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PATENTANSPRÜCHE 1. Einrichtung zur Parallelankopplung für Tonfrequenz Rundsteuersendeanlagen mit einem aus einer Induktivität und einer Kapazität bestehenden Resonanzkreis für jede Phase, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (L) parallel zu den Ausgangsklemmen (Kl) des Tonfrequenzgenerators (G) geschaltet ist.
2. Einrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Reihenschaltung der Kapazität (C) mit der Netzimpedanz (ZN) ebenfalls parallel zu den Ausgangsklemmen (Kl) des Tonfrequenzgenerators (G) und zur Induktivität (L) geschaltet ist.
3. Einrichtung nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (L) mit einem Angriff für die Einspeisung der Spannung des Tonfrequenzgenerators (G) versehen ist.
4. Einrichtung nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (L) aus zwei galvanisch getrennten Wicklungen (W" W2) besteht, von denen die eine Wicklung (W,) mit dem Tonfrequenzgenerator (G) und die andere Wicklung (W2) mit der Reihenschaltung des Kondensators (C) und der Netzimpedanz (ZN) verbunden ist.
5. Einrichtung nach Patentanspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine veränderbare Kapazität (CA) parallel zu den Ausgangsklemmen (Kl) des Tonfrequenzgenerators (G) und zur einen Wicklung (W,) der Induktivität (L) geschaltet ist.
6. Einrichtung nach Patentanspruch 4, wobei der Tonfrequenzgenerator (G) und die Induktivität (L) mit ihren Wicklungen (WI, W2) für eine Ankopplung an ein Mittel- oder Hochspannungsnetz ausgelegt sind, dadurch gekennzeichnet, dass die tonfrequenzgeneratorseitige Wicklung (W,) der Induktivität (L) gegenüber der netzseitigen Wicklung (W2) untersetzt ist, dass ferner der netzseitige Kondensator (C) mit der Induktivität (L) auf die Tonfrequenz des Tonfrequenzgenerators (G) abgestimmt beziehungsweise leicht verstimmt ist und dass ein in Serie mit dem Tonfrequenzgenerator (G) geschalteter weiterer Kondensator (Cs) mit der Streuinduktivität der Induktivität (L) in bezug auf die Tonfrequenz kapazitiv verstimmt ist (Fig. 7).
7. Einrichtung nach Patentanspruch 4, wobei der Tonfrequenzgenerator (G) und die Induktivität (L) mit ihren Wicklungen (WI, W2) für eine Ankopplung an ein Mittel- oder Hochspannungsnetz ausgelegt sind, dadurch gekennzeichnet, dass die tonfrequenzgeneratorseitige Wicklung (W1) der Induktivität (L) gegenüber der netzseitigen Wicklung (W2) untersetzt ist, dass ferner der netzseitige Kondensator (C) mit der Induktivität (L) auf die Tonfrequenz des Tonfrequenzgenerators (G) abgestimmt beziehungsweise leicht verstimmt ist und dass in Serie mit dem Tonfrequenzgenerator (G) eine Serieschaltung eines weiteren Kondensators (Cs) und einer weiteren Induktivität (Ls) geschaltet ist, welche Serieschaltung in bezug auf die Tonfrequenz kapazitiv verstimmt ist (Fig. 7).
Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Parallelankopplung für Tonfrequenz-Rundsteuersendeanlagen mit je einem aus einer Induktivität und einer Kapazität bestehenden Resonanzkreis für jede Phase.
Rundsteueranlagen dienen dazu, von einer Kommandostelle aus über das elektrische Versorgungsnetz Schaltbefehle an alle Verbraucherstellen des Netzes zu senden, sei es zur Ein- oder Ausschaltung von Verbrauchern oder zur anderweitigen Steuerung von Schaltern. Hierzu werden in der Kommandostelle tonfrequente Impulse in das Netz eingespeist, und die zu steuernden Verbraucher weisen Empfänger auf, die auf vorbestimmte Kommandos ansprechen und die befohlenen Schaltfunktionen ausführen.
Zur selektiven Übertragung der Tonfrequenz von einer Tonfrequenzspannungsquelle auf das auszusteuernde Netz dienen Ankopplungsfilter, die grundsätzlich als Serieankopplung oder Parallelankopplung geschaltet sein können. Die Art der Ankopplung richtet sich nach der Netzstruktur und der verwendeten Tonfrequenz, sofern nicht zusätzliche Massnahmen getroffen werden.
Bekannte Parallelankopplungen für Tonfrequenz-Rundsteuersendeanlagen bestehen im einfachsten Fall für jede Phase je aus einem zwischen den Tonfrequenzgenerator und die Netzleitung geschalteten Reihenresonanzkreis, wie dies in Fig. 4 der US-PS 3 909 821 für eine Einrichtung in einem Niederspannungsnetz beschrieben ist. Eine solche, vom technischen Aufwand her gesehen, einfache Ankopplung befriedigt indes nicht, da sie bedeutende Netzrückwirkungen auf den Tonfrequenzgenerator aufweist.
In der GB-PS 599 051 wird zur Vermeidung von Netzrückwirkungen ein aufwendiges Ankopplungsfilter vorgeschlagen, bei dem in Serie zum Tongenerator eine erste Spule und ein mit der Netzleitung verbundener Kondensator angeordnet ist, zu welchem eine mit einem Abgriff versehene zweite Spule parallel geschaltet ist. Der unterhalb des Abgriffs gelegene Spulenteil der zweiten Spule ist mit einer dritten Spule verbunden. Die Serienschaltung des unterhalb des Abgriffs der zweiten Spule gelegenen Spulenteils mit der dritten Spule ist parallel zu der Serienschaltung des Tongenerators mit der ersten Spule geschaltet, so dass der Tongenerator mit dem Netz zwangsläufig galvanisch verbunden ist.
Gemäss der DE-AS 2461 564 wird zur galvanischen Trennung zwischen dem Tongenerator und dem Netz eine mit einer Kopplungswicklung versehene Isolierdrossel verwendet, bei welcher auf der Tongeneratorseite ein Kondensator in Serie oder parallel zur Kopplungswicklung der Isolierdrossel und auf der Netzseite ein auf die Tonfrequenz abgestimmter Serienresonanzkreis in Serie zur Isolierdrossel und zur Netzimpedanz vorgesehen ist. Die GB-PS 840 465 und die DE-PS 1 055 115 haben die sogenannte lose Parallelankopplung zum Gegenstand, bei welcher je eine magnetisch gekoppelte, galvanisch getrennte Spule über je einen Kondensator mit dem Tongenerator und dem Netz verbunden ist. Jede Spule bildet mit dem zugehörigen Kondensator einen im wesentlichen auf die Tonfrequenz abgestimmten Serienresonanzkreis. Diese Ankopplung bietet einige Probleme beim Abstimmen.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Parallelankopplung der eingangs genannten Art zu schaffen, mittels welcher Netzrückwirkungen auf den Tonfrequenzgenerator weitgehend unterdrückt werden können, und welche trotzdem nur einen geringen technischen und finanziellen Aufwand zur Folge hat. Eine weitere Teilaufgabe besteht darin, eine solche Ankopplung für ein Mittel- und Hochspannungsnetz geeignet zu machen.
Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 definiert. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den weiteren Patentansprüchen angegeben.
Sie wird nachstehend anhand der Zeichnung beispielsweise erläutert.
Die Figuren der Zeichnung bedeuten:
Fig. 1 eine bekannte Parallelankopplung für ein Niederspannungsnetz;
Fig. 2 eine bekannte Parallelankopplung für ein Mitteloder Hochspannungsnetz;
Fig. 3 eine Parallelankopplung gemäss der Erfindung;
Fig. 4 und 5 weitere erfindungsgemässe Parallelankopplungen;
Fig. 6 Netzimpedanzen und
Fig. 7 und 8 weitere erfindungsgemässe Parallelankopplungen.
In den Zeichnungsfiguren sind nur einphasige Ankopplungen dargestellt, doch gilt das Prinzip jeweils auch für die mehrphasigen.
Die Fig. 1 zeigt das Schema der einfachen Parallelankopplung gemäss Fig. 4 der US-PS 3 909 821 für Tonfrequenzen unterhalb 2 kHz ohne Messwiderstand in der Rückleitung. Diese Parallelankopplung an einen Tonfrequenzgenerator G besteht aus in Reihe zu diesem geschalteten Impedanzen, bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C, welche auf die Tonfrequenz abgestimmt sind, sowie aus der Netzimpedanz ZN, welche die Netzlast einschliesst. Diese Schaltung hat erhebliche Rückwirkungen von der Netzseite auf den Tonfrequenzgenerator G zur Folge. Sie ist für ein Niederspannungsnetz bestimmt, wobei der Tonfrequenzgenerator G eine sehr tiefe Ausgangsimpedanz aufweist. Dies erfordert einen entsprechend bemessenen Verstärker und beschränkt die Ausgangsleistung wesentlich.
Im allgemeinen erfolgt die Einspeisung der Tonfrequenz jedoch im Mittel- oder Hochspannungsnetz. Deshalb muss der Tonfrequenzgenerator G zur galvanischen Trennung über einen Isoliertransformator IT mit dem aus der Induktivität L und der Kapazität C bestehenden Reihenresonanzkreis verbunden werden, wie dies Fig. 2 zeigt. Da der Isoliertransformator IT vom Netz her gesehen hochohmig ist, was zu einer entsprechend hohen 50-Hz-Spannung an den Klemmen führen würde, muss er durch eine niederohmige Impedanz überbrückt werden. Dies kann z.B. mittels eines 50-Hz-Saugkreises SKso auf der Tonfrequenzgeneratorseite geschehen. Oft ist es auch erforderlich, parallel dazu Saugkreise SKow für ein oder mehrere Netzoberwellen vorzusehen, um unzulässige Rückwirkungen auf die Tonfrequenzquelle zu vermeiden.
Da diese Saugkreise für den Tonfrequenzgenerator G eine induktive Belastung darstellen, wird parallel dazu eine Kompensations-Kapazität CK für die Tonfrequenz geschaltet, siehe Fig.
7,8 und 11 der DE-AS 2 124870.
Die Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemässe Schaltung, bei welcher die Induktivität L und die Reihenschaltung der Kapazität C mit der Netzimpedanz ZN direkt parallel zu den Klemmen Kl des Tonfrequenzgenerators G geschaltet sind.
In der praktischen Anwendung kann die Spannung an dem aus der Induktivität L und der Kapazität C bestehenden Resonanzkreis mehrere tausend Volt betragen. Es ist daher zweckmässig, gemäss der Fig. 4 die Wicklung der Induktivität L mit einem Abgriff für die Ankopplung des Tonfrequenzgenerators G zu versehen.
Gemäss der Fig. 5 kann die Induktivität L zur Anpassung an die Spannung des Tonfrequenzgenerators G auch mit einer getrennten Wicklung W1 versehen werden. Dadurch erhält man eine galvanische Trennung zwischen dem Tonfrequenzgenerator G und dem aus der Sekundärwicklung W2, der Induktivität L und der Kapazität C bestehenden Resonanzkreis. Durch entsprechende Dimensionierung der Isolation zwischen den Wicklungen W, und W2 dient dann die Induktivität L gleichzeitig der vorschriftsmässigen Isolation des niederspannungsseitigen Tonfrequenzgenerators G vom Hochspannungsnetz. Diese Schaltung ist daher besonders für die Ankopplung in Mittel- und Hochspannungsnetzen geeignet.
Die Schaltungen nach den Figuren 3, 4 und 5 wirken auf folgende Weise:
Bei konstanter Spannung am Tonfrequenzgenerator G ist der Strom durch den kapazitiven Zweig der Ankopplung vorwiegend bestimmt durch die Impedanz der Kapazität C. Die Spannung an der Impedanz ZN, d.h. die ins Netz eingespeiste Tonfrequenzspannung, ist somit annähernd proportional zu dieser Impedanz ZN. Sie könnte somit theoretisch in einem weiten Bereich variieren. Praktisch setzt sich jedoch die Impedanz ZN aus der Parallelschaltung der sogenannten Rückschluss-Impedanz XR, welche gebildet wird aus der Impedanz der speisenden Transformatoren, den Leitungsund Generator-Impedanzen, mit der Netzlast-Impedanz ZL (Figur 6) zusammen. Die Werte dieser beiden Impedanzen XR und ZL liegen etwa in der gleichen Grössenordnung.
Da die Rückschluss-Impedanz XR unabhängig ist von der Netzlast ZL und vorwiegend bestimmt wird durch die konstante Impedanz der Speise-Transformatoren, ist der Variationsbereich der Impedanz ZN relativ klein. Somit ändert sich auch die ins Netz eingespeiste Tonfrequenz-Spannung nur in einem verhältnissmässig kleinen Bereich.
Der Vergleich der in der gleichen Netzebene einsetzbaren Schaltungen nach Fig. 2 und Figur 5 zeigt augenfällig den grossen Vorteil der erfindungsgemässen Einrichtung. Während die Parallel-Ankopplung nach dem heutigen Stand der Technik (Figur 2) sich aus sehr vielen Hoch- und Niederspannungselementen zusammensetzt, benötigt die erfindungsgemässe Einrichtung (Figur 5) nur eine Kapazität C und eine mit einer zusätzlichen Wicklung W ausgerüstete Induktivität L. Daraus ergeben sich wesentliche wirtschaftliche, technische und betriebliche Vorteile. Da die 50-Hz-Spannung des Netzes, die an der Induktivität L abfällt, verhältnismässig klein ist und auf der Generatorseite zusätzlich stark heruntertransformiert wird, sind keine weiteren Massnahmen zur Unterdrückung der Netzrückwirkungen erforderlich.
Lastgeführte statische Tonfrequenz-Umformer erfordern die Belastung mit einer kapazitiven Eingangsimpedanz. Dies kann bei der Schaltung nach Fig. 5 erreicht werden, indem der Induktivität L eine Kapazität Cs oder, zur Verbesserung des Einschwingverhaltens des statischen Umformers, eine Reihenschaltung einer weiteren Induktivität Ls mit der Kapazität Cs dem Tonfrequenzgenerator G vorgeschaltet wird (Fig.
7). Dabei ist der Kondensator Cs zusammen mit der Streuinduktivität der Induktivität L oder mit der Induktivität Ls in bezug auf die Tonfrequenz kapazitiv verstimmt.
Der Resonanzkreis mit der Induktivität L und der Kapazität C kann mit Hilfe von Abgriffen an der Wicklung W2 oder durch Teilkapazitäten des Kondensators C abgestimmt werden. Es besteht jedoch auch die wirtschaftlich und technisch interessante Möglichkeit, eine Abstimmkapazität CA auf der Tonfrequenzgeneratorseite der Induktivität parallel zur Wicklung W, anzuschalten (Fig. 8).
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PATENT CLAIMS 1. Device for parallel coupling for audio frequency ripple control transmitters with a resonance circuit for each phase consisting of an inductance and a capacitance, characterized in that the inductance (L) is connected in parallel to the output terminals (Kl) of the audio frequency generator (G).
2. Device according to claim 1, characterized in that the series connection of the capacitance (C) with the network impedance (ZN) is also connected in parallel to the output terminals (Kl) of the audio frequency generator (G) and to the inductance (L).
3. Device according to claim 2, characterized in that the inductor (L) is provided with an attack for feeding the voltage of the audio frequency generator (G).
4. Device according to claim 2, characterized in that the inductor (L) consists of two galvanically isolated windings (W "W2), one of which windings (W,) with the audio frequency generator (G) and the other winding (W2) is connected to the series connection of the capacitor (C) and the line impedance (ZN).
5. Device according to claim 4, characterized in that a variable capacitance (CA) is connected in parallel to the output terminals (Kl) of the audio frequency generator (G) and to a winding (W,) of the inductance (L).
6. Device according to claim 4, wherein the audio frequency generator (G) and the inductor (L) with their windings (WI, W2) are designed for coupling to a medium or high voltage network, characterized in that the audio frequency generator winding (W,) The inductance (L) is reduced compared to the line-side winding (W2), that the line-side capacitor (C) with the inductance (L) is tuned or slightly detuned to the tone frequency of the tone frequency generator (G) and that one in series with the tone frequency generator (G) switched further capacitor (Cs) is capacitively detuned with the leakage inductance of the inductance (L) with respect to the audio frequency (FIG. 7).
7. Device according to claim 4, wherein the audio frequency generator (G) and the inductor (L) with their windings (WI, W2) are designed for coupling to a medium or high voltage network, characterized in that the audio frequency generator side winding (W1) Inductance (L) with respect to the network-side winding (W2) is reduced, that the network-side capacitor (C) with the inductance (L) is tuned or slightly detuned to the tone frequency of the tone frequency generator (G) and that in series with the tone frequency generator (G ) a series circuit of a further capacitor (Cs) and a further inductor (Ls) is connected, which series circuit is capacitively detuned with respect to the audio frequency (FIG. 7).
The invention relates to a device for parallel coupling for audio frequency ripple control transmitter systems, each with a resonance circuit consisting of an inductor and a capacitance for each phase.
Ripple control systems are used to send switching commands to all consumer points in the network from a command point via the electrical supply network, be it to switch consumers on or off or to otherwise control switches. For this purpose, tone-frequency pulses are fed into the network at the command point, and the consumers to be controlled have receivers which respond to predetermined commands and carry out the commanded switching functions.
Coupling filters are used for the selective transmission of the sound frequency from a sound frequency voltage source to the network to be controlled, which filters can in principle be connected as a series coupling or parallel coupling. The type of coupling depends on the network structure and the audio frequency used, unless additional measures are taken.
Known parallel couplings for audio frequency ripple control transmitter systems consist in the simplest case for each phase of a series resonance circuit connected between the audio frequency generator and the power line, as is described in FIG. 4 of US Pat. No. 3,909,821 for a device in a low-voltage network. Such a simple coupling, seen from the technical point of view, is not satisfactory, however, since it has significant network effects on the audio frequency generator.
In GB-PS 599 051 a complex coupling filter is proposed to avoid mains interference, in which a first coil and a capacitor connected to the mains lead are arranged in series with the tone generator, to which a second coil provided with a tap is connected in parallel. The coil part of the second coil located below the tap is connected to a third coil. The series connection of the coil part located below the tap of the second coil with the third coil is connected in parallel to the series connection of the tone generator with the first coil, so that the tone generator is inevitably galvanically connected to the network.
According to DE-AS 2461 564, an isolation choke provided with a coupling winding is used for the electrical isolation between the tone generator and the network, in which a capacitor in series or parallel to the coupling winding of the isolation choke on the tone generator side and on the network side a series resonance circuit tuned to the audio frequency is provided in series with the isolating choke and the line impedance. The GB-PS 840 465 and DE-PS 1 055 115 have the so-called loose parallel coupling to the subject, in which a magnetically coupled, galvanically isolated coil is connected via a capacitor to the tone generator and the network. Each coil and the associated capacitor form a series resonance circuit that is essentially tuned to the audio frequency. This coupling presents some tuning problems.
The present invention has for its object to provide a parallel coupling of the type mentioned, by means of which network effects on the audio frequency generator can be largely suppressed, and which nevertheless has only a low technical and financial expenditure. Another subtask is to make such a coupling suitable for a medium and high voltage network.
The invention is defined in claim 1. Advantageous refinements are specified in the further claims.
It is explained below using the drawing, for example.
The figures in the drawing mean:
1 shows a known parallel coupling for a low-voltage network;
2 shows a known parallel coupling for a medium or high voltage network;
3 shows a parallel coupling according to the invention;
4 and 5 further parallel couplings according to the invention;
Fig. 6 network impedances and
7 and 8 further parallel couplings according to the invention.
Only single-phase couplings are shown in the drawing figures, but the principle also applies to the multi-phase.
1 shows the diagram of the simple parallel coupling according to FIG. 4 of US Pat. No. 3,909,821 for sound frequencies below 2 kHz without measuring resistance in the return line. This parallel coupling to an audio frequency generator G consists of impedances connected in series, consisting of the inductance L and the capacitance C, which are matched to the audio frequency, and the network impedance ZN, which includes the network load. This circuit has considerable repercussions on the audio frequency generator G from the network side. It is intended for a low-voltage network, the audio frequency generator G having a very low output impedance. This requires an appropriately sized amplifier and significantly limits the output power.
In general, however, the audio frequency is fed into the medium or high voltage network. For this reason, the tone frequency generator G must be connected via an isolating transformer IT to the series resonance circuit consisting of the inductance L and the capacitance C, as shown in FIG. 2. As the isolating transformer IT has a high impedance from the grid, which would lead to a correspondingly high 50 Hz voltage at the terminals, it must be bridged by a low impedance. This can e.g. done by means of a 50 Hz suction circuit SKso on the audio frequency generator side. Often, it is also necessary to provide suction circuits SKow for one or more harmonics in parallel in order to avoid impermissible repercussions on the audio frequency source.
Since these suction circuits represent an inductive load for the tone frequency generator G, a compensation capacitance CK for the tone frequency is connected in parallel, see FIG.
7,8 and 11 of DE-AS 2 124870.
FIG. 3 shows a circuit according to the invention, in which the inductance L and the series connection of the capacitance C with the network impedance ZN are connected directly in parallel to the terminals K1 of the audio frequency generator G.
In practical use, the voltage on the resonance circuit consisting of inductance L and capacitance C can be several thousand volts. It is therefore expedient, according to FIG. 4, to provide the winding of the inductance L with a tap for coupling the audio frequency generator G.
5, the inductance L can also be provided with a separate winding W1 for adaptation to the voltage of the audio frequency generator G. This provides a galvanic separation between the tone frequency generator G and the resonance circuit consisting of the secondary winding W2, the inductance L and the capacitance C. By appropriately dimensioning the insulation between the windings W and W2, the inductance L then serves at the same time to properly insulate the low-frequency audio frequency generator G from the high-voltage network. This circuit is therefore particularly suitable for coupling in medium and high voltage networks.
The circuits according to FIGS. 3, 4 and 5 act in the following way:
At constant voltage at the tone frequency generator G, the current through the capacitive branch of the coupling is predominantly determined by the impedance of the capacitance C. The voltage at the impedance ZN, i.e. the audio frequency voltage fed into the network is thus approximately proportional to this impedance ZN. Theoretically, it could vary within a wide range. In practice, however, the impedance ZN is made up of the parallel connection of the so-called short-circuit impedance XR, which is formed from the impedance of the feeding transformers, the line and generator impedances, with the network load impedance ZL (FIG. 6). The values of these two impedances XR and ZL are approximately of the same order of magnitude.
Since the inference impedance XR is independent of the network load ZL and is mainly determined by the constant impedance of the feed transformers, the variation range of the impedance ZN is relatively small. This means that the audio frequency voltage fed into the network only changes in a relatively small range.
The comparison of the circuits according to FIG. 2 and FIG. 5 that can be used in the same network level clearly shows the great advantage of the device according to the invention. While the parallel coupling according to the current state of the art (FIG. 2) is composed of a large number of high and low voltage elements, the device according to the invention (FIG. 5) only requires a capacitance C and an inductance L equipped with an additional winding W. significant economic, technical and operational advantages. Since the 50 Hz voltage of the network, which drops across the inductance L, is relatively small and is additionally down-transformed on the generator side, no further measures are required to suppress the network perturbations.
Load-guided static audio frequency converters require a capacitive input impedance. This can be achieved in the circuit according to FIG. 5 in that the inductance L is preceded by a capacitance Cs or, in order to improve the transient response of the static converter, a series circuit of a further inductance Ls with the capacitance Cs is connected upstream of the audio frequency generator G (FIG.
7). The capacitor Cs is capacitively detuned together with the leakage inductance of the inductance L or with the inductance Ls with respect to the audio frequency.
The resonance circuit with the inductance L and the capacitance C can be tuned with the aid of taps on the winding W2 or by partial capacitances of the capacitor C. However, there is also the economically and technically interesting possibility of connecting a tuning capacitance CA on the audio frequency generator side of the inductor in parallel with the winding W (FIG. 8).