Anordnung für Verstärker- oder Generatorzweeke mit nach Amplitude und Phase frequenzabhängiger Rttekkopplung. Vorliegende Erfindung betrifft Beine An- ordnung mit mindestens einer Elektronen röhre für Verstärker- oder Generatorzweeke mit nach Amplitude und Phase frequenz- abhängiger Rückkopplung und bezweckt eine frequenzabhängige, insbesondere selektive Verstärkung,,
die bei genügend starker Rück kopplung in Selbsterregung übergehen kann. Hiez.u können in bekannter Weise im Rück kopplungsnetzwerk an Stelle von Schwing- ,drosseln sogenannte RC-Glieder, welche nur aus: Widerständen und Kondensatoren. beste hen, vorgesehen werden,.
Infolge Wegfall von Drosseln werden; grössere Frequ:enzkonstanz und L:inearität innerhalb eines weiten Fre quenzbereiches und, insbesondere im Ton:fre- quenzbereich, ein wesentlich kleinerer Klirr faktor und Materialersparniserzielt. Das eine RC-Glied besteht :dann z.
B. aus :der Reihen-, das zweite aus :der Parallelschaltung je eines Widerstandes mit je einem Kondensator. Das komplexe Spannungsteilerverhältnis beider RC-Glieder gleicht der Impedanzkurve eines gedämpften Serie-Schwingungskreises. Die Trennschärfe kann aber beliebig stark ge- st:eigert werden, wenn :
die Rückkopplung über zwei Elektronenröhren erfolgt. Dieser Vorteil kommt besonders dann zur Geltung, wenn die RC-Glieder in einer Brückenschal- tung angeordnet -sind.
Vorliegende Erfindung ergibt einen wei teren Forischrittdadurch, d.ass, dass Rück kopplungsnetzwerk eine Brückenschaltung mit RC-Gliedern und einem Differentialüber trager :enthält.
Der Vorteil :der Erfindung besteht darin, :dass gegenüber bekannten An ordnungen ein wesentlich grösserer VeTstär- kungsfaktor erreicht wird bezw. ein kleinerer Rückkopplungsfaktor zur Selbisterregung ge nügt.
Nachstehend werden drei beispielsweise Ausführungsformen des Erfindungsgegen- standes an Hand der beigefügten Zeichnung näher erläutert.
Fig. 1 bis .3 ;stellen Schaltbilder einer Verstärkerstufe dar, wobei beide Wicklungen der Brückenschaltung einpolig am negativen. am positiven bezw. jede Wicklung an je einem Pol der Anodenspannun.gsquelle liegen.
Fig. 4 bis 6 stellen Ortskurven der Span nungen im Rückkopplungswerk dar.
Bei der Ausführungsfarm nach Fig. 1 lie gen an der Röhre 4 der Eingangs- und der Ausgangsübertrager 2 bezw. 3. Der Übertra ger 3 ist als Differentialübertrager ausgebil det. Der gemeinsame Punkt O der Wicklun gen I und Il liegt an "1VTasse" bezw. ,.Erde". Diese Wicklungen bilden mit den R.C-Glie- dern Z1 und Z2 zusammen die Brücken schaltung.
Die RC-Glieder bestehen aus den Widerständen und Kondensatoren R.1, C1 bezw. R2, C2. Der Spannungsteilerpunkt <I>P</I> zwischen den RC-Gliedern ist über die Se kundärwicklung des Ein-anbs'übertragers 2 mit dem Steuergitter der Röhre verbunden.
Der Widerstand R2 dient. zugleich als Git- tera_bleitwiderstand. Die nicht eingezeichnete Anodenspannungsquelle liegt an den Punkten -j-- A und O und kann nötigenfalls durch den Siebkondensator C3 überbrückt werden. Sie speist die Röhre 4 über .die Übertragerwiek- lung III.
Alle Spannungspfeile und zugehörigen Hinweiszeichen in Fig. 1 bis 3 bedeuten Nie der- oder Hochfrequenzspan:nungen. Die zu verstärkende Spannung an der Primärwicli:- lung V des Eingangsübertragers 2 induziert in der Sekundärwicklung VI die Spannung U1. Die Gitterspannung Ug ergibt sich durch vektorielle Addition von Z;'1 mit der Rück kopplungsspannung k <I>.</I> Ua., welche an der Brückendia.gon.ale <I>OP</I> liegt.
Der Faktor k ist der komplexe Rückkopplungsfaktor. Aus der Spannung <B>UI</B> ergibt sich durch Verstärkung und Übertragung auf Wicklung I die An odenspannung Ua, wenn das Windungszahl- verhältnis der Wicklungen III und I zu 1 angenommen wird.
Dass Windungszah lver- hältnis von Wicklung II zu I ist mit ii be- zeichnet.
Die Zusammenhänge aderelektrischen Spannungen werden durch die Vektordia- gramme mit Ortskurven Fig. 4 bis 6 vera.n- schaulicht. Hierbei ist für die RC-Glieder folgendes Zahlenbeispiel angenommen: I31 = 20 000, 132 = 40 000 Ohm, Cl - 10 000, C2 = 5000 pF.
Die Vektoren FR und B'C (F'ig. 4) stel len die Wechselspannungen an den -Wicklun gen I bezw. II (F'ig. 1) dar, wobei die An- odenweclisel-pannung ZTa der Einfachheit halber gleich 1 angenommen sei. Deren Summe FC liegt zugleich an dem durch die RC-Glieder gebildeten Spannungsteiler.
Die Vektoren<I>FE</I> bezw. EC entsprechen den Spannungsabfällen an den Impedanzen Z2 bezw. Z1, z. B. bei einer Frequenz von<B>170</B> Hertz.
Der vektorielle R.iickkapplungsfali:tor <I>BE = k</I> ist die Rückkopplungsspannung bei ZTa <I>- 1</I> in der Brückendiagonale <I>OP.</I> Die Vektoren TV<I>=</I> RD <I>=</I> Ugl(ta und ur <I>=</I> ED <I>-</I> ZTI.lZTa sind die Kehrwerte der Verstä,r- hungsfal#:toren ohne bezw. mit Rückkopplung, wobei der erstgenannte als phasenrein voraus gesetzt ist.
Ihre vektorielle Differenz ist IV- 2v <I>=</I> k. Der eingezeichnete Kreis ist die Ortskurve des Punktes E. Für da,s. g<U>e-</U> nannte Zahlenbeispiel hat der Kreis die un tere Hälfte des Vektors FC zum Durchmes- ,ser. Bestimmte Kreispunkte in F'ig. 4 sind mit den zugelörigen Frequenzen beschriftet. Die Reaonanzfi-equenz für das oben:genannte Zahlenbeispiel liegt bei 800 Hertz.
Diese ist durch ein phasenreines Spannungsteilerv er- hä-ltnis Z1 : Z? = 1 gekennzeichnet. Je nach Wahl des Windun-zahlverhältnisses ii sind folgende drei Fälle möglich.
Ist erstens i < 1, so liegen die Punkte B und D iiiisserhalb des Kreises. Bei Resonanz ist. der Riielkhopplungsfaktor k in Gegenphase zum Kehrwert u# der Verstärkung,<B>d.</B> h. <I>k, .</I> ZTa in @e@7 < ,nphase zu v. ZTa = ZTl Tig. 5). Diese ne@ativc Rüekkopphing (Gegenkopp lung) verursacht Verstärkungsverminderung.
Verkleinerung des Klirrfaktors, Unempfind- lichkeit gegen Speisespannungs- und Bela- sttin:-sschw@inlzunge n und andere Vorteile der Gegenkopplung kommen somit zur Geltung. Mit einer Röhre hohen Verstä[email protected], z. B. einer Penfhode, wird der Kehrwert <I>W =</I> BD- klein; trotz der Gegenkopplung ist eine hohe Trennschärfe erzielbar, falls Punkt B nahe beim Kreis liegt.
Liegt zweitens Punkt B innerhalb und D ausserhalb des Kreises (Fig. 4, ü > 1), @so. ist bei Resonanz <I>k</I> bezw. <I>k .</I> Ua in Phase mit w bezw. U1. Je kleiner w gegenüber<I>W</I> ist, desto mehr wird der Verstärkungsfaktor @durch die phasen reine, Rückkopplung angehoben und je näher 1) am Kreis liegt, desto schneller wächst der Betrag des.
Kehrwertes w des Verstärkungs faktors und dreht sich dessen Phase schon bei kleinen Abweichungen von: der Resonanz frequenz. Hieraus: folgt die ,grosse Trenn schärfe des Verstärkers. Wird,die Resonanz frequenz gleich der zu verstärkenden Fre quenz gewählt, so, kann, deren Amplitude theoretisch beliebig verstärkt werden, wäh rend Oberwellen und Brummfrequenzen oder dergleichen verhältnismässig stark unter- drückt werden.
Fällt drittens der Punkt D (F'ig. 4) auf oder in den Kreis :(ü > 1), so tritt Selbst erregung bei der Resonanzfrequenz ein.. Die Schaltungoano@rdnung ist als Generator ver wendbar und der Eingangsübertrager 2 kann wegfallen.
Die RC-Glieder Z1 und Z2 sind vertausch bar; dann ergibt sieh ein Vektor,dia.gramm nach Art der Fig. 6, das später beschrieben wird.
Bei der Ausführungsform nach Fig. 2 liegt der gemeinsame Punkt der Wicklun gen I und 1I -des Differentialübertragers am Pluspol -I- A der Anodenspannun:gsquellie. Wicklung I liegt gleichzeitig im Anoden kreis. Die, Anodenspannungsquelle kann wie der durch einen Siebkondensator C3 über brückt werden.
Der Kopplungskondensator Ck hält die Anodenspannung vom Steuergitter fern. Ein besonderer Giitterableitwiderstand Rg kommt hinzu. Auch hier gelten die Vek- tordiagramme und Ortskurven nach. F'ig. 4 bezw. 5 und, bei Vertauschung,der RC-Glie- der Z1 und Z2, das Diagramm nach Fig. 6.
Ein Vorteil der Schaltung nach Fig. 2 gegenüber derjenigen nach Fig. 1 besteht in der Einsparung der Anodenwicklung III, ein Nachteil in dem. Mehraufwand des Wi derstandes Rg und,des Kondensators Ck.
Bei der Ausfü@hrungsfomm nach Fig. 3 liegt die Wicklung I ebenfalls am Pluspol -I- A der AnoJenspannungsquelle, wobei si e zugleich als Anodenwicklung 41ent. Dab gen liegt Wicklung II an "Masse" bezw. "Erde".
Bei der gezeichneten Schaltung liegt die Parallelschaltung ,des RC-Gliedes Z2 am der geerdeten Wicklung II, so dass1 der Wider stand R2 zugleich als Gitterableitwiderstand verwendet wird.
Die Schaltung nach Fig. 3 hat folgende Vorteile: Auch hier wird die Anodenwick lung III eingespart. Überdies erfordert die geerdete Wicklung II nur eine verhältnis mässig geringe Isolation gegen "Masse" und somit gegen den Kern des Übertragers. Bei Vertauschung der RC-Glieder sind allerdings ein Gitterableitwiderstand Rg und Kopp- lungskondensator Ck
@erforderlich, wie bei Fig. 2; diese zwei Elemente sind dagegen bei der :gezeichneten Anordnung (Pig. 3) über flüssig.
Für die Schaltung nach Fig. 3 gilt ein Vektordia,gramm nach Art der Fig. 6. Im Gegensatz zu Fig. 4 und 5 ist hier für das mitgeteilte Zahlenbeispiel die obere Hälfte des Spannungsvektors FC Durchmesser des Ortskreises. Infolge Analogie zu Fig. 4 und 5 und zugehöriger Beschreibung kann die Diskussion der drei möglichen Fälle kurz ge- fa.sst werden.
Liegen erstens die Punkte<I>B</I> und<I>D</I> inner halb des Kreises<I>(ü < 1),</I> so ist<I>k</I> bei Reso - nanz in Gegenphase mit w (Gegenkopplung). Dieser Fall ist hinsichtlich Trennschärfe nur vorteilhaft bei einer Röhre hohen Verstär kungsfaktors, d. h. wenn der Punkt D nahe am Kreis liegt. Andernfalls ist eine Vertau schung der RC-Glieder vorteilhafter, weil gemäss Fig. 5 hierbei eine :grössere Trenn sehäarfe erzielbar ist.
Liegt zweitens<I>D</I> innerhalb, <I>B</I> ausserhalb des Kreises (ü > 1), -so, gelingt es auch bei kleiner Röhrenverstärkung, den Punkt D in Kreisnähe zu verlegen und somit eine Ver- s.tärkungskurve mit grosser Trennschärfe zu erzielen.
Liegt drittens D auf oder ausserhalb der Kreislinie (ü > 1), so, wirkt die Anordnung in beschriebener Weise als Generator und der Eingangsübertrager kann in Fig.3 ebenso wie in Fig. 1 und 2 weggelassen werden.
Bei. Vertauschung :der RC-Impedanzen Z1 und Z2 in. Fig. 3- gelten die früher be schriebenen Dia ramme nach Pig. 4 oder 5.
Bei allen drei Ausführungsformen naeb Fig. 1 bits 3 kann ,die Ausgangswech!sel.span- nung in üblicher Weise von einer Wicklung IV des. Ausgangsübertragers oder an den Stellen 0, R unmittelbar von der Röhren anode abgezogene werden.
Die beschriebenen. Anordnungen weisen, insbesondere bei ihrer Ausbildung als Ver stärker mit starker negativer Rückkopplung, den Vorteil auf, dass der nicht eingezeieb.nete Belastungswiderstand am Ausgang in weiten Grenzen veränderbar ist, wobei sich Verstär- kungsgra:
d, Trennschärfe. und Klirrfaktor nur unwesentlich ändern, da die Rückkopp lungsspannung infolge der Brückenschaltung von der Ausgangsspannung weitgehend ent- koppelt ist.
Es können für die RC-Glieder in bekann ter Weise stufenweise oder stetig regelbare Widerstände und Ko.ndeneatoren vorgesehen werden zur Änderung -der Resonanzfrequenz innerhalb weiter Grenzen.
Die Rückkopplungsspannung kann auch einer andern Röhre !der Anordnung zuge führt werden. Abweichend von den Ausfüh rungsformen nach Fig. 1 bis 3 kann z. B. der Rückkopplungskanal an die Kathodenimpe- danz einer vorhergehenden Röhre gelegt wer den. Dabei kann der Eingangsübertrager 2 ohne weiteres wegfallen. Daraus ergibt sich insbesondere dann eine 3Zateralersparnis, wenn ohnehin der Hauptröhre mindestens eine andere Röhre. vorgeschaltet ist.
Arrangement for amplifier or generator purposes with frequency-dependent RF coupling according to amplitude and phase. The present invention relates to an arrangement with at least one electron tube for amplifier or generator purposes with frequency-dependent feedback according to amplitude and phase and aims at a frequency-dependent, in particular selective amplification.
which can turn into self-excitement with sufficiently strong feedback. Hiez.u can in a known way in the feedback network instead of oscillating, throttling so-called RC elements, which only consist of: resistors and capacitors. exist, be provided.
As a result of the elimination of chokes; greater frequency constancy and L: inearity within a wide frequency range and, especially in the tone frequency range, a significantly lower distortion factor and material savings are achieved. The one RC element consists: then z.
B. from: the series, the second from: the parallel connection of one resistor each with one capacitor each. The complex voltage divider ratio of both RC elements resembles the impedance curve of a damped series oscillation circuit. The selectivity can, however, be adjusted as desired if:
the feedback takes place via two electron tubes. This advantage is particularly effective when the RC elements are arranged in a bridge circuit.
The present invention provides a further step in that the feedback network includes a bridge circuit with RC elements and a differential transformer.
The advantage of the invention is that: compared to known arrangements, a significantly greater amplification factor is achieved or a smaller feedback factor for self-excitation is sufficient.
Three exemplary embodiments of the subject matter of the invention are explained in more detail below with reference to the accompanying drawings.
1 to 3; show circuit diagrams of an amplifier stage, with both windings of the bridge circuit having one pole at the negative. on the positive or each winding is connected to one pole of the anode voltage source.
Fig. 4 to 6 represent locus curves of the voltages in the feedback mechanism.
In the embodiment of Fig. 1 lie conditions on the tube 4 of the input and output transformer 2 respectively. 3. The Überra ger 3 is ausgebil det as a differential transformer. The common point O of the windings I and II is on "1V cup" respectively. , "Earth". These windings together with the R.C elements Z1 and Z2 form the bridge circuit.
The RC elements consist of resistors and capacitors R.1, C1 respectively. R2, C2. The voltage divider point <I> P </I> between the RC elements is connected to the control grid of the tube via the secondary winding of the input transformer 2.
The resistor R2 is used. at the same time as a grid lead resistance. The anode voltage source, not shown, is at points -j-- A and O and can, if necessary, be bridged by the filter capacitor C3. It feeds the tube 4 via .die transformer III.
All voltage arrows and associated symbols in FIGS. 1 to 3 mean low or high frequency voltages. The voltage to be amplified at the primary winding V of the input transformer 2 induces the voltage U1 in the secondary winding VI. The grid voltage Ug results from the vectorial addition of Z; '1 with the feedback voltage k <I>. </I> Ua., Which is located on the bridge dia.gon.ale <I> OP </I>.
The factor k is the complex feedback factor. The anode voltage Ua results from the voltage <B> UI </B> through amplification and transmission to winding I, if the number of turns ratio of windings III and I is assumed to be 1.
The number of turns ratio of winding II to I is denoted by ii.
The relationships between the wire-electrical voltages are illustrated by the vector diagrams with locus curves, FIGS. 4 to 6. The following numerical example is assumed for the RC elements: I31 = 20,000, 132 = 40,000 Ohm, Cl - 10,000, C2 = 5000 pF.
The vectors FR and B'C (Fig. 4) provide the alternating voltages on the windings I respectively. II (FIG. 1), the anode exchange voltage ZTa being assumed to be 1 for the sake of simplicity. Their sum FC is also due to the voltage divider formed by the RC elements.
The vectors <I> FE </I> and EC correspond to the voltage drops across the impedances Z2 respectively. Z1, e.g. B. at a frequency of <B> 170 </B> Hertz.
The vectorial retraction case: tor <I> BE = k </I> is the feedback voltage at ZTa <I> - 1 </I> in the bridge diagonal <I> OP. </I> The vectors TV <I> = </I> RD <I> = </I> Ugl (ta and ur <I> = </I> ED <I> - </I> ZTI.lZTa are the reciprocal values of the understanding cases without or with feedback, whereby the former is assumed to be phase-pure.
Their vectorial difference is IV- 2v <I> = </I> k. The circle drawn is the locus of point E. For there, s. g <U> e- </U> named numerical example, the circle has the lower half of the vector FC to the diameter. Certain circle points in Fig. 4 are labeled with the associated frequencies. The reaonance fluency for the numerical example given above is 800 Hertz.
This is achieved by a pure phase voltage divider ratio Z1: Z? = 1 marked. Depending on the choice of the wind speed ratio ii, the following three cases are possible.
First, if i <1, then the points B and D lie outside the circle. If there is a response. the back coupling factor k in phase opposition to the reciprocal value u # of the gain, <B> d. </B> h. <I> k,. </I> ZTa in @ e @ 7 <, nphase to v. ZTa = ZTl Tig. 5). This ne @ ativc feedback (negative feedback) causes gain reduction.
Reduction of the distortion factor, insensitivity to supply voltage and load: -sschw @ inlzunge n and other advantages of the negative feedback come into play. With a tube with a high degree of amplification, e.g. B. a penfhode, the reciprocal value <I> W = </I> BD- becomes small; Despite the negative feedback, a high degree of selectivity can be achieved if point B is close to the circle.
Second, point B lies within and D outside of the circle (Fig. 4, ü> 1), @so. is <I> k </I> resp. <I> k. </I> Ua in phase with w or. U1. The smaller w is compared to <I> W </I>, the more the gain factor @ is increased by the pure phase feedback and the closer 1) it is to the circle, the faster the amount of the increases.
The reciprocal value w of the gain factor and its phase rotates even with small deviations from: the resonance frequency. From this: the high degree of separation of the amplifier follows. If the resonance frequency is chosen to be equal to the frequency to be amplified, its amplitude can theoretically be amplified at will, while harmonics and hum frequencies or the like are relatively strongly suppressed.
Third, if point D (Fig. 4) falls on or in the circle: (ü> 1), self-excitation occurs at the resonance frequency. The circuit arrangement can be used as a generator and the input transformer 2 can be omitted.
The RC elements Z1 and Z2 are interchangeable; then results in a vector, dia.gramm, of the type of FIG. 6, which will be described later.
In the embodiment according to FIG. 2, the common point of the windings I and 1I -of the differential transformer at the positive pole -I- A of the anode voltage: gsquellie. Winding I is also in the anode circuit. The anode voltage source can, like that, be bridged by a filter capacitor C3.
The coupling capacitor Ck keeps the anode voltage away from the control grid. There is also a special grid resistance Rg. The vector diagrams and loci also apply here. F'ig. 4 resp. 5 and, when interchanged, the RC elements Z1 and Z2, the diagram according to FIG. 6.
An advantage of the circuit according to FIG. 2 over that according to FIG. 1 is the saving of the anode winding III, a disadvantage in that. Additional effort of the resistance Rg and the capacitor Ck.
In the embodiment according to FIG. 3, the winding I is also connected to the positive pole -I- A of the anode voltage source, with it at the same time acting as the anode winding. Dab gene is winding II to "ground" respectively. "Earth".
In the circuit shown, the parallel circuit of the RC element Z2 is connected to the grounded winding II, so that the resistor R2 is also used as a grid leakage resistor.
The circuit according to FIG. 3 has the following advantages: Here too, the anode winding III is saved. In addition, the grounded winding II requires only a relatively low level of isolation from "ground" and thus from the core of the transformer. If the RC elements are interchanged, however, a grid leakage resistor Rg and a coupling capacitor Ck are required
@required, as in Fig. 2; these two elements, however, are superfluous in the arrangement shown (Pig. 3).
For the circuit according to FIG. 3, a vector diagram of the type of FIG. 6 applies. In contrast to FIGS. 4 and 5, the upper half of the voltage vector FC is the diameter of the local circle for the numerical example communicated here. As a result of the analogy to FIGS. 4 and 5 and the associated description, the discussion of the three possible cases can be briefly summarized.
First, if the points <I> B </I> and <I> D </I> lie within the circle <I> (ü <1), </I> then <I> k </I> is Reso - nanz in opposite phase with w (negative feedback). In terms of selectivity, this case is only advantageous for a tube with a high gain factor, i.e. H. when point D is close to the circle. Otherwise, a confusion of the RC elements is more advantageous because, according to FIG. 5, a greater separation can be achieved.
Second, if <I> D </I> is inside, <I> B </I> outside the circle (ü> 1), -so, it is possible to move point D close to the circle and thus create a ver - see strengthening curve to achieve a high degree of selectivity.
Thirdly, if D is on or outside the circular line (> 1), the arrangement acts as a generator in the manner described and the input transformer can be omitted in FIG. 3 as well as in FIGS. 1 and 2.
At. Interchange: the RC impedances Z1 and Z2 in Fig. 3- apply the Pig diagrams described earlier. 4 or 5.
In all three embodiments according to FIG. 1, bits 3, the output alternating voltage can be drawn in the usual way from a winding IV of the output transformer or directly from the tube anode at points 0, R.
The described. Arrangements have the advantage, especially when they are designed as amplifiers with strong negative feedback, that the load resistance that is not inserted at the output can be varied within wide limits, whereby the gain is:
d, selectivity. and distortion factor change only insignificantly, since the feedback voltage is largely decoupled from the output voltage due to the bridge circuit.
Resistances and co-deneators which can be regulated stepwise or continuously in a known manner can be provided for the RC elements to change the resonance frequency within wide limits.
The feedback voltage can also be fed to another tube in the arrangement. Notwithstanding the Ausfüh approximately forms according to FIGS. 1 to 3, for. B. the feedback channel is placed on the cathode impedance of a preceding tube who the. The input transformer 2 can easily be omitted. This results in a lateral saving in particular if at least one other tube is already in the main tube. is upstream.