<Desc/Clms Page number 1>
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Umformung von Drehstrom- In Gleichstromenergie wie sie Im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschrieben ist.
Nach dem derzeitigen Stand der Technik werden zur Realisierung eines dreiphasigen Pulsglelchrrchter- systemes bel Forderung nach hochfrequenter Potentialtrennung drei zu einem dreiphasigen System verschaltet, einphasige AC-DC Konverter herangezogen. Die Eingangsteile der einphasigen Teilsysteme werden dabei meist als ungesteuerte Gleichrichter mit kapazitiver Glättung ausgeführt. Die so gebildete Gleichspannung wird mittels potentialgetrennter DC-DC Konverter in die Ausgangsspannungsniveaus umgeformt.
Als Nachteile dieses Konzeptes sind die hohe Bauelementeanzahl des Leistungs- und Steuerungsteiles, die zufolge der mit doppelter Netzfrequenz pulsierenden Phasenmomentanleistung pnnzlpbedlngt geringe Ausnutzung der Phasenstromrichter, die den Wirkungsgrad und die Leistungsdichte verringernde zweistufige Energieumformung und die, über Verzerrung der Netzspannung am Anschlusspunkt gegebenenfalls zu einer Beeinflussung anderer Verbraucher führende, pulsförmige Stromaufnahme zu nennen.
Weiters ist aus der WO - A1 - 92/07416 eine Ausführung eines dreiphasigen AC/DC-Konverters bekannt, welche über Anordnung jeweils eines elektronischen Leistungsschalters und eines mittels dieses Schalters hochfrequent getakteten Übertragers In jeder Phase gegenüber der vorstehend beschnebenen einfachsten Ausführung eine Verringerung der Netzbeeinflussung erreicht Allerdings weist auch dieses Konzept ausgangsseitig niederfrequente Energlependelungen und eine Abweichung des Netzstromverlaufes von der idealen Sinusform auf. Auch weist diese Schaltung eine relativ geringe Ausnutzung der Phasenschaltelemente auf, und benötigt einen relativ hohen Aufwand zur Realisierung des Lelstungs- und Steuerungsteiles.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine dreiphasige, hochfrequent potentialgetrennte Gleichnchtereln-
EMI1.1
und Steuerungsteiles (einfachermenteanzahl), hoher Leistungsdichte (einstufiger Energieumformung), weitgehend sinusförmiger Stromaufnahme und der Möglichkeit eines strombegrenzten Hochlaufes bzw. der Begrenzung des Eingangsstromes bei transienten Netzüberspannungen zu schaffen.
Dies wird erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Bel Ausführung nach Patentanspruch 2 wird jeder Phase des speisenden Drehstromnetzes ein mit zwei Primär-Teilwicklungen und einer Sekundärwicklung ausgeführter magnetischer Energiespeicher zugeordnet, wobei die an den über Dioden gekoppelten Primärwicklungen liegenden Spannungen durch einen für alle Phasen gemeinsamen abschaltbaren Leistungshalbleiter, z. B. einen Leistungstransistor hochfrequent getaktet werden. Die Sekundärwicklungen der Phasenenergiespeicher werden über Dioden zu einem, In Verbin- dung mit einem Ausgangskondensator ein Gleichspannungsniveau erzeugenden Sytemteil verschaltet.
Aufgrund der, innerhalb der Leitphase des primärseitigen Transistors einen sekundärseitigen Stromfluss unterbindenden Orientierung der Ausgangsdioden weist das System die Grundfunktion eines Sperrwandler auf. Die während der Leltphase des Leistungstransistors in die Phasenenergiespeicher übertragene Energie wird nach Abschalten des Transitors entsprechend der induktiven Kopplung des Eingangs- und Ausgangskreises an die Ausgangsseite übergeben und innerhalb der Sperrphase über die Ausgangsdioden in den die Ausgangsspannung stützenden Ausgangskondensator geführt. Der Leistungsfluss des Konverters wird unmittelbar durch die Steuerung des Leistungstransistors definiert, womit neben der Regelung der Ausgangsgleichspannung auch eine Begrenzung eingangs- wie auch ausgangsseitiger Überströme (z. B.
Innerhalb der Hochlaufphase, bei transienten Netzüberspannungen oder bei Kurzschluss des Ausgangskreises) ermöglicht wird. Weiters wird aufgrund der einstufigen Systemstruktur über die Taktung des Leistungstransistors auch die Netzstrombildung beeinflusst. Im Gegensatz zu den bei ungesteuerter Gleichrichtung In den, den Maxima der verketteten Phasenspannungen benachbart liegenden Zeitabschnitten auftretenden hohen Pulsströmen, wird bei Anordnung der erfindungsgemässen Schaltung innerhalb jeder Pulsperiode, also kontinuierlich über eine Grundschwingungsperiode ein Leistungsfluss zwischen Pnmär- und Sekundärkreis erreicht.
Erfogt die Steuerung des elektronischen Schalters derart, dass innerhalb jedes Taktintervalles die während der Einschaltzeit des Leistungsschalters von den Phasenenergiespeichern aufgenommene Energie zur Gänze an den Ausgangskreis abgegeben wird, treten, wie eine nähere Analyse zeigt, im Spektrum der EingangsPhasenströme des Konverters neben der In Verbindung mit der Netzspannungsgrundschwingung den Leistungsfluss definierenden Grundschwingung nur schaltfrequente Harmonische auf.
Über Filterung dieser
EMI1.2
somitein (Ideal) rein sinusförmiger, in Phase mit der Netzspannung liegender Netzstrom - erreicht womit gegenüber Systemen mit netzgeführter ungesteuerter Gleichrichtung eine wesentliche Verringerung der Netzrückwirkungen gegeben ist Zufolge des bei sinusförmigem Netzstromverlauf zeitlich konstanten Leistungsflusses kann vorteilhaft auch die zur Glättung der Ausgangsspannung erforderliche Kapazität des Ausgangskondensators verringert und damit die Leistungsdichte des Systemes erhöht werden.
<Desc/Clms Page number 2>
Eine weitere Ausführungsvariante beschreibt der Kennzeichenteil des Patentanspruches 3. Die Zahl der Primärwicklungen wird dabei reduziert weiters können die Primärenergiespeicher zu einem dreiphasigen System zusammengefsst werden was eine Verringerung der Baugrösse des Konverters erlaubt. Zur Gleich-
EMI2.1
unter Bezugnahme auf eine festgelegte Zählpfeilrichtung also positive und negative Sekundärströme auftreten.
Durch Weiterentwicklung nach den Patentansprüchen 4 bis 7 wird über Anordnung eines weiteren, dem Ausgangskondensator über Entkopplungsdioden parallel liegenden abschaltbaren Leistungstransistors eine Verringerung der Schaltverluste und der Sperrspannungsbeanspruchung der eingangsseitigen Leistunghalbleiter erreicht bzw. ist damit allgemein ein hinsichtlich der Dimensionierung der Komponenten des Stromrichters vorteilhafter zusätzlicher Feiheitsgrad gegeben.
Eine weitere Ausführungsvanante beschreibt der Kennzeichenteil des Patentanspruches 8 wobei durch Anordnung mehrerer Sekundärwicklungen der Phasenenergiespeicher mehrere potentialgetrennte Ausgangsspannungen gebildet werden können.
Die Erfindung sowie weitere vorteilhafte Ausgestaltungen werden Im weiteren anhand der, In den im folgenden angegebenen Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt :
Fig. 1 Eine Grundstruktur (vereinfachte, schematische Darstellung) des Lelstungs- und Steuerungsteiles des erfindungsgemässen Drehstrom-Pulsglelchrichtersystemes.
Fig. 2 Den Zeitverlauf der Eingangs-Phasenspannungen und der Eingangs-Phasenströme bel stationärem
Betrieb der erfindungsgemässen Stromrichterschaltung.
Fig. 3 Eine Grundstruktur des Leistungsteilers einer Ausführungsvariante der erfindungsgemässen Strom- nchterschaltung die eine Zusammenfassung der Phasenenergiespeicher zu einem dreiphasigen System erlaubt.
Fig. 4, Fig. 5, Fig. 6 und Fig. 7 Grundstrukturen des Leistungsteiles bei durch Anordnung eines sekundär- seitigen abschaltbaren Leistungshalbleiters In Verbindung mit Verschaltungen von Entkopplungsdioden gebildeten Ausführungsvarianten der erfindungsgemässen Stromnchterschaltung wobei Fig, 6 und Fig. 7 auf die Darstellung des sekundärseitigen Schaltungsteiles beschränkt werden.
Fig. 8 Die Gegenüberstellung des Zeitverlaufes der Primär- und Sekundär-Phasenströme innerhalb des
Intervalles der Stromübergabe von der Primär- auf die Sekundärseite bei Ausführung der erfindungsge- mässen Stromrichterschaltung mit und ohne sekundärseitigen Leistungsschalter, sowie die Steuersignale des primär- und sekundärseitigen elektronischen Leistungsschalters.
In Fig. 1 ist ein Drehstrom-Pulsgleichrichtersystem 1 dargestellt, dessen Grundfunktion in der Umformung eines durch Phasen-Wechselspannungsquellen 2,3,4 symbolisierten dreiphasigen Spannungssystemes 5 in eine über dem Ausgangskondensator 6 auftretende Gleichspannung besteht.
Der Emgangsteil des Systemes wird durch ein, vereinfacht als einstufiges LC-Filter 7 dargestelltes, über die Verschaltung der Induktivitäten 8 und der Kapazitäten 9 realisiertes Tiefpassfilter gebildet.
Die Ausgangsspannungen des Filters werden über die Verbindungsleitungen 10, 11, 12 an die Wurzelpunkte 13, 14, 15 einer aus Primär-Teilwicklungen 16, 17, 18 magnetischer Phasenenergiespeicher 19, 20, 21 und an deren von den Wurzelpunkten abgewandten Seite angeschlossenen, kathodenseitig verbundenen Dioden 22, 23, 24 und den anodenseitig verbundenen, jeweis zu einem Ende der Primär-Teilwicklungen 25, 26, 27 der Phasen-Energiespeicher 19, 20, 21 geführten Dioden 28, 29, 30 gebildeten Brückenschaltung 31 gelegt, wobei die nicht an Dioden gekoppelten Enden der Primär-Teilwicklungen 16 und 25 mit dem Wurzel punkt 13,
die nicht an Dioden gekoppelten Enden der Primär-Teilwicklungen 17 und 26 mit dem Wurzelpunkt 14 und die nicht an Dioden gekoppelten Enden der Primär-Teilwicklungen 18 und 27 mit dem Wurzelpunkt 15, verbunden sind und die beiden jeweils in einem Brückenzweig befindlichen PnmärTeilwicklungen (16 und 25, 17 und 26,18 und 27) gleichen Wicklungssinn aufweisen. Im Ausgangskreis der Brückenschaltung 31 liegt ein z. B. mittels eines Transistors ausgeführter abschaltbarer Leistungshalbleiter 32 der über den Ausgang einer Steuereinheit 33 angesteuert wird.
Jeder Glelchspannungs-Ausgangskreis des Systemes wird durch mindestens eine, auf einem der Phasenenergiespeicher 19, 20, 21 angeordnete Sekundärwicklung gespeist wobei vorteilhaft jeweils eine Sekundärwicklung jeder Phase zur Bildung eines Ausgangskreises herangezogen wird. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ISt Im vorliegenden Fall nur ein Ausgangskreis 34 dargestellt. Weitere Ausgangskreise sind durch Aufbringen weiterer, entsprechend dem nachstehend beschriebenen Schaltungspnnzip verschalteter Sekundärwicklungen auf die Phasenenergiespeicher zu bilden.
Die den Ausgangskreis 34 bildenden Sekundärwicklungen 35, 36, 37 werden an eine das Bezugspotential der Ausgangsgleichspannung führende Verbindungsleitung 38 gelegt und die von dieser Verbindungsleitung
<Desc/Clms Page number 3>
abgewandt liegenden Wicklungsenden an die Anoden von drei kathodenseitig an der das positive Ausgangspotential führenden Verbindungsleitung 39 liegenden Dioden 40, 41, 42 geschaltet, wobei der Wicklungssinn der Sekundärwicklungen 35, 36, 37 derart gewählt wird, dass die Dioden 40, 41, 42 während des Leltzustandes des Leistungstransistors 32 einen Stromfluss im Sekundärkreis unterbinden.
Die Sekundärwicklung 35 ist dabei mit den ebenfalls magnetisch gekoppelten Primär-Teilwicklungen 16 und 25, die Sekundärwicktung 36 mit den magnetisch gekoppelten Primär-Teilwicklungen 17 und 26 und die Sekundärwicklung 37 mit den magnetisch gekoppelten Primär- Teilwicklungen 18 und 27 magnetisch gekoppelt Die zwischen den Verbindungsleitungen 39 und 38 liegende Ausgangsgleichspannung wird durch einen der sekundärseitigen Ventll- und Wicklungsanordnung 43 parallel liegenden Ausgangskondensator 6 gestützt und über die Verbindungsleitungen 44,45 einem Verbraucherkreis 46 zugeführt.
In die der Steuereinheit 33 über die Verbindungsleitung 47 zugeführten Information kann neben einem externen Steuersignal 48 über die Verbindungsleitung 49 auch der Istwert der Ausgangsspannung oder etwa bei Realisierung einer Strombegrenzung (in Fig. 1 aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht dargestellt) auch der Wert des Ausgangsstromes oder des Stromes durch den Leistungstransistor 32 einbezogen werden, wobei diese Informationen durch die Steuereinheit 33 vorteilhaft in ein gegenüber der Netzfrequenz hochfrequentes, am Ausgang der Steuereinheit 33 auftretendes, den Leistungstransistor 32 im stationären Fall mit über die Grundschwingungs-Netzperiode zeitlich konstantem Verhältnis von Ein- und Ausschaltzelt steuerndes und damit den Leistungsfluss des Konverter definierendes, an der Steuerleitung 50 anliegendes Signal umgesetzt wird.
Das System wird vorteilhaft so gesteuert, dass das Einschalten des Leistungstransistors 32 stets stromlos erfolgt, im Einschaltzeitpunkt die magnetischen Energiespeicher 19, 20, 21 also vollständig entladen sind. Bel Duchschalten des Leistungstransistors 32 zufolge eines von der Steuereinheit 33 abgegebenen
EMI3.1
rende Anstieg der Primär-Phasenströme in den in Vorwärtsrichtung gepolten Zweigen der Brückenschaltung 31 wird durch die am Ausgang des Netzfilters 7 liegenden Momentanwerte der Phasenspannungen, die aufgrund der Tiefpasswirkung des Filters 7 weitgehend den Phasenspannungen der Netz-Spannungs- quellen 2, 3, 4 entsprechen, definiert.
Bei über die Netz-Grundschwingungsperiode konstanter Einschaltzelt des Leistungstransistors 32 werden somit im Abschaltzeitpunkt des Transistors 32 in den Verbindungslet- tungen 10, 11, 12 den Netz-Phasenspannungen proportionale Phasenstromwerte erreicht bzw. ein diesen entsprechender Energiebetrag in den Phasen-Energiespeichern 19, 20, 21 gespeichert.
Bel Abschalten des Leistungstransistors bedingt diese gespeicherte magnetische Energie einen bel idealer Koppung des Pnmär- und Sekundärkreises unmittelbar einsetzenden Stromfluss in den Sekundärwicklungen 35, 36, 37 der über die innerhalb der Leitphase des Transistors 32 einen sekundärseitigen Stromfluss unterbindenden Dioden 40, 41, 42 In den Ausgangskondensator 6 bzw. an den diesem parallel geschalteten Verbraucher 46 geführt wird, was eine Abmagnetislerung der Phasenenergiespeicher 19, 20, 21 bzw. einen Energietransfer an die Ausgangsseite 34 bewirkt.
Nach vollständiger Entmagnetisierung der Phasen-Energiespeicher kann ein stromloses Wiedereinschalten von Transistor 32 erfolgen, da in diesem Fall die durch das Einschalten ausgelöste Sperrung der Dioden 40, 41, 42 keinen unmittelbar auftretenden primärseitigen Stromfluss zufolge hat.
Da die Abmagnetisierungsphase den primärseitigen Stromverlauf nicht beeinflusst verbleiben aufgrund der den Netz-Phasenspannungen proportionalen Einhüllenden der in den Verbindungsleitungen 10,11,12 auftretenden Konvertereingangsströme bei Filterung der schaltfrequenten Harmonischen über das Tiefpassfilter 7 bei sinusförmigem Verlauf der Spannungen der Wechselspannungsquellen 2, 3, 4 sinusförmige, in Phase mit den speisenden Spannungen liegende Netzströme Das System weist somit geringe Netzrückwir- kungen und einen hohen Leistungsfaktor bzw. ohmsches Netzverhalten auf womit gegenüber netzgeführter Gleichrichtung eine erhebliche Verringerung der Netzrückwirkungen erreicht wird.
Zur Veranschaulichung der vorstehend beschriebenen Zusammenhänge sind in Fig. 2 die Zeitverläufe der über den Phasen-Spannungsquellen 2, 3, 4 auftretenden Spannungen und die bel Steuerung des Systemes entsprechend obiger Beschreibung in den Verbindungsleitungen 10,11,12 auftretenden Ströme angegeben, wobei die Bezeichnung der Spannungs- und Stromkurven gleich der jener Schaltungselemente, an denen die Signalverläufe auftreten, gewählt wurde. Aus der Darstellung ist deutlich die netzspannungsproportionale Führung der Ströme zu ersehen.
Zufolge des diskontinuierlichen Betnebes der Vorrichtung durch gegenüber der Netzfrequenz hochfrequente Taktung des Leistungstransitors 32 über die Steuereinheit 33 weisen die Ströme 10, 11, 12 neben der Grundschwingung schaltfrequente Oberschwingungen auf, die im Zeitverlauf durch einen der Grundschwingung überlagerten, hochfrequenten dreieckförmigen Signalverlauf zum Ausdruck kommen.
Fig. 3 zeigt eine Ausführungsvariante des Drehstrom-Pulsglelchrrchtersystems nach Fig. 1 Diese Variante unterscheidet sich von der Schaltung nach Fig 1 dadurch, dass die Primär-Teilwicklungen 16, 17, 18 bzw
<Desc/Clms Page number 4>
EMI4.1
<Desc/Clms Page number 5>
26, 27signifikante Verbesserung des Wirkungsgrades des Konverters erreicht oder eine Verringerung der Sperrspannungsbeanspruchung von Transistor 32 ermöglicht wird.
EMI5.1
kung auf die Darstellung der sekundärseitigen Schaltungsteile der Systeme nach Fig. 1 und Fig. 3 gezeigt die Einfügung der Diode 75 auch umgangen werden, wenn an den anodenseitigen Anschlüssen der Dioden 40, 41, 42 (bei Ausführung nach Fig.
1) beziehungsweise den anodenseitigen Anschlüssen der Dioden 61, 62, 63 (ben Ausführung nach Fig. 3) drei Entkopplungsdioden 80, 81, 82 anodens6ltlg angeschlossen werden, wobei diese Dioden kathodenseitig verschaltet sind und über den sekundärseitigen Leistungsschalter 76 mit dem negativen Anschluss des Ausgangskondensators 6 verbunden werden können.
Fig. 8 illustriert die Beschleunigung des Stromüberganges am Beispiel des Einsatzes der vorstehend beschriebenen Schaltungserweiterung nach Fig. 4 bzw F ! g. 6 (sekundärseitiger, abscha ! tbarer Leistungshaib- leiter 76 mit ausgangsseltiger Diode 75 bzw. mit Entkopplungsdioden 80, 81, 82). Die Bezeichnung der dargestellten Ströme ist im weiteren im Sinne der Übersichtlichkeit gleich wie die der, diese Ströme führenden Schaltungselemente gewählt. Die positive Zählrichtung der Pnmärströme 10,11,12 Ist vom Ausgang des Netzfilters 7 zu den Wurzelpunkten 13, 14, 15 vereinbart.
Die Sekundärströme werden in Richtung der Dioden 40, 41, 42 positiv gezählt. Der Strom 76 durch den sekundärseitigen Leistungstransistor wird zur Verbindungsleitung 38 onentiert positiv gezählt. Mit 32 wird das an der Steuerleitung des primärseitigen Leistungstransistors anstehende Signal bezeichnet, entsprechend bezeichnet 76 das an der Steuerleitung 77 des sekundärseitigen Leistungsschalters anstehende Signal.
Fig. 8, (a) zeigt die Verhältnisse ohne sekundärseitigen Leistungstransistor 76. Flg. 8, (b) veranschaulicht, wie durch Einsatz des sekundärseitigen Leistungsschalters 76 die Stromübergabe von der Primär- auf die Sekundärseite beschleunigt wird, was in einer entsprechenden Reduktion der Verluste im Begrenzungskreis 74 bzw in der Verringerung der Spannungsbeanspruchung des primärseitigen Leistungsschalters 32 resultiert.