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lung mit dem ersten Hauptventil (Al, Bl, Cl, Dl) eine drosselspule zur Begrenzung des Stromanstiegs angeordnet ist (Fig. 13).
14. Einrichtung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten Hauptventile (A2, B2, C2, D2) jeweils aus der Reihenschaltung eines Thyristors mit mindestens einer Diode bestehen.
15. Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten Hauptventile (A2, B2, C2, D2) eine grössere Freiwerdezeit besitzen als die ersten Hauptventile (Al, B1, Cl, D1)(Fig. 13).
16. Einrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass jedem zweiten Hauptventil (A2, B2, C2, D2) eine Vergleichseinrichtung (38,39) zugeordnet ist, der einerseits die Kondensatorspannung (U1, U11) des zugehörigen Kommutierungskondensators (Kl, KII) und andererseits die Netzwechselspannung (U12) zugeführt sind und die bei Überschreiten des Scheitelwertes der Netzwechselspannung (U12) durch die Kondensatorspannung (Ul, Ull) polaritätsabhängig einen Zündimpuls für dieses zweite Hauptventil (A2, B2, C2, D2) auslöst (Fig. 13).
Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Kompensation der Blindleistung eines Verbrauchers und/oder zur Symmetrierung eines unsymmetrischen Verbrauchers, wobei der Verbraucher aus einem mehrphasigen Wechselspannungsnetz gespeist ist, mit einer Anzahl von einzeln steuerbaren Stromrichtern, die jeweils zwischen zwei verschiedenen Phasenleitern des Wechselspannungsnetzes angeschlossen sind.
Eine solche Einrichtung ist aus der Zeitschrift elektrowärme international 32(1974), Seiten B 326 bis B 334, insbesondere Bild 8 auf Seite B 331 samt zugehöriger Beschreibung, bekannt. Bei dieser Einrichtung liegt zwischen zwei Phasenleitern eines dreiphasigen Wechselspannungsnetzes jeweils die Reihenschaltung einer Drosselspule mit einem speziellen Stromrichter, nämlich einem Drehstromsteller. Jeder Drehstromsteller besteht im Prinzip aus zwei antiparallel geschalteten Thyristoren. Die einzelnen Drehstromsteller sind unabhängig voneinander steuerbar.
Da die Drosselspulen in Reihe zu den Drehstromstellern an den verketteten Spannungen des Wechselspannungsnetzes betrieben werden, ist sowohl die Lieferung von symmetrischer als auch von unsymmetrischer Kompensationsleistung möglich. - Die bekannte Einrichtung zur Kompensation und Symmetrierung ist infolge ihres Aufbaus nur vom Wechselspannungsnetz her kommutierbar. Das bedeutet, dass die Ventile der Wechselstromsteller nicht in jedem beliebigen Zeitpunkt löschbar sind. Daher ist die Stellgeschwindigkeit der bekannten Einrichtung bei Änderungen der Blindleistung und/oder der Symmetrie begrenzt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die eingangs genannte Einrichtung so auszugestalten, dass grosse Stellgeschwindigkeiten beim Kompensieren von Blindleistung und/ oder beim Ausgleich von Unsymmetrieänderungen erzielt werden können.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass jeder Stromrichter ein wechselspannungsseitig an die beiden zugeordneten Phasenleiter angeschlossener selbstgeführter Stromrichter ist, dessen steuerbare, zwangsweise löschbare Ventile in einphasiger Brückenschaltung angeordnet sind, dass zwischen den wechselspannungsseitigen Ausgängen der einzelnen Stromrichter und dem Wechselspannungsnetz jeweils ein Transformator angeordnet ist, dass die einzelnen Stromrichter gleichstromseitig miteinander in Reihe geschaltet sind, dass an die Anschlussklemmen der Reihenschaltung der Stromrichter eine Gleichstromquelle zum Einspeisen eines konstanten Gleichstroms angeschlossen ist, und dass jedem einzelnen Stromrichter eine Steuereinrichtung zugeordnet ist,
mit der sowohl die Amplitude als auch die auf die Netzwechselspannung bezogene Phasenlage der Grundschwingung des Ausgangsstroms dieses Stromrichters einstellbar ist.
Es ist hierbei zur Spannungsanpassung und Potentialtrennung notwendig, zwischen den wechselspannungsseitigen Ausgängen der einzelnen Stromrichter und dem Wechselspannungsnetz jeweils einen Transformator anzuordnen.
Diese Einrichtung besitzt gegenüber der bekannten Einrichtung kleinere Stellzeiten, da die Stromrichter selbstgeführt sind und die einzelnen Ventile jederzeit ein- und ausgeschaltet werden können. Als weiterer Vorteil wird es angesehen, dass besondere Drosselspulen in Reihe zu den Stromrichtern entfallen. Darüber hinaus hat die Einrichtung die vorteilhafte Eigenschaft, dass sie kapazitive Blindströme verbrauchen kann, ohne dass sie dazu eine besondere Kondensatorbatterie benötigt.
Infolge ihrer hohen Stellgeschwindigkeit lässt sich die Einrichtung mit besonderem Vorteil dort einsetzen, wo besonders starke und schnelle Blindleistungs- und Unsymmetrieschwankungen des Verbrauchers zu erwarten sind, beispielsweise beim Betrieb eines Lichtbogen-Schmelzofens.
Eine weitere Ausgestaltung der Einrichtung zeichnet sich dadurch aus, dass als Gleichstromquelle ein netzgeführter Stromrichter vorgesehen ist, der wechselspannungsseitig an das Wechselspannungsnetz und gleichstromseitig über eine Glättungsdrossel an die Anschlussklemmen der Reihenschaltung der Stromrichter angeschlossen ist, und dass der netzgeführte Stromrichter auf konstanten Ausgangsstrom geregelt ist.
Eine weitere Ausgestaltung, die in vorteilhafter Weise mit einem besonders geringen Aufwand an Bauelementen auskommt, ist dadurch gekennzeichnet, dass als Gleichstromquelle eine Drosselspule vorgesehen ist, die über die einzelnen Stromrichter aus dem Wechselspannungsnetz mit konstantem Gleichstrom gespeist ist. Hierbei wird der Gleichstrom durch besondere Steuerung eines oder mehrerer dieser Stromrichter erzeugt.
Eine erste grundlegende Ausbildung der Erfindung, die für einen nur zwischen zwei Phasenleitern eines dreiphasigen Wechselspannungsnetzes angeschlossenen Verbraucher vorgesehen ist, zeichnet sich dadurch aus, dass ein erster, an dieselben Phasenleiter wie der Verbraucher angeschlossener Stromrichter allein zur Kompensation des Blindstroms des Verbrauchers vorgesehen ist, und dass ein zweiter und dritter, jeweils an ein anderes Paar von Phasenleitern angeschlossener Stromrichter zur Aufnahme eines kapazitiven bzw. induktiven Stroms und dadurch gemeinsam zur Symmetrierung des Verbrauchers vorgesehen sind.
Diese Einrichtung lässt sich auch für den Einsatz in Verbindung mit einem dreiphasigen Verbraucher ausgestalten. Allerdings ist es dann nicht unbedingt erforderlich, die genannte Einrichtung dreifach vorzusehen. Gemäss einer weiteren Ausbildung kann nämlich so vorgegangen werden, dass die Steuereinrichtung eines jeden zwischen einem Paar von Phasenleitern angeschlossenen Stromrichters beaufschlagt ist a) mit einem ersten Steuersignalanteil, der für die Kompensation des Blindstroms des Verbrauchers zwischen diesem Paar von Phasenleitern vorgesehen ist, b) mit einem zweiten Steuersignalanteil, der für die Einstellung eines kapazitiven Stroms vorgesehen ist, welcher Strom zur Symmetrierung des Verbrauchers bezüglich einem anderen Paar von Phasenleitern beiträgt, und c) mit einem dritten Steuersignalanteil, der für die Einstellung eines induktiven Stroms vorgesehen ist,
welcher Strom wiederum zur Symmetrierung des Verbrauchers bezüglich des restlichen Paars von Phasenleitern vorgesehen ist.
Gemäss einer zweiten grundlegenden Ausbildung der Erfin
dung, die ebenfalls für einen nur zwischen zwei Phasenleitern eines dreiphasigen Wechselspannungsnetzes angeschlossenen Verbraucher vorgesehen ist, kann auch so vorgegangen werden, dass ein erster, an dieselben Phasenleiter wie der Verbraucher angeschlossener Stromrichter zur Kompensation des Blindstroms und zur Einspeisung eines Wirkstroms in das Wechselspannungsnetz vorgesehen ist, und dass ein zweiter und dritter Stromrichter jeweils zur Entnahme von betragsmässig gleich grossen Wirkströmen vorgesehen sind, wobei die negative geometrische Summe der entnommenen Wirkströme gleich dem Wirkstrom des Verbrauchers, vermindert um den vom ersten Stromrichter eingespeisten Wirkströme betragsmässig gleich dem vom ersten Stromrichter eingespeisten Wirkstrom ist.
Auch diese Ausbildung lässt sich bei einem zwischen drei Phasenleitern eines dreiphasigen Wechselspannungsnetzes angeschlossenen dreiphasigen Verbraucher einsetzen. Auch hierbei ist eine dreifache Ausführung der Einrichtung nicht erforderlich, wenn so vorgegangen wird, dass die Steuereinrichtung eines jeden zwischen einem Paar von Phasenleitern angeschlossenen Stromrichters beaufschlagt ist a) mit einem ersten Steuersignalanteil, der für die Kompensation des Blindstroms des Verbrauchers zwischen diesem Paar von Phasenleitern und zur Einspeisung eines Wirkstroms in das Wechselspannungsnetz vorgesehen ist, b) mit einem zweiten Steuersignalanteil, der zur Einstellung von Wirkstrom vorgesehen ist, welcher Wirkstrom zur Symmetrierung des Verbrauchers bezüglich einem anderen Paar von Phasenleitern beiträgt, und c) mit einem dritten Steuersignalanteil,
der zur Einstellung von Wirkstrom vorgesehen ist, welcher Wirkstrom wiederum zur Symmetrierung des Verbrauchers bezüglich des restlichen Paars von Phasenleitern vorgesehen ist.
Hierbei werden jedem einzelnen Stromrichter insgesamt vier verschiedene Funktionen zugeordnet. Infolge der Überlagerung der einzelnen Funktionen lässt sich gegenüber einer Verdreifachung der Einrichtung der Aufwand beträchtlich reduzieren.
Beim Betrieb eines Verbrauchers kann der Fall eintreten, dass einer oder mehrere der Stromrichter einen Ausgangsstrom mit der Grundschwingung gleich Null erzeugen muss.
Zur Einstellung eines solchen Ausgangsstroms mit der Grundschwingung gleich Null kann dabei die Einrichtung so weitergebildet sein, dass abwechselnd diagonale Ventile des betreffenden Stromrichters mit einer Frequenz, die gleich dem Dreifachen der Netzfrequenz oder einem ganzzahligen Vielfachen davon ist, gezündet werden. Vorteilhafter ist es aber, nicht nur die Grundschwingung, sondern den gesamten Ausgangsstrom ständig gleich Null zu machen. Dieses kann dadurch erreicht werden, dass zwei miteinander direkt in Reihe geschaltete Ventile des betreffenden Stromrichters gleichzeitig stromleitend sind. Gegenüber der abwechselnden Zündung diagonaler Ventile ergibt sich hierbei die Vermeidung von Schaltverlusten und von Oberschwingungen.
Zur Vermeidung einer thermischen Überlastung der in Reihe geschalteten, gleichzeitig stromleitenden Ventile kann hierbei weiterhin vorgesehen sein, dass jeweils abwechselnd miteinander direkt in Reihe geschaltete Ventile des betreffenden Stromrichters gleichzeitig stromleitend sind.
Bisher wurde davon ausgegangen, dass bei der Einrichtung zur Kompensation der Blindleistung eines Verbrauchers undl oder zur Symmetrierung eines unsymmetrischen Verbrauchers prinzipiell ein beliebiger einphasiger Wechselrichter eingesetzt werden kann, der einen eingeprägten Ausgangsstrom in das Wechselspannungsnetz einzuspeisen imstande ist, und zwar unabhängig von der Höhe und der Polarität der Netzwechselspannung. Es kann also prinzipiell jeder zwangskommutierte Stromrichter verwendet werden, der die soeben erwähnte
Bedingung erfüllt. Demgemäss kann als Stromrichter also beispielsweise auch ein Pulswechselrichter eingesetzt werden, wie er beispielsweise in der deutschen Auslegeschrift 1 812539 dargestellt ist, sofern dieser mit einem eingeprägten Gleichstrom gespeist wird.
Im Stande der Technik sind bereits dreiphasige Stromrichter in Brückenschaltung bekannt, die auf dem Prinzip der Phasenfolgelöschung beruhen (ETZ-A, Band 96, 1975, Heft 11, Seiten 520 bis 523; Proc. IEE, Band 120(1973), Heft9, Seiten 969 bis 976; Fachbuch von K. Heumann und A. Stumpe:Thyristo- ren - Eigenschaften und Anwendungen, B. G. Teubner Verlag, Stuttgart, 3. Auflage, 1974, Seiten 184 und 185). Bei diesen Brükkenschaltungen ist in jedem Ventilzweig ein steuerbares Hauptventil mit einer Diode in Reihe geschaltet. In jedem Ventilzweig ist also nur ein einziges gesteuertes Bauelement vorhanden.
Es ist von Vorteil, bei der erfindungsgemässen Einrichtung jeweils einen Stromrichter zu verwenden, der die erwähnte Bedingung, nämlich der Stromeinspeisung bei allen möglichen Augenblickswerten der Netzwechselspannung voll erfüllt, der aber hinsichtlich der Anzahl der verwendeten Bauelemente und hinsichtlich seiner Steuerung besonders aufwandarm ist.
Eine solche Einrichtung ergibt sich dadurch, dass jeder Strom.
richter ein Stromrichter mit Phasenfolgelöschung ist, bei dem sämtliche Ventile steuerbar ausgeführt sind.
Eine besonders bevorzugte, einfach aufgebaute Einrichtung mit besonders wenigen Bauelementen zeichnet sich dadurch aus, dass jede der beiden Brückenhälften aus zwei Ventilzweigen besteht, von denen jeder die Reihenschaltung eines ersten Hauptventils und eines zweiten Hauptventils umfasst, und dass jede Brückenhälfte einen Kommutierungskondensator enthält, der zwischen dem Verbindungspunkt in der einen Reihenschaltung und dem Verbindungspunkt in der anderen Reihenschaltung angeordnet ist.
Insbesondere für eine Einrichtung grösserer Leistung ist es erforderlich, in jedem Ventilzweig in Reihe und in direkter Verbindung mit dem ersten Hauptventil eine Drosselspule zur Begrenzung des Stromanstiegs anzuordnen. Diese Drosselspulen sollen die verwendeten Hauptventile, das können insbesondere Thyristoren sein, schützen.
Gegenüber den bekannten Stromrichtern mit Phasenfolgelöschung wird bei der vorliegenden bevorzugt aufgebauten Einrichtung in der Stromrichter-Reihenschaltung jeweils ein Stromrichter verwendet, bei dem sämtliche Ventile steuerbar ausgeführt sind. Dadurch wird erreicht, dass jeder Stromrichter einen Steuerbereich von 360O bezüglich der Netzwechselspannung besitzt. Infolge der Verwendung solcher Stromrichter kommt die gesamte Einrichtung mit relativ wenigen steuerbaren Ventilen aus. Die Spannungsbeanspruchung dieser Ventile ist relativ niedrig, so dass entsprechend niedrig bemessene Ventiltypen eingesetzt werden können. Die Einrichtung ist wie sich in der praktischen Erprobung gezeigt hat - sehr betriebssicher. Sie spricht im Bedarfsfalle sehr schnell an.
Die Einrichtung wird vorzugsweise zur Blindleistungskompensation und zur gleichzeitigen Symmetrierung eingesetzt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand von dreizehn Figuren näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine erste Ausführungsform einer Einrichtung, bei der als Gleichstromquelle ein netzgeführter Stromrichter vorgesehen ist,
Fig. 2 eine zweite Ausführungsform einer Einrichtung, bei der als Gleichstromquelle eine Drosselspule vorgesehen ist,
Fig. 3 ein Ersatzschaltbild der Einrichtung nach Fig. 1 oder 2 für einen zwischen zwei Phasenleitern eines dreiphasigen Wechselspannungsnetzes angeschlossenen Verbraucher,
Fig. 4 bis 6 Zeigerdiagramme der Spannungen und Ströme nach Fig. 3,
Fig. 7 ein weiteres Ersatzschaltbild für eine Einrichtung ach Fig. 1 oder 2 mit einem zwischen zwei Phasenleitern eines reiphasigen Wechselspannungsnetzes angeschlossenen Ver raucher,
Fig. 8 bis 10 Zeigerdiagramme für die in Fig. 7 angegebenen :
:päliiiunet und Sti;timai
Fig. 11 drei Zeitdiagramme, in denen Stromverläufe für ein rostes Pulsverfahren dargestellt sind,
Fig. 12 drei Zeitdiagramme, in denen Stromverläufe für ein :weites Pulverfahren dargestellt sind, und
Fig. 13 einen Ausschnitt einer weiteren Einrichtung zur Compensation der Blindleistung und/oder zur Symmetrierung eines unsymmetrischen Verbrauchers.
Nach Fig. 1 werden die Phasenleiter 1,2,3 eines dreiphasi en Wechselspannungsnetzes 4 von einem Drehstrom-Generator 5 mit einer Netzwechselspannung der Netzfrequenz fn = 1/Tn gepseist. An das Wechselspannungsnetz 4 ist ein unsymmetrischer Verbraucher 6 angeschlossen. Als Verbraucher 6 kann beispielsweise eine ohmischinduktive Last, beispielsweise ein Lichtbogen-Schmelzofen, vorgesehen sein.
Zwischen dem Drehstrom-Generator 5 und dem Verbraucher 6 ist eine Einrichtung angeordnet, die zur Kompensation der Blindleistung und gleichzeitig auch zur Symmetrierung des Verbrauchers 6 dient. Sie ist so aufgebaut, dass sie bei Blindleistungs- und/oder Unsymmetrieänderungen sehr schnell anspricht und diese Anderungen ausregelt.
Die Einrichtung umfasst insgesamt drei selbstgeführte Stromrichter in, 12, 13. Jeder Stromrichter 11,12, 13 enthält vier steuerbare Ventile in einphasiger Brückenschaltung, die zwangsweise löschbar sind. Die Ventile des Stromrichters 12 sind mit A bis D bezeichnet. Jeder Stromrichter 11,12,13 ist über einen eigenen Transformator 14,15 bzw. 16 zwischen zwei verschiedenen Phasenleitern 1,2,3 des Wechselspannungsnetzes 4 angeschlossen.
Die einzelnen Stromrichter l 11, 12,13 sind gleichstromseitig miteinander in Reihe geschaltet. An den Anschlussklemmen 17, 18 dieser Reihenschaltung liegt eine Gleichstromquelle 20.
Diese liefert einen eingeprägten Gleichstrom Id, der in einem Stromregelkreis konstantgehalten wird. Als Gleichstromquelle 20 ist nach Fig. 1 speziell ein netzgeführter Stromrichter 21 mit steuerbaren Ventilen in Drehstrom-Brückenschaltung vorgesehen, der wechselspannungsseitig über einen Eingangstransformator 22 an das Wechselspannungsnetz 4 und gleichstromseitig über eine Glättungsdrossel 23 an die Anschlussklemmen 17, 18 angeschlossen ist. Die Zündimpulse für die steuerbaren Ventile des netzgeführten Stromrichters 21 werden von einem Steuergerät 25 geliefert, das aus dem Wechselspannungsnetz 4 gespeist und mit diesem synchronisiert ist.
Zur Messung des Stroms im Gleichstrom-Zwischenkreis zwischen dem Stromrichter 21 und der Reihenschaltung der Stromrichter 11,12,13 ist eine Messeinrichtung 27 vorgesehen.
Diese ist Bestandteil des (nicht näher gezeigten) Stromregelkreises für den Gleichstrom 1d dem auch ein (nicht gezeigter) Stromregler angehört.
Jedem einzelnen Stromrichter 11,12, 13 ist eine Steuerein- richtung 31,32 bzw. 33 zugeordnet. Mit jeder Steuereinrichtung 31,32,33 lässt sich sowohl die Amplitude als auch die auf die Netzwechselspannung bezogene Phasenlage der Grundschwingung I,, I,, lz des Ausgangsstroms x, iy, iz des betreffen den Stromrichters l 11, 12 bzw. 13 einstellen. Den Steuereinrich- tungen 31,32,33 ist eine Regeleinrichtung 35 übergeordnet.
Diese erhält als Messgrössen die drei verketteten Netzwechselspannungen und die drei Verbraucherströme zugeführt.
Die Einrichtung nach Fig. 2 zeigt weitgehend denselben.
Aufbau wie diejenige nach Fig. 1. Es ist jedoch speziell eine andere Gleichstromquelle 20 vorgesehen, die wesentlich einfacher aufgebaut ist als diejenige von Fig. l. Als Gleichstromquelle 20 wird hier - in Verbindung mit der Reihenschaltung der Stromrichter 11, 12, 13 - eine Drosselspule 36 herangezogen. Diese Drosselspule 36 verbindet die beiden Anschlussklemmen 17 und 18. Auch hier ist wiederum ein Messglied 27 zur Messung des Gleichstroms Id vorgesehen. Dieses Messglied 27 ist wiederum Bestandteil eines Stromregelkreises zur Kon çlanthaltung des GleiEhstroms 1d; der hier jedoch in der über geordneten Itegeleinrichtung 37 enthalten ist.
Damit sich in deR Drosselspule 36 ein konstanter, eingeprägter Gleichstrom Id einstellt, wird vom Stromregler die Phasenlage der Pulspro gramme für die Stromrichter I 11, 12, 13 durch Aufschaltung eines Zusatzsteuersignals entsprechend beeinflusst. Zur Konstanthaltung des Gleichstroms Id wird dabei die Phasen lage zumindest eines der Ausgangsströme I,, I,, lz der Stromrichter I 12 bzw. 13 bezüglich der Netzwechselspannung gegenüber einem Wert, wie er von der Regeleinrichtung 35 nach Fig. 1 vorgegeben sein würde, verstellt. Die Verstellung durch das Zusatzsignal ist nur geringfügig und beträgt nur wenige Grad el.
Mit Hilfe der Fig. 3 bis 6 wird im folgenden eine erste grund legende Ausbildung der Einrichtung bei Betrieb nach einem ersten Betriebsverfahren näher erläutert.
In Fig. 3 ist ein Ersatzschaltbild für den Fall dargestellt, das.' ein einphasiger, ohmisch-induktiver Verbraucher 6 vorliegt, de an die Phasenleiter 1 und 2 des Wechselspannungsnetzes 4 angeschlossen ist.
Nach Fig. 3 lässt sich der durch den Verbraucher 6 fliessende Laststrom IL in einen Wirkstrom ILW und einen Blindstrom ILB aufteilen. Es gilt die vektorielle Beziehung IL = ILW + 1Li5' Da der Verbraucher 6 zwischen den Phasenleitern 1 und 2 liegt, muss er auch zwischen diesen Phasenleitern 1 und 2 kompensiert werden. Dies geschieht mittels des ersten Stromrichters 11. Dieser verbraucht einen kompensierenden Ausgangsstrom lx, für den die Beziehung lx = -ILB gilt Die Kompensatio des Blindstroms ILB läxst sich auch aus dem Zeigerdiagramm von Fig. 4 entnehmen.
Der verbleibende Wirkstrom ILW des Verbrauchers 6 wird mit Hilfe des zweiten und des dritten Stromrichters 12 bzw. 13 symmetriert. Der zweite Stromrichter 12 nimmt dazu einen kapazitiven Ausgangsstrom ly und der dritte Stromrichter 13 nimmt dazu einen induktiven Ausgangsstrom lz auf. Beide Aus gangsströme Iy und 12 sind dem Betrage nach gleich und so ein gestellt (geregelt), dass sich gemäss Fig. 5 durch ihre geometri sche Addition der Wirkstrom ILW ergibt.
Bezüglich der Phasenleiter 1,2 und 3 ergibt sich ein Strom system 11, 12, 13, das mit den Sternspannungen U1, U2, U3 in Pha ist. Man erhält also ein völlig symmetrisches, rein ohmisches Strom-Spannungs-System. Dieses resultierende symmetrische Dreiphasen-Stromsystem ergibt sich aus dem Zeigerdiagramt nach Fig. 6.
Mit Hilfe der Fig. 7 bis 10 wird im folgenden eine zweite grundlegende Ausbildung der Einrichtung bei Betrieb nach einem zweiten Betriebsverfahren näher erläutert.
Bei der Einrichtung nach Fig. 1 und 2 wird nach den Fig. 7 bis 10 ebenfalls durch geeignete Pulsprogramme für die Stroh richter 11, 12,13 sowohl die Amplitude als auch die Phasenlage der Grundschwingung lx, Iyfi lz der dem Wechselspannungsne entnommenen oder eingespeisten Ströme ix, iy, iz verändert.
Während jedoch bei der Betriebsart nach den Fig. 3 bis 6 Wir ströme nicht benötigt werden, ist dies bei der Betriebsart nac den Fig. 7 bis 11 der Fall.
Nach dem in Fig. 7 dargestellten Ersatzschaltbild ist wiederum ein einphasiger Verbraucher 6 vorgesehen, der einen ohmschen und einen induktiven Lastanteil besitzt. Dieser Ve braucher 6 ist wieder zwischen den Phasenleitern 1 und 2 anss schlossen. Der Laststrom IL setzt sich auch hier vektoriell au einem Wirkstrom 1LW und einem Blindstrom ILB nach der Be hung IL = ILW + ILB zusammen.
Die in den Zeigerdiagrammen der Fig. 8 bis 10 gezeigten Stromzeiger stellen wiederum jeweils die Lage und Amplitude der Grundschwingung lx, I,, lz der Ausgangsströme ix. iy, iz und der Lastströme ILW und ILB in Beziehung zu den verketteten Netzwechselspannungen U12, U23, U31 und den Netzwechselspannungen U1, U2, Za dar.
Da der Verbraucher 6 voraussetzungsgemäss zwischen den beiden Phasenleitern 1 und 2 liegt, muss seine Blindleistung auch dort kompensiert werden. Die Kompensation des induktiven Blindstroms ILB geschieht mit Hilfe des ersten Stromrichters 11. Dieser verbraucht einen kompensierenden Blindstrom lxl, der bezüglich des Blindstroms ILB in der Amplitude gleich, in der Phase jedoch um 1800 verschoben ist. Es gilt also die Beziehung 1x1 = -ILE3 Die mit Hilfe dieses Blindstroms 1x1 vorgenommene Kompensation wird aus dem Zeigerdiagramm in Fig. 8 deutlich, das demjenigen in Fig. 4 entspricht.
Nach den Fig. 7 und 9 wird der verbleibende Wirkstrom ILW mit Hilfe des ersten Stromrichters 11 durch Einspeisen eines Wirkstroms 1x2 = Y3 lw auf den Wert 112 = 1/3 ILW reduziert.
Der Wirkstrom 1x2 ist dabei in Phase mit der verketteten Netzwechselspannung U12, die zwischen den Phasenleitern 1 und 2 liegt. Aus geometrischen Gründen kann kein anderer Reduktionsfaktor als 1/3 gewählt werden. Nach den Fig. 7 und 9 wird zur Symmetrierung weiterhin mit Hilfe des zweiten Stromrichters 12 dem Wechselspannungsnetz 4 zwischen den Phasenleitern 2 und 3 ein Wirkstrom 123 = Iy entnommen. Gleichzeitig wird mit Hilfe des dritten Wechselrichters 13 dem Wechselspannungsnetz 4 zwischen den Phasenleitern 3 und 1 auch ein Wirkstrom 131 = Iz entnommen. Dabei gilt, dass die algebraische Addition 1y + lz = 1x2 immer erfüllt sein muss.
Für die geometrische Addition gilt immer 1x2 = 2 (Iy + lz). Der Wirkstrom 123 liegt dabei in Phase mit der verketteten Spannung U23, und der Wirkstrom 131 liegt in Phase mit der verketteten Spannung U31. Die Beträge der drei Wirkströme 112, 123,131 sind gleich gross. Es gilt demnach für die Beträge: 112 = 123 = 13. = 1/3 ILW. Die negative geometrische Summe der beiden entnommenen Wirkströme 123, 131 ist daher gleich dem reduzierten Wirkstrom 112.
Die Wirkströme 112,123,131 sind hierbei nur fiktive Grössen und daher nicht messbar. Messbar dagegen sind die Ströme 1l, 12, 13 im Wechselspannungsnetz 4. Gemäss Fig. 10 ist eine geometrische Umrechnung möglich.
Als Ergebnis der Symmetrierung erhält man nach Fig. 10 ein völlig symmetrisches, rein ohmisches Strom-Spannungs System.
Es sei noch erwähnt, dass die Einrichtung nach Fig. l oder 2 sich auch nur zum Kompensieren der Blindleistung eines symmetrischen Verbrauchers 6 verwenden lässt. Es wird dann ein symmetrisches, je nach Lastfall induktives oder kapazitives Stromsystem lx, Iyw lz in das Wechselspannungsnetz 4 einge- speist. Dieses Stromsystem besitzt zeitlich feste Nulldurchgänge der Grundschwingung lx, I,, lz der einzelnen Ausgangsströme ixX iy, iz. Die Amplitude dieser Grundschwingung lx, Iy, lz ist dabei durch Aussteuerung im Pulsprogramm der Stromrich ter 11, 12, 13 einstellbar.
Es sei auch noch darauf hingewiesen, dass sich die Einrich tung nach Fig. 1 oder 2 auch allein zur Symmetrierung eines unsymmetrischen Verbrauchers 6 verwenden lässt. Hierzu wird mit Hilfe der Stromrichter 11, 12, 13 ein symmetrisches Strom-Gegensystem in das Wechselspannungsnetz 4 eingespeist. Bei dieser Betriebsart muss die Phasenlage der Ausgangsströme ix, iy, iz über einen Bereich von 360" el veränderbar sein. Dies ist möglich durch zeitliche Verschiebung des gesam ten gewählten Pulsprogramms gegenüber dem festliegenden Verlauf der Netzwechselspannung. Die Amplitude des eingespeisten Strom-Gegensystems ist dabei durch die Aussteuerung im Pulsprogramm einstellbar.
Das Pulsprogramm für die Stromrichter 11, 12, 13 kann in allen oben erwähnten Betriebsarten so gewählt werden, dass sich für die unerwünschten Stromoberschwingungen ein Minimum ergibt. Pulsbreitenmodulation ist möglich. Weiterhin können auch höherpulsige Stromrichter- und Transformatorschaltungen eingesetzt werden.
Im Prinzip lassen sich bei den Stromrichtern 11, 12, 13 zwei grundsätzlich verschiedene Pulsverfahren anwenden. Diese Pulsverfahren sind in den Zeitdiagrammen der Fig. 11 und 12 dargestellt. Es sind jeweils die Ausgangsströme iy, ix, iz der Stromrichter 11,12 bzw. 13 aufgezeichnet. Für die folgende Betrachtung ist als Beispiel der erforderliche Ausgangsstrom ix als Null, der erforderliche Ausgangsstrom iy als induktiv und der erforderliche Ausgangsstrom z als kapazitiv angenommen worden.
Nach Fig. 11, erstes Diagramm, wird der Ausgangsstrom iy des zweiten Stromrichters 12 zwischen der positiven und negativen Richtung hin- und hergeschaltet. Das bedeutet, dass die steuerbaren Ventile A, B und C, D nach Fig. 1 immer paarweise gezündet und gelöscht werden. Pro Ventilpaar A bis D ergeben sich in jeder Periode drei Löschvorgänge. In diesem ersten Dia gramm ist auch die verkettete Spannung uu zwischen den Phasenleitern 2 und 3 eingezeichnet.
Pro Halbperiode sind zwei Anstiegsflanken des Ausgangsstroms Iy gleichzeitig gegensinnig und symmetrisch zur Stelle des Scheitelwertes verschiebbar. Die Möglichkeit zur Aussteuerung ist im ersten Diagramm durch horizontale Pfeile angedeutet. Die Aussteuerung bestimmt, ob ein kapazitiver oder ein induktiver Ausgangsstrom Iy vorliegt. Nach dem ersten Diagramm eilt die verkettete Netzwechselspannung u23 der Grundschwingung Iy des Ausgangsstroms iy um 90" el voraus. Die Aussteuerung ist also induktiv.
Beim zweiten Diagramm von Fig. 11 eilt dagegen der Ausgangsstrom iz des dritten Stromrichters 3 der zugehörigen verketteten Netzwechselspannung U31 um 90 O voraus. Die Aussteuerung ist demzufolge kapazitiv.
Beim dritten Diagramm von Fig. 11 schliesslich ist die Grundschwingung lx des Ausgangsstroms ix des ersten Stromrichters 11 gleich Null. Der Ausgangsstrom ix besteht dann pro Periode aus drei positiven und rei negativen Strom-Zeit-Impulsen, die sich gegenseitig abwechseln.
Die in Fig. 11 dargestellte Möglichkeit zum Betrieb der Umrichter 11, 12, 13 hat den Vorzug, dass die Ausgangsströme x y, iz stetig vom kapazitiven in den induktiven Bereich verstellt werden können. Dazu ist nur eine symmetrische gegenseitige Verschiebung der Anstiegs- und Abfallflankenin Richtung der eingezeichneten Pfeile erforderlich. Bei dieser Betriebsart können sich aber starke Oberschwingungen mit niederen Ordnungszahlen ergeben. Die bei dieser Betriebsart entstehenden Oberschwingungen der dritten Ordnung heben sich nur bei ganz bestimmten Aussteuerungswerten auf.
In Fig. 12 ist das zweite Pulsverfahren für die Stromrichter l 12, 13 veranschaulicht. Hierbei ist zwar keine stetige Verstellung zwischen dem kapazitiven und dem induktiven Bereich - wie beim Verfahren in Fig. 11 -, wohl aber die Erzeugung eines Ausgangsstroms Null ohne Oberschwingungen möglich.
Nach dem ersten Diagramm von Fig. 12 schaltet der zweite Stromrichter 12 den Ausgangsstrom ly zwischen positiver Stromrichtung, Strom Null und negativer Stromrichtung hin und her.
Im ersten Diagramm von Fig. 12, bei dem der Ausgangsstrom Iy pro Periode aus zwei nebeneinanderliegenden positiven und zwei nebeneinanderliegenden negativen Strom-Zeit Flächen jeweils steuerbarer Breite besteht, eilt die Grundschwingung des Ausgangsstroms iy gegenüber der zugehöriger verketteten (nicht eingezeichneten) Netzwechselspannung U23 um einen Phasenwinkel 90" nach. Der Stromrichter 12 nimmt somit einen induktiven Ausgangsstrom ix auf.
Im zweiten Diagramm von Fig. 12 ist der Ausgangsstrom lz des dritten Stromrichters 13 dargestellt. Er zeigt in seinem zeitlichen Verlauf dasselbe Aussehen wie der Ausgangsstrom iy, jedoch demgegenüber eine Phasenverschiebung. Hierbei ist die Zuordnung der einzelnen Zünd- und Löschzeitpunkte zur (nicht eingezeichneten) verketteten Netzwechselspannung U31 so vorgenommen, dass der Ausgangsstrom iz kapazitiv ist.
Im dritten Diagramm von Fig. 12 schliesslich wird vom ersten Stromrichter lt ein Ausgangsstrom 1x gleich Null erzeugt, während die anderen Stromrichter 12, 13 trotz Reihenschaltung in Betrieb sind. Dies geschieht dadurch, dass zwei miteinander direkt in Reihe geschaltete Ventile dieses ersten Stromrichters 11 gleichzeitig gezündet werden. Für den Fall, dass dadurch eine zu grosse einseitige thermische Belastung zu befürchten ist, kann so vorgegangen werden, dass dieses Ventilpaar abwechselnd mit dem benachbarten, parallelgeschalteten Ventilpaar gezündet wird. Die thermische Belastung verteiit sich dann auf die beiden Ventilpaare.
Nach Fig. 13 ist an die Phasenleiter 1,2,3 eines dreiphasigen Wechselspannungsnetzes 4 ein (nicht gezeigter) unsymmetrischer Verbraucher angeschlossen. Parallel zum Verbraucher ist eine Einrichtung angeordnet, die zur Kompensation der Blindleistung und gleichzeitig auch zur Symmetrierung des Verbrauchers dient. Diese Einrichtung umfasst insgesamt drei miteinander in Reihe geschaltete, von einem konstanten Gleichstrom Id gespeiste selbstgeführte Stromrichter, von denen nur der Stromrichter 11 dargestellt ist. Der Stromrichter 11 ist wechselspannungsseitig über einen Transformator 14 an die beiden Phasenleiter 1 und 2 gelegt; das Übersetzungsverhältnis kann insbesondere gleich 1 sein. Die beiden anderen Stromrichter liegen an den Phasenleitern 2,3 und 1,3; sie besitzen denselben Aufbau wie der Stromrichter 11.
Der konstante Gleichstrom Id wird an einer Eingangsklemme 17 eingespeist
Bei dem dargestellten Stromrichter 11 handelt es sich um einen selbstgeführten Stromrichter mit einer Anzahl von steuerbaren, zwangsweise löschbaren Ventilen in einphasiger Brückenschaltung. Speziell handelt es sich um einen Stromrichter mit Phasenfolgelöschung, bei dem sämtliche Ventile steuerbar ausgeführt sind.
Im einzelnen umfasst der Stromrichter 11 zwei Brückenhälften I und II, von denen jede aus zwei Ventilzweigen besteht.
Jeder dieser Ventilzweige umfasst wiederum die Reihenschaltung eines ersten Hauptventils A1, B1, Cl, Dt und eines zweiten Hauptventils A2, B2, C2, D2. Beispielsweise umfasst der obere Ventilzweig der linken Brückenhälfte I die beiden Hauptventile Al und A2, die miteinander in Reihe geschaltet sind. Die Anode des ersten Hauptventils Al liegt dabei an der positiven Eingangsklemme 17.
Jede Brückenhälfte 1,11 enthält einen Kommutierungskondensator Kl bzw. KII. Der Kommutierungskondensator Kl ist zwischen dem Verbindungspunkt der beiden Hauptventile Al und A2 des oberen Ventilzweigs und dem Verbindungspunkt der beiden Hauptventile Cl und C2 des unteren Ventilzweigs angeordnet. Entsprechend ist der Kommutierungskondensator Kll der zweiten Brückenhälfte II zwischen dem Verbindungspunkt in der Reihenschaltung der beiden Hauptventile D2 und Dl und dem Verbindungspunkt in der Reihenschaltung der beiden Hauptventile Bt und B2 angeordnet.
Die beiden Kommutierungskondensatoren Kl, KII stellen im Betrieb die zum Löschen der einzelnen Hauptventile Al bis D2 erforderliche negative Sperrspannung bereit
Insbesondere dann, wenn der Stromrichter 11 grosse Ströme zu führen hat, sollte jedem Ventilzweig noch eine Drosselspule zur Begrenzung des Stromanstiegs zugeordnet werden. Solche Drosselspulen schützen die einzelnen Hauptventile gegen Zerstörung. Im dargestellten Stromrichter 11 ist in jedem Ventilzweig in Reihe und in direkter Verbindung mit dem jeweiligen ersten Hauptventil Al, Bl, Cl, Dl eine nicht näher bezeichnete Drosselspule geschaltet. Die einzelnen Drosselspulen liegen jeweils zwischen den beiden Hauptventilen des betreffenden Ventilzweigs. Die dem ersten Hauptventil Al zugeordnete Drosselspule könnte beispielsweise aber auch mit dessen Anode verbunden sein.
Entsprechendes gilt für die übrigen Drosselspulen.
Der dargestellte Stromrichter besitzt einen Steuerbereich von 360 bezüglich der Transformatorspannung U12.
Die Einrichtung ist so aufgebaut, dass sie bei Blindleistungsund/oder Unsymmetrieänderungen sehr schnell anspricht und diese Änderungen ausregelt Dazu ist jedem einzelnen Stromrichter eine Steuereinrichtung zugeordnet, mit der sowohl die Amplitude als auch die aufdie Netzwechselspannung bezogene Phasenlage der Grundschwingung des Ausgangsstroms dieses Stromrichters einstellbar ist. Nach der Figur ist dem Stromriehter 11 eine Steuereinrichtung 31 zugeordnet, der diese Aufgabe erfüllt
Die Steuereinrichtung 31 wird ihrerseits gesteuert von zwei Vergleichseinrichtungen 38 und 39.
Der Vergleichseinrichtung 38 wird dabei die Transfoimatorspannung U12 und die am Kommutierungskondensator Kl abgegriffene Kondensantorspannung Ul zugeführt Ensprechend wird der Vergleichseinrichtung 39 die Transformatorspannung Ul2 und die am Kommutierungskondensator Kll abgegriffene Kondensatorspannung UII zugeleitet. Beide Vergleichseinrichtungen 38,39 enthalten ein Mess- und Speicherglied, mit dem der Scheitelwert der Netzwechselspannung ermittelt und mindestens für eine Periodendauer gespeichert werden kann. Für den Fall, dass die Transformatorspannung U12 als konstant angenommen werden kann, ist ein Spannungsabgriff nicht erforderlich.
Das Mess- und Speicherglied kann dann durch ein Potentiometer oder einen Festwiderstand gebildet sein, dessen Widerstandswert den Scheitelwert repräsentiert.
Zur Funktion des Stromrichters 11 ist zu sagen, dass eine Kommutierung von einem Ventilzweig auf den benachbarten, mit demselben Kommutierungskondensator verbundenen Ventilzweig möglich ist. Als Beispiel sei im folgenden ein Kommutierungsvorgang vom Ventilzweig mit den beiden Hauptventilen Al, A2 auf den benachbarten Ventilzweig mit den beiden Hauptventilen Cl, C2 der ersten Brückenhälfte I beschrieben.
im Ausgangszustand seien die beiden Hauptventile Al, A2 des oberen Ventilzweiges stromleitend, und der Kommutierungskondensator Kl sei mit der in der Figur gezeigten Polarität aufgeladen. Die beiden Hauptventile Al, A2 führen somit den eingeprägten Gleichstrom Id, und der zwischen den Hauptventilen Al, A2 liegende Belag des Kommutierungskondensators Kl ist positiv. Weiterhin seien die Hauptventile D1, D2 oder Bl, B2 gemeinsam gezündet.
Zum Einleiten des Kommutierungsvorgangs wird das erste Hauptventil Codes unteren Ventilzweiges gezündet. Damit geht der eingeprägte Gleichstrom 1d nach Massgabe der Induk tivitäten im Kreis Cl, Kl, Al auf das Hauptventil Cl über; er beginnt, den Kommutierungskondensator Kl umzuladen. Am Hauptventil A 1 liegt die Kondensatorspannung U1 als negative Sperrspannung; das Hauptventil Al erlischt also nach Zünden des Hauptventils Cl.
Nach einer gewissen ZeitTi hat sich der Kommutierungskondensator KI umgeladen. Seine Spannung besitzt nun eine Polarität, die entgegengesetzt zu der eingezeichneten Polaritä ist. Zu dieser Zeit T1 wird das Hauptventil C2 gezündet
Damit das Hauptventil C2 überhaupt leitend werden kann, muss die Zeit T1 so gewählt werden, dass die Kondensatorspar nung Ul zu diesem Zeitpunkt T1 grösser ist als der Scheitelwer der Transformatorspannung Ul2, bei einem Übersetzungsverhältnis 1 also auch grösser als die Netzwechselspannung zwischen dem Phasenleiter 1 und 2. Nur so ist eine Kommutierune unter allen Betriebsbedingungen, d. h. bei jedem Wert der Transformatorspannung U12 und damit jedem Wert der Netzwechselspannung möglich.
In der Praxis wird nian eine Zeit T, wählen, bei der die Kondensatorspannung Uj geringfügig höher ist als der Scheitelwert der Transformatorspannung U,.
Nach dem Zünden des Hauptventils C2 kommutiert der eingeprägte Gleichstrom Id vom Hauptventil A2 ab. Die Kommutierungsgeschwindigkeit ist gegeben durch die Kapazität des Kommutierungskondensators KI, die Grösse der Streuinduktivität des Transformators 14 und die Grösse der Kurzschlussimpedanz des speisenden Wechselspannungsnetzes 4. Der Kommutierungskondensator Kl ist für die nächste Löschung, nämlich die Löschung des Hauptventils Cl, ausreichend und mit richtiger Polarität aufgeladen.
Gemäss der Darstellung in Fig 13 wird die Zeit T1 nicht fest vorgegeben, sondern im Betrieb durch die Vergleichseinrichtung 38 aufgrund von Spannungsmessungen festgelegt. Die Vergleichseinrichtung 38 vergleicht den Betrag der Kondensatorspannung Ul mit dem Scheitelwert der Transformatorspannung Ul2 und damit mit der Netzwechselspannung. Sobald die Kondensatorspannung Ul mit der eingezeichneten Polarität betragsmässig den genannten Scheitelwert erreicht hat, gibt die Vergleichseinrichtung 38 einen Auslöseimpuls an die Steuereinrichtung 31 ab, die ihrerseits das Hauptventil C2 zündet. Dadurch wird der Zeitpunkt T1 bei jedem Löschvorgang durch die Kondensatorspannung Ul erneut festgelegt.
Hierdurch wird gleichzeitig eine unnötige Überladung des Kommutierungskondensators KI, die zu einer erhöhten Beanspruchung der Hauptventile A1, A2 und C1, C2 führen würde, vermieden.
Bei umgekehrter Polarität der Kondensatorspannung UI gilt bei der Kommutierung von den Hauptventilen Cl, C2 zu den Hauptventilen Al, A2 Entsprechendes für die Zündung des Hauptventils A2. Auch dieses wird demnach in Abhängigkeit von der Grösse der Kondensatorspannung U1 gezündet, nachdem das Hauptventil Al bereits Strom führt.
Dieselben Uberlegungen gelten selbstverständlich auch für die zweite Brückenhälfte 11 und die zugeordnete Vergleichseinrichtung 39. Diese sorgt polaritätsabhängig für die Zündung der Hauptventile B2, D2, sobald die Kondensatorspannung UII den Scheitelwert der Transformatorspannung U12 überschreitet.
Prinzipiell gibt es die Möglichkeit, auf eine ladungsabhängige Messung und Festlegung der Zeit T1 zu verzichten und die Zeit T1 periodisch durch ein Pulsprogramm fest vorzugeben.
Dies führt jedoch dazu, dass die Kondensatorspannung U und U1 im Zündaugenblick der zweiten Hauptventile A2 bis D2 nicht genau genug definiert ist und die Schonzeit der ersten Hauptventile Al, Bl, Cl, Dt stark schwanken kann. Die in der Figur dargestellte Ausführungsform ist also die vorteilhaftere.
An den zweiten Hauptventilen A2, B2, C2, D2 liegt jeweils während einer Periode überwiegend negative Sperrspannung; die Beanspruchung in positiver Spannungsrichtung ist dagegen vergleichsweise gering. Demnach lassen sich bei einer Ausführung des dargestellten Stromrichters 11 für höhere Spannung bei diesen zweiten Hauptventilen A2, B2, C2, D2 zweckmässigerweise Thyristoren und Dioden in Reihenschaltung einsetzen. Das führt gegenüber einer Ausführung mit reiner Thyristor-Bestückung zu einer beträchtlichen Reduzierung des Aufwandes. Ausserdem können für diese zweiten Hauptventile A2, B2, C2, D2 Thyristoren mit langer Freiwerdezeit gewählt werden; dann sind nur die ersten Hauptventile Al, Bl, Cl, Dl als schnell schaltende Thyristoren auszuführen. Auch dieses bedeutet eine Reduzierung des Aufwandes.
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with the first main valve (Al, Bl, Cl, Dl) a choke coil is arranged to limit the current rise (Fig. 13).
14. Device according to claim 12 or 13, characterized in that the second main valves (A2, B2, C2, D2) each consist of the series connection of a thyristor with at least one diode.
15. Device according to claim 14, characterized in that the second main valves (A2, B2, C2, D2) have a longer release time than the first main valves (Al, B1, Cl, D1) (Fig. 13).
16. Device according to one of claims 12 to 15, characterized in that every second main valve (A2, B2, C2, D2) is assigned a comparison device (38, 39) which, on the one hand, the capacitor voltage (U1, U11) of the associated commutation capacitor (Kl, KII) and, on the other hand, the mains alternating voltage (U12) are supplied and which, when the peak value of the mains alternating voltage (U12) is exceeded by the capacitor voltage (Ul, Ull), triggers an ignition pulse for this second main valve (A2, B2, C2, D2) (FIG. 13).
The invention relates to a device for compensating the reactive power of a consumer and / or for balancing an unbalanced consumer, the consumer being fed from a multi-phase AC network, with a number of individually controllable converters, each of which is connected between two different phase conductors of the AC network .
Such a device is known from the magazine elektrowärme international 32 (1974), pages B 326 to B 334, in particular Figure 8 on page B 331, including the associated description. In this device, the series connection of a choke coil with a special converter, namely a three-phase controller, is located between two phase conductors of a three-phase AC voltage network. In principle, each three-phase controller consists of two thyristors connected in anti-parallel. The individual three-phase controllers can be controlled independently of one another.
Since the choke coils are operated in series with the three-phase controllers at the linked voltages of the AC network, both the supply of symmetrical and asymmetrical compensation power is possible. - The known device for compensation and balancing can only be commutated due to its structure from the AC network. This means that the valves of the AC power controllers cannot be deleted at any time. The actuating speed of the known device is therefore limited when the reactive power and / or the symmetry changes.
The object of the present invention is to design the device mentioned at the outset in such a way that high actuating speeds can be achieved when compensating reactive power and / or when compensating for asymmetry changes.
This object is achieved according to the invention in that each converter is a self-commutated converter connected on the AC side to the two assigned phase conductors, the controllable, forcibly erasable valves of which are arranged in a single-phase bridge circuit, and that a transformer is arranged between the AC-side outputs of the individual converters and the AC network that the individual converters are connected in series with one another on the DC side, that a DC source for feeding in a constant DC current is connected to the connection terminals of the series connection of the converters, and that a control device is assigned to each individual converter,
with which both the amplitude and the phase position of the fundamental oscillation of the output current of this converter, which is related to the mains AC voltage, can be set.
For voltage adjustment and electrical isolation, it is necessary to place a transformer between the AC-side outputs of the individual converters and the AC network.
Compared to the known device, this device has shorter operating times, since the converters are self-guided and the individual valves can be switched on and off at any time. A further advantage is that special choke coils in series with the converters are not required. In addition, the device has the advantageous property that it can consume capacitive reactive currents without the need for a special capacitor bank.
As a result of its high actuating speed, the device can be used with particular advantage wherever particularly strong and fast fluctuations in reactive power and asymmetry of the consumer are to be expected, for example when operating an arc melting furnace.
A further embodiment of the device is characterized in that a line-guided converter is provided as the direct current source, which is connected on the alternating voltage side to the alternating voltage network and on the direct current side via a smoothing choke to the connection terminals of the series connection of the converters, and that the mains-guided converter is regulated to constant output current.
A further embodiment, which advantageously manages with a particularly low expenditure on components, is characterized in that a choke coil is provided as the direct current source, which is fed with constant direct current from the alternating voltage network via the individual converters. The direct current is generated by special control of one or more of these converters.
A first basic embodiment of the invention, which is provided for a consumer connected only between two phase conductors of a three-phase AC network, is characterized in that a first converter connected to the same phase conductors as the consumer is provided solely for compensating the reactive current of the consumer, and that a second and third converter, each connected to a different pair of phase conductors, for receiving a capacitive or inductive current and thus are provided together for symmetrizing the consumer.
This device can also be designed for use in connection with a three-phase consumer. However, it is then not absolutely necessary to provide the device mentioned in triplicate. According to a further embodiment, the procedure can be such that the control device of each converter connected between a pair of phase conductors is acted upon a) with a first control signal component which is provided for compensating the reactive current of the consumer between this pair of phase conductors, b) with a second control signal component, which is provided for setting a capacitive current, which current contributes to the symmetrization of the consumer with respect to another pair of phase conductors, and c) with a third control signal component, which is provided for setting an inductive current,
which current is in turn provided for balancing the consumer with respect to the remaining pair of phase conductors.
According to a second basic training of the Erfin
tion, which is also intended for a consumer connected only between two phase conductors of a three-phase AC network, can also be provided in such a way that a first converter connected to the same phase conductors as the consumer is provided to compensate for the reactive current and to feed an active current into the AC network , and that a second and third converter are each provided for withdrawing active currents of equal magnitude, the negative geometric sum of the active currents withdrawn being equal to the active current of the consumer, minus the active currents fed in by the first converter being equal in magnitude to the active current fed in by the first converter .
This design can also be used with a three-phase consumer connected between three phase conductors of a three-phase AC voltage network. Here, too, a triple design of the device is not necessary if the procedure is such that the control device of each converter connected between a pair of phase conductors is acted upon a) with a first control signal component which is used for the compensation of the reactive current of the consumer between this pair of phase conductors and is provided for feeding an active current into the AC voltage network, b) with a second control signal component, which is provided for setting the active current, which active current contributes to the balancing of the consumer with respect to another pair of phase conductors, and c) with a third control signal component,
which is provided for setting the active current, which active current is in turn provided for balancing the consumer with respect to the remaining pair of phase conductors.
A total of four different functions are assigned to each individual converter. As a result of the overlapping of the individual functions, the effort can be considerably reduced compared to tripling the facility.
When a consumer is operating, the case may arise that one or more of the converters must generate an output current with the fundamental oscillation equal to zero.
To set such an output current with the fundamental oscillation equal to zero, the device can be developed in such a way that diagonal valves of the relevant converter are fired alternately at a frequency that is equal to three times the mains frequency or an integer multiple thereof. However, it is more advantageous not only to make the fundamental, but the entire output current constantly zero. This can be achieved in that two valves of the converter in question, which are connected directly in series with one another, are simultaneously conductive. Compared to the alternate ignition of diagonal valves, switching losses and harmonics are avoided.
To avoid thermal overloading of the series-connected, simultaneously current-conducting valves, it can further be provided that valves of the converter in question, which are directly connected in series alternately, are simultaneously current-conducting.
So far, it has been assumed that in principle, any single-phase inverter can be used in the device for compensating the reactive power of a consumer and / or for balancing an unbalanced consumer, which is able to feed an impressed output current into the AC voltage network, regardless of the amount and the AC line polarity. In principle, any positively commutated converter can be used that just mentioned the one
Conditions met. Accordingly, a pulse-controlled inverter can also be used as the converter, for example, as is shown in German specification 1 812539, provided that it is fed with an impressed direct current.
Three-phase power converters in a bridge circuit are already known in the prior art, which are based on the principle of phase sequence cancellation (ETZ-A, Volume 96, 1975, Issue 11, pages 520 to 523; Proc. IEE, Vol. 120 (1973), No. 9, pages 969 to 976; Specialist book by K. Heumann and A. Stumpe: Thyristoren - Properties and Applications, B. G. Teubner Verlag, Stuttgart, 3rd Edition, 1974, pages 184 and 185). In these bridge circuits, a controllable main valve with a diode is connected in series in each valve branch. There is therefore only a single controlled component in each valve branch.
It is advantageous to use one converter in each case in the device according to the invention, which fully fulfills the condition mentioned, namely the current feed at all possible instantaneous values of the AC line voltage, but which is particularly inexpensive in terms of the number of components used and its control.
Such a facility results from the fact that each stream.
richter is a converter with phase sequence cancellation, in which all valves are designed to be controllable.
A particularly preferred, simply constructed device with a particularly few components is characterized in that each of the two bridge halves consists of two valve branches, each of which comprises the series connection of a first main valve and a second main valve, and that each bridge half contains a commutation capacitor which between the connection point is arranged in one series connection and the connection point in the other series connection.
In particular for a device with higher power, it is necessary to arrange a choke coil in each valve branch in series and in direct connection with the first main valve in order to limit the current rise. These choke coils are intended to protect the main valves used, which can in particular be thyristors.
Compared to the known converters with phase sequence deletion, in the presently preferably constructed device in the converter series connection, one converter is used in each of which all valves are designed to be controllable. This ensures that each converter has a control range of 360O with respect to the AC line voltage. As a result of the use of such converters, the entire device manages with relatively few controllable valves. The stress on these valves is relatively low, so that valve types with correspondingly low dimensions can be used. As shown in practical testing, the facility is very reliable. If necessary, it responds very quickly.
The device is preferably used for reactive power compensation and for simultaneous balancing.
Exemplary embodiments of the invention are described in more detail below with reference to thirteen figures. Show it:
Fig. 1 shows a first embodiment of a device in which a line-guided converter is provided as the direct current source,
Fig. 2 shows a second embodiment of a device in which a choke coil is provided as the direct current source,
Fig. 3 shows an equivalent circuit diagram of the device according to FIG. 1 or 2 for a consumer connected between two phase conductors of a three-phase AC network,
Fig. 4 to 6 vector diagrams of the voltages and currents according to FIG. 3,
Fig. 7 shows another equivalent circuit diagram for a device according to FIG. 1 or 2 with a consumer connected between two phase conductors of a three-phase AC network,
Fig. 8 to 10 vector diagrams for the in Fig. 7 specified:
: päliiiunet and Sti; timai
Fig. 11 three time diagrams in which current profiles for a rusted pulse method are shown,
Fig. 12 three time diagrams, in which current profiles for a: wide pulse method are shown, and
Fig. 13 shows a section of a further device for compensating the reactive power and / or for balancing an asymmetrical consumer.
According to Fig. 1, the phase conductors 1, 2, 3 of a three-phase AC network 4 are fed by a three-phase generator 5 with an AC network voltage of the network frequency fn = 1 / Tn. An asymmetrical consumer 6 is connected to the AC voltage network 4. For example, an ohmic-inductive load, for example an arc melting furnace, can be provided as consumer 6.
A device is arranged between the three-phase generator 5 and the consumer 6, which serves to compensate for the reactive power and at the same time also to symmetrize the consumer 6. It is designed in such a way that it responds very quickly to changes in reactive power and / or asymmetry and compensates for these changes.
The facility comprises a total of three self-commutated converters in, 12, 13. Each converter 11, 12, 13 contains four controllable valves in a single-phase bridge circuit, which can be forcibly erased. The valves of the converter 12 are labeled A to D. Each converter 11, 12, 13 is connected via its own transformer 14, 15 or 16 connected between two different phase conductors 1, 2, 3 of the AC network 4.
The individual converters 11, 12, 13 are connected in series with one another on the DC side. A DC source 20 is located at the connecting terminals 17, 18 of this series connection.
This delivers an impressed direct current Id, which is kept constant in a current control loop. According to FIG. 1 in particular a line-guided converter 21 with controllable valves in a three-phase bridge circuit is provided, which is connected on the AC side via an input transformer 22 to the AC network 4 and on the DC side via a smoothing choke 23 to the connecting terminals 17, 18. The ignition pulses for the controllable valves of the line-guided converter 21 are supplied by a control unit 25, which is fed from the AC network 4 and synchronized with it.
A measuring device 27 is provided for measuring the current in the DC intermediate circuit between the converter 21 and the series connection of the converters 11, 12, 13.
This is part of the current control circuit (not shown) for the direct current 1d, which also includes a current regulator (not shown).
Each individual converter 11, 12, 13 has a control device 31, 32 or 33 assigned. With each control device 31, 32, 33, both the amplitude and the phase position of the fundamental oscillation I ,, I ,, lz of the output current x, iy, iz of the relevant current converter l 11, 12 and 13 set. A control device 35 is superordinate to the control devices 31, 32, 33.
This receives the three interlinked AC mains voltages and the three consumer currents as measured variables.
The device according to Fig. 2 shows largely the same.
Structure like that according to Fig. 1. However, another direct current source 20 is specifically provided, which is constructed much more simply than that of FIG. l. A choke coil 36 is used here as a direct current source 20 in connection with the series connection of the converters 11, 12, 13. This choke coil 36 connects the two connection terminals 17 and 18. Here, too, a measuring element 27 is again provided for measuring the direct current Id. This measuring element 27 is in turn part of a current control circuit for keeping the constant current 1d constant; which, however, is contained here in the superordinate Itegeleinrichtung 37.
So that a constant, impressed direct current Id is set in the choke coil 36, the phase position of the pulse programs for the converters I 11, 12, 13 is correspondingly influenced by the connection of an additional control signal by the current controller. To keep the direct current Id constant, the phase position of at least one of the output currents I ,, I ,, lz of the converter I 12 or 13 with respect to the mains AC voltage compared to a value as it is determined by the control device 35 according to FIG. 1 would be specified, adjusted. The adjustment by the additional signal is only slight and is only a few degrees el.
With the help of Fig. 3 to 6, a first basic training of the device during operation according to a first operating method is explained in more detail below.
In Fig. 3 is an equivalent circuit diagram for the case that. 'There is a single-phase, ohmic-inductive consumer 6, which is connected to the phase conductors 1 and 2 of the AC network 4.
According to Fig. 3, the load current IL flowing through the consumer 6 can be divided into an active current ILW and a reactive current ILB. The vectorial relationship IL = ILW + 1Li5 'applies. Since the consumer 6 lies between the phase conductors 1 and 2, it must also be compensated between these phase conductors 1 and 2. This is done by means of the first converter 11. This consumes a compensating output current lx, for which the relationship lx = -ILB applies. The compensation of the reactive current ILB can also be found in the vector diagram in FIG. Remove 4.
The remaining active current ILW of the consumer 6 is determined with the aid of the second and the third converter 12 or 13 symmetrized. For this purpose, the second converter 12 takes a capacitive output current ly and the third converter 13 takes an inductive output current lz. Both output currents Iy and 12 are the same in amount and set (regulated) so that according to Fig. 5 results from their geometrical addition of the active current ILW.
With regard to the phase conductors 1, 2 and 3, a current system 11, 12, 13 results which is in pha with the star voltages U1, U2, U3. So you get a completely symmetrical, purely ohmic current-voltage system. This resulting symmetrical three-phase current system results from the pointer diagram according to Fig. 6.
With the help of Fig. 7 to 10, a second basic design of the device during operation according to a second operating method is explained in more detail below.
In the device according to Fig. 1 and 2 is shown in FIGS. 7 to 10 also by means of suitable pulse programs for the straw judges 11, 12, 13 both the amplitude and the phase position of the fundamental oscillation lx, Iyfi lz of the currents ix, iy, iz removed or fed in from the AC voltage ne are changed.
However, while in the operating mode according to FIGS. 3 to 6 We currents are not required, this is in the operating mode according to the Fig. 7 to 11 the case.
After the in Fig. 7 equivalent circuit diagram is again a single-phase consumer 6 is provided, which has an ohmic and an inductive load component. This Ve consumer 6 is again connected between the phase conductors 1 and 2. The load current IL is also vectorially composed here of an active current 1LW and a reactive current ILB according to the loading IL = ILW + ILB.
The in the pointer diagrams of Fig. 8 to 10 current pointers in turn represent the position and amplitude of the fundamental oscillation lx, I ,, lz of the output currents ix. iy, iz and the load currents ILW and ILB in relation to the concatenated AC line voltages U12, U23, U31 and the AC line voltages U1, U2, Za.
Since the consumer 6 is located between the two phase conductors 1 and 2, its reactive power must also be compensated there. The inductive reactive current ILB is compensated for with the aid of the first converter 11. This consumes a compensating reactive current lxl which is equal in amplitude with respect to the reactive current ILB, but is shifted in phase by 1800. The relationship 1x1 = -ILE3 therefore applies. The compensation carried out with the aid of this reactive current 1x1 is shown in the vector diagram in Fig. 8 clearly that the one in Fig. 4 corresponds.
According to the Fig. 7 and 9, the remaining active current ILW is reduced to 112 = 1/3 ILW with the aid of the first converter 11 by feeding in an active current 1x2 = Y3 lw.
The active current 1x2 is in phase with the concatenated AC line voltage U12, which lies between the phase conductors 1 and 2. For geometric reasons, no reduction factor other than 1/3 can be selected. According to the Fig. 7 and 9, an active current 123 = Iy is taken from the AC network 4 between the phase conductors 2 and 3 for the purpose of symmetrization with the aid of the second converter 12. At the same time, with the help of the third inverter 13, an active current 131 = Iz is also taken from the AC voltage network 4 between the phase conductors 3 and 1. The algebraic addition 1y + lz = 1x2 must always be fulfilled.
The geometric addition always applies 1x2 = 2 (Iy + lz). The active current 123 is in phase with the chained voltage U23, and the active current 131 is in phase with the chained voltage U31. The amounts of the three active currents 112, 123, 131 are of the same size. The following therefore applies to the amounts: 112 = 123 = 13. = 1/3 ILW. The negative geometric sum of the two active currents 123 131 taken is therefore equal to the reduced active current 112.
The active currents 112, 123, 131 are only fictitious quantities and therefore not measurable. In contrast, the currents 1l, 12, 13 in the AC network 4 can be measured. According to Fig. 10, a geometric conversion is possible.
The result of the symmetrization is obtained according to Fig. 10 a completely symmetrical, purely ohmic current-voltage system.
It should also be mentioned that the device according to Fig. l or 2 can also be used only to compensate for the reactive power of a symmetrical consumer 6. A symmetrical, depending on the load case, inductive or capacitive current system lx, Iyw lz is then fed into the AC voltage network 4. This current system has fixed zero crossings of the fundamental oscillation lx, I ,, lz of the individual output currents ixX iy, iz. The amplitude of this fundamental oscillation lx, Iy, lz is adjustable by modulation in the pulse program of the power converter 11, 12, 13.
It should also be noted that the device according to Fig. 1 or 2 can also be used alone for symmetrizing an asymmetrical consumer 6. For this purpose, a symmetrical negative current system is fed into the AC network 4 with the help of the converters 11, 12, 13. In this operating mode, the phase position of the output currents ix, iy, iz must be changeable over a range of 360 "el. This is possible through a time shift of the entire selected pulse program compared to the fixed course of the AC mains voltage. The amplitude of the opposing current system can be adjusted by the control in the pulse program.
The pulse program for the power converters 11, 12, 13 can be selected in all of the above-mentioned operating modes in such a way that there is a minimum for the undesired current harmonics. Pulse width modulation is possible. Higher-pulse converter and transformer circuits can also be used.
In principle, two fundamentally different pulse methods can be used with the converters 11, 12, 13. These pulse methods are shown in the time diagrams in FIG. 11 and 12. The output currents iy, ix, iz of the converters 11, 12 and 13 recorded. For the following consideration, the required output current ix has been assumed as zero, the required output current iy as inductive and the required output current z as capacitive.
According to Fig. 11, first diagram, the output current iy of the second converter 12 is switched back and forth between the positive and negative directions. This means that the controllable valves A, B and C, D according to Fig. 1 always be ignited and extinguished in pairs. There are three deletions per valve pair A to D in each period. In this first diagram the chained voltage uu between the phase conductors 2 and 3 is also shown.
Every half period, two rising edges of the output current Iy can simultaneously be shifted in opposite directions and symmetrically to the point of the peak value. The possibility of modulation is indicated in the first diagram by horizontal arrows. The modulation determines whether there is a capacitive or an inductive output current Iy. According to the first diagram, the concatenated AC mains voltage u23 leads the fundamental oscillation Iy of the output current iy by 90 "el. The modulation is therefore inductive.
In the second diagram of Fig. 11, on the other hand, the output current iz of the third converter 3 leads the associated chained AC line voltage U31 by 90 °. The modulation is therefore capacitive.
In the third diagram of Fig. 11 finally, the fundamental oscillation lx of the output current ix of the first converter 11 is zero. The output current ix then consists of three positive and three negative current-time pulses per period, which alternate with one another.
The in Fig. 11 shown possibility of operating the converter 11, 12, 13 has the advantage that the output currents x y, iz can be continuously adjusted from the capacitive to the inductive range. All that is required is a symmetrical mutual displacement of the rising and falling edges in the direction of the arrows. In this operating mode, however, strong harmonics with low atomic numbers can result. The harmonics of the third order that arise in this operating mode only cancel each other out at very specific modulation values.
In Fig. 12 illustrates the second pulse method for the power converters 1 12, 13. Here there is no constant adjustment between the capacitive and the inductive range - as with the method in Fig. 11 -, but the generation of a zero output current is possible without harmonics.
According to the first diagram in Fig. 12, the second converter 12 switches the output current ly back and forth between positive current direction, zero current and negative current direction.
In the first diagram of Fig. 12, in which the output current Iy per period consists of two adjacent positive and two adjacent negative current-time areas of controllable width, the fundamental oscillation of the output current iy lags behind the associated chained (not shown) AC line voltage U23 by a phase angle 90 ". The converter 12 thus receives an inductive output current ix.
In the second diagram of Fig. 12 shows the output current Iz of the third converter 13. It shows the same appearance as the output current iy over time, but with a phase shift. The individual ignition and extinguishing times are assigned to the (not shown) concatenated AC line voltage U31 in such a way that the output current iz is capacitive.
In the third diagram of Fig. 12 finally, the first converter produces an output current 1x equal to zero, while the other converters 12, 13 are in operation despite being connected in series. This is done by simultaneously igniting two valves of this first converter 11 which are connected directly in series with one another. In the event that an excessive one-sided thermal load is to be feared as a result, the procedure can be such that this pair of valves is fired alternately with the adjacent pair of valves connected in parallel. The thermal load is then distributed over the two valve pairs.
According to Fig. 13, an unbalanced consumer (not shown) is connected to the phase conductors 1, 2, 3 of a three-phase AC voltage network 4. A device is arranged parallel to the consumer, which serves to compensate for the reactive power and at the same time to symmetrize the consumer. This device comprises a total of three self-commutated converters connected in series with one another and fed by a constant direct current Id, of which only the converter 11 is shown. The converter 11 is connected on the AC voltage side to the two phase conductors 1 and 2 via a transformer 14; the gear ratio can in particular be equal to 1. The other two converters are connected to the phase conductors 2,3 and 1,3; they have the same structure as the converter 11.
The constant direct current Id is fed in at an input terminal 17
The converter 11 shown is a self-commutated converter with a number of controllable, forcibly erasable valves in a single-phase bridge circuit. Specifically, it is a converter with phase sequence cancellation, in which all valves are designed to be controllable.
In particular, the converter 11 comprises two bridge halves I and II, each of which consists of two valve branches.
Each of these valve branches in turn comprises the series connection of a first main valve A1, B1, Cl, Dt and a second main valve A2, B2, C2, D2. For example, the upper valve branch of the left half of the bridge I comprises the two main valves A1 and A2, which are connected in series with one another. The anode of the first main valve A1 is connected to the positive input terminal 17.
Each bridge half 1, 11 contains a commutation capacitor Kl or KII. The commutation capacitor KL is arranged between the connection point of the two main valves A1 and A2 of the upper valve branch and the connection point of the two main valves Cl and C2 of the lower valve branch. Correspondingly, the commutation capacitor K1 of the second bridge half II is arranged between the connection point in the series connection of the two main valves D2 and Dl and the connection point in the series connection of the two main valves Bt and B2.
During operation, the two commutation capacitors K1, KII provide the negative reverse voltage required to quench the individual main valves A1 to D2
In particular when the converter 11 has to carry large currents, a choke coil should also be assigned to each valve branch to limit the current rise. Such choke coils protect the individual main valves against destruction. In the converter 11 shown, a choke coil (not specified) is connected in series in each valve branch and in direct connection with the respective first main valve Al, Bl, Cl, Dl. The individual choke coils are located between the two main valves of the relevant valve branch. The choke coil assigned to the first main valve A1 could, for example, also be connected to its anode.
The same applies to the other choke coils.
The converter shown has a control range of 360 with respect to the transformer voltage U12.
The device is designed in such a way that it responds very quickly to changes in reactive power and / or asymmetry and compensates for these changes. According to the figure, the Stromriehter 11 is assigned a control device 31 which fulfills this task
The control device 31 is in turn controlled by two comparison devices 38 and 39.
The comparator 38 is supplied with the transfoimator voltage U12 and the capacitor voltage U1 tapped at the commutation capacitor K1. Both comparison devices 38, 39 contain a measuring and storage element with which the peak value of the mains AC voltage can be determined and stored for at least one period. In the event that the transformer voltage U12 can be assumed to be constant, a voltage tap is not required.
The measuring and storage element can then be formed by a potentiometer or a fixed resistor, the resistance value of which represents the peak value.
Regarding the function of the converter 11, it can be said that commutation from one valve branch to the adjacent valve branch connected to the same commutation capacitor is possible. A commutation process from the valve branch with the two main valves A1, A2 to the adjacent valve branch with the two main valves C1, C2 of the first bridge half I will be described below as an example.
in the initial state, the two main valves A1, A2 of the upper valve branch are conducting and the commutation capacitor K1 is charged with the polarity shown in the figure. The two main valves A1, A2 thus carry the impressed direct current Id, and the coating of the commutation capacitor KL between the main valves A1, A2 is positive. Furthermore, the main valves D1, D2 or B1, B2 are ignited together.
To initiate the commutation process, the first main valve codes of the lower valve branch are ignited. The impressed direct current 1d thus passes over to the main valve Cl in accordance with the inductivities in the circuit Cl, Kl, Al; it begins to charge the commutation capacitor Kl. The capacitor voltage U1 is present at the main valve A 1 as a negative blocking voltage; the main valve Al therefore goes out after the main valve Cl is ignited.
After a certain time Ti, the commutation capacitor KI has recharged. Its voltage now has a polarity that is opposite to the polarity shown. At this time T1, the main valve C2 is fired
So that the main valve C2 can become conductive at all, the time T1 must be selected such that the capacitor saving Ul at this point in time T1 is greater than the peak value of the transformer voltage Ul2, that is, with a transmission ratio 1, also greater than the AC line voltage between the phase conductors 1 and 2nd This is the only way to ensure a commutation run under all operating conditions. H. possible with every value of the transformer voltage U12 and thus with every value of the mains AC voltage.
In practice, nian will choose a time T, at which the capacitor voltage Uj is slightly higher than the peak value of the transformer voltage U ,.
After the ignition of the main valve C2, the impressed direct current Id commutates from the main valve A2. The commutation speed is given by the capacitance of the commutation capacitor KI, the size of the leakage inductance of the transformer 14 and the size of the short-circuit impedance of the supplying AC voltage network 4. The commutation capacitor K 1 is sufficient for the next quenching, namely the quenching of the main valve Cl, and is charged with the correct polarity.
According to the illustration in FIG. 13, the time T1 is not fixed, but is determined in operation by the comparison device 38 on the basis of voltage measurements. The comparison device 38 compares the amount of the capacitor voltage Ul with the peak value of the transformer voltage Ul2 and thus with the mains AC voltage. As soon as the capacitor voltage U 1 with the indicated polarity has reached the above-mentioned peak value, the comparison device 38 emits a trigger pulse to the control device 31, which in turn ignites the main valve C2. As a result, the time T1 is determined anew by the capacitor voltage U1 during each erasing process.
As a result, unnecessary overcharging of the commutation capacitor KI, which would lead to increased stress on the main valves A1, A2 and C1, C2, is avoided at the same time.
If the polarity of the capacitor voltage UI is reversed, the same applies to the ignition of the main valve A2 when commutating from the main valves C1, C2 to the main valves A1, A2. Accordingly, this is also ignited depending on the size of the capacitor voltage U1 after the main valve Al is already carrying current.
The same considerations naturally also apply to the second bridge half 11 and the associated comparison device 39. Depending on the polarity, this ensures the ignition of the main valves B2, D2 as soon as the capacitor voltage UII exceeds the peak value of the transformer voltage U12.
In principle, there is the possibility of dispensing with a charge-dependent measurement and determination of the time T1 and to specify the time T1 periodically by means of a pulse program.
However, this leads to the fact that the capacitor voltage U and U1 is not defined precisely enough at the moment of ignition of the second main valves A2 to D2 and the protective period of the first main valves Al, Bl, Cl, Dt can fluctuate greatly. The embodiment shown in the figure is therefore the more advantageous.
The second main valves A2, B2, C2, D2 each have a predominantly negative reverse voltage during a period; on the other hand, the stress in the positive stress direction is comparatively low. Accordingly, in an embodiment of the converter 11 shown for higher voltage, these second main valves A2, B2, C2, D2 can expediently use thyristors and diodes in series connection. Compared to a version with a pure thyristor configuration, this leads to a considerable reduction in effort. In addition, thyristors with a long release time can be selected for these second main valves A2, B2, C2, D2; then only the first main valves Al, Bl, Cl, Dl are designed as fast switching thyristors. This also means a reduction in effort.