AT412313B - ACOUSTIC SURFACE WAVE FILTER IN FLIP CHIP TECHNOLOGY - Google Patents

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AT412313B
AT412313B AT0122102A AT12212002A AT412313B AT 412313 B AT412313 B AT 412313B AT 0122102 A AT0122102 A AT 0122102A AT 12212002 A AT12212002 A AT 12212002A AT 412313 B AT412313 B AT 412313B
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Franz Dipl Ing Dr Tech Seifert
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Description

       

   <Desc/Clms Page number 1> 
 



   Die Erfindung betrifft ein akustisches Oberflächenwellenfilter in flip chip Technologie entsprechend dem Oberbergriff aus Anspruch 1. 



   

   <Desc / Clms Page number 1>
 



   The invention relates to an acoustic surface wave filter using flip chip technology.



   

Claims (8)

1. Grundlagen Signalangepasste Filter erfüllen folgende Aufgabe: Aus einem von Störungen überlagerten (verrauschten) Eingangssignal wird das Nutzsignal hervorgehoben, bzw. das Rauschen geschwächt, indem das verrauschte Empfangssignal mit der bekannten ungestörten Signalform des Nutzsignals korreliert wird. Im Korrelationsprodukt am Filterausgang ergibt sich gegenüber dem Eingangssignal eine Zunahme des SignalRauschverhältnisses SNR um den Prozessgewinn G, die durch das signalangepasste Filter erzielt wird. a) Die einfachste Form der signalangepassten Filterung ist der sogenannte Boxcar EMI1.1 des Durchgangs durch das Messobjekt stochastisch sehr stark gestört wird. Im Bl Verfah- ren wird das Messsignal vor dem Messobjekt mit einer Rechteckfunktion zerhackt und der Bl detektiert das Messsignal durch ein nur während der Einschaltdauer der Rechteckfunk- tion geöffnetes Tor und integriert das gleichgerichtete Ausgangssignal des Detektors über z. B. n Abtasttakte. Es ergibt sich so eine Multiplikation mit n des Messsignals durch Span- nungsaddition und eine Multiplikation mit Ún des stochastischen Störsignals durch Leis- tungsaddition. Da ein Zeitmittelwert von Null des Störsignals vorliegt, erhöht sich das SNR im BI um EMI1.2 Zur Rauschunterdrückung kann die Integrationszeit des BI gross gewählt werden, jedoch kürzer als die Schwankungen des Messsignals, die erfasst werden sollen. Signalangepasste Filter im engeren Sinne für gestörte Übertragungsstrecken beruhen auf der Korrelation eines komplexen Empfangssignals s2(t) der Dauer T im Detektor mit seiner ungestörten (Sende) Form S1(t) EMI1.3 Das Empfangssignal dieses Bandspreiz (Spread Spectrum, SS) Systems setzt sich EMI1.4 Kreuzkorrelationsfunktion (KKF) mit r(t). EMI1.5 Für r=0 ergibt die AKF die Korrelationsspitze, welche sich aus der KKF hervorhebt. In der Zeichnung zeigt: Fig. 1 die Wirkungsweise des bekannten OFW-Impulskompressionsfilters Fig.1. Basics Matched filters perform the following tasks: The useful signal is emphasized or the noise is weakened from an input signal superimposed (noisy) by noise, by correlating the noisy received signal with the known undisturbed signal form of the useful signal. In the correlation product at the filter output, there is an increase in the signal-to-noise ratio SNR by the process gain G compared to the input signal, which is achieved by the signal-adapted filter. a) The simplest form of signal-adapted filtering is the so-called box car  EMI1.1  the passage through the measurement object is very stochastically disturbed.    In the BL method, the measurement signal is chopped up in front of the measurement object with a rectangular function, and the BL detects the measurement signal through a gate that is only open during the operating time of the rectangular function and integrates the rectified output signal of the detector via e.g. B. n sampling clocks. This results in a multiplication by n of the measurement signal by voltage addition and a multiplication by Ún of the stochastic interference signal by power addition. Since there is a mean time value of zero for the interference signal, the SNR in the BI increases  EMI1.2   To reduce noise, the BI integration time can be selected to be long, but shorter than the fluctuations in the measurement signal that are to be recorded.   Signal-matched filters in the narrower sense for disturbed transmission links are based on the correlation of a complex received signal s2 (t) of duration T in the detector with its undisturbed (transmission) form S1 (t)  EMI1.3  The received signal of this spread spectrum (SS) system settles  EMI1.4  Cross correlation function (KKF) with r (t).  EMI1.5      For r = 0, the AKF gives the correlation peak, which stands out from the KKF.    The drawing shows: Fig. 1 shows the operation of the known SAW pulse compression filter FIG. 2 das Blockschaltbild eines bekannten Bandspreiz-Übertragungssystems mit mul- tiplizierendem und integrierendem Korrelator Fig. 3 eine beispielsweise Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes als elektri- sches Schaltschema und Fig. 4 einen beispielsweisen Querschnitt durch ein erfindungsgemässes Bauelement in flip-chip Technologie <Desc/Clms Page number 2> b) Das im Zeitbereich arbeitende signalangepasste Filter ist das Impulskompressionsfil- ter (MF, matched Filter), das hauptsächlich in der SS Radartechnik und vereinzelt in der HF-Übertragungstechnik angewandt wird. In seiner häufigst verwendeten Ausführungs- form als dispersives akustisches Oberflächenwellen (OFW) Bauelement sei seine Funkti- on in Fig. 1 skizziert. EMI2.1 Bandbreite B wird im Empfänger an einen breitbandigen Eingangswandler einer OFW Struktur gelegt, deren (Interdigitalfinger) Ausgangswandler (IDT) so gestaltet ist, dass sei- EMI2.2 OFW-Chirp auf dem Substrat mit Schallgeschwindigkeit aus. Wenn der OFW-Chirp genau in die Struktur des Ausgangs IDT passt, entsteht an seinen Anschlüssen die AKF- EMI2.3 den des Chirps um den Faktor ÚTB grösser. So entsteht eine Verbesserung des SNR um den Prozessgewinn (Leistung i.d. AKF-Spitze bezogen auf Leistung des Chirps) G = TB. (5) Der Zeitpunkt der Spitze gibt beim Radar den Zielabstand und synchronisiert unmit- telbar in Datenübertragungen den Takt des Empfängers. Nachteil des MF ist die Adapti- onsmöglichkeit an andere Signalformen (z. B. für binär phasenmodulierte (BPSK) Folgen) nur durch Austausch oder Umschalten des OFW-Filters. Digitale Impulskompressions MF sind in Entwicklung aber viel schwerer und voluminöser als OFW Kompressoren. Jeden- falls ist die Integrationslänge des MF durch seine Länge begrenzt. c) Das im Frequenzbereich arbeitende signalangepasste Filter ist der multiplizierende und integrierende Korrelator (MIK). Er wird in grosser Zahl im GPS-Navigationssystem eingesetzt und wird in allen zukünftigen drahtlosen Codemultiplex (CDMA) Übertragungs- systemen das Schlüsselbauelement sein. Das Blockschaltbild des Bandspreizsystems mit MIK zeigt Fig. 2. Zur Herstellung des SS-Sendesignals wird die Trägerfrequenz fc BPSK moduliert mit einer Pseudozufallsfolge PN, die für ein Datenbit n Chips der Dauer Tc umfasst. Das Sen- designal wird von einer Sendeantenne A zur Empfangsantenne B gestrahlt. Zusätzlich EMI2.4 oft ein Codemultiplex CDMA Signal dazu, die zusammen das Empfangssignal s2(t) bilden. Die Multiplikation von s2(t) des MIK erfolgt mit einem lokalen Oszillator LO der mit der gleichen PN Folge des Sendesignals und zeitversetzt um t zu diesem BPSK moduliert ist. Somit entsteht vor dem Integrator eine unmodulierte Schwingung mit der Zwischenfre- quenz fZF. Je nach der Frequenz fLO kann der Integrator ein Tiefpass für Gleichspannung EMI2.5 der Bandbreite 1/Tc wird durch den MIK auf die Bandbreite der Datenbit 1/nTc reduziert. Um den gleichen Faktor wird die Rauschbandbreite verkleinert. Somit ist der Prozessge- EMI2.6 G = n = BT. (6) Die Schwierigkeit in der Verwendung des MIK liegt in der Synchronisation der LO Modulation mit der PN Sendemodulation; sie dauert meist mehrere Datenbit, womit z.B. schnell auftauchende Radarziele nicht erfasst werden können. Für lang dauernde Funkverbindungen können sehr lange PN-Folgen eingesetzt werden. Die erstmalige Synchronisation erfolgt hier durch Uhrenvergleich und gleitende MIK (sliding correlator SC). Nach der erstmaligen Synchronisation über einige Minuten bleibt sie durch Nachlaufregelung (tracking) ständig erhalten. Das ist im GPS-Netz mit mindestens 4 (manchmal 6 - 8) gleichzeitig empfangenen Satelliten der Fall, deren Codegeneratoren voneinander nur um wenige Nanosekunden abweichen und täglich synchronisiert werden. Auch die Weiterschaltung des Benutzers der Basisstationen spezieller CDMA Netze erfolgt ähnlich. <Desc/Clms Page number 3> 2. Radaranwendungen Die im folgenden beschriebene Erfindung betrifft ein adaptives signalangepasstes Filter für Radarsysteme mit zahlreichen gleichzeitig operierenden Nutzern, wie dies z. B. ein Antikollissions- bzw. Abstandsradar für den KFZ-Verkehr auf verkehrsreichen Strassen ist. Hier sind SS Verfahren zur Unterscheidbarkeit des eigenen reflektierten Radarimpulses von dem der anderen Ver- kehrsteilnehmer einzusetzen. Dabei hat der Radarsender seine Trägerfrequenz fc und Impulsform der wechselnden Situation durch die anderen Nutzer anzupassen, besonders den von entgegen- kommenden Fahrzeugen gesendeten Radarsignalen. Wegen mangelnder Flexibilität ist also ein OFW-MF hier nicht brauchbar. Die Notwendigkeit einer langsamen Synchronisation auf den reflek- tierten Radarimpuls macht auch den MIK mit SC unpraktikabel. Die Erfindung wird mit Fig. 3 und Fig. 4 näher beschrieben. Das erfindungsgemässe Filter beruht auf der seit kurzem serienmässig verfügbaren Verbin- dungstechnologie, dem flip Chip bonding, zwischen OFW-Substraten und anderen planaren elekt- rischen Bauelementen, beispielsweise kundenspezifischen hochintegrierten Silizum Schaltungen (ASICS): Die beiden planaren Bauelemente werden sandwichartig durch Weichlot-Kontaktkügel- chen, die zwischen gegenüberliegenden Kontaktflecken eingequetscht werden, miteinander elekt- risch verbunden. Die zur Anwendung der Gleichung (2) für die SS Korrelation auszuführende Multiplikation wird durch geeignete Transistorschaltungen ausgeführt, wie z. B. die aus bipolaren oder MOS-Transistoren aufgebaute Gilbertzelle mit 2 Eingängen und einem Produktausgang. Diese Multiplikatoren sind als zweidimensionale Matrix Mij geschaltet auf einem mit flip chip Kon- takten versehenen ASIC angeordnet, wie dies Fig. 3 zeigt. EMI3.1 durch die unter 45 gegen die Horizontale geneigten Leitungen (Reihen i) miteinander elektrisch EMI3.2 M12, M22, M32 ... Mx2 usw. sind durch die unter 135 geneigten Leitungen (Spalten j) miteinander parallel geschaltet. Die Ausgänge dieser Multiplikatoren sind durch die senkrecht gezeichneten Diagonalen T-Leitungen miteinander so verbunden, dass die Produktausgänge aller Gilbertzellen Mij deren Differenz der Indizes dieselbe natürliche Zahl N ergibt, also i - j = N, (7) an die gleiche TN - Leitung angeschlossen sind. Beispielsweise führt der Ausgang von M11, M22, EMI3.3 tet. Jeder einzelne Ausgang TN des Filters führt zu einem Tiefpass, der die Integration in Gig (2) bzw. (4) bewirkt und vorteilhafterweise zusammen mit der Multiplikator-Matrix auf demselben ASIC angeordnet ist. Die Funktion des ASIC beruht auf der durch eine angezapfte OFW Laufzeitleitung EMI3.4 der gleichermassen zeitversetzten Ansteuerung der Eingänge B1, B2 ... mit der Empfangsfunktion s2(t). Diese beiden Signale durchlaufen also gleichzeitig die unter 45 bzw. 135 gegen die Hori- zontale geneigten Reihen von Gilbertzellen Mij, Je nach ihrer Zeitverschiebung r zueinander (bzw. dem Zielabstand des Radarzieles) durchlaufen die beiden Signale eine bestimmte Spalte TN aus- gangsmässig parallel geschalteter Mij zeitsynchron. Damit liefert nur diese Spalte durch Addition aller synchron angesteuerten Mij das Korrelationsmaximum als Impulskompression des SS Signals. Wenn als SS Signal ein Chirp Verwendung findet, kann aus dessen linearer Frequenzmodulation erkannt werden, dass nur an jenen Mij am bestimmten Ausgang TN aus der Multiplikation von S2(t) EMI3.5 quenzen grösser Null entstehen, die vom angeschlossenen Tiefpass unterdrückt werden. Wenn mehrere Radarziele erfasst werden, dann entstehen gemäss ihrer zeitlichen Versetzung an den entsprechenden Ausgängen T, hinter dem Tiefpass Gleichspannungs-Ausgangssignale. Die Form des SS-Radarsignals ist nicht auf den Chirp beschränkt. Es können auch BPSK oder ähnlich (etwa minimum shift keyed MSK) modulierte Signale mit periodischem oder nicht periodi- schem Modulationstakt (chips) eingesetzt werden. Da diese mit sich selbst (dem Sendesignal) korreliert werden, ist nur eine grosse AKF-Korrelationsspitze (Ausgang TN) verglichen mit zeitver- EMI3.6 <Desc/Clms Page number 4> Obwohl nur eine begrenzte Zahl von synchron angesteuerten Mij einer Spalte TN das Aus- gangssignal liefert, kann das SS-Signal länger als das gesamte erfasste Zeitintervall L1 dieser Spalte TN sein. Lt ergibt sich aus der Laufstrecke L der OFW Verzögerungsleitung dividiert durch die OFW-Ausbreitungsgeschwindigkeit. Zur Vermeidung von Reflexion sind die OFW-Verzöge- rungsleitungen mit Absorbem ABS abgeschlossen. EMI4.1 synchron den Mij zugeführt werden. Ähnlich wie für die PN-Folge am MIK (bei der nur ein chip multipliziert und einzeln integriert wird) multipliziert das adaptive Filter in der Ausgangsspalte TN die begrenzte Zahl von Signalabschnitten im Zeitintervall L1 aber integriert über die gesamte SS-Signallänge. Im Gegensatz zum MIK mit SC bedarf das erfindungsgemässe Filter jedoch keiner langen Synchronisationszeit, da bereits mit dem Durchlauf des Signalanfangs der Länge Lt am entsprechenden synchronen Ausgang TN ein Signal entsteht, das mit dem Durchlauf des ganzen SS-Signals integrativ zunimmt. Mit der Trennung von Sende- und Empfangssignal (etwa durch Zirkulatoren oder getrennte Antennen wie beim FM-CW Radar) ist ein ohne Unterbrechnung abge- strahltes Radarsignal möglich, das so moduliert wird, dass über die Zeit Lt das Ziel eindeutig korre- lativ erfassbar ist. Eine wesentliche Aufgabe eines Verkehrsradars ist die Erfassung der Relativgeschwindigkeit des Zieles. Diese kann entweder durch die Änderung der Distanz zum Ziel von Messung zu Mes- sung punktweise berechnet werden oder es wird die Dopplerfrequenz der Radarreflexion ausge- wertet. Da im adaptiven Filter die Verzögerung zwischen den Eingängen der Mij sowohl für das Sendesignal S1(t-r) als auch für das Empfangssignal s2(t) durch die Verwendung einer zeitstabilen OFW-Verzögerungsleitung mit festen Anzapfungen konstant bleibt, ist der dem Ziel entsprechende EMI4.2 Dopplerfrequenz bleibt auch erhalten, nachdem die Frequenzumsetzung in eine Zwischenfrequenz im Arbeitsbereich der OFW Bauelemente (einige 100 MHz) erfolgt ist. Da für Mikrowellenradarfrequenzen die Dopplerfrequenz fD für übliche Geschwindigkeitsdiffe- renzen (20km/h bis 300km/h) im kHz Bereich liegt, ist diese durch geeignete Auslegung des Tief- passes von TN auswertbar. Auch dazu kann vorteilhafterweise eine lange zusammenhängende (PN) Folge von frequenz- oder phasenmodulierten Signalabschnitten (z. B. Gruppen von BPSK Chips) verwendet werden. In Fig. 3 ist die erste Anzapfung der OFW-Verzögerungsleitung für das Sende (Referenz) Sig- nal S1 an einem weiter entfernten Punkt vom Eingangswandler als dem ersten Anzapfungspunkt für das Empfangssignal S2(t) skkizziert. Diese Zeitversetzung ist vorzusehen, um die Verzögerung durch die Verstärker, Kabel und Antennen im Signalweg von Sender und Empfänger auszuglei- chen, d. h. dass ein sehr nahes Ziel etwa den Ausgang T2 und alle entfernten Ziele die Ausgänge T1, To, T-1 usw. aktivieren. Das beschriebene Filter ist also für kürzere SS Radarsignale als Lt ein unter b) beschriebenes MF, dessen Korrelationsspitze sich am Ausgang TN wie beim MIK und BI integrativ aufbaut und das sich dem elektrisch einstellbaren Sendesignal anpasst. Kein Auswechseln oder Umschalten eines OFW-Bauelementes ist für einen Signalwechsel nötig. Für längere Radarsignale ( > Lt) arbeitet das beschriebene Filter als Mischform der unter a), b) und c) skizzierten Korrelatoren. Die Zeitdifferenz zwischen Sende- und Empfangssignal wird durch den Ausgang TN angezeigt. Durch den Integrator bzw. Tiefpass im Ausgang kann die Integrations- zeit bzw. die Grenzfrequenz der Dopplerverschiebung des Radarsignals eingestellt werden. 3. Anwendungen zur Synchronisation Für SS Datenübertragungssysteme ist im Gegensatz zum Radar mit Sendeemfänger am Empfangsort das Sendesignal nicht verfügbar. Wird ein (BPSK)-moduliertes CDMA System mit mobilen Empfängern zur Datenübertragung verwendet (z.B. IS 95), so muss nach dem Einschalten jeder MIK-Empfänger synchronisiert werden, was oft Minuten erfordert. Das ist dadurch bedingt, dass der Empfänger nur den PN Code und das phasenstarr vorgegebene Verhältnis zwischen Trägerfrequenz fc und Chipfrequenz Tc-1, jedoch nicht die augenblickliche Lage des Ablaufs der PN- Folge genau kennt. Je nach der Schärfe der Korrelationsspitze des MF muss im Empfänger bei jedem Synchronisationsversuch die Phasenlage des PN-Codes um einen entsprechenden Bruchteil eines Chips mit dem Sliding Correlator SC verschoben werden. <Desc/Clms Page number 5> Mit dem erfindungsgemässen Filter kann synchronisiert werden durch Vergleich des CDMA- Empfangssignals, das als s2(t) an den Filtereingang E gelegt wird, mit einem von einer Uhr abgelei- teten, also zunächst nur nicht synchron und ungefähr in Codelage und mit den Frequenzen fc bzw. EMI5.1 Synchronisationsvorgang die Lage der PN-Folge sprungweise verändert, nur können hier Sprünge über mehrere Chips (jedoch innerhalb der Integrationszeit Lt) und nicht nur über Bruchteile eines Chip wie beim SC erfolgen. Das Erreichen des synchronen Zustandes zeigt sich hier durch das Auftreten der Korrelationsspitze an einem Ausgang TN. Läuft der Code (bzw. fc) von S1(t-r) nicht synchron mit dem Empfangssignal s2(t) ab, so zeigt sich das durch Wandern der Korrelationsspitze (bzw. der Spannungsverteilung an den Filterausgängen T,) von einem Ausgang TN zum daneben liegenden. Die Richtung dieser Wanderung zeigt die Verschiebung der im Empfänger erzeugten Chip- bzw. Trägerfrequenz gegenüber fc und Tc-1 des Empfangssignals. Damit kann der Filteraus- gang sowohl zur Synchronisation als auch zum Nachlauf (tracking) eines SS-Empfängers verwen- det werden. 4. Ersatz nichtlinearer OFW-Bauelemente Das dispersive OFW Filter, im Abschnitt 1.b) als Impulskompressionsfilter beschrieben, und der OFW-Convolver beruhen auf der Faltung zweier Signalformen gemäss Glg, (2). Beim Convolver wird die Nichtlinearität der Wechselwirkung zweier gegenläufiger zeitinverser OFW Signale relativ grosser Amplitude unter einem schmalen metallischen Streifen der Länge Ls ausgenützt. Das Integ- rationsintervall Lt ist auch hier durch Ls gebrochen durch die Geschwindigkeit der OFW unter dem Streifen gegeben. Wegen der relativ schwachen Nichtlinearität des OFW Substrates unter dem Integrationsstreifen hat der Convolver eine hohe Einfügungsdämpfung, grösser als 60 dB. Die Convolverkonfiguration ist mit der erfindungsgemässen OFW-ASIC Kombination dadurch erzielbar, dass eine der beiden OFW Verzögerungsleitungen umgedreht wird (z. B. in der E-Laufzeitstrecke die OFW Anzapfungen B1, B2, B3 nicht in der Reihenfolge M11 M22, M33, M44 sondern in der Rei- henfolge M44, M33, M22, Mn mit dem ASIC verbunden werden). An den umgedrehten Wandler E ist das zum Eingang S zeitinverse Korrelationssignal zu legen. Im Augenblick der Übereinstimmung der gegenläufigen Signale an den Gilbertzellen-Eingängen entsteht eine scharfe Korrelationsspitze am Ausgang T2 T1 ... T2 bei der Frequenz 0 und der doppelten Trägerfrequenz. Zur vollen Aus- wertung der Zeitauflösung der Korrelationsspitze ist ein Verstärker mit der doppelten Bandbreite des Eingangssignales vorzusehen. Es genügt eine einzige Spalte von Gilbertzellen zur Darstellung der MF- bzw. Convolvereigenschaft des erfindungsgemässen adaptiven MF mit zeitinversen Ein- gangssignalen. 5. Weitere Anwendungen der Bauelement-Technologie Mit der Fig. 4 soll die bekannte flip chip Technologie und ihre erfindungsgemässe Erweiterung auf hybride Bauelemente erläutert werden, ohne die eine technische Ausführung des Erfindungs- gedankens undurchführbar ist. Ein bekanntes OFW-Filter besteht aus einem meist keramischen Träger (1) mit Kontaktflächen (5), die vorzugsweise im SMD-Raster angeordnet sind. Auf dem Träger ist das OFW Substrat (2) mit den Kontaktflächen seiner IDT Wandler über die Weichlot Kügelchen (7) und (8) durch Quetschung an die Kontaktflächen (5) elektrisch und mechanisch angeschlossen. Die Schutzfolie (3) schützt den Raum unter den OFW-IDT bzw. die OFW Laufzeit- struktur und sitzt über ein Füllmaterial (4) auf dem Träger (1). Der gasgefüllte Zwischenraum zwischen Schutzschicht (3) und Substrat (2) gewährleistet eine dämpfungsfreie Anregung und Ausbreitung der OFW. Das gesamte OFW Filter ist über die Metallisierung (6) gegen elektromag- netische Störungen in seinem Frequenzbereich abgeschirmt. Die erfindungsgemässe Erweiterung dieses OFW Filters ist die integrierte Siliziumschaltung, der ASIC (10) und die zusätzlichen Quetschkontakt-Kügelchen (11), (12), (13) bzw. die zusätzli- chen metallischen Leiterbahnen und Kontaktflächen als Gegenkontakte, die auf Träger (1) OFW- Chip (2) oder ASIC (10) aufgebracht sind. Mechanisch ist der ASIC (10) auf dem Träger (1) aufgebracht (z.B. geklebt etwa mit Füllmateri- al (4)) und in der gleichen Dicke wie die metallischen Basisflächen der Kontakte (7) und (8) gezeichnet. Überall wo der ASIC von einem Weichlotkügelchen (11), (12), (13) berührt wird, befin- det sich eine Anschlussfläche der Schaltung (10). Das Kügelchen (13) verbindet Kontaktflächen (5) <Desc/Clms Page number 6> des Trägers (1) mit solchen des OFW-Substrates (2) und des ASIC (10). Das Kontaktkügelchen (11) des ASIC (10) ist elektrisch über eine dafür vorgesehene Leiterbahn am OFW-Substrat (2) mit einem Trägerkontakt (5) verbunden. Solche zusätzliche Leiterbahnen zwischen 2 Quetschkontak- ten am OFW-Substrat können auch dazu verwendet werden, mit der Silizium-Technologie allein nur schwierig bzw. kompliziert herstellbare elektrische Verbindungen zwischen 2 Punkten des ASIC (10) nötigenfalls herzustellen. Eine weitere, auf der Hand liegende Verwendung dieser erfin- dungsgemässen Verbindungstechnologie für ASIC (10) bietet sich an durch den teilweisen Ersatz des OFW-Substrates (12) durch gleich geformte, vorzugsweise keramische Träger mit den benö- tigten elektrischen Verbindungsleitungen zwischen den Kügelchen-Quetschverbindungen zu den betreffenden Kontaktflächen am ASIC (10). Genauso kann ein weiterer ASIC in den Aufbau aufge- nommen werden. Drahtlos abfragbare Identifikationsmarken und Sensoren arbeiten so, dass ein Eingangswand- ler ihrer OFW-Laufzeitleitung an einer Antenne liegt und die OFW teilweise reflektierenden weite- ren Wandler der OFW-Laufzeitleitung an impedanzverändernde Sensorelemente (z. B. Dioden als Impedanz- und Piezokeramik als Sensorelement) elektrisch angeschlossen sein können. Von einem bis zu einigen Metern entfernten Abfragegerät wird ein Impuls (Burst) eines Hochfrequenz- signals bei der Mittenfrequenz der OFW-Laufzeitleitung zur Antenne der Identifikationsmarke gestrahlt. Die damit angeregte OFW wird von den anderen Wandlern reflektiert (bzw. von den an Sensoren angeschlossenen Wandlern zusätzlich durch diese moduliert) und nach der doppelten OFW-Laufzeit zum reflektierenden Wandler von der Antenne als Hochfrequenzburst zurückge- strahlt. So kann nach Auswertung der Zahl, Lage und Modulation der verzögerten Impulsantwort die Identifikation und Sensorgrösse durch das Abfragegerät festgestellt werden. Eine eingehendere Beschreibung dieser drahtlos abfragbaren Sensoren und Identifikationsmarken mit OFW-Bauele- menten, angewandt auf Fahrzeugreifen, findet sich in der Offenlegungsschrift DE 198 07 004 A1 vom 9. 9.1999, Fig. 7. Die Verwendung einer abgeschirmten stabilen erfindungsgemässen Hybridschaltung mit Reflek- torwandlern in der OFW-Leitung als drahtlos abfragbare Identifikationsmarke bzw. als Sensor bringt wesentliche Vorteile durch die mechanisch stabilere Technik als die üblichen Technologien und durch die weitreichenden Sensormöglichkeiten des Si-ASIC. Wie bekannt, kann hier der Abfrageimpuls auch zur elektrischen Versorgung des ASIC gleichgerichtet und in diesem gespei- chert werden. PATENTANSPRÜCHE: 1. Akustisches Oberflächenwellenfitter OFW in flip-chip Technologie, bestehend aus einer Trägerplatte (1) mit Kontakten (5), einem OFW-Substrat (2), einer auf dem OFW Substrat (2) aufgebrachten OFW Struktur, einer über der OFW Struktur und dem OFW Substrat auf- gespannten Schutzfolie (3), einer plastischen Füllschicht (4) und einer elektrisch leitenden, mechanisch stabilen Schicht (6) an den Aussenflächen von OFW Substrat (2) und Füll- schicht (4) und Weichlot-Quetschkügelchen (7,8) zur elektrischen Verbindung der OFW- Struktur mit den Kontakten (5), dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb der Schicht (6) zusätzlich eine planare integrierte Siliziumschaltung ASIC (10) mit passiven und aktiven Halbleiterschaltungen auf der Trägerplatte (1 ) liegt, die über zusätzliche Quetschkügelchen (11, 12, 13) mit der OFW Struktur und den Kontakten (5) elektrisch verbunden ist. 2. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Kontakte (5) der Trägerplatte (1 ) etwa die gleiche Dicke haben wie der ASIC (10), wodurch mit nur einem Quetschkügelchen (13) ein elektrischer Kontakt sowohl zwischen der OFW Struktur bzw. einer zusätzlichen Streifenleitung auf dem Substrat (2) als auch mit der bis an den Rand reichenden Kontaktfläche des ASIC (10) und dem Kontakt (5) hergestellt wird. 2 shows the block diagram of a known spread spectrum transmission system with multiplying and integrating correlator 3 shows an exemplary embodiment of the subject of the invention as an electrical circuit diagram and 4 shows an exemplary cross section through a component according to the invention using flip-chip technology  <Desc / Clms Page number 2>  b) The signal-matched filter working in the time domain is the pulse compression filter (MF, matched filter), which is mainly used in the SS radar technology and occasionally in the RF transmission technology is applied.    In its most frequently used embodiment as a dispersive surface acoustic wave (SAW) component, its function is outlined in FIG. 1.  EMI2.1  Bandwidth B is applied in the receiver to a broadband input converter of an SAW structure whose (interdigital finger) output converter (IDT) is designed so that its  EMI2.2  SAW chirp on the substrate at the speed of sound. If the SAW chirp fits exactly into the structure of the IDT output, the AKF  EMI2.3  that of the chirp by a factor of ÚTB. This results in an improvement of the SNR by the process gain (performance in terms of AKF peak related to the performance of the chirp) G = TB. (5) The time of the peak gives the target distance on the radar and synchronizes the clock of the receiver directly in data transmissions.    The disadvantage of the MF is that it can be adapted to other signal forms (eg for binary phase-modulated (BPSK) sequences) only by exchanging or switching the SAW filter. Digital pulse compressions MF are in development but much heavier and more voluminous than SAW compressors. In any case, the integration length of the MF is limited by its length. c) The signal-matched filter working in the frequency domain is the multiplying and integrating correlator (MIK). It will be used in large numbers in the GPS navigation system and will be the key component in all future wireless code division multiplex (CDMA) transmission systems. The block diagram of the spreading system with MIK shows Fig. 2.    In order to produce the SS transmit signal, the carrier frequency fc BPSK is modulated with a pseudo random sequence PN which comprises n chips of the duration Tc for one data bit. The transmission signal is radiated from a transmission antenna A to reception antenna B. additionally  EMI2.4  often a code division multiplex CDMA signal, which together form the received signal s2 (t).   The multiplication of s2 (t) of the MIK is carried out with a local oscillator LO which is modulated with the same PN sequence of the transmission signal and with a time delay by t to this BPSK.   This creates an unmodulated oscillation with the intermediate frequency fZF in front of the integrator. Depending on the frequency fLO, the integrator can use a low pass for DC voltage  EMI2.5  the bandwidth 1 / Tc is reduced by the MIK to the bandwidth of the data bits 1 / nTc.   The noise bandwidth is reduced by the same factor. Thus the process  EMI2.6   G = n = BT. (6) The difficulty in using the MIK lies in the synchronization of the LO modulation with the PN transmitter modulation; it usually takes several data bits, which means e.g. rapidly emerging radar targets cannot be captured. Very long PN sequences can be used for long-lasting radio connections. The first synchronization takes place here by comparison of clocks and sliding MIK (sliding correlator SC). After the first synchronization over a few minutes, it is constantly retained by tracking control. This is the case in the GPS network with at least 4 (sometimes 6 - 8) satellites received at the same time, whose code generators differ from each other by only a few nanoseconds and are synchronized daily.    The user of the base stations of special CDMA networks is also forwarded in a similar manner.  <Desc / Clms Page number 3>      2. Radar applications The invention described below relates to an adaptive signal-adapted filter for radar systems with numerous users operating simultaneously, as z. B. is an anti-collision or distance radar for motor vehicle traffic on busy roads. Here SS methods are to be used to distinguish one's own reflected radar pulse from that of the other road users. The radar transmitter has to adapt its carrier frequency fc and pulse shape to the changing situation by the other users, especially the radar signals transmitted by oncoming vehicles. Because of a lack of flexibility, an SAW-MF cannot be used here. The need for slow synchronization to the reflected radar pulse also makes the MIK with SC impractical.    The invention is described in more detail with FIGS. 3 and 4.    The filter according to the invention is based on the recently available connection technology, flip chip bonding, between SAW substrates and other planar electrical components, for example customer-specific, highly integrated silicon circuits (ASICS): the two planar components are sandwiched by soft solder contact balls - small, which are squeezed between opposite contact spots, electrically connected to each other. The multiplication to be carried out for the application of equation (2) for the SS correlation is carried out by suitable transistor circuits, such as, for. B. the Gilbert cell made of bipolar or MOS transistors with 2 inputs and one product output.   These multipliers are arranged as a two-dimensional matrix Mij arranged on an ASIC provided with flip chip contacts, as shown in FIG. 3.  EMI3.1  by means of the lines (rows i) inclined at 45 against the horizontal  EMI3.2  M12, M22, M32 ... Mx2 etc. are connected in parallel with each other by the lines inclined under 135 (columns j). The outputs of these multipliers are connected to each other by the diagonally drawn diagonal T-lines so that the product outputs of all Gilbert cells Mij whose difference in the indices gives the same natural number N, i.e. i - j = N, (7) is connected to the same TN line are. For example, the output of M11, M22,  EMI3.3  tet. Each individual output TN of the filter leads to a low pass, which integration in Gig (2) or    (4) causes and is advantageously arranged together with the multiplier matrix on the same ASIC. The function of the ASIC is based on the runtime line tapped by a SAW  EMI3.4  the equally time-delayed activation of inputs B1, B2 ... with the receive function s2 (t). These two signals therefore simultaneously run through the rows of Gilbert cells Mij that are inclined at 45 and 135 against the horizontal. Depending on their time shift r from one another (or the target distance of the radar target), the two signals pass through a specific column TN, which is connected in parallel in the output Mij synchronous in time. Thus, only this column supplies the correlation maximum as pulse compression of the SS signal by adding all synchronously controlled Mij.   If a chirp is used as the SS signal, it can be recognized from its linear frequency modulation that only at that Mij at the specific output TN from the multiplication of S2 (t)  EMI3.5  sequences greater than zero arise, which are suppressed by the connected low pass. If several radar targets are detected, then according to their time shift at the corresponding outputs T, behind the low-pass direct voltage output signals.    The shape of the SS radar signal is not limited to the chirp. BPSK or similar (for example minimum shift keyed MSK) modulated signals with periodic or non-periodic modulation clock (chips) can also be used. Since these are correlated with themselves (the transmission signal), only a large AKF correlation peak (output TN) is compared with time-delayed  EMI3.6    <Desc / Clms Page number 4>      Although only a limited number of synchronously controlled Mij of a column TN supplies the output signal, the SS signal can be longer than the total detected time interval L1 of this column TN. Lt results from the running distance L of the SAW delay line divided by the SAW propagation speed. To prevent reflection, the SAW delay lines are sealed with ABS Absorber.  EMI4.1  be fed synchronously to the Mij. Similar to the PN sequence on the MIK (in which only one chip is multiplied and individually integrated), the adaptive filter in the output column TN multiplies the limited number of signal sections in the time interval L1 but integrates over the entire SS signal length.    In contrast to the MIK with SC, however, the filter according to the invention does not require a long synchronization time, since as soon as the signal start of length Lt has passed through, a signal arises at the corresponding synchronous output TN, which increases integrally with the passage of the entire SS signal. With the separation of transmit and receive signals (for example by circulators or separate antennas like the FM-CW radar), a radar signal can be emitted without interruption, which is modulated in such a way that the target can be clearly and correctly determined over time Lt ,    An essential task of a traffic radar is the detection of the relative speed of the target. This can either be calculated point by point by changing the distance to the target from measurement to measurement or the Doppler frequency of the radar reflection is evaluated. Since in the adaptive filter the delay between the inputs of the Mij remains constant for both the transmission signal S1 (t-r) and for the reception signal s2 (t) through the use of a time-stable SAW delay line with fixed taps, the one corresponding to the goal  EMI4.2  Doppler frequency is also retained after the frequency conversion into an intermediate frequency in the working range of the SAW components (some 100 MHz).    Since the Doppler frequency fD for conventional speed differences (20 km / h to 300 km / h) for microwave radar frequencies is in the kHz range, this can be evaluated by TN by appropriate design of the low-pass filter. A long, contiguous (PN) sequence of frequency- or phase-modulated signal sections (e.g. groups of BPSK chips) can also advantageously be used for this.    The first tap of the SAW delay line for the transmit (reference) signal S1 is sketched in FIG. 3 at a point further away from the input converter than the first tap point for the receive signal S2 (t). This time offset must be provided in order to compensate for the delay caused by the amplifiers, cables and antennas in the signal path of the transmitter and receiver. H. that a very close target such as the T2 output and all distant targets activate the T1, To, T-1 etc. outputs.    The filter described is therefore an MF described under b) for SS radar signals shorter than Lt, the correlation peak of which is built up integrally at the output TN as in the MIK and BI and which adapts to the electrically adjustable transmission signal. No exchange or switching of an SAW component is necessary for a signal change.    For longer radar signals (> Lt) the filter described works as a mixed form of the correlators outlined under a), b) and c). The time difference between the transmit and receive signal is indicated by the TN output. The integration time or the limit frequency of the Doppler shift of the radar signal can be set by the integrator or low pass in the output.    3. Applications for synchronization In contrast to radar with a transceiver, the transmission signal is not available for SS data transmission systems. If a (BPSK) -modulated CDMA system with mobile receivers is used for data transmission (e.g. IS 95), each MIK receiver must be synchronized after switching on, which often takes minutes. This is due to the fact that the receiver knows only the PN code and the phase-stipulated ratio between carrier frequency fc and chip frequency Tc-1, but not exactly the current position of the sequence of the PN sequence. Depending on the sharpness of the correlation peak of the MF, the phase position of the PN code in the receiver must be shifted by a corresponding fraction of a chip with the sliding correlator SC with each synchronization attempt.  <Desc / Clms Page number 5>      The filter according to the invention can be used to synchronize by comparing the CDMA received signal, which is applied as s2 (t) to the filter input E, with one derived from a clock, that is to say initially only out of sync and approximately in code position and with the frequencies fc respectively.  EMI5.1  Synchronization process changes the position of the PN sequence step by step, but here jumps can take place over several chips (but within the integration time Lt) and not only over fractions of a chip as with the SC. The achievement of the synchronous state is shown here by the occurrence of the correlation peak at an output TN.    If the code (or fc) of S1 (tr) does not run synchronously with the received signal s2 (t), this is shown by the migration of the correlation peak (or the voltage distribution at the filter outputs T,) from an output TN to the adjacent one , The direction of this migration shows the shift in the chip or carrier frequency generated in the receiver with respect to fc and Tc-1 of the received signal. This means that the filter output can be used both for synchronization and for tracking (tracking) an SS receiver.    4. Replacement of non-linear SAW components The dispersive SAW filter, described in Section 1.b) as a pulse compression filter, and the SAW convolver are based on the convolution of two signal forms according to Eq. (2). In the convolver, the non-linearity of the interaction of two opposing time-inverse SAW signals of relatively large amplitude under a narrow metallic strip of length Ls is used. The integration interval Lt is also given here by Ls broken by the speed of the SAW under the strip. Because of the relatively weak non-linearity of the SAW substrate under the integration strip, the convolver has a high insertion loss, greater than 60 dB. The convolver configuration can be achieved with the SAW-ASIC combination according to the invention in that one of the two SAW delay lines is reversed (e.g.    B. In the E-runtime route, the SA taps B1, B2, B3 are not connected to the ASIC in the order M11 M22, M33, M44 but in the order M44, M33, M22, Mn). The inverse time correlation signal to input S is to be applied to the inverted converter E. When the opposing signals at the Gilbert cell inputs match, a sharp correlation peak arises at the output T2 T1 ... T2 at the frequency 0 and twice the carrier frequency. To fully evaluate the time resolution of the correlation peak, an amplifier with twice the bandwidth of the input signal must be provided. A single column of Gilbert cells is sufficient to represent the MF or convolver property of the adaptive MF according to the invention with time-inverse input signals.    5. Further applications of component technology 4 is used to explain the known flip chip technology and its expansion according to the invention to hybrid components, without which a technical implementation of the inventive concept cannot be carried out. A known SAW filter consists of a mostly ceramic carrier (1) with contact surfaces (5), which are preferably arranged in an SMD grid. The SAW substrate (2) with the contact surfaces of its IDT converter is electrically and mechanically connected to the contact surfaces (5) by squeezing the soft solder balls (7) and (8) on the carrier.    The protective film (3) protects the space under the SAW IDT or the SAW runtime structure and sits on the carrier (1) via a filler material (4). The gas-filled space between the protective layer (3) and the substrate (2) ensures that the SAW is excited and spread without damping. The entire SAW filter is shielded against electromagnetic interference in its frequency range by the metallization (6).    The expansion of this SAW filter according to the invention is the integrated silicon circuit, the ASIC (10) and the additional squeeze contact balls (11), (12), (13) or the additional metallic conductor tracks and contact surfaces as counter contacts which are mounted on carriers ( 1) SAW chip (2) or ASIC (10) are applied.    The ASIC (10) is mechanically attached to the carrier (1) (e.g. glued with filling material (4)) and drawn in the same thickness as the metallic base surfaces of the contacts (7) and (8). Wherever the ASIC is touched by a soft solder ball (11), (12), (13), there is a connection surface of the circuit (10). The bead (13) connects contact surfaces (5)  <Desc / Clms Page number 6>  of the carrier (1) with those of the SAW substrate (2) and the ASIC (10). The contact ball (11) of the ASIC (10) is electrically connected to a carrier contact (5) via a conductor track provided on the SAW substrate (2).    Such additional interconnects between two crimp contacts on the SAW substrate can also be used to make electrical connections between the two points of the ASIC (10), which are difficult or complicated to manufacture, using silicon technology alone. Another obvious use of this connection technology for ASIC (10) according to the invention is the partial replacement of the SAW substrate (12) by identically shaped, preferably ceramic supports with the required electrical connection lines between the beads. Crimped connections to the relevant contact areas on the ASIC (10). In the same way, another ASIC can be included in the setup.    Identification marks and sensors that can be queried wirelessly work in such a way that an input converter of their SAW runtime line is connected to an antenna and the SAW partially reflective further converter of the SAW runtime line is connected to impedance-changing sensor elements (eg diodes as impedance and piezoceramic as sensor element) ) can be electrically connected. A pulse (burst) of a high-frequency signal at the center frequency of the SAW runtime line is radiated from an interrogation device up to a few meters away to the antenna of the identification mark. The SAW thus excited is reflected by the other transducers (or additionally modulated by the transducers connected to sensors) and, after twice the SAW running time, is radiated back to the reflective transducer by the antenna as a high-frequency burst.    After evaluation of the number, position and modulation of the delayed impulse response, the identification and sensor size can be determined by the interrogation device. A more detailed description of these sensors that can be queried wirelessly and identification marks with SAW components, applied to vehicle tires, can be found in the published patent application DE 198 07 004 A1 of 9.1.1999, FIG. 7.    The use of a shielded, stable hybrid circuit according to the invention with reflector converters in the SAW line as a wirelessly querable identification mark or as a sensor brings significant advantages through the mechanically more stable technology than the usual technologies and through the extensive sensor possibilities of the Si-ASIC. As is known, the query pulse can also be rectified for the electrical supply of the ASIC and stored in it.    CLAIMS: 1. Acoustic surface wave filter OFW in flip-chip technology, consisting of a Carrier plate (1) with contacts (5), an SAW substrate (2), an SAW structure applied to the SAW substrate (2), a protective film (3) stretched over the SAW structure and the SAW substrate, a plastic filler layer (4) and an electrically conductive, mechanically stable layer (6) on the outer surfaces of the SAW substrate (2) and filler layer (4) and soft solder squeeze balls (7,8) for the electrical connection of the SAW Structure with the contacts (5), characterized in that within the layer (6) there is also a planar integrated silicon circuit ASIC (10) with passive and active Semiconductor circuits on the carrier plate (1), which has additional squeeze balls (11, 12, 13)      is electrically connected to the SAW structure and the contacts (5).   2. Acoustic surface wave filter according to claim 1, characterized in that the Contacts (5) of the carrier plate (1) have approximately the same thickness as the ASIC (10), so that with only one crimp ball (13) there is electrical contact between the SAW Structure or an additional strip line on the substrate (2) as well as with the contact surface of the ASIC (10) and the contact (5) reaching to the edge. 3. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die OFW Struktur auf dem Substrat (2) zwei angezapfte Verzögerungsleitungen bildet, an deren Eingänge (S) und (E) zwei zu korrelierende Bandspreizsignale angelegt werden und dass der ASIC (10) eine Multiplikatormatrix (Mij) von Multiplikatorschaltungen bildet, deren <Desc/Clms Page number 7> Multiplikatoreingänge in Reihen i und Spalten j parallel geschaltet sind und jeweils eine Reihe i der Eingänge mit den Anzapfungen der einen Verzögerungsleitung und jeweils eine Spalte j mit den Anzapfungen der anderen Verzögerungsleitungen elektrisch verbun- den ist.  3. Acoustic surface wave filter according to claim 2, characterized in that the SAW structure on the substrate (2) forms two tapped delay lines, at the inputs (S) and (E) of which two spread spectrum signals to be correlated are applied and that the ASIC (10) forms a multiplier matrix (Mij) of multiplier circuits, the  <Desc / Clms Page number 7>   Multiplier inputs in rows i and columns j are connected in parallel and one each Row i of the inputs is electrically connected to the taps of one delay line and one column j is electrically connected to the taps of the other delay lines. 4. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 3 dadurch gekennzeichnet, dass die Produktausgänge der Multiplikatormatrix (Mij) am ASIC (10) in Diagonalen i=j=N parallel geschaltet sind und die Diagonalen N über Tiefpass- oder Bandpassfilter TN an die Kontak- te (5) des OFW Filters geführt sind, an denen das Korrelationsprodukt der an die Eingänge S und E angelegten Bandspreizsignale auftritt. 4. Acoustic surface wave filter according to claim 3, characterized in that the Product outputs of the multiplier matrix (Mij) on the ASIC (10) are connected in parallel in diagonals i = j = N and the diagonals N are routed via low-pass or band-pass filters TN to the contacts (5) of the SAW filter on which the correlation product of the to the entrances S and E applied spread spectrum signals occurs. 5. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass mit gegenläufigen Signalen an die Eingänge S und E zeitinverse Bandspreizsignale angelegt werden und die Reihenfolge der elektrischen Verbindungen der Anzapfungen einer der OFW-Verzögerungsleitungen mit einer Reihe i bzw. Spalte j der Multiplikatoreingänge der Multiplikatormatrix (Mij) umgekehrt ist und nur die für die jeweilige Anwendung notwendige Zahl der Diagonalen n, jedoch mindestens eine, als Ausgang beschaltet ist. 5. Acoustic surface wave filter according to claim 4, characterized in that time-inverse band-spread signals are applied with opposite signals to the inputs S and E and the sequence of the electrical connections of the taps is one of the SAW delay lines with a row i or column j of the multiplier inputs of the Multiplier matrix (Mij) is reversed and only the one necessary for the respective application Number of diagonals n, but at least one, is connected as an output. 6. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der Ansprüche 1 - 5, dadurch gekenn- zeichnet, dass das OFW-Substrat (2) teilweise ersetzt wird durch einen mit elektrischen Verbindungsstreifen versehenen Keramikträger oder eine zweite Siliziumschaltung. 6. Acoustic surface wave filter according to one of claims 1-5, characterized in that the SAW substrate (2) is partially replaced by an electrical one Connecting strips provided ceramic carrier or a second silicon circuit. 7. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass auf zumindest einem der ASIC (10) ausser der Multiplikatormatrix auch weitere Dioden- und Transistorschaltungen wie Verstärker, Oszillatoren, Regelschaltungen, Schieberegister, digitale Bausteine, Sensoren usw., die in einem Signalverarbeitungssystem eingesetzt werden, monolithisch integriert sind. 7. Acoustic surface wave filter according to claim 6, characterized in that on at least one of the ASIC (10) in addition to the multiplier matrix and further diode and Transistor circuits such as amplifiers, oscillators, control circuits, shift registers, digital components, sensors, etc., which are used in a signal processing system, are monolithically integrated. 8. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass an zumindest einer OFW Verzögerungsleitung über die Eingänge E oder S eine Hochfre- quenzantenne angeschlossen ist und zumindest an einer Anzapfung dieser Verzögerungs- leitung eine steuerbare elektrische Impedanz, vorzugsweise eine spannungsgesteuerte Kapazitätsdiode liegt, wobei die Steuerung dieser Impedanz durch eine über die Kontakte (5) zugeführte Spannung oder durch die Ausgangsspannung eines Sensors für physikali- sche, mechanische, chemische Messgrössen am ASIC (10) erfolgt und die dadurch bewirk- te Änderung der Impedanz an der Anzapfung der Verzögerungsleitung dort eine Änderung des OFW-Reflexionsverhaltens und somit eine Änderung der Hochfrequenz-Impulsref- lexion der Antenne bewirkt. 8. Acoustic surface wave filter according to claim 7, characterized in that a radio frequency antenna is connected to at least one SAW delay line via inputs E or S and at least one tap of this delay line has a controllable electrical impedance, preferably a voltage-controlled one Capacitance diode lies, whereby this impedance is controlled by a voltage supplied via the contacts (5) or by the output voltage of a sensor for physical, mechanical, chemical measured variables at the ASIC (10) and the change in the impedance caused thereby Tapping the delay line there causes a change in the SAW reflection behavior and thus a change in the high-frequency pulse reflection of the antenna. HIEZU 3 BLATT ZEICHNUNGEN  THEREFORE 3 SHEET OF DRAWINGS
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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DE19548050A1 (en) * 1995-12-21 1997-06-26 Siemens Matsushita Components Electronic component, in particular component working with surface acoustic waves - SAW component -
US20010003656A1 (en) * 1999-12-10 2001-06-14 Takuo Funaya Electronic device assembly and a method of connecting electronic devices constituting the same

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