AT501426B1 - BRIDGE BRANCH WITH TWO SWITCH TRANSISTORS - Google Patents

Description

2 AT 501 426 B12 AT 501 426 B1

Die Erfindung bezieht sich auf eine Halbleiterschalteinrichtung mit zumindest einer Halbbrücke, welche in jedem Brückenzweig einen eine inhärente Inversdiode besitzenden Schalttransistor enthält und jedem Schalttransistor eine externe Freilaufdiode gleichsinnig zu der inhärenten Inversdiode parallel geschaltet ist, wobei die Schalttransistoren von einer Ansteuerschaltung 5 angesteuert werden, um über je einen Zweig eine positive bzw. negative Gleichspannung an eine Last zu schalten.The invention relates to a semiconductor switching device having at least one half-bridge, which in each bridge branch owns an inherent inverse diode switching transistor and each switching transistor is connected in parallel with an external freewheeling diode in the same direction to the inherent inverse diode, wherein the switching transistors are driven by a drive circuit 5 to over one branch each to connect a positive or negative DC voltage to a load.

Netzteile bzw. elektronisch steuerbare Leistungsstromquellen (Leistungsverstärker) etc. werden heute wegen des höheren Wirkungsgrades meist nicht mehr als Längsregler (Netzgeräte) bzw. io als konventionelle Linearverstärker (komplementäre Endstufen im A- bzw. AB-Betrieb) sondern zunehmend als geschaltete Systeme ausgeführt.Power supplies or electronically controllable power sources (power amplifiers) etc. are nowadays no longer as longitudinal regulator (power supplies) or io as conventional linear amplifier (complementary power amplifiers in A- or AB-operation) but increasingly designed as a switched systems because of the higher efficiency.

Das einer praktischen, beispielsweisen Realisierung gemäß Fig. 1 entnehmbare Grundprinzip einer elektronisch steuerbaren Leistungsstromquelle (Leistungsverstärker) basiert darauf, dass 15 ein zu verstärkendes Steuersignal u, in einer Ansteuerschaltung AST zunächst in ein pulsbreitenmoduliertes Rechtecksignal s umgeformt wird, z. B. mittels eines Komparators KOM und eines Dreieckgenerators DEG. Dieses Signal wird mit Hilfe eines nicht invertierenden und eines invertierenden Verstärkerelements VSE bzw. NVE zu zwei komplementären Signalen s, und s2 verarbeitet. Diese steuern einen leistungselektronischen Umschalter, an dessen Wurzelpunkt 20 ein pulsbreitenmoduliertes Leistungssignal us entsteht. Die Amplitude dieses Signals entspricht dabei näherungsweise der konstanten Versorgungs-Gleichspannung ±U. Als Arbeitsfrequenz (Taktfrequenz des elektronischen Umschalters) muss ein Wert gewählt werden, der signifikant größer ist als die Bandbreite des Eingangssignales ut. Anschließend wird die pulsbreitenmodulierte Spannung einem idealerweise verlustfreien Reaktanzfilter L-C zugeführt, welches die 25 unerwünschten taktfrequenten Frequenzkomponenten wieder unterdrückt, so dass am Ausgang des Verstärkers an einer Last LAS wiederum das gewünschte quasikontinuerliche Signal u0 zu liegen kommt.The basic principle of an electronically controllable power current source (power amplifier) which can be taken from a practical, exemplary realization according to FIG. 1 is based on the fact that a control signal u to be amplified is first converted into a pulse width modulated square-wave signal s, for example in a drive circuit AST. Example by means of a comparator COM and a triangle generator DEG. This signal is processed by means of a non-inverting and an inverting amplifier element VSE or NVE to two complementary signals s, and s2. These control a power electronic switch, at the root point 20, a pulse width modulated power signal us arises. The amplitude of this signal corresponds approximately to the constant supply DC voltage ± U. The operating frequency (clock frequency of the electronic switch) must be a value that is significantly greater than the bandwidth of the input signal ut. Subsequently, the pulse width modulated voltage is fed to an ideally lossless reactance filter L-C, which suppresses the unwanted 25 clock frequency components again, so that at the output of the amplifier to a load LAS turn the desired quasi-continuous signal u0 comes to rest.

Die in Fig. 1 schematisch dargestellte Halbleiterschalteinrichtung wird üblicherweise (siehe z.B. 30 US 5,808,327 A oder US 2003/0137858 A1) aus zwei Leistungs-MOSFETs ST1, ST2 einer Halbbrücke gebildet, welche alternierend durch die komplementären Signale s-, und s2 angesteuert werden. Dieser Transistortyp weist als Majoritätsträgerbauteil eine im Prinzip sehr hohe Schaltgeschwindigkeit auf, doch kann dieser Vorteil nicht ausgenutzt werden, weil die den Brückenzweig bildenden MOSFETs auch jeweils eine, aus der vertikalen Halbleiterstruktur 35 begründete, Inversdiode ID1 bzw. ID2 beinhalten. Der Stromübergang (Kommutierung) erfolgt dabei stets zwischen einem Transistor und der gegenüberliegenden Inversdiode, hier Transistor ST1 und Inversdiode ID2 oder Transistor ST2 und Inversdiode ID1) bzw. umgekehrt. Die Inversdioden der MOSFETs können zwar als Freilaufdioden genutzt werden, doch führt dies zu hohen Schaltverlusten, weil die Dioden als an sich parasitäre Bauelemente schlechte dynami-40 sehe Eigenschaften, d. h., eine große Sperrverzugszeit bzw. Sperrverzugsladung aufweisen, welche nicht mit den Werten von optimierten externen Dioden zu vergleichen sind.The semiconductor switching device shown schematically in Fig. 1 is usually formed (see for example 30 US 5,808,327 A or US 2003/0137858 A1) of two power MOSFETs ST1, ST2 a half-bridge, which are alternately driven by the complementary signals s-, and s2. This type of transistor has as a majority carrier component in principle a very high switching speed, but this advantage can not be exploited, because the bridge branch forming MOSFETs each one, from the vertical semiconductor structure 35 justified, inverse diode ID1 and ID2 include. The current transition (commutation) always takes place between a transistor and the opposite inverse diode, in this case transistor ST1 and inverse diode ID2 or transistor ST2 and inverse diode ID1) or vice versa. Although the inverse diodes of the MOSFETs can be used as freewheeling diodes, but this leads to high switching losses, because the diodes as intrinsically parasitic components poor dynamic properties, ie. h., Have a large reverse recovery time, which are not to be compared with the values of optimized external diodes.

Bei einfachen, aus zwei MOSFETs bestehenden Halbbrücken kann somit die an sich hohe Schaltgeschwindigkeit der Transistoren nicht effizient genutzt werden. Es treten hohe Schaltver-45 luste auf bzw. es ist die erreichbare Schaltfrequenz auf relativ niedere Werte begrenzt, da bei jedem Schaltvorgang stets ein langsames Bauteil, nämlich die Inversdiode, involviert ist. Die erreichbare Schaltfrequenz ist von der, wie oben erwähnt relativ langsamen Inversdiode bestimmt. so Zur Umgehung dieses fundamentalen Nachteiles liegt es nahe, jedem MOSFET gemäß Fig. 2 eine zusätzliche, externe Freilaufdiode EFD mit guten Schalteigenschaften parallel zu schalten. Leider bringt diese Anordnung nicht den gewünschten Erfolg, weil die Inversdiode des MOSFETs üblicherweise eine geringere Fluss-Spannung wie die parallelgeschaltete schnelle Diode EFD aufweist. Diese übernimmt deshalb den zu führenden Gesamtstrom nur zu einem 55 sehr geringen Teil, der Großteil verbleibt weiterhin in der (langsamen) internen Inversdiode ID1. 3 AT 501 426 B1With simple half bridges consisting of two MOSFETs, the high switching speed of the transistors can not be used efficiently. There are high switching losses or the achievable switching frequency is limited to relatively low values, since a slow component, namely the inverse diode, is always involved in each switching operation. The achievable switching frequency is determined by the, as mentioned above, relatively slow inverse diode. Thus, in order to circumvent this fundamental disadvantage, it makes sense to connect in parallel to each MOSFET according to FIG. 2 an additional external free-wheeling diode EFD with good switching properties. Unfortunately, this arrangement does not bring the desired success, because the inverse diode of the MOSFET usually has a lower flux voltage than the parallel-connected fast diode EFD. Therefore, the latter takes over only a very small part of the total current to be conducted, the majority still remaining in the (slow) internal inverse diode ID1. 3 AT 501 426 B1

Nach dem derzeitigen Stand der Technik wird deshalb, wie in Fig. 3 dargestellt, meist durch eine zusätzliche, in Serie zu dem Transistor ST1 geschaltete Sperrdiode SPD verhindert, das die Inversdiode ID1 des Transistors Strom in Vorwärtsrichtung annehmen kann und die Schalteigenschaften des Brückenzweiges verschlechtert. Die Schalteigenschaften werden nämlich 5 nun durch die externe gute Freilaufdiode FD1 bestimmt. Das "Abklemmen" der internen Inversdiode des Haupttransistors ID1 mit der Sperrdiode SPD führt so zu wesentlich geringeren Schaltverlusten bzw. ermöglicht die angestrebte hohe Schaltfrequenz. Allerdings bringt diese Lösung wieder den Nachteil, dass die Diode SPD zusätzlich im Hauptstrompfad des Transistors ST1 liegt. Daher wird die effektive Durchlassspannung des Transistors ST1 um die Leitspan-io nung der Diode SPD erhöht. Zwar kann die Diode SPD in vorteilhafter Weise als Schottky-Diode ausgebildet sein, da dieser Typ eine geringe Fluss-Spannung besitzt, dennoch ergeben sich deutlich höhere Leitverluste der Schalteranordnung.Therefore, according to the current state of the art, as shown in Fig. 3, it is usually prevented by an additional blocking diode SPD connected in series with the transistor ST1, that the inverse diode ID1 of the transistor can receive current in the forward direction and deteriorates the switching characteristics of the bridge branch. In fact, the switching characteristics are now determined by the external good freewheeling diode FD1. The " pinch off " the internal inverse diode of the main transistor ID1 with the blocking diode SPD thus leads to significantly lower switching losses or enables the desired high switching frequency. However, this solution again has the disadvantage that the diode SPD is additionally located in the main current path of the transistor ST1. Therefore, the effective forward voltage of the transistor ST1 is increased by the conduction voltage of the diode SPD. Although the diode SPD can be advantageously designed as a Schottky diode, since this type has a low flux voltage, nevertheless significantly higher conduction losses of the switch arrangement result.

Eine Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schalteinrichtung zu schaffen, bei welcher eine 15 Stromführung der Inversdiode von Schalttransistoren, insbesondere MOSFETs in Brückenzweigen unterbunden wird, bei welcher jedoch keine nennenswerten Zusatzverluste auftreten, die von einer in Serie zu dem Transistor geschalteten Sperrdiode herrühren.An object of the invention is therefore to provide a switching device in which a current flow of the inverse diode of switching transistors, in particular MOSFETs is prevented in bridge arms, but in which no appreciable additional losses occur, resulting from a series-connected to the transistor blocking diode.

Diese Aufgabe wird mit einer Halbleiterschalteinrichtung der eingangs genannten Art erfin-20 dungsgemäß dadurch gelöst, dass in jedem Brückenzweig in Serie mit dem Schalttransistor, gegenpolig zu diesem ein Hilfstransistor geschaltet ist, welcher von der Ansteuerschaltung durchgesteuert wird, wenn die Stromrichtung in dem Brückenzweig der Durchlassrichtung der Inversdiode des Hilfstransistors entspricht. 25 Die Erfindung bietet insbesondere in jenen Fällen, in welchen hohe Leistungen geschaltet oder gesteuert werden sollen den Vorteil, dass dies mit hohen Schaltfrequenzen und geringen Verlusten erfolgen kann.This object is achieved with a semiconductor switching device of the type mentioned inventions in accordance with the invention that in each bridge branch in series with the switching transistor, antipole to this an auxiliary transistor is switched, which is controlled by the drive circuit, when the current direction in the bridge branch of the forward direction the inverse diode of the auxiliary transistor corresponds. The invention offers the advantage, in particular in those cases in which high powers are to be switched or controlled, that this can be done with high switching frequencies and low losses.

Bei einer zweckmäßigen Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Ansteuerschaltung dazu 30 eingerichtet ist, jeden Hilfstransistor dann durchzusteuern, wenn dessen Drain-Source-Spannung negativ ist. Auf diese Weise kann, ausgehend von einer einfachen Spannungsmessung, der Hilfstransistor leicht angesteuert werden.In an expedient embodiment, it is provided that the drive circuit 30 is arranged to control each auxiliary transistor when its drain-source voltage is negative. In this way, starting from a simple voltage measurement, the auxiliary transistor can be easily controlled.

Eine weitere zweckmäßige, weil besonders kostengünstige Ausführungsform zeichnet sich 35 dadurch aus, dass jeder Hilfstransistor eine bezüglich der Sperrspannung des Schalttransistors niedrige Sperrspannung besitzt.Another expedient, because particularly cost-effective embodiment is characterized by the fact that each auxiliary transistor has a reverse voltage with respect to the blocking voltage of the switching transistor low.

Im Sinne einer anderen günstigen Weiterbildung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass dem Hilfstransistor eine Schottky-Diode parallel geschaltet ist, wobei deren Polung jener der 40 dem Hilfstransistor inhärenten Inversdiode entspricht.In terms of another favorable development of the invention can be provided that the auxiliary transistor, a Schottky diode is connected in parallel, wherein the polarity corresponds to that of the 40 inherent in the auxiliary transistor inverse diode.

Die Erfindung samt weiterer Vorteile ist im folgenden an Hand beispielsweiser Ausführungen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen 45 50The invention together with further advantages is explained in more detail below with reference to exemplary embodiments, which are illustrated in the drawing. In this show 45 50

Fig. 1 den prinzipiellen Aufbau einer Halbleiterschalteinrichtung mit einer Halbbrücke, nach dem Stand der Technik,1 shows the basic structure of a semiconductor switching device with a half-bridge, according to the prior art,

Fig. 2 ein Lösungsansatz zur Vermeidung der Nachteile der Inversdiode der Schalttransistoren in einem Ausschnitt einer Schaltung nach Fig. 1, gleichfalls nach dem Stand der Technik,2 shows an approach for avoiding the disadvantages of the inverse diode of the switching transistors in a section of a circuit according to FIG. 1, also according to the prior art, FIG.

Fig. 3 eine verbesserte Lösung nach dem Stand der Technik zur Vermeidung der Nachteile der Inversdiode der Schalttransistoren, wieder in einem Ausschnitt einer Schaltung nach Fig. 1 undFig. 3 shows an improved solution according to the prior art for avoiding the disadvantages of the inverse diode of the switching transistors, again in a section of a circuit according to Fig. 1 and

Fig. 4 eine Schaltung nach der Erfindung in einer der Fig. 1 entsprechenden Schaltungskonfiguration. 55Fig. 4 shows a circuit according to the invention in one of Fig. 1 corresponding circuit configuration. 55

Claims (4)

4 AT 501 426 B1 Ein mögliches Ausführungsbeispiel der Erfindung, wie nun in Zusammenhang mit Fig. 4 beschrieben, entspricht in der Grundstruktur der Schaltung nach Fig. 1, jedoch ist nun in jedem Brückenzweig in Serie mit dem Schalttransistor ST 1, ST2, gegenpolig zu diesem ein Hilfstransistor HT1, HT2 geschaltet. Dieser Hilfstransistor wird gleichfalls von der Ansteuerschaltung 5 angesteuert und zwar so, dass er immer durchgesteuert wird, wenn die Stromrichtung in dem Brückenzweig der Durchlassrichtung der Inversdiode HI1, HI2 des Hilfstransistors HT1, HT2 entspricht, wodurch eine aktive Unterdrückung des Inversstromes durch den zugehörigen Schalttransistor erfolgt. io Auf einfache Weise kann als Kriterium für das Ansteuern der Hilfstransistoren HT1, HT2 deren Drain-Source-Spannung in folgender Weise herangezogen werden: Immer wenn diese Spannung negativ ist, erfolgt über die Ansteuerschaltung AST ein Durchsteuern der Hilfstransistoren und zu diesem Zweck wird die genannte Spannung über aus Fig. 4 ersichtliche Leitungen s und d der Ansteuerschaltung AST als Schaltkriterium zugeführt. An dieser Stelle sei angemerkt, 15 dass die Source- Anschlüsse der jeweiligen Haupt- und Hilfstransistoren ST1, ST2 und HT1, HT2 nicht „direkt“ miteinander verbunden sein müssen, d. h., es könnte zwischen diesen Source-Anschlüssen beispielsweise auch ein niederohmiger Messwiderstand liegen. Dieser kann vorteilhafterweise z. B. dazu verwendet werden, um für die Ansteuerschaltung AST eine einfache Möglichkeit zur Messung des Laststromes zu schaffen, etwa um eine Überstrom-20 Abschaltung zu realisieren. Alternativ zu dieser Steuerungsmethode für die Hilfstransistoren HT1, HT2 ist es aber auch denkbar, diese Transistoren über ein Signal anzusteuern, welches beispielsweise aus den externen Leitbedingungen des Brückenzweiges abgeleitet wird. Beispielsweise können die 25 Hilfstransistoren immer dann angesteuert werden, wenn der Ausgangsstrom des Brückenzweiges positiv ist. Eine weitere vorteilhafte Ausführungsvariante ergibt sich dadurch, dass parallel zu jedem Hilfstransistor HT1, HT2 in gleicher Polung wie dessen Inversdiode ID1, ID2 eine externe Schottky-30 Diode SD1 angeordnet wird. Dadurch wird verhindert, dass die Inversdiode beim Ein- bzw. Abschalten der Gate-Ansteuerung des Hilfstransistors HT1, HT2 kurzfristig leitend wird, wodurch die dynamischen Eigenschaften der Gesamtschaltung verbessert werden. Eine solche, in Fig. 4 gestrichelt gezeichnete Variante empfiehlt sich beispielsweise falls das Steuersignal nicht besonders zeitstabil ist. 35 Die gezeigte Ausführung der Erfindung kann im Rahmen des beantragten Schutzes in vielerlei Hinsicht abgeändert werden. Beispielsweise ist die Erfindung auch in Zusammenhang mit einer Vollbrücke, in diesem Fall mit vier Schalttransistoren, verwendbar. 40 Patentansprüche: 1. Halbleiterschalteinrichtung, mit zumindest einer Halbbrücke, welche in jedem Brückenzweig einen eine inhärente Inversdiode (ID1, ID2) besitzenden Schalttransistor (ST1, ST2) 45 enthält und jedem Schalttransistor eine externe Freilaufdiode (FD1, FD2) gleichsinnig zu der inhärenten Inversdiode parallel geschaltet ist, wobei die Schalttransistoren von einer Ansteuerschaltung (AST) angesteuert werden, um über je einen Zweig eine positive bzw. negative Gleichspannung (+U, -U) an eine Last (LAS) zu schalten, dadurch gekennzeichnet, dass so in jedem Brückenzweig in Serie mit dem Schalttransistor (ST1, ST2), gegenpolig zu diesem ein Hilfstransistor (HT1, HT2) geschaltet ist, welcher von der Ansteuerschaltung (AST) durchgesteuert wird, wenn die Stromrichtung in dem Brückenzweig der Durchlassrichtung der Inversdiode (HI1, HI2) des Hilfstransistors (HT1, HT2) entspricht.A possible embodiment of the invention, as now described in connection with Fig. 4, in the basic structure of the circuit of FIG. 1, but is now in each bridge branch in series with the switching transistor ST 1, ST2, opposite polarity this an auxiliary transistor HT1, HT2 connected. This auxiliary transistor is also driven by the drive circuit 5 in such a way that it is always turned on when the current direction in the bridge branch of the forward direction of the inverse diode HI1, HI2 of the auxiliary transistor HT1, HT2 corresponds, whereby an active suppression of the inverse current by the associated switching transistor , In a simple manner can be used as a criterion for driving the auxiliary transistors HT1, HT2 their drain-source voltage in the following manner: Whenever this voltage is negative, via the drive circuit AST is a Durchsteuern the auxiliary transistors and for this purpose, said Voltage over from Fig. 4 apparent lines s and d of the drive circuit AST supplied as a switching criterion. It should be noted at this point that the source terminals of the respective main and auxiliary transistors ST1, ST2 and HT1, HT2 need not be "directly" connected to each other, ie. h., It could be between these sources, for example, a low-impedance measuring resistor. This can advantageously z. B. can be used to provide for the drive circuit AST a simple way to measure the load current, such as to realize an overcurrent 20 shutdown. As an alternative to this control method for the auxiliary transistors HT1, HT2, it is also conceivable to drive these transistors via a signal which is derived, for example, from the external conditions of the bridge branch. For example, the 25 auxiliary transistors can be activated whenever the output current of the bridge branch is positive. A further advantageous embodiment variant results from the fact that an external Schottky-30 diode SD1 is arranged in parallel with each auxiliary transistor HT1, HT2 in the same polarity as its inverse diode ID1, ID2. This prevents the inverse diode from becoming conductive for a short time when the gate drive of the auxiliary transistor HT1, HT2 is switched on or off, thereby improving the dynamic characteristics of the overall circuit. Such, dashed line in Fig. 4 variant is recommended, for example, if the control signal is not particularly stable over time. The illustrated embodiment of the invention may be modified in many respects within the scope of the claimed protection. For example, the invention can also be used in conjunction with a full bridge, in this case with four switching transistors. A semiconductor switching device, comprising at least one half-bridge, which in each bridge branch has a switching transistor (ST1, ST2) 45 possessing an inherent inverse diode (ID1, ID2) and an external free-wheeling diode (FD1, FD2) in the same direction as the inherent inverse diode for each switching transistor is connected in parallel, wherein the switching transistors are driven by a drive circuit (AST) to switch via one branch each a positive or negative DC voltage (+ U, -U) to a load (LAS), characterized in that so in each Bridge branch in series with the switching transistor (ST1, ST2), opposite to this an auxiliary transistor (HT1, HT2) is switched, which is controlled by the drive circuit (AST), when the current direction in the bridge branch of the forward direction of the inverse diode (HI1, HI2) of the auxiliary transistor (HT1, HT2) corresponds. 2. Halbleiterschalteinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuer- 5 AT 501 426 B1 Schaltung (AST) dazu eingerichtet ist, jeden Hilfstransistor (HT1, HT2) dann durchzusteuern, wenn dessen Drain-Source-Spannung negativ ist.2. The semiconductor switching device according to claim 1, characterized in that the drive circuit is configured to control each auxiliary transistor (HT1, HT2) when its drain-source voltage is negative. 3. Halbleiterschalteinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass jeder 5 / Hilfstransistor (HT1, HT2) eine bezüglich der Sperrspannung des Schalttransistors (ST1, ST2) niedrige Sperrspannung besitzt.3. A semiconductor switching device according to claim 1 or 2, characterized in that each 5 / auxiliary transistor (HT1, HT2) has a respect to the blocking voltage of the switching transistor (ST1, ST2) low reverse voltage. 4. Halbleiterschalteinrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass dem Hilfstransistor (HT1, HT2) eine Schottky-Diode (SD1, SD2) parallel geschaltet ist, wobei io deren Polung jener der dem Hilfstransistor inhärenten Inversdiode (HI1, HI2) entspricht. Hiezu 2 Blatt Zeichnungen 15 20 25 30 35 40 45 50 554. A semiconductor switching device according to claim 2 or 3, characterized in that the auxiliary transistor (HT1, HT2), a Schottky diode (SD1, SD2) is connected in parallel, wherein io whose polarity corresponds to that of the auxiliary transistor inherent inverse diode (HI1, HI2). For this purpose 2 sheets of drawings 15 20 25 30 35 40 45 50 55