Nutzbremssehaltung für Einphasen-Serienmotoren. Gegenstand vorliegender Erfindung ist eine Nutzbremssehaltung für Einphasen- Serienmotoren.
Bei Einphasen-Serienmotoren ist eine Nutzbremsung durch Fremderregung des Magnetfeldes möglich. Um bei solchen An ordnungen eine günstige Phasenlage des Nutzbremsstromes zu bekommen, ist es zweckmässig, eine derartige Schaltung zu wählen, dass der Strom in den Feldmagnet- w icklungen in Phase mit der zugeführten Spannung ist. Da die Magnetwicklungen eine grosse Selbstinduktion haben, ist es not wendig, für Erzielung dieser gewünschten Phasenlage besondere Hilfsmittel vorzusehen.
Als solche sind schon verschiedene Schaltun gen mit rotierenden Umformern, Drosselspu len und Ohmschen Widerständen vorgeschla gen, die aber ziemlich kompliziert sind und umfangreicher zusätzlicher Schalteinrichtun gen bedürfen.
Erfindungsgemäss wird mit der Feldwick lung der Einphasen-Serienmotoren ein Kon- densator in. Serie geschaltet, um einen günsti gen Phasenwinkel zwischen dem Magnetisie- rungsstrom und der an den Klemmen der Motoren herrschenden Spannung zu er reichen.
In dem Spezialfall, in welchem die Re sonanzbedingung im Erregerkreise
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eingehalten wird, wird Phasengleichheit zwi schen dem Magnetisierungsstrom und dieser Spannung erreicht. Fig. 3 stellt die Erfindung prinzipiell in beispielsweiser Schaltung dar, während Fig. 4 das zugehörige Vektordiagramm veranschau licht.
An einem Anzapftransformator D, der von einer Wechselstromquelle gespeist wird, ist der Anker A eines Einphasenserienmotors geschaltet, dessen Magnetwicklung B über einen Kondensator C von einer weiteren An zapfung des Transformators D gespeist wird. Es kann aber an Stelle des Anzapftransfor- mators ein Transformator mit getrennten Wicklungen oder ein beliebiger Stromerzeu ger treten.
Fig. 4 zeigt das Vektordiagramm, wobei die Spannungen auf eine gemeinsame Ver gleichsspannung entsprechend dem Anschluss an verschiedene Transformatorspannungen reduziert sind. E ist die Netzspannung. Der klagnetisierungsstrom J. ist in Phase mit der Spannung E. Mit dem Magnetisierungs- strom stimmt auch das Hauptfeld in seiner Phasenlage überein.
Das Hauptfeld erzeugt phasengleich eine rotatorisch induzierte Ge- neratorspannung Eg, die somit auch mit E phasengleich, jedoch bei einer der Bremsung entsprechenden Geschwindigkeit grösser als diese ist. Wird von der Spannung Eg der induktive Spannungsabfall EX und der Ohm- sehe Spannungsabfall El. im Ankerstromkreis abgezogen, so verbleibt die Netzspannung E. Aus dieser Konstruktion erhält man, wie er sichtlich, in bekannter Weise Grösse und Pha senlage des Nutzstromes I.
Wie ersichtlich, gibt der nutzbremsende Motor unter dem Winkel 9p nacheilenden Strom<I>I</I> ab, bezw. nimmt den gleichen Betrag an voreilendem Strom auf. Diese Anordnung entlastet somit das Bahnnetz vom Blindstrom und verbessert daher in bekannter Weise die Übertragungs fähigkeit des Netzes.
Die angegebene Schaltung nach Fig. 3 ist im Wesen eine Schaltung mit Nebenschluss- chaTakter. Da bei dieser Schaltung bekannt lich beim Überschalten von einer Stufe zur andern, sowie bei Spannungsschwankungen sehr starke Stromstösse auftreten können, empfiehlt es sich, durch Vorsehung eines an sich bekannten Kompoundierungs-Transfor- mators eine Kompoundcharakteristik zu er zielen, wodurch wesentlich weicheres Verhal ten bei Spannungsschwankungen,
sowie ge ringere Stromstösse beim Überschalten be wirkt werden.
Fig. 5 zeigt die betreffende Schaltung, wobei die Bezeichnungen .der Fig. 3 beibehal ten sind. Hinzugekommen ist .der Kompoun- dierungs-Transformator mit der Primärwick- lung B, und der Sekundärwicklung B2. Die Sekundärwicklung ist derart geschaltet,
dass der im Stromkreis des Ankers .A fliessende Nutzbremsstrom die der Magnetwicklung zu geführte Spannung des Anzapftransforma- tors D im wesentlichen zu vermindern sucht. Dieser Schaltung entspricht .das Vektor diagramm Fig. 6, wobei die Bezeichnungen der Fig. 4 beibehalten sind.
Die der Magnet wicklung zugeführte Spannung setzt sich dabei aus zwei Komponenten zusammen, der der Netzspannung entsprechenden Spannung E und der transformatorisch in der Wick lung B= induzierten Spannung Et. Beide geben die resultierende Spannung E., mit welcher der Magnetisierungsstrom J. und damit auch das Hauptfeld phasengleich ist. Die Spannung Et ist in der Phase entgegen gesetzt gleich dem Nutzbremsstrom I.
Die Nutzbremsspannung E, hat die eingezeich nete Richtung, und es ergibt sich analog wie in Fig. 4 Grösse und Richtung des Nutz bremsstromes I. Diese Schaltung hat noch den Vorteil, dass der Phasenwinkel (p des Nutzbremsstromes kleiner ist, wie bei der Schaltung nach Fig. 3, und auch der innere Phasenwinkel y zwischen Nutzbremsstrom und Magnetisierungsstrom bezw. Hauptfeld kleiner ist als bei der Schaltung nach Fig. 3,
wodurch sich bei gleichen Bremsströmen ein grösserers Bremsmoment ergibt.
In Fig. 7 ist diese Schaltung anhand eines Lokomotivschaltbildes näher ausgeführt. Von einem vom Fahrdraht gespeisten Stromab nehmer empfängt über dem Hauptschalter G der Anzapftransformator H in bekannter Weise seine Spannung. An der Sekundär seite des Anzapftransformators H sind in bekannter Weise die Stufenhüpfer 1 bis 6 angeschlossen, welche über die Spannungs- teilerdrosselspule K die Speisung, der Trieb motoren durchführen.
Die Einstellung der Fahrt bezw. Bremsschaltung erfolgt durch zwei Walzenschalter L (Bremswalzen), wel che die beiden Stellungen " f" (Fahrt) und "b" (Bremse) enthalten. Die Umschaltung der Feldwicklungen für die Fahrtwendungen erfolgt durch gesonderte Fahrtwender t11. In der Stellung Fahrt (f) sind die Hauptpol- wicklungen B mit den Ankerwicklungen A, den Kompensationswicklungen N, den Wendepolwieklungen 0 und Wendepolshun- len P in üblicher Weise in Serie geschaltet. Die beiden Motoren der Lokomotive sind parallel geschaltet.
Die Steuerung der Fahrt stellungen erfolgt in bekannter Weise mit Hilfe des Belages der Kontrollerhauptwalze Q, welche von der als Steuerstromquelle ein gezeichneten Batterie R den Steuerstrom er hält und diesen den Betätigungsspulen der Hüpfer 1 bis 6 zuführt. Es sind dabei im Schema der Übersichtlichkeit halber die Betätigungsspulen der Hüpfer, sowie die Steuerleitungen zu diesen samt Verriege- lungsleitungen nicht eingezeichnet, sondern nur bei der Kontroller-Hauptwalze Q die be treffenden Finger mit denselben Zahlen 1 bis 6 bezeichnet, wie die Bezeichnung der Hüp fer lautet.
Die Umschaltung von Fahrt auf Bremse erfolgt durch die Bremssteuerwalze S, durch welche in den Fahrtstellungen durch die Fin ger<I>f</I> die Stellung<I>f</I> der Bremswalze<I>L</I> ein gestellt wird und gleichzeitig der später zu besprechende Hüpfer 8 eingeschaltet wird. In der Stellung "Bremse" der Walze S wird die Stellung b der Bremswalze L eingestellt und gleichzeitig der Hüpfer 7 eingeschaltet.
Durch die Einschaltung des Hüpfers 7 wird der Kondensator C an eine Anzapfung des Stufentransformators H gelegt und die durch Umstellung der Walzen L von den Ankern <I>A</I> abgetrennten Magnetwicklungen<I>B</I> werden in der in Fig. 5 prinzipiell angezeigten Weise geschaltet.
Die beiden Wicklungen B der zwei Motoren sind dabei in Serie vom Strom durchflossen und in Serie zu ihnen ist auch, wie man bei Verfolgung des Stromkreises sieht, die Sekundärwicklung B@ des Kom- poundierungs-Tra.nsformators geschaltet, des sen Primärwicklung B1 im .Stromkreis der Motoranker A liegt.
Eine Umschaltung der Ohmschen Wendepolshunte P vom Fahr betrieb auf induktive Shunte, wie sie eigent lich der Phasenlage des Nutzbremsstromes gegenüber der Magnetwicklung entsprechen würde, ist bei der eingezeichneten Schaltung nicht angenommen, kann aber, wenn zweck mässig, ebenfalls durch die Bremswalzen L bewirkt werden.
Die Schaltung bei Nutzbremsung erfolgt nun auf die Art und Weise, dass der Ein fachheit halber die Erregung der Magnet felder konstant gehalten wird, bezw. die Magnetisierungsstromstärke nicht reguliert wird, wiewohl prinzipiell auch eine Ände- rang der Erregerstromstärke in bekannter Mreise möglich wäre. Der Ankerstromkreis der Triebmotoren wird mit Hilfe der Stufen- hüpfer 1 bis 6 und der Überschaltdrossel- spule K an die verschiedenen Anzapfungen des Transformators H gelegt.
Dabei wird damit begonnen, zuerst die Anker an die höchsten Anzapfungen zu legen und dann werden im Verlaufe der Bremsung und Ver langsamung des Zuges die Anker an eine immer niedrige Transformatorspannung an geschlossen. Auf diese Weise ist es möglich, die Nutzbremsung bis zu einer relativ ge ringen Fahrgeschwindigkeit fortzusetzen und so einen grossen Teil der Bewegungsenergie des Zuges zurückzugewinnen.
Die Schaltung der Stufenhüpfer hat dabei in verkehrter Reihenfolge wie bei Fahrt zu erfolgen, und es wird dies nach einem weiteren Anspruch derart durchgeführt, dass dieselbe Walze für die Betätigung der Stufenhüpfer bei Fahrt und Bremse mit denselben Stellungen benützt wird, wobei bei den Fahrtstellungen diese von der Stellung- 0 in die Stellung 1, 2 bis 6 gedreht wird, während sie bei Stellung "Bremse" ebenfalls von der "Nullstellung" beginnend, in verkehrter Richtung, wie bei Fahrt, in die Stellung 6, 5 usw. bis 1 ge dreht werden kann.
Die betreffende Schaltmöglichkeit der Hauptwalze Q kann in einfacher Weise durch eine mechanische Vorrichtung bewirkt wer den, welche in Fig. 1 und 2 beispielsweise erläutert ist. Die Fahrkurbel 10 kann bei der eingezeichneten Stellung der Brems steuerwalze S, die der Stellung Fahrt ent spricht, nur nach links in .die Stellung 1, 2 gedreht werden, da sie an der Drehung in die verkehrte Richtung durch den Anschlag 11, welcher über die Kontrollerdeckplatte 1.2 herausragt, gehindert wird.
Wird die Brems walze S in die Stellung Bremse gedreht, so wird durch den Hebel 1$, Schubstange 14 und den Winkelhebel 15 der Anschlag 11 unter die Kontrollerdeckplatte 12 gesenkt und dafür der Anschlag 16 über die Kontrol- lerdeckplatte gehoben, so dass dann die Kur bel nur nach der andern Richtung wie bei der Fahrt gedreht werden kann.
Im Zusammenhang mit der Nutzbrems- schaltung ist auch eine Vorrichtung ein gezeichnet, welche bei Unmöglichkeit, die Nutzbremsenergie verwenden zu können, die mechanische Bremse betätigt. Diese Einrich tung besteht aus einem Überspannungsrelais T, welches seine Kontakte schliesst, wenn kein Energieverbrauch auf der .Strecke vor handen ist und daher die Spannung der Loko motive einen übermässigen Wert annimmt, aus einem Notbremsventil U und der Haupt schalterauslösung V.
Bei Ansprechen des Überspannungsrelais T wird mit Hilfe der Steuerstrombatterie B durch das nicht näher eingezeichnete, an sich bekannte Notbrems- ventil U eine mechanische Bremsung einge leitet und gleichzeitig der Hauptschalter G des Fahrzeuges über die Auslösung V aus geschaltet.
Das Notbremsventil kann, wie eingezeich net, mit der Nutzbremseinrichtung noch der art kombiniert werden, dass bei Überschal tung der Nutzbremsung in die letzte Stellung (1) ausser der Nutzbremsung auch die me chanische mit Hilfe des Notbremsventils <I>TI</I> eingeleitet wird. Die hierfür notwendige Schaltung ist aus der Fig. 7 zu entnehmen, wobei noch ein Ausgleichwiderstand W, der den Widerstand der Auslösespule V ersetzt., vorgesehen ist.
Wenn ein Kondensator nicht unter Span nung steht, so ist es zweckmässig, ihn kurz zuschliessen, was auch beim Kondensator C erfolgt. Dieser Kurzschluss kann, wie es- in Abb. 7 durch den Hüpfer 8 in der Fahrt stellung -durchgeführt wird, gleichzeitig da mit verbunden werden, mit Hilfe des Kom- poundierungs-Transformators B" BZ die Ka pazität C in Hauptstromkreis wirksam zu machen und dadurch eine Verbesserung der Phasenlage des Stromes während der Fahrt hervorzurufen.
Die angegebene Schaltung gilt nur prin zipiell und kann im wesentlichen auch durch andere an sich bekannte Mittel (Stufenschal ter, Feinregler etc.) erreicht werden. Ebenso ist es möglich, um an Erregungsenergie für die nutzbremsenden Motoren zu sparen, diese bei der Nutzbremsung in Serie zu schalten, während sie für den Fahrbetrieb parallel ge schaltet sind. Schliesslich können auch Fahrt wenderwalzen M und Bremswalzen L in einem gemeinsamen Apparat vereinigt wer den, oder die Schaltung statt durch Walzen schalter durch Hüpfer vorgenommen werden.
Die Fig. <B>8</B> bis 10 veranschaulichen wei tere Ausbildungen der Erfindung.
Da bekanntlich Einphasen-Seriemotoren im allgemeinen für verhältnismässig niedrige Spannungen gebaut werden, ist auch die Spannung, die zur Erregung der Feldwick lung notwendig ist, verhältnismässig gering. Da für diese Spannungsverhältnisse der Bau von Kondensatoren schwierig ist oder Kon densatoren für niedrige Spannungen nur schlecht ausgenützt sind, lassen sich in vie-, len Fällen wesentlich günstigere Verhältnisse für die Grösse der Kondensatoren bei der an gegebenen Bremsschaltung erzielen, wenn diese nicht direkt in Serie mit der Feldwick lung geschaltet werden, sondern in an sich bekannter Weise über einen Zwischentrans formator.
Letzterer hat höhere Sekundär spannung, seine Primärspannung ist in Serie mit der Feldwicklung geschaltet. In bekann ter Weise wirkt dann die Kapazität so, als ob sie um das Quadrat des Übersetzungsver hältnisses des Zwischentransformators ver grössert direkt in den Erregerkreis geschal tet wäre.
Wie aus Fig. 4 hervorgeht, ist bei Ver wendung einer Schaltung ohne Kompoundie- rungs-Transformator die Tangente des Pha- senverschiebungswinkels (p gleich dem Ver- hältnis des induktiven zum Ohmschen Span nungsabfall im Ankerstromkreis des nutz bremsenden Motors.
Da der Ohmsche Span nungsabfall des Ankerstromkreises im Ver hältnis zum induktiven Spannungsabfall des selben Stromkreises klein ist, ergibt sich somit ein relativ grosser Winkel 9p, so dass zur Er zielung eines entsprechenden Drehmomentes beim Bremsen und einer genügenden Brems- ieistung verhältnismässig grosse Ankerströme notwendig sind. Die Verhältnisse hierfür können nun, abgesehen von dem eingangs erwähnten Kompoundierungs-Transformator dadurch verbessert werden, dass in dem An kerstromkreis ein zusätzlicher Ohmscher Wi derstand eingeschaltet wird.
Es lässt sich leicht nachweisen, dass für ein bestimmtes Verhältnis zwischen Ohmschem und induk tivem Widerstand dieses Stromkreises die Verluste für eine gegebene Bremsleistung ein Minimum werden, und es kann angestrebt werden, dieses Verhältnis möglichst oder ganz zu erreichen. Als Ohmschen Wider stand kann ganz oder teilweise, nach ent sprechender Umschaltung, der für den Fahr betrieb übliche Ohmsche Wendepolshunt Verwendung finden.
In Fig. 8 ist die betreffende Schaltun beispielsweise schematisch dargestellt, wobei im Erregerstromkreis ein Zwischentransfor mator für den Kondensator vorgesehen ist. An einer Anzapfung des Haupttransforma tors<I>D</I> ist die Ankerwicklung<I>A</I> über den zusätzlichen Ohmschen Widerstand G ge schaltet. Anderseits ist an einer andern An zapfung des Transformators der Erreger stromkreis angeschlossen, der die Erreger wicklung des Motors Z und die Primärwick lung F, des Zwischentransformators für den Kondensator enthält. Die Sekundärwicklung F2 desselben Transformators speist direkt den Kondensator C.
An Stelle eines Trans formators mit zwei Wicklungen F,, F= kann auch ein Transformator in Sparschaltung Verwendung finden.
Zur Erzielung eines geringen Phasenver- schiebungswinkels ist es zweckmässig, eine Voreilung zwischen dem Magnetisierungs- strom und der Netz- bezw. Transformator spannung zu bewirken, wie sie auch durch den eingangs beschriebenen Kompoundie- rungs-Transformator bewirkt wird (vergl. Vektordiagramm Fig. 6). Es können jedoch zur Erzielung des gleichen Zweckes auch an dere an sich bekannte Mittel verwendet wer den.
Eine beispielsweise Schaltung, die die Leiche Verschiebung mit andern Mittel be wirkt, ist die folgende: Der Erregerstromkreis wird vom Trans formator nicht direkt gespeist, sondern in der Weise, dass über einen Ohmschen Wider stand Zweigströme fliessen, von welchen der eine den Magnetisierungsstrom des Motors bildet und der andere über eine entspre chend grosse Induktivität fliesst. An Stelle des Stromes in der Induktivität kann auch der Magnetisierungsstrom eines Transforma tors treten, von dessen Sekundärseite der Magnetisierungsstrom des Motors abgenom men wird.
Dieser ist dann wie gewünscht gegenüber der Primärspannung etwas in der Phase voreilend.
Eine beispielsweise Schaltung hierfür ist aus Fig. 9 zu entnehmen. Am Transforma tor<I>D</I> ist einerseits der Anker<I>A</I> des Ein phasen-Serienmotors angeschlossen, ander seits werden über einen Ohmschen Wider stand r' zwei parallele Stromkreise gespeist. Der eine dieser Stromkreise speist die Er regerwicklung Z über die Primärseite des Kondensator-Zwischentransformators F,. In diesem Stromzweig fliesst der Magnetisie- tungsstrom J.. Der zweite Stromzweig wird durch die Induktivität H gebildet; der Strom in ihm sei mit<B>JD</B> bezeichnet.
Die Induk- tivität H kann in bekannter Weise als Er satzschema für einen auf das Übersetzungs verhältnis 1 :1 reduzierten Transformator aufgefasst werden, dessen Magnetisierungs- strom dem Strom<B>JD</B> entspricht.
Da., wie aus der noch zu besprechenden Fig. 10 hervor geht, zur Erzielung einer entsprechenden Phasenverschiebung der Strom J v eine be stimmte Grösse haben muss, kann es vorteil haft sein, bei dem Transformator einen grö- sseren Magnetisierungsstrom als normal er forderlich, durch besondere, an sich bekannte Hilfsmittel zu erreichen (Luftspalte etc.). Das Vektordiagramm des Magnetisierungs- kreises ist aus Fig. 10 zu entnehmen.
Da die Selbstinduktion der Wicklung Z und der über den Transformator F1, F2 im gleichen Kreise wirkende Kondensator C für die Netzfrequenz die Resonanzbedingung geben, ist der Strom J. in Phase mit der an den Klemmen der Induktivität H herrschenden Spannung. Letztere ist J.X <I>X</I> r.. Der Strom in der Induktivität JD eilt dieser Spannung um 90 nach. Über den Widerstand r' fliesst der Summenstrom J' der Ströme Jin und J n.
Der Spannungsabfall am Widerstand r' ist Letzterer ist zur Spannung Jm # rm geometrisch zu addieren und ergibt sich dann die Spannung Ein an der Trans.formator- anzapfung. Wie ersichtlich, eilt der Strom J. gegenüber der Transformatorspannung .E. etwas vor.
In den Fig. 8 und 9 sind der Übersicht lichkeit halber etwaige Kompensations- und Wendepolwicklungen an den Einphasenmoto- ren weggelassen, die in an sich bekannter Weise geschaltet werden können. Die Mittel zur Verbesserung der Phasenverschiebung, die in der vorliegenden Beschreibung an gegeben sind, können nicht nur einzeln, son 4ern auch gleichzeitig bezw. abwechselnd für verschiedene Betriebszustände zur An wendung gelangen.
Wenn nun im vorstehenden zwar eine Schaltung mit Mitteln zur Erzielung der richtigen Phasenverschiebung im Erreger stromkreis gezeigt wird, so ist noch darauf Gewicht zu legen, dass die gezeigte Art von Schaltungen gegenüber .der sonst noch ge bräuchlichen Schaltung den Vorteil besitzt, dass durch relativ schwache Erregung eine verhältnismässig kleine Leistung der für die Erzeugung der richtigen Phasenverschiebung notwendigen Einrichtungen ausreicht.
Gegenüber den sonst vorgeschlagenen Schaltungen dieser Kategorie besteht der Vorteil der im vorstehenden gezeigten Schal tung darin, dass einerseits eine rotierende Maschine vermieden wird, und anderseits bei ruhender Anordnung die Leistung -der Pha.- senverschiebungs-Einrichtung nicht grösser gewählt werden muss als die Magnetisierungs- leistung der Motoren, wie dies bei den be kannten Schaltungen, wo ebenfalls ruhende Einrichtungen verwendet werden, der Fall ist.
Entgegen allfälligen Bedenken gegen die Verwendung von statischen Kondensatoren auf Bahnfahrzeugen, besteht in Wirklichkeit bei den gegenwärtig bekanntlich recht erheb lichen Fortschritten im Bau der benötigten Apparate hierin gar keine Schwierigkeit.
Tatsächlich zeigt eine genaue Durcharbei- tung der Schaltung denn auch, dass die nach stehend angegebenen Abänderungen gegen über der vorstehenden Beschreibung der Er findung durchaus empfehlenswert sind: Die fachkundige Überlegung lässt vor allem als zweckmässig erscheinen, mit Rück sicht auf die sehr geringe Erregerspannung von Einphasen-Wechselstrommotoren, den Kondensator nicht direkt in den Erreger stromkreis zu schalten, sondern über einen Zwischentransformator mit entsprechend hoher Sekundärspannung.
Betreffend die Schaltung nach Fig. 9 ist folgendes zu beachten: Wenn auch der Magnetisierungsstrom gegenüber der Netzspannung voreilt, ergibt sich im Anker zwischen Strom und Span nung ein grosser Phasenverschiebungswinkel. Dieser ist nämlich dem Kurzschlusswinkel für den Ankerstromkreis gleich, @ der sich in der Grössenordnung von arc cos 0,2-. 0,2:0 bewegt.
Durch diesen schlechten Phasenwin kel wird bewirkt, dass der Ankerstrom, der bei gegebener Erregung zur Erzeugung eines bestimmten Bremsdrehmomentes notwendig wäre, verhältnismässig gross ist. Mehr oder weniger verlegene Andeutungen in der Fach literatur lassen erkennen, dass bei allen den gedachten Nutzbremssystemen die gleichen oder ähnliche Erfahrungen gemacht werden, wenn man auch hin und wieder zu versuchen scheint, .die Verhältnisse günstiger darzustel len, als wie sie in Wirklichkeit sind.
Es hat sich nun aber herausgestellt, dass es zur Vermeidung des gerügten Übelstandes vorteilhaft wäre, einen zusätzlichen Widerstand in den Ankerstromkreii einzufügen. Tatsächlich zeigt übrigens eine einfache Extremwertrechnung, dass die Ver luste im Ankerstromkreis bei gegebener Er regung und gegebenem Drehmoment, am kleinsten sind, wenn der Ohmsche und induk tive Widerstand des Ankerstromkreises gleich sind.
Die Beibehaltung .des Ohmschen Wendepolshunts bei der elektrischen Brem sung, so wie zeichnerisch dargestellt, mag ungünstig erscheinen, da bei der elektrischen Bremse die resultierende Funkenspannunn zu gross würde. Es dürfte bei der in Aus sicht genommenen schwachen Erregung sich als möglich erweisen, ohne den eigentlich zur Erzielung einer theoretisch richtigen Kom- mutierung notwendigen induktiven Wende- polshunt auszukommen.
Es ist nämlich zu berücksichtigen, dass, wenn die Schaltung derart vorgenommen wird, dass der gesamte Ankerstrom durch die Wendepolwicklungen fliesst, die Restspannungen in der kommutie renden Windung so klein sein dürfte, dass sie für die Zeit der elektrischen Bremsung wohl toleriert werden könnten. Der Wende- polshunt wäre dann gleich als Teil des vor stehend erwähnten zusätzlichen Widerstan des im Ankerstromkreis verwendbar.
Tieferschürfende @\berlegungen lassen auch erkennen, dass, wenn die Erregungs energie sehr gering zu halten, gegebenenfalls für die Nutzbremsung die Serienschaltung zweier Anker in Erwägung kommt, was mit Rücksicht auf die verhältnismässig geringen Bremszugkräfte auch vom .Standpunkt der Adhäsion zulässig erscheint, wobei indessen diese Schaltung wohl nur dann von Vorteil ist, wenn die verlangten Bremsmomente ge ring sind.
Nicht unerwähnt soll bleiben, dass die im vorangehenden vorgeschlagene Schaltung für Nutzbremsung auch Motorbetrieb unterhalb der Leerlaufsdrehzahl für jede Stufe zulässt, und dass, wenn man die Nutzbremsverhält- nisse derart auslegt, da.ss bei Einschaltung der Nutzbremsung auf der höchsten Trans formatorstufe bei .der Höchstgeschwindig keit sieh gerade die Leerlaufdrehzahl für diese Stufe ergibt. Hieraus folgt, dass dann keine Bremswirkung, aber auch kein Motor betrieb eintreten würde, und dass erst beim Weiterschalten die Bremszugkraft beliebig vergrössert werden kann.
In den oben beschriebenen Ausführungs beispielen findet der Anschluss der Feldwick lung und der Anker an die Netzspannung statt. Besagter Anschluss kann auch an einen beliebigen sonstigen Stromerzeuger oder -verbraucher stattfinden, indem die Speisung .des Erregerstromkreises durch eine oder mehrere Hilfsgruppen geschehen kann und die Anker auf Hilfsbetriebe arbeiten können, wie schon oben unter der Beschrei bung von Fig. 3 kurz erwähnt wurde..
Regenerative braking for single-phase series motors. The present invention relates to a regenerative braking system for single-phase series motors.
Regenerative braking by external excitation of the magnetic field is possible with single-phase series motors. In order to obtain a favorable phase position of the regenerative braking current with such arrangements, it is advisable to select such a circuit that the current in the field magnet windings is in phase with the voltage supplied. Since the magnet windings have a large self-induction, it is not necessary to provide special aids to achieve this desired phase position.
As such, various Schaltun conditions with rotating converters, Drosselspu len and ohmic resistors are suggested, but they are quite complicated and require extensive additional Schalteinrichtun conditions.
According to the invention, a capacitor is connected in series with the field winding of the single-phase series motors in order to achieve a favorable phase angle between the magnetizing current and the voltage prevailing at the terminals of the motors.
In the special case in which the resonance condition in the excitation circuit
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is maintained, phase equality is achieved between the magnetizing current and this voltage. FIG. 3 shows the invention in principle in an exemplary circuit, while FIG. 4 illustrates the associated vector diagram.
At a tap transformer D, which is fed by an alternating current source, the armature A of a single-phase series motor is connected, whose magnet winding B is fed via a capacitor C from another tap on the transformer D. Instead of the tapping transformer, however, a transformer with separate windings or any other generator can be used.
Fig. 4 shows the vector diagram, wherein the voltages are reduced to a common comparison voltage corresponding to the connection to different transformer voltages. E is the line voltage. The magnetizing current J. is in phase with the voltage E. The phase position of the main field also corresponds to the magnetizing current.
The main field generates a rotationally induced generator voltage Eg in phase, which is therefore also in phase with E, but greater than this at a speed corresponding to the braking. If the inductive voltage drop EX and the ohmic voltage drop El. is withdrawn in the armature circuit, the mains voltage E remains. From this construction, as can be seen, the size and phase position of the useful current I is obtained in a known manner.
As can be seen, the regenerative braking motor outputs lagging current <I> I </I> at angle 9p, respectively. absorbs the same amount of leading current. This arrangement thus relieves the rail network of reactive current and therefore improves the transmission capacity of the network in a known manner.
The specified circuit according to FIG. 3 is essentially a circuit with a shunt circuit. Since in this circuit, as is well known, very strong current surges can occur when switching from one stage to the other, as well as with voltage fluctuations, it is advisable to provide a compounding transformer that is known per se to achieve a compound characteristic, which results in significantly smoother behavior Voltage fluctuations,
as well as lower current surges when switching over.
Fig. 5 shows the relevant circuit, the designations .der Fig. 3 are retained. The compounding transformer with the primary winding B and the secondary winding B2 has been added. The secondary winding is connected in such a way that
that the regenerative braking current flowing in the circuit of the armature .A seeks to essentially reduce the voltage of the tapping transformer D fed to the magnet winding. This circuit corresponds to the vector diagram in FIG. 6, the designations of FIG. 4 being retained.
The voltage supplied to the magnet winding is made up of two components, the voltage E corresponding to the mains voltage and the transformer B = induced voltage Et in the winding. Both give the resulting voltage E., with which the magnetizing current J. and thus also the main field is in phase. The opposite phase of the voltage Et is equal to the regenerative braking current I.
The regenerative braking voltage E, has the direction shown in the drawing, and the size and direction of the regenerative braking current I is obtained analogously to FIG. 4. This circuit also has the advantage that the phase angle (p of the regenerative braking current is smaller, as in the circuit according to Fig. 3, and also the internal phase angle y between regenerative braking current and magnetizing current or main field is smaller than in the circuit according to Fig. 3,
which results in a greater braking torque with the same braking currents.
In Fig. 7 this circuit is shown in more detail using a locomotive circuit diagram. From a pantograph fed by the contact wire, the tap transformer H receives its voltage in a known manner via the main switch G. On the secondary side of the tapping transformer H, the step hoppers 1 to 6 are connected in a known manner, which perform the supply of the drive motors via the voltage divider choke coil K.
The setting of the trip respectively. Braking is done by two roller switches L (brake rollers), wel che contain the two positions "f" (travel) and "b" (brake). The switchover of the field windings for the trip turns is carried out by a separate trip reverser t11. In the travel position (f), the main pole windings B are connected in series in the usual way with the armature windings A, the compensation windings N, the reversing pole windings 0 and reversing pole shells P. The two engines of the locomotive are connected in parallel.
The control of the driving positions is done in a known manner with the help of the coating of the controller main roller Q, which from the battery R drawn as a control power source, the control current he holds and these the actuating coils of the hoppers 1 to 6 supplies. For the sake of clarity, the actuation coils of the hoppers and the control lines to these including locking lines are not shown in the scheme, but only the fingers in question with the same numbers 1 to 6 as the name of the hoppers on the main controller roller Q. fer is.
The switch from travel to brake is carried out by the brake control roller S, by means of which in the travel positions the fingers <I> f </I> enter the position <I> f </I> of the brake roller <I> L </I> is placed and at the same time the hopper 8 to be discussed later is switched on. In the "brake" position of the roller S, the position b of the braking roller L is set and the hopper 7 is switched on at the same time.
By switching on the hopper 7, the capacitor C is connected to a tap of the step transformer H and the magnetic windings <I> B </I> separated from the armatures <I> A </I> by moving the rollers L are shown in the diagram shown in FIG 5 switched in principle indicated manner.
The two windings B of the two motors have current flowing through them in series and, as you can see when following the circuit, the secondary winding B @ of the compounding transformer is connected in series with them, its primary winding B1 im. Circuit of the motor armature A is connected.
Switching the ohmic reversing pole P from driving to inductive shunts, as they would actually correspond to the phase position of the regenerative braking current with respect to the magnet winding, is not assumed in the circuit shown, but can, if appropriate, also be effected by the braking rollers L.
The circuit for regenerative braking is now done in such a way that, for the sake of simplicity, the excitation of the magnetic fields is kept constant, respectively. the magnetization current strength is not regulated, although in principle a change in the excitation current strength would also be possible in a known range. The armature circuit of the traction motors is connected to the various taps of the transformer H with the help of the step hoppers 1 to 6 and the transition choke coil K.
It is started by first placing the armature at the highest taps and then in the course of braking and slowing the train, the armature is connected to an ever-low transformer voltage. In this way, it is possible to continue regenerative braking down to a relatively low driving speed and thus to regain a large part of the train's kinetic energy.
The switching of the step hoppers must be done in the wrong order as when driving, and this is carried out according to a further claim in such a way that the same roller is used for actuating the step hoppers when driving and braking with the same positions, with the driving positions from the position 0 is rotated in the position 1, 2 to 6, while in the "brake" position also starting from the "zero position", in the opposite direction, as when driving, in the position 6, 5 etc. to 1 ge rotates can be.
The relevant switching option of the main roller Q can be effected in a simple manner by a mechanical device who is explained in FIGS. 1 and 2, for example. The crank 10 can be turned to the left in .die position 1, 2 in the position shown of the brake control roller S, which corresponds to the position driving ent, because they are rotated in the wrong direction by the stop 11, which on the Controller cover plate 1.2 protrudes, is prevented.
If the brake roller S is turned into the brake position, the stop 11 is lowered below the controller deck plate 12 by the lever 1 $, push rod 14 and the angle lever 15 and the stop 16 is lifted over the controller deck plate, so that the cure bel can only be turned in the other direction as when driving.
In connection with the regenerative braking circuit, a device is also shown which, if it is impossible to use regenerative braking energy, actuates the mechanical brake. This device consists of an overvoltage relay T, which closes its contacts when there is no energy consumption on the route and the voltage of the locomotive therefore assumes an excessive value, an emergency brake valve U and the main switch trigger V.
When the overvoltage relay T responds, mechanical braking is initiated with the help of the control battery B through the not shown, known emergency brake valve U and at the same time the main switch G of the vehicle is switched off via the release V.
The emergency brake valve can, as shown, be combined with the regenerative braking device in such a way that when regenerative braking is switched to the last position (1), in addition to regenerative braking, mechanical braking is also initiated with the aid of the emergency braking valve <I> TI </I> becomes. The circuitry required for this can be seen in FIG. 7, with a compensating resistor W, which replaces the resistance of the trip coil V, being provided.
If a capacitor is not under voltage, it is useful to close it briefly, which is also done with capacitor C. This short circuit can, as it is carried out in Fig. 7 by the hopper 8 in the driving position, at the same time as it is connected with the help of the compounding transformer B "BZ to make the capacitance C in the main circuit effective and thereby causing an improvement in the phase position of the current while driving.
The specified circuit applies only in principle and can essentially also be achieved by other means known per se (step switch, fine regulator, etc.). It is also possible, in order to save excitation energy for the regenerative braking motors, to connect them in series for regenerative braking while they are switched in parallel for driving. Finally, drive turning rollers M and braking rollers L can also be combined in a common device, or switching can be carried out by hopping instead of roller switches.
FIGS. 8 to 10 illustrate further embodiments of the invention.
Since it is known that single-phase series motors are generally built for relatively low voltages, the voltage that is necessary to excite the Feldwick development is relatively low. Since the construction of capacitors is difficult for these voltage ratios or capacitors for low voltages are poorly exploited, in many cases much more favorable ratios for the size of the capacitors can be achieved in the given braking circuit, if these are not directly in series be switched with the Feldwick development, but in a known manner via an intermediate transformer.
The latter has a higher secondary voltage, its primary voltage is connected in series with the field winding. In a well-known manner, the capacitance then acts as if it were enlarged by the square of the translation ratio of the intermediate transformer, switched directly into the excitation circuit.
As can be seen from FIG. 4, when using a circuit without a compounding transformer, the tangent of the phase shift angle (p is equal to the ratio of the inductive to the ohmic voltage drop in the armature circuit of the motor that is braking usefully.
Since the ohmic voltage drop of the armature circuit is small in relation to the inductive voltage drop of the same circuit, this results in a relatively large angle 9p, so that relatively large armature currents are required to achieve a corresponding torque when braking and sufficient braking power. The conditions for this can now, apart from the compounding transformer mentioned at the beginning, be improved in that an additional ohmic resistance is switched on in the anchoring circuit.
It can easily be demonstrated that for a certain ratio between ohmic and inductive resistance of this circuit, the losses for a given braking power are a minimum, and the aim can be to achieve this ratio as far as possible or entirely. As an ohmic resistance, the ohmic reversible pole shunt that is customary for driving can be used in whole or in part, after switching accordingly.
In Fig. 8, the circuit in question is shown schematically, for example, with an intermediate transformer for the capacitor is provided in the excitation circuit. At a tap on the main transformer <I> D </I>, the armature winding <I> A </I> is connected via the additional ohmic resistor G. On the other hand, the excitation circuit is connected to another tap on the transformer, which contains the excitation winding of the motor Z and the primary winding F, the intermediate transformer for the capacitor. The secondary winding F2 of the same transformer feeds the capacitor C directly.
Instead of a transformer with two windings F ,, F = a transformer in economy circuit can also be used.
In order to achieve a small phase shift angle, it is expedient to have a lead between the magnetizing current and the mains or power supply. To effect transformer voltage, as it is also caused by the compounding transformer described at the beginning (cf. vector diagram Fig. 6). However, other means known per se can also be used to achieve the same purpose.
For example, a circuit that effects the movement of the corpse by other means is the following: The excitation circuit is not fed directly by the transformer, but in such a way that branch currents flow through an ohmic resistor, one of which is the magnetizing current of the motor and the other flows through a correspondingly large inductance. Instead of the current in the inductance, the magnetizing current of a transformer can also occur, from whose secondary side the magnetizing current of the motor is removed.
This is then, as desired, slightly leading in phase with respect to the primary voltage.
An example of a circuit for this is shown in FIG. On the one hand, the armature <I> A </I> of the single-phase series motor is connected to the transformer <I> D </I>; on the other hand, two parallel circuits are fed via an ohmic resistance r '. One of these circuits feeds the excitation winding Z via the primary side of the capacitor intermediate transformer F ,. The magnetizing current J .. flows in this current branch. The second current branch is formed by the inductance H; the current in it is denoted by <B> JD </B>.
The inductivity H can be understood in a known manner as a substitute scheme for a transformer reduced to a transformation ratio of 1: 1, the magnetizing current of which corresponds to the current <B> JD </B>.
Since, as can be seen from FIG. 10, which is still to be discussed, the current J v must have a certain size in order to achieve a corresponding phase shift, it can be advantageous to use a larger magnetizing current than normally required in the transformer. to be achieved by special, known aids (air gaps, etc.). The vector diagram of the magnetization circle is shown in FIG.
Since the self-induction of the winding Z and the capacitor C acting in the same circle via the transformer F1, F2 give the resonance condition for the mains frequency, the current J. is in phase with the voltage prevailing at the terminals of the inductance H. The latter is J.X <I> X </I> r .. The current in the inductance JD lags this voltage by 90. The sum current J 'of the currents Jin and J n flows through the resistor r'.
The voltage drop across the resistor r 'is the latter is to be added geometrically to the voltage Jm # rm and the result is the voltage Ein at the transformer tap. As can be seen, the current J. lags behind the transformer voltage .E. something before.
For the sake of clarity, any compensation and reversing pole windings on the single-phase motors, which can be switched in a manner known per se, have been omitted in FIGS. 8 and 9. The means for improving the phase shift, which are given in the present description, can not only bezw individually, but 4ern also simultaneously. alternately used for different operating states.
If a circuit with means for achieving the correct phase shift in the exciter circuit is shown in the above, then emphasis should be placed on the fact that the type of circuit shown has the advantage over the otherwise common circuit that by relatively weak Excitation a relatively small power of the facilities necessary for generating the correct phase shift is sufficient.
Compared to the otherwise proposed circuits of this category, the advantage of the circuit shown above is that, on the one hand, a rotating machine is avoided, and, on the other hand, when the arrangement is stationary, the power of the phase shifting device does not have to be selected greater than the magnetization performance of the motors, as is the case with the known circuits, where dormant devices are also used.
Contrary to any concerns about the use of static capacitors on rail vehicles, in reality there is no difficulty at all with the currently known quite considerable advances in the construction of the required apparatus.
In fact, a detailed work through of the circuit shows that the modifications given below compared to the above description of the invention are definitely recommended: The expert consideration makes it appear to be particularly useful, with regard to the very low excitation voltage of single-phase -AC motors not to switch the capacitor directly into the excitation circuit, but via an intermediate transformer with a correspondingly high secondary voltage.
Regarding the circuit according to FIG. 9, the following should be noted: If the magnetizing current also leads the line voltage, there is a large phase shift angle in the armature between the current and the voltage. This is namely the same as the short-circuit angle for the armature circuit, @ which is in the order of magnitude of arc cos 0.2-. 0.2: 0 moved.
This poor phase angle has the effect that the armature current that would be necessary to generate a certain braking torque with a given excitation is relatively large. More or less embarrassed hints in the specialist literature show that the same or similar experiences are made with all of the imaginary regenerative braking systems, even if one seems to try every now and then to represent the conditions more favorably than they are in reality.
However, it has now been found that it would be advantageous to insert an additional resistor in the armature circuit in order to avoid the alleged disadvantage. In fact, a simple extreme value calculation shows that the losses in the armature circuit for a given excitation and a given torque are smallest when the ohmic and inductive resistance of the armature circuit are the same.
Maintaining the Ohm's reversible pole shunt in the case of electrical braking, as shown in the drawing, may appear unfavorable, since the resulting spark voltage would be too great with the electrical brake. Given the weak excitation envisaged, it should turn out to be possible without the inductive reversing polshunt actually required to achieve a theoretically correct commutation.
It must be taken into account that if the circuit is made in such a way that the entire armature current flows through the reversing-pole windings, the residual voltages in the commutating winding should be so small that they could be tolerated for the time of the electrical braking. The reversible pole shunt could then be used as part of the above-mentioned additional resistance in the armature circuit.
More in-depth considerations also show that if the excitation energy is to be kept very low, the series connection of two anchors may be considered for regenerative braking, which, given the relatively low braking tensile forces, also appears permissible from the standpoint of adhesion, although this appears permissible this circuit is only beneficial if the required braking torques are low.
It should not go unmentioned that the circuit proposed above for regenerative braking also allows engine operation below the idle speed for each stage, and that if one interprets regenerative braking ratios in such a way that when regenerative braking is switched on at the highest transformer stage at The maximum speed is the idle speed for this level. It follows from this that there would then be no braking effect, but also no engine operation, and that the brake pulling force can only be increased as required when shifting further.
In the embodiments described above, the field winding and the armature are connected to the mains voltage. Said connection can also take place at any other power generator or consumer, in that the supply .des excitation circuit can be done by one or more auxiliary groups and the armature can work on auxiliary operations, as was briefly mentioned above under the description of FIG. 3. .