<Desc/Clms Page number 1>
EMI1.1
v
VERBETERINGSOKTROOI
BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY
Naamloze Vennootschap Francis Wellesplein 1 B-2018 Antwerpen
België Aanvraag voor een derde verbeteringsoktrooi aan het Belgische oktrooi nr. 905.921 ingediend op 16 december 1986 voor TELECOMMUNICATIE-INRICHTING EN DAARIN GEBRUIKTE KETENS Uitvinder : E.
MOONS
<Desc/Clms Page number 2>
De onderhavige uitvinding heeft betrekking op een versterkingsregelketen voor een telecommunicatie-inrichting die via een lijn gekoppeld is met een centrale die over deze lijn gelijkstroom aan deze inrichting verschaft, waarbij deze regelketen voorzien is van een signaalingang die met een ingang van een spanningsdeler gekoppeld is, van een besturingsingang die gevoed wordt met een spanning die funktie is van deze lijngelijkstroom en van een signaaluitgang op deze spanningsdeler waarop een uitgangssignaal verschijnt waarvan de versterking funktie is van deze lijngelijkstroom.
Een dergelijke versterkingsregelketen is reeds bekend uit het Brits oktrooi nr. 1328917. Daarin bestat de spanningsde Ier uit een vaste weerstand en uit een door dioden gevormde veranderlijke weerstand die met de besturingsingang verbonden is. De bij elke waarde van de lijngelijkstroom ingeschakelde diodeweerstand is dus afhankelijk van de diodekarakteristiek en ligt dus vast, zodat ook de versterkingsregeling in funktie van de lijngelijkstroom niet regelbaar is.
Een doelstelling van de uitvinding bestaat erin een versterkingsregelketen van het hierboven beschreven type te verschaffen, die dit nadeel niet vertoont.
Volgens de uitvinding wordt deze doelstelling bereikt doordat door een eerste spanningsdeler minstens een aantal van de samenstellende impedanties van deze spanningsdeler in parallel geschakeld is met
<Desc/Clms Page number 3>
elektronische schakelaars die bestuurd worden vanaf de aftakpunten van een tweede spanningsdeler, welke door deze spanning (VP) en door een constante stroom gevoed wordt.
Door de constante stroom zijn de spanningsvallen in de tweede spanningsdeler constant en doordat deze spanningsdeler gevoed wordt vanuit een spanning die funktie is van de lijngelijkstroom worden de schakelaars bediend voor waarden van deze gelijkstroom die afhankelijk zijn van deze spanningsvallen. Door de keuze van deze spanningsvallen, door middel van de constante stroom en de weerstanden van de tweede spanningsdeler, en door de keuze van de weerstanden van de eerstgenoemde spanningsdeler kan dus elk gewenste verloop van de versterkingsregeling verkregen worden.
De hierboven vermelde en andere doeleinden en kenmerken van de uitvinding zullen duidelijker worden en de uitvinding zelf zal het best begrepen worden aan de hand van de hiernavolgende beschrijving van een uitvoeringsvoorbeeld en van de bijbehorende tekening welke een versterkingsregelketen GRC1 volgens de uitvinding voorstelt.
Deze keten GRC1 werkt met de voedingsspanningen VCC, V en B en wordt gebruikt in de eveneens vandaag ingediende Belgische oktrooiaanvrage nr. met als titel"Telecommunicatieketen-inrichting en daarin gebruikte ketens". Deze inrichting is via een lijn gekoppeld met een centrale die over deze lijn gelijkstroom aan de inrichting verschaft. Eén van de geleiders van deze lijn is in de tekening met het gebruikelijke grondsymbool aangeduid. VCC is een geregelde gelijkspanning ; V is een referentiegelijkspanning die door een driehoek is voorgesteld, en B is een constante voorspanning.
De keten GRC1 heeft een signaalingangsketen INS,
<Desc/Clms Page number 4>
een besturingsingangsklem Gl en een signaaluitgangsklem 01. De signaalingangs-en-uitgangsklemmen IN en 01 zijn verbonden door een serieweerstand R, welke met een reeks in serie geschakelde en met V verbonden weerstanden Rl tot R10 een bestuurde resistieve spanningsdeler vormt.
Over de weerstanden R10 ; R9, R10 ;... ; R4 tot R10 ; R3 tot 10 en R2 tot R10 zijn de afvoer-naar-bronpaden in parallel geschakeld van respektieve NMOS transistors NM1 ; NM2 ; NM3 ;... ; NM8, NM9. De poorten van deze transistors worden gestuurd vanuit de respektieve aftakpunten 1 tot 9 van een andere resistieve spanningsdeler, die bestaat uit de weerstanden Ril tot R19 welke in serie met het afvoer-naar-bronpad van NMOS transistor NM10 tussen een besturingspunt P. en grond verbonden zijn.
De poort van NMOS transistor NM10 is verbonden met deze van een als diode geschakelde NMOS transistor NM11, waarvan het afvoer-naar-bronpad tussen VCC en grond in serie verbonden is met het bron-naar-afvoerpad van PMOS transistor PM1. De constante voorspanning B is verbonden met de poort van transistor PM1 en ook met deze van PMOS transistor PM2 waarvan het bron-naar-afvoerpad in serie met weerstand R20 en de als diode geschakelde NMOS transistor NM12 tussen VCC en grond verbonden is. Het genoemde besturingspunt P is het verbindingspunt van PM2 en R20.
De besturingsingangsklem Gl is verbonden met de niet-inverterende ingang van een operationele versterker OA, die samen met PMOS transistors PM3 en PM5, NMOS transistor NM13 en weerstanden R21 en R22 een spanning-naar-stroomomzetter vormt. De uitgang van OA is verbonden met de poort van transistor NM13 waarvan het afvoer-naar-bronpad in serie met het bron-naar-afvoerpad van de als diode verbonden transistor PM3 en de weerstand R21 tussen VCC en grond verbonden is. De basis van transistor PM3 is verbonden met de basis van PMOS
<Desc/Clms Page number 5>
transistor PM4 waarvan het bron-naar-afvoerpad in parallel geschakeld is met het gelijknamige pad van transistor PM2.
Enerzijds is de inverterende ingang van de versterker OA via de weerstand R22 verbonden met het verbindingspunt van R21 en NM13, terwijl anderzijds VCC met deze inverterende ingang verbonden is via het bron-naar-afvoerpad van transistor PMS waarvan de basis met de voorspanning B verbonden is.
De werking van de schakeling is als volgt, als verondersteld wordt dat aan de besturingsingangsklem G1 een stuurspanning V17 gelegd wordt, die zoals vermeld in de hoger vernoemde oktrooiaanvrage gegeven wordt door de betrekking
V17 = V + E. 1 (1) waarin E een constante is en I evenredig is met de lijngelijkstroom d. w. z. met de gelijkstroom die vloeit in de lijn welke de telecommunicatie-inrichting met de centrale verbindt.
Deze spanning wordt door middel van de keten OA, NM3, PM3, PMS, R21, R22, omgezet in een stroom 12 welke gegeven wordt door de betrekking
EMI5.1
als 11 de stroom is die verschaft wordt door de constante stroombron, welke door transistor PM5 gevormd wordt.
Rekening houdend met de betrekking (1) en als verondersteld wordt dat
R22. Il = V (3) wordt de betrekking (2)
EMI5.2
De stroombron PMS wordt dus gebruikt om de spanning op de bronelektrode M van transistor NM13 te verminderen van V17 (zonder PMS) tot
<Desc/Clms Page number 6>
VM = V17-V = E. I (5)
Door de lagere spanning op VM, d. w. z. op de bron van NM13, is een betere sturing door OA verzekerd.
De stroom 12 die in transistor PM3 vloeit wordt door transistor PM4 gespiegeld en vloeit daarom vanaf VCC naar het besturingspunt P. Deze stroom 12 vloeit verder vanaf dit punt P naar grond, uitsluitend via R20 en NM12 en niet via Ril tot R19 en NMIO, zoals duidelijk zal worden uit hetgeen volgt.
De transistors PM1 en PM2 vormen elk een constante stroombron die een stroom 13 leveren. Deze stroom wordt door NM10 gespiegeld, zodat 13 zowel vanaf VCC naar het beturingspunt P als vanaf dit besturingspunt P naar grond via R11-R19 en NM10 vloeit. Met andere woorden, de stroom 13 vloeit niet naar grond via R20 en NM12 zodat de stroom 12+13, die aan het besturingspunt via PM4 en PM2 wordt toegevoerd zich wel degelijk splitst in 12 die naar R20 vloeit en in 13 die naar Ril stroomt.
De spanning op het besturingspunt P wordt daarom gegeven door
VP = VT + R20. 12 (6) waarbij VT de drempelspanning van gebruikte NMOS transistors is, of rekening houdend met de betrekking (4) door :
EMI6.1
E. I
VP = V + VT + R20 (--Il) (7)
R21
Door de constante stroom 13 worden op de aftakpunten l tot 9 van de spanningsdeler R11-R19 de volgende spanningen verwezenlijkt :
VI = VP-vl met vl = Rll. 13
V2 = VP-v2 met v2 = (Ril + R12) 13
V9 = VP-v9 met v9 = (Ril + R12 +... + R19). 13 of in
<Desc/Clms Page number 7>
het algemeen :
Vn = VP-vn met n = 1, 2,..., 9 (8)
Elke transistor NMn (met n = 1, 2,..., 9) wordt dus geleidend als de respektieve poort-bronspanning Vn-V minstens VT overschrijdt, met andere woorden, als :
VP > VT + V + vn (9) of, rekening houdend met de betrekking (7), als
I > F + G. vn (10)
EMI7.1
waarbij F en G constanten zijn gegeven door :
EMI7.2
R F =----- E R20. en G R21
Dit betekent dat de weerstanden van de spanningsdeler R, Rl/10 in-of uitgeschakeld worden in funktie van de lijngelijkstroom I en dat dit gebeurt voor waarden van deze gelijkstroom die afhankelijk zijn van de constante spanningsvallen vl tot vn. Door de keuze van deze spanningsvallen, door middel van 13 of Rll/19, en door de keuze van R t Rl/10 kan dus elk gewenst verloop van I in funktie van R, Rl/10 verwezenlijkt worden.
In een voorkeursuitvoering hebben de weerstanden R en Rl tot R22 en de stromen 11 en 13 de volgende waarden
R = 60 kilo-Ohms
Rl = 37 kilo-Ohms
R2 = 15 kilo-Ohms
R3 en Ril tot R18 = 10 kilo-Ohms
R4 = R5 = R6 = R19 = 20 kilo-Ohms
R7 = R8 = 25 kilo-Ohms
R9 = R33 = 30 kilo-Ohms
R10 = 38 kilo-Ohms
R21 = 35 kilo-Ohms
R22 = 100 kilo-Ohms
11 = 8 micro-Amperes
13 = 10 micro-Amperes
<Desc/Clms Page number 8>
Hierdoor wordt een nagenoeg logaritmisch verloop van de versterkingsregeling verkregen.
Zoals beschreven in de hierboven vermelde oktrooiaanvrage omvat de daarin geopenbaarde telecommunicatie-inrichting een versterkingregelketen GRC1 en een achtergrondruisreductieketen BNR, die van het type zijn welke respektievelijk beschreven zijn in de eveneens vandaag ingediende Belgische oktrooiaanvragen nr. en nr.. In dit geval hebben GRC1 en BNR een gemeenschappelijke klem 01 en maakt het gedeelte van de weerstand Rl tussen 01 en 02 deel uit van BNR.
Hoewel de principes van de uitvinding hierboven zijn beschreven aan de hand van bepaalde uitvoeringsvormen en wijzigingen daarvan, is het duidelijk dat de beschrijving slechts bij wijze van voorbeeld is gegeven en de uitvinding niet daartoe is beperkt.
<Desc / Clms Page number 1>
EMI1.1
v
IMPROVEMENT PATTERN
BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY
Public Company Francis Wellesplein 1 B-2018 Antwerp
Belgium Application for a third improvement patent to the Belgian patent no. 905,921 filed on December 16, 1986 for TELECOMMUNICATIONS DEVICE AND CHAINS USED IN IT Inventor: E.
MOONS
<Desc / Clms Page number 2>
The present invention relates to a gain control circuit for a telecommunication device which is coupled via a line to a center which supplies direct current to this device via this line, this control circuit comprising a signal input coupled to an input of a voltage divider, of a control input which is supplied with a voltage which is a function of this line direct current and of a signal output on this voltage divider on which an output signal appears, the amplification of which is a function of this line direct current.
Such a gain control circuit is already known from British patent No. 1328917. In it, the voltage consists of a fixed resistor and a variable resistor formed by diodes connected to the control input. The diode resistance switched on at each value of the line direct current therefore depends on the diode characteristic and is therefore fixed, so that the gain control in function of the line direct current is also not adjustable.
An object of the invention is to provide a gain control circuit of the type described above which does not present this drawback.
According to the invention, this object is achieved in that at least some of the constituent impedances of this voltage divider are connected in parallel with a first voltage divider with
<Desc / Clms Page number 3>
electronic switches controlled from the taps of a second voltage divider, which are supplied by this voltage (VP) and by a constant current.
Due to the constant current, the voltage drops in the second voltage divider are constant and because this voltage divider is supplied from a voltage which is a function of the line direct current, the switches are operated for values of this direct current which depend on these voltage drops. By the choice of these voltage drops, by means of the constant current and the resistances of the second voltage divider, and by the choice of the resistances of the first-mentioned voltage divider, any desired course of the gain control can be obtained.
The foregoing and other objects and features of the invention will become more apparent and the invention itself will be best understood from the following description of an exemplary embodiment and from the accompanying drawing which represents a gain control circuit GRC1 according to the invention.
This chain GRC1 operates with the supply voltages VCC, V and B and is used in Belgian patent application no. Also filed today, entitled "Telecommunication chain arrangement and chains used therein". This device is coupled via a line to a center which provides direct current to the device over this line. One of the conductors of this line is indicated with the usual ground symbol in the drawing. VCC is a regulated DC voltage; V is a reference DC voltage represented by a triangle, and B is a constant bias voltage.
The GRC1 chain has a signal input circuit INS,
<Desc / Clms Page number 4>
a control input terminal G1 and a signal output terminal 01. The signal input and output terminals IN and 01 are connected by a series resistor R, which forms a controlled resistive voltage divider with a series of series connected resistors R1 and R10 connected to V.
About the resistors R10; R9, R10; ...; R4 to R10; R3 to 10 and R2 to R10 are the drain-to-source paths in parallel of NMOS transistors NM1, respectively; NM2; NM3; ...; NM8, NM9. The gates of these transistors are driven from the respective tapping points 1 to 9 of another resistive voltage divider, which consists of resistors Ril to R19 connected in series with the drain-to-source path of NMOS transistor NM10 between a control point P and ground. to be.
The gate of NMOS transistor NM10 is connected to that of a diode-switched NMOS transistor NM11, whose drain-to-source path between VCC and ground is connected in series to the source-to-drain path of PMOS transistor PM1. The constant bias B is connected to the gate of transistor PM1 and also to that of PMOS transistor PM2, the source-to-drain path of which is connected in series with resistor R20 and the diode-switched NMOS transistor NM12 between VCC and ground. The said control point P is the connection point of PM2 and R20.
The control input terminal G1 is connected to the non-inverting input of an operational amplifier OA, which together with PMOS transistors PM3 and PM5, NMOS transistor NM13 and resistors R21 and R22 form a voltage-to-current converter. The output of OA is connected to the gate of transistor NM13 whose drain-to-source path is connected in series with the source-to-drain path of the diode-connected transistor PM3 and the resistor R21 between VCC and ground. The base of transistor PM3 is connected to the base of PMOS
<Desc / Clms Page number 5>
transistor PM4, the source-to-drain path of which is connected in parallel with the eponymous path of transistor PM2.
On the one hand, the inverting input of the amplifier OA is connected via the resistor R22 to the junction of R21 and NM13, while on the other hand VCC is connected to this inverting input via the source-to-drain path of transistor PMS whose base is connected to the bias B .
The operation of the circuit is as follows if it is assumed that a control voltage V17 is applied to the control input terminal G1, which, as stated in the above-mentioned patent application, is given by the relationship
V17 = V + E. 1 (1) where E is a constant and I is proportional to the line DC d. w. z. with the direct current flowing in the line connecting the telecommunications device to the exchange.
This voltage is converted by means of the circuit OA, NM3, PM3, PMS, R21, R22 into a current 12 which is given by the relationship
EMI5.1
if 11 is the current supplied by the constant current source, which is formed by transistor PM5.
Taking into account the relationship (1) and it is assumed that
R22. Il = V (3) becomes the relation (2)
EMI5.2
Thus, the current source PMS is used to reduce the voltage on the source electrode M of transistor NM13 from V17 (without PMS) to
<Desc / Clms Page number 6>
VM = V17-V = E. I (5)
Due to the lower voltage on VM, d. w. z. at the source of NM13, better control by OA is ensured.
The current 12 flowing in transistor PM3 is mirrored by transistor PM4 and therefore flows from VCC to the control point P. This current 12 flows further from this point P to ground, only through R20 and NM12 and not through Ril to R19 and NMIO, such as will become clear from what follows.
The transistors PM1 and PM2 each form a constant current source supplying a current 13. This current is mirrored by NM10, so that 13 flows from VCC to the control point P as well as from this control point P to ground via R11-R19 and NM10. In other words, the current 13 does not flow to ground via R20 and NM12 so that the current 12 + 13 supplied to the control point via PM4 and PM2 does indeed split into 12 flowing to R20 and 13 flowing to Ril.
The voltage at the control point P is therefore given by
VP = VT + R20. 12 (6) where VT is the threshold voltage of used NMOS transistors, or taking into account the relationship (4) by:
EMI6.1
E. I
VP = V + VT + R20 (--Il) (7)
R21
Due to the constant current 13, the following voltages are realized at the tapping points 1 to 9 of the voltage divider R11-R19:
VI = VP-vl with vl = Rll. 13
V2 = VP-v2 with v2 = (Ril + R12) 13
V9 = VP-v9 with v9 = (Ril + R12 + ... + R19). 13 or in
<Desc / Clms Page number 7>
in general :
Vn = VP-vn with n = 1, 2, ..., 9 (8)
Thus, each transistor NMn (with n = 1, 2, ..., 9) becomes conductive if the respective gate-source voltage Vn-V exceeds at least VT, in other words, if:
VP> VT + V + vn (9) or, taking into account the relationship (7), if
I> F + G. vn (10)
EMI7.1
where F and G constants are given by:
EMI 7.2
R F = ----- E R20. and G R21
This means that the resistances of the voltage divider R, Rl / 10 are switched on or off in function of the line direct current I and that this occurs for values of this direct current which depend on the constant voltage drops v1 to vn. By the choice of these voltage drops, by means of 13 or R11 / 19, and by the choice of R t Rl / 10, any desired course of I in function of R, Rl / 10 can be realized.
In a preferred embodiment, resistors R1 and R1 to R22 and currents 11 and 13 have the following values
R = 60 kilo-ohms
R1 = 37 kilo-ohms
R2 = 15 kilo-ohms
R3 and Ril to R18 = 10 kilo-ohms
R4 = R5 = R6 = R19 = 20 kilo-ohms
R7 = R8 = 25 kilo-ohms
R9 = R33 = 30 kilo-ohms
R10 = 38 kilo-ohms
R21 = 35 kilo-ohms
R22 = 100 kilo-ohms
11 = 8 micro-Amperes
13 = 10 micro-Amperes
<Desc / Clms Page number 8>
This provides an almost logarithmic progression of the gain control.
As described in the above-mentioned patent application, the telecommunication device disclosed therein comprises a gain control circuit GRC1 and a background noise reduction circuit BNR, which are of the type described in Belgian patent applications no. And no. Also filed today, in this case GRC1 and BNR has a common terminal 01 and the portion of the resistor R1 between 01 and 02 is part of BNR.
Although the principles of the invention have been described above with reference to certain embodiments and modifications thereof, it is clear that the description is given by way of example only and the invention is not limited thereto.