CA2459369A1 - Procede et dispositif d'antiparasitage, en reception, d'un signal radioelectrique a large bande - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne l'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique à large bande par un filtrage spatial prenant en compte différentes versions parasitées du signal délivrées par des chaînes de traitement parallèles supposées avoir la même fonction de transfert, comme p ar exemple, les chaînes individuelles de traitement associées aux éléments rayonnants d'une antenne réseau de réception de signaux de satellites de navigation GPS. Elle consiste à réaliser, au niveau des sorties des chaînes de traitement (2a a 2g), avant le filtrage spatial de déparasitage (3), une égalisation automatique (4d) réduisant les disparités entre chaînes de traitement (2a a 2g), que ces disparités soient d'origine ou proviennent de dérivés dans le temps, cette égalisation automatique étant menée à terme au moyen d'un générateur local (5) de signal de test.
Description
PROCEDE ET DISPOSITIF D'ANTIPARASITAGE, EN RECEPTION, D'UN
SIGNAL i~ADIOELECTFtIQUE A LARGE BANDE
La présente invention concerne l'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique à large bande par un filtrage spatial prenant en compte différentes versions déformées du signal délivrées par des chaïnes parallèles de traitement, comme par exemple, les chaînes individuelles de traitement associées aux éléments rayonnants d'une antenne réseau de réception.
Certains systèmes radioélectriques tels que, par exemple, le système de navigation par satellites dits "GPS" (de l'anglo-saxon "Global Positionning System"), utilisent des signaux radioélectriques à spectres étalés donc à large bande, reçus avec un très faible niveau de puissance, facilement, de 30 dB à 40 dB en dessous du niveau de bruit thermique en entrée d'un récepteur. Dans un environnement favorable, c'est-à-dire peu bruité, l'opération de désétalement permet de remonter le rapport signal à
bruit du signal reçu bien en dessus de 0 dB.Hz, de sorte que les signaux reçus peuvent être exploités de façon sûre.
~ 5 La technique de transmission en bande étalée est relativement insensible au brouillage intentionnel lorsque la bande de fréquence utilisée n'est pas connue de celui qui cherche à brouiller car cette bande de fréquence est difficile à repérer vue la faible densité de puissance par hertz de bande du signal émis. Par contre, ce n'est plus le cas lorsque la ou les 2o bandes de fréquences utilisées sont imposées. II est en effet facile de perturber la réception d'un signal de transmission en bande étalée en le noyant dans un brouillage large bande. En effet, le fait d'émettre dans toute la bande occupée par le signal utile, un bruit présentant une densité de puissance par hertz nettement supérieure à celle du signal utile permet de 25 dégrader le rapport signal à bruit en entrée du récepteur et cette dégradation se propage le long de la chaîne de traitement du signal. II suffit donc qu'après désétalement, elle ramène le niveau de signal à bruit en-dessous de quelques dB.Hz pour que le signal utile devienne difficilement exploitable.
Dans le cas du GPS, les bandes de fréquences utilisées sont bien 30 connues et la puissance des signaux reçus faible puisque provenant d'émetteurs de quelques dizaines de watts embarqués à bord de satellites défilants sur des orbites éloignées d'une vingtaine de milliers de kilomètres
SIGNAL i~ADIOELECTFtIQUE A LARGE BANDE
La présente invention concerne l'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique à large bande par un filtrage spatial prenant en compte différentes versions déformées du signal délivrées par des chaïnes parallèles de traitement, comme par exemple, les chaînes individuelles de traitement associées aux éléments rayonnants d'une antenne réseau de réception.
Certains systèmes radioélectriques tels que, par exemple, le système de navigation par satellites dits "GPS" (de l'anglo-saxon "Global Positionning System"), utilisent des signaux radioélectriques à spectres étalés donc à large bande, reçus avec un très faible niveau de puissance, facilement, de 30 dB à 40 dB en dessous du niveau de bruit thermique en entrée d'un récepteur. Dans un environnement favorable, c'est-à-dire peu bruité, l'opération de désétalement permet de remonter le rapport signal à
bruit du signal reçu bien en dessus de 0 dB.Hz, de sorte que les signaux reçus peuvent être exploités de façon sûre.
~ 5 La technique de transmission en bande étalée est relativement insensible au brouillage intentionnel lorsque la bande de fréquence utilisée n'est pas connue de celui qui cherche à brouiller car cette bande de fréquence est difficile à repérer vue la faible densité de puissance par hertz de bande du signal émis. Par contre, ce n'est plus le cas lorsque la ou les 2o bandes de fréquences utilisées sont imposées. II est en effet facile de perturber la réception d'un signal de transmission en bande étalée en le noyant dans un brouillage large bande. En effet, le fait d'émettre dans toute la bande occupée par le signal utile, un bruit présentant une densité de puissance par hertz nettement supérieure à celle du signal utile permet de 25 dégrader le rapport signal à bruit en entrée du récepteur et cette dégradation se propage le long de la chaîne de traitement du signal. II suffit donc qu'après désétalement, elle ramène le niveau de signal à bruit en-dessous de quelques dB.Hz pour que le signal utile devienne difficilement exploitable.
Dans le cas du GPS, les bandes de fréquences utilisées sont bien 30 connues et la puissance des signaux reçus faible puisque provenant d'émetteurs de quelques dizaines de watts embarqués à bord de satellites défilants sur des orbites éloignées d'une vingtaine de milliers de kilomètres
2 de la surface du globe terrestre. Ces deux caractéristiques de bandes de fréquence d'émission imposées et de faibles puissances d'émission rendent la réception des signaux GPS particulièrement sensible au brouillage large bande puisqu'il suffit, pour perturber la réception des signaux GPS, de disposer localement d'un émetteur de bruit occupant les bandes de fréquence du GPS, dans la zone concernée, soit au sol, soit au-dessus du sol à bord d'un aéronef : avion, missile ou autre. C'est ainsi, qu'il est apparu sur le marché, dès 1997, des équipements de brouillage GPS capables, avec une puissance relativement faible puisque de l'ordre de quatre watts, de 0 perturber la réception des signaux GPS dans une zone très étendue dont le rayon peut atteindre 200 km.
Pour rendre les récepteurs GPS moins vulnérables au brouillage large bande, il a été proposé diverses mesures. Les principales tirent profit du fait que les émetteurs de signaux utiles, qui sont les satellites de navigation, et les brouilleurs n'occupent pas les mêmes emplacements géographiques. Elles agissent sur le diagramme de rayonnement de l'antenne du récepteur pour favoriser la réception dans les directions de provenance des signaux utiles émis par les satellites de navigation au détriment de la réception dans les directions des signaux de brouillage.
2o Une première mesure connue consiste à utiliser en réception, une antenne avec un diagramme de rayonnement hémisphérique tourné vers le ciel excluant les directions à faible angle de site. Une telle antenne est souvent de type réseau, avec plusieurs éléments rayonnants placés, sur un plan de masse, aux sommets d'un polygone régulier et éventuellement un 25 élément rayonnant central, et avec un combineur spatial qui fait une somme pondérée, en amplitude et en phase, des signaux captés individuellement par les différents éléments rayonnants de l'antenne pour obtenir une voie de réception correspondant au diagramme de rayonnement souhaité.
Une deuxième mesure complémentaire de la première, consiste, 3o puisque l'on est en présence d'une antenne de réception de type réseau, à
mettre en oeuvre la technique de réduction dynamique de la puissance des signaux parasites par opposition des lobes secondaires, technique connue sous le sigle O.L.S. pour "Opposition des Lobes Secondaires" (en anglais C.S.L.C. pour "Coherent Side Lobe Canceler").
Pour rendre les récepteurs GPS moins vulnérables au brouillage large bande, il a été proposé diverses mesures. Les principales tirent profit du fait que les émetteurs de signaux utiles, qui sont les satellites de navigation, et les brouilleurs n'occupent pas les mêmes emplacements géographiques. Elles agissent sur le diagramme de rayonnement de l'antenne du récepteur pour favoriser la réception dans les directions de provenance des signaux utiles émis par les satellites de navigation au détriment de la réception dans les directions des signaux de brouillage.
2o Une première mesure connue consiste à utiliser en réception, une antenne avec un diagramme de rayonnement hémisphérique tourné vers le ciel excluant les directions à faible angle de site. Une telle antenne est souvent de type réseau, avec plusieurs éléments rayonnants placés, sur un plan de masse, aux sommets d'un polygone régulier et éventuellement un 25 élément rayonnant central, et avec un combineur spatial qui fait une somme pondérée, en amplitude et en phase, des signaux captés individuellement par les différents éléments rayonnants de l'antenne pour obtenir une voie de réception correspondant au diagramme de rayonnement souhaité.
Une deuxième mesure complémentaire de la première, consiste, 3o puisque l'on est en présence d'une antenne de réception de type réseau, à
mettre en oeuvre la technique de réduction dynamique de la puissance des signaux parasites par opposition des lobes secondaires, technique connue sous le sigle O.L.S. pour "Opposition des Lobes Secondaires" (en anglais C.S.L.C. pour "Coherent Side Lobe Canceler").
3 Cette technique d'antiparasitage O.L.S. a été développée à
l'origine dans le cadre des radars. Elle consiste à former, de manière dynamique, à partir des signaux captés par plusieurs éléments rayonnants, une voie de réception correspondant à un diagramme de rayonnement présentant un ou plusieurs lobes dans les directions des signaux utiles et des trous dans les directions des brouilleurs. Sa mise en oeuvre passe par les étapes principales suivantes - formation statique de plusieurs voies indépendantes de réception à partir des signaux captés par les éléments i o rayonnants utilisés pour la réception, l'indépendance entre voies de réception signifiant qu'aucune d'entre elles ne se réduit à une simple combinaison linéaire des autres, - élection parmi les voies de réception formées, d'une voie principale de réception, les autres étant considérées comme auxiliaires, et - formation dynamique d'une voie de réception dite "déparasitée" par ajout, au signal de la voie principale de réception, d'une combinaison linéaire des signaux des voies auxiliaires de réception pondérés en amplitude et en phase à
l'aide de coefficients ajustés dynamiquement pour que les signaux de la voie de réception dite "déparasitée" ef des voies auxiliaires de réception soit décorrélés.
On montre que le nombre possible de voies indépendantes de réception est inférieur ou égal à celui des éléments rayonnants distincts de l'antenne de réception et que, pour pouvoir éliminer N brouilleurs, il faut avoir au moins N voies auxiliaires de réception indépendantes et donc disposer en réception d'une antenne réseau comportant au moins N+1 éléments rayonnants distincts.
L'efficacité de cette technique d'antiparasitage O.L.S. dépend de so la justesse et de la précision de la détermination des coefficients de pondération en amplitude et en phase utilisés pour ajouter les signaux des voies auxiliaires de réception au signal de la voie principale de réception.
Sans précautions particulières, l'utilisation de cette technique d'antiparasitage O.L.S. dans le cadre de récepteurs de signaux émis en
l'origine dans le cadre des radars. Elle consiste à former, de manière dynamique, à partir des signaux captés par plusieurs éléments rayonnants, une voie de réception correspondant à un diagramme de rayonnement présentant un ou plusieurs lobes dans les directions des signaux utiles et des trous dans les directions des brouilleurs. Sa mise en oeuvre passe par les étapes principales suivantes - formation statique de plusieurs voies indépendantes de réception à partir des signaux captés par les éléments i o rayonnants utilisés pour la réception, l'indépendance entre voies de réception signifiant qu'aucune d'entre elles ne se réduit à une simple combinaison linéaire des autres, - élection parmi les voies de réception formées, d'une voie principale de réception, les autres étant considérées comme auxiliaires, et - formation dynamique d'une voie de réception dite "déparasitée" par ajout, au signal de la voie principale de réception, d'une combinaison linéaire des signaux des voies auxiliaires de réception pondérés en amplitude et en phase à
l'aide de coefficients ajustés dynamiquement pour que les signaux de la voie de réception dite "déparasitée" ef des voies auxiliaires de réception soit décorrélés.
On montre que le nombre possible de voies indépendantes de réception est inférieur ou égal à celui des éléments rayonnants distincts de l'antenne de réception et que, pour pouvoir éliminer N brouilleurs, il faut avoir au moins N voies auxiliaires de réception indépendantes et donc disposer en réception d'une antenne réseau comportant au moins N+1 éléments rayonnants distincts.
L'efficacité de cette technique d'antiparasitage O.L.S. dépend de so la justesse et de la précision de la détermination des coefficients de pondération en amplitude et en phase utilisés pour ajouter les signaux des voies auxiliaires de réception au signal de la voie principale de réception.
Sans précautions particulières, l'utilisation de cette technique d'antiparasitage O.L.S. dans le cadre de récepteurs de signaux émis en
4 bande étalée tels que les récepteurs GPS, permet de diminuer, d'une trentaine de dB, leur sensibilité au brouillage large bande.
L'une des raisons avancées pour le manque de précision des mécanismes de détermination des coefficients de pondération en amplitude et en phase utilisés pour ajouter, au signal de la voie principale de réception, les signaux des voies auxiliaires de réception dans le cadre de la technique d'antiparasitage O.L.S. est la perturbation de ces mécanismes de détermination par des brouillages bandes étroites qui ne relèvent pas nécessairement d'une intention hostile mais de l'encombrement de plus en plus important du spectre radioélectrique et se surimposent aux brouillages large bande.
II a été proposé d'y remédier en employant, au niveau de chacune des voies principale et auxiliaires de réception, avant la formation dynamique de la voie de réception "déparasitée", des filtres réjecteurs à bande étroite i 5 dont les fréquences centrales sont ajustées de manière adaptative sur celles des signaux de brouillage à bande étroite qui se manifestent par des pics dépassant du niveau de bruit dans la bande utile.
En fait, il existe d'autres raisons possibles, dont le fait que les mécanismes de détermination des coefficients de pondération en amplitude 20 et en phase emploient des méthodes de détermination basées implicitement, sur une identité des fonctions de transfert des chaïnes de traitement rencontrées sur les différentes voies de réception alors que la nature analogique des étages d'entrées des chaînes de traitement ne permet d'approcher cette identité de fonctions de transfert que de façon imparfaite, 25 avec des écarts variant de façons disparates, au cours du temps.
En effet, la gamme de fréquence d'émission de la plupart des signaux radioélectriques, c'est le cas des signaux des satellites de positionnement GPS, est trop élevée pour se prêter directement à un traitement numérique. Le signal radioélectrique capté doit alors subir, dans 30 des étages analogiques de tête, une réfection du bruit hors bande et une descente en fréquence, vers une gamme de fréquence plus basse, bande de fréquence intermédiaire ou bande de base, plus accessible à la technologie actuelle des convertisseurs analogiques/numériques. Cette nature analogique des étages d'entrée des chaînes de traitement et la plage 35 étendue de fréquence à passer pour le traitement d'un signal à bande étalée
L'une des raisons avancées pour le manque de précision des mécanismes de détermination des coefficients de pondération en amplitude et en phase utilisés pour ajouter, au signal de la voie principale de réception, les signaux des voies auxiliaires de réception dans le cadre de la technique d'antiparasitage O.L.S. est la perturbation de ces mécanismes de détermination par des brouillages bandes étroites qui ne relèvent pas nécessairement d'une intention hostile mais de l'encombrement de plus en plus important du spectre radioélectrique et se surimposent aux brouillages large bande.
II a été proposé d'y remédier en employant, au niveau de chacune des voies principale et auxiliaires de réception, avant la formation dynamique de la voie de réception "déparasitée", des filtres réjecteurs à bande étroite i 5 dont les fréquences centrales sont ajustées de manière adaptative sur celles des signaux de brouillage à bande étroite qui se manifestent par des pics dépassant du niveau de bruit dans la bande utile.
En fait, il existe d'autres raisons possibles, dont le fait que les mécanismes de détermination des coefficients de pondération en amplitude 20 et en phase emploient des méthodes de détermination basées implicitement, sur une identité des fonctions de transfert des chaïnes de traitement rencontrées sur les différentes voies de réception alors que la nature analogique des étages d'entrées des chaînes de traitement ne permet d'approcher cette identité de fonctions de transfert que de façon imparfaite, 25 avec des écarts variant de façons disparates, au cours du temps.
En effet, la gamme de fréquence d'émission de la plupart des signaux radioélectriques, c'est le cas des signaux des satellites de positionnement GPS, est trop élevée pour se prêter directement à un traitement numérique. Le signal radioélectrique capté doit alors subir, dans 30 des étages analogiques de tête, une réfection du bruit hors bande et une descente en fréquence, vers une gamme de fréquence plus basse, bande de fréquence intermédiaire ou bande de base, plus accessible à la technologie actuelle des convertisseurs analogiques/numériques. Cette nature analogique des étages d'entrée des chaînes de traitement et la plage 35 étendue de fréquence à passer pour le traitement d'un signal à bande étalée
5 PCT/FR02/03001 font qu'il est impossible, même en partant d'une conception identique, de parvenir à donner exactement la même fonction de transfert à deux chaînes de traitement distinctes. Ainsi, il existe toujours, entre les fonctions de transfert des différentes chaïnes, des écarts non souhaités d'amplitudes et 5 de phases fonction de la fréquence considérée, qui, de plus, évoluent de façons disparates et aléatoires au cours du temps. Ces écarts inévitables et évolutifs influent défavorablement sur la justesse et la précision de la détermination des coefficients de pondération d'amplitude et de phase et donc sur l'efficacité du déparasitage.
i0 La présente invention a pour but d'améliorer l'efficacité de la technique d'antiparasitage O.L.S. dans le cadre de signaux utiles à larges bandes. Elle a pour but, plus généralement, d'améliorer l'efficacité de tous les traitements de signaux à large bande prenant en compte différentes ~ 5 versions d'un mëme signal provenant de chaînes parallèles de ,traitement supposées avoir des fonctions de transfert identiques.
Elle a pour objet, un procédé d'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique utile, par un filtrage spatial prenant en compte 2o différentes versions parasitées du signal délivrées par un ensemble de chaines parallèles de traitement supposées avoir des fonctions de transfert identiques, remarquable en ce qu'il consiste à réaliser une égalisation, aux niveaux des chaînes de traitement, avant le filtrage spatial, en équipant individuellement des chaînes de traitement avec des filtres temporels 25 ajustables d'égalisation et de circuits de réglage de filtre d'égalisation fonctionnant à partir des différences constatées entre deux versions d'un même signal de test engendré localement en réception par un générateur de signal de test, l'une des versions parcourant la chaîne de traitement égalisée concernée et l'autre servant de référence.
Avantageusement, le signal de test se distingue du signal utile par sa puissance nettement supérieure qui relaye le signal utile au niveau d'un bruit d'ambiance.
i0 La présente invention a pour but d'améliorer l'efficacité de la technique d'antiparasitage O.L.S. dans le cadre de signaux utiles à larges bandes. Elle a pour but, plus généralement, d'améliorer l'efficacité de tous les traitements de signaux à large bande prenant en compte différentes ~ 5 versions d'un mëme signal provenant de chaînes parallèles de ,traitement supposées avoir des fonctions de transfert identiques.
Elle a pour objet, un procédé d'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique utile, par un filtrage spatial prenant en compte 2o différentes versions parasitées du signal délivrées par un ensemble de chaines parallèles de traitement supposées avoir des fonctions de transfert identiques, remarquable en ce qu'il consiste à réaliser une égalisation, aux niveaux des chaînes de traitement, avant le filtrage spatial, en équipant individuellement des chaînes de traitement avec des filtres temporels 25 ajustables d'égalisation et de circuits de réglage de filtre d'égalisation fonctionnant à partir des différences constatées entre deux versions d'un même signal de test engendré localement en réception par un générateur de signal de test, l'une des versions parcourant la chaîne de traitement égalisée concernée et l'autre servant de référence.
Avantageusement, le signal de test se distingue du signal utile par sa puissance nettement supérieure qui relaye le signal utile au niveau d'un bruit d'ambiance.
6 Avantageusement, le signal de test se distingue du signal utile par une modulation auxiliaire.
Avantageusement, le signal de test se distingue du signal utile par une modulation auxiliaire par une suite binaire pseudoaléatoire, le signal de test étant ajouté au signal utile sous sa forme modulée lors de son passage dans une chaîne de traitement puis séparé du signal utile par démodulation avant d'être utilisé par un circuit de réglage de filtre d'égalisation.
i o Avantageusement, un circuit de réglage de filtre d'égalisation utilise la version du signal de test ayant parcouru la chaîne de traitement à
égaliser pour mesurer, de manière explicite, la fonction de transfert de cette chaîne de traitement à égaliser, compare cette fonction de transfert avec une fonction de transfert de référence tirée de la version de référence du signal 5 de test et déduit des différences constatées, des valeurs de réglage permettant d'atténuer ces différences pour un filtre d'égalisation inséré à la suite de la chaîne de traitement à égaliser.
Avantageusement, un circuit de réglage de filtre d'égalisation 20 opère de manière autoadaptative, de manière à maximiser la .valeur de corrélation entre les deux versions du signal de test, la version de référence et celle ayant traversé la chaîne de traitement à égaliser, y compris le filtre d'égalisation.
25 Avantageusement, le générateur de signal de test fournit deux versions du signal de test, l'une dans la bande de fréquence d'entrée des chaînes de traitement, l'autre dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement 3o Avantageusement, la version de référence du signal de test est fournie par une des chaînes de traitement dite principale qui est dépourvue de filtre ajustable d'égalisation et de circuit de réglage de filtre d'égalisation, et dont la fonction de transfert effective est prise pour fonction de transfert de référence, alors que toutes les autres chaînes de traitement dites auxiliaires
Avantageusement, le signal de test se distingue du signal utile par une modulation auxiliaire par une suite binaire pseudoaléatoire, le signal de test étant ajouté au signal utile sous sa forme modulée lors de son passage dans une chaîne de traitement puis séparé du signal utile par démodulation avant d'être utilisé par un circuit de réglage de filtre d'égalisation.
i o Avantageusement, un circuit de réglage de filtre d'égalisation utilise la version du signal de test ayant parcouru la chaîne de traitement à
égaliser pour mesurer, de manière explicite, la fonction de transfert de cette chaîne de traitement à égaliser, compare cette fonction de transfert avec une fonction de transfert de référence tirée de la version de référence du signal 5 de test et déduit des différences constatées, des valeurs de réglage permettant d'atténuer ces différences pour un filtre d'égalisation inséré à la suite de la chaîne de traitement à égaliser.
Avantageusement, un circuit de réglage de filtre d'égalisation 20 opère de manière autoadaptative, de manière à maximiser la .valeur de corrélation entre les deux versions du signal de test, la version de référence et celle ayant traversé la chaîne de traitement à égaliser, y compris le filtre d'égalisation.
25 Avantageusement, le générateur de signal de test fournit deux versions du signal de test, l'une dans la bande de fréquence d'entrée des chaînes de traitement, l'autre dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement 3o Avantageusement, la version de référence du signal de test est fournie par une des chaînes de traitement dite principale qui est dépourvue de filtre ajustable d'égalisation et de circuit de réglage de filtre d'égalisation, et dont la fonction de transfert effective est prise pour fonction de transfert de référence, alors que toutes les autres chaînes de traitement dites auxiliaires
7 sont pourvues individuellement d'un filtre ajustable d'égalisation et d'un circuit de réglage de filtre d'égalisation.
Avantageusement, toutes les chaînes de traitement sont pourvues individuellement d'un filtre ajustable d'égalisation et d'un circuit de réglage de filtre d'égalisation, la version de référence du signal de test étant prise égale à une combinaison linéaire pondérée des versions du transmises par les différentes chaînes de traitement et prélevées amont des filtres ajustables d'égalisation.
Avantageusement, le réglage d'un filtre d'égalisation se fait au cours de périodes de calibration pendant lesquelles le signal utile est remplacé en entrée de la chaîne de traitement considérée par le signal de test.
Avantageusement, des tranches de temps sont réservées aux périodes de calibration qui sont simultanées pour les différentes chaînes de traitement, le filtrage spatial de déparasitage étant interrompu pendant ces tranches de temps.
Avantageusement, les périodes de calibration affectées aux différentes chaînes de traitement ne sont pas simultanées mais se succèdent à tour de rôle, la chaîne de traitement en test étant provisoirement écartée du filtrage spatial.
Avantageusement, le signal de test est un signal à bande étalée qui occupe la mëme bande de fréquence que le signal radioélectrique utile et qui est obtenu par modulation d'une porteuse avec une suite binaire pseudo-aléatoire spécifique.
Avantageusement, le signal de test est une raie de fréquence pure balayant la bande de fréquence du signal radioélectrique utile.
Avantageusement, dans le cas de chaïnes parallèles de traitement correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de
Avantageusement, toutes les chaînes de traitement sont pourvues individuellement d'un filtre ajustable d'égalisation et d'un circuit de réglage de filtre d'égalisation, la version de référence du signal de test étant prise égale à une combinaison linéaire pondérée des versions du transmises par les différentes chaînes de traitement et prélevées amont des filtres ajustables d'égalisation.
Avantageusement, le réglage d'un filtre d'égalisation se fait au cours de périodes de calibration pendant lesquelles le signal utile est remplacé en entrée de la chaîne de traitement considérée par le signal de test.
Avantageusement, des tranches de temps sont réservées aux périodes de calibration qui sont simultanées pour les différentes chaînes de traitement, le filtrage spatial de déparasitage étant interrompu pendant ces tranches de temps.
Avantageusement, les périodes de calibration affectées aux différentes chaînes de traitement ne sont pas simultanées mais se succèdent à tour de rôle, la chaîne de traitement en test étant provisoirement écartée du filtrage spatial.
Avantageusement, le signal de test est un signal à bande étalée qui occupe la mëme bande de fréquence que le signal radioélectrique utile et qui est obtenu par modulation d'une porteuse avec une suite binaire pseudo-aléatoire spécifique.
Avantageusement, le signal de test est une raie de fréquence pure balayant la bande de fréquence du signal radioélectrique utile.
Avantageusement, dans le cas de chaïnes parallèles de traitement correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de
8 réception à plusieurs éléments rayonnants, le signal de test est injecté dans les différentes chaînes de traitement, en sortie de l'antenne réseau de réception, au moyen de dispositifs de multiplexage permettant de raccorder les entrées des chaînes de traitement soit à l'antenne de réception, soit au générateur de signal de test.
Avantageusement, le réglage des filtres d'égalisation des chaînes de traitement se fait en continue, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui est ajouté au signal utile en entrée des chaînes de traitement par l'intermédiaire d'un banc de coupleurs.
Avantageusement, le réglage des filtres d'égalisation des chaînes de traitement se fait en continue, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui est modulé par une modulation auxiliaire i 5 à l'aide d'une suite binaire pseudo-aléatoire, qui est ajouté au signal utile en entrée des chaïnes de traitement au moyen d'un banc de coupleurs et qui est séparé du signal utile par démodulation en sortie des chaînes de traitement.
L'invention a également pour objet un dispositif d'antiparasitage, 2o en réception d'un signal radioélectrique utile opérant par filtrage spatial et mettant en oeuvre le procédé précité.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description, ci-après, d'un mode de réalisation donné à titre d'exemple.
25 Cette description sera faite en regard du dessin illustrant, de manière schématique, différents exemples de dispositifs d'antiparasitage par filtrage spatial montés à la suite d'une antenne de réception multibrins à plusieurs voies de réception et munis, conformément à l'invention, de filtres ajustables d'égalisation intercalés en sortie des chaînes de traitement des voies de 3o réception, en amont du filtre spatial d'antiparasitage, et de circuits de réglages des filtres d'égalisation opérant à l'aide d'un signal de test engendré
localement. Plus précisément, le dessin comporte - une figure 1 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, au cours de périodes 35 de calibration, par analyses spectrales d'une version du signal
Avantageusement, le réglage des filtres d'égalisation des chaînes de traitement se fait en continue, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui est ajouté au signal utile en entrée des chaînes de traitement par l'intermédiaire d'un banc de coupleurs.
Avantageusement, le réglage des filtres d'égalisation des chaînes de traitement se fait en continue, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui est modulé par une modulation auxiliaire i 5 à l'aide d'une suite binaire pseudo-aléatoire, qui est ajouté au signal utile en entrée des chaïnes de traitement au moyen d'un banc de coupleurs et qui est séparé du signal utile par démodulation en sortie des chaînes de traitement.
L'invention a également pour objet un dispositif d'antiparasitage, 2o en réception d'un signal radioélectrique utile opérant par filtrage spatial et mettant en oeuvre le procédé précité.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description, ci-après, d'un mode de réalisation donné à titre d'exemple.
25 Cette description sera faite en regard du dessin illustrant, de manière schématique, différents exemples de dispositifs d'antiparasitage par filtrage spatial montés à la suite d'une antenne de réception multibrins à plusieurs voies de réception et munis, conformément à l'invention, de filtres ajustables d'égalisation intercalés en sortie des chaînes de traitement des voies de 3o réception, en amont du filtre spatial d'antiparasitage, et de circuits de réglages des filtres d'égalisation opérant à l'aide d'un signal de test engendré
localement. Plus précisément, le dessin comporte - une figure 1 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, au cours de périodes 35 de calibration, par analyses spectrales d'une version du signal
9 de test prleve en sortie de chane de mesure, en amont du filtre ajustable d'galisation, et d'une version de rfrence du signal de test fournie directement par le gnrateur local engendrant le signal de test appliqu en entre des chanes de traitement, - une figure 2 montrant un exemple dans lequel les circuits de rglage des filtres d'galisation oprent, au cours de priodes de calibration, de manire adaptative, partir d'une corrlation entre une version du signal de test prleve en sortie de o chane de mesure, en aval du filtre d'galisation, et d'une version de rfrence du signal de test fournie directement par le gnrateur local engendrant le signal de test appliqu en entre de chane de mesure, - une figure 3 montrant un exemple dans lequel les circuits de ~ 5 rglage des filtres d'galisation oprent, au cours de priodes de calibration, par analyses spectrales d'une version du signal de test prleve en sortie de chaine de mesure, en amont du filtre ajustable d'galisation, et d'une version de rfrence du signal de test prleve en sortie d'une chaine de mesure 2o dpourvue de filtre ajustable d'galisation, - une figure 4 montrant un exemple dans lequel les circuits de rglage des filtres d'galisation oprent, au cours de priodes de calibration, de manire adaptative, partir d'une corrlation entre une version du signal de test prleve en sortie de 25 chane de mesure, en aval du filtre d'galisation, et d'une version de rfrence du signal de test prleve en sortie d'une chane de mesure dpourvue de filtre ajustable d'galisation, - une figure 5 montrant un exemple dans lequel les circuits de rglage des filtres d'galisation oprent, en arrire plan de la 3o rception du signal utile, au moyen du signal de test qui est ajout au signal utile en entre des chanes de traitement par l'intermdiaire d'un banc de coupleurs, de manire adaptative, partir d'une corrlation entre une version du signal de test prleve en sortie de chane de mesure, en aval du filtre 35 d'galisation, et d'une version de rfrence du signal de test fournie directement par le générateur local engendrant le signal de test appliqué en entrée de chaïne de mesure, - une figure 6 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, en arrière plan de la 5 réception du signal utile, au moyen du signal de test qui, après avoir subi une modulation auxiliaire, est ajouté au signal utile en entrée des chaînes de traitement au moyen d'un banc de coupleurs, par analyses spectrales d'une version du signal de test prélevée en sortie de chaîne de mesure, en amont du filtre t0 ajustable d'égalisation, et séparée du signal ~ utile par démodulation, et d'une version de référence du signal de test fournie directement par le générateur local engendrant le signal de test appliqué en entrée des chaïnes de traitement, - une figure 7 montrant un exemple dans lequel les circuits de i 5 réglage des filtres d'égalisation opèrent, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal.de test qui, après avoir subi une modulation auxiliaire, est ajouté au signal utile en entrée des chaînes de traitement au moyen d'un banc de coupleurs, par analyses spectrales d'une version du signal de 2o test prélevée en sortie de chaîne de mesure, en amont du filtre ajustable d'égalisation, et séparée du signal utile par démodulation, et d'une version de référence du signal de test prélevée en sortie d'une chaîne de mesure dépourvue de filtre ajustable d'égalisation, , 25 - une figure 8 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui, après avoir subi une modulation auxiliaire, est ajouté au signal utile en entrée des chaînes de traitement par l'intermédiaire d'un 30 banc de coupleurs, de manière adaptative, à partir d'une corrélation entre deux versions du signal de test séparées du signal utile par démodulation et prélevées, l'une en sortie d'une chaine de mesure à égaliser, en aval du filtre d'égalisation, et l'autre en sortie d'une chaîne de mesure dépourvue de filtre 35 ajustable d'égalisation, et - une figure 9 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui, après avoir subi une modulation auxiliaire, est ajouté au signal utile directement en entrée de chaque capteur au moyen du rayonnement de l'élément central et par couplage directif sur ce dernier, de manière adaptative, à partir d'une corrélation entre deux versions du signal de test séparées du signal utile par démodulation et prélevées, l'une en sortie d'une chaïne de t p mesure à égaliser, en aval du filtre d'égalisation, et l'autre en sortie d'une chaîne de mesure dépourvue de filtre ajustable d'égalisation.
Dans les différentes figures, les éléments inchangés çonservent i s les mêmes indexations.
Le dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial illustré à la figure 1, est supposé traiter en réception, des signaux radioélectriques provenant des satellites de navigation du système GPS. II se place au niveau des 2o étages d'entrée d'un récepteur GPS, à la suite de l'antenne de réception 1, devant les étages consacrés au désétalement des signaux GPS, à
l'extraction des informations contenues dans les signaux désétalés et aux calculs de position et de vitesse à partir des informations extraites.
L'antenne de réception 1 est une antenne réseau à diagramme de 25 rayonnement hémisphérique dirigé vers le haut pour permettre de capter des signaux provenant d'émetteurs embarqués à bord de satellites défilants. Elle est configurée pour avoir une sensibilité tournée vers le ciel et limitée aux angles de sites supérieurs à quelques degrés pour être le moins possible influencée par des brouilleurs terrestres, intentionnels ou non. Telle qu'elle 3o est représentée, elle est formée d'un réseau de sept éléments rayonnants 1 a, 1 b, 1 c,..., 1 f, 1 g disposés sur un plan de masse sensiblement horizontal, six 1a,..., 1f répartis selon les sommets d'un hexagone régulier et un septième 1 g placé au centre de l'hexagone. Cette représentation est théorique car l'antenne réseau de réception est en fait réalisée à partir de la 35 technique des antennes patch. D'autres configurations d'antenne sont possibles avec plus ou moins d'éléments rayonnants disposés aux sommets d'un polygone régulier et avec un élément rayonnant central ou non, l'antenne ayant de préférence un diagramme de rayonnement omnidirectionnel en azimut puisque l'orientation du récepteur , n'est pas nécessairement connue d'avance.
Les signaux captés par les éléments rayonnants 1 a,..., 1 g de l'antenne réseau de réception sont appliqués à des chaînes individuelles de traitement identiques, dont une seule 2d est représentée entièrement, assurant une mise en forme du signal capté le rendant apte à un traitement purement numérique. De manière habituelle, chaque chaîne individuelle de traitement comporte un ou plusieurs étages d'entrée 20 assurant une limitation du bruit hors bande et une descente en fréquence du signal capté, de la plage HF dans laquelle il a été émis (bandes L) à une plage de fréquence intermédiaire FI plus propice à une numérisation, un convertisseur ~ 5 analogique/numérique 21 et un étage de sortie 22 complétant la descente en fréquence et assurant le passage du signal utile en bande de base.
Après avoir été numérisés et placés en bande de base par les chaînes individuelles de traitement 2a,...,2g, les signaux captés par les différents éléments 1 a,....,1 g de l'antenne 1, qui ont la forme ~ de suites 2o d'échantillons numériques avec deux composantes, l'une I dite en phase et l'autre Q dite en quadrature, sont appliqués à un filtre spatial d'antiparasitage 3.
Le filtre spatial d'antiparasitage 3 réalise une combinaison linéaire des signaux captés par les différents éléments rayonnants de l'antenne pour 25 créer une voie de réception favorisant les signaux utiles au détriment des signaux de brouillage. Son principe de fonctionnement repose sur l'hypothèse que les signaux utiles et les signaux de brouillage ne sont pas captés dans les mêmes directions. II consiste à créer, dans le diagramme de rayonnement correspondant à la voie de réception formée en sortie du filtre 3o spatial, des trous dans les directions des brouilleurs mais pas dans les directions des signaux utiles.
Le réglage du filtre spatial d'antiparasitage 3, c'est-à-dire la détermination des coefficients de pondération de la combinaison linéaire des signaux captés par l'antenne de réception qu'il réalise, se fait en considérant 35 une des voies de réception appliquée en entrée du filtre spatial 3 comme une voie maître et les autres comme des voies auxiliaires, en imposant un coefficient de pondération unité à la voie maître et en déterminant les coefficients de pondération des voies auxiliaires pour obtenir en sortie du filtre spatial un signal sans corrélation avec elles.
Dans les exemples représentés, on suppose que la voie maitre de réception est celle provenant de l'élément central 1 g de l'antenne de réception 1 mais cette voie maïtre pourrait provenir d'un autre élément rayonnant ou même résulter d'une combinaison particulière des signaux captés par les différents éléments rayonnants de l'antenne, particulière en ce 1 o sens qu'elle est favorable à la réception des signaux utiles. Les voies auxiliaires de réception proviennent ici de chacun des éléments rayonnants périphériques 1a,...,1f de l'antenne de réception 1 mais elles pourraient aussi résulter de combinaisons particulières des signaux captés par les différents éléments rayonnants de l'antenne, particulières en ce sens qu'elles seraient i 5 plutôt favorables à la réception des brouilleurs. La seule limitation est que les voies maître et auxiliaires de réception soient indépendantes, c'est-à-dire qu'aucune d'elles ne se réduise à une simple combinaison linéaire des autres.
Cette technique d'antiparasitage ne sera pas détaillée davantage 2o car elle est bien connue, dans le domaine du radar sous la dénomination d'antibrouillage par opposition des lobes secondaires ou antibrouillage O.L.S.en français et C.S.L.C. en anglais. L'un des problèmes qu'elle pose est qu'elle utilise des méthodes de détermination des coefficients du filtre spatial d'antiparasitage qui, dans le cadre de signaux utiles à large bande' comme le 25 sont les signaux en bande étalée, sont très sensibles aux disparités des fonctions de transfert des différentes chaînes individuelles de traitement fournissant les signaux des voies principale et auxiliaires de réception. Cela conduit à s'imposer, lors de la conception des chaînes indépendantes de traitement, des contraintes sévères d'égalisation des performances entre 3o toutes les chaînes à respecter dans la durée, qui en renchérissent le coût de manière significative.
Pour remédier au problème posé par les disparités des fonctions de transfert des chaînes individuelles de traitement et parvenir ainsi, soit à
améliorer les performances de l'antiparasitage, soit à obtenir un même 35 niveau d'antiparasitage avec des chaïnes individuelles de traitement de moindre coût, on intercale en sortie des chaînes individuelles de traitement 2a,...,2f, devant les entrées du filtre spatial d'antiparasitage 3, un banc de circuits d'égalisation automatique couplé à un générateur de signal de test 5 et à une batterie 6 de commutateurs permettant, sur commande, de remplacer, en entrée des différentes chaïnes individuelles de traitement 2a,....,2g, les signaux captés par les éléments rayonnants 1 a,...,1 g de l'antenne de réception 1 par un signal de test occupant la mëme bande haute fréquence, disponible sur une sortie HF du générateur de signal de test 5.
Le banc de circuits d'égalisation automatique renferme un circuit d'égalisation automatique par voie de réception. Seul celui 4d dédié à la voie de réception correspondant au signal capté par l'élément rayonnant 1 d de l'antenne de réception 1 est visi ble sur la figure 1. Chaque circuit d'égalisation automatique 4d comporte un filtre ajustable d'égalisation 40d intercalé en sortie de la chaîne de traitement 2d de voie de réception à
i 5 laquelle il est dédié, en amont du filtre spatial d'antiparasitage 3, un circuit 41 d de détermination des coefficients du filtre ajustable d'égalisation 40d, deux circuits 42t et 43d analyseurs de spectre, l'un 42t connecté en entrée, à
une sortie FI, en fréquence intermédiaire, du générateur de signal de test 5, l'autre 43d connecté en sortie du convertisseur analogique/numérique 21d de 20 la voie 1 d affectée au circuit automatique d'égalisation considéré 4d, et un soustracteur 44d connecté en sortie des deux circuits analyseurs de spectre 42t et 43d fournissant la différence constatée entre les deux spectres au circuit 41 d de détermination des coefficients du filtre d'égalisation 40d.
La batterie 6 de commutateurs permet d'isoler à volonté, les 25 chaïnes individuelles de traitement de l'influence du monde extérieur et donc des brouilleurs pour ne leur soumettre que le signal de test.
Le générateur de signal de test 5 engendre localement, sur une sortie HF dans la bande haute fréquence d'émission du signal utile capté par le récepteur, et sur une sortie FI dans la bande de fréquence intermédiaire 30 occupée par le signal de sortie des convertisseurs analogique/numérique 21 a à21 g des chaînes individuelles de traitement 2a à 2g, deux versions d'un même signal de test à bande étalée de même largeur spectrale que le signal utile et de puissances adaptées aux sensibilités d'entrée des chaïnes individuelles de traitement 2a,..., 2g et des circuits d'égalisation 4d. II
peut mettre en oeuvre une porteuse modulée en biphase par une suite binaire pseudo-aléatoire.
Le signal de test, une fois injecté par l'intermédiaire de la batterie 6 de commutateurs, en entrée des chaïnes individuelles de traitement 2a,...., 5 2g en lieu et place des signaux reçus constitués des signaux utiles et de brouillage captés par les éléments rayonnants de l'antenne de réception 1, traverse les différents étages des chaînes individuelles de traitement placés en amont de leurs convertisseurs analogiques/numériques. II parcourt ainsi toutes leurs parties analogiques et subit, de la part des chaînes individuelles o de traitement 2a,...., 2g, les mêmes perturbations que les signaux utiles captés par l'antenne de réception.
Les circuits analyseurs de spectre 42t, 43d délivrent les spectres complexes de fréquence des signaux appliqués à leurs entrées. Ils peuvent opérer selon toutes les techniques connues d'analyse spectrale, aussi bien ~ 5 celles utilisant la transformation de Fourier sous toutes ses variantes, que celles dites "haute résolution" utilisant une approche par les valeurs propres et vecteurs propres de la matrice d'autocorrélation du signal ou une approche par modélisation autorégressive. Sur la figure 1, les circuits analyseurs de spectre 42t, 43d sont supposés opérer une FFT, c'est-à-dire une transformation rapide de Fourier.
L'un, le circuit analyseur de spectre 42t délivre le spectre complexe de fréquence de la version du signal de test qui occupe la bande de fréquence intermédiaire de sortie de la chaîne de traitement tout en étant directement issue, sous forme numérique, de la sortie FI du générateur du signal de test 5 tandis que l'autre 43d délivre le spectre complexe de fréquence du signal de test après son passage dans la chaïne de traitement 2d alors qu'il est affecté de perturbations dues à cette chaîne de traitement 2d. Le spectre complexe de fréquence délivré par le circuit analyseur de spectre 42t constitue un modèle de fonction de transfert de référence 3o permettant de prendre en compte les imperfections du signal de test par rapport au spectre plat recherché dans la bande utile alors que le spectre complexe de fréquence délivré par l'analyseur de spectre 43d constitue une mesure de la fonction de transfert de la chaîne de traitement 2d aux imperfections près du signal de test.
Le soustracteur 44d soustrait du modèle de fonction de transfert délivré par le circuit analyseur de spectre 42t, la fonction de transfert mesurée délivrée par l'analyseur de spectre 43d pour mettre en évidence les perturbations spectrales à faire corriger par le filtre ajustable d'égalisation 40d placé en sortie de la chaîne individuelle de traitement 2d.
Le circuit 41d de détermination des coefficients du filtre d'égalisation effectue les calculs classiques de détermination des coefficients d'un filtre pour réaliser la fonction de transfert délivrée par le soustracteur 44d. II peut être de tout type connu et opérer, par exemple, par inversion de la matrice d'autocorrélation des perturbations spectrales.
Le filtre ajustable d'égalisation 40d est un filtre numérique programmable puisqu'il se situe, à la suite d'une chaîne individuelle de traitement 2d, à un niveau où les signaux sont disponibles sous forme numérique. C'est avantageusement, un filtre à réponse finie de type FIR.
Par commodité, l'analyseur de spectre 42t opérant directement sur le signal du générateur de signal de test 5 a été représenté comme appartenant à chaque circuit d'égalisation automatique 4a, 4b,...,4g. II va de soit qu'il peut n'exister qu'en un seul exemplaire et ëtre mis en commun avec 2o tous les circuits d'égalisation automatiques Selon une variante, au lieu d'engendrer une suite binaire pseudo-aléatoire, le générateur de signal de test 5 peut engendrer ur)e raie de fréquence pure d'amplitude calibrée qui balaye la bande occupée par les signaux utiles en entrées des chaînes individuelles de traitement 2a,...,2g.
Les circuits analyseurs de spectre 42t, 43d fournissent alors des spectres complexes constitués par la suite des échantillons complexes (amplitude-phase) des signaux prélevés au niveau des sorties des convertisseurs analogiques-numériques des chaînes individuelles de traitement pour 3o différentes valeurs de fréquence balayées par la raie de fréquence du signal de test.
La figure 2 montre un deuxième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. La différence par rapport au dispositif d'antiparasitage décrit relativement à la figure 1 se situe essentiellement, au niveau de la conception des circuits d'égalisation automatique 4d' et plus particulièrement du mode de réglage du filtre ajustable d'égalisation 40d qui ne se fait plus à
partir d'une mesure explicite des différences présentées par la fonction de transfert de la chaîne de traitement par rapport à une fonction de transfert de référence mais selon un processus adaptatif tendant à maximiser la valeur de la corrélation existant entre le signal de test en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d et sa version provenant directement du générateur de signal de test 5 prise cette fois sur une sortie BB où le signal de test est disponible sous forme numérique, non plus en bande de fréquence intermédiaire mais en bande de base, un circuit à retard 7 permettant de corriger le retard 0T1 pris par le signal de test issu de la chaîne de traitement en raison de son parcours plus long et de remettre en phase les deux versions corrélées du signal de test.
~ 5 Ainsi, à la place des analyseurs de spectres 42t, 43d et du soustracteur 44d, on trouve un simple corrélateur 45d dont une entrée est connectée en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d et l'autre à la suite du circuit à retard 7 placé sur la sortie BB du générateur de signal de test 5.
Le circuit de détermination des coefficients du filtre ajustable d'égalisation 41 d' 20 opère par approximations successives, en mettant en oeuvre les techniques classiques à base d'algorithme du gradient utilisées, par exemple, dans le domaine des modems pour réaliser un filtrage adapté des liaisons de transmission.
25 La figure 3 montre un troisième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. La différence par rapport au dispositif d'antiparasitage décrit relativement à la figure 1 se situe au niveau de la version du signal de test utilisée pour le modèle de fonction de transfert. Celle-ci, au lieu de provenir 3o directement du générateur de signal de test 5 est extraite de la chaîne individuelle de traitement 2g affectée à la voie de réception provenant de l'élément rayonnant central 1 g de l'antenne 1 prise comme voie maïtre pour le filtre spatial d'antiparasitage 3. Dans ce cas, la chaîne individuelle de traitement 2g de la voie maître est prise pour référence et ne comporte pas 35 de circuit d'égalisation automatique à la différence de toutes les autres chaînes individuelles de traitement 2a à 2f. On remarque que les deux versions du signal de test utilisées par un circuit d'égalisation automatique 4d sont extraites à un même niveau des deux chaînes individuelles de traitement, soit, comme représenté, en sortie intermédiaire de 'l'étage de conversion analogique/numérique, soit même en sortie finale, après l'étage 22g, 22d de translation du signal en bande de base, mais en amont du filtre ajustable d'égalisation 40d.
La figure 4 montre un quatrième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. Celui-ci se distingue du précédent par la constitution des circuits d'égalisation automatique 4d' qui reprend celle à corrélateur 45d du deuxième exemple illustré à la figure 2. Comme l'une des entrées du corrélateur 45d doit être connectée en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d délivrant un signal en bande de base, l'autre entrée du corrélateur 45d ne peut plus ëtre connectëe qu'au niveau de la sortie finale de la chaîne individuelle de traitement 2g alors que le signal se trouve également en bande de base.
Dans les exemples de dispositifs d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique qui viennent d'être décrits relativement aux figures 1 à 4, les bancs de circuits d'égalisation automatique sont ajustés au cours d'opérations de calibration où le signal de test est substitué aux signaux de l'antenne 1 de réception par une manoeuvre d'un banc de commutateurs 6. Ces opérations de calibration peuvent se faire simultanément pour toutes les chaînes de traitement, par exemple à la mise en route du récepteur ou séquentiellement au bout d'une certaine période de temps tenant compte des dérives des chaînes de traitement. L'affectation de périodes de calibration différentes pour les 3o chaînes de traitement permet de laisser se poursuivre le filtrage spatial pendant les périodes de calibrage, seule la chaîne de traitement sous test étant provisoirement écartée.
L'insertion de périodes de calibration au cours du fonctionnement du récepteur GPS est avantageusement confiée à un automate qui, soit impose régulièrement des périodes de calibration à la mise en route du récepteur et au bout de périodes de fonctionnement d'une durée déterminée choisie en fonction des vitesses de dérive des caractéristiques des chaînes individuelles de traitement, soit initialise une période de calibration à la mise en route du récepteur et chaque fois que le rapport signal à bruit du signal reçu, mesuré en aval dans le récepteur après l'opération de désétalement devient inférieur à un seuil considéré comme le minimum tolérable pour un fonctionnement fiable du récepteur GPS.
II est également possible de pourvoir des dispositifs d'antiparasitage à filtrage spatial de banc de circuits d'égalisation automatique s'ajustant en continu, en arrière plan de la réception du signal utile.
La figure 5 en donne un exemple dérivé de celui de la figure 2. Ce cinquième exemple se rapproche de celui de la figure 2 dont il reprend la i 5 conception des circuits d'égalisation automatiques 4d'. II ne s'en distingue que par le fait que le banc 6 des commutateurs 6a à 6g a laissé sa place à
un banc 8 de coupleurs 8a à 8g. Le signal de test engendré en haute fréquence par le générateur de test 5 est superposé aux signaux de réception de l'antenne 1 dans les différentes chaînes individuelles de 2o traitement 2a à 2g. Au niveau d'un circuit d'égalisation automatique 4d', le signal utile de réception superposé au signal de test en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d joue le rôle d'un bruit dans la corrélation effectuée par le corrélateur 45d, avec la version du signal de test provenant directement du générateur de signal de test 5, bruit qui est éliminé ou, à
tout 25 le moins, très affaibli si l'on a pris la précaution de prendre pour le signal de test un code binaire pseudoaléatoire orthogonal aux codes binaires pseudoaléatoires utilisés par le système GPS.
La figure 6 montre un sixième exemple de dispositif 3o d'antiparasitage à filtrage spatial avec un banc de circuits d'égalisation automatique s'ajustant en continu, en arrière plan de la réception du signal utile. Cet autre exemple se rapproche de celui de la figure 1 dont il reprend la conception des circuits d'égalisation automatique 4d. II s'en distingue néanmoins, par différentes caractéristiques. Comme dans l'exemple 35 précédent de la figure 5, le banc 6 de commutateurs 4a à 4g a laissé sa place à un banc 8 de coupleurs 8a à 8g mais de plus, le signal de test disponible sur la sortie HF du générateur de signal de test 5 subit une modulation auxiliaire par un code pseudo-aléatoire avant d'être superposé au signal utile de réception en entrée des chaînes individuelles de traitement 2a 5 à 2g puis une démodulation auxiliaire en sortie des chaines individuelles de traitement 2a à 2g avant d'être appliqué à l'analyseur de spectre 43d.
La modulation et la démodulation auxiliaire du signal de test avant et après son passage par la chaîne individuelle de traitement à égaliser ont pour but de permettre d'atténuer le signal utile en entrée de l'analyseur de spectre 43d afin que celui-ci voit principalement le signal de test. Elles sont réalisées au moyen d'un générateur local 9 de code binaire pseudo-aléatoire, d'un modulateur 10 intercalé entre la sortie HF du générateur de signal de test 5 et le banc 8 de coupleurs 8a à 8g et d'un démodulateur 11 intercalé
devant l'entrée de l'analyseur de spectre 43d du circuit d'égalisation ~ 5 automatique. La modulation auxiliaire se fait de préférence à un multiple du débit du signal de test et réalise un étalement de bande supplémentaire qui est choisi pour s'accommoder de la marge de largeur de bande de part et d'autre de celle du signal utile, adoptée pour les chaïnes individuelles de traitement lors de leur conception.
La figure 7 montre un septième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. La différence par rapport au dispositif d'antiparasitage décrit relativement à la figure 6 précédente se situe au niveau de la version du signal de test utilisée pour le modèle de fonction de transfert. Celle-ci, au lieu de provenir directement du générateur de signal de test 5 est extraite de la chaïne individuelle de traitement 2g affectée à la voie de réception provenant de l'élément rayonnant central 1g de l'antenne 1 prise comme voie maïtre pour le filtre spatial d'antiparasitage 3.
3o Comme le signal extrait de la chaîne individuelle de traitement 2d faisant l'objet de l'égalisation, le signal extrait de la chaîne individuelle de traitement 2g prise pour référence subit une démodulation en 12 destinée à
faire ressortir le signal de test de l'ensemble des composantes du signal de sortie de cette chaïne individuelle de traitement 2g. On remarque que, comme précédemment pour l'exemple illustré dans la figure 3, la chaine individuelle de traitement 2g de la voie maître prise pour référence ne comporte pas de circuit d'égalisation automatique à la différence de toutes les autres chaïnes individuelles de traitement 2a à 2f et que les deux versions du signal de test utilisées par un circuit d'égalisation automatique 4d sont extraites à un mëme niveau des deux chaînes individuelles de traitement, soit, comme représenté, en sortie intermédiaire de l'étage de conversion analogiquelnumérique, soit mëme en sortie finale, après l'étage 22g, 22d de translation du signal en bande de base, mais en amont du filtre ajustable d'égalisation 40d.
La figure 8 montre un huitième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. Celui-ci se distingue du précédent illustré à la figure 7, par la constitution des circuits d'égalisation automatique 4d' qui reprend celle à
i 5 corrélateur 45d des exemples illustrés aux figures 2, 4 et 5. Comme l'une des entrées du corrélateur 45d doit être connectée en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d délivrant un signal en bande de base, l'autre entrée du corrélateur 45d ne peut plus être connectée qu'au niveau de la sortie finale de la chaïne individuelle de traitement 2g alors que le signal se trouve 2o également en bande de base.
D'autres variantes de dispositifs d'antiparasitage par filtrage spatial avec banc de circuits d'ëgalisation automatique sont encore possibles, notamment des variantes combinant le banc de commutateurs et 25 le banc de coupleurs des exemples précédemment décrits. II est également possible de prendre en compte la partie des défauts d'inhomogénéité, dans les traitements des voies de réception, dus aux éléments rayonnants de l'antenne de réception. II suffit pour cela de remplacer les .bancs de commutateurs ou de coupleurs par une antenne d'émission excitée par le 3o générateur local de signal de test et disposée sur le même porteur que l'antenne de réception, à proximité ou même au sein de l'antenne de réception.
Comme le montre le neuvième exemple de dispositif d'antibrouillage par filtrage spatial illustré à la figure 9, l'un des éléments 35 rayonnant de l'antenne de réception, ici l'élément 1 g, peut être utilisé
comme antenne d'émission pour le signal de test. Cet élément rayonnant 1 g qui conserve son rôle à la réception, est excité à l'émission, au moyen d'un coupleur auxiliaire 8" par le signal de test préalablement soumis à une modulation auxiliaire pour permettre sa séparation du signal utile lors de sa réception.
On remarque que, dans les différents dispositifs décrits,, les bancs 4, 4' de circuits d'égalisation automatique interviennent sur les signaux alors qu'ils ont été numérisés. Ils sont donc réalisés par traitement numérique comme le filtre spatial 3 d'antiparasitage de sorte que les deux fonctions d'égalisation par filtrage temporel et d'antiparasitage par filtrage spatial peuvent ëtre conduites au moyen d'un même circuit spécialisé dans le traitement de signal tel qu'un DSP (Digital Signal Processor).
Les dispositifs qui viennent d'être décrits ont l'intérêt de permettre i 5 la correction des défauts des chaïnes analogiques de descente en fréquence des voies de réception d'une antenne réseau par la programmation de composants numériques qui est une opération beaucoup plus aisée que d'intervenir sur la conception des étages analogiques. On peut ainsi s'affranchir des spécifications souvent très dures imposées aux étages HF
2o dans le domaine des réseaux de capteurs de signaux radioélectriques tels que les signaux de radionavigation.
Les corrections effectuées en numérique reposent sur des algorithmes de calcul aisément modifiables et, de manière évidente, moins soumis aux limitations technologiques que celles rencontrées en HF.
25 En fin, du point de vue du coût, ce déport de complexité de l'analogique vers le numérique permet, pour des performances identiques, de réduire sensiblement les coûts de développement des produits et laisse ouvert des possibilités d'optimisation par simple mise à jour de logiciel même dans des applications à faible coût.
Dans les différentes figures, les éléments inchangés çonservent i s les mêmes indexations.
Le dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial illustré à la figure 1, est supposé traiter en réception, des signaux radioélectriques provenant des satellites de navigation du système GPS. II se place au niveau des 2o étages d'entrée d'un récepteur GPS, à la suite de l'antenne de réception 1, devant les étages consacrés au désétalement des signaux GPS, à
l'extraction des informations contenues dans les signaux désétalés et aux calculs de position et de vitesse à partir des informations extraites.
L'antenne de réception 1 est une antenne réseau à diagramme de 25 rayonnement hémisphérique dirigé vers le haut pour permettre de capter des signaux provenant d'émetteurs embarqués à bord de satellites défilants. Elle est configurée pour avoir une sensibilité tournée vers le ciel et limitée aux angles de sites supérieurs à quelques degrés pour être le moins possible influencée par des brouilleurs terrestres, intentionnels ou non. Telle qu'elle 3o est représentée, elle est formée d'un réseau de sept éléments rayonnants 1 a, 1 b, 1 c,..., 1 f, 1 g disposés sur un plan de masse sensiblement horizontal, six 1a,..., 1f répartis selon les sommets d'un hexagone régulier et un septième 1 g placé au centre de l'hexagone. Cette représentation est théorique car l'antenne réseau de réception est en fait réalisée à partir de la 35 technique des antennes patch. D'autres configurations d'antenne sont possibles avec plus ou moins d'éléments rayonnants disposés aux sommets d'un polygone régulier et avec un élément rayonnant central ou non, l'antenne ayant de préférence un diagramme de rayonnement omnidirectionnel en azimut puisque l'orientation du récepteur , n'est pas nécessairement connue d'avance.
Les signaux captés par les éléments rayonnants 1 a,..., 1 g de l'antenne réseau de réception sont appliqués à des chaînes individuelles de traitement identiques, dont une seule 2d est représentée entièrement, assurant une mise en forme du signal capté le rendant apte à un traitement purement numérique. De manière habituelle, chaque chaîne individuelle de traitement comporte un ou plusieurs étages d'entrée 20 assurant une limitation du bruit hors bande et une descente en fréquence du signal capté, de la plage HF dans laquelle il a été émis (bandes L) à une plage de fréquence intermédiaire FI plus propice à une numérisation, un convertisseur ~ 5 analogique/numérique 21 et un étage de sortie 22 complétant la descente en fréquence et assurant le passage du signal utile en bande de base.
Après avoir été numérisés et placés en bande de base par les chaînes individuelles de traitement 2a,...,2g, les signaux captés par les différents éléments 1 a,....,1 g de l'antenne 1, qui ont la forme ~ de suites 2o d'échantillons numériques avec deux composantes, l'une I dite en phase et l'autre Q dite en quadrature, sont appliqués à un filtre spatial d'antiparasitage 3.
Le filtre spatial d'antiparasitage 3 réalise une combinaison linéaire des signaux captés par les différents éléments rayonnants de l'antenne pour 25 créer une voie de réception favorisant les signaux utiles au détriment des signaux de brouillage. Son principe de fonctionnement repose sur l'hypothèse que les signaux utiles et les signaux de brouillage ne sont pas captés dans les mêmes directions. II consiste à créer, dans le diagramme de rayonnement correspondant à la voie de réception formée en sortie du filtre 3o spatial, des trous dans les directions des brouilleurs mais pas dans les directions des signaux utiles.
Le réglage du filtre spatial d'antiparasitage 3, c'est-à-dire la détermination des coefficients de pondération de la combinaison linéaire des signaux captés par l'antenne de réception qu'il réalise, se fait en considérant 35 une des voies de réception appliquée en entrée du filtre spatial 3 comme une voie maître et les autres comme des voies auxiliaires, en imposant un coefficient de pondération unité à la voie maître et en déterminant les coefficients de pondération des voies auxiliaires pour obtenir en sortie du filtre spatial un signal sans corrélation avec elles.
Dans les exemples représentés, on suppose que la voie maitre de réception est celle provenant de l'élément central 1 g de l'antenne de réception 1 mais cette voie maïtre pourrait provenir d'un autre élément rayonnant ou même résulter d'une combinaison particulière des signaux captés par les différents éléments rayonnants de l'antenne, particulière en ce 1 o sens qu'elle est favorable à la réception des signaux utiles. Les voies auxiliaires de réception proviennent ici de chacun des éléments rayonnants périphériques 1a,...,1f de l'antenne de réception 1 mais elles pourraient aussi résulter de combinaisons particulières des signaux captés par les différents éléments rayonnants de l'antenne, particulières en ce sens qu'elles seraient i 5 plutôt favorables à la réception des brouilleurs. La seule limitation est que les voies maître et auxiliaires de réception soient indépendantes, c'est-à-dire qu'aucune d'elles ne se réduise à une simple combinaison linéaire des autres.
Cette technique d'antiparasitage ne sera pas détaillée davantage 2o car elle est bien connue, dans le domaine du radar sous la dénomination d'antibrouillage par opposition des lobes secondaires ou antibrouillage O.L.S.en français et C.S.L.C. en anglais. L'un des problèmes qu'elle pose est qu'elle utilise des méthodes de détermination des coefficients du filtre spatial d'antiparasitage qui, dans le cadre de signaux utiles à large bande' comme le 25 sont les signaux en bande étalée, sont très sensibles aux disparités des fonctions de transfert des différentes chaînes individuelles de traitement fournissant les signaux des voies principale et auxiliaires de réception. Cela conduit à s'imposer, lors de la conception des chaînes indépendantes de traitement, des contraintes sévères d'égalisation des performances entre 3o toutes les chaînes à respecter dans la durée, qui en renchérissent le coût de manière significative.
Pour remédier au problème posé par les disparités des fonctions de transfert des chaînes individuelles de traitement et parvenir ainsi, soit à
améliorer les performances de l'antiparasitage, soit à obtenir un même 35 niveau d'antiparasitage avec des chaïnes individuelles de traitement de moindre coût, on intercale en sortie des chaînes individuelles de traitement 2a,...,2f, devant les entrées du filtre spatial d'antiparasitage 3, un banc de circuits d'égalisation automatique couplé à un générateur de signal de test 5 et à une batterie 6 de commutateurs permettant, sur commande, de remplacer, en entrée des différentes chaïnes individuelles de traitement 2a,....,2g, les signaux captés par les éléments rayonnants 1 a,...,1 g de l'antenne de réception 1 par un signal de test occupant la mëme bande haute fréquence, disponible sur une sortie HF du générateur de signal de test 5.
Le banc de circuits d'égalisation automatique renferme un circuit d'égalisation automatique par voie de réception. Seul celui 4d dédié à la voie de réception correspondant au signal capté par l'élément rayonnant 1 d de l'antenne de réception 1 est visi ble sur la figure 1. Chaque circuit d'égalisation automatique 4d comporte un filtre ajustable d'égalisation 40d intercalé en sortie de la chaîne de traitement 2d de voie de réception à
i 5 laquelle il est dédié, en amont du filtre spatial d'antiparasitage 3, un circuit 41 d de détermination des coefficients du filtre ajustable d'égalisation 40d, deux circuits 42t et 43d analyseurs de spectre, l'un 42t connecté en entrée, à
une sortie FI, en fréquence intermédiaire, du générateur de signal de test 5, l'autre 43d connecté en sortie du convertisseur analogique/numérique 21d de 20 la voie 1 d affectée au circuit automatique d'égalisation considéré 4d, et un soustracteur 44d connecté en sortie des deux circuits analyseurs de spectre 42t et 43d fournissant la différence constatée entre les deux spectres au circuit 41 d de détermination des coefficients du filtre d'égalisation 40d.
La batterie 6 de commutateurs permet d'isoler à volonté, les 25 chaïnes individuelles de traitement de l'influence du monde extérieur et donc des brouilleurs pour ne leur soumettre que le signal de test.
Le générateur de signal de test 5 engendre localement, sur une sortie HF dans la bande haute fréquence d'émission du signal utile capté par le récepteur, et sur une sortie FI dans la bande de fréquence intermédiaire 30 occupée par le signal de sortie des convertisseurs analogique/numérique 21 a à21 g des chaînes individuelles de traitement 2a à 2g, deux versions d'un même signal de test à bande étalée de même largeur spectrale que le signal utile et de puissances adaptées aux sensibilités d'entrée des chaïnes individuelles de traitement 2a,..., 2g et des circuits d'égalisation 4d. II
peut mettre en oeuvre une porteuse modulée en biphase par une suite binaire pseudo-aléatoire.
Le signal de test, une fois injecté par l'intermédiaire de la batterie 6 de commutateurs, en entrée des chaïnes individuelles de traitement 2a,...., 5 2g en lieu et place des signaux reçus constitués des signaux utiles et de brouillage captés par les éléments rayonnants de l'antenne de réception 1, traverse les différents étages des chaînes individuelles de traitement placés en amont de leurs convertisseurs analogiques/numériques. II parcourt ainsi toutes leurs parties analogiques et subit, de la part des chaînes individuelles o de traitement 2a,...., 2g, les mêmes perturbations que les signaux utiles captés par l'antenne de réception.
Les circuits analyseurs de spectre 42t, 43d délivrent les spectres complexes de fréquence des signaux appliqués à leurs entrées. Ils peuvent opérer selon toutes les techniques connues d'analyse spectrale, aussi bien ~ 5 celles utilisant la transformation de Fourier sous toutes ses variantes, que celles dites "haute résolution" utilisant une approche par les valeurs propres et vecteurs propres de la matrice d'autocorrélation du signal ou une approche par modélisation autorégressive. Sur la figure 1, les circuits analyseurs de spectre 42t, 43d sont supposés opérer une FFT, c'est-à-dire une transformation rapide de Fourier.
L'un, le circuit analyseur de spectre 42t délivre le spectre complexe de fréquence de la version du signal de test qui occupe la bande de fréquence intermédiaire de sortie de la chaîne de traitement tout en étant directement issue, sous forme numérique, de la sortie FI du générateur du signal de test 5 tandis que l'autre 43d délivre le spectre complexe de fréquence du signal de test après son passage dans la chaïne de traitement 2d alors qu'il est affecté de perturbations dues à cette chaîne de traitement 2d. Le spectre complexe de fréquence délivré par le circuit analyseur de spectre 42t constitue un modèle de fonction de transfert de référence 3o permettant de prendre en compte les imperfections du signal de test par rapport au spectre plat recherché dans la bande utile alors que le spectre complexe de fréquence délivré par l'analyseur de spectre 43d constitue une mesure de la fonction de transfert de la chaîne de traitement 2d aux imperfections près du signal de test.
Le soustracteur 44d soustrait du modèle de fonction de transfert délivré par le circuit analyseur de spectre 42t, la fonction de transfert mesurée délivrée par l'analyseur de spectre 43d pour mettre en évidence les perturbations spectrales à faire corriger par le filtre ajustable d'égalisation 40d placé en sortie de la chaîne individuelle de traitement 2d.
Le circuit 41d de détermination des coefficients du filtre d'égalisation effectue les calculs classiques de détermination des coefficients d'un filtre pour réaliser la fonction de transfert délivrée par le soustracteur 44d. II peut être de tout type connu et opérer, par exemple, par inversion de la matrice d'autocorrélation des perturbations spectrales.
Le filtre ajustable d'égalisation 40d est un filtre numérique programmable puisqu'il se situe, à la suite d'une chaîne individuelle de traitement 2d, à un niveau où les signaux sont disponibles sous forme numérique. C'est avantageusement, un filtre à réponse finie de type FIR.
Par commodité, l'analyseur de spectre 42t opérant directement sur le signal du générateur de signal de test 5 a été représenté comme appartenant à chaque circuit d'égalisation automatique 4a, 4b,...,4g. II va de soit qu'il peut n'exister qu'en un seul exemplaire et ëtre mis en commun avec 2o tous les circuits d'égalisation automatiques Selon une variante, au lieu d'engendrer une suite binaire pseudo-aléatoire, le générateur de signal de test 5 peut engendrer ur)e raie de fréquence pure d'amplitude calibrée qui balaye la bande occupée par les signaux utiles en entrées des chaînes individuelles de traitement 2a,...,2g.
Les circuits analyseurs de spectre 42t, 43d fournissent alors des spectres complexes constitués par la suite des échantillons complexes (amplitude-phase) des signaux prélevés au niveau des sorties des convertisseurs analogiques-numériques des chaînes individuelles de traitement pour 3o différentes valeurs de fréquence balayées par la raie de fréquence du signal de test.
La figure 2 montre un deuxième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. La différence par rapport au dispositif d'antiparasitage décrit relativement à la figure 1 se situe essentiellement, au niveau de la conception des circuits d'égalisation automatique 4d' et plus particulièrement du mode de réglage du filtre ajustable d'égalisation 40d qui ne se fait plus à
partir d'une mesure explicite des différences présentées par la fonction de transfert de la chaîne de traitement par rapport à une fonction de transfert de référence mais selon un processus adaptatif tendant à maximiser la valeur de la corrélation existant entre le signal de test en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d et sa version provenant directement du générateur de signal de test 5 prise cette fois sur une sortie BB où le signal de test est disponible sous forme numérique, non plus en bande de fréquence intermédiaire mais en bande de base, un circuit à retard 7 permettant de corriger le retard 0T1 pris par le signal de test issu de la chaîne de traitement en raison de son parcours plus long et de remettre en phase les deux versions corrélées du signal de test.
~ 5 Ainsi, à la place des analyseurs de spectres 42t, 43d et du soustracteur 44d, on trouve un simple corrélateur 45d dont une entrée est connectée en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d et l'autre à la suite du circuit à retard 7 placé sur la sortie BB du générateur de signal de test 5.
Le circuit de détermination des coefficients du filtre ajustable d'égalisation 41 d' 20 opère par approximations successives, en mettant en oeuvre les techniques classiques à base d'algorithme du gradient utilisées, par exemple, dans le domaine des modems pour réaliser un filtrage adapté des liaisons de transmission.
25 La figure 3 montre un troisième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. La différence par rapport au dispositif d'antiparasitage décrit relativement à la figure 1 se situe au niveau de la version du signal de test utilisée pour le modèle de fonction de transfert. Celle-ci, au lieu de provenir 3o directement du générateur de signal de test 5 est extraite de la chaîne individuelle de traitement 2g affectée à la voie de réception provenant de l'élément rayonnant central 1 g de l'antenne 1 prise comme voie maïtre pour le filtre spatial d'antiparasitage 3. Dans ce cas, la chaîne individuelle de traitement 2g de la voie maître est prise pour référence et ne comporte pas 35 de circuit d'égalisation automatique à la différence de toutes les autres chaînes individuelles de traitement 2a à 2f. On remarque que les deux versions du signal de test utilisées par un circuit d'égalisation automatique 4d sont extraites à un même niveau des deux chaînes individuelles de traitement, soit, comme représenté, en sortie intermédiaire de 'l'étage de conversion analogique/numérique, soit même en sortie finale, après l'étage 22g, 22d de translation du signal en bande de base, mais en amont du filtre ajustable d'égalisation 40d.
La figure 4 montre un quatrième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. Celui-ci se distingue du précédent par la constitution des circuits d'égalisation automatique 4d' qui reprend celle à corrélateur 45d du deuxième exemple illustré à la figure 2. Comme l'une des entrées du corrélateur 45d doit être connectée en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d délivrant un signal en bande de base, l'autre entrée du corrélateur 45d ne peut plus ëtre connectëe qu'au niveau de la sortie finale de la chaîne individuelle de traitement 2g alors que le signal se trouve également en bande de base.
Dans les exemples de dispositifs d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique qui viennent d'être décrits relativement aux figures 1 à 4, les bancs de circuits d'égalisation automatique sont ajustés au cours d'opérations de calibration où le signal de test est substitué aux signaux de l'antenne 1 de réception par une manoeuvre d'un banc de commutateurs 6. Ces opérations de calibration peuvent se faire simultanément pour toutes les chaînes de traitement, par exemple à la mise en route du récepteur ou séquentiellement au bout d'une certaine période de temps tenant compte des dérives des chaînes de traitement. L'affectation de périodes de calibration différentes pour les 3o chaînes de traitement permet de laisser se poursuivre le filtrage spatial pendant les périodes de calibrage, seule la chaîne de traitement sous test étant provisoirement écartée.
L'insertion de périodes de calibration au cours du fonctionnement du récepteur GPS est avantageusement confiée à un automate qui, soit impose régulièrement des périodes de calibration à la mise en route du récepteur et au bout de périodes de fonctionnement d'une durée déterminée choisie en fonction des vitesses de dérive des caractéristiques des chaînes individuelles de traitement, soit initialise une période de calibration à la mise en route du récepteur et chaque fois que le rapport signal à bruit du signal reçu, mesuré en aval dans le récepteur après l'opération de désétalement devient inférieur à un seuil considéré comme le minimum tolérable pour un fonctionnement fiable du récepteur GPS.
II est également possible de pourvoir des dispositifs d'antiparasitage à filtrage spatial de banc de circuits d'égalisation automatique s'ajustant en continu, en arrière plan de la réception du signal utile.
La figure 5 en donne un exemple dérivé de celui de la figure 2. Ce cinquième exemple se rapproche de celui de la figure 2 dont il reprend la i 5 conception des circuits d'égalisation automatiques 4d'. II ne s'en distingue que par le fait que le banc 6 des commutateurs 6a à 6g a laissé sa place à
un banc 8 de coupleurs 8a à 8g. Le signal de test engendré en haute fréquence par le générateur de test 5 est superposé aux signaux de réception de l'antenne 1 dans les différentes chaînes individuelles de 2o traitement 2a à 2g. Au niveau d'un circuit d'égalisation automatique 4d', le signal utile de réception superposé au signal de test en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d joue le rôle d'un bruit dans la corrélation effectuée par le corrélateur 45d, avec la version du signal de test provenant directement du générateur de signal de test 5, bruit qui est éliminé ou, à
tout 25 le moins, très affaibli si l'on a pris la précaution de prendre pour le signal de test un code binaire pseudoaléatoire orthogonal aux codes binaires pseudoaléatoires utilisés par le système GPS.
La figure 6 montre un sixième exemple de dispositif 3o d'antiparasitage à filtrage spatial avec un banc de circuits d'égalisation automatique s'ajustant en continu, en arrière plan de la réception du signal utile. Cet autre exemple se rapproche de celui de la figure 1 dont il reprend la conception des circuits d'égalisation automatique 4d. II s'en distingue néanmoins, par différentes caractéristiques. Comme dans l'exemple 35 précédent de la figure 5, le banc 6 de commutateurs 4a à 4g a laissé sa place à un banc 8 de coupleurs 8a à 8g mais de plus, le signal de test disponible sur la sortie HF du générateur de signal de test 5 subit une modulation auxiliaire par un code pseudo-aléatoire avant d'être superposé au signal utile de réception en entrée des chaînes individuelles de traitement 2a 5 à 2g puis une démodulation auxiliaire en sortie des chaines individuelles de traitement 2a à 2g avant d'être appliqué à l'analyseur de spectre 43d.
La modulation et la démodulation auxiliaire du signal de test avant et après son passage par la chaîne individuelle de traitement à égaliser ont pour but de permettre d'atténuer le signal utile en entrée de l'analyseur de spectre 43d afin que celui-ci voit principalement le signal de test. Elles sont réalisées au moyen d'un générateur local 9 de code binaire pseudo-aléatoire, d'un modulateur 10 intercalé entre la sortie HF du générateur de signal de test 5 et le banc 8 de coupleurs 8a à 8g et d'un démodulateur 11 intercalé
devant l'entrée de l'analyseur de spectre 43d du circuit d'égalisation ~ 5 automatique. La modulation auxiliaire se fait de préférence à un multiple du débit du signal de test et réalise un étalement de bande supplémentaire qui est choisi pour s'accommoder de la marge de largeur de bande de part et d'autre de celle du signal utile, adoptée pour les chaïnes individuelles de traitement lors de leur conception.
La figure 7 montre un septième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. La différence par rapport au dispositif d'antiparasitage décrit relativement à la figure 6 précédente se situe au niveau de la version du signal de test utilisée pour le modèle de fonction de transfert. Celle-ci, au lieu de provenir directement du générateur de signal de test 5 est extraite de la chaïne individuelle de traitement 2g affectée à la voie de réception provenant de l'élément rayonnant central 1g de l'antenne 1 prise comme voie maïtre pour le filtre spatial d'antiparasitage 3.
3o Comme le signal extrait de la chaîne individuelle de traitement 2d faisant l'objet de l'égalisation, le signal extrait de la chaîne individuelle de traitement 2g prise pour référence subit une démodulation en 12 destinée à
faire ressortir le signal de test de l'ensemble des composantes du signal de sortie de cette chaïne individuelle de traitement 2g. On remarque que, comme précédemment pour l'exemple illustré dans la figure 3, la chaine individuelle de traitement 2g de la voie maître prise pour référence ne comporte pas de circuit d'égalisation automatique à la différence de toutes les autres chaïnes individuelles de traitement 2a à 2f et que les deux versions du signal de test utilisées par un circuit d'égalisation automatique 4d sont extraites à un mëme niveau des deux chaînes individuelles de traitement, soit, comme représenté, en sortie intermédiaire de l'étage de conversion analogiquelnumérique, soit mëme en sortie finale, après l'étage 22g, 22d de translation du signal en bande de base, mais en amont du filtre ajustable d'égalisation 40d.
La figure 8 montre un huitième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. Celui-ci se distingue du précédent illustré à la figure 7, par la constitution des circuits d'égalisation automatique 4d' qui reprend celle à
i 5 corrélateur 45d des exemples illustrés aux figures 2, 4 et 5. Comme l'une des entrées du corrélateur 45d doit être connectée en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d délivrant un signal en bande de base, l'autre entrée du corrélateur 45d ne peut plus être connectée qu'au niveau de la sortie finale de la chaïne individuelle de traitement 2g alors que le signal se trouve 2o également en bande de base.
D'autres variantes de dispositifs d'antiparasitage par filtrage spatial avec banc de circuits d'ëgalisation automatique sont encore possibles, notamment des variantes combinant le banc de commutateurs et 25 le banc de coupleurs des exemples précédemment décrits. II est également possible de prendre en compte la partie des défauts d'inhomogénéité, dans les traitements des voies de réception, dus aux éléments rayonnants de l'antenne de réception. II suffit pour cela de remplacer les .bancs de commutateurs ou de coupleurs par une antenne d'émission excitée par le 3o générateur local de signal de test et disposée sur le même porteur que l'antenne de réception, à proximité ou même au sein de l'antenne de réception.
Comme le montre le neuvième exemple de dispositif d'antibrouillage par filtrage spatial illustré à la figure 9, l'un des éléments 35 rayonnant de l'antenne de réception, ici l'élément 1 g, peut être utilisé
comme antenne d'émission pour le signal de test. Cet élément rayonnant 1 g qui conserve son rôle à la réception, est excité à l'émission, au moyen d'un coupleur auxiliaire 8" par le signal de test préalablement soumis à une modulation auxiliaire pour permettre sa séparation du signal utile lors de sa réception.
On remarque que, dans les différents dispositifs décrits,, les bancs 4, 4' de circuits d'égalisation automatique interviennent sur les signaux alors qu'ils ont été numérisés. Ils sont donc réalisés par traitement numérique comme le filtre spatial 3 d'antiparasitage de sorte que les deux fonctions d'égalisation par filtrage temporel et d'antiparasitage par filtrage spatial peuvent ëtre conduites au moyen d'un même circuit spécialisé dans le traitement de signal tel qu'un DSP (Digital Signal Processor).
Les dispositifs qui viennent d'être décrits ont l'intérêt de permettre i 5 la correction des défauts des chaïnes analogiques de descente en fréquence des voies de réception d'une antenne réseau par la programmation de composants numériques qui est une opération beaucoup plus aisée que d'intervenir sur la conception des étages analogiques. On peut ainsi s'affranchir des spécifications souvent très dures imposées aux étages HF
2o dans le domaine des réseaux de capteurs de signaux radioélectriques tels que les signaux de radionavigation.
Les corrections effectuées en numérique reposent sur des algorithmes de calcul aisément modifiables et, de manière évidente, moins soumis aux limitations technologiques que celles rencontrées en HF.
25 En fin, du point de vue du coût, ce déport de complexité de l'analogique vers le numérique permet, pour des performances identiques, de réduire sensiblement les coûts de développement des produits et laisse ouvert des possibilités d'optimisation par simple mise à jour de logiciel même dans des applications à faible coût.
Claims (39)
1. Procédé d'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique utile, par un filtrage spatial (3) prenant en compte différentes versions parasitées du signal délivrées par un ensemble de chaînes parallèles de traitement (2a,...,2f, 2g) supposées avoir des fonctions de transfert identiques caractérisé en ce qu'il consiste à réaliser une égalisation, aux niveaux des chaînes de traitement (2a,...,2f, 2g), avant le filtrage spatial (3), en équipant individuellement des chaînes de traitement (2a,....,2g) avec des filtres temporels ajustables d'égalisation (40d) et avec des circuits (43d, 42g, 42t, 44d, 41d, 45d, 41d') de réglage de filtre d'égalisation fonctionnant à
partir des différences constatées entre deux versions d'un même signal de test engendré localement, en réception, par un générateur de signal de test (5), l'une des versions parcourant la chaîne de traitement égalisée (2d) et l'autre servant de référence.
partir des différences constatées entre deux versions d'un même signal de test engendré localement, en réception, par un générateur de signal de test (5), l'une des versions parcourant la chaîne de traitement égalisée (2d) et l'autre servant de référence.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la version du signal de test parcourant une chaîne de traitement à égaliser (2d) se distingue dans le signal délivré par ladite chaîne de traitement à égaliser (2d) par une puissance nettement supérieure à celles de tous les autres composants.
3 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la version du signal de test parcourant une chaîne de traitement à égaliser (2d) se distingue dans le signal délivré par ladite chaîne de traitement à égaliser (2d) par une modulation auxiliaire.
4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite modulation auxiliaire est réalisée au moyen d'une suite binaire pseudo-aléatoire.
5. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les circuits (43d, 42g, 42g, 44d, 41d) de réglage des filtres temporels ajustables d'égalisation 40d) utilisent la version du signal de test ayant parcouru la chaîne de traitement à égaliser (2d) pour mesurer la fonction de transfert de la chaîne de traitement à égaliser (2d), compare cette fonction de transfert mesurée avec une fonction de transfert de référence tirée de la version de référence du signal de test et déduit des différences constatées, des valeurs de réglage pour le filtre ajustable d'égalisation (40d) permettant d'atténuer ces différences.
6. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que les circuits (45d, 41d') de réglage des filtres temporels ajustables d'égalisation (40d) opèrent de manière auto-adaptative, de façon à maximiser la valeur de corrélation entre deux versions du signal de test, la version de référence et celle ayant traversé la chaîne de traitement à égaliser (2d), y compris le filtre temporel ajustable d'égalisation (40d).
7. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le générateur local (5) de signal de test fournit deux versions du signal de test, l'une dans la bande de fréquence d'entrée des chaînes de traitement (2a à
2g) l'autre dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement (2a à 2g) à égaliser, la version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement (2a à 2g) à égaliser servant de référence.
2g) l'autre dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement (2a à 2g) à égaliser, la version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement (2a à 2g) à égaliser servant de référence.
8. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'une (2g) des chaînes de traitement dite principale, est dépourvue de filtre temporel ajustable d'égalisation et de circuit de réglage de filtre d'égalisation, et est parcourue par une version du signal de test prise pour référence à sa sortie de ladite chaîne principale de traitement (2g).
9. Procédé selon la revendication1, caractérisé en ce que toutes les chaînes de traitement (2a,...., 2g) sont pourvues individuellement d'un filtre temporel ajustable d'égalisation (40d) et d'un circuit (43d, 42g, 42t, 44d, 41d, 45d, 41d') de réglage de filtre d'égalisation.
10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que la version de référence du signal de test est prise égale à une combinaison linéaire pondérée des versions du signal de test transmises par les différentes chaînes de traitement (2a à 2g) et prélevées en amont des filtre temporels ajustables d'égalisation (40d).
11 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le réglage d'un filtre temporel ajustable d'égalisation (40d) par un circuit de réglage de filtre d'égalisation se fait au cours de périodes de calibration pendant lesquelles le signal utile de réception est remplacé, en entrée de la chaîne de traitement concernée (2a à 2g) par le signal de test.
12. Procédé selon la revendication 11, caractérisé en ce que des tranches de temps sont réservées aux périodes de calibration qui sont simultanées pour les différentes chaînes de traitement (2a à 2g), le filtrage spatial de déparasitage étant interrompu pendant ces tranches de temps.
13. Procédé selon la revendication 11, caractérisé en ce que les périodes de calibration affectées aux différentes chaînes de traitement (2a à
2g) ne sont pas simultanées mais se succèdent à tour de rôle, la chaîne de traitement en test étant provisoirement écartée du filtrage spatial.
2g) ne sont pas simultanées mais se succèdent à tour de rôle, la chaîne de traitement en test étant provisoirement écartée du filtrage spatial.
14. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de test est un signal à bande étalée qui occupe la même bande de fréquence que le signal radioélectrique utile et qui est obtenu par modulation d'une porteuse avec une suite binaire pseudo-aléatoire.
15. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de test est une raie de fréquence pure balayant la bande de fréquence du signal radioélectrique utile.
16. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, dans le cas de chaînes parallèles de traitement (1a,....., 1g) correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de réception (1) à
plusieurs éléments rayonnants (1a,...,1g), on injecte le signal de test en entrée des différentes chaînes de traitement (2a,....., 2g), en sortie de l'antenne réseau de réception, au moyen de dispositifs de multiplexage (6a à
6g) permettant de raccorder les entrées des chaînes de traitement, soit à
l'antenne de réception (1), soit au générateur local de signal de test (5).
plusieurs éléments rayonnants (1a,...,1g), on injecte le signal de test en entrée des différentes chaînes de traitement (2a,....., 2g), en sortie de l'antenne réseau de réception, au moyen de dispositifs de multiplexage (6a à
6g) permettant de raccorder les entrées des chaînes de traitement, soit à
l'antenne de réception (1), soit au générateur local de signal de test (5).
17. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, dans le cas de chaînes parallèles de traitement (1a,....., 1g) correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de réception (1) à
plusieurs éléments rayonnants (1a,...,1g), on injecte le signal de test, en entrée des différentes chaînes de traitement (2a,....., 2g), en sortie de l'antenne réseau de réception, au moyen de dispositifs de couplage (8a à 8g) permettant d'ajouter le signal de test au signal utile de réception.
plusieurs éléments rayonnants (1a,...,1g), on injecte le signal de test, en entrée des différentes chaînes de traitement (2a,....., 2g), en sortie de l'antenne réseau de réception, au moyen de dispositifs de couplage (8a à 8g) permettant d'ajouter le signal de test au signal utile de réception.
18. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, dans le cas de chaînes parallèles de traitement (2a,....,2f) correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de réception (1') à
plusieurs éléments rayonnants (1a,....,1f), on injecte le signal de test dans les différentes chaînes de traitement (2a,..., 2f) par une antenne d'émission montée sur le même porteur que l'antenne de réception (2).
plusieurs éléments rayonnants (1a,....,1f), on injecte le signal de test dans les différentes chaînes de traitement (2a,..., 2f) par une antenne d'émission montée sur le même porteur que l'antenne de réception (2).
19. Dispositif d'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique utile, comportant un ensemble de chaînes parallèles de traitement (2a à 2g) supposées avoir des fonctions de transfert identiques et fournissant différentes versions parasitées du signal radioélectrique utile, et un filtre spatial d'antiparasitage (3) effectuant une combinaison linéaire pondérée des signaux de sortie des chaînes parallèles de traitement, caractérisé en ce qu'il comporte, un générateur de signal de test (5), des circuits (6, 8) d'injection du signal de test fourni par le générateur local de signal de test (5), en entrées des chaînes parallèles de traitement et, aux niveaux des sorties des chaînes de traitement (2a à 2g), avant le filtre spatial d'antiparasitage (3), un banc de circuits d'égalisation automatique (4d, 4d') équipant individuellement des chaînes de traitement (2a à 2g) et opérant à
partir du dit signal de test.
partir du dit signal de test.
20. Dispositif d'antiparasitage selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'un circuit d'égalisation automatique (4d) comporte au moins un premier circuit d'analyse spectrale (43d) opérant sur le signal de test à sa sortie de la chaîne de traitement (2d) affectée au circuit d'égalisation automatique (4d) considéré, un deuxième circuit d'analyse spectrale (42t, 42g) opérant sur une version du signal de test prise pour référence, un circuit soustracteur (44d) soustrayant le spectre mesuré par le premier circuit d'analyse spectrale (43d) de celui délivré par le deuxième circuit d'analyse spectrale (42t, 42g), un filtre temporel ajustable (40d) d'égalisation intercalé entre la sortie de la chaine de traitement (2d) affectée au circuit d'égalisation et le filtre spatial (3), et un circuit (41 d) de détermination des coefficients du filtre temporel ajustable d'égalisation (40d) opérant à partir du signal délivré par le circuit soustracteur (44d).
21. Dispositif selon la revendication 20, caractérisé en ce que le générateur local (5) de signal de test comporte au moins deux sorties, une première sortie (HF) sur laquelle est disponible une première version du signal de test dans la bande de fréquence d'entrée des chaînes de traitement (2a à 2g) et une deuxième sortie (FI, BB) sur laquelle est disponible une deuxième version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement (2a à 2g) à égaliser, la version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement (2a à 2g) à
égaliser servant de référence.
égaliser servant de référence.
22. Dispositif selon la revendication 20, caractérisé en ce que le banc de circuits d'égalisation automatique (4d) ne comporte pas de circuit d'égalisation automatique pour l'une (2g) des chaînes de traitement dite principale qui délivre la version prise pour référence du signal de test.
23. Dispositif selon la revendication 20, caractérisé en ce que le banc de circuits d'égalisation automatique (4d) comporte un circuit d'égalisation automatique pour chacune des chaines de traitement (2a à 2g).
24. Dispositif selon la revendication 23, caractérisé en ce que les circuits d'égalisation automatique (4d) reçoivent pour version de référence du signal de test, une version du signal de test établie à partir d'une combinaison linéaire pondérée des signaux de test délivrés par les différentes chaînes de traitement (2a à 2g), en amont de leurs filtres temporels ajustables d'égalisation (40d).
25. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'un dispositif d'égalisation automatique (4d') comporte un filtre temporel ajustable (40d) d'égalisation intercalé entre la sortie de la chaîne de traitement (2d) affectée au circuit d'égalisation et le filtre spatial (3), un corrélateur (45d) effectuant une corrélation entre une version de référence du signal de test et une version du signal de test issue du filtre temporel ajustable d'égalisation, et un circuit de réglage (41 d') de filtre d'égalisation opérant de manière auto-adaptative, de façon à maximiser la valeur de corrélation fournie par le corrélateur (45d).
26. Dispositif selon la revendication 25, caractérisé en ce que le générateur local (5) de signal de test comporte au moins deux sorties, une première sortie (HF) sur laquelle est disponible une première version du signal de test dans la bande de fréquence d'entrée des chaînes de traitement (2a à 2g) et une deuxième sortie (BB) sur laquelle est disponible une deuxième version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des filtres temporels ajustables d'égalisation (40d), la version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des filtres temporels d'égalisation (40d) servant de référence.
27. Dispositif selon la revendication 25, caractérisé en ce que le banc de circuits d'égalisation automatique (4d') ne comporte pas de circuit d'égalisation automatique pour l'une (2g) des chaînes de traitement dite principale qui délivre la version prise pour référence du signal de test.
28. Dispositif selon la revendication 25, caractérisé en ce que le banc de circuits d'égalisation automatique (4d') comporte un circuit d'égalisation automatique pour chacune des chaines de traitement (2a à 2g).
29. Dispositif selon la revendication 28, caractérisé en ce que les circuits d'égalisation automatique (4d') reçoivent pour version de référence du signal de test, une version du signal de test établie à partir d'une combinaison linéaire pondérée des signaux de test délivrés par les différentes chaînes de traitement (2a à 2g), en amont de leurs filtres temporels ajustables d'égalisation (40d).
30. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'il comporte un banc (6) de commutateurs permettant de remplacer, pendant des périodes de calibration, les signaux utiles en entrées des chaînes de traitement par le signal de test.
31. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'il comporte un banc (8) de coupleurs permettant d'ajouter, au signal utile de réception, en entrée des chaînes de traitement (2a à 2g), le signal du générateur local de test (5).
32. Dispositif selon la revendication 19, avec des chaînes parallèles de traitement correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de réception à plusieurs éléments rayonnants, caractérisé en ce qu'il comporte une antenne émettrice excitée par le générateur local de signal de test (5) et montée sur le même porteur que l'antenne réseau de réception.
33. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce que le générateur de signal de test est un générateur de suite binaire pseudo-aléatoire.
34. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce que le générateur de signal de test est un générateur de raie isolée balayant en fréquence la bande du signal utile.
35. Dispositif selon l'une des revendications 30, 32, caractérisé en ce qu'il comporte un automate introduisant une période de calibration à
chacune de ses mises en marche.
chacune de ses mises en marche.
36. Dispositif selon l'une des revendications 30, 32, caractérisé en ce qu'il comporte un automate introduisant une période de calibration au bout d'une durée déterminée de fonctionnement.
37. Dispositif selon l'une des revendications 30, 32, caractérisé en ce qu'il comporte un automate introduisant une période de calibration à
chaque fois que le rapport signal à bruit en aval du filtre spatial passe en dessous d'une valeur de seuil prédéterminée.
chaque fois que le rapport signal à bruit en aval du filtre spatial passe en dessous d'une valeur de seuil prédéterminée.
38. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'il est appliqué à un récepteur de système de navigation par satellites.
39. Dispositif selon la revendication 32, caractérisé en ce que ladite antenne émettrice est constituée de l'un (1g) des éléments rayonnants de l'antenne de réception, moyennant la mise en place d'un coupleur directif (8").
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