen Zwischenraum Elektrode 1 - Werkstück 2 und dem geschlossenen Schütz 31 gebildete Stromkreis stromlos. Dies erklärt sich dadurch, dass, falls die Kommutierung innerhalb der Zeitspanne T1 der Wirkung des Impulses der Spannung U18 erfolgt, der Strom im Induktionszweig zu diesem Zeitpunkt nicht augenblicklich den Endwert erreichen kann, und bei der Kommutierung innerhalb der Zeitspanne s1 d.h. wenn die Spannung U15 gleich Null ist, fliesst in dem genannten Stromkreis ebenfalls kein Strom. Der Lichtbogen wird damit nicht gezündet.
Ist jedoch zum Zeitpunkt des Schliessens des Schützes 31 und des Kurzschliessens der Elektrode 1 mit dem Werkstück 2 der Zweig der Drosselspule 22 stromlos, so erreicht der Strom in dem von dem Kondensator 28, dem an diesen anliegenden Zweig des Widerstandes 27, dem Ventil 29, dem kurzgeschlossenen Zwischenraum Elektrode 1 - Werkstück 2 und dem geschlossenen Schütz 31 gebildeten Stromkreis seinen Spitzenwert, der durch elektrische Parameter dieses Stromkreises bestimmt wird, da der von vornherein aufgeladene Kondensator 28 sich zu entladen beginnt, und die in diesem elektrischen Feld gespeicherte Energie wird an der Kontaktstelle der Elektrode 1 mit dem Werkstück 2 in Wärme umgewandelt. Das Ende der Elektrode 1 wird durch den Entladestrom des Kondensators 28 erwärmt, in zulässigen Grenzen abgeschmolzen, und es wird zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 ein Lichtbogen gezündet.
Der dadurch gebildete Lichtbogen wird im weiteren von der an den Polen des steuerbaren Gleichrichters 10 anliegenden Impulsspannung U15 gespeist. Zum Zeitpunkt der Zün dung des Thyristors 11 bzw. 12 beginnt der Schweissstrom 1 (Fig. 8d) in dem eine Induktivität, mit anderen Worten, eine elektromagnetische Trägheit aufweisenden Stromkreis allmählich nahezu linear anzusteigen. Infolge dessen, dass innerhalb der Zeitspanne T1 der Wirkung eines Impulses der Spannung U18 ein Schweissstrom fliesst, findet im Magnetfeld der Drosselspule 22 eine Energiespeicherung statt.
Sobald die Impulsspannung U18 gleich Null wird, beginnt die Drosselspule 22 die in ihrem Magnetfeld gespeicherte Energie an den Schweissstromkreis abzugeben. Gemäss dem Lenzschen Gesetz entsteht an den Enden der Drosselspule 22 eine Selbstinduktions-EMK, die bestrebt ist, den Strom I im Schweissstromkreis in derselben Richtung aufrechtzuerhalten. Der Schweissstrom fliesst dabei über die unsteuerbaren Ventile - Dioden 13 und 14 - und sinkt nahezu exponential ab.
Da aber innerhalb der Zeitspanne T1,, wenn die Ausgangsspannung U18 des steuerbaren Gleichrichters 10 gleich Null ist, die Drosselspule 22 nicht dazu kommt, die in ihrem Magnetfeld gespeicherte Energie an den Schweissstromkreis völlig abzugeben, unterscheidet sich der Schweissstrom I zum Zeitpunkt des Eintreffens eines nächstfolgenden Impulses der Spannung Uia von Null um die Grösse 1o (Fig. 8d), die stets den zum Brennen des Lichtbogens erforderlichen Minimalwert überschreitet.
Das Vorhandensein des Gleichststromanteils Io trägt zu einem stabilen Brennen des Lichtbogens bei, schliesst das Kurzschliessen der Elektrode 1 mit dem Werkstück 2 während des Schweissvorganges aus und hat keinen Einfluss auf das Aufschmelzen der Elektrode.
Beim Fehlen eines Integnergliedes im Hauptstromkreis A beginnt der Strom im Kreis der Drosselspule 22 beim Schliessen des Schützes 31 und Kurzschliessen der Elektrode 1 mit dem Werkstück 2 während der Zeitspanne ri, innerhalb deren am Ausgang des steuerbaren Gleichrichters 10 ein Impuls der Spannung U18 wirkt, von Null auf anzusteigen. Unter Einwirkung des zunehmenden Stromes speichert die Drosselspule 22 in ihrem Magnetkreis eine Energie, während das Ende der Elektrode 1 aufzuschmelzen beginnt es erfolgt nun eine allmähliche Unterbrechung des Stromkreises infolge Abschmelzung der Elektrode und Bildung des Lichtbogens.
Bei dieser Unterbrechung nimmt die Spannung zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 infolge der im Stromkreis entstehenden Selbstinduktions-EMK zu. Die dadurch entstehende Überspannung hat eine wesentliche Abschmelzung der Elektrode 1 und eine natürliche Löschung des dabei gebildeten Lichtbogens zur Folge. Bei einem wiederholten Kurzschliessen der Elektrode 1 mit dem Werkstück 2 wiederholt sich der beschriebene Vorgang und ein stabiles Brennen das Lichtbogens ist damit unmöglich.
Demzufolge dient das an die Punkte 21 und 30 der Schaltung des Hauptstromkreises A angeschlossene, aus dem Widerstand 27 und dem mit diesem in Reihe geschalteten Kondensator 28 bestehende Integrierglied 26, wobei ein Teil des Widerstandes 27 in der für den Aufladestrom des Kondensators 28 sperrenden Richtung vom Ventil 29 geshuntet ist, zu Beginn des Schweissens zur Zündung des Lichtbogens zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 und zum Übergang zu seinem stabilen Brennen. Ausserdem hält dieses Integrierglied ein stabilen Brennen des Lichtbogens beim Auftreten kurzdauernder Kurzschlüsse während des Schweissvorganges aufrecht.
Vor einem Verbindungs- bzw. Auftragsschweissen von Werkstücken schweisst man einen Prüfling.
Das Schweissen des Prüflings erfolgt beim geöffneten Kippschalter 102. Dafür werden bei einer von Null auf verschiedenen Spannung am Voltmeter 70 der Baugruppe 36 zur Mittelwerteinstellung der Lichtbogenspannung mit Hilfe des Stellwiderstandes 73 des ohmschen Spannungsteilers 37, der Umschalter 90, 91 des Sperrschwingers 41, des Umschalters 7 und des Umschalters 25 Parameter eingestellt, die einen optimalen Lichtbogenschweissvorgang mit erforderlicher Qualität gewährleisten. Während der Schweissung des Prüflings wird nach dem Voltmeter 98 der Lichtbogenspannungsmittelwert bestimmt. Der Differenzverstärker 34 und der Relaxations-Spannungsimpulsformer 35 werden über den Öffnungskontakt 108a mit der wahlfrei mittels des Stellwiderstandes 67 eingestellten Spannung der dritten Baugruppe 36 zur Mittelwerteinstellung der Lichtbogenspannung gespeist.
Das mit dem Stellwiderstand 27, dem Kondensator 28 und dem Ventil 29 bestücke Integrierglied dient zu Beginn des Schweissens zur Zündung des Lichtbogens zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 und zur Gewährleistung des Überganges zu seinem stabilen Brennen.
Nach dem Schweissen des Prüflings wird mittels des Stellwiderstandes 67 am Voltmeter 70 eine Spannung eingestellt, die der am Voltmeter 98 während der Schweissung des Prüflings gemessenen Spannung gleich ist, und der Kippschalter 102 eingeschaltet. In dieser Stellung ist die beschriebene Vorrichtung bereit zum Verbindungs- bzw. Auftragsschweissen des Werkstückes 2 im Betrieb der automatischen Mittelwertregelung der Lichtbogenspannung während des Schweissvorganges, was zu einer hohen Qualität von Schweissverbindungen und einem stabilen Brennen des Lichtbogens bei einwirkenden Störungen beiträgt.
Zum Zeitpunkt des Schliessens des Schützes 31 und des Kurzschliessens der Elektrode 1 mit dem Werkstück 2 ist der Spannungsabfall zwischen den Punkten 30 und 21 der Schaltung des Hauptstromkreises A, am Kondensator 96 der Baugruppe zur Mittelwertmessung der Lichtbogenspannung und folglich zwischen Emitter und Basis des Transistors 99 gleich Null, und der Transistor 99 ist gesperrt. In diesem Zustand des Transistors 99 ist der Transistor 104 vom über die Widerstände 105, 103 fliessenden Basisstrom geöffnet, seine Emitter-Kollektor-Spannung und folglich die Spannung an der Wicklung des elektromagnetischen Relais 107 sind gleich Null.
Der Differenzverstärker 34 und der Relaxations-spannungsimpulsformer 35 werden gegebenenfalls über den Öffnungskontakt 108a des elektromagnetischen Relais 108 mit der vom Stellwiderstand 67 eingestellten Spannung der Baugruppe 36 zur Mittelwerteinstellung der Lichtbogenspannung gespeist, und die Dauer T1 der Spannungsimpulse bleibt konstant.
Nach der Zündung des Lichtbogens stellt sich zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 eine Spannung ein, die mittels der mit den Stellwiderständen 92, 94 und den Kondensatoren 93, 95 bestückten Integrierglieder gemittelt wird. Sobald die Spannung am Kondensator 96 einen zum Überführen des Transistors 99 vom Sperr- in den Sättigungszustand ausreichenden Wert erreicht, wird der Transistor 104 gesperrt, da seine Emitter-Basis-Spannung gleich Null ist.
Bei diesem Zustand des Transistors 104 wird über die Wicklung des Relais 107 und den Widerstand 106 ein für das Ansprechen dieses Relais ausreichender Strom fliessen und seine Öffnungskontakte 107a, 107b sind geschlossen. Das Schliessen des Kontaktes 107a bewirkt einen Ansprechstromfluss durch das Relais 108 und folglich das Öffnen seines öffnungskontaktes 108a. Der Differenzverstärker 34 und der Relaxations-Spannungsimpulsformer 35 werden jetzt mit der mittleren Lichtbogenspannung gespeist.
Bei Gleichheit der Spannungen U10 und U11 (Fig. 6f und 7a, Zweig U10 = U1l) die den ohmschen Spannungsteiler 37 und den Relaxations-Spannungsimpulsformer 35 speisen, bleibt die Impulsdauer T1 der Spannung U18 konstant und wird dieselbe, wie beim Schweissen des Prüflings, d.h. beim Betrieb der Vorrichtung in unterbrochener Schaltung.
Während der Schweissung des Werkstücks 2 können auf den Lichtbogen wesentliche Störungen einwirken, die üblicherweise durch Schwankungen im Speisenetz 8, ungleichmässigen Vorschub der Elektrode 1 ins Schweissbad infolge einer Unvollkommenheit des Vorschubmechanismus, einer Schwankung der Lichtbogenlänge beim halbautomatischen Schweissen infolge Schweisserhand-Pendelbewegungen und ähnlicher Erscheinungen hervorgerufen werden. Die während der Schweissung einwirkenden Störungen haben eine Änderung energetischer Prozessparameter - Mittelwert der Lichtbogenspannung und des Schweissstroms - zur Folge.
Infolgedessen verschlechtert sich die Qualität des Verbindungs- bzw. Auftragsschweissens.
Falls während des Verbindungs- bzw. Auftragsschweissvorganges aus irgendwelchen Gründen der Mittelwert der sich am Kondensator 96 einstellenden Lichtbogenspannung U11 (Fig. 7a, Zweig U10 < U11) die vorgegebene Spannung U10 überschreitet, führt dies daher zu einer Anderung der Spannung U9 (Fig. 7b, Zweig U10 < U11) am Widerstand 63 und folglich zu einer Verkürzung der Impulsdauer T1 (Fig.
8c, Zweig U10 < U1l) der Spannung U13 am Ausgang des steuerbaren Gleichrichters 10. Dabei sinkt die mittlere Lichtbogenspannung auf einen erforderlichen Wert, und die Lichtbogenlänge sowie der Mittelwert des Schweissstroms wer den wiederhergestellt.
Bei einer Verkleinerung des Mittelwertes der Lichtbogen spannung U11 (Fig. 7, 8, Zweig U10 > Ull) findet eine Verlängerung der Impulsdauer sl der Spannung U15 (Fig. 8c, Zweig U10 > U11) statt und die Schweissvorgangsparameter werden wiederhergestellt.
Zur Beendigung des Schweissvorganges wird das Schütz
31 geöffnet, der Schweissstrom wird unterbrochen und die Spannung zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 sinkt auf Null. Dabei sperrt der Transistor 99, während der Transistor 104 leitend wird, die Kontakte 107a, 107b des
Relais 107 und der Kontakt 108a des Relais 108 werden in ihre Ruhestellung gebracht, der Differenzverstärker 34 und der Relaxations-Spannungsimpulsformer 35 werden von der
Baugruppe zur Mittelwerteinstellung der Lichtbogenspan nung gespeist.
Bei unwesentlichen Störungen kann die vorliegende Vor richtung in unterbrochener Schaltung betrieben werden. Da für öffnet man den Kippschalter 102, so dass die erste Bau gruppe 42 an der Arbeit der Vorrichtung nicht teilnimmt.
Die Wirkungsweise der Vorrichtung mit dem in Fig. 3 dargestellten Hauptstromkreis unterscheidet sich von dem vorstehend beschriebenen Vorgang dadurch, dass innerhalb der Zeitspanne sls in der die Impulsspannung U18 gleich Null ist, die Drosselspule 22 die in ihrem Magnetfeld ge speicherte Energie abzugeben beginnt, dabei fliesst der
Schweissstrom I über die Ventil-Leistungsdiode 110. Im üb rigen ist die Wirkungsweise dieser Vorrichtung ähnlich zum vorstehend beschriebenen Vorgang.
Das Vorhandensein der Drosselspule 22 mit veränderbarer nichtlinearer Induktivität und des mit dem Stellwider stand 27 und dem Kondensator 28 bestückten Integriergliedes 26, in dem ein Teil des Stellwiderstandes 27 in der für den Aufladestrom des Kondensators 28 sperrenden Richtung vom Ventil 29 geshuntet ist, ermöglicht es, von dem bisher stets beim Impulslichtbogenschweissen verwendeten Schweissgleichrichter abzukommen und die Hauptstromkreissteuereineinheit wesentlich zu vereinfachen, da die vorliegende Vorrichtung gleichzeitige Speisung des Lichtbogens mit dem Hauptstrom und den Stromimpulsen gewährleistet.
Hierbei entfallen Sechsphasengleichrichter, Entladekondensatoren und Hilfsgleichrichter und der Dreiphasentransformator wird durch einen Einphasentransformator ersetzt.
Bei Verwendung in der Impulslichtbogen- und Auftragsschweissvorrichtung der Steuereinheit C des Hauptstromkreises A mit dem in Fig. 5 dargestellten elektrischen Schaltbild arbeitet die Vorrichtung wie folgt.
Am Ausgang des frequenzstabilen Sägezahnspannungsgenerators 32 wird ähnlich dem vorstehend beschriebenen Vorgang eine Sägezahnspannung U5 (Fig. 6c) erzeugt. Diese Spannung wird mit der Gleichspannung U6 (Fig. 6c) verglichen, die an dem als Einsteller dienenden ohmschen Spannungsteiler 37 anliegt. Das die Differenz der Spannungen U5 und U6 darstellende Differenzsignal gelangt an den Eingang des Differenzverstärkers 34 und nach Verstärkung an den Eingang des Relaxations-Spannungsimpulsformers 35.
Am Ausgang dieses Impulsformers wird die Spannung U3 (Fig. 6e) erzeugt, die mit der Ausgangsspannung des Recht eckimpulsgenerators 111 verglichen wird.
Dieser Generator arbeitet folgendermassen. Am Multivibratorausgang, zwischen Emitter und Kollektor des Transistors 113, entsteht die rechteckförmige Spannung U1 > (Fig. 9a). Diese Spannung wird mit der Gleichspannung U20 (Fig. 9a) verglichen, die sich am Widerstand 126 des mit den
Widerständen 126, 127 bestückten ohmschen Spannungsteilers einstellt. Sobald die Emitter-Kollektor-Spannung des Transistors 113 die Gleichspannung U20 unterschreitet, erreicht der Transistor 129 den Sättigungszustand und sein
Emitter-Kollektor-Widerstand sinkt auf Null, was die Unterbrückung eines Teils des Stellwiderstandes 132 und die Erhöhung der Spannung am Kondensator 135 zur Folge hat.
Damit tritt am Kondensator 135 die rechteckförmige Spannung U21 (Fig. 9b) mit vorgegebener Impulshöhe U'21 (Fig.
9b) 9b) auf. Die Impulshöhe (Bezugsspannung) U'21 wird vom Widerstandswert des zwischen den Belägen des Kondensators 135 geschalteten Zweiges des ohmschen Spannungsteilers bestimmt. Die Spannung U21 ist Ausgangsspannung des Rechteckimpulsgenerators 111. Wie bereits vorstehend erwähnt wurde, wird die Ausgangsspannung U8 des Relaxations-Spannungsimpulsformers 35 mit der Ausgangsspannung U21 des Rechteckimpulsgenerators 111 verglichen. Die Differenz dieser Spanungen gelangt an den Eingang des Differenzverstärkers 38.
Am Ausgang des Differenzverstärkers 38 entsteht die an den Eingang des Negationsgliedes 39 ankommende Spannung U22 (Fig. 9d). Die negierte Spannung U23 (Fig. 9e) wird dem Differenzierglied 41 zugeführt, an dessem Ausgang die Impulsspannung U24 (Fig. 9f, 10a) erscheint. Das Eintreffen der Spannung UM am Eingang des Sperrschwingers 41 führt zu seiner Auslösung und ruft die Erzeugung an seinem Ausgang der die Thyristoren 11 und 12 durchsteuernden Spannung U25 (Fig. 10b) hervor.
Da der Zeitpunkt der Erzeugung der Impulsspannung U25 vom Zeitpunkt der Vergleichung der Ausgangsspannung U3 (Fig. 6e) des Relaxations-Spannungsimpulsformers 35 mit der Ausgangsspannung UM des Rechteckimpulsgenerators 111 abhängig ist, werden jeweils die Impulsdauer T1, X 2 (Fig. 10c) der Spannung U26 und ebenfalls die Zeit T1 bzw. T2 ihrer Wirkung an den Polen des steuerbarenGleichrichters 10 ver ändert.
Beim Fehlen des Lichtbogens zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 innerhalb der Zeitspanne T1 bzw. s2 der Einwirkung eines Impulses der Spannung U26 lädt sich der Kondensator 28 über die Drosselspule 22 und den Stellwiderstand 27 auf, während innerhalb der Impulspause dieser sich über den an ihm anliegenden Teil des Stellwiderstandes 27, das Ventil 29, die Drosselspule 22 und den Stellwiderstand 19 entlädt.
Da die Widerstandswerte der Stellwiderstände 19 und 27 so gewählt sind, dass die Entladezeit des Kondensators 28 wesentlich länger als seine Aufladezeit ist, fällt am Kondensator 28 eine Gleichspannung ab, die den Mittelwert der Impulsspannung U26 überschreitet, jedoch unter ihrem Spitzenwert innerhalb der jeweiligen Zeitspannen T1 und T2 liegt.
Der Lichtbogen zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 wird durch kurzdauerndes Kurzschliessen der Elektrode 1 mit dem Werkstück und ihres nachfolgenden Abheben gezündet. Zum Zeitpunkt des Kurzschliessens der Elektrode 1 mit dem Werkstück 2 fliesst in dem von der Drosselspule 22 und dem Zwischenraum Elektrode 1 - Werkstück 2 gebildeten Stromkreis bei der an den Polen des steuerbaren Gleichrichters 10 wirkenden Spannung U26 kein Strom. Dieser Sachverhalt entsteht dadurch, dass zum Zeitpunkt des Kurzschliessens der Strom in dem eine Induktivität aufweisenden Stromkreis nicht augenblicklich auf einen Endwert ansteigen kann.
Da aber das Kurzschliessen der Elektrode mit dem Werkstück 2 eine gewisse Zeit dauert, bildet sich zu einem Zeitpunkt ein hoher Übergangswiderstand zwischen der Elektrode und dem Werkstück. Gerade zu diesem Zeitpunkt beginnt der von vornherein aufgeladene Kondensator 28, sich über den an ihm anliegenden Zweig des Stellwiderstandes 27, das Ventil 29 und den Zwischenraum Elektrode 1 - Werkstück 2 zu entladen. Zwischen der Elektrode 1 und dem Werkstück 2 überspringt ein Funken, der diesen Zwischenraum ionisiert, daraufhin wird dazwischen ein Lichtbogen gezündet.
Im übrigen ist die Wirkungsweise der erfindungsgemässen Vorrichtung dem vorstehend beschriebenen Vorgang ähnlich.
In der vorliegenden Ausführungsvariante der Vorrichtung zum Impulslichtbogen- und Auftragsschweissen von Werkstücken wird der Schweissstrom durch eine Änderung der an den Zwischenraum Elektrode 1 - Werkstück 2 angelegten Spannung moduliert. Eine derartige Modulation ist von energetischen und ökonomischen Gesichtspunkten vorteilhaft, da der einzige Verbraucher elektrischer Energie der Lichtbogen ist.
Die Möglichkeit einer gleichzeitigen weitgehenden Änderung der Modulationsimpulsdauer, sowie Amplitude, Dauer und Frequenz von Impulsen des zu modulierenden Signals erweitert wesentlich die Grenzen der Regelung der effektiven Wärmeleistung des Lichtbogens.
Die vorgeschlagenen Schaltungen mit genannten Parametern ermöglichen es, den Abbrand von Legierungsbestandkomponenten des Schweissguts wesentlich zu vermindern und dadurch mechanische Eigenschaften von Schweissverbindungen zu erhöhen. So betragen, z.B. die mechanischen Eigenschaften von Schweissverbindungen beim Impulslichtbogenschweissen von Werkstücken aus Aluminium-Magnesium Legierungen mit abschmelzbaren Elektroden mit Hilfe der vorgeschlagenen Vorrichtung das 0,9fache von denen des Basismetalls, d.h. wie beim Schweissen mit nichtabschmelzbaren Elektroden. Beim Schweissen mit bekannten Schweissanlagen lag dieser Wert zwischen 0,75 und 0,8.
Die Umstellung von Schweissen mit nichtabschmelzbaren Elektroden auf das Schweissen mit abschmelzbaren Elektroden bei Verwendung der erfindungsgemässen Vorrichtung gestattet es, um das 3- bis 4fache die Arbeitsproduktivität zu steigern und die Schweisskosten durch verminderten Verbrauch an Elektroden zu senken.
Die stufenlose nahezu exponentiale Impulshinterflar > Le trägt zu einem stabilen Brennen des Lichtbogens beim Schweissen von über 1 mm dicken Werkstücken bei.
Neben den vorstehend erwähnten Vorteilen der Umstellung auf abschmelzbare Elektrode werden die Formänderungen von Werkstücken und der mit ihrer Beseitigung verbundene Kostenaufwand wesentlich vermindert, sowie technologische Möglichkeiten der Schweissausrüstung er weitert.
All dies hat eine wesentliche Verminderung des Kostenaufwandes für die Schweissausrüstung, deren Kostensenkung, Vereinfachung und niedrigeren Raumbedarf zur Folge.
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PATENT CLAIMS
1. Device for pulsed arc and build-up welding of workpieces, consisting of a main circuit (A) and a control unit (B, C) assigned to the main circuit (A), with a stray transformer (3) with variable output voltage arranged in the main circuit (A), the primary winding ( 6) is intended for connection to an alternating current network (8) and the secondary winding (9) of which is connected to a controllable rectifier (10) implemented in a bridge circuit, whose controllable valves (11, 12) are electrically connected to the outputs of the control unit (B, C) are coupled with a choke coil (22) connected to the positive pole (20) of the controllable rectifier (10), to which a welding electrode (1) can be connected, while the minus pole (21) of the controllable rectifier (10) with the workpiece (2 ) can be coupled, characterized in that
that the stray transformer (3) is a single-phase transformer, that the choke coil (22) has a variable, non-linear inductance, that between the poles (20, 21) of the controllable rectifier (10) a first variable resistor (19) for controlling the output voltage of the device is switched to idle, that with the choke coil (22) an integrator (26) is connected in series, which has a second variable resistor (27), a capacitor (28) and a valve (29), a connection (30) of the second variable resistor (27) is connected to the choke coil (22),
the capacitor (28) lies between the other connection of the second variable resistor (27) and the negative pole (21) of the controllable rectifier (10) and the valve (29) lies between the sliding contact of the second variable resistor (27) and the choke coil (22) lying section of this variable resistor (27) shunted, the polarity of the valve (29) being oriented to block the charging current of the capacitor (28), and that the control unit (B, C) for controlling the main circuit (A) is dimensioned such that the arc that occurs during welding is fed with a current, the time course of which can be represented as a periodic curve superimposed by a direct current component, the leading edge of which rises almost linearly and the trailing edge of which falls almost exponentially.
2nd Apparatus according to claim 1, characterized by a valve (110) which is connected on the anode side to the negative side and on the cathode side to the positive pole of the controllable rectifier (10) (Fig. 3).
3rd Apparatus according to claim 1 or 2, characterized in that in the choke coil (22) with variable, non-linear inductance, the ratio of the inductance value in the unsaturated state to that in the saturation state is over 40: 1.
4th Device according to one of claims 1, 2 or 3, characterized in that the control unit (B) has a series connection consisting of a first assembly (42) and a second assembly (43), of which the first assembly (42) integrating elements connected in series is intended for measuring the mean value of the arc voltage and its inputs serve as inputs of the control unit (B) and of which the second module (43) is intended for switching off an automatic mean value regulation of the arc voltage when the welding electrode (1) is short-circuited with the workpiece (2) and their outputs are connected to the supply circuit of a relaxation voltage pulse shaper (35) and a first differential amplifier (34), the further inputs of which are connected in opposite directions to a frequency-stable sawtooth voltage generator (32) and an ohmic voltage divider (33),
that the output of the first differential amplifier (34) is connected to a further input of the relaxation voltage pulse shaper (35), that the control unit (B) also has a third module (36) for setting the mean value of the arc voltage, the output of which is via an ohmic voltage divider ( 37) together with the output of the relaxation voltage pulse shaper (35) is connected to the input of a second differential amplifier (38), the output of which is connected to a series circuit consisting of a negation element (39), a differentiating element (40) and a blocking oscillator (41) , is connected, this series circuit representing the output of the control unit (B).
5. Device according to one of claims 1, 2 or 3, characterized in that the control unit (C) has a frequency-stable sawtooth voltage generator (32) and an ohmic voltage divider (33), the outputs of which are connected in opposite directions to the inputs of a first differential amplifier (34), which differential amplifier (34) is connected on the output side to a relaxation voltage pulse generator (35), that a square-wave pulse generator (111) is connected on the output side together with the output of the relaxation voltage pulse former (35) to the inputs of a second differential amplifier (38), the output of which is connected in opposite directions with a series circuit consisting of a negation element (39), a differentiating element (40) and a blocking oscillator (41),
the output of this series circuit forming the output of the control unit (C) (Fig. 4).
The invention relates to a device of the type mentioned in the preamble of claim 1.
The invention is intended for use in machine, ship, aircraft and motor vehicle construction and is suitable for carrying out assembly, construction and commissioning work. The device according to the invention serves for connection and build-up welding in all positions with fusible and non-fusible electrodes under protective gases, under powder, under water and during welding without arc shielding. The invention can also be used in the joining and build-up welding of workpieces in all positions with coated individual electrodes.
In pulsed arc welding, pulses are superimposed on the direct current, which contribute to the detachment of metal drops from the electrode and increase the speed of the metal drop transition into the weld pool.
Devices are known for pulsed arc and build-up welding of workpieces with both meltable and non-meltable electrodes as well as with coated individual electrodes.
As a rule, the devices have a direct current source and a generator for generating equipolar pulses and represent welding current modulators. The melting of the electrode until a drop forms and the dropping of the drop in the weld pool takes place continuously when using the device mentioned, since the melting of the electrode is dependent on the current supplied by a direct current source. The strength of the welded joint is reduced as a result of a burnout of components of the Electrode material adversely affected. In particular, the strength of welded joints of workpieces made of aluminum-magnesium alloys that are more than 2 mm thick is reduced.
A pulse arc welding device known from the SU copyright certificate 256 134 has a main circuit, a welding current pulse shaper and a main circuit control unit. The main circuit of this known device contains three-phase stray
transformer, the primary windings of which are intended for connection to a three-phase network and the secondary windings of which provide a down-transformed variable output voltage. The output voltage is rectified by a multi-phase bridge-connected rectifier, which is the main rectifier. The welding electrode is connected to the positive pole of this rectifier via a choke, while the negative pole is electrically connected to the workpiece.
The welding current pulse shaper has discharge capacitors connected to the circuit of each phase of the three-phase transformer and an additional rectifier with controllable and uncontrollable valves connected to an additional winding of the transformer. The discharge capacitors are connected in parallel with the main rectifier and the choke via the controllable valves. The control unit has static phase rotators, pulse transformers and changeover switches. The phase rotators are connected to the control electrodes of the controllable valves via the pulse transformers and the changeover switches.
When the supply voltage is applied to the transformer, the discharge capacitors charge up via the controllable rectifier to the peak value of the voltage induced in the additional winding of the three-phase transformer. These capacitors are charged in turn within the positive half-wave of the supply voltage, the controllable valves being blocked during this period. During the negative AC half wave, the controllable valves are opened in sequence and the capacitors discharge to the arc. As a result, single-pole current pulses of high power arise. In the device described, the valves are controlled by the static phase shifters. The current pulse parameters and the pulse repetition frequency can be set automatically by means of a programming device.
However, the known device has the disadvantage that a current flows through the electrode and welding bath metal, which contributes to the uninterrupted melting, as a result of which the components are overheated and partially burn off. The result is a reduced quality of the welded joints.
Furthermore, the known device for pulse arc welding requires not only a main rectifier, but also an additional rectifier. The required welding current pulse shaper with an additional rectifier requires an increased investment and a larger space requirement, as a result of which the costs are correspondingly high and the welding equipment is complicated.
It should also be noted that arc stability is low when welding workpieces up to 2 mm thick, which is due to the blocking of the main rectifier by the welding current pulse shaper connected in parallel with it.
It is the purpose of the invention to avoid the disadvantages mentioned, namely to increase the quality of the welded connections.
The invention is therefore based on the object of creating a device of the type mentioned in which the welding current is time-varying in order to increase the quality of the welded connections, in order to periodically alternate intervals of melting and cooling of the electrode end with constant electrode feed and keeping an average arc voltage constant to guarantee.
The object is achieved according to the invention by the features specified in the characterizing part of claim 1.
The device according to the invention enables the cost of welding equipment to be reduced, the device to be simplified and the space required to be reduced.
A preferred embodiment according to claim 2 makes it possible to increase the operational reliability of the controllable rectifier by relieving it of the welding current in the absence of pulsating voltage at its poles.
In an embodiment according to claim 3, the range of the inductance change ensures a periodic alternation of intervals between the melting of the electrode and the possibility of cooling.
An embodiment according to claim 4 enables an automatic constant value maintenance of the arc voltage in the event of faults occurring during the welding process.
An embodiment of the main circuit control unit according to claim 5 enables welding with individual electrodes, which are intended for both direct current and alternating current welding. Furthermore, the temperature resistance, for. B. of tungsten electrodes during positive pole welding.
Exemplary embodiments of the invention are explained in more detail below with reference to the drawings. It shows:
Fig. 1 shows an electrical block diagram of a device for pulsed arc and build-up welding of workpieces,
Fig. 2 is a basic circuit diagram of that in FIG. 1 shown device,
Fig. 3 shows a basic circuit diagram of another embodiment of the main circuit of the pulse arc and deposit welding device,
Fig. FIG. 4 shows a block diagram of one with respect to FIG. 1 different embodiment,
Fig. 5 shows a basic circuit diagram with that in FIG. 1 shown main circuit and the in Fig. 4 shown main circuit control unit,
Fig. 6 to 8 time-dependent diagrams for explaining the mode of operation of the device shown in FIGS. 1 and 2
Fig.
9 and 10 are time-dependent diagrams for explaining the mode of operation of the in FIG. 4 and 5 shown device.
The in the Fig. 1 shown device for pulse arc and build-up welding of workpieces has a main circuit A and a main circuit control unit B.
The main circuit A serves to ensure the uninterrupted burning of the arc between an electrode 1 and a workpiece 2 in accordance with a predetermined program of the welding current change. It has a single-phase transformer 3 for reducing the voltage, the magnetic core 4 of which has an air gap 5. The primary winding 6 of the transformer 3 can be connected via a changeover switch 7 for supply to an AC network 8. The switch 7 shown only symbolically is used to switch to different numbers of turns.
A rectifier 10 is connected in a bridge circuit to the secondary winding 9 of the transformer 3. The bridge circuit has two controllable valve elements - the two thyristors 11 and 12 - and two uncontrollable valve elements in the form of diodes 13 and 14. One connection 15 of the secondary winding 9 is connected to a connection point 16 of the thyristors 11 and 12, while the other connection 17 of the winding 9 is connected to a connection point 18 of the diodes 13 and 14.
The controllable rectifier 10 is connected to a connection point 20 with its positive pole and to a connection point 21 with its negative pole. A first variable resistor 19 is connected between the two connection points 20 and 21. The connection point 20 is connected to a choke coil 22 with variable non-linear inductance, the magnetic core 23 of which has an air gap 24. A second changeover switch 25 is used to tap different numbers of turns of the choke coil 22.
The inductor 22 is connected in series with an integrating element 26, which has a second variable resistor 27, a capacitor 28 and a valve 29. The second variable resistor 27 is connected with its one connection via a connection point 30 to the second changeover switch 25. At its other end, the variable resistor 27 is connected to one connection of the capacitor 28.
The other connection of the capacitor 28 is connected via the connection point 21 to the negative pole of the controllable rectifier 10. The valve 29 is connected on the anode side to the sliding contact of the second variable resistor 27 and on the cathode side to the connecting point 30 of the integrating member 26, whereby the part of the second variable resistor 27 lying between the sliding contact and the connecting point 30 is shunted.
The connection points 30 and 21 which represent the poles of the controllable rectifier 10 form the output of the main circuit A. The connection point 30 is connected to the welding electrode 1 and the connection point 21 is connected to the workpiece 2 via a contactor 31. The contactor 31 is used to switch the welding circuit on and off.
The control unit B in the present embodiment of the invention practically represents an arc voltage feedback circuit and contains a frequency-stable sawtooth voltage generator 32 and an ohmic voltage divider 33, which are connected in opposite directions to the inputs of a first differential amplifier 34, so that their voltages are subtracted. The first differential amplifier 34 is connected on the output side to the input of a relaxation voltage pulse shaper 35.
The control unit B according to FIG. 1 shows an assembly 36 for setting the mean value of the arc voltage, which assembly is fed by a stabilized DC voltage source. Any stabilized voltage source is suitable for this purpose. An ohmic voltage divider 37 is connected to the output of the assembly 36.
The output of the relaxation voltage pulse shaper 35 and that of the ohmic voltage divider 37 are connected in opposite directions to the inputs of the second differential amplifier 38, so that the voltages at these outputs are subtracted. A series circuit consisting of a negation element 39, a differentiating element 40 and a blocking oscillator 41 is connected to the output of the second differential amplifier 38. This series circuit forms the output of the main circuit es B by the blocking oscillator 41 having its outputs connected to the control electrodes of the thyristors 11 and 12, to the connection point 16 of the two thyristors 11 and 12 and to the positive pole of the controllable rectifier 10 at the connection point 20.
Said control unit B also contains a first assembly 42 for measuring the mean value of the arc voltage, which is electrically coupled on the input side to coatings of the capacitor 28. This electrical coupling can be implemented by directly connecting the inputs of the assembly 42 to the capacitor 28, or If contactor 31 is present, one of the inputs of module 42 can be connected to the corresponding coating of capacitor 28 via this contactor.
A second assembly 43 for switching off the automatic mean value control of the arc voltage when the electrode 1 is short-circuited to the workpiece 2 is connected downstream of the outputs of the first assembly 42. The module 43 is coupled on the output side to the supply circuits of the first differential amplifier 34 and the relaxation voltage pulse shaper 35.
Fig. FIG. 2 shows an electrical block diagram which is shown in FIG. 1 shown pulse arc and build-up welding device.
According to the present exemplary embodiment of the invention, the frequency-stable sawtooth voltage generator 32 contains a two-way rectifier 44 which is embodied in a known bridge circuit and is equipped with diodes 45, 46, 47 and 48. At the output of the rectifier 44 is a transistor 49 with a circuit comprising a diode 50, resistors 51, 52, 53 and a capacitor 54, as shown in FIG. 2 shown, connected. The components 44 to 53 mentioned form the sawtooth voltage generator 32, the structure of which is largely known to those skilled in the art.
The ohmic voltage divider 33 has resistors 55, 56 and a capacitor 57 connected in parallel with the resistor 55.
The first differential amplifier 34 is intended to amplify the difference between the output voltage of the generator 32 dropping at the capacitor 54 and the output voltage of the ohmic voltage divider 33 dropping at the capacitor 57. This amplifier has a transistor 58 and resistors 59 and 60, which together form a voltage amplification stage. On the output side, the generator 32 is connected to the base via the resistor 59 and the ohmic voltage divider 34 is connected to the emitter of the transistor 58.
The relaxation voltage pulse shaper 35 contains a transistor 61, in the base circuit of which a resistor 62, whose one connection is connected to the collector of the transistor 58, is connected. The converter also contains a resistor 63 connected to the collector of the transistor 61 and a parallel connection a resistor 64 and a diode 65, which together with a capacitor 66 form a series circuit connected between the emitter and collector of the transistor 61.
The third assembly 36 for setting the mean value of the arc voltage has a variable resistor 67, to which the stabilized direct voltage arrives, a capacitor 68 and a diode 69. The voltage setting can be checked on voltmeter 70.
The Omsche voltage divider 37 consists of resistors 71, 72, a variable resistor 73 and a capacitor 74. The electrical circuit of such a voltage divider is largely known to those skilled in the art. As can be seen from the drawing, resistors 71, 72 and 73 are connected in series, while the capacitor 74 is connected in parallel with the resistor 72 and part of the variable resistor 73.
Furthermore, the given embodiment variant of the control unit B contains the second differential amplifier 38, the structure of which is also well known to those skilled in the art. As in Fig. 2, this amplifier has a transistor 75 and resistors 76, 77 and 78. The output of the relaxation voltage pulse shaper 35 is connected to the resistor 76 and that of the ohmic voltage divider 37 to the resistor 77. The negation element 39, which is equipped with a transistor 79 and resistors 80 and 81, is connected downstream of the output of the amplifier mentioned.
The differential element 40 consisting of a resistor 82 and a capacitor 83 is coupled to the output of the negation element 39. The blocking oscillator 41 is connected downstream of the output of the differentiating element 40 and is equipped with a transistor 84, a resistor 85, a diode 86, a transformer 87, resistors 88, 89 and changeover switches 90, 91. The resistor 82 is connected to the emitter-base junction of the transistor 84 and the resistor 85 is connected to the collector of the same transistor. In series with the resistor 85 is the diode 86 which shunts the primary winding 87a of the transformer. The other end of this winding is connected to resistors 78 and 81.
The resistors 88 and 89 are connected in series with the secondary windings 87b and 87c of this transformer. 91 to the control electrodes of the thyristors 11 and 12 are connected.
The other ends of the secondary windings 87b and 87c are connected to the connection point 16 of the thyristors 11 and
12 or connected to the positive pole of the controllable rectifier 10.
The first module 42 for measuring the mean value of the arc voltage has two integrating elements connected in series, each of which is controlled by a variable resistor 92 and a capacitor 93 or a variable resistor 94 and a capacitor 95 are formed, a capacitor 96 and a diode 97. The measured voltage value can be read from a voltmeter 98 connected in parallel with the capacitor 96, as shown in the drawing.
The resistor 92 is connected to a coating of the capacitor 28, while the capacitor 93 is electrically coupled to the workpiece 2 to be machined.
The second module 43 for switching off the automatic mean value control of the arc voltage when the electrode 1 is short-circuited with the workpiece 2 contains a transistor 99, between the emitter and base of which a diode 100 is connected on the anode side to the emitter, and one with a connection to the base of the transistor 99 and with the other resistor 101 connected to a contact of a toggle switch 102.
The other contact of the toggle switch 102 is electrically coupled to the workpiece 2 and the resistor 63.
A resistor 103 is connected to the collector of transistor 99. The assembly 43 also contains a transistor 104, the base of which is coupled to the collector of the transistor 99 via a resistor 105. The emitters of transistors 99 and 104 are connected together. A resistor 106 is connected to the collector of transistor 104. The other connections of resistors 103 and 106 are connected together. An electromagnetic relay 107 having two make contacts 107a, 107b is connected between the emitter and collector of transistor 104. A circuit consisting of a series connection of an electromagnetic relay 108, a make contact 107a and a resistor 109 is connected in parallel with the transistor 104 and the resistor 106.
A make contact 107b is connected between the emitter of transistor 61 and the cathode of diode 97. A make contact 108a is located between the emitter of transistor 58 and resistor 71.
Another variant of the main circuit A (FIG. 3) possible, according to which the taps 15 and 17 of the secondary winding 9 each at the connection points 20 and 21 of the circuit of the controllable rectifier 10 are connected, while the points 18 and 16 each as a plus or Minus pole of the same rectifier serve. Between the connection points 18 and 16, the power diode 110 is connected on the anode side to the negative pole of the controllable rectifier 10. Otherwise, the main circuit is similar to that in Fig. 1 shown executed.
According to a further embodiment variant of the control unit C, the electrical circuit diagram of which is shown in FIG. 4 shows, this contains the frequency-stable sawtooth voltage generator 32 and the ohmic voltage divider 37, which are connected to the inputs of the first differential amplifier 34 in such a way that their output voltages are subtracted. The differential amplifier 34 is connected on the output side to the input of a rectangular pulse generator 111.
The mentioned square-wave pulse generator 111 and the relaxation voltage pulse shaper 35 are connected to the inputs of the second differential amplifier 38 in such a way that their output voltages are subtracted. The output of this amplifier is followed by the circuit consisting of the series connection of a negation element 39, a differentiating element 40 and a blocking oscillator 41. The outputs of the blocking oscillator 41 are connected to the control electrodes of the thyristors 11 and 12, the connection point 16 of these thyristors and the positive pole of the controllable rectifier 10 at point 20 of the circuit of the main circuit A.
When using the in Fig. 4 shown control unit C together with the main circuit A whose electrical block diagram Fig. 3 shows, the outputs of the blocking oscillator 41 are connected to the control electrodes of the thyristors 11 and 12 as well as to the points 20 and 21 of the main circuit.
All components of the control unit C, with the exception of the rectangular pulse generator 111, are designed similarly to those of the control unit B. The rectangular pulse generator 111 (FIG. 5) has a multivibrator equipped with transistors 112 and 113, diodes 114 and 115, resistors 116, 117, 118, 119, 120, 121, 122 and 123 as well as capacitors 124 and 125.
The generator 111 also contains an ohmic voltage divider connected downstream of the multivibrator and formed by resistors 126 and 127, and a changeover switch 128 with which the output of this ohmic voltage divider is connected to a contactless relay equipped with a transistor 129 and resistors 130, 131. The output of the contactless relay is connected to an ohmic voltage divider equipped with variable resistors 132, 133, a resistor 134 and a capacitor 135.
The design and operation of the rectangular pulse generator 111 described are largely known and obvious to those skilled in the art.
The electrode 1 and the workpiece 2 can also be connected to the main circuit via a series resistor (not shown in the drawing) for the purpose of welding current limitation, which is understandable to the experts in the given field. It is also clear to those skilled in the art that the polarity of the voltage applied to the electrode 1 and the workpiece 2 can be changed using known means.
The operation of the in Fig. 2 schematically shown pulse arc and cladding devices based on the 6, 7, 8 illustrated timing diagrams.
The AC voltage U1 synchronized with the AC voltage U2 of the feed network 8 (FIG. 6á) is applied to the input of the rectifier bridge 44, and the pulsating voltage U3 (FIG. 6b), which blocks the transistor 49 until the instantaneous value of the automatic bias voltage U4 generated by the base circuit of the same transistor 49 at the resistor 52 (FIG. 6b). The blocking time t1 of the transistor 49 is 0.95 times the half-wave period of the sinusoidal voltage U2 feeding the primary winding 6 of the transformer 3.
Within this period t1, the capacitor 54 charges almost linearly via the resistor 53. As soon as the instantaneous value of the pulsating voltage Ut on the diode 50 falls below the automatic bias voltage U4 of the transistor 49, the latter opens and the capacitor 54 discharges rapidly via the emitter-collector junction of the transistor 49. The sawtooth voltage U5 (FIG. 6c), the frequency of which is twice that of the alternating voltage U2 of the feed network 8. The sawtooth voltage Uns dropping across the capacitor 54 is compared with the direct voltage U6 blocking the transistor 58 (FIG. 6c) compared, which is generated by the ohmic voltage divider 33 and occurs at the capacitor 57.
As soon as the sawtooth voltage U5 on the capacitor 54 exceeds the DC voltage U6 on the capacitor 57, the transistor 58, which is fed by the module 36 for setting the mean value of the arc voltage via the opening contact 108a when the contactor is open, and its emitter-collector voltage U7 (FIG . 6d) falls to zero when saturated.
Within the opening time of transistor 58, transistor 61 of relaxation voltage pulse shaper 35 is blocked and capacitor 66 charges almost linearly via resistors 63 and 64. At the time of the transition of the transistor 61 from the opening to the blocking state, its emitter-collector voltage U8 (FIG.
6e) or the voltage at the branch consisting of the resistor 64 and the capacitor 66 by the size of the voltage U8 across the resistor 64 (FIG. 6e) from zero since the voltage at capacitor 66 is zero at the time of commutation. At the time transistor 58 is turned off, transistor 61 becomes conductive, capacitor 66 discharges via its emitter-collector junction and diode 65, while voltage U8 across resistor 64 and capacitor 66 drops to zero.
Since the resistor 63 serves as the output of the relaxation voltage pulse shaper 35, the voltage U9 occurring thereon (FIG. 6f) the difference between the supply voltage U10 (Fig. 6f) or U11 (Fig. 7a) of the relaxation voltage pulse shaper 35 and the voltage U8 on the capacitor 66 and the resistor 64. When the device is idling, i. H. When the contactor 31 is open, the differential amplifier 34 and the relaxation voltage pulse shaper 35 are fed with the voltage U10 of the module 36 for setting the mean value of the arc voltage, and during the welding process with the voltage U11 at the output of the module 42 for measuring the mean value of the arc voltage.
The output voltage U9 arising at the resistor 63 is (Fig. 6f and 7b) between the emitter and the base of the transistor 75 of the differential amplifier 38 with the am
Capacitor 74 lying output voltage U, (Fig. 6f and 7b) of the ohmic voltage divider 37 compared. As soon as the output voltage U9 of the relaxation voltage pulse shaper 35 falls below the output voltage Uu of the ohmic voltage divider 37, the transistor 75 opens, amplifies the difference between the voltages U9 and U12 and saturates.
As a result of the saturation of transistor 75, its emitter-collector voltage U13 (FIG. 7c) to zero, and the transistor 79 of the negation element 39 is transferred from the open state into the blocking state, and between the emitter and the collector the voltage U14 feeding the collector circuit of the transistor 79 (FIG. 7d) a.
At the time of the transition of the transistor 79 from the opening to the blocking state appears at the output of the differentiator 40, i. H. at the resistor 82, the pulse voltage U15 (Fig. 7e), which opens the transistor 84 of the blocking oscillator 41 operating in the triggered mode. A pulse current flows through the resistor 85 and the primary winding 87a of the transformer 87 in the collector circuit of the transistor 84, while in its secondary windings 87b and 87c the pulsating voltage U16 (FIG. 7f and 8a) is induced, which is applied to the control electrodes of the corresponding thyristors 11 and 12 of the controllable rectifier 10 via the resistor 88 and the switch 90 and via the resistor 89 and the switch 91.
The respective thyristor 11 or 12, on the anode of which the positive half-wave of the alternating voltage U17 (FIG. 8b) is applied by the secondary winding 9 of the step-down transformer 3, is ignited in its control electrode circuit at the time of the flowing current, and a pulse of the voltage U18 occurs at the starting points 20 and 21 of the controllable rectifier 10 (FIG. 8c).
During the respective half-wave of the AC voltage U17, the corresponding thyristor 11 or 12 ignited.
When contactor 31 is open, charging takes place within a throughput time s1 (FIG. 8c) of the pulse of the voltage U18 of the capacitor 28 via the choke coil 22, the changeover switch 25 and the resistor 27, while within a time period T1 (FIG. 8c) the pulse pause is discharged via part of the resistor 27, the valve 29, the changeover switch 25, the choke coil 22 and the resistor 19. Since the resistance values of the resistors 19 and 27 are calculated in such a way that the charging time of the capacitor 28 is considerably less than its discharging time, a direct voltage is established across the capacitor 28 which exceeds the average value of the pulse voltage U15, but is below its peak value.
At the time the contactor 31 is closed and the electrode 1 is short-circuited to the workpiece 2, the voltage U18 acting on the poles of the controllable rectifier 10 is that of the inductor 22, the changeover switch 25, the short-circuited space between the electrode 1 and the workpiece 2 and the closed contactor 31 formed currentless. This is explained by the fact that if the commutation takes place within the time period T1 of the effect of the pulse of the voltage U18, the current in the induction branch cannot immediately reach the final value at this time, and when commutation takes place within the time period s1 d. H. If the voltage U15 is zero, no current flows in the circuit mentioned. The arc is not ignited.
If, however, at the time the contactor 31 is closed and the electrode 1 is short-circuited with the workpiece 2, the branch of the choke coil 22 is de-energized, the current in the valve 29 from the capacitor 28, the branch of the resistor 27 connected to it, the short-circuited gap electrode 1 - workpiece 2 and the closed contactor 31 formed its peak value, which is determined by the electrical parameters of this circuit, since the capacitor 28, which is charged from the start, begins to discharge, and the energy stored in this electrical field becomes at the Contact point of the electrode 1 with the workpiece 2 converted into heat. The end of the electrode 1 is heated by the discharge current of the capacitor 28, melted within permissible limits, and an arc is ignited between the electrode 1 and the workpiece 2.
The arc formed in this way is then fed by the pulse voltage U15 present at the poles of the controllable rectifier 10. At the time of ignition of the thyristor 11 or 12 begins the welding current 1 (Fig. 8d) in which an inductance, in other words an electromagnetic inertia circuit, gradually increases almost linearly. As a result of the fact that a welding current flows within the period T1 of the effect of a pulse of the voltage U18, energy is stored in the magnetic field of the inductor 22.
As soon as the pulse voltage U18 becomes zero, the inductor 22 begins to deliver the energy stored in its magnetic field to the welding circuit. According to Lenz's law, a self-induction EMF is created at the ends of the choke coil 22, which endeavors to maintain the current I in the welding circuit in the same direction. The welding current flows through the uncontrollable valves - diodes 13 and 14 - and drops almost exponentially.
However, since within the time period T1 ,, when the output voltage U18 of the controllable rectifier 10 is zero, the inductor 22 does not come to completely deliver the energy stored in its magnetic field to the welding circuit, the welding current I differs at the time of the arrival of the next one Impulse of the voltage Uia from zero by the size 1o (Fig. 8d), which always exceeds the minimum value required for burning the arc.
The presence of the DC component Io contributes to a stable burning of the arc, excludes the short-circuiting of the electrode 1 with the workpiece 2 during the welding process and has no influence on the melting of the electrode.
In the absence of an integer element in the main circuit A, the current in the circuit of the inductor 22 begins when the contactor 31 is closed and the electrode 1 is short-circuited to the workpiece 2 during the period ri within which a pulse of the voltage U18 acts at the output of the controllable rectifier 10 Zero to rise. Under the influence of the increasing current, the choke coil 22 stores an energy in its magnetic circuit, while the end of the electrode 1 begins to melt, the circuit is now gradually interrupted as a result of the electrode melting and the formation of an arc.
During this interruption, the voltage between the electrode 1 and the workpiece 2 increases as a result of the self-induction EMF occurring in the circuit. The resulting overvoltage results in a substantial melting of the electrode 1 and a natural quenching of the arc formed in the process. If the electrode 1 is repeatedly short-circuited with the workpiece 2, the process described is repeated and a stable burning of the arc is therefore impossible.
Accordingly, the integrator 26 connected to the points 21 and 30 of the circuit of the main circuit A, consisting of the resistor 27 and the capacitor 28 connected in series therewith, serves, with a part of the resistor 27 in the direction blocking the charging current of the capacitor 28 from Valve 29 is shunted, at the start of welding to ignite the arc between the electrode 1 and the workpiece 2 and to transition to its stable burning. In addition, this integrator maintains a stable burning of the arc when short-circuiting occurs during the welding process.
Before a connection or Build-up welding of workpieces involves welding a test specimen.
The test specimen is welded when the toggle switch 102 is open. For this purpose, at a voltage different from zero on the voltmeter 70 of the assembly 36 for setting the mean value of the arc voltage with the help of the variable resistor 73 of the ohmic voltage divider 37, the changeover switch 90, 91 of the blocking oscillator 41, the changeover switch 7 and the changeover switch 25 parameters are set, which one Ensure optimal arc welding with the required quality. During the welding of the test specimen, the mean arc voltage is determined after the voltmeter 98. The differential amplifier 34 and the relaxation voltage pulse shaper 35 are fed via the opening contact 108a with the voltage of the third module 36 set optionally by means of the variable resistor 67 for setting the mean value of the arc voltage.
The integrating element equipped with the variable resistor 27, the capacitor 28 and the valve 29 is used at the start of welding to ignite the arc between the electrode 1 and the workpiece 2 and to ensure the transition to its stable burning.
After the test specimen has been welded, a voltage is set on the voltmeter 70 by means of the variable resistor 67, which voltage is the same as the voltage measured on the voltmeter 98 during the welding of the test specimen, and the toggle switch 102 is switched on. In this position, the device described is ready for connection or Deposition welding of the workpiece 2 in the operation of the automatic mean value control of the arc voltage during the welding process, which contributes to a high quality of welded connections and a stable burning of the arc in the event of disturbances.
At the time the contactor 31 is closed and the electrode 1 is short-circuited with the workpiece 2, the voltage drop is between points 30 and 21 of the circuit of the main circuit A, at the capacitor 96 of the module for measuring the mean value of the arc voltage and consequently between the emitter and the base of the transistor 99 equals zero and transistor 99 is blocked. In this state of transistor 99, transistor 104 is opened by the base current flowing through resistors 105, 103, its emitter-collector voltage and consequently the voltage at the winding of electromagnetic relay 107 are zero.
The differential amplifier 34 and the relaxation voltage pulse shaper 35 are optionally fed via the opening contact 108a of the electromagnetic relay 108 with the voltage of the assembly 36 set by the variable resistor 67 for setting the mean value of the arc voltage, and the duration T1 of the voltage pulses remains constant.
After the arc has been ignited, a voltage is established between the electrode 1 and the workpiece 2, which is averaged by means of the integrating elements equipped with the variable resistors 92, 94 and the capacitors 93, 95. As soon as the voltage across the capacitor 96 reaches a value sufficient to convert the transistor 99 from the blocking to the saturation state, the transistor 104 is blocked since its emitter-base voltage is equal to zero.
In this state of transistor 104, a current sufficient for the response of this relay will flow via the winding of relay 107 and resistor 106 and its opening contacts 107a, 107b are closed. The closing of the contact 107a causes a response current to flow through the relay 108 and consequently the opening of its opening contact 108a. The differential amplifier 34 and the relaxation voltage pulse shaper 35 are now fed with the mean arc voltage.
If the voltages U10 and U11 (Fig. 6f and 7a, branch U10 = U1l) which feed the ohmic voltage divider 37 and the relaxation voltage pulse shaper 35, the pulse duration T1 of the voltage U18 remains constant and becomes the same as when the test specimen is welded, i. H. when operating the device in an interrupted circuit.
During the welding of the workpiece 2, significant disturbances can act on the arc, which are usually caused by fluctuations in the feed network 8, uneven feed of the electrode 1 into the welding bath as a result of an imperfection in the feed mechanism, a fluctuation in the arc length during semi-automatic welding as a result of pendulum movements by the welder's hand and similar phenomena will. The disturbances that occur during welding result in a change in the energetic process parameters - mean value of the arc voltage and the welding current.
As a result, the quality of the connection or Surfacing.
If during the connection or For some reason, the build-up welding process means the mean value of the arc voltage U11 established at the capacitor 96 (FIG. 7a, branch U10 <U11) exceeds the predetermined voltage U10, this therefore leads to a change in the voltage U9 (FIG. 7b, branch U10 <U11) at the resistor 63 and consequently to a shortening of the pulse duration T1 (Fig.
8c, branch U10 <U1l) of the voltage U13 at the output of the controllable rectifier 10. The average arc voltage drops to a required value, and the arc length and the average value of the welding current are restored.
When the mean value of the arc voltage U11 (FIGS. 7, 8, branch U10> Ull) is reduced, the pulse duration sl of the voltage U15 (FIG. 8c, branch U10> U11) is lengthened and the welding process parameters are restored.
The contactor is used to end the welding process
31 opened, the welding current is interrupted and the voltage between the electrode 1 and the workpiece 2 drops to zero. The transistor 99 blocks the contacts 107a, 107b of the transistor 104 while it is conducting
Relay 107 and the contact 108a of relay 108 are brought into their rest position, the differential amplifier 34 and the relaxation voltage pulse shaper 35 are removed from the
Module for setting the mean value of the arc voltage.
In the event of insignificant faults, the present device can be operated in an interrupted circuit. Since one opens the toggle switch 102, so that the first construction group 42 does not participate in the work of the device.
The operation of the device with the main circuit shown in Fig. 3 differs from the process described above in that within the time period sls in which the pulse voltage U18 is zero, the inductor 22 begins to deliver the energy stored in its magnetic field, thereby flowing the
Welding current I via the valve power diode 110. Otherwise, the operation of this device is similar to the process described above.
The presence of the choke coil 22 with variable non-linear inductance and the integrator 26 equipped with the variable resistor 27 and the capacitor 28, in which part of the variable resistor 27 is shunted in the direction blocking the charging current of the capacitor 28 by the valve 29, makes it possible to to deviate from the welding rectifier that has always been used in pulsed arc welding and to simplify the main circuit control unit considerably, since the present device ensures simultaneous feeding of the arc with the main current and the current pulses.
This eliminates six-phase rectifiers, discharge capacitors and auxiliary rectifiers and the three-phase transformer is replaced by a single-phase transformer.
When used in the pulse arc and cladding welding device of the control unit C of the main circuit A with the electrical circuit diagram shown in FIG. 5, the device works as follows.
A sawtooth voltage U5 (FIG. 6c) is generated at the output of the frequency-stable sawtooth voltage generator 32, similar to the process described above. This voltage is compared with the direct voltage U6 (FIG. 6c) which is present at the ohmic voltage divider 37 serving as the adjuster. The difference signal representing the difference between the voltages U5 and U6 reaches the input of the differential amplifier 34 and, after amplification, the input of the relaxation voltage pulse shaper 35.
At the output of this pulse shaper, the voltage U3 (FIG. 6e) is generated, which is compared with the output voltage of the rectangular pulse generator 111.
This generator works as follows. At the multivibrator output, between the emitter and collector of transistor 113, the rectangular voltage U1> (FIG. 9a) is created. This voltage is compared with the DC voltage U20 (FIG. 9a), which is connected across the resistor 126 to the
Resistors 126, 127 equipped ohmic voltage divider. As soon as the emitter-collector voltage of the transistor 113 falls below the direct voltage U20, the transistor 129 reaches and is saturated
Emitter-collector resistance drops to zero, which results in the interruption of part of the variable resistor 132 and the increase in the voltage on the capacitor 135.
The square-wave voltage U21 (FIG. 9b) with a predetermined pulse height U'21 (FIG.
9b) 9b). The pulse height (reference voltage) U'21 is determined by the resistance value of the branch of the ohmic voltage divider connected between the layers of the capacitor 135. The voltage U21 is the output voltage of the square-wave pulse generator 111. As already mentioned above, the output voltage U8 of the relaxation voltage pulse shaper 35 is compared with the output voltage U21 of the square-wave pulse generator 111. The difference between these voltages reaches the input of the differential amplifier 38.
The voltage U22 arriving at the input of the negation element 39 arises at the output of the differential amplifier 38 (FIG. 9d). The negated voltage U23 (FIG. 9e) is fed to the differentiator 41, at whose output the pulse voltage U24 (FIGS. 9f, 10a) appears. The arrival of the voltage UM at the input of the blocking oscillator 41 triggers it and causes the generation at its output of the voltage U25 which controls the thyristors 11 and 12 (FIG. 10b).
Since the time at which the pulse voltage U25 is generated depends on the time at which the output voltage U3 (FIG. 6e) of the relaxation voltage pulse shaper 35 is compared with the output voltage UM of the rectangular pulse generator 111, the pulse duration T1, X 2 (FIG. 10c) of the voltage U26 and also the time T1 and T2 of their effect on the poles of the controllable rectifier 10 changes.
In the absence of the arc between the electrode 1 and the workpiece 2 within the time period T1 or s2 of the action of a pulse of the voltage U26, the capacitor 28 charges via the choke coil 22 and the variable resistor 27, while within the pulse pause, this increases via the part of the variable resistor 27 adjacent to it, the valve 29, the choke coil 22 and the variable resistor 19 are discharged.
Since the resistance values of the variable resistors 19 and 27 are selected such that the discharge time of the capacitor 28 is significantly longer than its charging time, a DC voltage drops across the capacitor 28, which exceeds the average value of the pulse voltage U26, but below its peak value within the respective time periods T1 and T2 lies.
The arc between the electrode 1 and the workpiece 2 is ignited by short-circuiting the electrode 1 with the workpiece and then lifting it off. At the time the electrode 1 is short-circuited with the workpiece 2, no current flows in the circuit formed by the inductor 22 and the gap between the electrode 1 and the workpiece 2 at the voltage U26 acting on the poles of the controllable rectifier 10. This fact arises from the fact that at the time of the short-circuiting, the current in the circuit having an inductance cannot instantaneously rise to an end value.
However, since the short-circuiting of the electrode with the workpiece 2 takes a certain time, a high contact resistance is formed between the electrode and the workpiece at one point in time. It is at this point in time that the capacitor 28, which has been charged from the start, begins to discharge via the branch of the variable resistor 27, the valve 29 and the gap between the electrode 1 and the workpiece 2. A spark jumps between the electrode 1 and the workpiece 2, which ionizes this gap, and an arc is then ignited in between.
Otherwise, the mode of operation of the device according to the invention is similar to the process described above.
In the present embodiment variant of the device for pulsed arc and build-up welding of workpieces, the welding current is modulated by changing the voltage applied to the gap between electrode 1 and workpiece 2. Such a modulation is advantageous from an energetic and economic point of view, since the only consumer of electrical energy is the arc.
The possibility of a simultaneous extensive change in the modulation pulse duration, as well as the amplitude, duration and frequency of pulses of the signal to be modulated significantly extends the limits of the regulation of the effective heat output of the arc.
The proposed circuits with the parameters mentioned make it possible to significantly reduce the erosion of alloy components of the weld metal and thereby to increase the mechanical properties of welded joints. So be e.g. the mechanical properties of welded connections during pulsed arc welding of workpieces made of aluminum-magnesium alloys with fusible electrodes using the proposed device 0.9 times that of the base metal, i.e. like welding with non-fusible electrodes. When welding with known welding systems, this value was between 0.75 and 0.8.
The switch from welding with non-fusible electrodes to welding with fusible electrodes when using the device according to the invention makes it possible to increase work productivity by 3 to 4 times and to reduce welding costs by reducing the consumption of electrodes.
The stepless, almost exponential pulse back flar> Le contributes to stable arc burning when welding workpieces over 1 mm thick.
In addition to the advantages of switching to a fusible electrode mentioned above, the shape changes of workpieces and the costs associated with their elimination are significantly reduced, and technological possibilities of welding equipment are expanded.
All of this results in a significant reduction in the cost of welding equipment, its cost reduction, simplification and lower space requirements.