<Desc/Clms Page number 1>
BESCHRIJVING behorende bij een
UITVINDINGSOCTROOIAANVRAGE ten name van de naamloze vennootschap : "GTE ATEA" voor : "Koppelketeninrichting van de als interface aangeduide soort".
Uitvinder : PAUWELS Karel Alfons Anna Domien
<Desc/Clms Page number 2>
De uitvinding heeft betrekking op een koppelketeninrichting van de als interface aangeduide soort en waardoor een voor communicatiedoeleinden geschikte koppeling wordt gevormd tussen een tweedraadsabonneelijnketen enerzijds en een vierdraads-keten anderzijds, omvattende twee elektrische stroombronnen, waarbij de ene respectievelijk de andere van deze twee stroombronnen de elektrische voeding verzorgt van de ene respectievelijk de andere van de twee geleiders van de tweedraadsabonneelijnketen.
Een artikel getiteld"Special IC's in Digital Switching-An Overview"gepubliceerd in de IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-16, No. 4, augustus 1981 geeft een algemene beschrijving van dergelijke koppelketens, de daardoor te vervullen functies, als ook mogelijke uitvoeringsvormen daarvan.
Een artikel"A Monolithic Subscriber Line Interface Circuit" gepubliceerd in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-16, No. 4, augustus 1981 geeft een meer gedetailleerde beschrijving van dergelijke koppelketens die ook wel worden aangeduid als"SLIC" (Subscriber Line Interface Circuit).
Dergelijke koppelketens worden veelal toegepast in telefoonnetwerken die voor particulier gebruik zijn bedoeld (PABX). Daarbij is een dergelijke koppelketen in de regel aangesloten tussen een tweedraadsabonneelijnketen en een vierdraads-keten die met een centrale is gekoppeld.
Laatstgenoemd artikel beschrijft monolytisch als geintegreerde keten (IC) uitgevoerde koppelketeninrichtingen van bovenbedoelde soort.
De voor de voeding van de abonneelijnketen vereiste voorzieningen omvatten volgens deze bekende techniek twee elektrische stroombronnen die elk met een bijbehorende van de twee abonneelijndraden zijn verbonden. Een volgens deze bekende techniek voorgestelde voor de voeding dienende stroombron omvat een conventionele operationele versterker en een aan de uitgangszijde daarvan aangesloten halfgeleideruitgangstrap.
Met de uitvinding is in het algemeen beoogd om een koppelketeninrichting van de in de aanhef omschreven soort beschikbaar te stellen en die speciaal geschikt is voor gebruik in combinatie met telefooncentrales die voor privégebruik zijn bedoeld (PABX) en waarbij op
<Desc/Clms Page number 3>
eenvoudige wijze een aanpassing aan de lijnimpedantie kan worden bereikt, terwijl de kostprijs en de afmetingen van zulk een keteninrichting gelijkwaardig dan wel geringer zijn dan die van een als monolytisch geintegreerde keten uitgevoerde SLIC.
Een koppelketeninrichting van de in de aanhef omschreven soort is daartoe volgens de uitvinding daardoor gekenmerkt dat genoemde elektrische stroombronnen ten aanzien van elektrische eigenschappen nauwkeurig aan elkaar zijn aangepast, als ook dynamisch zijn gecompenseerd door twee compensatieweerstanden ; en de uitgangen van deze twee stroombronnen zijn gekoppeld met de tweedraads-zijde van een geminiaturiseerde vorktransformator die de tweedraads-/vierdraads-overgang realiseert.
In vergelijking met de bekende monolytische als geintegreerde keten uitgevoerde koppelketeninrichtingen van de onderhavige soort heeft een volgens de uitvinding uitgevoerde inrichting als voordelen dat de tweedraads-zijde en de vierdraads-zijde galvanisch volledig van elkaar zijn geisoleerd en de verhouding prestatie/kostprijs is verbeterd.
Meer in het bijzonder is een koppelketeninrichting volgens de uitvinding daardoor gekenmerkt, dat elk van genoemde stroombronnen is uitgevoerd in de vorm van een als stroomspiegel werkzame keteninrichting.
Door de bijzondere uitvoering van de voor de voeding gebruikte stroombronnen kunnen sprongvormige variaties van de abonneelijnketenstroom op eenvoudige wijze worden gedetecteerd. Daartoe is een koppelketeninrichting van de in de aanhef omschreven soort en waarbij elke voor de voeding dienende stroombron een conventionele operationele versterker en een met de uitgang daarvan verbonden halfgeleidereindtrap omvat, volgens de uitvinding daardoor gekenmerkt, dat de uitgang van één van deze operationele versterkers is verbonden met een sensorketen voor het detecteren van spanningssprongen die indicatief zijn voor toestandsveranderingen van de abonneelijnketen.
Ten einde storende invloeden van voedingsbatterijspanningsvariaties en psofometrische ruis op de werking van de stroombronnen te elimineren is een koppelketeninrichting volgens de uitvinding verder daardoor gekenmerkt, dat de beide elektrische stroombronnen aan de van de abonneelijnketen afgekeerde zijde onderling zijn gekoppeld door een elektrische hulpstroombron.
<Desc/Clms Page number 4>
Ten slotte biedt het voordeel om in de eindgangstrap van de desbetreffende voor de voeding dienende stroombronnen gebruik te maken van een vermogenstransistor van de als MOSFET aangeduide soort.
De uitvinding zal in het onderstaande nader worden toegelicht met verwijzing naar de tekening, waarin : fig. l een vereenvoudigd schema weergeeft ter illustratie van een basisuitvoeringsvorm van de uitvinding ; fig. 2 een nader gedetailleerd schema weergeeft van een voorkeursuitvoeringsvorm van twee voor de lijnvoeding dienende stroombronnen ; fig. 3 een schema weergeeft ter illustratie van de wijze waarop de configuratie volgens fig. 2 verder kan worden verbeterd ; fig. 4 een nader uitgewerkt schema weergeeft van een uitvoeringsvorm van een koppelketeninrichting volgens de uitvinding ; en fign. 5,6 en 7 schema's weergeven ter illustratie van bijzon- dere eigenschappen van een koppelketeninrichting volgens de uitvinding.
Fig. 1 geeft een algemeen schema van een ketenconfiguratie ter illustratie van de uitvinding. In deze figuur zijn weergegeven : een tweedraads-abonneelijnketen waarvan de a-draad respectievelijk b-draad zijn aangeduid door +a respectievelijk-b ; een vierdraads-keten die is gekoppeld met een (niet weergegeven) centrale en omvattende een compensatienetwerk CN, een W-O-tweedraads-transmissiepad WO en een O-W-tweedraads-transmissiepad OW ; een vorktransformator VT waardoor de abonneelijnzijde en de centrale zijde met elkaar zijn gekoppeld ; een eerste respectievelijk tweede elektrische stroombron ES respectievelijk ES..,, een eerste respectievelijk tweede compensatieweerstand R respectievelijk rezen een gelijkstroomblokkeercondensator C.
Door de abonneelijnketen te voeden met behulp van elektrische stroombronnen met een daaraan inherente hoogohmige inwendige impedantie, wordt bereikt dat de door de abonneelijnketen vloeiende stroom in hoofdzaak onafhankelijk is van de lijnbelasting althans voor zover deze een grenswaarde niet overschrijdt. Met andere woorden is het opgenomen vermogen eveneens in hoofdzaak constant.
In een voorkeursuitvoeringsvorm van de uitvinding is elk van de stroombronnen uitgevoerd in de vorm van een als stroomspiegel werkzame keteninrichting waarbij deze twee stroombronnen door keuze van de
<Desc/Clms Page number 5>
componenten nauwkeurig aan elkaar zijn aangepast. Een dergelijke elektrische stroombron is bij voorkeur samengesteld uit een operationele versterker, een vermogenstransistor van de als MOSFET aangeduide soort en precisieweerstanden in dikke filmuitvoering en die bijvoorbeeld door middel van een laser nauwkeurig op een vooraf vastgestelde waarde kunnen worden ingesteld.
De werking en uitvoering van de elektrische stroombronnen zullen in het onderstaande nader worden toegelicht met verwijzing naar de fign. 2,3 en 4. Zoals in deze figuren is weergegeven omvat elke elek-
EMI5.1
trische stroombron een operationele versterker OA een met de uitgang daarvan verbonden vermogenstransistor een ingangsweerstand resp. een uitgangsweerstand R. resp. R Deze elektrische stroombronnen worden gevoed vanuit een batterij Vb+/ Vb-terwijl de abonneelijnketen en de daardoor gegeven belasting schema- tisch zijn aangeduid door +a,-b resp. Ru. Aan de ingangszijde die van de abonneelijnketen is afgekeerd, zijn de beide elektrische stroombronnen met elkaar gekoppeld door een weerstand R2 waarop naderhand nog wordt teruggekomen.
In principe is het mogelijk om een voor de lijnvoeding dienende elektrische stroombron, in plaats van de aangegeven MOSFET-uitgangstrap, te voorzien van een bipolaire transistor. Een dergelijke uitvoering heeft echter het bezwaar dat voor de goede werking steeds basisstroom dient te vloeien hetgeen bij ongelijkheid van de beide uitgangstraptransistoren tot onaanvaardbare fouten aanleiding zou kunnen geven hetgeen een extra compensatieketen voor de basisstroom zou vereisen.
Een andere mogelijkheid is gebruik te maken van bipolaire vermogenstransistoren welke gestuurd worden door MOSFET-transistoren. Een dergelijke oplossing verhoogt echter de complexiteit van de uitvoering.
In eerste aanleg wordt uitgegaan van de veronderstelling dat
EMI5.2
R. = R.,;R, en de actieve componenten ideaal zijn. Bij deze l l ml mz veronderstelling geldt dat de over de weerstand Rm1 ontwikkelde spanning V gelijk is aan de over de weerstand R ontwikkelde spanning VR1'en tevens dat de over de weerstand Rl ontwikkelde spanning V Rl
EMI5.3
gelijk is aan de over de weerstand spanning Ver.,.
Met andere woorden geldt dat V zodat tevens geldt dat I, zu Aangezien bij vermogenstransistoren van de als MOSFET aange-
<Desc/Clms Page number 6>
duide soort de poortstroom verwaarloosbaar is, zijn de respectievelijke afvoer-en bronstromen (I1, 11', 12'I2') ook aan elkaar gelijk. Met andere woorden is de spanning tussen de-b-draad en de batterij Vb+ gelijk aan de spanning tussen de +a-draad en de batterij Vb-, zodat een evenwichtssituatie (symmetrie) bestaat. Aldus is de door de belasting Rb vloeiende stroom Ib te schrijven als :
EMI6.1
Hierbij is Vb het spanningsverschil tussen de aansluitingen Vb-en Vb+.
Bij de in het voorafgaande beschreven uitvoeringsvorm wordt de door de desbetreffende ingangsweerstand R resp.R , vloeiende stroom in feite gespiegeld naar de abonneelijnketen +a,-b. Uit de in het voorafgaande afgeleide formule voor de lijnstroom Ib blijkt verder dat de bedoelde spanning Vb van invloed is op de door de belasting Rb vloeiende stroom. Daarom verdient het aanbeveling om zoals in fig. 4 is aangegeven de koppelweerstand R2 te vervangen door een hulpstroombron waardoor variaties in de batterij spanning Vb en psofometrische ruis worden geëlimineerd. De grootte van de door de belasting Rb vloeiende stroom kan op eenvoudige wijze worden ingesteld met behulp van de weerstand
R (fig. 4) waarbij de symmetrie van het geheel onafhankelijk is van deze instelling.
Aldus kan worden bereikt dat de door de belasting Rb vloeiende stroom gelijk is aan de door de weerstand R vloeiende stroom vermenigvuldigd met de verhouding tussen de weerstanden R enR, met andere woorden :
EMI6.2
In verband met de vereiste symmetrie (evenwichtstoestand) van de tweedraads abonneelijnketen dienende weerstanden R, en R.,, als
EMI6.3
ook de weerstanden Rml en nauwkeurig aan elkaar gelijk te zijn. ml ni Bovendien verdient het aanbeveling om gebruik te maken van operationele versterkers met een geringe spanning/stroom-onbalans.
Aangezien het in de praktijk echter niet mogelijk is om met de beschreven uitvoering de gewenste symmetrie-eigenschappen te verkrijgen dient een extra stabilisatie te worden toegepast hetgeen in fig. 3 is geillustreerd.
<Desc/Clms Page number 7>
Bij de configuratie volgens fig. 3 geldt dat indien de impedanties van de beide elektrische stroombronnen gelijk zijn de spanning in het punt A gelijk is aan 1/2 Vb, terwijl de compensatieweerstand R stroomloos is, zodat geldt 11 = 12. Wanneer echter bijvoorbeeld de spanning tussen A en Vb+ kleiner wordt dan de helft van de voedings- spanning Vb, vloeit door de weerstand Rc een stroom als gevolg waarvan de stroom 12 ten opzichte van de stroom 11 toeneemt en de spanning ontwikkeld over de weerstand Rm2 hoger wordt dan de referentiespanning.
Inherent aan de uitvoering van de elektrische stroombronnen is dat een dergelijke variatie wordt gecorrigeerd waarbij een zodanige regelwerking bestaat dat de in het punt A ontwikkelde spanning vrijwel weer gelijk wordt aan de helft van de batterij spanning Vb. Zulks betekent in feite dat de inwendige impedanties van de beide stroombronnen dynamisch worden geregeld zodanig dat deze onderling in hoofdzaak gelijk zijn.
Aangezien in de praktijk het punt A niet beschikbaar is is in een gerealiseerde uitvoeringsvorm, zoals weergegeven in fig. 4, de compensatieweerstand Rc gesplitst in twee gelijkwaardige weerstanden R 1
EMI7.1
en Zodra een onbalanstoestand ontstaat zal door één van de twee c2 compensatieweerstanden een grotere stroom vloeien dan door de andere compensatieweerstand waarbij de onbalanstoestand zal worden gecorri- geerd. De mate van correctie is afhankelijk van de verhouding tussen de stroom die door de compensatieweerstanden vloeit en de stroom die door de stroombronnen vloeit, met andere woorden de verhouding I/1 Rc RIn hetgeen in de praktijk neerkomt op een waarde van ca. 0,24/32 = 0,0075.
Met de beschreven compensatie blijkt het in de praktijk goed mogelijk om in een afgeregelde keteninrichting, de voorkomende onbalansspannin- gen van de operationele versterkers en het verloop in de weerstands- waarden van de weerstanden zodanig te compenseren dat aan de vereisten van symmetrie en maximale abonneelijnlusweerstand, blijvend kan worden voldaan. In dit verband wordt opgemerkt dat met maximale abonneelijn- lusweerstand wordt bedoeld de maximale weerstand welke tussen de a- draad en de b-draad mag bestaan om te bereiken dat de keteninrichting nog op de gewenste wijze werkt. In de praktijk komt zulks neer op een waarde van bijvoorbeeld 1300 ohm.
<Desc/Clms Page number 8>
Het in het voorafgaande beschreven impedantiecorrectiemechanisme van de elektrische stroombronnen geldt niet alleen voor gelijkstroom maar tevens voor wisselstromen met frequenties tot betrekkelijk ver buiten de voor telefonie-gebruik gereserveerde spraakband. Zulks betekent dat ook asymmetrieén in het"wisselstroompad"wordengecorrigeerd. Met andere woorden asymmetrieèn tussen de b-draad en aarde en tussen de a-draad en aarde die bijvoorbeeld het gevolg zijn van parasitaire capaciteiten in de vorktransformator of zelfinducties van de bedrading, worden op deze wijze doeltreffend gecompenseerd. Zulks is van belang voor de constructie van de sub-miniatuurvorktransformator. Door de geringe afmetingen van deze transformator bijvoorbeeld een hoogte van ca. 10 mm en een diameter van ca. 12 mm is het vrijwel onmogelijk om deze exact symmetrisch uit te voeren.
Door toepassing van de volgens de uitvinding gecompenseerde elektrische stroombronnen kan de symmetrie met ongeveer 30 dB worden verbeterd in vergelijking met een situatie waarin een dergelijke miniatuurvorktransformator zou worden toegepast zonder dergelijke stroombronnen.
De impedantiesymmetrie van een tweedraadslijn kan in overeenstemming met de CCITT-aanbevelingen worden gemeten zoals schematisch is aangegeven in fig. 5. Een maat 11 vonr deze impedantiesymmetrie kan worden geschreven :
EMI8.1
= 20 log [v/V]
Hierbij kan worden afgeleid dat de impedantiesymmetrie van een dergelijke configuratie afhankelijk is zowel van de onderlinge verhouding tussen de voedingsbronimpedanties Zl en Z2 als ook de absolute waarden van deze voedingsbronimpedanties. Tevens blijkt dat de onderlinge verhouding tussen deze beide impedanties een sterkere invloed heeft bij laagohmige stroombronnen dan bij hoogohmige stroombronnen.
Indien bijvoorbeeld bij de configuratie volgens fig. 7 gebruik wordt ge-
EMI8.2
maakt van = 300 ohm, = Z. 0, en V = volt, geldt voor de impedantiesymmetrie : 52 dB.
Indien bij de configuratie volgens fig. 6 met dezelfde procentuele afwijking voor de impedantie een waarde 100 k. ohm is geldt voor de impedantiesymmetrie l = 90, 4 dB.
<Desc/Clms Page number 9>
Met andere woorden door de onderlinge compensatie van de beide stroombronnen, blijven de impedanties van deze stroombronnen in hoofdzaak aan elkaar gelijk waardoor effecten veroorzaakt door parasitaire capaciteiten tussen de primaire en secundaire wikkelingen van de vorktransformator worden gecompenseerd. Mede daardoor is het mogelijk deze vorktransformator in het kader van de uitvinding als een sub-miniatuurtransformator uit te voeren.
Met een voorgestelde uitvoering van de elektrische stroombronnen blijft de uitgangsspanning van de operationele versterkers OA. en OA2 vrijwel over het volledige werkgebied van de stroombron in hoofdzaak constant zodat variaties van de lijnbelasting Rb geen invloed hebben op de uitgangsspanning van deze operationele versterkers. Wanneer echter de maximum toelaatbare lusweerstand van de tweedraads-keten wordt overschreden zal de uitgangsspanning van de operationele versterker toenemen tot aan de verzadigingswaarde. Indien namelijk de lijnbelastJgSweerstan'' ! groter wordt dan de maximaal toelaatbare waarde [bijvoorbeeld 1300 olm] zal de stroom I,I dalen onder de ingestelde waarde, bijvoorbeeld een nominale waarde van ongeveer 30 mA.
Hierdoor zal de spanning VRml resp.
EMI9.1
kleiner worden dan de spanning V waarbij de uitgangsspanning van Rmz Rl de beide operationele versterkers zal toenemen teneinde de verschil spanning aan de ingang daarvan te corrigeren. Zulks betekent dat de spanning Vdetl resp. Vdet2 zal stijgen tot een waarde overeenkomende met de verzadigingswaarde van de operationele versterkers. Zulks betekent dat aan de uitgangen LS. resp. LS2 van deze operationele versterkers duidelijk gedefinieerde spanningssprongen ontstaan in afhankelijkheid van toestandsvariaties op de abonneelijn. Aldus zijn deze punten LS1 resp. LS2 goed bruikbaar voor bewakingsdoeleinden en bijvoorbeeld kiespulsdetectie.
Bij het uitvoeringsvoorbeeld volgens fig. 4 wordt de gedeelde uitgangsspanning van de operationele versterker OA1 vergeleken met een door deling van de voedingsspanning afgeleide spanning. Na integratie van mogelijke stoorpulsen zijn op de uitgang LSRT, lusdetectiesignalen en signalen representatief voor kiespulsen op TTL-niveau beschikbaar.
<Desc / Clms Page number 1>
DESCRIPTION associated with a
INVENTION PATENT APPLICATION in the name of the public company: "GTE ATEA" for: "Link chain device of the type designated as interface".
Inventor: PAUWELS Karel Alfons Anna Domien
<Desc / Clms Page number 2>
The invention relates to a coupling circuit arrangement of the type referred to as an interface and by which a coupling suitable for communication purposes is formed between a two-wire subscriber line on the one hand and a four-wire circuit on the other, comprising two electric power sources, the one of the other of these two power sources respectively provides power to one or the other of the two conductors of the two-wire subscriber line chain.
An article entitled "Special ICs in Digital Switching-An Overview" published in the IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-16, No. 4, August 1981 gives a general description of such coupling chains, the functions to be fulfilled thereby, as well as possible embodiments thereof.
An article "A Monolithic Subscriber Line Interface Circuit" published in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-16, No. 4, August 1981 provides a more detailed description of such coupling chains also referred to as "SLIC" (Subscriber Line Interface Circuit).
Such link chains are often used in telephone networks intended for private use (PABX). In addition, such a coupling chain is generally connected between a two-wire subscriber line chain and a four-wire chain coupled to a central office.
The latter article describes coupling chain devices of the above-mentioned type designed as integrated chain (IC).
The utilities required to power the subscriber line circuit according to this known art comprise two electric power sources, each connected to an associated one of the two subscriber line wires. A current source of power proposed in accordance with this prior art comprises a conventional operational amplifier and a semiconductor output stage connected on its output side.
The general object of the invention is to provide a coupling chain device of the type described in the preamble and which is specially suitable for use in combination with telephone exchanges intended for private use (PABX) and in which
<Desc / Clms Page number 3>
a simple adaptation to the line impedance can be achieved, while the cost and dimensions of such a chain device are equivalent or less than that of a SLIC designed as a monolytically integrated chain.
According to the invention, a coupling circuit arrangement of the type described in the preamble is characterized in that the said electric current sources are accurately matched with respect to electrical properties, as well as dynamically compensated by two compensation resistors; and the outputs of these two power sources are coupled to the two-wire side of a miniaturized fork transformer that realizes the two-wire / four-wire transition.
Compared to the known monolytic integrated circuit coupling devices of the present kind, an arrangement according to the invention has the advantages that the two-wire side and the four-wire side are galvanically completely isolated from each other and the performance / cost ratio is improved.
More in particular, a coupling circuit device according to the invention is characterized in that each of said current sources is designed in the form of a chain device operating as a current mirror.
Due to the special design of the current sources used for the supply, jump-shaped variations of the subscriber line circuit current can be detected in a simple manner. For this purpose, a coupling circuit arrangement of the type described in the preamble and in which each power source serving the power supply comprises a conventional operational amplifier and a semiconductor output stage connected to its output, characterized in that the output of one of these operational amplifiers is connected with a sensor circuit for detecting voltage jumps indicative of state changes of the subscriber line circuit.
In order to eliminate disturbing influences of supply battery voltage variations and psophometric noise on the operation of the current sources, a coupling circuit arrangement according to the invention is further characterized in that the two electric current sources on the side remote from the subscriber line circuit are mutually coupled by an auxiliary electric power source.
<Desc / Clms Page number 4>
Finally, it is advantageous to use a power transistor of the type designated as MOSFET in the terminal stage of the respective power sources.
The invention will be explained in more detail below with reference to the drawing, in which: Fig. 1 shows a simplified diagram illustrating a basic embodiment of the invention; FIG. 2 is a more detailed diagram of a preferred embodiment of two power sources for the line supply; FIG. 3 is a diagram illustrating how the configuration of FIG. 2 can be further improved; Fig. 4 shows a further elaborated diagram of an embodiment of a coupling chain device according to the invention; and Figs. 5, 6 and 7 show diagrams illustrating special properties of a coupling chain device according to the invention.
Fig. 1 is a general circuit configuration diagram illustrating the invention. This figure shows: a two-wire subscriber line chain whose a-wire and b-wire respectively are indicated by + a and-b; a four-wire circuit coupled to an exchange (not shown) and comprising a compensation network CN, a W-O two-wire transmission path WO and an O-W two-wire transmission path OW; a fork transformer VT through which the subscriber line side and the center side are coupled; a first and second electric current source ES and ES, respectively, a first and second compensation resistor R, respectively, a DC blocking capacitor C.
By supplying the subscriber line circuit with the aid of electric current sources with an inherent high-ohmic internal impedance, it is achieved that the current flowing through the subscriber line chain is substantially independent of the line load, at least insofar as it does not exceed a limit value. In other words, the power consumption is also substantially constant.
In a preferred embodiment of the invention, each of the current sources is in the form of a current device acting as a current mirror, these two current sources being selected by the
<Desc / Clms Page number 5>
components are precisely matched. Such an electric current source is preferably composed of an operational amplifier, a power transistor of the type referred to as MOSFET and precision resistors in thick film design and which, for example, can be accurately adjusted to a predetermined value by means of a laser.
The operation and design of the electric power sources will be explained in more detail below with reference to Figs. 2,3 and 4. As shown in these figures, each electrical
EMI5.1
power source an operational amplifier OA a power transistor connected to its output an input resistor resp. an output resistance R. resp. R These electric power sources are powered from a battery Vb + / Vb, while the subscriber line circuit and the load given by it are schematically indicated by + a, -b, respectively. Ru. On the input side facing away from the subscriber line circuit, the two electric power sources are coupled to each other by a resistor R2 which will be returned later.
In principle, it is possible to provide an electric power source serving the line supply, instead of the indicated MOSFET output stage, with a bipolar transistor. However, such an embodiment has the drawback that, for proper operation, base current must always flow, which could lead to unacceptable errors if the two output stage transistors differ, which would require an additional compensation circuit for the base current.
Another possibility is to use bipolar power transistors which are controlled by MOSFET transistors. However, such a solution increases the complexity of the implementation.
At first instance, it is assumed that
EMI5.2
R. = R.,; R, and the active components are ideal. With this l l ml mz assumption holds that the voltage V developed across resistor Rm1 is equal to the voltage VR1 developed across resistor R, and also that voltage V R1 developed across resistor R1.
EMI5.3
is equal to the voltage across the resistor Ver.,.
In other words, it holds that V, so that it also holds that I, zu Since in the case of power transistors of the MOSFET
<Desc / Clms Page number 6>
Since the gate current is negligible, the respective drain and source flows (I1, 11 ', 12'I2') are also equal to each other. In other words, the voltage between the-b wire and the battery Vb + is equal to the voltage between the + a wire and the battery Vb-, so that an equilibrium situation (symmetry) exists. Thus, the current Ib flowing through the load Rb can be written as:
EMI6.1
Here Vb is the voltage difference between the connections Vb-and Vb +.
In the embodiment described above, the current flowing through the respective input resistor R or R is in fact mirrored to the subscriber line circuit + a, -b. It is further apparent from the formula for the line current Ib derived in the foregoing that the intended voltage Vb influences the current flowing through the load Rb. Therefore, as shown in FIG. 4, it is recommended to replace the coupling resistor R2 with an auxiliary power source, thereby eliminating variations in battery voltage Vb and psophometric noise. The magnitude of the current flowing through the load Rb can be easily adjusted using the resistor
R (fig. 4) where the symmetry of the whole is independent of this setting.
It can thus be achieved that the current flowing through the load Rb is equal to the current flowing through the resistor R multiplied by the ratio between the resistors R and R, in other words:
EMI6.2
In connection with the required symmetry (equilibrium state) of the two-wire subscriber line chain, resistors R 1, and R 1, serve as
EMI6.3
also the resistances Rml and to be exactly equal to each other. ml ni In addition, it is recommended to use operational amplifiers with a low voltage / current imbalance.
However, since it is not possible in practice to obtain the desired symmetry properties with the described embodiment, an additional stabilization must be applied, which is illustrated in Fig. 3.
<Desc / Clms Page number 7>
In the configuration according to Fig. 3, if the impedances of the two electric current sources are equal, the voltage at point A equals 1/2 Vb, while the compensation resistor R is de-energized, so that 11 = 12. If, for example, the voltage between A and Vb + becomes less than half of the supply voltage Vb, a current flows through the resistor Rc, as a result of which the current 12 increases with respect to the current 11 and the voltage developed across the resistor Rm2 becomes higher than the reference voltage .
Inherent in the design of the electric current sources is that such a variation is corrected, with such a regulating action that the voltage developed in point A becomes almost equal to half the battery voltage Vb again. In effect, this means that the internal impedances of the two current sources are dynamically controlled so that they are substantially equal to each other.
Since in practice the point A is not available in a realized embodiment, as shown in Fig. 4, the compensation resistor Rc is split into two equivalent resistors R 1
EMI7.1
and As soon as an imbalance condition arises, one of the two c2 compensation resistors will flow a larger current than through the other compensation resistor where the imbalance condition will be corrected. The degree of correction depends on the ratio between the current flowing through the compensation resistors and the current flowing through the current sources, in other words the ratio I / 1 Rc RIn, which in practice amounts to a value of approx. 0.24 / 32 = 0.0075.
With the compensation described, it appears in practice quite possible to compensate in a controlled chain arrangement, the unbalance voltages of the operational amplifiers and the variation in the resistance values of the resistors in such a way that the requirements of symmetry and maximum subscriber loop resistance, can be satisfied permanently. In this regard, it is noted that maximum subscriber line loop resistance is understood to mean the maximum resistance that may exist between the a wire and the b wire to ensure that the chain device is still operating in the desired manner. In practice, this amounts to a value of, for example, 1300 ohms.
<Desc / Clms Page number 8>
The impedance correction mechanism of the electrical power sources described above applies not only to direct current but also to alternating currents with frequencies far beyond the speech band reserved for telephony use. This means that asymmetries in the "alternating current path" are also corrected. In other words, asymmetries between the b-wire and earth and between the a-wire and earth, which are for example the result of parasitic capacities in the fork transformer or self-inductances of the wiring, are effectively compensated in this way. This is important for the construction of the sub-miniature fork transformer. Due to the small dimensions of this transformer, for example, a height of approx. 10 mm and a diameter of approx. 12 mm, it is virtually impossible to design it exactly symmetrically.
By using the electric power sources compensated according to the invention, the symmetry can be improved by about 30 dB compared to a situation in which such a miniature fork transformer would be used without such power sources.
The impedance symmetry of a two-wire line can be measured in accordance with the CCITT recommendations as schematically shown in Fig. 5. A measure 11 of this impedance symmetry can be written:
EMI8.1
= 20 log [v / V]
It can be derived from this that the impedance symmetry of such a configuration depends on the mutual relationship between the power source impedances Z1 and Z2 as well as the absolute values of these power source impedances. It also appears that the mutual relationship between these impedances has a stronger influence with low-ohmic current sources than with high-ohmic current sources.
If, for example, the configuration according to fig. 7 is used
EMI8.2
makes from = 300 ohms, = Z.0, and V = volts, for the impedance symmetry: 52 dB.
If in the configuration according to Fig. 6 with the same percentage deviation for the impedance a value of 100 k. ohm is valid for the impedance symmetry l = 90, 4 dB.
<Desc / Clms Page number 9>
In other words, due to the mutual compensation of the two current sources, the impedances of these current sources remain substantially the same, which compensates for effects caused by parasitic capacities between the primary and secondary windings of the fork transformer. Partly because of this, it is possible, in the context of the invention, to design this fork transformer as a sub-miniature transformer.
With a proposed embodiment of the electrical power sources, the output voltage of the operational amplifiers remains OA. and OA2 is substantially constant over the entire operating range of the current source so that variations of the line load Rb do not affect the output voltage of these operational amplifiers. However, if the maximum allowable loop resistance of the two-wire circuit is exceeded, the output voltage of the operational amplifier will increase to the saturation value. If, in fact, the line load resistance '! exceeds the maximum allowable value [eg 1300 olm], the current I, I will drop below the set value, eg a nominal value of about 30 mA.
As a result, the voltage VRml resp.
EMI9.1
become less than the voltage V at which the output voltage of Rmz R1 will increase the two operational amplifiers in order to correct the differential voltage at the input thereof. This means that the voltage Vdetl resp. Vdet2 will rise to a value corresponding to the saturation value of the operational amplifiers. This means at the outputs LS. resp. LS2 of these operational amplifiers clearly defined voltage jumps arise depending on state variations on the subscriber line. Thus, these points are LS1 resp. LS2 well usable for monitoring purposes and for example dial pulse detection.
In the exemplary embodiment of FIG. 4, the divided output voltage of the operational amplifier OA1 is compared with a voltage derived by dividing the supply voltage. After integration of possible interference pulses, LSRT, loop detection signals and signals representative of dial pulses at TTL level are available at the output.