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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur getakteten Wandlung von Gleichspannung wie sie im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschrieben ist
Nach dem derzeitigen Stand der Technik werden zur Umsetzung einer Gleichspannung auf ein vorgegebenes Verbraucherspannungsniveau meist getaktete Gleichspannungs- Gleichspannungswandler (im weiteren kurz als DC/DC-Konverter bezeichnet) eingesetzt. Aufgrund des schaltenden Betriebes weisen diese Systeme im Gegensatz zu konventionellen Längsreglern hohen Wirkungsgrad auf, sind allerdings andererseits durch den Nachteil diskontinuierlicher, oder jedenfalls schaltfrequent schwankender Eingangs-und/oder Ausgangsströme gekennzeichnet.
Um eine elektromagnetische Beeinflussung der, durch die Systeme gespeisten Verbraucher oder anderer, parallel betriebener Systeme zu unterbinden, sind daher geeignete Massnahmen zur Verringerung der schaltfrequenten Welligkeit (des Rippels) der Eingangs- und Ausgangsstrome zu treffen. Die einfachste Möglichkeit besteht dabei in der Anordnung passiver Filter, wodurch jedoch die Leistungsdichte verringert und womit zufolge ohmscher Spannungsabfälle an den Filter-Längselementen der Wirkungsgrad der Energieumformung verringert wird.
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06Gleichspannungsumformers ohne signifikante Verringerung der Leistungsdichte auch dadurch erreicht werden, dass der, die Ausgangsspannung einer Eingangsdiodenbrücke glättende Kondensator nur in der Umgebung der SpannungsnulldurchgÅange fur eine Entladung freigegeben und somit ein relativ grosser Durchiass-bzw. Stromnusswinkei der Diodenbrücke erzwungen wird.
Die Anwendung dieses Prinzips ist allerdings bei Vorliegen einer Eingangsspannung mit geringem Wechselanteil nicht möglich
Alternativ zu passiver Filterung kann eine Minimierung der Störbeeinflussung für bestimmte DC/DC-Konverter auch durch geeignete magnetische Kopplung von induktiven Komponenten der Konvertergrundstruktur (also ohne zusätzliche Filtermassnahmen), z. B, einer ein-und ausgangsseitig angeordneten Induktivität erfolgen. Je nach Festlegung der Induktivitätswerte und Streuung der gekoppelten Spulen wird dabei die Welligkeit des Eingangs- oder des Ausgangsstromes auf sehr geringe Werte reduziert.
Allerdings ist eine industrielle Umsetzung dieses Konzeptes aufgrund des erforderlichen Abgleichs der magnetischen Kopplung schwer durchzuführen und erfordert vielfach zusätzliche Abgleichinduktivitäten, womit das technisch vorteilhafte Systemverhalten über eine Erhöhung der Fertigungskosten erkauft wird.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein DCIDC-Konvertersystem zu schaffen, das ohne das Erfordernis einer magnetischen Kopplung induktiver Komponenten einen (ideal) rippelfreien Verlauf des Eingangs- oder Ausgangsstromes aufweist.
Dies wird erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen
Der Leistungsteil der erfindungsgemässen DC/DC Konverterstruktur wird durch eine zwischen der negativen Klemme der Eingangsspannung und der positiven Klemme der Ausgangsspannung liegende Koppelkapazität und eine zwischen der positiven Eingangsklemme und der negativen Ausgangsklemme liegende Induktivität gebildet, wobei weiters von der negativen Klemme der Ausgangsspannung abzweigend eine zweite Induktivität (im weiteren kurz als Mitteninduktivität bezeichnet) über ein elektronisches Schaltelement (z.
B. einen Leistungs- MOSFET oder Isolated Gate Bipolar Transistor (IGBT)) mit der negativen Eingangsspannungsklemme verbunden ist und von der Verbindung dieser Schaltelemente abzweigend eine Diode in Richtung zur positiven Ausgangsklemme geschaltet ist Weiters kann zur Pufferung der Ausgangsspannung ein, parallel zu einem zwischen positver und negativer Ausgangsklemme angeordneten Verbraucher liegender Ausgangskondensator (oder auch elektrochemischer Speicher) vorgesehen werden.
Durch diese Anordnung der Schaltelemente wird erreicht, dass die über der Koppelkapazität auftretende Spannung stationär stets gleich der Summe von Ein- und Ausgangsspannung des Konverters ist, da über der zwischen positiver Eingangs- und negativer Ausgangsklemme liegenden (im weiteren kurz als Eingangsinduktivität bezeichneten) Induktivität stationär kein Gleichspannungsanteil auftritt, und damit Ein- und Ausgangsspannung für niederfrequente Vorgänge als direkt in Serie geschaltet zu sehen sind.
Aufgrund des, im folgenden noch näher erläuterten schaltenden Betriebes des Systems weist die Spannung an der Koppelkapazität eine, schaltfrequente Schwankung auf. Sind, wie bel praktischer Realisierung mit guter Näherung erfüllt, schaltfrequente Schwankungen der Ein- und
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über der Eingangsinduktivität auf und definiert so den resultierenden Rippel des Eingangsstromes Durch geeignete Wahl der Kapazität des Koppelkondensators kann also der Eingangsstromrippel auf sehr kleine Werte beschränkt werden ; die Grundfunktion des Konverters wird durch hohe Werte der Koppelkapazität nicht nachteilig beeinflusst.
Anschaulich entsprechen damit die Koppelkapazität und die Eingangsinduktivität einem in die Konverterstruktur integrierten Eingangsfilter ; die Filterung wird also durch geeignete Nutzung von, bereits in der Konvertergrundstruktur vorhandenen Elementen erreicht.
Die vorstehend diskutierte Spannungsaufteilung bzw. Filterung des Eingangsstromes ist struk- tunmmanent und damit unabhängig von Schaltzustand, Schaltfrequenz oder relativer Einschaltdauer des elektronischen Schaltelementes (des Leistungstransistors) gegeben. Allerdings nimmt die relative Einschaltdauer des Schaltelementes natürlich Einfluss auf das Spannungsübersetzungsverhältnis (Verhältnis von Ein- und Ausgangsspannung) bzw. auf den Leistungsfluss des Konverters Wird der Leistungstransistor durchgeschaltet, kommt über der Mitteninduktivität die Differenz der Koppelkondensator- und Ausgangsspannung, also die Eingangsspannung zu liegen (der Rippel der Koppelkondensatorspannung beeinflusst das Grundprinzip der Energieumsetzung nicht und kann daher für die nachfolgenden Ausführungen vernachlässigt werden).
An den Ausgang wird die Differenz aus Eingangsstrom und Strom in der Mitteninduktivität geliefert Dieser Stromfluss erfolgt über die Koppelkapazität, was zu einer geringfügigen Änderung der Koppelkondensatorspannung führt. Die über der Mitteninduktivität auftretende Spannung bedingt einen Anstieg des Stromes In der Mitteninduktivität bzw. eine Zunahme der magnetisch gespeicherten Energie Nach Abschalten des Leistungstransistors wird unverändert die Differenz von Eingangsstrom und Strom in der Mitteninduktivität an den Ausgang geliefert, wobei jedoch der durch die Mitteninduktivität eingeprägte Stromfluss über die kathodenseitig an positiver Ausgangsspannung liegende Diode (die Ausgangsdiode) erfolgt.
Der Koppelkondensator wird durch den Eingangsstrom nachgeladen, über der Mitteninduktivität kommt die Ausgangsspannung (als Differenz von Koppelkondensatorspannung und Eingangsspannung) zu liegen, was zu einer Verringerung des Stromes in der Induktivität bzw. zu einem Abbau der magnetischen Energie führt.
Der stationäre Betrieb des Systems ist dann gegeben, wenn die innerhalb des Einschaltintervalles über der Mitteninduktivität auftretende positive Spannungszeitfläche gleich der innerhalb des Ausschaltintervalles auftretenden negativen Spannungszeitfläche wird. Aus dieser Gleichheit der Spannungszeitflachen folgt unmittelbar die Steuerbarkeit der stationären Ausgangsspannung über die relative Einschaltdauer des Leistungstransistors, da die Speisespannung fest vorgegeben ist und somit als einziger Freiheitsgrad eine Änderung der Ausgangsspannung derart verbleibt, dass der Strom in der Mitteninduktivität im Mittel über einen Ein-Ausschaltzyklus (eine Pulsperiode) einen zeitlich konstanten Wert aufweist bzw. ein Gleichgewicht zwischen positiver und negativer Spannungszeitfläche besteht.
Eine weitere Ausführungsvariante beschreibt der Kennzeichenteil des Patentanspruches 2.
Es wird dabei die Mitteninduktivität nicht mit der negativen Ausgangsspannungsklemme sondern mit der positiven Eingangsspannungsklemme verschaltet. Die ursprünglich eingangsseitig angeordnete Induktivität kommt damit ausgangsseitig zu liegen. Wie aufgrund der Symmetrie gegenüber der vorstehend beschriebenen Schaltung unmittelbar einsichtig wird damit der Rippel des Ausgangsund nicht des Eingangsstromes auf sehr geringe Werte beschränkt. Die Grundfunktion und insbesondere die Spannungsübersetzung der Schaltung bleiben dabei jedoch unverändert.
Bei der im Kennzeichenteil des Patentanspruches 3 beschriebenen Ausführungsvariante wird die Eingangsinduktivität mit der negativen Eingangsklemme verschaltet und das elektronische Schaltelement und der Koppelkondensator abzweigend vom zweiten Ende der Eingangsinduktivität angeordnet, wodurch eine, schaltungstechnisch gegebenenfalls vorteilhafte direkte Durchverbindung der positiven Eingangsklemme und der negativen Ausgangsklemme ermöglicht wird. Das (durch geringen Rippel des Eingangsstromes gekennzeichnete) Betriebsverhalten bleibt gegenüber der in Anspruch 1 beschriebenen Schaltung unverändert.
Bei der im Kennzeichenteil des Patentanspruches 4 beschriebenen Ausführungsvariante wird die Ausgangsinduktivität mit der positiven Ausgangsklemme verschaltet, weiters werden die Ausgangsdiode und der Koppelkondensator abzweigend vom zweiten Ende der Ausgangsinduktivität angeordnet, wodurch eine, schaltungstechnisch gegebenenfalls vorteilhafte direkte Durch Verbindung der positiven Eingangsklemme und der negativen Ausgangsklemme
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ermöglicht wird Das (durch geringen Rippel des Ausgangsstromes gekennzeichnete) Betriebsverhalten bleibt gegenüber der in Anspruch 2 beschriebenen Schaltung unverändert.
Der Kennzeichenteil des Patentanspruches 5 beschreibt die Grundfunktion ebenfalls nicht beeinflussende Ausführungsvarianten der erfindungsgemässen Vorrichtungen nach den Ansprüchen 1 bis 4 wobei die Polarität der Eingangsklemmen sowie der Ausgangsklemmen vertauscht, also der ursprünglich an die positive Eingangsklemme führende Anschluss zur negativen Eingangsklemme und umgekehrt geführt wird, und der ursprünglich an der positiven Ausgangsklemme liegende Anschluss mit der negativen Ausgangsklemme und umgekehrt verschaltet wird und die Richtung der Ausgangsdiode und die Richtung des Leistungstransistors umgekehrt werden Die Grundfunktion der Schaltungen wird durch diese Schaltungsmodifikationen nicht beeiflusst womit für ein Beschreibung des Betriebsverhaltens auf die Ausführungen in Verbindung mit Patentanspruch 1 und 2 Bezug genommen werden kann.
Die Erfindung sowie eine vorteilhafte Ausgestaltung werden im weiteren anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt :
Fig. 1 Die Grundstruktur (vereinfachte, schematische Darstellung) des Leistungsteiles eines erfindungsgemässen DC/DC-Wandiers mit geringer Welligkeit des Eingangsstromes.
Fig. 2 Die Grundstruktur (vereinfachte, schematische Darstellung) des Leistungsteiles eines erfindungsgemässen DC/DC-Wandlers mit geringer Welligkeit des Ausgangsstromes.
In Fig. 1 ist ein erfindungsgemässer DC/DC-Konverter 1 dargestellt, dessen Grundfunktion in der Umformung einer zwischen positiver Eingangsklemme 2 und negativer Eingangsklemme 3 anliegenden Spannung 4 in eine zwischen positiver Ausgangsklemme 5 und negativer Ausgangsklemme 6 auftretenden Spannung besteht. Zur Stützung der, einen Verbraucher 7 speisenden Ausgangsspannung wird vorteilhaft ein Ausgangskondensator oder elektrochemischer Speicher 8 angeordnet.
Die Konverterstruktur wird durch eine, einseitig an Eingangsklemme 2 und mit dem zweiten Ende an einer Klemmstelle 9 liegende Induktivität 10 gebildet, wobei die Klemmstelle 9 über eine Schaltverbindung 11 direkt mit der Ausgangsklemme 6 verbunden ist, und ebenfalls von 9 abzweigend eine weitere Induktivität 12 an den Verbindungspunkt 13 einer elektronischen Schaltvorrichtung 14 und der Anode einer Ausgangsdiode 15 gelegt wird, wobei das zweite Ende von 14 an einen Schaltungspunkt 16 geführt wird, der über eine Schaltverbindung 17 direkt mit der Eingangsklemme 3 verbunden ist und die Kathode der Ausgangsdiode an einen Schaltungspunkt 18 gelegt wird,
der über eine Schaltverbindung 19 mit der Ausgangsklemme 5 verbunden ist und zwischen 18 und 16 eine Koppelkapazität 20 mit der positiven Platte an 18 liegend geschaltet wird
Stationär wird sich nun unabhängig vom Schaltzustand des elektronischen Schaltelementes 14 die Spannung an der Koppelkapazität so einstellen, dass über der Induktivität 10 kein Gleichspannungsanteil auftritt.
Es kommt damit an der Koppelkapazität 20 die Summe der zwischen Eingangsspannung 4 (gemessen zwischen den Klemmen 2 und 3) und der zwischen den Klemmen 5 und 6 zu messenden Ausgangs- bzw Lastspannung zu liegen Wird nun das elektronische Schaltelement 14 durchgeschaltet, womit entsprechend der Polarität der an der Koppelkapazität 20 liegenden Spannung die Ausgangsdiode 15 in Sperrichtung beansprucht wird, tritt über der Induktivität 12 in von Schaltungspunkt 9 ausgehend positiv gezählter Richtung die Differenz aus Koppelkondensatorspannung und Ausgangsspannung, also bei Vernachlässigung eines Rippels der Koppelkondensatorspannung die Eingangsspannung des Systems auf.
Die Eingangsinduktivität 10 verbleibt damit in erster Näherung spannungslos, da an beiden Enden 2 und 9 bezogen auf Klemme 3 die Eingangsspannung liegt ; ein in 10 fliessender Strom wird also nicht geändert. Es wird damit nur der in Induktivität 12 fliessende Strom (von Klemme 9 ausgehend positiv gezählt) zufolge der anliegenden Eingangsspannung erhöht. Der Stromfluss an den Ausgang wird, wie bei Analyse der Stromverteilung an Klemme 9 unmittelbar einsichtig durch die Differenz des Stromes in Induktivität 12 und des Stromes in Induktivität 10 (als positiv zur Klemme 9 fliessend gezählt) bestimmt und erfolgt über die Koppelkapazität 20 zur positiven Ausgangsklemme 5. Die Koppelkapazität wird durch diesen Stromfluss geringfügig entladen.
Wird nun durch ein entsprechendes Ansteuersignal eines überlagerten, die Ausgangsspannung regelnden Steuerkreises das elektronische Schaltelement 14 gesperrt, kommutiert der durch die Induktivität 12 eingeprägte Stromfluss in die Ausgangsdiode 15, weiters tritt nun über der Induktivität 12 die Ausgangsspannung auf wodurch der Stromfluss verringert wird. Der Stromfluss zur Eingangsklemme 3 erfolgt nun über die Koppelkapazität 20 wodurch diese wieder nachgeladen wird. Zwischen Klemme 9 und Klemme 18 tritt die negative Ausgangsspannung, zwischen Klemme 2 und Klemme 18 die Differenz der Eingangsspannung
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und der Spannung des Koppelkondensators, also bei Vernachlässigung eines Spannungsrippeis an 20 ebenfalls die negative Ausgangsspannung auf.
Dies zeigt, dass die Eingangsinduktivität in Durchlass-und Sperrzustand des Leistungstransistors 14 spannungslos verbleibt, das System also (ideal) keinen Rippe) des Eingangsstromes aufweist. Wie eine nähere Analyse zeigt, kommt über der Eingangsinduktivität tatsächlich der i.
a sehr geringe Rippel der Koppelkondensatorspannung zu liegen, die Amplitude des demzufolge auftretenden Rippels des Eingangsstromes kann allerdings durch geeignete Wahl des Kapazitätswertes des Koppelkondensators bzw des Induktivitätswertes der Eingangsinduktivität auf sehr geringe Werte beschränkt werden kann
Wie vorstehend ausgeführt, tritt über der Induktivität 12 während des Einschaltintervalles von 14 eine positive, durch die (vorgegebene) Eingangsspannung definierte und innerhalb des Sperrintervalls eine negative, durch die Ausgangsspannung definierte Spannungszeitfläche auf Der stationäre Betriebszustand des Systems ist nun dann gegeben,
wenn beide Spannungszeitflächen identen Betrag aufweisen und somit im Mittel über einen EinAusschaltzyklus des Leistungstransistors 14 keine Änderung des in der Induktivität 12 fliessenden Stromes erfolgt. Der Wert dieses Stromes stellt sich dabei so ein, dass der Betrag der innerhalb des Einschaltintervalls von 14 der Koppelkapazität 20 entnommenen Ladung (negativen Stromzeitfläche) gleich der innerhalb des Ausschaltintervalles zufliessenden Ladung (positiven Stromzeitfl3che) wird Die Ausgangsspannung steht dann in fester, durch die relative Einschaltdauer von 14 definierter Relation zur Eingangsspannung, was die Möglichkeit einer Regelung der Ausgangsspannung durch entsprechende Ansteuerung von 14 zeigt Wird beispielsweise ausgehend von einem stationären Arbeitspunkt des Systems die relative Einschaltdauer von 14 erhöht,
überwiegt an 12 die positive Spannungszeitfläche, wodurch resultierend ein Anstieg des Stromes bedingt wird. Dieser Stromanstieg führt zu einer Erhöhung des (wie vorstehend erwähnt als Differenz von Strom in 12 und Strom in 10 gebildeten) Ausgangsstromes und damit zu einem höheren Spannungsabfall an der Last, wodurch die Ausgangsspannung erhoht, und das Ungleichgewicht von negativer und positiver Spannungszeitfläche an 12 bis zum Erreichen eines neuen stationären Zustandes verringert wird. Während dieses Ausgleichsvorganges tritt auch an der Induktivität 10 ein transienter Spannungsanteil auf, der zu einer, der höheren Leistungslieferung an den Ausgang entsprechenden Erhöhung des Eingangsstromes führt.
Eine Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Systems wird in Fig. 2 gezeigt Für gleiche Elemente und Schaltungspunkte werden dabei die gleichen Bezeichnungen wie in Fig 1 gewählt.
Die Schaltung nach Fig. 2 kann aus Fig 1 einfach durch Verschiebung der Induktivität 10 an den Ausgang gebildet gedacht werden, wobei sämtliche Schaltverbindungen von Fig. 1 unverändert bleiben und nur die Schaltverbindung 11 durch eine Induktivität und die Induktivität 10 durch eine Durchverbindung ersetzt wird.
Aus der Symmetrie zur der in Fig. 1 gezeigten Schaltung ist unmittelbar einsichtig, dass nun der Rippel des Ausgangsstromes und nicht wie für dei Schaltung nach Fig. 1 der Rippel des Eingangsstromes auf kleine Werte beschränkt wird, wodurch die Schaltungsgrundfunktion bzw. die Spannungsübersetzung der Schaltung jedoch nicht verändert wird. Eine nähere Erläuterung der Systemfunktion kann daher unterbleiben.
Grundsätzlich ist anzumerken, dass das vorstehend beschriebenen Grundprinzip einer weitgehenden Unterdrückung des Rippels des Eingangs- oder Ausgangsstromes bei modifizierter Ausführung der Ventile (des elektronischen Schalters 14 und der Diode 15) auch zur Umformung einer Wechselspannung eingesetzt werden kann und auch nicht auf nur unidirektionalen Energiefluss vom den Eingangsklemmen 2 und 3 zu den Ausgangsklemmen 5 und 6 eingeschränkt ist.
Wird beispielsweise antiparallel zu Leistungstransistor 14 eine Diode und antiparallel zu Diode 15 ein zweiter Leistungstransistor angeordnet (werden also 14 und 15 zu bidirektionalen unipolaren elektronischen Schaltelementen erweitert) und werden die Transistoren im Gegentakt gesteuert, kann auch die von einer aktiven Last abgegebene Leistung vom Ausgang an den Eingang zurückgespeist werden. Soll neben der Umkehr der Energieflussrichtung auch eine Vorzeichenumkehr der Ein- und Ausgangsspannung möglich sein, sind anstelle der bidirektionalen unipolaren Schaltelemente bidirektonale biploare Schalter anzuordnen womit ein Wechselspannungs- Wechselspannungskonverter mit sehr geringem Rippel des Eingangs- oder Ausgangsstromes erhalten wird.
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The invention relates to a device for clocked conversion of DC voltage as described in the preamble of claim 1
According to the current state of the art, mostly clocked DC-DC converters (hereinafter referred to as DC / DC converters) are used to convert a DC voltage to a given consumer voltage level. Because of the switching operation, these systems have a high degree of efficiency, in contrast to conventional series regulators, but on the other hand are characterized by the disadvantage of discontinuous, or in any case switching, fluctuating input and / or output currents.
In order to prevent an electromagnetic influence on the loads fed by the systems or other systems operated in parallel, suitable measures must be taken to reduce the switching frequency ripple (ripple) of the input and output currents. The simplest option is to arrange passive filters, which, however, reduces the power density and, as a result, reduces the efficiency of the energy conversion as a result of ohmic voltage drops on the longitudinal filter elements.
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06 DC voltage converter can also be achieved without a significant reduction in the power density in that the capacitor smoothing the output voltage of an input diode bridge is only released for discharge in the vicinity of the zero voltage crossings and thus a relatively large pass-through or. Current nut angle is forced in the diode bridge.
However, this principle cannot be applied if there is an input voltage with a low AC component
As an alternative to passive filtering, minimizing the interference for certain DC / DC converters can also be achieved by suitable magnetic coupling of inductive components of the basic converter structure (i.e. without additional filter measures), e.g. B, an inductance arranged on the input and output sides. Depending on the definition of the inductance values and the scatter of the coupled coils, the ripple of the input or output current is reduced to very low values.
However, an industrial implementation of this concept is difficult to carry out due to the required adjustment of the magnetic coupling and often requires additional adjustment inductances, which means that the technically advantageous system behavior is bought by increasing the production costs.
The object of the invention is therefore to create a DCIDC converter system which has an (ideal) ripple-free course of the input or output current without the need for magnetic coupling of inductive components.
According to the invention, this is achieved by the characterizing features of patent claim 1. Further advantageous embodiments of the invention can be found in the subclaims
The power section of the DC / DC converter structure according to the invention is formed by a coupling capacitance located between the negative terminal of the input voltage and the positive terminal of the output voltage and an inductance lying between the positive input terminal and the negative output terminal, with a second branching off from the negative terminal of the output voltage Inductance (hereinafter referred to as center inductance) via an electronic switching element (z.
B. a power MOSFET or isolated gate bipolar transistor (IGBT)) is connected to the negative input voltage terminal and branching from the connection of these switching elements, a diode is connected in the direction of the positive output terminal. Furthermore, a buffer can be used for the output voltage, parallel to one between positive and a negative output terminal arranged consumer lying capacitor (or electrochemical storage) can be provided.
This arrangement of the switching elements ensures that the voltage occurring across the coupling capacitance is always the same as the sum of the input and output voltage of the converter, since the inductance between the positive input and negative output terminal (hereinafter referred to as input inductance) is stationary no DC component occurs, and thus input and output voltage for low-frequency processes can be seen as directly connected in series.
Due to the switching operation of the system, which will be explained in more detail below, the voltage at the coupling capacitance exhibits a switching-frequency fluctuation. As practically realized with good approximation, switching frequency fluctuations of the inputs and
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above the input inductance and thus defines the resulting ripple of the input current. The input current ripple can thus be limited to very small values by suitable selection of the capacitance of the coupling capacitor; the basic function of the converter is not adversely affected by high values of the coupling capacitance.
The coupling capacitance and the input inductance thus clearly correspond to an input filter integrated in the converter structure; the filtering is therefore achieved by suitable use of elements already present in the basic converter structure.
The voltage distribution or filtering of the input current discussed above is structurally inherent and therefore independent of the switching state, switching frequency or relative duty cycle of the electronic switching element (of the power transistor). However, the relative duty cycle of the switching element naturally influences the voltage transformation ratio (ratio of input and output voltage) or the power flow of the converter. If the power transistor is switched on, the difference between the coupling capacitor and output voltage, i.e. the input voltage, is above the center inductance ( the ripple of the coupling capacitor voltage does not influence the basic principle of energy conversion and can therefore be neglected for the following explanations).
The difference between the input current and current in the center inductor is supplied to the output. This current flow takes place via the coupling capacitance, which leads to a slight change in the coupling capacitor voltage. The voltage occurring across the center inductance causes an increase in the current in the center inductance or an increase in the magnetically stored energy. After switching off the power transistor, the difference between the input current and current in the center inductance is still delivered to the output, although the current flow impressed by the center inductance via the diode on the cathode side at a positive output voltage (the output diode).
The coupling capacitor is recharged by the input current, the output voltage (as the difference between the coupling capacitor voltage and the input voltage) lies above the center inductance, which leads to a reduction in the current in the inductance or to a reduction in the magnetic energy.
The steady-state operation of the system is given when the positive voltage time area occurring within the switch-on interval above the center inductance becomes equal to the negative voltage time area occurring within the switch-off interval. From this equality of the voltage time areas follows directly the controllability of the stationary output voltage over the relative duty cycle of the power transistor, since the supply voltage is fixed and thus the only degree of freedom is a change in the output voltage such that the current in the center inductance on average over an on-off cycle (a pulse period) has a constant value over time or there is a balance between positive and negative voltage time area.
A further embodiment variant is described in the characterizing part of patent claim 2.
The center inductance is not connected to the negative output voltage terminal but to the positive input voltage terminal. The inductance originally arranged on the input side therefore comes to rest on the output side. As can be seen directly from the symmetry in relation to the circuit described above, the ripple of the output and not of the input current is thus limited to very low values. The basic function and in particular the voltage translation of the circuit remain unchanged.
In the embodiment variant described in the characterizing part of patent claim 3, the input inductor is connected to the negative input terminal and the electronic switching element and the coupling capacitor are arranged branching from the second end of the input inductor, thereby enabling a direct connection of the positive input terminal and the negative output terminal, which may be advantageous in terms of circuit technology. The operating behavior (characterized by a low ripple in the input current) remains unchanged compared to the circuit described in claim 1.
In the embodiment variant described in the characterizing part of claim 4, the output inductance is connected to the positive output terminal, furthermore the output diode and the coupling capacitor are arranged branching from the second end of the output inductance, whereby a circuit-wise possibly advantageous direct connection of the positive input terminal and the negative output terminal
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The operating behavior (characterized by a low ripple in the output current) remains unchanged compared to the circuit described in claim 2.
The characterizing part of claim 5 describes the basic function, also non-influencing design variants of the devices according to the invention according to claims 1 to 4, wherein the polarity of the input terminals and the output terminals is interchanged, i.e. the connection which originally leads to the positive input terminal is routed to the negative input terminal and vice versa, and the connection originally connected to the positive output terminal is connected to the negative output terminal and vice versa and the direction of the output diode and the direction of the power transistor are reversed. The basic function of the circuits is not influenced by these circuit modifications, so that a description of the operating behavior of the statements in connection with the patent claim 1 and 2 can be referenced.
The invention and an advantageous embodiment are explained in more detail below with reference to drawings. It shows :
Fig. 1 The basic structure (simplified, schematic representation) of the power section of a DC / DC converter according to the invention with low ripple of the input current.
Fig. 2 The basic structure (simplified, schematic representation) of the power section of a DC / DC converter according to the invention with low ripple in the output current.
1 shows a DC / DC converter 1 according to the invention, the basic function of which is to convert a voltage 4 present between positive input terminal 2 and negative input terminal 3 into a voltage occurring between positive output terminal 5 and negative output terminal 6. To support the output voltage feeding a load 7, an output capacitor or electrochemical memory 8 is advantageously arranged.
The converter structure is formed by an inductor 10, which is located on one side at input terminal 2 and with the second end at a terminal point 9, terminal point 9 being connected directly to output terminal 6 via a circuit connection 11, and also branching off from FIG. 9 a further inductor 12 the connection point 13 of an electronic switching device 14 and the anode of an output diode 15 is placed, the second end of 14 being connected to a connection point 16 which is connected directly to the input terminal 3 via a connection 17 and the cathode of the output diode to a connection point 18 is placed,
which is connected via a switching connection 19 to the output terminal 5 and between 18 and 16 a coupling capacitance 20 is connected to the positive plate at 18
Regardless of the switching state of the electronic switching element 14, the voltage across the coupling capacitance will then be set so that no DC voltage component occurs across the inductor 10.
It thus comes to the coupling capacitance 20 that the sum of the input voltage 4 (measured between terminals 2 and 3) and the output voltage or load voltage to be measured between terminals 5 and 6 is now switched through, the electronic switching element 14, which corresponds to the polarity of the voltage across the coupling capacitance 20, the output diode 15 is stressed in the reverse direction, the inductance 12 occurs in the direction counted positively from node 9, the difference between the coupling capacitor voltage and the output voltage, i.e. when a ripple of the coupling capacitor voltage is neglected, the input voltage of the system occurs.
The input inductance 10 thus remains de-energized in a first approximation, since the input voltage is at both ends 2 and 9 with respect to terminal 3; a current flowing in 10 is therefore not changed. Thus, only the current flowing in inductor 12 (counted positively starting from terminal 9) is increased due to the input voltage present. The current flow to the output is, as is immediately apparent when analyzing the current distribution at terminal 9, determined by the difference between the current in inductor 12 and the current in inductor 10 (counted as positive flowing to terminal 9) and takes place via coupling capacitance 20 to the positive output terminal 5. The coupling capacity is slightly discharged by this current flow.
If the electronic switching element 14 is now blocked by a corresponding control signal of a superimposed control circuit regulating the output voltage, the current flow impressed by the inductance 12 commutates into the output diode 15, furthermore the output voltage now occurs via the inductance 12, whereby the current flow is reduced. The current flow to the input terminal 3 now takes place via the coupling capacitance 20, as a result of which it is recharged. The negative output voltage occurs between terminal 9 and terminal 18, the difference of the input voltage between terminal 2 and terminal 18
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and the voltage of the coupling capacitor, ie if a voltage ripple at 20 is neglected, also the negative output voltage.
This shows that the input inductance remains de-energized in the on and off states of the power transistor 14, that is to say (ideally there is no rib) in the system of the input current. As a closer analysis shows, the i actually comes over the input inductance.
a to be very low ripple of the coupling capacitor voltage, but the amplitude of the ripple of the input current that occurs as a result can be limited to very low values by suitable selection of the capacitance value of the coupling capacitor or the inductance value of the input inductance
As stated above, a positive voltage time area, defined by the (predetermined) input voltage, occurs within the inductance 12 during the switch-on interval of 14, and a negative voltage time area defined by the output voltage occurs within the blocking interval. The stationary operating state of the system is then given,
if both voltage time areas have an identical amount and thus there is no change in the current flowing in the inductor 12 on average over a switch-on cycle of the power transistor 14. The value of this current is such that the amount of charge (negative current time area) removed from the coupling capacitance 20 within the switch-on interval 14 becomes equal to the charge (positive current time area) flowing in during the switch-off interval.The output voltage is then more fixed, due to the relative Duty cycle of 14 defined relation to the input voltage, which shows the possibility of regulating the output voltage by appropriate control of 14. If, for example, the relative duty cycle of 14 is increased starting from a stationary operating point of the system,
the positive voltage time area predominates at 12, which results in an increase in the current. This current rise leads to an increase in the output current (as mentioned above as the difference between current in 12 and current in 10) and thus to a higher voltage drop at the load, which increases the output voltage, and the imbalance of negative and positive voltage time area at 12 to is reduced to achieve a new steady state. During this equalization process, a transient voltage component also occurs at inductor 10, which leads to an increase in the input current corresponding to the higher power delivery to the output.
An embodiment variant of the system according to the invention is shown in FIG. 2. The same designations as in FIG. 1 are chosen for the same elements and circuit points.
The circuit according to FIG. 2 can be thought of from FIG. 1 simply by shifting the inductor 10 to the output, all the switching connections from FIG. 1 remaining unchanged and only the switching connection 11 being replaced by an inductor and the inductor 10 being replaced by a through connection.
From the symmetry of the circuit shown in FIG. 1, it is immediately apparent that the ripple of the output current and not, as for the circuit according to FIG. 1, the ripple of the input current is now limited to small values, as a result of which the basic circuit function or the voltage translation of the circuit but is not changed. A detailed explanation of the system function can therefore be omitted.
Basically, it should be noted that the basic principle described above of largely suppressing the ripple of the input or output current when the valves (the electronic switch 14 and the diode 15) are modified can also be used to convert an alternating voltage and also not only on unidirectional energy flow from the input terminals 2 and 3 to the output terminals 5 and 6 is restricted.
If, for example, a diode is arranged antiparallel to power transistor 14 and a second power transistor is arranged antiparallel to diode 15 (i.e., 14 and 15 are expanded to bidirectional unipolar electronic switching elements) and the transistors are controlled in a push-pull manner, the power output by an active load can also be output be fed back to the entrance. If, in addition to the reversal of the energy flow direction, a reversal of the sign of the input and output voltage should also be possible, bidirectional biploar switches must be arranged instead of the bidirectional unipolar switching elements, whereby an AC voltage-AC voltage converter with a very low ripple of the input or output current is obtained.