Stromwendeschaltung 'Das Hauptpatent betrifft eine Stromwendeschaltung mit einer Gleichspannungsquelle und einem Verbraucher, die in die Eingangs- bzw.
Ausgangsdiagonale einer Brücke geschaltet sind, in deren Zweigen steuerbare Elemente liegen, wobei allen steuerbaren Elementen je ein gleichartiger Gleichstrom-Steuerkreis derart zugeord net ist, dass bei einem Wechsel im Zustand der letzteren alle steuerbaren Elemente zugleich gesteuert werden, und zwar so, dass je zwei diametral gegenüberliegende auf Durchlass bzw. Sperrung und die andern auf Sperrung bzw. Durchlass gesteuert werden.
Diese Stromwendeschaltung erfordert mindestens zwei voneinander vollständig unabhängige Signale zur Beeinflussung der gleichartigen Gleichstrom-Steuerkreise und damit der von ihnen gesteuerten Elemente. In vielen Anwendungsfällen steht jedoch zu diesem Zweck nur ein einziges oft nur äusserst schwaches Signal zur Verfügung. In diesem Falle muss das einzige zur Verfügung stehende Signal verstärkt und aus dem verstärkten Signal müssen die Spannungen zur Speisung der gleichartigen Gleich strom-Steuerkreise abgeleitet werden.
Die vorliegende Erfindung betrifft nun eine Strom wendeschaltung mit Mitteln zur Verstärkung eines einzel nen die Zustandswechsel der gleichartigen Gleichstrom- Steuerkreise beeinflussenden elektrischen Signals und Mitteln zu dieser Beeinflussung.
Die erfindungsgemässe Stromwendeschaltung ist da durch gekennzeichnet, dass die Mittel zwei Steuertransi storen verschiedenen Leitfähigkeitstyps aufweisen, deren Basis-Emitterkreis parallel und deren Kollektor-Emitter- kreis im Gegentakt geschaltet sind, und dass diese beiden Transistoren zwischen den Eingangsklemmen für das einzelne Signal und Wechselstromkreisen geschaltet sind, von denen die Spannungen abgeleitet werden, die in den gleichartigen Gleichstrom-Steuerkreisen die steuerbaren Elemente steuern.
In der Zeichnung sind Ausführungsbeispiele der erfindungsgemässen Schaltung schematisch dargestellt. Fig. 1 zeigt die vollständige Schaltung mit einem Vorverstärker, Fig. 2 zeigt eine Ausführungsvariante des Vorverstär kers, und die Fig. 3 und 4 zeigen Ausführungsvarianten der Gegen taktschaltung der Steuertransistoren verschiedenen Leit- fähigkeitstyps.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung des Vorverstär kers weist Eingangsklemmen 1 und 2 auf, an welche das einzige verfügbare Signal angelegt werden kann. Die Klemmen 1 und 2 sind je mit der Basis eines npn- Transistors 3 bzw. 4 verbunden. Die Kollektoren und Emitter der Transistoren 3 und 4 sind mit der Basis bzw. dem Kollektor von pnp-Transistoren 5 bzw. 6 verbunden. Die Transistoren 5 und 6 bilden je einen Zweig einer Brücke, die durch eine Spannungsquelle 7 gespeist wird und die mittels eines Potentiometers 8 abgestimmt wer den kann.
Der Ausgang des Vorverstärkers ist mit den Ein gangsklemmen 13, 14 der Schaltung nach der Erfindung verbunden, welche zwei Transistoren 9 und 10 verschie denen Leitfähigkeitstyps aufweist. Die Emitter der Tran sistoren 9 und 10 sind je über eine unabhängige Span nungsquelle 1 bzw. 12 mit der Eingangsklemme 13 verbunden. Die direkt zusammengeschalteten Basen der Transistoren 9 und 10 sind mit der anderen Eingangs klemme 14 verbunden. Die Kollektor-Emitter Ausgangs kreise der Transistoren 9 und 10 arbeiten auf einen strom- oder spannungsgesteuerten Oszillator 15 bzw. 16.
Es ist im folgenden angenommen, dass beide Oszillatoren 15 und 16 nicht schwingen, so lange im zugeordneten Transistor 9 oder 10 der Ruhestrom fliesst, dass jedoch die Oszillatorschwingung einsetzt, sobald sich der Strom- fluss im zugeordneten Transistor 9 oder 10 erhöht.
Die Oszillatoren 15 und 16 wirken über Ausgangstransforma toren 17 und 18 auf eine schematisch dargestellte Schal tung 19 zur Erzeugung von vier voneinander unabhängi gen Steuersignalen an Ausgangsklemmen 20, die in den gleichartigen Gleichstrom-Steuerkreisen der Stromwen- deschaltung die steuerbaren Elemente steuern.
Herrscht an den Eingangsklemmen 1 und 2 keine Spannungsdifferenz, so befindet sich der Brückenverstär ker im Gleichgewicht, so dass auch an den Eingangs klemmen 13 und 14 der Transistoren 9 und 10 keine Spannungsdifferenz auftritt. In den beiden komplementä ren Transistoren 9 und 10 fliessen daher infolge der völlig symmetrischen Anordnung gleiche Ströme, so dass sich auch die Basisströme direkt kompensieren.
Es erfolgt daher keinerlei Rückwirkung von den Transisto ren 9 und 10 auf den Brückenverstärker. Wie oben bereits erwähnt, wird angenommen, die beiden Oszillato- ren 15 und 16 seien bei diesem Ruhezustand der Schaltung gesperrt, so dass auch an den Ausgängen der Oszillatoren 15 und 16 keine Wechselspannungen auftre ten.
Es werden demgemäss an den Ausgangsklemmen paaren 20 der Schaltung 19 keine Spannungen auftreten, so dass auch die im Hauptpatent beschriebene Stromwen- debrücke im Gleichgewicht ist und am Ausgang keinen Strom liefert. Tritt an den Eingangsklemmen 1 und 2 eine Spannungsdifferenz in bestimmter Richtung auf, so wird der Brückenverstärker verstimmt, so dass auch an den Ausgangsklemmen 13 und 14 ein entsprechend gerich tetes Signal auftritt. D.h.: ist die Eingangsklemme 13 positiv gegenüber der Eingangsklemme 14, so wird der Stromfluss im Transistor 9 ansteigen und im Transistor 10 sinken.
Dementsprechend wird im Oszillator 15 eine Schwingung einsetzen während der Oszillator 16 gesperrt bleibt. Die über den Ausgangstransformator 17 an die Schaltung 29 abgegebene Wechselspannung erzeugt ein entsprechend gerichtetes Ausgangssignal an allen Klem- menpaaren 20, so dass die Stromwendebrücke in der im Hauptpatent beschriebenen Weise verstimmt wird und am Ausgang einen Strom in bestimmter Richtung liefert. Die Ausgangstransformatoren 17 und 18 können je vier getrennte Sekundärwicklungen aufweisen, von welchen jede auf einen Doppelweggleichrichter wirkt,
wobei die Ausgänge je zweier verschiedenen Ausgangstransforma toren zugeordneter Gleichrichter entgegengesetzt zusam mengeschaltet und mit einem Ausgangsklemmenpaar 20 verbunden sind.
Tritt ein umgekehrt gerichtetes Signal auf, bei dem die Eingangsklemme 13 negativ gegenüber der Eingangs klemme 14 ist, so wird der Stromfluss im Transistor 9 absinken und im Transistor 10 ansteigen, so dass nun der Oszillator 15 gesperrt wird, während im Oszillator 16 eine Schwingung einsetzt.
Es werden daher auch an den Ausgangsklemmen der Schaltung 19 entgegengesetzt ge richtete Steuerspannungen auftreten die die Stromwen- debrücke im umgekehrten Sinne aus dem Gleichgewicht bringen, so dass das Ausgangssignal an der Stromwen- debrücke umgekehrte Polarität aufweist.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung weist eine ausser- ordentliche Empfindlichkeit bei hervorragender Stabilität auf. Die Eingangsleistung liegt bei 0,1 nA bzw. 1 Mikro volt, wobei Ausgangsleistungen an der Stromwendebrük- ke bis 500 Watt erreicht werden können.
Es ist dabei von Vorteil auch in der Stromwendebrücke Zweige mit zwei komplementären Transistoren entsprechend den Transi storen 3 und 5 in Fig. 1 zu verwenden, wobei solche Transistorschaltungen in allen Brückenzweigen vorgese hen sind und wobei die Steuersignale je zwischen der Basis und dem Emitter des npn-Transistors angelegt werden.
Anstelle der Eingangsbrücke im Vorverstärker ge- mäss Fig. 1 könnte zur Erzielung nach höherer Eingangs impedanz die Röhrenschaltung nach Fig. 2 verwendet werden. Die ebenfalls mit 1 und 2 bezeichneten Eingangs klemmen sind in den Gitterkreis einer Röhre 21 geschal tet, deren Kathode positiv vorgespannt ist, um praktisch jeden Gitterstrom zu vermeiden. Die Anode der Röhre 21 ist direkt mit dem Gitter einer Röhre 22 gekoppelt. Die eine Ausgangsklemme der Schaltung ist mit der Kathode der Röhre 22 verbunden. Das Gitter einer der Röhre 22 entsprechenden Röhre 23 wird auf einem durch ein Potentiometer 24 einstellbaren festen Potential gehal ten.
Die andere Ausgangsklemme der Schaltung ist mit der Kathode der Röhre 23 verbunden.
Zur Eichung der Schaltung nach Fig.2 wird bei kurzgeschlossenen Klemmen 1 und 2 das Potentiometer 24 so eingestellt, dass an den Ausgangsklemmen bzw. an den Kathoden der Röhren 22 und 23 keine Spannungs differenz mehr auftritt. Tritt während der Messung eine Spannungsdifferenz an den Klemmen 1 und 2 auf, so ändert der Strom in der Röhre 21 und damit die Spannung am Gitter der Röhre 23. Es fliesst daher auch in der Röhre 22 ein anderer Strom als in der Röhre 23, so dass an den Ausgangsklemmen eine Spannungsdiffe renz auftritt, deren Richtung von der Polarität der Spannungsdifferenz an den Klemmen 1 und 2 abhängig ist.
Die Anodenbasisschaltung der Röhren 22 und 23 dient zur Impedanzanpassung an die nachfolgende transi- storisierte Modulatorschaltung gemäss Fig. 1.
Die direkte Verbindung der Emitter der Transistoren 9 und 10 mit den ihnen zugeordneten, getrennten Strom quellen 11 und 12 hat zur Folge, dass auch im Ruhezu stand der Schaltung beide Transistoren 9 und 10 einen bestimmten Ruhestrom führen. Das ergibt eine verhält- nismässig niedrige Eingangsimpedanz, welche der Aus gangsimpedanz des transistorisierten Brückenvorverstär kers nach Fig. 1 angepasst ist.
Um den Ruhestrom in den Transistoren 9 und 10 einstellen und zugleich die Schal tung abstimmen zu können,'können anstelle der in Fig. 1 schematisch dargestellten Spannungsquellen 11 und 12 mit Potentiometern 25 und 26 einstellbare Spannungs quellen gemäss Fig. 3 verwendet werden.
Ist eine höhere Eingangsimpedanz der Steuerschal tung erwünscht, so ist es auch möglich gemäss Fig. 4 die Stromquellen 11' bzw. 12' in die Kollektorstromkreise der Transistoren 9 und 10 zu verlegen, so dass im Ruhezustand nur Restströme in den Transistoren 9 und 10 fliessen.
Die erfindungsgemässe Schaltung kann auch ohne besondern Vorverstärker arbeiten, d.h. der in Fig.1 dargestellte Brückenverstärker kann direkt als Messbrük- ke ausgebildet sein, wobei wenigstens einer der Transisto ren 5 und 6 durch ein Messelement ersetzt sein kann.
Commutation circuit 'The main patent relates to a commutation circuit with a DC voltage source and a consumer that is fed into the input or
Output diagonal of a bridge are connected, in the branches of which there are controllable elements, with all controllable elements each having a similar DC control circuit assigned so that when the state of the latter changes, all controllable elements are controlled at the same time, in such a way that two diametrically opposed to passage or blocking and the other are controlled to blocking or passage.
This commutation circuit requires at least two signals that are completely independent of one another in order to influence the similar direct current control circuits and thus the elements they control. In many applications, however, only a single, often extremely weak signal is available for this purpose. In this case, the only available signal must be amplified and the voltages for feeding the similar direct current control circuits must be derived from the amplified signal.
The present invention relates to a current reversing circuit with means for amplifying a single NEN the change of state of the similar DC control circuits influencing electrical signal and means for influencing this.
The commutation circuit according to the invention is characterized in that the means have two control transistors of different conductivity types, whose base-emitter circuit is connected in parallel and whose collector-emitter circuit is connected in push-pull, and that these two transistors are connected between the input terminals for the individual signal and AC circuits from which the voltages are derived that control the controllable elements in the similar DC control circuits.
In the drawing, exemplary embodiments of the circuit according to the invention are shown schematically. 1 shows the complete circuit with a preamplifier, FIG. 2 shows a variant of the preamplifier, and FIGS. 3 and 4 show variants of the counter-clock circuit of the control transistors of different conductivity types.
The circuit of the preamplifier shown in Fig. 1 has input terminals 1 and 2 to which the only available signal can be applied. Terminals 1 and 2 are each connected to the base of an npn transistor 3 and 4, respectively. The collectors and emitters of transistors 3 and 4 are connected to the base and collector of pnp transistors 5 and 6, respectively. The transistors 5 and 6 each form a branch of a bridge that is fed by a voltage source 7 and tuned by means of a potentiometer 8 who can.
The output of the preamplifier is connected to the input terminals 13, 14 of the circuit according to the invention, which has two transistors 9 and 10 which have different conductivity types. The emitters of the transistors 9 and 10 are each connected to the input terminal 13 via an independent voltage source 1 and 12, respectively. The directly interconnected bases of the transistors 9 and 10 are connected to the other input terminal 14. The collector-emitter output circuits of the transistors 9 and 10 work on a current or voltage controlled oscillator 15 and 16, respectively.
It is assumed below that the two oscillators 15 and 16 do not oscillate as long as the quiescent current flows in the associated transistor 9 or 10, but that the oscillator oscillation starts as soon as the current flow in the associated transistor 9 or 10 increases.
The oscillators 15 and 16 act via output transformers 17 and 18 on a schematically illustrated circuit 19 to generate four independent control signals at output terminals 20, which control the controllable elements in the similar direct current control circuits of the commutation circuit.
If there is no voltage difference at input terminals 1 and 2, the bridge amplifier is in equilibrium, so that no voltage difference occurs at input terminals 13 and 14 of transistors 9 and 10 either. Because of the completely symmetrical arrangement, the same currents flow in the two complementary transistors 9 and 10, so that the base currents also directly compensate one another.
There is therefore no feedback from the transistors 9 and 10 on the bridge amplifier. As already mentioned above, it is assumed that the two oscillators 15 and 16 are blocked when the circuit is in this idle state, so that no alternating voltages occur at the outputs of the oscillators 15 and 16 either.
Accordingly, no voltages will occur at the output terminal pairs 20 of the circuit 19, so that the current reversing bridge described in the main patent is also in equilibrium and does not supply any current at the output. If there is a voltage difference in a certain direction at input terminals 1 and 2, the bridge amplifier is detuned, so that a correspondingly directed signal also occurs at output terminals 13 and 14. That is: if the input terminal 13 is positive compared to the input terminal 14, the current flow in transistor 9 will increase and decrease in transistor 10.
Correspondingly, an oscillation will set in in the oscillator 15 while the oscillator 16 remains blocked. The alternating voltage output via the output transformer 17 to the circuit 29 generates a correspondingly directed output signal at all pairs of terminals 20 so that the commutation bridge is detuned in the manner described in the main patent and supplies a current in a certain direction at the output. The output transformers 17 and 18 can each have four separate secondary windings, each of which acts on a full-wave rectifier,
wherein the outputs of two different output transformers associated rectifiers are mutually oppositely connected and connected to a pair of output terminals 20.
If a reversed signal occurs, in which the input terminal 13 is negative compared to the input terminal 14, the current flow in transistor 9 will decrease and increase in transistor 10, so that now oscillator 15 is blocked, while oscillator 16 begins to oscillate .
Control voltages in opposite directions will therefore also occur at the output terminals of the circuit 19, which bring the current reversing bridge out of balance in the opposite sense, so that the output signal at the current reversing bridge has reversed polarity.
The circuit shown in FIG. 1 has an extraordinary sensitivity with excellent stability. The input power is 0.1 nA or 1 micro volt, whereby output powers of up to 500 watts can be achieved at the commutation bridge.
It is also advantageous to use branches with two complementary transistors corresponding to the transistors 3 and 5 in Fig. 1 in the commutation bridge, with such transistor circuits being provided in all bridge branches and with the control signals between the base and the emitter of the npn -Transistor are applied.
Instead of the input bridge in the preamplifier according to FIG. 1, the tube circuit according to FIG. 2 could be used to achieve a higher input impedance. The input terminals, also designated 1 and 2, are switched into the grid circle of a tube 21, the cathode of which is positively biased in order to avoid virtually any grid current. The anode of the tube 21 is coupled directly to the grid of a tube 22. One output terminal of the circuit is connected to the cathode of the tube 22. The grid of a tube 23 corresponding to the tube 22 is held at a fixed potential which can be set by a potentiometer 24.
The other output terminal of the circuit is connected to the cathode of the tube 23.
To calibrate the circuit according to FIG. 2, when the terminals 1 and 2 are short-circuited, the potentiometer 24 is set so that no voltage difference occurs at the output terminals or at the cathodes of the tubes 22 and 23. If a voltage difference occurs at terminals 1 and 2 during the measurement, the current in tube 21 changes and with it the voltage at the grid of tube 23. Therefore, a different current flows in tube 22 than in tube 23, see above that a voltage difference occurs at the output terminals, the direction of which depends on the polarity of the voltage difference at terminals 1 and 2.
The anode base circuit of the tubes 22 and 23 serves to match the impedance to the subsequent transistorized modulator circuit according to FIG. 1.
The direct connection of the emitters of the transistors 9 and 10 with their associated, separate current sources 11 and 12 has the consequence that both transistors 9 and 10 carry a certain quiescent current even when the circuit was in rest. This results in a relatively low input impedance, which is matched to the output impedance of the transistorized bridge preamplifier according to FIG.
In order to set the quiescent current in the transistors 9 and 10 and at the same time to be able to tune the circuit, 'can be used instead of the voltage sources 11 and 12 with potentiometers 25 and 26, adjustable voltage sources shown in FIG.
If a higher input impedance of the control circuit is desired, it is also possible, as shown in FIG. 4, to relocate the current sources 11 'and 12' into the collector circuits of the transistors 9 and 10, so that only residual currents flow in the transistors 9 and 10 in the idle state .
The circuit according to the invention can also work without a special preamplifier, i.e. the bridge amplifier shown in Figure 1 can be designed directly as a measuring bridge, at least one of the transistors 5 and 6 can be replaced by a measuring element.