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FILTRES PASSE-BANDE.
La présente invention concerne des filtres et plus particulière- ment des filtres passe-bande dans les gammes WHF, UHF et des fréquences supé- rieures du type résonateur à cavité ayant une caractéristique de coupure abrup- te.
Il est bien connu dans la technique depuis de nombreuses années que les réseaux de filtres dont l'impédance ou l'admittance de transfert pos- sède à la fois des ples et des zéros, peuvent être prévus de manière à don- ner une caractéristique de coupure plus abrupte que ce qu'il est possible d' obtenir avec des réseaux comparables n'ayant que des pôles et pas de zéros.
Par exemple, des configurations de filtres dérivés de m peuvent donner des caractéristiques de coupure plus abruptes que celles qu'on obtient avec des configurations à k-constant comparables. Quand on travaille dans les gammes VHF, UHF et des fréquences supérieures, on sait d'autre pat que les filtres passe-bande doivent généralement fonctionner avec une bande passante relati- vement étroite et pour remplir cette condition d'une manière satisfaisante, les rapports entre les réactances, mesurés à la fréquence moyenne, des différents éléments de l'ensemble, doivent satisfaire à des tolérances précises. Ceci peut encore s'exprimer en précisant que la fréquence de résonance de chaque résona- teur et lest coefficients de couplage entre les résonateurs doivent satisfaire à des tolérances rigides.
On a essayé de prévoir des filtres passe-bande dans'les gammes VHF,M UHF et des fréquences supérieures ayant une caractéristique de coupure abrupte par suite de zéros dans la caractéristique de"transfert en utilisant les configurations et les concepts bien connus de la théoire classique des filtres.
Il en est résulté des circuits ayant à la fois une configuration et des rapports nécessaires de réactamces qui ne sont pas réalisables pratique- ment. mento Un des objets d la présente invention est de prévoir un filtre .
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passe-bande ayant à la fois une configuration et les rapports désirés de réactances qui soit réalisable et qui possde des moyens pour faire varier la fréquence de résonance de telles-,.configurations de manière à pouvoir être uti- lisés dans une bande de fréquences dans les gammes VHF, UHF et aux fréquences supérieures.
En utilisant des résonateurs coaxiaux ou à cavité qui sont ana- logues à un circuit résonnant à basse fréquence, chaque résonateur étant cor- rectement couplé au résonateur suivant magnétiquement ou électriquement, on prévoit un filtre passe-bande pouvant fonctionner dans les gammes VHF, UHF et aux fréquences supérieures. Les dimensions du résonateur à cavité sont choi- sies de manière à ce qu'il résonne à la fréquence désirée ou on peut prévoir des moyens pour que la résonance se produise à la fréquence désirée. Les di- mensions entre les ouvertures de couplage entre les résonateurs adjacents donnent le coefficient de couplage correct entre les résonateurs adjacents.
En conséquence, en réglant correctement la fréquence de résonance des réso- nateurs, les coefficients de couplage entre les résonateurs adjacents et le couplage entre le générateur et la charge au premier et au'dernier résona- teurs respectivement, on obtient une caractéristique de transfert- ayant des poles de fréquence complexes.
Un autre objet de l'invention est de prévoir un système de filtre ayant à la fois des pôles et des zéros dans la caractéristique de transfert pour donner une caractéristique de coupure élevée. Cet objet est atteint en prévoyant le filtre de manière à obtenir des zéros afin d'obtenir une carac- téristique de coupure abrupte semblable à celle obtenue avec une configuration de filtre dérivée du type m. Ces zéros ou points d'atténuation infinis sont obtenus par deux lignes de couplage entre des cavités alternées de la struc- ture du filtre. Ainsi, en plus des connexions de couplage normales entre les résonateurs adjacents, les résonateurs alternés auxquels les lignes de coupla- ge sont connectées possèdent une paire de dispositifs de couplage du type son- de pour chaque paire de lignes de couplage qui leur sont connectées.
Du fait qu'il est possible d'avoir des sondes inductives de phase opposée, il y a qua- tre combinaisons différentes qui peuvent être utilisées pour les deux paires de sondes sus-mentionnées et leurs lignes de couplage. Ceci nécessite que la longueur électrique des lignes de couplage entre les résonateurs alternés dé- pende des combinaisons de sondes utilisées dans chacun des résonateurs alter- nés. En général, en incluant les effets d'extrémité des sondes, les lignes de couplage auront une longueur égale à un multiple d'un quart de longueur d'onde.
La condition fondamentale pour les combinaisons de sondes et leurs lignes de couplage associées est qu'une ligne devra produire entre les deux résonateurs un couplage du ype capacitif qui est essentiellement constant dans la bande de fréquence à l'intérieur de laquelle le filtre doit être utilisé et l'autre ligne devra produire entre les deux résonateurs un couplage constant du typer inductif et les deux types de couplage devront essentiellement entre égaux en amplitude. Le nombre des résonateurs à cavité peut être quelconque avec la restriction que les lignée de couplage sus-mentionnées doivent coupler des cavités alternées de la manière 'indiquée et qu'aucune ligne de couplage ne doit laisser passer d'énergie vers les astres lignes de couplage.
On peut expliquer la production de zéros par le fait qu'à certaines fréquences il-y a une diffé- rence de 1800 entre les courants injectés par la cavité intermédiaire, les deux courants s'annulant si les couplages sont convenablement réglés par un choix des dimensions convenables et du mode de fonctionnement dans les résonateurs en guide d'ondes.
D'autres objets, caràctéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation la dite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels la Fig. 1 est une vue en coupe d'un filtre passe-bande pouvant fonctionner et mettant en oeuvre des principes¯de la présente invention. la Fig. 2 est une vue en coupe partiellement en élévation le long de la ligne 2-2 de la Fig. 1; la Fig. 3 montre les corubes de réponse pour le filtre passe-ban-
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de, une avec des zéros et l'autre sans zéros ; les Figs. 4, 5, 6 et 7 sont desvues en coupe longitudinale de filtres passe-bande montrant chacune un exemple différent de réalisation de la présente invention.
On a représenté, aux Figs. 1 et 2 des dessins auxquels on se ré- fèrera maintenant, un filtre passe-bande pouvant fonctionner dans les gammes
VHF UHF et aux fréquences plus élevées et comprenant cinq résonateurs coaxi- aux 1, 2, 3, 4 et 5 possédant des tiges d'accord 6, 7, 8, 9 et 10 à l'intérieur.
Le résonateur à cavité 1 qui est accordé par la tige 6 sera décrit en détail du point de vue de sa structure, et les résonateurs à cavité 2, 3, 4 et 5, qui sont similaires, ne seront pas décrits.
Le résonateur 1 est considéré comme étant coaxial du fait que la tige d'accord 6 est introduite dans cavité. La tige d'accord 6 se comporte d'une manière similaire au conducteur central d'une ligne coaxiale, tandis que les parois du résonateur 1 se comportent comme le conducteur extérieur d'une telle ligne coaxiale par rapport au champ capacitif ou électrique qui existe entre eux. Outre le champ électrique qui existe dans le résonateur coaxial, il existe également un champ magnétique qui est lié au champ électrique, les lig- nes de force de ce champ étant perpendiculaires aux lignes de force du champ électrique. Pour permettre l'établissement de champs liés de cette manière, il est nécessaire d'avoir des dimensions de cavité correctes pour une fréquen- ce donnée.
Par exemple un filtre fonctionnant à 1500 mégacycles peut utiliser des cubes de 1 1/2 pouce (environ 38 millimètres), les parois ayant une épais- seur voisine de 1/16 de pouce (environ 1,5 millimètre) et la tige ayant un diamètre approximativement égal à 3/8 de pouce (environ 9,5 millimètre). Comme il est bien connu dans la technique, les dimensions du cube sont importantes tandis que l'épaisseur des parois t le diamètre de la tige peuvent varier suivant les nécessités de l'effet de surface et l'importance du couplage dé- siré pour le résonateur à la fréquence de fonctionnement. La tige d'accord 6 est réglable pour le choix de la fréquence et l'ouverture 11 qui est asso- ciée à l'ouverture 12 détermine le coefficient de couplage avec le résonateur adjacent.
Les équations approximatives de détermination du coefficient de cou- plage entre les résonateurs adjacents étant :
BW
K 0,7 3 db (adjacent) - 0,7 f o Les résonateurs coaxiaux 1, 2,3, 4 et 5 peuvent être fixés l'un à l'autre par 'soudage, au moyen de ceintures et d'écrous, au moyen de vis ou par tout autre moyen convenable. 'Si on le désire, les parois de plusieurs ca-vités peuvent être communes. Le couplage entre les résonateurs coaxiaux adjacents 1, 2, 3, 4 et 5 est réalisé par des ouvertures telles que les ouvertures Il et 12 dans les parois des résonateurs coaxiaux 1 et 2. L'arrangement représenté à la fig. 1 du dessin est tel qu'il y a un couplage magnétique et électrique pro- gressant alternativement dû résonateur 1 au résonateur 5 du filtre.
Cet arran- gement de couplage par champs alternés réduit le passage direct des fréquences, ce qui tendrait à réduire la sélectivité du filtre. En d'autres termes, en ' alternant les couplages des résonateurs adjacents entre les champs magnétiques et électriques, il est nécessaire que l'énergie du champ magnétique soit trans- férée au champ électrique dans un résonateur avant qu'elle puisse passer au ré- sonateur suivant, de sorte que l'énergie doit passer sélectivement d'une cavi- té à l'autre donnant la sélectivité maximum. En utilisant le même raisonnement, on peut voir que l'ouverture d'entrée 13 et l'ouverture de sortie 14 présente- ront le même caractère.
On conçoit.que la position des ouvertures 13 et 14 pour- rait ne pas être conforme à ce qui'a été dit, ce qui aurait pour seul résultat que sur les frontières de la courbe de réponse l'atténuation pourrait ne pas être aussi grande que possible.
Le champ électrique le plus,intense se trouve dans la zone 15 près de l'extrémité de la tige d'accord 6 et le champ magnétique le plus intense est
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dans la zone 16 éloignée de l'extrémité, du piston d'accord. pour tirer d8u filtre les résultats maximum, il est disposer les ouvertures de couplage adjacentes telles que 11 et 12 et les ouvertures 13 et 14 dans ces zones oî le champ possède l'intensité maximum Toutefois, les performances du filtre ne dépendent pas de la position des ouvertures dans la zone où le champ 'est* le plus intense tant que les moyens de couplage sont disposés contre ces champs.
Les ouvertures 11 et 12 quand elles sont situées contre. le champs, magnétique peuvent être de forme ovale ou rectangulaire, la dimension la plus grande étant parallèle aux lignes de force du champ magnétique et quand' de. telles ouvertures sont situées près du champ électrique, elles peuvent être de forme circulaire bien que d'autres formes puissent être utilisées.
Un filtre tel quil vient d'être décrit contient des polos mais pas de zéros, comme dans le cas d'une configuration à k constant utilisée à basse fréquence. La courbe de¯réponse de tels filtres passe-bande dans' les gammes VHF, UHF et aux fréquences plus élevées, a 'été représentée à la Fig.
3, courbe A. On remarquera que cet arrangement n'est pas aussi bon qu'on pour- rait le désirer puisque la caractéristique de coupure telle que représentée par la pente, peut'ne pas être aussi abrupte est nécessaire. Le couplage sépà- rédes résonateurs alternés, tel que représenté a la Fig. 1, et mettant en oeu- vre des principes de l'invention, donne la courbe B, Fig. 3. Une ligne de cou- plage 17 et ses sondes d'extrémité 21 et 21a, est utilisée pour produire un couplage inductif résultant entre les résonateurs 1 et 3 tandis qu'une ligne de couplage 18 avec ses sondes d'extrémité 22 et 22a produit un couplage capa- citif entre les résonateurs 1 et 3. Les lignes de couplage 19 et 20 et leurs sondes d'extrémité remplissent les mêmes fonctions en relation avec les réso- nateurs 3 et 5.
Comme il a été mentionné, la longueur électrique des lignes de couplage 17, 18, 19 et 20 dépendra des combinaisons de sondes mais en géné- ral, ce sera un multiple du quart de longueur d'onde.
Une des quatre combinaisons différentes des sondes de couplages et des longueurs de lignes est représentée dans les résonateurs 1 et 3 de la Fig. 1 dans laquelle les sondes magnétiques 21 et 21a connectées à la ligne de couplage 17 ayant une longueur égale à un quart de longueur d'onde et les sondes électriques 22 et 22a connectées par la ligne de couplage 18 ayant une longueur égale à un quart de longueur d'onde sont physiquement disposées dans une relation telle que tout courant injecté dans le résonateur 3 par suite du voltage dans le résonateur 1 est déplacé de - 90 et + 90 respectivement par rapport au voltage dans le résonateur 1. C'est une des conditions fondamen- tales qui doivent être satisfaites par une paire de lignes de couplage, et leurs sondes d'extrémité.
Une autre condition fondamentale est que l'amplitude du courant sus-mentionné déphasé de 90 augmente en fonction directe de la fré- quence et que l'amplitude de l'autre courant déphasé de 90 diminue en fonc- tion directe de la fréquence.
Il y a une condition fondamentale supplémentaire pour les coupla- ges du résonateur intermédiaire ou adjacent qui peut s'énoncer comme suit : la relation de phase entre le courant injecté dans le résonateur 3 par le cou- plage avec le résonateur alterné et le courant injecté dans le résonateur 3 par le couplage avec le résonateur intermédiaire doit tre telle qu'à la fré- quence désirée pour l'atténuation infinie, ils soient en opposition de phase.
Ainsi, aux fréquences où les ondes sont déphasées de 180 par un réglage con- venable des couplages intermédiaires et adjacents, il est possible de suppri- mer complètement les propagations électriques et magnétiques produisant ain- si des zéros ou encore insérant ainsi des points d'atténuation infinie tels que 23, courbe B, Fig. 3. L'équation précédente donne approximativement la va- leur nécessaire pour les couplages adjacents, de manière à obtenir la lar- geur de bande passante désirée et Inéquation ci-dessous donne approximative- ment la valeur désirée pour les couplages alternés.
EMI4.1
K = I alterné '2( ######) ) '}.. , , + BW 3db
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Les seconds points d'atténuation infinie 24 sur la courbe B sont obtenus d'une manière similaire en utilisant les lignes de couplage 19 et 20 coopérant avec les résonateurs coaxiaux 3, 4 et 5 dans lesquels les différen- tes relations de phase sont identiques. Dans la bande de fréquence à l'inté- rieur de laquelle le filtre fonctionne, le coefficient de couplage du type ca- pacitif de la ligne de couplage 18 et le coefficient de couplage du type in- ductif de la ligne de couplage 19 sont essentiellement constants et d'ampli- tudes égales.
La Fig. 4 du dessin représente un autre exemple de réalisation de l'invention dans lequel les résonateurs à cavité individuels sont identi- ques aux résonateurs coaxiaux 1, 2, 3,4 et 5 étudiés plus haut. La différen- ce entre les exemples de réalisation réside dans l'arrangement suivant lequel les ouvertures pour le couplage adjacent 25,26, 27 et 28 sont disposées al- ternativement dans une région de champ électrique et dans une région de champ magnétique, l'ouverture d'entrée 29' et l'ouverture de sortie 30 étant toutes deux situées contre une région de champ magnétique.
Les résultats obtenus avec cet arrangement sont pratiquement identique à ceux obtenus au moyen de l'arran- gement sus-mentionné avec la différence possible que l'atténuation en dehors de la bande passante décroît légèrement du fait que l'ouverture 28 pour le couplage adjacent et l'ouverture de sortie 30 sont dans la région du même champ d'énergie pour les raisons mentionnées précédemment. Cet inconvénient apparent de l'arrangement de couplage du résonateur coaxial 31 peut être facilement sur- monté en déplaçant verticalement l'ouverture 30 de manière à ce que le coupla- ge s'effectue à partir du champ électrique plutôt qu'à partir du champ magné- tique réduisant ainsi la possibilité de passage direct d'énergie indésirable par le champ magnétique.
Le voltage dans les lignes de couplage 32,33 et 34, 35 qui coopère avec le voltage passant par les résonateurs 2 et 4 respective- ment, produit les points d'atténuation infinie ainsi qu'il a été décrit en relation avec les Figs. 1 et 2 des dessins.
La combinaison des sondes magnétiques 36 et 36a et des sondes électriques 37 et 37a avec leurs lignes de couplage respectives 33 et 32 sont physiquement disposées de manière à safisfaire aux conditions de phase qui ont été indiquées dans l'exemple de réalisation représenté à la Fig. l, en prenant une ligne de couplage 32 dont la longueur est la même que la lon- gueur de la ligne de couplage 33, la longueur totale de chaque ligne étant un multiple impair d'un quart de longueur d'onde.
Un autre exemple de réalisation de l'invention est représenté à la Fige 5 du dessin. Cette variante fonctionne sur le même principe que l'ex- emple précédemment décrit du point de vue de l'obtention des zéros. Les réso- nateurs à cavité sont des guides d'ondes rectangulaires 38, 39, 40, 41 et 42 qui fonctionnent suivant'le mode TE0,1 Les dimensions physiques des résona- teurs individuels en guides d'ondes sont approximativement 0.070 de long et 0,707 de large, où est la longueur d'onde dans l'espace libre, la hauteur étant choisie de manière à satisfaire aux conditions relatives à l'intensité du champ électrique.
Comme il est bien connu, le champ électrique est concen- tré entre les points 43 et 44 dans un résonateur en guide d'ondes classique de ce type, tandis que le champ magnétique possède une section circulaire concen- trique par rapport au champ électrique concentré.
Dans l'arrangement indiqué, l'entrée du filtre est constituée par la boucle 45 passant par l'ouverture 46 dans la paroi adjacente au champ magnétique du résonateur en guide d'ondes 38. Le voltage oscille entre le champ magnétique et le champ électrique, une partie du champ électrique étant couplée au résonateur en guide d'ondes 39 par l'ouverture circulaire 44. Une oscillation résultante du champ magnétique et électrique apparaît dans le ré- sonateur en guide d'ondes 39 et une partie du champ magnétique est couplée au résonateur en guide d'ondes 40 par une-ouverture rectangulaire 48 découpée dans la paroi.
Ce processus alterné de couplage électrique et de couplage mag- nétique continue progressivement le long du filtre jusqu'à ce que l'énergie choisie soit extraite du système par l'ouverture 49 au moyen du champ élec trique dans le résonateur en guide d'ondes 42. Les zéros dans la caractéris-
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tique de transfert sont obtenus, comme il a déjà été expliqué,'en relation avec la Fig. 1, en utilisant les lignes de couplage 50, 51,52, 53 et les sondes associées. Avec les sondes qui sont représentées, les lignes 50 et
51 doivent avoir une longueur égale à un nombre impair de quart de longueur d'onde. Les lignes 52 et 53 doivent également avoir une longueur identique égale à un multiple impair du quart de la longueur d'onde.
Un autre exemple de réalisation de l'invention est repré0senté à la Fig. 6 qui montre trois résonateurs en guides d'ondes adjacents 54, 55, et 56 dont les dimensions ont été étudiées en relation avec la Fig. 5 et qui sont munis de couplages adjacents au moyen des lignes coaxiales en quart d' onde 58 et 59.
Les zéros sont obtenus en,utilisant la troisième des quatre combi- naisons de sondes de couplage qui ont déjà été mentionnées. Comme il est repré- senté, par suite du sens opposé des boules de couplage 64 et 64a, les lignes de couplage 62 et 63 et les sondes associées 64, 64a et 65,65a doivent avoir des longueurs différant d'une demi-longueur d'onde. La demi-longueur d'onde supplémentaire peut tre disposée dans la ligne de couplage 62 connectant les sondes magnétiques. Cet arrangement montre, en accord avec les conditions fon- damentales de phase précisées en relation avec la discussion de la Fig. 1, que les boucles de couplage 61 etµ0 doivent être pliées dans des sens oppo- sés, comme il est représenté.
Une quatrième combinaison de couplage peut être obtenue en pla- çant la demi-longueur d'onde supplémentaire nécessaire dans la ligne de cou- plage 63 connectant les sondes capacitives. Ceci nécessitera qu'une boucle de ' couplage 60 ou 61 soit inversée de la position représentée pour établir la relation de phase correcte, telle qu'elle a été précisée dans la discussion de la Fig. 1, ce qui permet-d'obtenir le filtre désiré ayant un taux de cou- pure élevé.
La Fig. 7 représente un autre exemple de réalisation dans le- quel des résonateurs à guides d'ondes 64,65 et 66 sont couplés l'un à l'autre par des guides d'ondes en quart de longueur d'onde 67, 68. Le couplage entre les résonateurs alternés est obtenu au moyen de lignes de couplage 69 et 70 coopérant avec des sondes magnétiques 71 et 71a et les sondes de couplage capacitif 72 et 72a. Les sondes magnétiques 71 et 71a sont physiquement dis- posées en sens opposé par rapport aux sondes de couplage capacitif respec- tives 72 et 72a, c'est pourquoi les longueurs des lignes de couplage 69 et 70 doivent différer d'une demi-longueur d'onde pour atteindre les résultats mentionnés plus'haut.
Par suite des couplages 67 et 68, les guides d'ondes adjacents sont tous les deux du type à inductance mutuelle positive et il est nécessaire d'ajouter la demi-longueur d'onde supplémentaire nécessaire dans la ligne de couplage 70 reliant les sondes capacitives 72 et 72a pour que le résultat recherché soit obtenu.
Bien que la présente invention ait été décrite en relation avec des exemples particuliers de réalisation, il est clair qu'elle n'est pas li- mitée aux dits exemples et qu'elle est susceptible de variantes et modifica- tions sans sortir de son domaine.