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Die Erfindung betrifft eine Gleichrichter-Schaltungsanordnung mit einem Zerhacker-Regler zur Erzeugung einer last- und netzspannungsunabhängigen konstantgehaltenen Ausgangs-Gleichspannung, dessen Durchschalte- zeitdauer vom Wert der Netzspannung und von dem des an den Ausgang des Gleichrichters angeschlossenen
Lastwiderstandes abhängt, und dem ein aus einer Längs-Induktivität und einer Quer-Kapazität bestehendes
Glättungsnetzwerk nachgeschaltet ist, wobei ein dem Zerhacker-Regler eingangsseitig vorgeschalteter
Speicherkondensator parallel zu dem Ausgang eines an einen Netztransformator angeschlossenen
Diodengleichrichters mit vier Gleichrichterdioden geschaltet ist und weiters die Sekundärwicklung des
Netztransformators eine Mittelanzapfung aufweist, die über eine Koppeldiode in deren Durchlassrichtung mit dem
Eingang des Glättungsnetzwerkes verbunden ist.
Eine derartig ausgebildete Gleichrichter-Schaltungsanordnung ist bekannt. Der in ihr angeordnete
Zerhacker-Regler, der meist mit einem Halbleiter-Schaltelement, wie z. B. einem Transistor oder einem Thyristor ausgerüstet ist, wirkt als Impulsbreiten-Modulator und er bewirkt, dass die an den Klemmen des nachgeschalteten
Glättungsnetzwerkes anliegende Spannung bei Durchschaltung des Zerhacker-Reglers die als Energiespeicher wirkende Längsinduktivität des Glättungsnetzwerkes so auflädt, dass die gespeicherte Energie während der
Sperrzeit des Zerhacker-Reglers eine weitgehende Konstanz der Ausgangs-Gleichspannung bewirkt.
In dem Schaltelement des Zerhacker-Reglers tritt ein Energieverlust auf, der umso kleiner ist, je kleiner das
Verhältnis der Durchschaltedauer zur Schaltfolgeperiodendauer ist. Dieses Verhältnis erreicht dann niedrige
Werte, wenn die Eingangsspannung höher als die Ausgangsspannung ist. Für eine günstige Wirkung ist es nötig, dass die Eingangsspannung den etwa 1, 5- bis 2fachen Wert der Ausgangs-Gleichspannung aufweist.
Bei der bekannten Schaltungsanordnung liegt die halbe Sekundärspannung des Netztransformators in der auf eine Durchschalteperiode des Zerhacker-Reglers folgenden Halbperiode, in der der Zerhacker-Regler gesperrt ist, über eine Diode direkt am Eingang des Glättungsnetzwerkes an. Gleichzeitig lädt sich der unmittelbar an den
Eingang zum Zerhacker-Regler angeschlossene Speicherkondensator auf, was die Speisung des Zerhacker-Reglers in dieser Halbperiode bewirkt. Der Zerhacker-Regler liefert an seinem Ausgang Spannungsimpulse, die zwischen den über die von der Mittelanzapfung des Netztransformators über die an diese und an den Eingang des Glättungsnetzwerkes angeschlossene Diode kommenden, die Halbwellenspannung bildenden Impulsen auftreten.
Dies bewirkt, dass der Wert der Induktion der Längsinduktivität des Glättungsnetzwerkes bei gleicher Konstanz der Ausgangsspannung zwar kleiner bemessen werden kann, weil die Spannung eine doppelt so hohe Frequenz aufweist als die ohne die die Mittelanzapfung des Netztransformators mit der Längsinduktivität verbindende Diode auftretende Spannung am Eingang des Glättungsnetzwerkes, doch weist diese Schaltungsanordnung den Nachteil auf, dass die zur Speisung des Zerhacker-Reglers dienende Spannung nicht 1, 5bis 2fach so hoch wie die Ausgangs-Gleichspannung gemacht werden kann, so dass die Wirksamkeit des Zerhacker-Reglers unbefriedigend ist, und ausserdem besteht bei dieser bekannten Schaltungsanordnung der Nachteil, dass der Bereich, innerhalb dessen die Ausgangs-Gleichspannung in Abhängigkeit von der Einstellmöglichkeit im Zerhacker-Regler nur sehr eng begrenzt ist.
Die unerwünschte Begrenzung des Grössenwertes der am Zerhacker-Regler-Eingang anliegenden Wechselspannung rührt von dem durch den Zerhacker-Regler nicht gesteuerten, über die Diode an dem Glättungsnetzwerk anliegenden Anteil der Spannung her. Bei dieser symmetrisch ausgebildeten Schaltung kann die vom Transformator gelieferte Spannung nie so niedrig bemessen werden, dass sie die Ausgangs-Gleichspannung nicht übersteigt, und gleichzeitig so hoch bemessen werden, dass sie den 1, 5- bis 2fachen Grössenwert der Ausgangs-Gleichspannung erreicht.
Aus der deutschen Offenlegungsschrift 1588322 sind ferner Schaltungsanordnungen bekannt, denen die Aufgabe zugrundeliegt, den Kapazitätswert des Ladekondensators bei gleicher Siebwirkung zu verringern. Dies erreicht die bekannte Anordnung durch Anwendung des Prinzips, zur Umschaltung zwischen zwei gleichphasigen Wechselspannungen verschiedener Amplitude als Ladespannungen einen mit einer Steuerschaltung verbundenen Schalter anzuordnen. Bei dieser Anordnung tritt jedoch der Nachteil auf, dass die am Eingangsnetzwerk anliegende Spannung in ihrem zeitlichen Verlauf periodisch auch den Wert Null annimmt, wie dies weiter unten näher ausgeführt wird. Dieser zeitliche Spannungsverlauf bedingt aber, dass das Glättungsnetzwerk bei der bekannten Anordnung aufwendiger bemessen werden muss, als wenn die Eingangsspannung den Nullwert zu keiner Zeit erreicht.
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung der oben beschriebenen Art anzugeben, die es gestattet, dem Zerhacker-Regler eine Spannung in der Höhe der 1, 5- bis 2fachen Ausgangs-Gleichspannung zuzuführen und dabei den Maximalwert der Ausgangs-Gleichspannung nicht zu überschreiten und die oben angegebenen Nachteile der bekannten Anordnungen vermeidet.
Sie erreicht dies dadurch, dass erfindungsgemäss entweder der Netztransformator mit zwei einander gleichen Sekundärhilfswicklungen ausgebildet ist, deren Endanschlüsse über das eine Gleichrichterdiodenpaar des Diodengleichrichters mit dem Eingang des Zerhacker-Reglers verbunden sind, oder dass der Netztransformator mit einer einzigen Sekundärhilfswicklung ausgebildet ist, deren beide Anschlüsse für eine Zusatzspannung zu der vom Netztransformator gelieferten Spannung über zwei zusätzliche in den Diodengleichrichter geschaltete Gleichrichterdioden mit dem Eingang des Zerhacker-Reglers verbunden sind.
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Im folgenden wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen näher beschrieben. Fig. l zeigt eine bekannte Schaltungsanordnung, von der die Erfindung ausgeht, Fig. 2 zeigt eine prinzipielle Darstellung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung, Fig. 3 zeigt eine Schaltungsanordnung für einen Gleichrichter nach der Erfindung, bei dem der Netztransformator mit zwei zusätzlichen Wicklungen versehen ist, Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem Netztransformator, der nur eine einzige zusätzliche Wicklung aufweist, bei der jedoch zwei zusätzliche Dioden erforderlich sind, Fig. 5a und 5b veranschaulichen die zeitlichen Spannungsverläufe bei einer bekannten Anordnung und bei der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung.
Die bekannte Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält einen Netztransformator--Tr--mit einer Sekundärwicklung mit Mittelanzapfung. Die Sekundärwicklungshälften-Wl und W2-sind an einen aus den vier Dioden-D2 bis D5-- zusammengesetzten Vollweggleichrichter angeschlossen, dessen einer Gleichstrom-Ausgang den einen Gleichstrom-Ausgang der Schaltungsanordnung bildet, wogegen der andere
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Mittelanzapfung der Sekundärwicklung--Wl, W2--des Netztransformators--Tr--ist einerseits über eine Diode--dan den Ausgang des Zerhacker-Reglers--ZR--, anderseits an einen Speicherkondensator - Kl--angeschlossen, dessen andere Klemme an den Eingang des Zerhacker-Reglers--ZR-angeschlossen ist.
Mit dieser-dem Stand der Technik entsprechenden-Schaltungsanordnung kann die eingangs gestellte Forderung, dass die am Eingang des Glättungsnetzwerkes--L, K--anliegende Wechselspannung einerseits nicht höher sein soll als die Ausgangs-Gleichspannung, gleichzeitig aber die am Eingang des Zerhacker-Reglers --ZR-- anliegende Gleichspannung den optimalen Wert vom 1, 5- bis 2fachen der Ausgangs-Gleichspannung aufweisen soll, nicht erfüllt werden, wenngleich mit dieser Schaltung eine Verringerung des nötigen Induktionswertes der Längsinduktivität--L--erreichbar ist.
Bei dieser Schaltung liegt die halbe Sekundärspannung Ul = U2 des Netztransformators--Tr--in einer jeweils nächsten Halbperiode über die Diode--Dl--direkt am Eingang des Glättungsnetzwerkes--L, K--an. Gleichzeitig wird der Kondensator --Kl-- durch die Spannung UK1 während der jeweils andern Halbperiode der Sekundärspannung aufgeladen
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so hohe Frequenz aufweist als die am Eingang des Zerhacker-Reglers--ZR-anliegende Spannung in dem Fall aufweist, wenn die Diode--Dl--nicht vorhanden wäre ; derr Zerhacker-Regler--ZR-braucht also in der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung nur die halbe Ausgangsleistung zu steuern und er unterliegt daher günstigeren Betriebsbedingungen als solche bei Wegfall der Diode --D1-- vorliegen würden.
Doch weist diese Schaltungsanordnung insofern Nachteile auf, als bei ihr die zur Speisung des Zerhacker-Reglers verwendete Spannung UK1 nicht den 1, 5- bis 2fachen Wert der Ausgangs-Gleichspannung aufweisen kann, und weil dadurch
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eng begrenzt ist. Die Begrenzung des Grössenwertes der Spannung UK1 rührt von dem vom Zerhacker-Regler nicht gesteuerten Anteil U1 = U2 derselben her, der über die Diode--Dl--direkt am Eingang des Glättungsnetzwerkes--L, K--anliegt. Der Mittelwert der an den Klemmen--A, B--anliegenden Eingangsspannung darf unter keiner Belastungsbedingung bei der maximal zulässigen Eingangs-Wechselspannung den Grössenwert der Ausgangs-Gleichspannung übersteigen.
Weil der Kondensator--Kl--durch die jeweils andere Halbwelle der Sekundärspannung aufgeladen wird, kann die Spannung Ul = U2 in dieser symmetrischen Schaltungsanordnung niemals klein genug gemacht werden, dass sie nicht den Grössenwert der Ausgangs-Gleichspannung übersteigt, gleichzeitig aber so hoch bemessen werden, dass die den 1, 5- bis 2fachen Grössenwert der Ausgangs-Gleichspannung U = erreichen kann.
Diese Forderung kann nur mit einer gemäss der Erfindung unsymmetrisch ausgebildeten Schaltungsanordnung erfüllt werden, deren Prinzip in Fig. 2 gezeigt ist. Bei dieser Schaltungsanordnung weist der Netztransformator--Tr--eine zusätzliche Wicklung--W3--auf, deren Ausgangsspannung U3 in einem zusätzlichen Vollweggleichrichter--Glr2--gleichgerichtet wird.
Dessen Ausgangs-Gleichspannung ist mit der vom Gleichrichter--Glrl-gelieferten Gleichspannung, die aus den von den Wicklungen--Wl und W2-des Netztransformators--Tr--gelieferten Wechselspannungen U1 und U2 gewonnen wird, in Reihe geschaltet, und die resultierende Spannung liegt am Eingang zum Zerhacker-Regler--ZR--an. Der durch den Zerhacker-Regler--ZR--nicht gesteuerte Anteil der Ausgangsspannung hängt von den an den Sekundärwicklungen--Wl und W2--des Netztransformators--Tr--auftretenden Wechselspannungen U1 = U2 ab, wogegen die am Speicherkondensator--Kl--anliegende Spannung UK1 von der Summe der Spannungen Ul + U3 bzw. U2 + U3 abhängt.
Durch diese Ausbildung der Schaltungsanordnung ist es möglich, die Spannung Ul = U2 genügend niedrig zu halten, gleichzeitig aber doch durch entsprechende Wahl des
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Grössenwertes der Spannung U3 zu erreichen, dass die Summe U1 + U3 = U2 + U3 so hoch wird, dass die Bedingung UK1 = (1, 5 bis 2) U = erfüllt ist.
Bei der eingangs angegebenen Ausführung nach der deutschen Offenlegungsschrift 1588322 weist die am Glättungsnetzwerk anliegende Spannung bei Anschluss an ein Netz von 50 Hz Netzfrequenz eine Grundfrequenz von 100 Hz auf. Der zeitliche Spannungsverlauf ist in Fig. 5a gezeigt. Die am Glättungsnetzwerk anliegende Spannung weist, wie ersichtlich, periodisch wiederkehrende Nullstellen auf. Bei der erfindungsgemässen Anordnung tritt hingegen ein zeitlicher Spannungsverlauf auf, wie er in Fig. 5b gezeigt ist. Der Speicherkondensator--Kl--nach Fig. 3 und 4, der unmittelbar an den Eingang des Zerhacker-Reglers angeschlossen ist, wirkt wie eine Gleichspannungsquelle.
Er befähig den Zerhacker-Regler, an seinem Ausgang - Spannungsimpulse zu liefern, die den Halbwellenspannungen überlagert sind, und die von der
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W2-des Transformators-Tr-überGrundfrequenz aufweist wie die ohne den Speicherkondensator--Kl--erzeugte Spannung. Bei Anschluss an ein Netz von 50 Hz Netzfrequenz tritt daher am Eingang-A, B-des Glättungsnetzwerkes-L, K-eine
Grundfrequenz von 200 Hz auf. Daher kann diese Spannung nie den Nullwert erreichen und dies ist auch der
Grund dafür, dass das Glättungsnetzwerk--L, K--sparsamer bemessern werden kann als bei der bekannten
Schaltungsanordnung nach der deutschen Offenlegungsschrift 1588322.
Gegenüber dieser bekannten
Schaltungsanordnung unterscheidet sich die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung noch dadurch, dass eine Zusatzwicklung-W3-an dem Transformator-Tr-vorgesehen ist, deren Ausgangsspannung U3 in Fig. 3 über Dioden--D4, D5--, in FigA über Dioden --D1, D6-- an den Eingang des Zerhacker-Reglers angeschlossen ist. Diese Zusatzspannung wird auf die Lastversorgungsspannung übertragen, eine bei der bekannten Schaltungsanordnung vorgesehene Zusatzwicklung dient jedoch nur zur Versorgung der
Steuerschaltung.
Bei der nur zur Erläuterung der Erfindung dienenden Schaltungsanordnung nach Fig. 2 sind gegenüber der bekannten Schaltungsanordnung nach Fig. 1 um vier Dioden mehr erforderlich. Dieser Nachteil kann durch eine ebenfalls zum Gegenstand der Erfindung gehörende Ausgestaltung der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 gemäss den in den Fig. 3 und 4 gezeigten Schaltungsanordnungen vermieden werden.
Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 müssen die Bedingungen U1 = U2 und U3 = U4 erfüllt sein. Die am Speicherkondensator-Kl-anliegende Spannung UK1 hängt von der Summe der Spannungen U1 + U3 und U2 + U4 und von der Spannung U3 = U4 ab ; bei entsprechender Grössenbemessung der Spannungen kann die
Bedingung UK1 = 1, 5 U = erfüllt werden, unter der eine gute Wirksamkeit des Zerhacker-Reglers-ZR-- bezüglich der last- und netzspannungs-unabhängig konstanten Ausgangsspannung U = gewährleistet ist und sich ein grösserer Einstellbereich für die Ausgangs-Gleichspannung ergibt.
Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 ist ein Netztransformator mit insgesamt vier Teil-Sekundärwicklungen--Wl bis W4-- nötig. Da ein solcher nicht immer zur Verfügung stehen wird, ist es zweckmässig, die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 so umzugestalten, dass bei dieser Ausführungsform ein Netztransformator mit nur drei Sekundär-Teilwicklungen--Wl, W2, W3--nach Fig. 4 verwendet wird. Diese Ausbildungart der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung bedingt aber einen Mehraufwand von zwei Dioden --D6 und D7--bei sonst gleicher Funktionsweise wie die der Schaltungsanordnung nach Fig. 3, bei der die entsprechenden Schaltelemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sind wie in den Fig. 2 und 3.
Die Verwendung der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 bzw. die der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 hängt hauptsächlich von den Kosten des Netztransformators und von denen der für die benötigte Ausgangsleistung bemessenen Dioden ab.
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The invention relates to a rectifier circuit arrangement with a chopper regulator for generating a load- and mains voltage-independent output direct voltage that is kept constant and whose switching time depends on the value of the mains voltage and that of the connected to the output of the rectifier
Load resistance depends, and the one consisting of a series inductance and a transverse capacitance
Smoothing network is connected downstream, with a chopper controller connected upstream on the input side
Storage capacitor in parallel with the output of a connected to a mains transformer
Diode rectifier with four rectifier diodes is connected and furthermore the secondary winding of the
Network transformer has a center tap which is connected to the through a coupling diode in its forward direction
Input of the smoothing network is connected.
A rectifier circuit arrangement designed in this way is known. The one arranged in it
Chopper regulator, usually with a semiconductor switching element, such as. B. a transistor or a thyristor, acts as a pulse width modulator and it causes the at the terminals of the downstream
Smoothing network applied voltage when the chopper regulator is switched through, the series inductance of the smoothing network, which acts as an energy store, charges so that the stored energy is during the
The blocking time of the chopper regulator ensures that the DC output voltage remains largely constant.
An energy loss occurs in the switching element of the chopper regulator, and the smaller it is, the smaller it is
The ratio of the switching time to the switching sequence period is. This ratio then reaches low
Values when the input voltage is higher than the output voltage. For a favorable effect it is necessary that the input voltage has about 1.5 to 2 times the value of the output DC voltage.
In the known circuit arrangement, half the secondary voltage of the mains transformer is applied via a diode directly to the input of the smoothing network in the half-period following a switching period of the chopper regulator, in which the chopper regulator is blocked. At the same time, the loads directly to the
Input to the chopper regulator connected storage capacitor, which causes the supply of the chopper regulator in this half-period. The chopper regulator supplies voltage pulses at its output, which occur between the pulses forming the half-wave voltage coming from the center tap of the mains transformer via the diode connected to it and the input of the smoothing network.
This has the effect that the value of the induction of the series inductance of the smoothing network can be made smaller with the same constancy of the output voltage because the voltage has a frequency twice as high as the voltage at the input of the without the diode connecting the center tap of the network transformer with the series inductance Smoothing network, but this circuit arrangement has the disadvantage that the voltage used to feed the chopper regulator can not be made 1.5 to 2 times as high as the output DC voltage, so that the effectiveness of the chopper regulator is unsatisfactory, and also exists this known circuit arrangement has the disadvantage that the range within which the DC output voltage is only very narrowly limited depending on the setting options in the chopper regulator.
The undesired limitation of the magnitude of the alternating voltage applied to the chopper regulator input is due to the voltage component that is not controlled by the chopper regulator and is applied to the smoothing network via the diode. With this symmetrically designed circuit, the voltage supplied by the transformer can never be rated so low that it does not exceed the output DC voltage, and at the same time it can be rated so high that it reaches 1.5 to 2 times the value of the output DC voltage.
Circuit arrangements are also known from German laid-open specification 1588322, which are based on the object of reducing the capacitance value of the charging capacitor with the same filter effect. The known arrangement achieves this by using the principle of arranging a switch connected to a control circuit for switching between two in-phase alternating voltages of different amplitudes as charging voltages. With this arrangement, however, the disadvantage arises that the voltage applied to the input network periodically also assumes the value zero in its time course, as will be explained in more detail below. However, this voltage curve over time means that the smoothing network in the known arrangement has to be dimensioned in a more complex manner than if the input voltage never reaches the zero value.
It is the object of the invention to provide a circuit arrangement of the type described above which allows the chopper regulator to be supplied with a voltage equal to 1.5 to 2 times the DC output voltage and not to exceed the maximum value of the DC output voltage avoids the above-mentioned disadvantages of the known arrangements.
It achieves this in that, according to the invention, either the mains transformer is designed with two identical secondary auxiliary windings, the end connections of which are connected to the input of the chopper regulator via the one pair of rectifier diodes of the diode rectifier, or that the mains transformer is designed with a single secondary auxiliary winding, the two connections of which for an additional voltage to the voltage supplied by the mains transformer are connected to the input of the chopper regulator via two additional rectifier diodes connected to the diode rectifier.
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The invention is described in more detail below with reference to exemplary embodiments. Fig. 1 shows a known circuit arrangement, from which the invention is based, Fig. 2 shows a basic representation of the circuit arrangement according to the invention, Fig. 3 shows a circuit arrangement for a rectifier according to the invention, in which the mains transformer is provided with two additional windings 4 shows a circuit arrangement with a network transformer which has only a single additional winding, but in which two additional diodes are required, FIGS. 5a and 5b illustrate the voltage curves over time in a known arrangement and in the circuit arrangement according to the invention.
The known circuit arrangement according to FIG. 1 contains a mains transformer - Tr - with a secondary winding with a center tap. The secondary winding halves - W1 and W2 - are connected to a full-wave rectifier composed of the four diodes - D2 to D5--, one DC output of which forms one DC output of the circuit arrangement, while the other
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The center tap of the secondary winding - Wl, W2 - of the mains transformer - Tr - is connected on the one hand via a diode - dan the output of the chopper regulator - ZR--, on the other hand to a storage capacitor - Kl - whose other terminal is connected is connected to the input of the chopper regulator - ZR.
With this circuit arrangement corresponding to the state of the art, the requirement made at the beginning that the alternating voltage present at the input of the smoothing network - L, K - should not be higher than the output direct voltage, but at the same time the input of the chopper Regulator --ZR-- applied DC voltage should have the optimal value of 1.5 to 2 times the output DC voltage, can not be fulfilled, although with this circuit a reduction of the necessary induction value of the series inductance - L - can be achieved.
In this circuit, half the secondary voltage Ul = U2 of the mains transformer - Tr - is applied directly to the input of the smoothing network - L, K - in a respective next half cycle via the diode - Dl -. At the same time, the capacitor --Kl-- is charged by the voltage UK1 during the other half-cycle of the secondary voltage
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has a frequency as high as the voltage at the input of the chopper regulator - ZR - in the event that the diode - Dl - would not be present; The chopper regulator - ZR - therefore only needs to control half the output power in the circuit arrangement shown in Fig. 1 and it is therefore subject to more favorable operating conditions than would be the case if the diode --D1-- were not used.
However, this circuit arrangement has disadvantages insofar as the voltage UK1 used to feed the chopper regulator cannot have 1.5 to 2 times the value of the DC output voltage, and because of this
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is tightly limited. The limitation of the magnitude of the voltage UK1 is due to the portion U1 = U2 of the same which is not controlled by the chopper regulator and which is applied directly to the input of the smoothing network - L, K - via the diode - Dl. The mean value of the input voltage applied to terminals - A, B - must not exceed the value of the output DC voltage under any load conditions at the maximum permissible input AC voltage.
Because the capacitor - Kl - is charged by the other half-wave of the secondary voltage, the voltage Ul = U2 in this symmetrical circuit arrangement can never be made small enough that it does not exceed the value of the output DC voltage, but at the same time it is so high that it can reach 1.5 to 2 times the value of the output DC voltage U =.
This requirement can only be met with a circuit arrangement designed asymmetrically according to the invention, the principle of which is shown in FIG. In this circuit arrangement, the network transformer - Tr - has an additional winding - W3 - whose output voltage U3 is rectified in an additional full-wave rectifier - Glr2.
Its output direct voltage is connected in series with the direct voltage supplied by the rectifier - Glrl - which is obtained from the alternating voltages U1 and U2 supplied by the windings - Wl and W2 - of the mains transformer - Tr, and the resulting Voltage is present at the input to the chopper regulator - ZR. The portion of the output voltage that is not controlled by the chopper regulator - ZR - depends on the alternating voltages U1 = U2 occurring on the secondary windings - Wl and W2 - of the mains transformer - Tr -, whereas the one on the storage capacitor - Kl - the applied voltage UK1 depends on the sum of the voltages Ul + U3 or U2 + U3.
This design of the circuit arrangement makes it possible to keep the voltage Ul = U2 sufficiently low, but at the same time by selecting the appropriate
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To achieve the magnitude of the voltage U3 that the sum U1 + U3 = U2 + U3 is so high that the condition UK1 = (1, 5 to 2) U = is fulfilled.
In the above-mentioned embodiment according to German laid-open specification 1588322, the voltage applied to the smoothing network has a base frequency of 100 Hz when connected to a 50 Hz network frequency. The voltage curve over time is shown in FIG. 5a. As can be seen, the voltage applied to the smoothing network has periodically recurring zeros. In the case of the arrangement according to the invention, on the other hand, a voltage curve occurs over time as shown in FIG. The storage capacitor - Kl - according to FIGS. 3 and 4, which is connected directly to the input of the chopper regulator, acts like a DC voltage source.
It enables the chopper regulator to deliver at its output - voltage pulses which are superimposed on the half-wave voltages and those of the
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W2 of the transformer Tr has a base frequency like the voltage generated without the storage capacitor - Kl -. When connected to a network with a 50 Hz network frequency, there is a-L, K-input at input-A, B-of the smoothing network
Base frequency of 200 Hz. Therefore, this voltage can never reach zero and it is
Reason for the fact that the smoothing network - L, K - can be dimensioned more sparingly than with the known one
Circuit arrangement according to German Offenlegungsschrift 1588322.
Compared to this well-known
Circuit arrangement, the circuit arrangement according to the invention differs in that an additional winding-W3-is provided on the transformer-Tr-whose output voltage U3 in Fig. 3 via diodes - D4, D5 -, in Fig. A via diodes --D1, D6 - is connected to the input of the chopper regulator. This additional voltage is transferred to the load supply voltage, but an additional winding provided in the known circuit arrangement only serves to supply the
Control circuit.
In the circuit arrangement according to FIG. 2, which is only used to explain the invention, four more diodes are required compared with the known circuit arrangement according to FIG. 1. This disadvantage can be avoided by a configuration of the circuit arrangement according to FIG. 2 according to the circuit arrangements shown in FIGS. 3 and 4, which is also part of the subject matter of the invention.
In the circuit arrangement according to FIG. 3, the conditions U1 = U2 and U3 = U4 must be met. The voltage UK1 applied to the storage capacitor Kl-depends on the sum of the voltages U1 + U3 and U2 + U4 and on the voltage U3 = U4; If the stresses are dimensioned accordingly, the
Condition UK1 = 1.5 U = are met, under which a good effectiveness of the chopper-regulator-ZR-- is guaranteed with regard to the load and mains voltage-independent constant output voltage U = and a larger setting range for the output DC voltage results.
In the circuit arrangement according to FIG. 3, a network transformer with a total of four partial secondary windings - W1 to W4 - is required. Since such a device will not always be available, it is expedient to redesign the circuit arrangement according to FIG. 3 so that in this embodiment a mains transformer with only three secondary partial windings - W1, W2, W3 - according to FIG. 4 is used . However, this type of construction of the circuit arrangement according to the invention requires additional expenditure of two diodes - D6 and D7 - with otherwise the same functionality as that of the circuit arrangement according to FIG. 3, in which the corresponding switching elements are provided with the same reference numerals as in FIGS. 2 and 3 .
The use of the circuit arrangement according to FIG. 3 or that of the circuit arrangement according to FIG. 4 depends mainly on the costs of the mains transformer and on those of the diodes dimensioned for the required output power.