Verfahren und Schaltungsanordnung zur Vorgabe von Sollwerten und Steuergrössen Die Aufgabe, bei elektrischen Antrieben eine be stimmte Beschleunigung, unabhängig von der Bela stung, einzuhalten, ist bisher in verschiedenster Weise gelöst worden. Es sind Einrichtungen bekannt, die insbesondere bei Verwendung von Drehzahl- oder auch Ankerspannungsreglern in der Weise arbeiten, dass die Beschleunigung unmittelbar, z.
B. durch Differentiation der Winkelgeschwindigkeit, gemes sen wird und bei Überschreitung eines bestimmten Beschleunigungswertes der Regler in der Weise be einflusst wird, dass der Motorankerstrom vermindert wird. Es handelt sich also hierbei um eine direkte Beschleunigungsbegrenzung auf dem Wege einer Be schleunigungsregelung. Hierbei bereitet die Stabili sierung des Beschleunigungsregelkreises gewisse Schwierigkeiten, weil die erforderlichen Vorhaltgrö- ssen schwer zu realisieren sind.
Es wird daher viel fach ein anderer Weg beschritten, nämlich den Soll- wert für die zu regelnde Drehzahl, bzw. auch Anker spannung mit einem bestimmten zeitlichen Verlauf, meistens zeitlinear vorzugeben. Es besteht dabei ausserdem die Notwendigkeit, diesen zeitlichen Ver lauf unabhängig von der Verstellgeschwindigkeit des eigentlichen Kommandogebers, beispielsweise des Steuerschalters eines Walzwerkantriebes, zu halten.
Diese Aufgabe ist vielfach in der Weise gelöst worden, dass der eigentliche Sollwertgeber als Gleich- oder Wechselspannungspotentiometer ausgebildet und von einem Verstellmotor mit einstellbarer Drehzahl verstellt wurde.
Um jedoch einer bestimmten Stel lung des Kommandogebers auch eine bestimmte Stellung des Sollwertgebers, das heisst eine bestimmte Geschwindigkeit zuzuordnen, kann diese Anord nung nur unter Anwendung einer Folge- oder Lage regelung arbeiten. Lediglich zur Sollwerteinstellung muss also hier ein eigener Regelkreis vorgesehen wer- den. Der Aufwand hierfür wird bei entsprechenden Genauigkeitsanforderungen sehr gross sein.
Weiter hin ist nachteilig, dass sich derartige Anordnungen meistens nicht ohne Hintereinanderschaltung von Relaisverstärkern oder anderen Verstärkern realisie ren lassen und damit unter Umständen erhebliche Totzeiten vom Kommando bis zur Sollwertänderung entstehen. Es ist weiterhin bekannt, Sollwerte und Steuer grössen rein elektrisch unter Zuhilfenahme von Ener giespeichern, wie Kondensatoren und Drosseln, sich zeitverzögert ändern zu lassen. Dabei ist jedoch nachteilig, dass praktisch die gleiche Zeitkonstante für kleine und grosse Änderungen massgebend ist.
Da die Zeitkonstante so gewählt ist, dass grosse Än derungen mit ausreichender Zeitverzögerung vor sich gehen, wird bei kleinen Änderungen die Träg heit der Energiespeicher unerwünscht bemerkbar werden.
Zur Vermeidung des letztgenannten Mangels hat man sich bereits mit der Aufgabe befasst, einen Kon densator mit einem konstanten Strom zu beaufschla- gen und an den Belegen des Kondensators die ge wünschten Grössen zu entnehmen.
Zu diesem Zweck hatte man sich zwischen einer den gewünschten End- wert des Sollwertes bzw. der Steuergrösse vorgeben den Spannungsquelle und dem Kondensator geschal teter nichtlinearer Widerstände, beispielsweise anti parallel geschalteter Pentoden oder einer Pentode in einer Gleichrichterbrücke, bedient.
Tatsächlich ist aber mit diesen Anordnungen der Konstantstrom- charakter nicht erreicht worden, da die verwendeten nichtlinearen Widerstände im Bereich kleiner Klem menspannungen nahezu linear arbeiten, so dass ge rade dort der Konstantspannungscharakter mit dem geschilderten Mangel der grossen Zeitverzögerung be stehen bleibt.
Zum Stand der Technik wäre dann noch eine Anordnung zu nennen, bei der ein annähernd linearer Drehzahlanstieg im unteren Drehzahlbereich durch Übererregung einer Drossel erreicht wird, wobei de ren Laststrom zur Drehzahlvorgabe dient. Infolge der Sättigungseigenschaften der Drossel kann sich die mit der übererregung verbundene hohe Eingangs spannung nicht auf den Leistungskreis auswirken. Bei der Drehzahlverringerung ist jedoch die volle Zeitkonstante wirksam, so dass keinesfalls die Dreh zahl zeitlinear abnimmt. Auch ist infolge der über erregung eine Drehzahleinstellung im Bereich grosser Drehzahlen ohne weiteres nicht möglich.
Weiterhin ist es bekannt, von einer zusätzlichen Spannungsquelle über einen ohmschen Vorwider- stand einen Kondensator zu beaufschlagen. Dabei wird die Kondensatorstromrichtung von einem Um schalter bestimmt, während parallel zu dem Kon densator eine Begrenzungseinrichtung den zu errei chenden Spannungswert festlegt. Ein beliebiges Ver ändern der am Kondensator anstehenden Spannung bei konstanter zeitlicher Spannungsänderung ist nicht möglich, da u. a. ein unmittelbarer Zusammenhang zwischen Verstellung der Begrenzungseinrichtung und Umschaltbetätigung nicht gegeben ist.
Gemäss den vorstehenden Ausführungen betrifft nun die Erfindung ein Verfahren und eine Schal tungsanordnung zur Vorgabe von Sollwerten und Steuergrössen, wobei diese Grössen einem Energie speicher mit kapazitivem Verhalten entnommen wer den, der aus einer Spannungsquelle über einen Vor widerstand gespeist wird.
Zur Vermeidung der ge schilderten Nachteile wird für das erfindungsgemässe Verfahren vorgeschlagen, dass der über den Vor widerstand erzeugte konstante Strom zur Auf-, Ent- und Umladung des Energiespeichers über eine Schalt einrichtung verwendet wird, die von der Differenz zwischen der Spannung an dem Energiespeicher und einer Vorgabespannung gesteuert wird und die er forderliche Stromrichtung bestimmt.
In der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist eine aus Halbleiterelementen gebildete Schaltvor- richtung vorgesehen, bei der :
eine Ventilanordnung mit ,einer Vorspannung versehen ist, welche durch die Differenz zwischen der Spannung an dem Energie speicher und der Vorgabespannung gebildet wird. Dabei macht die Erfindung von einer bekannten Schaltungsanordnung Gebrauch, in der Ventile über grosse Vorwiderstände mit einem dadurch erzeugten,
annähernd konstanten Vorstrom (das heisst einem sogenanuten eingeprägten Strom) beaufschlagt sind.
Die Erfindungsgedanken sollen an Hand eines Ausführungsbeispiels nach der Fig. 1 näher erläu tert werden. Das Potentiometer 1, dass an einer Gleichspannung <B>U,</B> ", liegt, soll der Kommandogeber bzw. Steuerschalter für die Handvorgabe eines Dreh- zahl- oder auch Ankerspannungss.ollwertes sein.
Die ser Sollwert wird nicht wie üblich unmittelbar mit ,dem Istwert Uist verglichen und dem Regler 3 zuge- führt, sondern es ist noch das Zeitglied, bestehend aus dem Kondensator 4, den Ventilen, vorzugsweise Halbleitern<I>5a</I> und<I>5b,</I> der Gleichstromvorspannung 6 und den Vorwiderständen <I>7a</I> und <I>7b,
</I> dazwischen- geschaltet. Wählt man die Vorspannung 6 etwa drei- bis fünfmal so gross wie die Spannung U"" am Steuer schalter 1, so lässt sich bei entsprechender Bemessung der Vorwiderstand <I>7a</I> und<I>7b</I> auch bei plötzlicher Verstellung des Steuerschalters 1 aus der einen Grenz lage -in die andere erreichen, dass der Kondensator 4 praktisch zeitlinear auf- bzw. umgeladen wird.
Der zeitliche Verlauf der eigentlichen Sollwertspannung Up wird dann nur noch bestimmt von der Grösse der Kapazität C des Kondensators 4 und der Grösse der Vorbelastungs:ströme i, die im stationären Zustand ständig über die Ventile 5a bzw. 5b fliessen.
Somit kann auch erfindungsgemäss der Beschleunigungsvor- ,gang für den Antrieb durch Variation der Kapazität und der Vorwiderstände eingestellt werden.
Hat der Regelverstärker bzw. der Gesamtdreh zahl- oder Ankerspannungsregelkreis noch Totzeiten, was sowohl bei einem Leonardantrieb als auch bei einem Stromrichterantrieb mit Eingefässspeisung der Fall ist, so bietet diese Anordnung bei kleiner Ab wandlung die Möglichkeit, bei einer Steuerschalter- verstellun@g einen Vorhaltspannun:
gssprung des Soll wertes zu erzeugen und dem Regler unverzögert zuzu- führen. Zu diesem Zweck kann noch ein ohrnscher oder induktiver Widerstand 8 (Fig. 1) vor den Lade kondensator 4 geschaltet werden. Es ergibt sich dann ein Verlauf der Sollwertspannung U, wie er in der Kurve<I>a</I> der Fig. 3 über der Zeit<I>t</I> dargestellt ist.
Zur Zeit t" soll hierbei der Steuerschalter 1 ruck- ,artig auf die Mitte verstellt worden sein. Wird nur ein Widerstand 8 in Reihe mit dem Ladekondensator 4 geschaltet, so sinkt die Sollwertspannung UF erst sprunghaft etwas ab und strebt dann nahezu zeit linear dem Endwert, in diesem Falle Null, zu.
Wird d agegen noch ein Kondensator 9 in der in Fig. 2 dargestellten Weise eingeschaltet, so kann die Vorhaltwirkung insofern wesentlich vergrössert wer den, als im ersten Augenblick der Verstellung die Gesamtverstellspannung an dem Widerstand 8 liegt, und .somit die Sollwertspannung US einen Verlauf hat, wie er etwa durch die gestrichelte Linie b in Fig. 3 angegeben ist.
Wenn man die Zeitkonstante aus Widerstand 8 und Kondensator 9 so klein hält, .dass isie etwa um eine Grössenordnung kleiner ist als die Gesamthochlaufzeit des Antriebes, so lässt sich erreichen, dass die Totzeiten des Regelkreises durch die stossartige Veränderung der Sollwertspannung weitestgehend unwirksam gemacht werden und der übrige Sollwertspannungsverlauf hiervon kaum be- einflusst wird,
wie das in Fig. 3 angedeutet ist. Eine noch bessere Anpassung der Sollwertvorgabe an die Übergangsfunktion des Regelkre,is:es ist möglich, wenn mehrere nacheinander zur Wirkung kommende Zeitverzögerungsglieder kombiniert werden, indem anstelle des einfachen RC-Gliedes 8 und 9 ein Ket- tenleiter eingeschaltet wird, wie das durch den Wider stand 10 und den Kondensator 11 angedeutet ist (Fig. 2).
Anstelle der Widerstände 8 und 10 können auch lineare undioder sättigbare Reaktanzen verwen det werden.
In Fig.4 ist der zeitliche Verlauf der Sollwert- spannung dargestellt, wie er sich bei einer plötzlichen Bewegung des Steuerschalters aus der Nullage her aus ergeben würde. Der Kurvenverlauf a bezieht sich wiederum auf einen Vorhalt mit einem Widerstand 8 gemäss Fig. 1. Der gestrichelte Kurvenzug b bezieht sich auf die Zwischenschaltung eines oder mehrerer RC-Glieder.
Bei entsprechender Bemessung kann erreicht wer den, dass die in Fig. 3 und 4 eingetragene Totzeit tT der Totzeit des Regelkreises entspricht, d. h. der Ver lauf der Sollwertspannung um die Totzeit parallel verschoben ist.
Es sollen nun noch einige Ausführungsbeispiele für Schaltungsanordnungen angegeben werden, die das gewünschte Konstantstromver!halten für die Auf-, Ent- und Umladung des Ladekondensators haben. Es können hierfür alle Schaltanordnungen verwendet werden, die eine Stromspannungskennlinie nach Fig. 5 haben; z.
B. Wandleranordnungen mit Konstantstrom- charakteristik. Diese Kennlinie ist dadurch gekenn zeichnet, dass die Spannung U erst nach überschrei- ten eines bestimmter. Stromes i in der einen oder anderen Richtung ansteigt, und der Strom auch bei einer Spannung von mindestens der Grösse der Soll wertspannung U < < , noch konstant bleibt.
Ist dage gen bei Reversierbetrieb mit einer kurzzeitigen Um schaltung eines positiven Sollwertes auf den nega tiven Wert und umgekehrt zu rechnen, so ist dafür zu sorgen, dass der Strom auch bei einer Spannung von mindestens der Grösse der doppelten Sollwert spannurig noch konstant bleibt. Der Wert i soll sich möglichst leicht von Null bis zu einem Grenz wert verstellen lassen.
In der Fig. 6 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel hierfür angegeben. Die Ventile 5, üb"r welche dann der Kondensatorstrom fliessen kann, werden ganz ähnlich wie in Fig. 1 vombzlastet, jedoch wegen der Ventile 13 und eines gemeinsamen hochohmigen Widerstandes 12 im statischen Zustand hier nur mit dem Strom i 2.
Die Einstellung kann durch den ge meinsamen veränderlichen Widerstand 12 erfolgen. Die Trennventile 13 sind ,erforderlich, um immer den Strom über den Mittelpfad zu leiten, wenn eine Steuerhebelbeweguug erfolgt, das heisst eines der beiden Ventile 5 gesperrt wird.
Die Widerstände 14 sind lediglich vorgesehen, um im stationären Zustand die Stromverteilung auf beide Zweige gleich zu halten.
Anstelle des gemeinsamen Widerstandes 12 kann auch, wie in Fig. 7 dargestellt, als gleichstromseitig wirksamer Vorwiderstand eine Brückenventilanord- nung 15 verwendet werden, die von einem einge prägten Wechselstrom gespeist wird.
Über einen Zwischenwandler 16 ist einerseits eine galvanische Trennung und anderseits eine günstige Anpassung an eine gegebene Wechselspannung 17 möglich. Die Einstellung :
des Ladestromes erfolgt über den Wech- selstromwiderstand 18, der in diesem Fall ohmscher, kapazitiver oder induktiver Art sein kann. Die Ver wendung von Blindwiderständen hat den Vorteil, dass der Konstantstromeharakter ohne grössere Wirklei- stungsverluste erreichbar ist.
In die Diagonale der Gesamtanordnung ist eine Gegenspannung 19 einge schaltet, deren Höhe gleich der doppelten Sollwert spannung U", sein muss. Die Anordnung arbeitet so, dass dann, wenn eines der Ventile 5 die doppelte volle Sollwertspannung sperren muss, die gleiche Spannung an der Brücke 15 nahezu auf den Wert Null heruntergedrückt wird.
In Fig. 8 sind für beide Zweige je eine Brücken- anordnung 20 mit je einem Zwischenwandler 21 vor gesehen. Die Ströme i können auch hier über den gemeinsamen Wechselstromwiderstand 18 eingestellt werden. Die Gegenspannung 19 ist genau wie in Fig. 7 auf der Höhe der doppelten Sollwertspannung Uso zu halten.
Soll der Sollwertgeber für einen Gleichstrommotor mit Ankerspannungsregelung und zusätzlicher Feld- schwächung, die in Abhängigkeit von der Anker- spannung nach Überschreitung eines bestimmten Wertes vorgenommen wird, verwendet werden, so kann ein weitestgehend konstanter Beschleunigungs- strom erreicht werden,
wenn der vorgegebene Sollwert von dem Augenblick der beginnenden Feldschwä chung mit geringer, etwa exponentieller Steilheit ver läuft.
Eine solche Ankerspannungssollwertvorgabe kann mit Hilfe der in Fig. 9 dargestellten Anordnung er folgen, bei der parallel zu dem Ladekondensator 4 noch ein ohm-scher Widerstand 22 geschaltet ist, der jedoch erst nach Überschreitung eines bestimmten Sollwertes U1 wirksam werden soll.
Das wird erreicht, indem eine Brückenvenulanordnung 23 mit der Ge- genspannung 24 vor den Widerstand 22 geschaltet wird. Der zeitliche Verlauf bei einer derartigen An ordnung entspricht dem der Fig. 10. Die Gegen- spannung U1 hat hierbei die Grösse des Ankenspan- nungssollwertes, bei welchem die Feldschwächung des Gleichstrommotors beginnt.
Bei Überschreiten der Spannung U1 fliesst ein Teil des vorher ausschliesslich zur Aufladung des Kondensators U dienenden einge prägten Stromes über die Ventilanordnung 23 in die Spannungsquelle 24. Ein ähnlicher Verlauf lässt sich auch erreichen, wenn parallel zu dem Ladekonden sator ein nichtlinearer Widerstand, z.
B. ein Silit- widerstand oder eine Glimmstrecke in Reihe mit einem ohmschen Widerstand geschaltet wird. Nachzutragen ist noch, dass der Ladekonden sator auch durch den Anker eines kleinen Gleich- strommotors ersetzt werden kann.
Es wird hier die sogenannte dynamische Kapazität ausgenützt, wobei der Motor in Anlehnung an das beschriebene Ver fahren bei konstantem Ankerstrom beschleunigt, ver zögert und reversiert wird.
Method and circuit arrangement for specifying setpoints and control variables The task of maintaining a certain acceleration in electrical drives, regardless of the load, has been solved in a wide variety of ways. There are known devices that work in such a way, especially when using speed or armature voltage regulators, that the acceleration is immediate, e.g.
B. by differentiating the angular velocity, is measured and when a certain acceleration value is exceeded, the controller is influenced in such a way that the motor armature current is reduced. This is a direct acceleration limitation by way of an acceleration control. The stabilization of the acceleration control loop causes certain difficulties here because the required lead values are difficult to achieve.
A different approach is therefore often taken, namely to specify the setpoint value for the speed to be controlled, or armature voltage with a specific time curve, mostly linearly in time. There is also the need to keep this time course independent of the adjustment speed of the actual command transmitter, for example the control switch of a rolling mill drive.
This problem has often been achieved in such a way that the actual setpoint generator was designed as a DC or AC voltage potentiometer and adjusted by an adjusting motor with an adjustable speed.
However, in order to assign a certain position of the setpoint generator, that is to say a certain speed, to a certain position of the command transmitter, this arrangement can only work using a sequence or position control. A separate control loop only needs to be provided here for setpoint adjustment. The effort for this will be very great given the corresponding accuracy requirements.
Another disadvantage is that arrangements of this type cannot usually be implemented without the series connection of relay amplifiers or other amplifiers, and thus considerable dead times may arise from the command to the change in the setpoint. It is also known that setpoints and control values can be changed purely electrically with the aid of energy storage devices, such as capacitors and chokes, with a time delay. However, it is disadvantageous that practically the same time constant is decisive for small and large changes.
Since the time constant is selected in such a way that large changes take place with a sufficient time delay, the inertia of the energy storage device will become undesirably noticeable in the case of small changes.
In order to avoid the last-mentioned deficiency, the task of applying a constant current to a capacitor and of taking the required sizes from the connections on the capacitor has already been dealt with.
For this purpose, between a voltage source and the capacitor connected non-linear resistors, for example pentodes connected in parallel or a pentode in a rectifier bridge, were used between the desired final value of the setpoint or the control variable.
In fact, the constant current character was not achieved with these arrangements, since the non-linear resistors used work almost linearly in the area of small terminal voltages, so that the constant voltage character with the described deficiency of the large time delay remains.
The prior art would then include an arrangement in which an approximately linear increase in speed in the lower speed range is achieved by overexcitation of a throttle, with de ren load current being used to specify the speed. Due to the saturation properties of the choke, the high input voltage associated with overexcitation cannot affect the power circuit. When the speed is reduced, however, the full time constant is effective, so that the speed does not decrease linearly over time. Also, as a result of the over-excitation, a speed setting in the range of high speeds is not easily possible.
It is also known to act on a capacitor from an additional voltage source via an ohmic series resistor. The capacitor current direction is determined by an order switch, while parallel to the capacitor a limiting device determines the voltage value to be achieved. Any Ver change the voltage applied to the capacitor with a constant voltage change over time is not possible because u. a. there is no direct connection between the adjustment of the limiting device and the switching actuation.
According to the foregoing, the invention relates to a method and a circuit arrangement for specifying setpoints and control variables, these variables being taken from an energy storage device with capacitive behavior that is fed from a voltage source via a resistor.
To avoid the disadvantages outlined ge, it is proposed for the method according to the invention that the constant current generated via the resistor is used for charging, discharging and reloading the energy storage device via a switching device that depends on the difference between the voltage at the energy storage device and a default voltage is controlled and he determines the required current direction.
In the circuit arrangement according to the invention, a switching device formed from semiconductor elements is provided, in which:
a valve arrangement is provided with a bias voltage, which is formed by the difference between the voltage at the energy store and the set voltage. The invention makes use of a known circuit arrangement in which valves are connected via large series resistors with a
approximately constant bias current (that is, a so-called impressed current) are applied.
The ideas of the invention are to be tert erläu using an exemplary embodiment according to FIG. The potentiometer 1, which is connected to a direct voltage <B> U, </B> ", should be the command transmitter or control switch for the manual specification of a speed or armature voltage setpoint.
This setpoint value is not, as usual, compared directly with the actual value Uist and fed to the controller 3, but it is still the timing element consisting of the capacitor 4, the valves, preferably semiconductors <I> 5a </I> and < I> 5b, </I> of the direct current bias 6 and the series resistors <I> 7a </I> and <I> 7b,
</I> interposed. If the bias voltage 6 is selected to be approximately three to five times as large as the voltage U "" at the control switch 1, the series resistance <I> 7a </I> and <I> 7b </I> can also be used with Sudden adjustment of the control switch 1 from the one limit position -in the other achieve that the capacitor 4 is practically linearly charged or reloaded.
The time course of the actual setpoint voltage Up is then only determined by the size of the capacitance C of the capacitor 4 and the size of the preload: currents i, which in the steady state flow continuously through the valves 5a and 5b.
Thus, according to the invention, the acceleration process for the drive can also be set by varying the capacitance and the series resistances.
If the control amplifier or the total speed or armature voltage control circuit still has dead times, which is the case with a Leonard drive as well as with a converter drive with single-vessel feed, this arrangement offers the possibility of a control switch adjustment with a lead voltage with a small modification :
Generate a jump in the setpoint and feed it to the controller without delay. For this purpose an ohrnscher or inductive resistor 8 (Fig. 1) can be connected in front of the charging capacitor 4. A course of the setpoint voltage U then results, as shown in the curve <I> a </I> of FIG. 3 over time <I> t </I>.
At the time t ", the control switch 1 is said to have been moved jerkily to the middle. If only one resistor 8 is connected in series with the charging capacitor 4, the setpoint voltage UF first drops suddenly and then approaches the final value almost linearly , in this case zero, too.
If, on the other hand, a capacitor 9 is switched on in the manner shown in FIG. 2, the lead effect can be significantly increased in that at the first moment of the adjustment the total adjustment voltage is across the resistor 8, and so the setpoint voltage US has a curve as indicated by the dashed line b in FIG.
If you keep the time constant of resistor 8 and capacitor 9 so small that it is about an order of magnitude smaller than the total run-up time of the drive, it can be achieved that the dead times of the control loop are made largely ineffective by the sudden change in the setpoint voltage and the rest of the setpoint voltage curve is hardly influenced by this,
as is indicated in FIG. 3. An even better adaptation of the setpoint specification to the transition function of the control loop is: it is possible if several time delay elements that come into effect one after the other are combined by switching on a chain conductor instead of the simple RC element 8 and 9, as is done by the cons stood 10 and the capacitor 11 is indicated (Fig. 2).
Instead of the resistors 8 and 10, linear and / or saturable reactances can also be used.
In FIG. 4, the course of the setpoint voltage over time is shown as it would result from a sudden movement of the control switch from the zero position. The curve a relates in turn to a lead with a resistor 8 according to FIG. 1. The dashed curve b relates to the interconnection of one or more RC elements.
With an appropriate dimensioning it can be achieved that the dead time tT entered in FIGS. 3 and 4 corresponds to the dead time of the control loop, i.e. H. the course of the setpoint voltage is shifted in parallel by the dead time.
A few exemplary embodiments of circuit arrangements are now to be given which have the desired constant current behavior for charging, discharging and reversing the charging of the charging capacitor. All switching arrangements that have a current-voltage characteristic according to FIG. 5 can be used for this purpose; z.
B. Converter arrangements with constant current characteristics. This characteristic curve is characterized by the fact that the voltage U only after a certain value has been exceeded. Current i increases in one direction or the other, and the current remains constant even at a voltage of at least the size of the setpoint voltage U <<.
If, on the other hand, a brief changeover from a positive setpoint to the negative value and vice versa is to be expected in reversing operation, it must be ensured that the current remains constant even with a voltage of at least twice the setpoint. The value i should be able to be adjusted as easily as possible from zero to a limit value.
A further exemplary embodiment for this is given in FIG. 6. The valves 5, through which the capacitor current can then flow, are relieved of load very similarly to FIG. 1, but because of the valves 13 and a common high-ohmic resistor 12 in the static state only with the current i 2.
The setting can be made by the common variable resistor 12. The isolating valves 13 are necessary in order to always conduct the current via the central path when a control lever movement occurs, that is to say one of the two valves 5 is blocked.
The resistors 14 are only provided in order to keep the current distribution on both branches the same in the steady state.
Instead of the common resistor 12, as shown in FIG. 7, a bridge valve arrangement 15, which is fed by an impressed alternating current, can also be used as a series resistor effective on the DC side.
An intermediate converter 16 enables galvanic isolation on the one hand and favorable adaptation to a given alternating voltage 17 on the other hand. The setting:
of the charging current takes place via the alternating current resistor 18, which in this case can be ohmic, capacitive or inductive. The use of reactive resistors has the advantage that the constant current character can be achieved without major losses of active power.
A counter voltage 19 is switched into the diagonal of the overall arrangement, the level of which must be equal to twice the setpoint voltage U ". The arrangement works in such a way that when one of the valves 5 has to block twice the full setpoint voltage, the same voltage is applied to the Bridge 15 is pushed down almost to the value zero.
In FIG. 8, a bridge arrangement 20, each with an intermediate converter 21, is seen for both branches. The currents i can also be set here via the common alternating current resistor 18. The counter voltage 19 is to be kept exactly as in FIG. 7 at twice the setpoint voltage Uso.
If the setpoint generator is to be used for a DC motor with armature voltage control and additional field weakening, which is carried out depending on the armature voltage after a certain value has been exceeded, a largely constant acceleration current can be achieved,
if the specified target value runs from the moment the field weakening begins with a low, approximately exponential, slope ver.
Such an armature voltage setpoint specification can be followed with the aid of the arrangement shown in FIG. 9, in which an ohmic resistor 22 is connected in parallel with the charging capacitor 4, but which should only become effective after a certain setpoint U1 has been exceeded.
This is achieved by connecting a bridge valve arrangement 23 with the counter voltage 24 in front of the resistor 22. The time course with such an arrangement corresponds to that of FIG. 10. The counter voltage U1 has the size of the armature voltage setpoint at which the field weakening of the direct current motor begins.
When the voltage U1 is exceeded, a part of the previously used exclusively for charging the capacitor U is impressed current flows through the valve assembly 23 into the voltage source 24. A similar curve can also be achieved if a non-linear resistor, z.
B. a silicon resistor or a glow path is connected in series with an ohmic resistor. It should also be added that the charging capacitor can also be replaced by the armature of a small DC motor.
The so-called dynamic capacity is used here, with the motor being accelerated, decelerated and reversed based on the method described with a constant armature current.