Transistor-Schaltungsanordnung zur Speisung eines Verbrauchers mit Arbeitsimpulsen konstanter
Stromstärke
Der Patentanspruch I des Hauptpatentes betrifft eine Transistor-Schaltungsanordnung zur Speisung eines Verbrauchers mit Arbeitsimpulsen konstanter Stromstärke, bei welcher der Verbraucher, die Kollektor-Emitter-Strecke eines Schalttransistors und die Primärwicklung eines Rückkoppelgliedes in Reihe an eine Gleichstromquelle angeschlossen sind, ein Steuerimpulserzeuger über eine mit der Basis des Schalttransistors verbundene Steuerwicklung des Rückkoppelgliedes den Schalttransistor für jeden Arbeitsimpuls aufsteuert und Schaltglieder vorhanden sind, durch die der Schalttransistor jedesmal gesperrt wird, wenn der die Reihenschaltung durchfliessende Strom auf eine bestimmte Stärke angestiegen ist,
und die sich gegenüber früher bekannten Schaltungsanordnungen dieser Art dadurch auszeichnet, dass im Basisstromkreis des Schalttransistors ein Steuer-Thyristor und für diesen eine ein passives Halbleiter-Bauelement als temperaturabhängiger Widerstand enthaltende Zündschaltung angeordnet sind, wobei der Steuer-Thyristor jeweils bei einer durch die Widerstandsparameter der Zündschaltung bestimmten Stärke des Kollektorstromes aufgeschaltet und der Schalttransistor über das Rückkoppelglied gesperrt wird.
Wie im Hauptpatent ferner ausgeführt ist, wird die Transistor-Schaltungsanordnung mit Vorteil zur Steuerung der Kraftstoffverbrennung bei einem Verbrennungsmotor mit durch einen Steuergeber gesteuerter Zündung verwendet, wobei zur Erzeugung von Auftast-Steuerimpulsen für den Schalttransistor das Rückkoppelglied mit einem durch den Steuergeber gesteuerten Steuer-Impulserzeuger verbunden und die die Kollektor-Emitter-Strecke und den Verbraucher enthaltende Reihenschaltung über einen Zündschalter an eine Gleichstromquelle angeschlossen ist.
Bei der Steuerung der Kraftstoffverbrennung ist die Erzeugung von Zündfunken wesentlich, wozu meist ein Speicherkondensator bei einer ersten Stellung des Steuergebers über einen Ladegleichrichter durch die Sekundärwicklung eines Ladetransformators aufgeladen und in einer zweiten Stellung des Steuergebers mittels eines Zünd-Thyristors durch die Primärwicklung eines Zündtransformators entladen wird.
Um mit der Transistor-Schaltungsanordnung die Erzeugung der Zündfunken zu steuern, kann die Primärwicklung des Ladetransformators als induktiver Verbraucher in die die Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors und die Hauptwicklung des Rückkoppelgliedes enthaltende Reihenschaltung geschaltet und der Steuerimpulserzeuger mit dem Rückkoppelglied und mit dem Zünd-Thyristor verbunden werden, um immer dann einen Auftast-Steuerimpuls für den Schalttransistor und einen Zündimpuls für den Zünd-Thyristor zu erhalten, wenn der Steuergeber in seine zweite Stellung gelangt.
Es hat sich gezeigt, dass beim Betrieb der im Hauptpatent dargelegten Transistor-Schaltungsanordnung in ungünstig gelagerten Fällen Schwierigkeiten auftreten, z. B. wenn der Verbraucherstromkreis temperaturempfindliche Schaltglieder enthält und die Schaltungsanordnung erheblichen Temperaturschwankungen ausgesetzt ist. Wurde die Transistor-Schaltungsanordnung zur Steuerung der Zündfunkenerzeugung bei einem Verbrennungsmotor verwendet, so ergab sich demzufolge eine unbefriedigende Anpassung der Zündfunkenenergie, sobald der Motor bei tiefen Aussentemperaturen gestartet werden sollte.
Zweck der Erfindung ist, die Transistor-Schaltungsanordnung nach dem Hauptpatent so zu verbessern, dass diese Mängel nicht mehr auftreten und ein störungsfreier Dauerbetrieb auch bei grösseren Temperaturschwankungen gewährleistet ist.
Erfindungsgemäss wird dies dadurch erreicht, dass die Zündschaltung des Steuer-Thyristors an dessen Anode und Steuerelektrode und/oder an dessen Kathode und Steuerelektrode angeschlossene ohm'sche Widerstände enthält, von welchen mindestens einer auf unterschiedliche Widerstandswerte einstellbar ist, und dass die Wicklungen des Rückkoppelgliedes auf einem Eisenkern angeordnet sind, wobei das Rückkoppelglied so dimensioniert ist, um seinen Eisenkern bei der maximalen Stärke des seine Hauptwicklung durchfliessenden Stromes nicht zu sättigen.
Der auf den unterschiedlichen Widerstandswert einstellbare Einstellwiderstand kann Teil eines Messwertgebers für eine zusätzliche Einflussgrösse sein, um die jeweilige Stromstärke der Arbeitsimpulse in Abhängigkeit von dieser zusätzlichen Einflussgrösse einzustellen.
Bei einer solchen Ausbildung der Zündschaltung für den Steuer-Thyristor kann die Transistor-Schaltungsanordnung auch zur Regelung der Kraftstoffeinspritzung mittels eines elektromagnetisch betätigbaren Reglers verwendet werden, wobei eine Erregerwicklung des elektromagnetisch betätigbaren Reglers vorzugsweise in den den Zünd-Thyristor enthaltenden Entladestromkreis des Speicherkondensators geschaltet wird und die Zündschaltung des Steuer-Thyristors ausser dem temperaturabhängigen Widerstand einen druckabhängigen Widerstand und/oder einen feuchtigkeitsabhängigen Widerstand enthalten kann, die beide durch ein Druckmessgerät bzw. ein Feuchtigkeits-Messgerät veränderliche Widerstände sein können.
Wird die Transistor-Schaltungsanordnung zur Steuerung der Zündfunkenerzeugung verwendet, so enthält die Zündschaltung des Steuer-Thyristors vorzugsweise einen von Hand einstellbaren Arbeitswiderstand, durch den die Widerstandswerte der Zündschaltung so eingestellt werden können, dass die über eine Regulierung des in der Primärwicklung des Ladetransformators fliessenden Stromes eine Aufladung des Speicherkondensators auf 480 Volt bei -20 oC, auf 380 Volt bei + 20 oC und auf 360 Volt bei + 1100 gewährleistet wird.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispieles für eine sowohl zur Steuerung der Zündfunkenerzeugung als auch zur Regelung der Kraftstoffeinspritzung bei einem Verbrennungsmotor verwendbare Transistor-Schaltungsanordnung ausführlich erläutert. Die einzige Figur der Zeichnung zeigt schematisch ein Schaltbild dieser beispielsweisen Schaltungsanordnung, wobei im linken Teil der Zeichnung ebenfalls schematisch unter I eine Einrichtung zur Zündfunkenerzeugung und unter II ein elektromagnetisch betätigbares Regelglied einer Einspritzeinrichtung dargestellt sind, die wahlweise an die Transistor-Schaltungsanordnung angeschlossen werden können.
Die in der Zeichnung gezeigte Schaltungsanordnung weist drei Schaltungsteile auf: einen ersten Schaltungsteil SA, der als Zwischenverbraucher bezeichnet werden kann, einen zweiten Schaltungsteil SB, der als Transistor-Schaltungsanordnung nach der Erfindung den ersten Schaltungsteil SA mit Stromimpulsen konstanter Stärke versorgen soll, und einen dritten Schaltungsteil SC, den Steuer-Impulserzeuger, welcher an die beiden Schaltungsteile SA und SB Steuer-Impulse liefert.
Der erste Schaltungsteil SA enthält einen Ladetransformator 1, dessen Eisenkern eine Primärwicklung la und eine Sekundärwicklung 1b trägt und der als induktiver Speicher verwendet wird. Das eine Ende der Sekundärwicklung des Ladetransformators 1 ist an einen Erdungsleiter 9 angeschlossen, der an Masse liegt. Das andere Ende der Sekundärwicklung Ib ist über eine Ladediode D5 mit dem einen Anschluss eines Speicherkondensators C verbunden. Statt eines einzigen Speicherkondensators können auch zwei parallel geschaltete Kondensatoren verwendet werden, wie es in der Zeichnung gezeigt ist.
Der Verbindungspunkt zwischen Ladediode D5 und Speicherkondensator C3 ist an zwei Anschlussklemmen b und h angeschlossen und auch der Verbindungspunkt zwischen Lade diode D5 und Sekundärwicklung 1b ist mit einer Anschlussklemme c verbunden. Der andere Anschluss des Speicherkondensators C3 ist über eine Diode D4 mit dem Erdungsleiter 9 verbunden und der Verbindungspunkt zwischen Speicherkondensator und Diode D4 ist an eine Anschlussklemme a angeschlossen. Desweiteren enthält der erste Schaltungsteil SA einen Zünd-Thyristor 6, dessen Anode Ao an eine Anschlussklemme g angeschlossen ist und dessen Kathode K5 mit dem Erdungsleiter 9 verbunden ist. Die Steuerelektrode G6 des Zünd-Thyristors 6 ist durch einen Leiter 10 mit einer Ausgangsklemme 11 des Steuer-Impulserzeugers SC verbunden.
Wird die Schaltungsanordnung zur Steuerung der Zündfunkenerzeugung verwendet, so wird an die Anschlussklemme a das nichtgeerdete Ende der Primärwicklung 7a des Zündtransformators 7 angeschlossen und die beiden Anschlussklemmen g und h werden miteinander verbunden, so dass die Anode As des Zünd-Thyristors 6 direkt mit dem Verbindungspunkt zwischen Ladediode D5 und Speicherkondensator C3 verbunden ist. Wie üblich, führt das eine Ende der Sekundärwicklung 7b des Zündtransformators 7 über den, in der Zeichnung nicht dargestellten Verteiler zu den Zündkerzen, von welchen nur eine als Funkenstrecke F in der Zeichnung gezeigt ist. Das andere Ende der Sekundärwicklung 7b liegt an Masse. An Masse einerseits und an die Anschlussklemme c andererseits kann ein hochohmiger Drehzahlmesser 12 angeschlossen werden.
Der Zündtransformator 7 mit dem anschluss a', die Kurzschlussverbindung g', h' und der hochohmige Drehzahlmesser 12 mit dem Anschluss c' sind in der Zeichnung als Zündfunkenerzeuger I zusammengefasst, der durch eine Einrichtung II ersetzt werden kann, wenn die Schaltungsanordnung SA, SB, SC zur Regelung der Kraft stoffeinspritzung mittels eines elektromagnetisch betätigbaren Reglers verwendet werden soll. Rein zur Erläuterung ist in der Zeichnung ein Regelglied 13 gezeigt, bei dem ein Kolben 15 unter Wirkung einer Schraubenfeder 17 eine Kraftstoffleitung 14 abschliesst. Der Kolben 15 trägt einen in eine Magnetspule 7c eintauchenden Schaft 16, so dass bei Stromfluss durch die Magnetspule 7c der Kolbenschaft 16 in die Magnetspule 7c hineingezogen wird und der Kolben 15 die Kraftstoffleitung 14 freigibt.
Die beiden Enden g", h" der Magnetspule 7c werden dann an die beiden Anschlüsse g und h des Schaltungsteiles SA angeschlossen, so dass die Anode As des Zünd Thyristors 6 über die Magnetspule 7c mit dem Verbindungspunkt zwischen Speicherkondensator C3 und Ladediode D verbunden ist.
Die Anschlussklemme b des Schaltungsteiles SA wird lediglich bei der Kontrolle der Schaltungsanordnung benutzt und dient zum Anschliessen von Prüfgeräten.
Die Transistor-Schaltungsanordnung SB enthält einen npn Schalttransistor T, dessen Kollektor über die Primärwicklung la des Ladetransformators 1, eine Anschlussklemme d und dem Zündschalter Z mit dem positiven Pol der Gleichstromquelle Bt, d. h. der Fahrzeugbatterie verbunden ist. Der Emitter E des Schalttransistors T ist über die Hauptwicklung 2a eines Rückkoppelgliedes 2 und die Leitung 9 mit dem Minuspol der Gleichstromquelle verbunden. Das Rückkoppelglied 2 besitzt zwei Steuerwicklungen 2b, 2c. Das eine Ende der ersten Steuerwicklung 2b ist an den Emitter E des Schalttransistors angeschlossen und durch einen Widerstand R, mit der Basis B desselben verbunden. Das andere Ende der ersten Steuerwicklung 2b ist an die Basis B angeschlossen. Die zweite Steuerwicklung 2c ist an den dritten Schaltungsteil SC angeschlossen.
Wie im Hauptpatent ausführlicher beschrieben, dient der dritte Schaltungsteil SC, der Steuer-Impulserzeuger, dazu, jedesmal wenn sich die Kontakte 3a, 3b des Unterbrechers U öffnen, an die zweite Steuerwicklung 2c des Rückkoppelgliedes 2 einen verhältnismässig schwachen Auftast-Steuerimpuls und an den Zünd-Thyristor 6 einen ausreichend starken Zünd-Impuls abzugeben. Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird der Auftast-Steuerimpuls durch Entladen eines Steuerkondensators C, durch die zweite Steuerwicklung 2c erzeugt. Das Aufladen des Steuerkondensators C, erfolgt durch die Primärwicklung la des Ladetransformators 1. Das Laden und Entladen des Steuerkondensators C, wird durch einen elektronischen Schalter SC' gesteuert, der seinerseits durch den Unterbrecher U gesteuert ist.
Beim Entladen des Steuerkondensators C, durch die zweite Steuerwicklung 2c wird in der zweiten Steuerwicklung 2b eine Spannung induziert, durch die der Schalttransistor T etwas aufgesteuert wird, so dass durch die Hauptwicklung 2a des Rückkoppelgliedes 2 Strom zu fliessen beginnt. Durch die dann einsetzende Rückkopplung wird der Schalttransistor T in kürzester Zeit völlig aufgeschaltet. Es hat sich gezeigt, dass die Ausbildung des Rückkoppelgliedes für einen einwandfreien Betrieb der Transistor-Schaltungsanordnung von besonderer Bedeutung ist, wobei die Windungszahlen der einzelnen Wicklungen 2a, 2b, 2c mitentscheidend für ein befriedigendes Arbeiten der Schaltungsanordnung sind.
Sehr gute Ergebnisse wurden erreicht, wenn sich die Windungszahlen der Hauptwicklung 2a, der ersten Steuerwicklung 2b und der zweiten Steuerwicklung 2c wie 1:3,5:1,5 verhielten. Um eine geringe Grösse des Rückkoppelgliedes 2 zu erhalten, werden die Wicklungen zweckmässig auf einem Eisenkern 2d angeordnet. Die Wicklungen und der Eisenkern 2d müssen hierbei jedoch so dimensioniert werden, dass bei den in den Wicklungen fliessenden Strömen der Eisenkern nicht gesättigt wird. Bewährt hat sich ein Rückkoppelglied, bei dem die Hauptwicklung 2a 20 Windungen, und dem verlangten Windungszahlenverhältnis entsprechend die erste Steuerwicklung 70 Windungen und die zweite Steuerwicklung 2c 30 Windungen hat und bei dem der Eisenquerschnitt ungefähr 0,5 cm2beträgt.
Hat der die aus der Primärwicklung la des Ladetransformators 1, der Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors T und der Hauptwicklung 2a des Rückkoppelgliedes 2 bestehende Reihenschaltung durchfliessende Strom eine bestimmte Stärke erreicht, so soll der Schalttransistor sperren. Das Sperren des Schalttransistors T erfolgt, wie im Hauptpatent dargelegt, durch einen Steuer-Thyristor 4, der zwischen Basis B des Schalttransistors T und Masse geschaltet ist, so dass durch Zünden des Steuer-Thyristors 4 das Basispotential zunächst verringert wird und damit der die Hauptwicklung 2a durchfliessende Strom abnimmt. Das völlige Sperren des Schalttransistors besorgt dann das Rückkoppelglied 2.
Zum Zünden des Steuer-Thyristors 4 enthält die Schaltungsanordnung SB eine Zündschaltung ZS. Bei dem in der Zeichnung dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiel ist in der Zündschaltung ZS die Steuerelektrode G4 des Steuer-Thyristors 4 durch einen Arbeitswiderstand Rh mit der Anode und durch einen temperaturabhängigen Widerstand 8, vorzugsweise einen Heissleiter, mit der Kathode des Steuer-Thyristors verbunden, so dass sich ein Spannungsteiler ergibt, durch dessen Widerstandswerte der Zündeinsatz des Steuer-Thyristors und damit die jeweilige Stromstärke des die Primärwicklung la des Ladetransformators 1 durchfliessenden Stromes bestimmt ist.
Bei gegebenem Widerstandswert des temperaturabhängigen Widerstandes 8 kann die maximale Stärke des die Primärwicklung la durchfliessenden Stromes, d. h. die Stromstärke der Arbeitsimpulse, durch Wahl eines entsprechenden Widerstandswertes für ohm's.chen Arbeitswiderstand R5 eingestellt werden. Es ist zweckmässig als Arbeitswiderstand R5 zwei parallel geschaltete und von Hand einstellbare Widerstände zu verwenden, so dass die Schaltungsanordnung nach Anschliessen eines Prüfgerätes an die Anschlussklemme b schnell und genau den jeweiligen Erfordernissen entsprechend eingestellt werden kann.
Die Kompensation der durch Temperaturschwankungen bedingten Fehler erfolgt durch den temperaturabhängigen Widerstand 8. Enthält der Verbraucherkreis ein temperaturempfindliches Schaltglied, beispielsweise, wie im vorliegenden Falle einen Kondensator (Speicherkondensator ·), dessen Kapazität sich mit der Temperatur ändert, so können die durch dieses Glied bedingten Fehler leicht durch Wahl eines eine entsprechende Charakteristik aufweisenden temperaturabhängigen Widerstandes beseitigt werden.
Um bei einem Verbrennungsmotor ein sicheres Starten und ruhiges Laufen zu gewährleisten soll die Zündleistung bei kaltem Motor gross sein und mit steigender Temperatur abnehmen. Werden die Zündfunken durch Kondensatorentladungen erzeugt, so ist für die Zündleistung jeweils die im Speicherkondensator C3 gespeicherte Energie massgebend.
bleiche Kondensatoren weisen im allgemeinen einen positiven Temperaturkoeffizienten für die Kapazität auf, so dass der Speicherkondensator C3 bei kaltem Motor auf eine höhere Spannung aufgeladen werden muss als bei warmem Motor, um die gewünschte Zündleistungscharakteristik zu erhalten. Die Ladespannung des Speicherkondensators C3 ist über den Ladetransformator 1 durch die maximale Stromstärke des die Primärwicklung la durchfliessenden Stromimpulses bestimmt, die durch den temperaturabhängigen Widerstand 8 geregelt wird.
Zur Einstellung einer gewünschten Regelcharakteristik wird zweckmässig dem temperaturabhängigen Widerstand 8 ein ohm'scher Widerstand R9 parallel geschaltet, und bei Verwendung der Schaltungsanordnung zur Steuerung der Zündfunkenerzeugung bei einem Verbrennungsmotor, werden die Widerstandswerte der in der Zündschaltung ZS für den Steuer-Thyristor so gewählt, dass der Speicherkondensator C3 bei -20 oC auf 480 Volt, bei + 20 oC auf 380 Volt und bei + 110o auf 360 Volt aufgeladen wird.
Bei einem Speicherkondensator von ungefähr 1 U F Kapazität und einem Ladetransformator 1, dessen Primärwicklung la 40 Windungen und dessen Sekundärwicklung 1b 500 Windungen hat und bei dem der Eisenquerschnitt ungefähr 3,6 cm2 beträgt, wird einem Heissleiter mit 1,5 Kiloohm bei + 25 oC ein ohm'scher Widerstand von höchstens 100 Ohm parallel geschaltet und als Arbeitswiderstand R6 werden zwei parallel geschaltete Widerstände von 2,2 Kiloohm und 330 Ohm gewählt. Bei einer solchen Dimensionierung ist die Schaltungsanordnung für die meisten Personenkraftwagen gut geeignet und kann durch geringfügige Änderungen in den Widerstandswerten jeweils leicht optimal eingestellt werden.
In der Zeichnung ist der Widerstand R9 durch eine strichlierte Linie umrahmt und mit I bezeichnet, um anzudeuten, dass dieser Widerstand R5 dem temperaturabhängigen Widerstand 8 parallel geschaltet wird, wenn an die Schaltungsanordnung die ebenfalls mit I bezeichnete und den Zündtransformator 7 enthaltende Schaltung angeschlossen wird, wie es bereits vorstehend beschrieben worden ist.
Zur Erzielung eines stets optimalen Wirkungsgrades wird einem Verbrennungsmotor der Kraftstoff durch eine Einspritzvorrichtung zugeführt. Die eingespritzte Kraftstoffmenge muss hierbei der angesaugten Luftmenge möglichst genau angepasst werden, wobei Lufttemperatur, Luftdruck und Feuchtigkeit mit zu berücksichtigen sind. Diese zusätzlichen Einflussgrössen müssen dem Regelvorgang der Kraftstoffeinspritzung überlagert werden, wenn eine tatsächlich optimale Kraftstoffzufuhr erreicht werden soll.
Die vorstehend beschriebene Transistor-Schaltungsanordnung ist hierzu verwendbar. An die Anschlussklemmen g, h wird dann, wie bereits dargelegt, das elektromagnetisch betätigbare Regelglied 13 für die Kraftstoffzufuhr angeschlossen, so dass sich beim Zünden des Zünd-Thyristors 6 der Speicherkondensator C3 durch die Wicklung 7c entlädt und je nach der im Speicherkondensator gespeicherten Energie der Durchfluss durch die Kraftstoffleitung mehr oder weniger freigegeben wird. Um die Kraftstoffzufuhr auch luftdruck- und feuchtigkeitsabhängig zu machen, erhält die Zündschaltung ZS für den Steuer-Thyristor 4 ausser dem temperaturabhängigen Widerstand 8 noch einen druckabhängigen und einen feuchtigkeitsabhängigen Widerstand 20 bzw. 21, die anstelle oder zusätzlich zum Widerstand R9 dem temperaturabhängigen Widerstand 8 parallel geschaltet werden.
Je nach Verwendung der
Schaltungsanordnung wird demnach an die Anschlüsse 18, 19 der Zündschaltung ZS entweder der Widerstand R2 (Block I) oder die Widerstandsanordnung 20, 21 (Block II) angeschlossen.
Als druckabhängiger Widerstand kann beispielsweise ein Dehnungsmessstreifen oder ein elastischer Widerstand benutzt werden, der mechanisch mit einem Druckmesser, z. B.
einer Druck-Messdose verbunden ist. Als feuchtigkeitsabhängiger Widerstand kann eine ähnliche Anordnung verwendet werden, die an Stelle eines Druckmessers ein feuchtigkeitsempfindliches Organ enthält. Es ist ersichtlich, dass die Transistor-Schaltungsanordnung ohne wesentliche Änderungen je nach Bedarf zur Steuerung der Zündfunkenerzeugung oder zur Regelung der Kraftstoffeinspritzung verwendet werden kann. Die Einrichtungen können daher wirtschaftlich und preisgünstig hergestellt werden, so dass ein Kraftfahrzeug mit beiden ausgerüstet werden kann, wodurch dann ein in jeder Hinsicht optimal geregelter Verbrennungsablauf sichergestellt ist.
Transistor circuit arrangement for supplying a load with constant working pulses
Amperage
Claim I of the main patent relates to a transistor circuit arrangement for supplying a consumer with working pulses of constant current intensity, in which the consumer, the collector-emitter path of a switching transistor and the primary winding of a feedback element are connected in series to a direct current source, a control pulse generator via a the control winding of the feedback element connected to the base of the switching transistor controls the switching transistor for each working pulse and switching elements are available through which the switching transistor is blocked every time the current flowing through the series circuit has risen to a certain level,
and which is distinguished from previously known circuit arrangements of this type in that a control thyristor and for this an ignition circuit containing a passive semiconductor component as a temperature-dependent resistor are arranged in the base circuit of the switching transistor, the control thyristor in each case at one of the resistance parameters of the Ignition circuit switched on certain strength of the collector current and the switching transistor is blocked via the feedback element.
As also stated in the main patent, the transistor circuit arrangement is advantageously used to control the fuel combustion in an internal combustion engine with ignition controlled by a control transmitter, with the feedback element having a control pulse generator controlled by the control transmitter to generate gating control pulses for the switching transistor and the series circuit containing the collector-emitter path and the consumer is connected to a direct current source via an ignition switch.
When controlling fuel combustion, the generation of ignition sparks is essential, for which purpose a storage capacitor is usually charged via a charging rectifier through the secondary winding of a charging transformer when the control transmitter is in a first position and discharged through the primary winding of an ignition transformer using an ignition thyristor in a second position of the control transmitter .
In order to control the generation of the ignition sparks with the transistor circuit arrangement, the primary winding of the charging transformer can be connected as an inductive load in the series circuit containing the collector-emitter path of the switching transistor and the main winding of the feedback element and the control pulse generator with the feedback element and with the ignition Thyristor are connected to always receive a gating control pulse for the switching transistor and an ignition pulse for the ignition thyristor when the control transmitter reaches its second position.
It has been shown that in the operation of the transistor circuit arrangement set out in the main patent, difficulties arise in unfavorable cases, e.g. B. if the consumer circuit contains temperature-sensitive switching elements and the circuit arrangement is exposed to significant temperature fluctuations. If the transistor circuit arrangement was used to control the generation of ignition sparks in an internal combustion engine, the result was an unsatisfactory adaptation of the ignition spark energy as soon as the engine was to be started at low outside temperatures.
The purpose of the invention is to improve the transistor circuit arrangement according to the main patent in such a way that these deficiencies no longer occur and trouble-free continuous operation is guaranteed even with large temperature fluctuations.
According to the invention, this is achieved in that the ignition circuit of the control thyristor contains ohmic resistors connected to its anode and control electrode and / or to its cathode and control electrode, at least one of which can be set to different resistance values, and that the windings of the feedback element an iron core, the feedback element being dimensioned so as not to saturate its iron core at the maximum strength of the current flowing through its main winding.
The setting resistor, which can be adjusted to the different resistance value, can be part of a measuring transducer for an additional influencing variable in order to set the respective current strength of the work pulses as a function of this additional influencing variable.
With such a design of the ignition circuit for the control thyristor, the transistor circuit arrangement can also be used to regulate the fuel injection by means of an electromagnetically operated controller, an excitation winding of the electromagnetically operated controller preferably being switched into the discharge circuit of the storage capacitor containing the ignition thyristor and the ignition circuit of the control thyristor can contain, in addition to the temperature-dependent resistance, a pressure-dependent resistance and / or a humidity-dependent resistance, both of which can be resistances which can be changed by a pressure measuring device or a humidity measuring device.
If the transistor circuit arrangement is used to control the generation of ignition sparks, the ignition circuit of the control thyristor preferably contains a manually adjustable operating resistance, through which the resistance values of the ignition circuit can be set so that the current flowing in the primary winding of the charging transformer is regulated A charging of the storage capacitor to 480 volts at -20 oC, to 380 volts at + 20 oC and to 360 volts at + 1100 is guaranteed.
The invention is explained in detail below with reference to a preferred exemplary embodiment for a transistor circuit arrangement which can be used both for controlling the generation of ignition spark and for regulating the fuel injection in an internal combustion engine. The single figure of the drawing shows schematically a circuit diagram of this exemplary circuit arrangement, whereby in the left part of the drawing a device for ignition spark generation is also shown schematically under I and an electromagnetically actuated control element of an injection device is shown under II, which can be optionally connected to the transistor circuit arrangement.
The circuit arrangement shown in the drawing has three circuit parts: a first circuit part SA, which can be referred to as an intermediate consumer, a second circuit part SB, which, as a transistor circuit arrangement according to the invention, is intended to supply the first circuit part SA with current pulses of constant strength, and a third Circuit part SC, the control pulse generator, which supplies control pulses to the two circuit parts SA and SB.
The first circuit part SA contains a charging transformer 1, the iron core of which carries a primary winding 1 a and a secondary winding 1 b and which is used as an inductive storage device. One end of the secondary winding of the charging transformer 1 is connected to a grounding conductor 9 which is connected to ground. The other end of the secondary winding Ib is connected to one connection of a storage capacitor C via a charging diode D5. Instead of a single storage capacitor, two capacitors connected in parallel can also be used, as shown in the drawing.
The connection point between charging diode D5 and storage capacitor C3 is connected to two connection terminals b and h and the connection point between charging diode D5 and secondary winding 1b is also connected to a connection terminal c. The other connection of the storage capacitor C3 is connected to the grounding conductor 9 via a diode D4 and the connection point between the storage capacitor and diode D4 is connected to a connection terminal a. Furthermore, the first circuit part SA contains an ignition thyristor 6, the anode Ao of which is connected to a connection terminal g and the cathode K5 of which is connected to the grounding conductor 9. The control electrode G6 of the ignition thyristor 6 is connected by a conductor 10 to an output terminal 11 of the control pulse generator SC.
If the circuit arrangement is used to control the spark generation, the ungrounded end of the primary winding 7a of the ignition transformer 7 is connected to the connection terminal a and the two connection terminals g and h are connected to one another, so that the anode As of the ignition thyristor 6 is directly connected to the connection point is connected between charging diode D5 and storage capacitor C3. As usual, one end of the secondary winding 7b of the ignition transformer 7 leads via the distributor, not shown in the drawing, to the spark plugs, of which only one is shown as a spark gap F in the drawing. The other end of the secondary winding 7b is grounded. A high-resistance tachometer 12 can be connected to ground on the one hand and to connecting terminal c on the other hand.
The ignition transformer 7 with connection a ', the short-circuit connection g', h 'and the high-resistance tachometer 12 with connection c' are summarized in the drawing as ignition spark generator I, which can be replaced by a device II if the circuit arrangement SA, SB , SC is to be used to regulate fuel injection by means of an electromagnetically actuated controller. Purely for the purpose of explanation, the drawing shows a control element 13 in which a piston 15 closes a fuel line 14 under the action of a helical spring 17. The piston 15 carries a shaft 16 that plunges into a magnetic coil 7c, so that when current flows through the magnetic coil 7c, the piston shaft 16 is drawn into the magnetic coil 7c and the piston 15 releases the fuel line 14.
The two ends g ", h" of the magnetic coil 7c are then connected to the two connections g and h of the circuit part SA, so that the anode As of the ignition thyristor 6 is connected to the connection point between the storage capacitor C3 and the charging diode D via the magnetic coil 7c.
The connection terminal b of the circuit part SA is only used to check the circuit arrangement and is used to connect test devices.
The transistor circuit arrangement SB contains an npn switching transistor T, the collector of which via the primary winding la of the charging transformer 1, a connection terminal d and the ignition switch Z with the positive pole of the direct current source Bt, i.e. H. the vehicle battery is connected. The emitter E of the switching transistor T is connected via the main winding 2a of a feedback element 2 and the line 9 to the negative pole of the direct current source. The feedback element 2 has two control windings 2b, 2c. One end of the first control winding 2b is connected to the emitter E of the switching transistor and connected through a resistor R to the base B of the same. The other end of the first control winding 2b is connected to the base B. The second control winding 2c is connected to the third circuit part SC.
As described in more detail in the main patent, the third circuit part SC, the control pulse generator, is used every time the contacts 3a, 3b of the interrupter U open, a relatively weak opening control pulse to the second control winding 2c of the feedback element 2 and to the ignition -Thyristor 6 to emit a sufficiently strong ignition pulse. In the illustrated embodiment, the gating control pulse is generated by discharging a control capacitor C through the second control winding 2c. The charging of the control capacitor C takes place through the primary winding la of the charging transformer 1. The charging and discharging of the control capacitor C is controlled by an electronic switch SC ', which in turn is controlled by the interrupter U.
When the control capacitor C is discharged through the second control winding 2c, a voltage is induced in the second control winding 2b, through which the switching transistor T is turned on somewhat, so that current begins to flow through the main winding 2a of the feedback element 2. As a result of the feedback that then sets in, the switching transistor T is completely switched on in a very short time. It has been shown that the design of the feedback element is of particular importance for proper operation of the transistor circuit arrangement, the number of turns of the individual windings 2a, 2b, 2c being a decisive factor for satisfactory operation of the circuit arrangement.
Very good results were achieved when the number of turns of the main winding 2a, the first control winding 2b and the second control winding 2c was 1: 3.5: 1.5. In order to obtain a small size of the feedback element 2, the windings are expediently arranged on an iron core 2d. However, the windings and the iron core 2d must be dimensioned in such a way that the iron core is not saturated with the currents flowing in the windings. A feedback element has proven itself in which the main winding 2a has 20 turns and the first control winding has 70 turns and the second control winding 2c has 30 turns and in which the iron cross-section is approximately 0.5 cm2, in accordance with the required number of turns ratio.
If the current flowing through the series circuit consisting of the primary winding la of the charging transformer 1, the collector-emitter path of the switching transistor T and the main winding 2a of the feedback element 2 has reached a certain level, the switching transistor should block. The switching transistor T is blocked, as stated in the main patent, by a control thyristor 4, which is connected between base B of the switching transistor T and ground, so that the base potential is initially reduced by igniting the control thyristor 4, and thus the main winding 2a flowing through current decreases. The feedback element 2 then completely blocks the switching transistor.
To ignite the control thyristor 4, the circuit arrangement SB contains an ignition circuit ZS. In the preferred embodiment shown in the drawing, the control electrode G4 of the control thyristor 4 in the ignition circuit ZS is connected to the anode through a working resistor Rh and to the cathode of the control thyristor through a temperature-dependent resistor 8, preferably a hot conductor, so that a voltage divider results, by the resistance values of which the ignition insert of the control thyristor and thus the respective current strength of the current flowing through the primary winding la of the charging transformer 1 is determined.
For a given resistance value of the temperature-dependent resistor 8, the maximum strength of the current flowing through the primary winding la, d. H. the current strength of the work impulses can be set by choosing a corresponding resistance value for ohm's.chen work resistance R5. It is advisable to use two resistors connected in parallel and adjustable by hand as the working resistor R5, so that the circuit arrangement can be adjusted quickly and precisely to the respective requirements after connecting a test device to the connection terminal b.
The compensation of the errors caused by temperature fluctuations is carried out by the temperature-dependent resistor 8.If the consumer circuit contains a temperature-sensitive switching element, for example, as in the present case a capacitor (storage capacitor), the capacity of which changes with the temperature, the errors caused by this element can can easily be eliminated by choosing a temperature-dependent resistor with a corresponding characteristic.
In order to ensure safe starting and smooth running of an internal combustion engine, the ignition power should be high when the engine is cold and decrease with increasing temperature. If the ignition sparks are generated by capacitor discharges, then the energy stored in the storage capacitor C3 is decisive for the ignition power.
Pale capacitors generally have a positive temperature coefficient for the capacitance, so that the storage capacitor C3 must be charged to a higher voltage when the engine is cold than when the engine is warm in order to obtain the desired ignition performance characteristics. The charging voltage of the storage capacitor C3 is determined via the charging transformer 1 by the maximum current strength of the current pulse flowing through the primary winding 1 a, which is regulated by the temperature-dependent resistor 8.
To set a desired control characteristic, an ohmic resistor R9 is expediently connected in parallel to the temperature-dependent resistor 8, and when using the circuit arrangement for controlling the generation of ignition sparks in an internal combustion engine, the resistance values in the ignition circuit ZS for the control thyristor are selected so that the storage capacitor C3 is charged to 480 volts at -20 oC, to 380 volts at + 20 oC and to 360 volts at + 110o.
With a storage capacitor of approximately 1 UF capacity and a charging transformer 1, whose primary winding la has 40 turns and whose secondary winding 1b has 500 turns and the iron cross-section is approximately 3.6 cm2, a thermistor with 1.5 kilohms at + 25 oC is used Ohmic resistance of at most 100 ohms connected in parallel and two resistors connected in parallel of 2.2 kilo ohms and 330 ohms are selected as the working resistance R6. With such a dimensioning, the circuit arrangement is well suited for most passenger vehicles and can easily be optimally adjusted by making slight changes in the resistance values.
In the drawing, the resistor R9 is framed by a dashed line and labeled I to indicate that this resistor R5 is connected in parallel to the temperature-dependent resistor 8 when the circuit also labeled I and containing the ignition transformer 7 is connected to the circuit arrangement, as already described above.
In order to always achieve optimal efficiency, the fuel is fed to an internal combustion engine by an injection device. The amount of fuel injected must be adapted as precisely as possible to the amount of air drawn in, taking into account air temperature, air pressure and humidity. These additional influencing variables must be superimposed on the fuel injection control process if an actually optimal fuel supply is to be achieved.
The transistor circuit arrangement described above can be used for this purpose. As already explained, the electromagnetically actuated control element 13 for the fuel supply is connected to the connection terminals g, h, so that when the ignition thyristor 6 is ignited, the storage capacitor C3 is discharged through the winding 7c and depending on the energy stored in the storage capacitor Flow through the fuel line is more or less released. In order to make the fuel supply dependent on the air pressure and humidity, the ignition circuit ZS for the control thyristor 4 has, in addition to the temperature-dependent resistor 8, a pressure-dependent and a humidity-dependent resistor 20 or 21, which instead of or in addition to the resistor R9, the temperature-dependent resistor 8 in parallel be switched.
Depending on how the
The circuit arrangement is accordingly connected to the connections 18, 19 of the ignition circuit ZS, either the resistor R2 (block I) or the resistor arrangement 20, 21 (block II).
As a pressure-dependent resistor, for example, a strain gauge or an elastic resistor can be used, which is mechanically measured with a pressure gauge, e.g. B.
a pressure load cell is connected. A similar arrangement that contains a moisture-sensitive organ instead of a pressure gauge can be used as the moisture-dependent resistor. It can be seen that the transistor circuit arrangement can be used to control the generation of ignition sparks or to regulate the fuel injection, as required, without significant changes. The devices can therefore be manufactured economically and inexpensively, so that a motor vehicle can be equipped with both, which then ensures a combustion process that is optimally regulated in every respect.