Fréquencemètre différentiel
La présente invention a pour objet un fréquencemètre différentiel, c'est-à-dire un appareil per permettant la mesure de la différence de deux fréquences voisines.
En particulier, l'invention est tout particulièrement bien adaptée à la mesure différentielle des deux fréquences, normalement très voisines, de deux signaux électriques issus de deux oscillateurs à résonance magnétique nucléaire. Chacun Ide ces oscillateurs constitue la partie active principale d'un magnétomètre, appareil destiné à la mesure de l'intensité d'un champ magnétique.
L'invention permet ainsi dans cette application la mesure de la diff & nce des modules des champs magnétiques On sait, en effet, que le phénomène de résonance magnétique nucléaire des protons est mis à profit dans ces appareils qui traduisent un champ magnétique H en une fréquence f suivant la relation de Larmor: f=γ H/2# γ désignant le rapport gyomgnétique des protons. La mesure d'un champ magnétique ou d'une différence de modules des champs magnétiques se ramène alors à la mesure respectivement de la fréquence d'un signal électrique et de la différence de fréquences existant entre deux signaux électriques. Les magnétomètres étant le plus souvent embarqués à bord d'avions, il est nécessaire de compenser le champ magnétique parasite dû à l'avion.
La méthode utilisée pour la compensation automatique de ce champ parasite met en oeuvre la mesure de la différence des modules des champs magnétiques entre deux têtes espacées le long de l'axe de l'avion. Elle peut se ramener à la mesure de la différence de deux fréquences de signaux électriques générés par deux têtes espacées le long de l'axe de l'avion. Elle peut se ramener à la mesure de la diffé- rence de deux fréquences Ide signaux électriques générés par deux oscillateurs à résonance magnétique nucléaire. Cette mesure différentielle doit être très reproductible quelle que soit la valeur du champ magnétique total. Elle doit aussi avoir un temps de réponse rapide afin, par exemple, de permettre de compenser des phénomènes transitoires rapides.
Les deux osciliateurs nucléaires peuvent être placés dans un champ magnétique dont l'intensité peut varier de 22 000 gamma à 70 000 gamma (1 gamma = 1 nano
Tesla) ce qui correspond à une gamme de fréquence s'étendant de 100-3000 Hz environ pour un oscillateur à protons.
La mesure différentielle directe par battements des deux fréquences des signaux issus des oscillateurs nucleaires demande un temps beaucoup trop long: en effet, si la différence entre les deux fréquences est de 1/100 de Hz, 100 secondes sont nécessaires pour détecter une période. Pendant ce temps, des variations de fréquence peuvent intervenir: elles ne sont pas détectées et la compensation automatique n'agit pas.
L'invention vise à fournir un fréquencemètre différentiel correspondant mieux que ceux de l'art antérieur aux exigences de la pratique, notamment en ce qu'il réalise une mesure différentielle de fréquence de signaux électriques précise, sensible et rapide, la mesure pouvant s'effectuer sur une gamme de fréquence très étendue et en présence de signaux de bruit.
A cette fin, l'invention propose un fréquencemètre différentiel de mesure de la différence entre les fréquences F1 et F2 de deux signaux électriques sinusoidaux, notamment pour magnétomètre différentiel à résonance magnétique nucléaire, comportant, pour chaque signal, une voie de changement de fréquence comprenant un générateur de signaux de référence de fréquence fR1 ou fR2 supérieure à la fréquence correspondante F1 ou F2, un mélangeur de fréquence et un filtre passebasd de sélection de la fréquence la plus basse fR1-F1 ou fR2-F2 fournie par le mélangeur de la voie caractérisé par une voie commune comportant un mélangeur des fréquences fR1-F1 et fR2-F2 provenant des deux voies,
un filtre passe-bas de sélection du signal de fréquence (F1-fR1) -(F2-fR2) et contenu dans le signal de sortie de ce dernier mélangeur et des moyens de mesure de ladite fréquence.
Lesdits mélangeurs sont notamment des multiplieurs. De préférence, pour mesurer ladite fréquence inférieure, le fréquencemètre comporte: un générateur délivrant un signal rectangulaire de durée et d'amplitude détemminées chaque fois que l'amplitude dudit signal de fréquence inférieure s'annule et un intégrateur desdits signaux rectangulaires afin d'en obtenir la valeur moyenne laquelle est proportionnelle à la valeur de la fréquence (F1-fR1)- (F2-fR2).
Le fréquencemètre peut notamment être incorporé dans un système de compensation des champs magnétiques parasites sur un engin; porteur, tel qu'un avion.
Le fréquencemètre est alors associé à deux oscillateurs à couplage de spin et mesure la différence des modules des champs auxquels sont soumis les deux oscillatrurs avec un temps de réponse beaucoup plus court que celui du système comportant un oscillateur et un filtre nucléaire.
Linvention sera mieux comprise à la llecture de la description que suit d'un fréquencemètre constituant une forme d'exécution, adapté particulièrement à la mesure différentielle de deux fréquences très voisines issues de deux oscillateurs à résonance magnétique nucléaire d'un magnétomètre différentiel. Cette description se réfère au dessin annexé dans lequel:
la fig. 1 représente le tableau synoptique du fréquencemètre,
la fig. 2 est les schéma d'un multiplieur utilisable sur chacune des deux voies du fréquencemètre de la fig. 1,
la fig. 3 est le schéma de principe d'un troisième multiplieur assurant, en partie, le troisième changement de fréquence dans le fréquencemètre de la fig. 1,
la fig. 4 est le bloc diagramme d'un générateur d'impulsions calibrées utililsable dans le fréquencemètre de la fig. 1.
Les signaux sinusoïdaux de fréquences F1 et F2 issus des deux oscillatrurs à résonance magnétique nucléaire sont envoyés respectivement aux entrées 1 et 2 des voies identiques 3 et 4. Lesdites voies comportent chacune un mélangeur constitue par un multiplieur 5 ou 6 suivi 'd'un filtre passle-bas 7 ou 8.
Des signaux de référence ayant des fréquences connues fR1 et fR2, provenant des générateurs 5' ou 6', pénètrent dans les multiplieurs respectifs 5 et 6.
Les fréquences de référence fR1 et fR2 peuvent être obtenues par sélection d'harmoniques d'une même fréquence: elles peuvent également être obtenues par division d'une fréquence pilote par des nombres adéquats. Dans ce cas, on prend alors la fréquence pilote la plus petite possible, c'est-à-dire que sa valeur sera le plus petit commun multiple de toutes les fréquences de référence fR que l'on désire obtenir Chaque ensemble constitué d'un multiplieur associé à son filtre passe-bas est tel qu'il délivre à sa sortie des signaux ayant une fréquence égale à la différence des féquences des signaux injectés à l'entrée du multiplicur, c'est-à-dire soit (fR1-F1) pour la voie 3, soit (fR2-F2) pour la voie 4.
Un multiplieur 9 effectue alors le produit des signaux issus des voies 3 et 4 et ayant une fréquence égale à (fR1-F1) et (fR2-F2). Un filtre passe-bas 10, associé au multiplieur 9, déàlicre à sa sortie des signaux ayant une fréquence égale à la différence des fréquences des signaux injectés aux deux entrées du mul- tiplieur 9. Cette fréquence est donc égale à (#f+#F), #f étant égal à (fR2-fR1) et #F étant à (F1-F2). Un génératrur 11, constitué principalement d'un multivibrateur monostable déclenché périodiquement par le siognal de fréquence (#f+#F) et d'un chopper calibrant la tension de sortie, dàlivre des impulsions calibrées d'une part en durée et d'autre part en amplitude et à une fréquence égale à
AF+Af.
Ce générateur comporte deux sorties Q et
Q pour les impulsions complémentaires. Il délivre une impulsion de forme rectangulaire calibrée en durée et en amplitude (sortie Q) et son complément (sortie Q) chaque fois que l'amplitude du signal d'entrée de fréquence (#f+#F) s'annule. La valeur moyenne de ces impulsions de forme rectangulaire est alors proportionnelle à la fréquence #F+#f que l'on veut mesurer soit, à une constante près, à la fréquence AF.
Cette caleur moyenne est obtenue aux deux sorties (l'une étant complémentaire de l'autre) d'un intégrateur 12.
sur la fig. 2 qui représente le schéma détaillé du multiplieur 5 ou 6, le signal sinusoïdall de fréquence F1 ou F2 issu de l'un des oscillateurs à résonance magnétique nucléaire est iniecté à l'entrée 13 sur la base d'un transistor NPN 14. Ce transistor est monté en déphaseur, c'est-àwdire que, associé aux deux transistors 15 et 16 qui eux sont montés en adaption d'impédance, il permet d'obtenir deux signaux déphasés de # et d'am pittude identique aux bornes des résistances 17 et 18 de faible valeur.
Les signaux de réérence de fréquence fR, (FR2 pour la voie 1 et fR2 pour la voie 2) et de forme carrée sont injectés aux entrées 19 et 20 et pénètrent dans les transistors à effet de champ 21 et 22 par l'électrode porte ; la source de ces transistors 21 et 22 est reliée à la masse et leur drain est relié soit à la résistance 17 ou 18 On réalise donc le découpage d'un signal sonusoïdal injecté à l'entréc 13 par un signal carré injecté aux entrées 19 et 20. Les transistors à effet de champ 21 et 22 découpent des signaux qui sont en opposition de phase sur les deux branches du montage. Ces signaux découpés sont sommés dans les résistances 23 et 24 recueillis aux bornes d'une résistance 25.
Les notations +5V et -5V indiquent que la tension de polarisation au point considéré est +5
Volts ou -5 Volts On voit que ce montage effecte le produit des signaux sinusoïdaux injectés à l'entrée 13 par les signaux carrés pénétrant aux entrées 19 et 20: en décomposant le signal carré en série de Fourier, on voit que le signal recueilli à la sortie 26 sera donc de la forme:
4 1 1 sin#t. ---- (sin#Rt+ ---- sin3#R + ---- sin5#Rt
3 3 5 # et #R désignant la pulsation du sognal respectivement incident de fréquence F et de référence de fréquence fr.
On recueille donc en sortie un signal composé des fréquences: (#R-#), (#+#R), (3#R-#), (3#R+), etc....
Comme on ne veut conserver qu'un signal avant la pulsation (#R-#), il est nécessaire d'éliminer toutes les autres pulsations. C'est ce qu'on réalise à l'aide des filtres passe-bas 7 et 8. La fréquence de coupure de ces filtres doit pour cela être inférieure à la plus basse fréquence, autre que (#R-), se présentant à l'entrée c'est-à-dire (#+R). De plus, il faut tenir compte du fait que le découpage effectué par les multiplieurs 5 et 6 n'est pas parfait et qu'il existe à leurs sorties une composante résiduelle de pulsation w:
la fréquence de coupure des filtres passe-bas doit donc être choisie inférieure à #. On choisit #R supérieure à # de facon à rejeter la fréquence de référence au-delà de la bande passante du filtre.
Les signaux et et e2 injectés aux deux entrées du multiplieur 9 sont sinusoïdaux et ont donc des fréquences égales à (fR1-F1) pour une entrée et (fR2-F2) pour l'autre. Dans le multiplieur 9 représenté sur la fig. 3, les signaux à mélanger et et e2 sont injectés aux entrées 27 et 28. Le signal e, attaque le transistor
NPN 29 en tension alors que le transistor NPN 30 est attaqué en courant par le signal e2. On montre que, dans ce cas, le courant collecteur du transistor 29 est proportionnel aux produits des sigoauw e1 et e2. La tension de polarisation E est appliquée en 31.
Un filtre passe-bas 10 relié à la sortie du multiplieur 9 délivre à sa sortie des signaux de fréquence (#f+#F). Les filtres passe-bas 7,8 et 10 utilisés peuvent être d'un type en soi connu, tel que du type
Papoulis décrit dans l'article Optimum filters with monotic response paru dans Proceedings of the IRE (March 1958, p. 606-609).
Les signaux issus du filtre passe-bas 10 sont injectés à l'entrée 32 d'un générateur d'umpulsions calibrées en amplitude et en durée 11 dont le bloc diagramme détaillé est représenté sur la fig. 4. Le générateur peut être assimilé à un circuit monostable de constituion complexe. Lesdits signaux d'entrée, qui sont sensiblement sinusoïdaux, sont mis en forme rectangulaire à l'aide du circuit de mise en forme 33. Ces impulsions rectangulaires ont une fréquence double de celles qui sont injectées à l'entrée du circuit 33, ce qui permet de doubler la sensibilité de la mesure. Ces impulsions de forme rectangulaire sont appliquées à l'entrée d'une bascule de commande 34, laquelle com mande l'ouverture d'une première bascule 35 avec un retard déterminé par le circuit 36.
Les rectangles 35, 37 et 38 représentent une chaîne de comptage asynchrone, 37 étant un ensemble de quinze bascules et 38 la dernière bascule de la chaîne de comptage. Un oscillateur haute fréquence 39 est relié à la chaîne de comptage asynchrone par l'une des entrées de la première bascule 35. Au départ, toutes les bascules sont dans un état bloqué Lorsqu'une impulsion rectangulaire issue du circuit de mise en forme 33 pénètre dans la bascule de commande 34, celle-ci délivre un signal qui rend conducteur la bascule 35. Les impulsions d'horloge délivrées par l'oscillateur 39 se propagent alors tout le long de la chaîne de comptage asynchrone, les différentes bascules devenant successivement conductrices.
Lorsque la dernière bascule 38 change d'état, une impulsions est envoyée sur la bascule de commande 34 par l'intermédiaire d'un générateur d'impulsions 40. La bascule de commande 34 délivre alors un signal qui fait passer les dlifférentes bascules d'un état conducteur à un état bloqué. La durée du signal rectangulaire issu de la dernière bascule est bien déterminée puisqu'elle est égale à
2nTo
2 n désignant le nombre de bascules des ensembles 35, 37 et 38, et To la période des impulsions délivrées par l'oscillateur 39. Le calibrage en amplitude des impulsions rectangulaires est effectué à l'aide du circuit 41 appelé chopper . Dans ce dernier, on découpe une tension de référence stabilisée par diode Zéner.
A la sortie Q du chopper 41, on obtient alors des impulsions parfaitement calibrées en amplitude et en durée.
La sortie Q est une sortie délivrant les impulsions complémentaires de celles de Q.
L'intégrateur 12 donne la valeur moyenne des impulsions rectangulaires Q et Q, laquelle est proportionnelle à la valeur de la fréquence (Af+ AF).
L'intégrateur délivre donc à sa sortie une tension qui est proportionnelle, à la constante près Af, à la différence des fréquences AF que l'on veut mesurer. Cet intégrateur 12 est composé de deux voies parfaitement symétriques (voie normale et voie complémentaire). Il est constitué principalement d'un filtre passe-bas, du type de Papoulis, pour lequel un fréquence de coupure choisie très basse permet de couper le maximum de bruit, mais augmente le temps de réponse. On doit donc faire un compromis entre le niveau de bruit acceptable en sortie et le temps de réponse désiré.
Les fréquences fR1 et fR2 des signaux de forme carrée injectés dans les multiplkieurs 5 et 6 sont des multiples successifs d'une même fréquence FR de sorte qu'on peut écrire:
fR1=(n+1)FR
fR2 =nFR
Ces fréquences fR1 et fR2 sont obtenues en sélectionnant deux harmoniques successifs d'une fréquence
FR.
Dans le mode particulier de mise en oeuvre de l'invention que l'on a décrit et qui est destinné à la mesure de deux fréquences voisines F, et F2 de signaux électriques issus de deux oscillateurs à résonance magnétique nucléaire, les valeurs des fréquences F1 et F2 se situent dans un domaine compris entre 1000 Hz et 3000 Hz (ce qui correspond à un champ magnétique de 22 000 gamma à 70 000 gamma pour un oscillateur à protons). Les fréquences connues fR1 et fR2 sont plus grandes que les fréquences F1 et F2. Pour couvrir toute la plage de fréquence, on a choisi trois couples de fréquences connues fR situées à 1700 Hz, 2400 Hz et 3100 Hz.
A l'intérieur de chaque couple, les fréquences sont distantes de 42,576 Hz (ce qui correspond à 1000 gamma); la valeur de Af est donc égale à 42,576 Hz. Les fréquences de coupure des filtres passe-bas 7, 8 et 10 sont respectivement 750 Hz, (750+42,5) Hz, 65 Hz. La fréquence F0 de l'oscillateur 39 est égale à 11 MHz.
La gamme de mesure que l'on peut effectuer à l'aide du dispositif décrit correspond à des différences de fréquences de signaux injectés à l'entrée du fréquencemètre comprises entre 0 et plusieurs dizaines de
Hertz. Le temps de réponse du dispositif est de l'ordre d'une seconde mais il est variable suivant les composants électroniques employés et les valeurs choisies pour les bandes passantes des filtres passe-bas, principalement de celle de l'intégrateur 41. La résolution maximale que l'on peut obtenir est de 1/5000 ième de
Hz.
En particulier, le fréquencemètre décrit est adapté à la mesure d'une différence de champ magnétique, par utilisation de l'effet de résonance magnétique nucléaire, mais il peut être utilisé bien entendu dès qu'il s'agit de mesurer une différence de deux fréquences voisines. Les valeurs indiquées pour les fréquences de références fR1 et fR2 ainsi que la valeur de la fréquence F0 de l'oscillateur 39 et les fréquences de coupure des filtres passe-bas 7, 8 et 10 ne sont données qu'à titre d'exemples: ces valeurs peuvent être modifiées par l'utilisateur en fonction des valeurs des fréquences F1 et F2 des signaux injectés aux entrées du fréquencemètre.