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Schaltungsanordnung zur impulsweisen Energieübertragung, insbesondere für Zeitmultiplex-Vermittlungssysteme
In verschiedenen Gebieten der modernen Elektrotechnik werden Schaltungsanordnungen zur impulsweisen Energieübertragung benötigt. Hiebei wird in der Regel die Energie von einem mit einemQuerkondensator versehenen Anschluss zu einem andern ebenfalls mit einemQuerkondensator versehenen Anschluss übertragen. Derartige Schaltungsanordnungen werden z. B. als Bestandteilevon Impulsgeneratoren benötigt.
Von grosser Bedeutung sind derartige Schaltungsanordnungen auch in der Vermittlungstechnik, u. zw. insbesondere als Bestandteile von Zeitmultiplex-Vermittlungssystemen, wo sie für die Verbindung von Leitungsabschnitten benutzt werden. Auch in der Übertragungstechnik sind derartige Schaltungsanordnungen von Bedeutung. So sind sie in einer Übertragungseinrichtung für Mehrkanalprogramme für Rundfunkzwecke benutzbar, wo sie die zu zwei verschiedenen Stereo-Kanälen gehörenden Signale richtig an die betreffenden Leitungsabschnitte verteilen.
Um Verluste bei den vorstehend erw ähnten Schaltungsanordnungen bei der Energieübertragung zu vermeiden, ist dort zwischen die Querkondensatoren eine mit Induktivität behaftete Längsspule eingefügt.
Der Übertragungsweg zwischen zwei Querkondensatoren wird mit Hilfe von Schaltern jeweils für eine bestimmte Zeitspanne geschlossen, während der die gesamte auf einem Querkondensator befindliche Ladung durch eine Halbschwingung mit der Resonanzfrequenz des dabei gebildeten Schwingkreises in den andern Querkondensator übertragen wird. Dies stellt zugleich die angestrebte Energieübertragung dar.
Damit bei diesen bekannten Schaltungsanordnungen die beabsichtigten impulsweisen Energieübertragungen in der beabsichtigter Weise stattfinden, sind zur Durchschaltung und Unterbrechung des betreffenden Übertragungsweges dort Schalter vorgesehen, deren Betätigungszeiten an die Dauer der stattfindenden Halbschwingung genau anzupassen sind. Ist die Betätigungszeit jeweils zu kurz, so bleibt die betreffende Energieübertragung unvollständig, da ein Teil der zu übertragenden Ladung im zu entleerenden Querkondensator zurückbleibt. Ist die Betätigungszeit zu lang, so kann eine Rückübertragung von einem Teil der bereits übertragenen Ladung an den schon vorher entleerten Querkondensator stattfinden.
Bei Benutzung der nachstehend angegebenen Erfindung, die ebenfalls eine Schaltungsanordnung zur impulsweisen Energieübertragung darstellt, werden an die Betriebsbedingungen der zu benutzenden Schalter geringere Anforderungen als bei den bekannten vergleichbaren Schaltungsanordnungen gestellt. Für die Betätigungszeit dieser Schalter liegen dann nämlich nicht genau einzuhaltende zeitliche Bedingungen vor.
Auch der Widerstand der Schaltstrecken der benutzten Schalter muss nicht unbedingt verschwindend klein sein, wie es bei den bekannten Schaltungsanordnungen zu fordern ist, damit dort Dämpfungsverluste vermieden werden, da diese nicht ohne weiteres zu kompensieren sind.
DieErfindung stellt also eineSchaltungsanordnung zur impulsweisen Energieübertragung zwischen An- schlüssen dar, die mit Querkondensatoren versehen sind. Diese Schaltungsanordnung ist insbesondere für die Verbindung von Anschlüssen in einem Zeitmultiplex-Vermittlungssystem bestimmt.
Sie ist dadurch gekennzeichnet, dass bei den Energie liefernden Anschlüssen denQuerkondensatorel1 parallel liegende Zusatzkondensatoren angeschaltet sind und dass an diese Querkondensatoren jeweils ein Verstärkerelement
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angekoppelt ist, so dass aus dessen Betriebsstromquelle während der vor der Übertragung liegenden Zeit- spanne ein Zusatzkondensator jeweils derart mit Energie versorgt wird, dass an ihm stets eine der am Quer- kondensator angelegten entsprechende Spannung liegt, und dass bei der jeweils späteren demgegenüber kurz dauernden Energieübertragung die im Zusatzkondensator enthaltene Energie sich mit auswirkt.
Die am Zusatzkondensator liegende Spannung stimmt mit der am Querkondensator angelegten über- ein, abgesehen von einer gegebenenfalls vorhandenen besonderen Spannung, die z. H. durch den Span- nungsabfall an einen zum Zusatzkondensator zusätzlichen Schaltelement oder durch eine zusätzliche kon- stante Vorspannung gebildet ist. Wie noch gezeigtwerdenwird, beeinträchtigt eine derartige Spannung die
Anwendbarkeit der Schaltungsanordnung aber nicht.
Benutzt man einen Zusatzkondensator, der eine wesentlich grössere Kapazität als der zugehörige Querkondensator hat, so ergibt es sich, dass nach der Schliessung des zwischen den beiden Querkondensa- toren liegenden Schalters an dem die Energie aufnehmendenQuerkondensator praktisch die gleiche Span- nung auftritt wie am andern Querkondensator. Es ist daher dorthin ein Energiebetrag übertragen worden, der dem im andern Querkondensator ursprünglich befindlichen Energiebetrag entspricht. Auch wenn die am andern Querkondensator liegende Spannung sich zwischen den verschiedenen Übertragungen ändert, ergibt sich jeweils am beliefertenQuerkondensatorpraktisch die gleiche Spannung wie sie gerade am an- dern Querkondensator liegt.
Auch wenn ein Zusatzkondensator benutzt wird, der die gleiche Kapazität wie der zugehörige Querkondensator hat, lässt sich die erfindungsgemässe Schaltung mit Vorteil anwenden, insbesondere dann, wenn beide Querkondensatoren mit Zusatzkondensatoren versehen sind. Es lässt sich dann ermöglichen, wie noch im einzelnen gezeigt werden wird, dass auch in diesem Fall der belieferteQuerkondensator dieselbe Spannung und damit dieselbe Energie erhält wie sie der andere Querkondensator vorher aufwies.
In all diesen Fällen findet lediglich ein aperiodischer Ladungsaustausch zwischen den beteiligten Kon- densatoren statt. Hiebei ist nur die Bedingung einzuhalten, dass die für den Ladungsausgleich massgebende Zeitkonstante klein gegen die Dauer der Betätigungszeit der im Übertragungsweg liegenden Schalter ist. Wenn diese Bedingung erfüllt ist, kann die Betätigungszeit erheblich schwanken, ohne dass der Ladungsausgleich merklich behindert wird. Er hat bekanntlich denselben Verlauf wie sie eine e-Funktion aufweist, die sehr schnell nach Null konvergiert.
Der Widerstand von Schaltstrecken, die im Übertragungsweg liegen, hat hiebei nur Einfluss auf die Zeitkonstante, gemäss der der Ladungsausgleich stattfindet, dagegen nicht auf den Wirkungsgrad der Übertragung. Schaltet man nämlich z. B. einem ersten Kondensator, der die Spannung U aufweist, einen zweiten Kondensator über einen Widerstand parallel, so weisen nach hinreichend langer Zeit beide Kondensatoren die Spannung U/2 auf, unabhängig davon, wie gross der dazwischen liegende Widerstand ist. Dieser Widerstand kann nämlich keine Ladung aufnehmen. Die Ladung des ersten Kondensators verteilt sich daher in jedem Fall unvermindert auf beiden Kondensatoren, was zur Folge hat, dass die angegebenen Spannungen auftreten.
In entsprechender Weise hat auch bei der erfindungsgemässe ! Schaltungsanordnung der Widerstand der Schaltstrecke keinen Einfluss auf die an den betreffendenQuerkondensatoren auftretenden Spannungen. Dieser Widerstand hat infolgedessen auch keinen Einfluss auf den Wirkungsgrad dieser Schaltungsanordnung, sofern er nicht eine zu grosseEntladezeitkonstante zur Folge hat. Als Schalter können daher hier auch solche verwendet werden, deren Widerstand nicht verschwindend klein ist.
Für die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung werden im folgenden mehrere Schaltungsbeispiele angegeben und im einzelnen an Hand der Fig. 2 - 9 beschrieben.
Die ausserdem vorgesehene Fig. l stellt eine Schaltungsanordnung zur impulsweisen Energieübertragung dar, die in an sich bekannter Weise eine Induktivität aufweisende Längsspule hat. Die Fig. 2 zeigt dagegen eine Prinzipschaltung für die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung.
Die Fig. 3 zeigt eine Prinzipschaltung, bei der auch die Arbeitsweise des Denutzten Verstärkerelemen- tes erkennbar ist. Ausserdem sind hier beide vorgesehenen Querkondensatoren mi1 Zusatzkondensatoren ausgestattet. Die Fig. 4 zeigt die Benutzung der in Fig. 3 angegebenen Schaltung für die Verbindung zweier Teilnehmer in einem Zeitmultiplex-Vermittlungssystem. Ausserdem sind hier die Verstärkerelemente durch Transistoren vertreten.
Die Fig. 5 zeigt eine weitere für ein Zeitmultiplex-Vermittlungssystein benutzbare Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung, die zusätzliche Ausgestaltungen aufweist.
Die Fig. 6-8 stellen Ersatzschaltbilder dar, die für die Erläuterung der Funktion der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung in der Beschreibung benutzt werden.
Die Fig. 9 zeigt Diagramme für den Verlauf des Stromes und der Spannungen in Abhängigkeit von der
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Wie bereits erwähnt, zeigt Fig. l eine Schaltungsanordnung zur impulsweisen Energieübertragung, bei der hiefür eine besondere mit Induktivität behaftete Spule vorgesehen ist. Es ist dies die Spule L. Sie
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weigder Schaltung und damit zwischen den beiden Querkondensatorenzum Anschluss AV. De- Anschluss AG ist hier über die Einrichtung FG noch mit dem Generator G verbunden, von dem der Querkondensator gegebenenfalls geladen wird. Wenn der Schalter S, derin Reihe zur Spule L im Längszweig liegt, geschlossen wird, so entlädt sich der Querkondensator COG, indem die in ihm befindliche Ladung in Form einer Halbschwingung zum Querkondensator COV wan- dert.
Damit die Ladung dort bleibt, muss der Schalter S genau am Ende der Halbschwingung wieder geöffnet werden. Die Ladung kann dann von dort über den Anschluss AV zum Verbraucher V abflie- ssen. Die Anordnung FG ist vielfach als Tiefpassfilter ausgebildet und verhindert unter anderem, dass die Halbschwingung durch den Generator G gestört wird. Die Aufladung des Querkondensators COG erfolgt langsam im Verhältnis zu seiner Entladung. Bei manchen Anwendungszwecken empfiehlt es sich, auch zwischen dem Anschluss AV und dem Verbraucher V ein Tiefpassfilter vorzusehen.
Die Fig. 2 zeigt nun eine Prinzipschaltung für die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung. Hier fehlt die Spule L. Statt dessen ist demQuerkondensator COG die Anordnung K parallelgeschaltet, wel- che einen parallel zum Querkondensator COG liegenden Zusatzkondensator und ein Verstärkerelement enthält. Während der Ladung des Querkondensators COG steigt die an ihm auftretende Spannung. Der parallelliegendeZusatzkondensator wird dabei mit Hilfe des an den Querkondensator angekoppelten Ver- stärkerelementes derart mit Energie und damit mit Ladung versorgt, dass er stets praktisch dieselbe Span- nung wie derQuerkondensator hat. Ein diese Spannung wesentlich verändernder Spannungsabfall oder eine besondere Vorspannung sei hier z. B. nicht vorhanden.
Diese Energie wird aus der nicht gezeichneten Be- triebsstromquelle des Verstärkerelementes geliefert. Für die später erfolgende impulsweise Energieüber- tragung steht daher mehr Energie zur Verfügung, als wenn der Zusatzkondensator nicht vorhanden und nicht geladen wäre. Diese zusätzliche Energie hat sich nun bei der Energieübertragung derart auszuwirken, dass der Querkondensator COV mehr Energie als sonst aufnimmt. Dies ist sicher dann der Fall, wenn gegenüber dem Ladevorgang die Energieübertragung zumQuerkondensator COV nur sehr kurz andauert.
Vom Querkondensator COG und vom zugehörenden Zusatzkondensator wird dann sehr schnell ein Teil der bereitstehenden Energie entnommen, ohne dass sie Zeit hätte, in unerwünschter Weise zu andern Stellen zu gelangen.
Sind z. B. die Querkondensatoren COG und COV gleich gross und ist der Zusatzkondensator gross gegen den Querkondensator COG, so ergibt sich wegen der bereits beschriebenen Effekte, dass der zu belieferndeQuerkondensator COV praktisch die gleiche Spannung annimmt, die ursprünglich am Querkondensator COG lag. Ohne Mitwirkung der Anordnung K würde dagegen am Querkondensator COV nur eine halb so grosse Spannung auftreten. Auch wenn der Zusatzkondensator kleiner ist, als vorstehend angenommen wurde, tritt am Querkondensator COV offensichtlich eine grössere als die halb so grosse Spannung auf. In jedem Fall wird die Energieübertragung durch die Anordnung K verbessert. Dabei werder vorteilhafterweise keine grossen Anforderungen an die zeitliche Schaltgenauigkeit des Schalters S gestellt.
Auch wenn die Querkondensatoren COG und COV untereinander nicht gleich sind, wird mehr Energie bei Mitwirkung der Anordnung K als sonst zum Querkondensator COV übertragen. Die übrigen Vorteile der Schaltungsanordnung bleiben auch erhalten. Die vorstehend beschriebenen Vorgänge können wiederholt abgewickelt werden. Dabei kann derQuerkondensator COV vorher von dem Generator G jeweils während des Ladevorganges auf eine andere Spannung geladen worden sein. Eine dieser Spannung entsprechende Spannung tritt nach der Energieübertragung jeweils am Querkondensator COV auf, der dementsprechend den Verbraucher V speist.
Es wird nun die in Fig. 3 gezeigte Prinzipschaltung erläutert, welche auch die Arbeitsweise des benutzten Verstärkerelementes erkennen lässt. Bei diesem Schaltungsbeispiel ist bei der mit K bezeichneten Anordnung ausser einem Zusatzkondensator auch ein Koppelkondensator vorgesehen. Das Verstär- kerelement ist mit Hilfe dieses in Reihe zum Zusatzkondensator C1G gelegten Koppelkondensators C2G an den zugehörigen Querkondensator COG angekoppelt. Der Koppelkondensator C2G liegt hiebei parallel zum Eingang des Verstärker elementes, der durch dessen Eingangswiderstand Ri in der Schaltung vertreten ist.
Hiebei ist ein solches Verstärkerelement zu benutzen, dass sich ein Eingangswiderstand zustande bringen lässt, der so klein ist, dass er während der gegenüber der Energieübertragung langsam stattfindenden Ladung des Querkondensators COG für den zugehörigen Kondensator C2G als Kurzschluss wirkt. Am Koppelkondensator tritt dann praktisch kein Spannungsabfall auf. Mit der Ladung des Querkondensators ist dann nur eine verhältnismässig kleine Spannungsänderung pro Zeiteinheit verbunden. Zunächst
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sei nun der Eingangswiderstand des Verstärkerelementes ausser Acht gelassen.
Der überdenKoppelkonden- sator fliessende Strom wäre dann proportional der jeweilsvorhandenen Änderung pro Zeiteinh ei r der an ihm liegendenspannung, welche sich in diesem Fall mit der am Querkondensator liegenden Spannung ändern würde. Auch diese Spannungsänderung pro Zeiteinheit ist klein und damit auch der über den Koppelkon- densator fliessendestrom. Es ergibt sich, dass wegen der relativen Langsamkeit des hier betrachteten Vorganges der Koppelkondensator sich wie ein grosser Widerstand auswirkt. Es lässt sich daher die angegebene
Vorschrift einhalten, welche angibt, dass der Eingangswiderstand Ri desVerstarkerelementesalsKurz- schluss für denKoppelkondensator C2G zu wirken hat.
Der über den Zusatzkondensator CIG fliessen- de Strom fliesst daher bei Berücksichtigung des Eingangswiderstandes Ri im wesentlichen über diesen und steuert dabei das Verstärkerelement. Es ist hier ein derartiges Verstärkerelement zu benutzen, dass dadurch infolge seiner Wirkung durch seinen Hauptstromkreis ein mindestens nahezu gleich grosser Strom getrieben wird. Diese Wirkung des Verstärkerelementes als Stromquelle ist durch das mit i bezeichnete Schaltsymbol in Fig. 3 angedeutet. Der von der Stromquelle i gelieferte Strom speist nun hier zugleich auch denEingangskreisdesVerstärkerelementes, in dem derEingangswiderstand Ri liegt.
Die Stromquelle i ist nämlich auch an die Reihenschaltung aus Zusatzkondensator C1G und Eingangswiderstand Ri angeschlossen. Es sei daran erinnert, dass vorstehend stets Ströme betrachtet wurden, die durch sich ändernde Spannungen hervorgerufen werden und deren Wege. durch Kondensatoren nicht unterbrochen werden. Der von der Stromquelle i gelieferte Strom ist daher imstande, die Stromentnahme des Eingangskreises des Verstärkerelementes bei der Ladung des Querkondensators aufzuheben.
Wie diese Aufhebung im einzelnen zustande kommt, ist noch an Hand der Fig. 6 verdeutlicht, wo der Querkondensator CO mit dem zugehörigenZusatzkondensator Cl und mit dem über denkoppelkon- densator C2. angekoppelten Verstärkerelement dargestellt sind, das den Eingangswiderstand Ri und Stromquelle i aufweist. Die Fig. 6 ist ein Ersatzschaltbild, daher ist die das Verstärkerelement speisende Betriebsstromquelle hier nicht dargestellt. Der Koppelkondensator C2 ist gestrichelt gezeichnet, um anzudeuten, dass der die Parallelschaltung aus dem Koppelkondensator C2 und dem Eingangswiderstand Ri speisende Strom i3 allein den Eingangswiderstand Ri durchfliesst.
Der daraufhin von der Stromquelle i durch den Hauptstromkreis des Verstärkerelementes getriebene Strom i3 kann als Fortsetzung des über den Eingangswiderstand Ri fliessenden Stromes aufgefasst werden. Es ergibt sich ein in sich geschlossener Stromkreis. Dieser ist durch die vier mit i3 bezeichneten Strompfeile angedeutet.
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Unter der Ladung eines Kondensators wurde bisher nur eine Aufladung verstanden. Es wird nun noch kurz betrachtet, was sich abspielt, wenn der Querkondensator CO entladen wird. In diesem Falle hat der den Querkondensator durchfliessende Strom die entgegengesetzte Stromrichtung als vorher.
Dementsprechend hat auch der den Zusatzkondensator und den Eingangswiderstand Ri durchfliessende Strom die entgegengesetzte Stromrichtung als vorher. Alle Strompfeile im Ersatzschaltbild sind daher umzukehren. Es wird also auch der Zusatzkondensator entladen. Seine Entladung trägt jedoch zu dem nach aussen abfliessenden Strom il nicht bei. Die am Zusatzkondensator Cl auftretende Spannung entspricht daher sowohl während einer Aufladung als auch während einer Entladung des Querkondensators CO stets der hier herrschenden Spannung. Der den Querkondensator CO speisende Generator wird zur Einstellung der am Zusatzkondensator Cl auftretenden Spannung aber nicht belastet, da diese durch die Wirkung des Verstärkerelementes eingestellt wird.
Dies gilt aber nur, sofern der Entladevorgang nicht zu schnell abläuft und der Koppelkondensator auch in diesem , Falle als grosser Widerstand wirkt, weshalb über den Koppelkondensator C2 kein merklicher Strom fliesst.
DieStromquelle i des Verstarkerelementes hat gemäss der vorstehenden Beschreibung jeweils einen Strom zu liefern, der gerade so gross ist, wie der ihr zugeführte Steuerstrom. Dabei hat die Stromquelle i
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Ein Verstärkerelement, welches eine Stromquelle mit dieser Eigenschaft und überdies auch einen sehr kleinen Eingangswiderstand hat, wird nun durch einen Transistor in Basisschaltung dargestellt. Wenn ein Flächentransistor verwendet wird, so ist der von der Stromquelle gelieferte Strom praktisch so gross wie der über den Eingangswiderstand fliessende Strom. Die Abweichung ist kleiner als 2tub. Diese kleine Abweichung beeinträchtigt die Funktion der Schaltung nicht merklich.
In Fig. 4 ist bei der dort dargestellten Anordnung K ein p-n-p-TransistorfürdasVerstärkerelementverwendet. Hiebei liegt die Emitter-Basis- Strecke des Transistors Ti parallel zum Koppelkondensator C2 und die Emitter-Kollektor-Strecke
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auch die Ladung Q/2 auf. Dies ist der Fall, wenn die Kapazität des Koppelkondensators C2 so gross ist, dass dieser Kondensator während der gegenüber der vorherigen Ladung des Querkondensators kurz dauerndenEnergieübertragungalsKurzschluss für den Eingang des Verstärkerelementes wirkt, der durch den Eingangswiderstand Ri dargestellt wird. Bei der Energieübertragung handelt es sich nun um einen im Vergleich zur vorherigen Ladung sehr kurzen Vorgang.
Der Koppelkondensator C2 wirkt daher diesmal als ein wesentlich kleinerer Widerstand. Dies hat zur Folge, dass über den Koppelkondensator C2 ein wesentlich grösserer Stromanteil als vorher fliesst, während über den Eingangswiderstand Ri nur ein sehr kleiner Stromanteil abgeleitet wird. Dieser Stromanteil wird übrigens von der Stromquelle i zum Koppelkondensator C2 zurückgeliefert. Es ergibt sich, dass auch dem Koppelkondensator C2 die Ladung Q/2 zugeführt wird.
Zunächst wird danach der Schalter S wieder geöffnet. Ausserdem findet dann gemäss der durch den Eingangswiderstand Ri und der verhältnismässig grossen Kapazität des Kondensators C2 gegebenen Zeitkonstante die Entladung des Kondensators C2 über den Eingangswiderstand Ri statt, wobei über diesen Widerstand dieLadung Q/2 abfliesst. Diese Entladung geht wesentlich langsamer vor sich als die vorherige-Energieübertragung. Es ist dieser Vorgang im Ersatzschaltbild nach Fig. 8 gezeigt, wo auch die Richtungen der infolgedessen auftretenden Ströme eingezeichnet sind. Das Fliessen der Ladung über den Eingangswiderstand Ri stellt einen Strom dar, der zur Folge hat, dass der gleiche Strom von der Stromquelle i. durch den Hauptstromkreis getrieben wird. Mit diesem Strom wird daher insgesamt ebenfalls dieLadung Q/2 transportiert.
Diese Ladung fliesst zurHälfte zumQuerkondensator CO und zur Hälfte
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über den Koppelkondensator C2, sondern im wesentlichen nur über den Eingangswiderstand Ri. Die Entladung geht nämlich, wie bereits angegeben wurde, langsam gegenüber einer Energieübertragung vor sich, so dass die Stromänderung pro Zeiteinheit bei diesem Strom klein ist und daher der Eingangswiderstand Ri wieder alsKurzschluss für den Koppelkondensator C2 wirkt. Der die eine Hälfte der Ladung Q/2 durch den Eingangswiderstand Ri transportierende Strom hat zur Folge, dass von der Stromquelle i durch den Hauptstromkreis ein Strom getrieben wird, mit dem ebenfalls die gleiche Ladung, also die Ladung Q/4, transportiert wird. Auch von dieser Ladung Q/4 gelangt wieder die eine Hälfte zum Querkondensator CO und die andere Hälfte zum Zusatzkondensator Cl.
Damit ist aber auch wieder ein Ladungstransport durch den Eingangswiderstand Ri verbunden, wobei diesmal dort die Ladung Q/8
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durch den Hauptstromkreis getrieben. Man erkennt, dass bei Weiterverfolgung dieser Vorgänge es sich ergibt, dass sowohl dem Querkondensator CO als auch dem Zusatzkondensator Cl jeweils insgesamt noch die Ladung Q/4 + Q/8 + Q/16 +... = Q/2 zugeführt werden. Diese Ladungen fügen sich den dort jeweils bereits befindlichen Ladungen Q/2 (s. Fig. 7) noch hinzu, so dass dort nunmehr jeweils die Ladung Q vorhanden ist. Der Koppelkondensator C2 ist dagegen ganz entladen.
Es hat sich demnach ergeben, dass der zum mit Energie belieferten Anschluss gehörende Querkondensator nach Abschluss des Vorganges dieselbe Ladung aufgenommen hat, wie sie der zum liefernden Anschluss gehörende Querkondensator enthalten hatte, nämlich dieLadung Q. Vom aufgeladenen Querkondensator wird dann der mit dem zugehörigen Anschluss verbundene Verbraucher mit Energie beliefert.
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liefert. Diese wurde zur Hälfte vom Querkondensator COG und zur Hälfte vom Zusatzkondensator C1G abgegeben. Jeder dieser beiden Kondensatoren hat daher nun nur noch dieLadung Q/2. Der Koppelkondensator C2G war nun vorher bei derAufladungderKondensatoren COG und C1G nicht geladen wor- den, wie bereits beschrieben wurde.
Wenn der Zusatzkondensator C1G die Ladung Q/2 abgibt, fliesst nun, da es sich hier um einen schnell ablaufenden Vorgang handelt, der diese Ladung transportierende Strom auch über den Koppelkondensator C2G, der diesmal als kleiner Widerstand wirkt. Der Koppelkondensator wird dabei, da er zunächst ladungsfrei war, negativ mit der Ladung Q/2 aufgeladen. Darauf folgt die Entladung des Koppelkondensators C2G, die ganz ähnlich erfolgt, wie die des Kondensators C2, die an Hand des Ersatzschaltbildes nach Fig. 9 beschrieben wurde. Jedoch wird diesmal eine negative Ladung vom Koppelkondensator abgeführt. Dies hat zur Folge, dass der Eingangswiderstand Ri in umgekehrter Richtung als bei der vorher betrachteten Schaltung vom Strom durchflossen wird.
Infolgedessen wird auch von der Stromquelle i ein Strom umgekehrter Richtung als vorher über die andern beiden Kondensatoren C1G und COG getrieben, die daher hiedurch weiter entladen, statt wie vorher aufgeladen werden. Insgesamt wird von jedem dieser Kondensatoren noch einmal die Ladung 3/2 abgeführt, was zur Folge hat, dass sie nach Abschluss des Entladungsvorganges für den Koppelkonden-
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Kondensatoren vom Generator V erfolgt dann entsprechend wie bereits beschrieben, jedoch nimmt der Zusatzkondensator C1G eine grössere Ladung als sonst auf. Wenn der Schalter S geschlossenwird, wird daher auch eine grössere Ladung als sonst vom Anschluss AG zum Anschluss AV transportiert.
Wegen der Symmetrie der Schaltungsanordnung tritt an den dortigen Kondensatoren die gleiche Spannung
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Der Zusatzkondensatordaher von der zugehörigen Stromquelle i die-gleiche Ladung durch den Hauptstromkreis getrieben. Der eine Teil dieser Ladung gelangt zum Querkondensator COV, der andere Teil gelangt zum Zusatzkondensator C1V und fliesst dabei über den Eingangswiderstand Ri. Nun sind diesmal diese beiden Teile nicht gleich, sondern ihre Grössen verhalten sich wie Kapazitäten des Querkondensators COV und des Zusatzkondensators C1V. DerQuerkondensator COV erhältzwarweniger als dieHälfte dieser Ladung.
Diese Ladung ist aber
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woderZusatzkondensator CIV dieselbeKapazitätwiederQuer-dern statt dessen zum Zusatzkondensator C1V gelangt, dabei auch über den Eingangswiderstand Ri fliesst und daher von der Stromquelle i abermals durch deren Hauptstromkreis getrieben wird, ergibt es sich, dass
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befand. Sie ist in dem hier betrachteten Fall aber grösser als in dem Fall, wo der Zusatzkondensator C1V die gleiche Kapazität wie der Querkondensator COV hatte.
Daher gelangt zum Querkondensator COV diesmal eine grössere Ladung als sonst und es tritt dem- gemäss dort auch eine grössere Spannung als sonst auf. Dies bedeutet, dass im Zuge der Energieübertragung eine Verstärkung stattgefunden hat. Diese ist umso grösser, je grösser die Kapazität der Zusatzkondensatoren im Vergleich zur Kapazität der Querkondensatoren ist. Zweckmässigerweise wird diese Verstärkung dazu ausgenutzt, um in der Anordnung auftretende Energieverluste auszugleichen. Es ist dann die Kapazität der Zusatzkondensatoren gegenüber der Kapazität der Querkondensatoren gerade um so viel grösser zumachen, dass die in der Anordnung auftretenden Energieverluste ausgeglichen werden.
Es sei noch bemerkt, dass in dem Fall, wo die Zusatzkondensatoren eine kleinereKapazität als die Querkondensatoren haben, statt einer Verstärkung eine Abschwächung auftritt.
Die Eigenschaften der in den Fig.3 und 4 mit K bezeichneten Anordnung werden nun noch einmal in Zusammenfassung angegeben. Wenn diese Anordnung derart gespeist wird, dass sich die auftretende Spannung nur wenig in der Zeiteinheit ändert, also eine langsame Ladung stattfindet, wirkt nur der zugehörige Querkondensator als Belastung (Aufladung vom Generator her). Findet ein relativ schneller Vorgang statt, also eine schnelle Ladung, so wirkt sowohl der Querkondensator als auch der Zusatzkondensator als Belastung (Energieübertragung). Die vom Zusatzkondensator aufgenommene Ladung wird danach noch durch die Wirkung des Verstärkerelementes von dort in den Querkondensator transportiert.
Wenn die Anordnung K zusammen mit den zugehörigen Querkondensatoren selber als speisende Quelle wirkt, so wird bei langsamer Entladung nur die im Querkondensator enthaltene Ladung abgegeben (Entladung über den Verbraucher). Bei schneller Entladung wirkt dagegen sowohl die im Querkondensator als auch die im Zusatzkondensator enthaltene Ladung mit (Energieübertragung). Danach wird der Zusatzkondensator ganz entladen, ebenfalls ein gleich grosser Querkondensator. Falls Einwegübertragung mit Verstärkung vorzusehen ist, ist es zweckmässig, nur bei dem durch die Energieübertragungen gespeisten Anschluss dem Zusatzkondensator eine grössere Kapazität als dem Querkondensator zu geben. Bei der Energieübertragung nehmen beim gespeisten Anschluss dann beide erwähntenKondensatoren eine grössere Ladung als sonst auf.
Die im Zusatzkondensator befindliche wird danach noch durch die Wirkung des Verstärkerelemcntes in den Querkondensatorhineintransportiert, so dass dieser insgesamt eine grössere Ladung als sonst aufnimmt.
Es wird nun die in Fig. 5 gezeigte Schaltungsanordnung betrachtet. Über diese Schaltungsanordnung ist dieTeilnehmerstation Ta mit derMultiplexschiene M verbindbar. In der gleichen Weise können andere nicht dargestellte Teilnehmerstationen mit dieser Multiplexschiene verbunden werden. Am An-
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geschlossen. Zum Verstärkerelement gehört der Transistor Ti. Er hat den Emitterwiderstand Re, über den sich das positivepotential +U1 auswirkt. Der Kollektor steht unter dem Einfluss des negativen Poten- tials-Ul,. welches sich dort über die eineWicklungdesÜbertragers Pl undüberdieDrossel D auswirkt. Die Drossel D bildet zusammen mit dem Querkondensator CO und dem ausserdem noch vor- gesehenen Kondensator IC ein Tiefpassfilter.
Diesem Tiefpassfilter werden über den Übertrager Pl von der Teilnehmerstation Ta her Sprechwechselspannungen zugeführt, die mit Hilfe der Schaltungs- anordnung über die Multiplexleitung M zu einer zweiten derartigen dort angeschlossenen Schaltungs- anordnung mit einer Teilnehmerstation zu übertragen sind. Diese zweite Schaltungsanordnung ist hier jedoch nicht gezeigt. Das negative Potential-Ul wirkt sich hier derart aus, dass die Kondensatoren CO
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selspannungen vergrössert oder verkleinert werden. Es können also dann den Augenblickswerten dieser Wechselspannungen entsprechende Energieübertragungen über die Schaltungsanordnung stattfinden.
ZurBegrenzung der amQuerkondensator CO auftretendennegativenSpannungistnochdieBegren- zerdiode Ggl mit einem Pol dort angeschlossen. Der anderePol dieser Begrenzerdiode liegt am Poten- tial -U2, das etwas negativer als das negative Potential -Ul ist. Zur Begrenzung der am Querkondensator CO eventuell auftretenden positiven Spannungen ist die Begrenzerdiode Gg2 vorgesehen, die mit einem Pol am Querkondensator CO angeschlossen ist und deren anderer Pol am Potential +U2 liegt, das etwas positiver als Masse ist. Die Funktion dieser Begrenzerdiode kann hier aber auch durch den Transistor Ti mit übernommen werden, da dessenKollektor-Basis-Strecke mit gleichsinniger Polung in die Schaltung eingefügt ist.
Wenn die Begrenzerdiode Gg2 weggelassen wird, wird nämlich ihre Funktion durch diese Kollektor-Basis-Strecke übernommen. Eine derartige zusätzliche Ausnutzung eines Transistors zur Begrenzung kann auch bei andern Schaltungsanordnungen vorgesehen werden. Sie ist eine nicht naheliegende Massnahme von selbständiger Bedeutung. Es kann auch von der bereits erwähnten nicht dargestellten zweiten Schaltungsanordnung her zu der in Fig. 5 gezeigten Schaltungsanordnung über die Multiplexschiene M impulsweise Energie übertragen werden. Alle diese Energieübertragungen bilden eine Impulsfolge, die entsprechend den von den Teilnehmerstationen gelieferten Sprechwechselspannungen moduliert ist. Aus dieser Impulsfolge werden dann durch die Tiefpassfilter die zu empfangenden Sprechwechselspannungen wieder ausgesiebt.
Diese Sprechwechselspannungen gelangen dann zu der an das betreffende Tiefpassfilter angeschlossenen Teilnehmerstation.
Der Anschluss Aa gehört bei der in Fig. 5 gezeigten Schaltungsanordnung zu einer mit dem Übertrager Pl abgeschlossenen Teilnehmerleitung. Diese Teilnehmerleitung hat in an sich bekannter Weise eine Gleichstromspeisung, die mit Hilfe der Spannungsquelle Ul vorgenommen ist. Der Speisegleichstrom fliesst infolgedessen über die Primärwicklung des Übertragers Pl und hat einen Magnetfluss und damit eine Vormagnetisierung des Übertragers zur Folge. Eine derartige Vormagnetisierung ist aber unerwünscht, da. sie die Übertragereigenschaften verschlechtert.
Diese Vormagnetisierung und der dazu gehörigeMagnetfluss sind bei der in Fig. 5 gezeigten Schaltungsanordnung aber kompensiert, u. zw. dadurch, dass der von der Betriebsstromquelle mit dem Potential-Ul und +Ul für den Transistor Ti gelieferte Ruhestrom über die Sekundärwicklung des Übertragers Pl geführt ist. Dieser Ruhestrom hat ebenfalls einen Magnetfluss zur Folge. Es ist nun hier für einen derartigen Wicklungssinn der Sekundärwicklung gesorgt, dass dieser Magnetfluss dem vom Speisestrom erzeugten Magnetfluss entgegengerichtet ist, was die beabsichtigte Kompensation ermöglicht. Dabei sind noch die Windungszahlen von Primär- und Sekundärwicklung zu berücksichtigen. Die Stärke des Ruhestromes kann durch Wahl des Arbeitspunktes für den Transistor Ti beeinflusst werden.
Der zu kompensierende Speisestrom ist nun nur vorhanden, wenn bei der zugehörigen Teilnehmerstation der Hörer abgehoben ist. Es wird daher nur dann der Ruhestrom des Transistors zur Kompensation benötigt. In einem Zeitmultiplex-Vermittlungssystem wird nun auch nurwährend dieser Zeit dü. der Teilnehmerstation zugeordnete Schalter durch Steuerimpulse periodisch betätigt, damit die zur Verbindung erforderlichen Energieübertragungen stattfinden können. Dies lässt sich nun dazu ausnutzen, den Transistor Ti lediglich während dieser Zeit unter Strom zu setzen. Dadurch wird der Ruhestrom in der übrigen Zeit und damit auch eine unnötige Belastung der Betriebsstromquelle unterbunden. Es wird dann also jeweils erst mit dem Einsetzen von zur Verbindung von Teilnehmern dienenden Energieübertragungen der Transistor Ti mit Hilfe der Steuerimpulse entsperrt.
Hiezu werden bei der in Fig. 5 gezeigten Schaltungsanordnung diese Steuerimpulse in den Basisstromkreis mit hiezu geeigneter Polarität eingekoppelt. Sie wirken sich dort unter Mitwirkung eines die Impulsabstände überbrückenden Speichergliedes aus. Die Einkopplung der Steuerimpulse findet hier über den Übertrager Ps statt. Die Steuerimpulse US wer- denderprimärwicklung dieses Übertragers zugeführt. DieSekundärwicklung ist über den Gleichrichter Gb
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mit der R-C-Kombination Cb//Rb verbunden, welche als Speicherglied dient und im Basisstromkreis des Transistors Ti liegt. Das eineEndeder R-C-Kombination ist mit der Basis des Transistors Ti verbunden.
Am andem Ende ist das Potential +U1 angelegt. Wenn kein Steuerimpuls vorhanden ist, so ist der Transistor Ti gesperrt, da sich auf Emitter und Basis das gleiche Potential, nämlich das Potential +U1 auswirkt. Wenn ein Steuerimpuls auftritt, fliesst über den Gleichrichter Gb und den Widerstand Rb ein Strom, der so gerichtet ist, dass dort ein Spannungsabfall auftritt, durch den die Basis negativer als vorher gemacht wird. Der Transistor Ti wird daher leitend. Der Kondensator Cb ladet sich dabei auf. Während der Impulspausen entladet er sich nur wenig. Daher erhält die an ihm liegende Spannung den Transistor Ti während der Impulspausen leitend. Erst beim Ausbleiben von Steuerimpulsen entlädt sich der Kondensator Cb ganz, so dass der Transistor Ti wieder gesperrt, wird.
Der Übertrager Ps ist hier auch zugleich als Bestandteil eines elektronischen Schalters ausgenutzt, der den Übertragungsweg vom Anschluss Aa zur Multiplexschiene M durchschaltet. Der Übertrager Ps weist noch eine Tertiärwicklung auf, deren Enden über die Gleichrichter Gsl und Gs2 verbunden sind, welche durch die Vorspannungsquelle Uv unter Sperrspannung gelegt sind. Zwischen die Gleichrichter Gs1 und Gs2 ist die Multiplexschiene angeschlossen. Der Anschluss Aa ist über den Blockkondensator Ck an den Mittelanzapf der Tertiärwicklung angeschlossen. Solange die Gleichrichter Gsl und Gs2 gesperrt sind, könnenkeineEnergieübertragungenvomAnschluss Aa über die Multiplexschiene hin stattfinden, ebensowenig können in umgekehrter Richtung Energieübertragungen auftreten.
Wenn da- gegen ein Steuerimpuls US auftritt, wird in der Tertiärwicklung ein Spannungsimpuls induziert, der einen Strom zur Folge hat, der die Gleichrichter Gsl und Gs2 in Durchlassrichtung durchfliesst. Es können dann Energieübertragungen von und zum Anschluss Aa stattfinden. Der betrachtete Steuerimpuls wirkt sich in der Schaltungsanordnung in anderer Weise nicht aus.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltungsanordnung zur impulsweisen Energieübertragung zwischen mitQuerkondensatoren versehenen Anschlüssen, insbesondere für die Verbindung von Anschlüssen in einem Zeitmultiplex-Vermitt- lungssystem, dadurch gekennzeichnet, dass bei den Energie liefernden Anschlüssen (AG, AV ;
Fig. 3) den Querkondensatoren (COG, COV) parallel liegende Zusatzkondensatoren (C1G, C1V) ange- schaltet sind und dass an diese Querkondensatoren jeweils ein Verstärkerelement (Ri - i) angekoppelt ist, so dass aus dessen Betriebsstromquelle während der vor der Übertragung liegenden Zeitspanne ein Zusatzkondensator jeweils derart mit Energieversorgtwird, dass an ihm stets eine der am Querkondensator angelegten entsprechende Spannung liegt, und dass bei der jeweils späteren demgegenüber kurz dauernden Energieübertragung die im Zusatzkondensator enthaltende Energie sich mit auswirkt.
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Circuit arrangement for pulse-wise energy transmission, in particular for time-division multiplex switching systems
In various areas of modern electrical engineering, circuit arrangements for pulse-wise energy transmission are required. As a rule, the energy is transferred from one connection provided with a transverse capacitor to another connection likewise provided with a transverse capacitor. Such circuit arrangements are z. Needed as components of pulse generators.
Such circuit arrangements are of great importance also in switching technology, u. zw. In particular as components of time division multiplex switching systems, where they are used to connect line sections. Such circuit arrangements are also important in transmission technology. For example, they can be used in a transmission device for multichannel programs for broadcasting purposes, where they correctly distribute the signals belonging to two different stereo channels to the relevant line sections.
In order to avoid losses in the above-mentioned circuit arrangements during energy transmission, a series coil with inductance is inserted between the cross capacitors.
The transmission path between two shunt capacitors is closed with the help of switches for a certain period of time, during which the entire charge on a shunt capacitor is transferred to the other shunt capacitor by a half oscillation at the resonance frequency of the resonant circuit formed. This also represents the desired energy transfer.
In order for the intended pulse-wise energy transfers to take place in the intended manner in these known circuit arrangements, switches are provided for switching through and interrupting the relevant transmission path, the actuation times of which are to be precisely adapted to the duration of the half-oscillation. If the actuation time is too short, the relevant energy transfer remains incomplete, since part of the charge to be transferred remains in the transverse capacitor to be emptied. If the actuation time is too long, part of the charge that has already been transferred can be transferred back to the shunt capacitor that has already been emptied.
When using the invention specified below, which also represents a circuit arrangement for pulse-wise energy transmission, the operating conditions of the switches to be used are less demanding than in the case of the known comparable circuit arrangements. For the actuation time of these switches there are not precisely time conditions that must be observed.
The resistance of the switching paths of the switches used does not necessarily have to be negligibly small, as is required in the known circuit arrangements, so that attenuation losses are avoided there, since these cannot be readily compensated for.
The invention thus represents a circuit arrangement for pulse-wise energy transfer between connections which are provided with shunt capacitors. This circuit arrangement is intended in particular for the connection of connections in a time division multiplex switching system.
It is characterized in that additional capacitors lying parallel to the transverse capacitors are connected to the power supply connections and that an amplifier element is connected to each of these transverse capacitors
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is coupled, so that an additional capacitor is supplied with energy from its operating power source during the period before the transmission in such a way that it is always connected to a voltage corresponding to the voltage applied to the transverse capacitor, and in the case of the later, which is short Energy transfer the energy contained in the additional capacitor has an impact.
The voltage on the additional capacitor agrees with the voltage applied to the cross capacitor, apart from any special voltage that may be present. H. is formed by the voltage drop across a switching element in addition to the additional capacitor or by an additional constant bias voltage. As will be shown, such tension affects the
However, the circuit arrangement cannot be used.
If an additional capacitor is used which has a significantly larger capacitance than the corresponding shunt capacitor, then after the switch between the two shunt capacitors is closed, practically the same voltage occurs on the energy-absorbing shunt capacitor as on the other shunt capacitor . An amount of energy has therefore been transferred there which corresponds to the amount of energy originally located in the other shunt capacitor. Even if the voltage on the other shunt capacitor changes between the various transmissions, the voltage on the shunt capacitor supplied is practically the same as that on the other shunt capacitor.
Even if an additional capacitor is used which has the same capacitance as the associated shunt capacitor, the circuit according to the invention can be used to advantage, in particular when both shunt capacitors are provided with additional capacitors. It can then be made possible, as will be shown in detail, that in this case too the supplied shunt capacitor receives the same voltage and thus the same energy as the other shunt capacitor had before.
In all of these cases, only an aperiodic charge exchange takes place between the capacitors involved. The only condition to be observed here is that the time constant that is decisive for the charge equalization is small compared to the duration of the actuation time of the switches in the transmission path. If this condition is met, the actuation time can fluctuate considerably without the charge equalization being noticeably impaired. As is well known, it has the same course as an exponential function that converges very quickly to zero.
The resistance of switching paths in the transmission path only has an impact on the time constant according to which the charge equalization takes place, but not on the efficiency of the transmission. If you switch z. B. a first capacitor, which has the voltage U, a second capacitor in parallel via a resistor, so after a sufficiently long time both capacitors have the voltage U / 2, regardless of how large the resistance in between is. This resistor cannot accept any charge. The charge of the first capacitor is therefore distributed undiminished on both capacitors in any case, which means that the specified voltages occur.
In a corresponding manner, in the case of the! Circuit arrangement, the resistance of the switching path does not affect the voltages occurring on the relevant transverse capacitors. As a result, this resistance also has no influence on the efficiency of this circuit arrangement, provided it does not result in an excessively large discharge time constant. Switches can therefore also be used here whose resistance is not negligibly small.
For the circuit arrangement according to the invention, several circuit examples are given below and described in detail with reference to FIGS. 2-9.
FIG. 1, which is also provided, shows a circuit arrangement for pulse-wise energy transmission which, in a manner known per se, has a series coil having an inductance. In contrast, FIG. 2 shows a basic circuit for the circuit arrangement according to the invention.
3 shows a basic circuit in which the mode of operation of the amplifier element used can also be seen. In addition, the two shunt capacitors provided are equipped with additional capacitors. FIG. 4 shows the use of the circuit specified in FIG. 3 for connecting two subscribers in a time division multiplex switching system. In addition, the amplifier elements are represented here by transistors.
5 shows a further circuit arrangement according to the invention which can be used for a time division multiplex switching system and which has additional refinements.
6-8 represent equivalent circuit diagrams which are used in the description to explain the function of the circuit arrangement according to the invention.
9 shows diagrams for the course of the current and the voltages as a function of the
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As already mentioned, FIG. 1 shows a circuit arrangement for pulse-wise energy transmission, in which a special coil with inductance is provided for this purpose. This is coil L. You
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because of the circuit and thus between the two shunt capacitors to connection AV. The connection AG is here connected via the device FG to the generator G, from which the shunt capacitor is charged if necessary. When the switch S, which is in series with the coil L in the series arm, is closed, the shunt capacitor COG is discharged as the charge in it moves in the form of a half-wave to the shunt capacitor COV.
In order for the charge to remain there, switch S must be opened again exactly at the end of the half-oscillation. The charge can then flow off from there via the connection AV to consumer V. The arrangement FG is often designed as a low-pass filter and prevents, among other things, the half-oscillation from being disturbed by the generator G. The charging of the shunt capacitor COG takes place slowly in relation to its discharge. For some applications it is advisable to provide a low-pass filter between the connection AV and the consumer V.
FIG. 2 now shows a basic circuit for the circuit arrangement according to the invention. The coil L is missing here. Instead, the arrangement K is connected in parallel to the shunt capacitor COG and contains an additional capacitor lying parallel to the shunt capacitor COG and an amplifier element. While the shunt capacitor COG is being charged, the voltage that occurs across it increases. With the aid of the amplifier element coupled to the shunt capacitor, the parallel additional capacitor is supplied with energy and thus with charge in such a way that it always has practically the same voltage as the shunt capacitor. A voltage drop that significantly changes this voltage or a special bias is here z. B. not available.
This energy is supplied from the operating current source (not shown) of the amplifier element. More energy is therefore available for the subsequent pulsed energy transfer than if the additional capacitor were not present and not charged. This additional energy has an effect on the energy transfer in such a way that the shunt capacitor COV absorbs more energy than usual. This is certainly the case when the energy transfer to the shunt capacitor COV lasts only very briefly compared to the charging process.
A part of the available energy is then drawn very quickly from the shunt capacitor COG and from the associated additional capacitor without it having time to get to other places in an undesirable manner.
Are z. For example, if the shunt capacitors COG and COV are the same size and if the additional capacitor is large compared to the shunt capacitor COG, then because of the effects already described, the shunt capacitor COV to be supplied takes on practically the same voltage that was originally applied to the shunt capacitor COG. Without the cooperation of the arrangement K, on the other hand, only half the voltage would occur on the shunt capacitor COV. Even if the additional capacitor is smaller than assumed above, the voltage across the cross capacitor COV is obviously greater than half the voltage. In any case, the energy transfer through the arrangement K is improved. Advantageously, no great demands are placed on the switching accuracy of the switch S over time.
Even if the shunt capacitors COG and COV are not identical to one another, more energy is transmitted to the shunt capacitor COV when the arrangement K is involved than otherwise. The other advantages of the circuit arrangement are also retained. The operations described above can be carried out repeatedly. The shunt capacitor COV may have previously been charged to a different voltage by the generator G during the charging process. A voltage corresponding to this voltage occurs after the energy transfer in each case on the shunt capacitor COV, which accordingly feeds the consumer V.
The basic circuit shown in FIG. 3 will now be explained, which also reveals the mode of operation of the amplifier element used. In this circuit example, in addition to an additional capacitor, a coupling capacitor is also provided in the arrangement denoted by K. The amplifier element is coupled to the associated shunt capacitor COG with the aid of this coupling capacitor C2G, which is placed in series with the additional capacitor C1G. The coupling capacitor C2G is parallel to the input of the amplifier element, which is represented by its input resistance Ri in the circuit.
In this case, an amplifier element is to be used that allows an input resistance to be achieved which is so small that it acts as a short circuit for the associated capacitor C2G during the charging of the shunt capacitor COG, which takes place slowly compared to the energy transfer. There is then practically no voltage drop across the coupling capacitor. Only a relatively small voltage change per unit of time is then associated with the charging of the shunt capacitor. First
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let us now disregard the input resistance of the amplifier element.
The current flowing via the coupling capacitor would then be proportional to the change present in each case per unit of time in the voltage applied to it, which in this case would change with the voltage applied to the shunt capacitor. This voltage change per unit of time is also small, and so is the current flowing through the coupling capacitor. It turns out that because of the relative slowness of the process considered here, the coupling capacitor acts like a large resistance. It can therefore be the specified
Comply with the regulation which states that the input resistance Ri of the amplifier element has to act as a short circuit for the coupling capacitor C2G.
The current flowing via the additional capacitor CIG therefore essentially flows via the latter, taking into account the input resistance Ri, and controls the amplifier element in the process. An amplifier element of this type is to be used here so that, as a result of its effect, a current of at least almost the same size is driven through its main circuit. This effect of the amplifier element as a current source is indicated by the circuit symbol marked i in FIG. The current supplied by the current source i now also feeds the input circuit of the amplifier element, in which the input resistance Ri is located.
The current source i is namely also connected to the series circuit made up of the additional capacitor C1G and input resistor Ri. It should be remembered that currents have always been considered above that are caused by changing voltages and their paths. are not interrupted by capacitors. The current supplied by the current source i is therefore able to cancel the current consumption of the input circuit of the amplifier element when the shunt capacitor is charged.
How this elimination is achieved in detail is illustrated in FIG. 6, where the shunt capacitor CO with the associated additional capacitor C1 and with the via coupling capacitor C2. coupled amplifier element are shown, which has the input resistance Ri and current source i. 6 is an equivalent circuit diagram, so the operating current source feeding the amplifier element is not shown here. The coupling capacitor C2 is shown in dashed lines to indicate that the current i3 feeding the parallel circuit comprising the coupling capacitor C2 and the input resistor Ri flows through the input resistor Ri alone.
The current i3 then driven by the current source i through the main circuit of the amplifier element can be interpreted as a continuation of the current flowing via the input resistor Ri. The result is a closed circuit. This is indicated by the four current arrows labeled i3.
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Up until now, the term “charging” a capacitor has only been understood to mean charging. We will now briefly consider what happens when the shunt capacitor CO is discharged. In this case the current flowing through the shunt capacitor has the opposite direction of current than before.
Accordingly, the current flowing through the additional capacitor and the input resistor Ri also has the opposite direction of current than before. All current arrows in the equivalent circuit must therefore be reversed. The additional capacitor is also discharged. However, its discharge does not contribute to the outwardly flowing current il. The voltage occurring at the additional capacitor Cl therefore always corresponds to the voltage prevailing here both during charging and during discharge of the shunt capacitor CO. The generator feeding the shunt capacitor CO is not loaded to adjust the voltage occurring at the additional capacitor C1, since this is adjusted by the action of the amplifier element.
However, this only applies if the discharge process does not proceed too quickly and the coupling capacitor also acts as a large resistance in this case, which is why no noticeable current flows through the coupling capacitor C2.
According to the description above, the current source i of the amplifier element has to supply a current which is just as large as the control current supplied to it. The power source i
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An amplifier element which has a current source with this property and, moreover, also has a very small input resistance, is now represented by a transistor in a common base circuit. If a flat transistor is used, the current supplied by the current source is practically as large as the current flowing through the input resistor. The deviation is less than 2tub. This small deviation does not noticeably affect the function of the circuit.
In Fig. 4, in the arrangement K shown there, a p-n-p transistor is used for the amplifier element. The emitter-base path of the transistor Ti is parallel to the coupling capacitor C2 and the emitter-collector path
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also the charge Q / 2. This is the case when the capacitance of the coupling capacitor C2 is so large that this capacitor acts as a short circuit for the input of the amplifier element during the energy transfer, which is brief compared to the previous charge of the shunt capacitor, which is represented by the input resistance Ri. The energy transfer is now a very short process compared to the previous charge.
The coupling capacitor C2 therefore acts this time as a much smaller resistor. This has the consequence that a significantly larger current component flows through the coupling capacitor C2 than before, while only a very small current component is diverted through the input resistor Ri. Incidentally, this current component is returned from the current source i to the coupling capacitor C2. The result is that the charge Q / 2 is also fed to the coupling capacitor C2.
First the switch S is then opened again. In addition, according to the time constant given by the input resistance Ri and the relatively large capacitance of the capacitor C2, the discharge of the capacitor C2 takes place via the input resistance Ri, the charge Q / 2 flowing away via this resistance. This discharge takes place much more slowly than the previous energy transfer. This process is shown in the equivalent circuit diagram according to FIG. 8, where the directions of the currents occurring as a result are also shown. The flow of the charge through the input resistor Ri represents a current which has the consequence that the same current is drawn from the current source i. is driven through the main circuit. With this current, the charge Q / 2 is therefore also transported overall.
Half of this charge flows to the shunt capacitor CO and half
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via the coupling capacitor C2, but essentially only via the input resistance Ri. The discharge is, as already stated, slow compared to an energy transfer, so that the change in current per unit of time with this current is small and therefore the input resistance Ri is again a short circuit for the coupling capacitor C2 acts. The current which transports half of the charge Q / 2 through the input resistor Ri has the consequence that the current source i drives a current through the main circuit with which the same charge, i.e. the charge Q / 4, is also transported. Half of this charge Q / 4 also reaches the shunt capacitor CO and the other half goes to the additional capacitor C1.
However, this is also associated with a charge transport through the input resistance Ri, this time the charge Q / 8
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driven by the main circuit. It can be seen that if these processes are followed up, the result is that both the shunt capacitor CO and the additional capacitor Cl are each still supplied with a total of the charge Q / 4 + Q / 8 + Q / 16 +... = Q / 2. These charges are added to the charges Q / 2 (see FIG. 7) already located there, so that the charge Q is now present there. The coupling capacitor C2, however, is completely discharged.
It has therefore been found that the shunt capacitor belonging to the connection supplied with energy has taken on the same charge after the end of the process as the shunt capacitor belonging to the supplying connection had contained, namely the charge Q. The charged shunt capacitor is then connected to the associated connection Supplies consumers with energy.
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supplies. Half of this was emitted by the shunt capacitor COG and half by the additional capacitor C1G. Each of these two capacitors therefore now only has the charge Q / 2. The coupling capacitor C2G had not previously been charged when the capacitors COG and C1G were charged, as has already been described.
When the additional capacitor C1G releases the charge Q / 2, the current that transports this charge now also flows through the coupling capacitor C2G, which this time acts as a small resistor, since this is a fast process. Since it was initially free of charge, the coupling capacitor is negatively charged with the charge Q / 2. This is followed by the discharge of the coupling capacitor C2G, which takes place very similarly to that of the capacitor C2, which has been described with reference to the equivalent circuit diagram according to FIG. However, this time a negative charge is discharged from the coupling capacitor. The consequence of this is that the input resistance Ri is traversed by the current in the opposite direction than in the circuit discussed above.
As a result, a current is also driven in the opposite direction from the current source i via the other two capacitors C1G and COG, which are therefore further discharged instead of being charged as before. Overall, the charge 3/2 is once again discharged from each of these capacitors, which means that, after the discharge process has been completed, the coupling capacitor
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Capacitors from generator V are then carried out as described above, but the additional capacitor C1G takes on a greater charge than usual. When the switch S is closed, a larger charge than usual is therefore transported from connection AG to connection AV.
Because of the symmetry of the circuit arrangement, the same voltage occurs at the capacitors there
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The additional capacitor is therefore driven by the associated current source i the same charge through the main circuit. One part of this charge goes to the shunt capacitor COV, the other part goes to the additional capacitor C1V and flows through the input resistor Ri. Now these two parts are not the same this time, but their sizes behave like capacities of the shunt capacitor COV and the additional capacitor C1V. The shunt capacitor COV receives less than half of this charge.
But this charge is
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If the additional capacitor CIV crosses the same capacitance again to the additional capacitor C1V, it also flows through the input resistor Ri and is therefore driven again by the current source i through its main circuit, the result is that
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found. In the case considered here, however, it is greater than in the case where the additional capacitor C1V had the same capacitance as the shunt capacitor COV.
Therefore, this time a larger charge reaches the shunt capacitor COV than usual, and a larger voltage occurs there accordingly than usual. This means that a gain has taken place in the course of the energy transfer. This is greater, the greater the capacitance of the additional capacitors compared to the capacitance of the shunt capacitors. This gain is expediently used to compensate for energy losses occurring in the arrangement. The capacitance of the additional capacitors compared to the capacitance of the shunt capacitors must then be made so much larger that the energy losses occurring in the arrangement are compensated for.
It should also be noted that in the case where the additional capacitors have a smaller capacitance than the shunt capacitors, instead of amplification, attenuation occurs.
The properties of the arrangement denoted by K in FIGS. 3 and 4 are now given again in summary. If this arrangement is fed in such a way that the occurring voltage changes only slightly in the unit of time, i.e. slow charging takes place, only the associated shunt capacitor acts as a load (charging from the generator). If a relatively fast process takes place, i.e. fast charging, both the shunt capacitor and the additional capacitor act as a load (energy transfer). The charge absorbed by the additional capacitor is then transported from there into the shunt capacitor by the action of the amplifier element.
If the arrangement K itself acts as a feeding source together with the associated shunt capacitors, only the charge contained in the shunt capacitor is released in the event of slow discharge (discharge via the consumer). In the case of rapid discharge, on the other hand, both the charge contained in the shunt capacitor and the charge contained in the additional capacitor have an effect (energy transfer). Then the additional capacitor is completely discharged, also a shunt capacitor of the same size. If one-way transmission with amplification is to be provided, it is advisable to give the additional capacitor a larger capacitance than the shunt capacitor only at the connection fed by the energy transmission. When power is transmitted, both capacitors mentioned take a larger charge than usual when the connection is powered.
The one in the additional capacitor is then transported into the shunt capacitor by the action of the amplifier element, so that it takes up a greater charge than usual.
The circuit arrangement shown in FIG. 5 will now be considered. The subscriber station Ta can be connected to the multiplex bus M via this circuit arrangement. In the same way, other subscriber stations (not shown) can be connected to this multiplex rail. On arrival
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closed. The transistor Ti belongs to the amplifier element. It has the emitter resistance Re, via which the positive potential + U1 has an effect. The collector is under the influence of the negative potential Ul ,. which has an effect there via the winding of the transformer Pl and via the throttle D. The choke D, together with the shunt capacitor CO and the capacitor IC, which is also provided, forms a low-pass filter.
This low-pass filter is fed via the transformer P1 from the subscriber station Ta, alternating voice voltages which are to be transmitted with the aid of the circuit arrangement via the multiplex line M to a second such circuit arrangement with a subscriber station connected there. However, this second circuit arrangement is not shown here. The negative potential Ul has such an effect that the capacitors CO
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self-voltages are increased or decreased. Energy transfers corresponding to the instantaneous values of these alternating voltages can then take place via the circuit arrangement.
In order to limit the negative voltage occurring at the shunt capacitor CO, the limiter diode Ggl is connected to one pole there. The other pole of this limiter diode is at the potential -U2, which is slightly more negative than the negative potential -Ul. To limit the positive voltages that may occur on the cross capacitor CO, the limiter diode Gg2 is provided, one pole of which is connected to the cross capacitor CO and the other pole of which is at the potential + U2, which is somewhat more positive than ground. The function of this limiter diode can also be taken over here by the transistor Ti, since its collector-base path is inserted into the circuit with polarity in the same direction.
If the limiter diode Gg2 is omitted, its function is taken over by this collector-base path. Such an additional use of a transistor for limiting can also be provided in other circuit arrangements. It is a non-obvious measure of independent importance. Energy can also be transmitted in pulses via the multiplex rail M from the already mentioned second circuit arrangement (not shown) to the circuit arrangement shown in FIG. All of these energy transfers form a pulse sequence which is modulated in accordance with the alternating speech voltages supplied by the subscriber stations. The alternating speech voltages to be received are then filtered out again from this pulse sequence by the low-pass filter.
These alternating speech voltages then reach the subscriber station connected to the relevant low-pass filter.
In the circuit arrangement shown in FIG. 5, the connection Aa belongs to a subscriber line terminated with the transformer P1. This subscriber line has a direct current feed in a manner known per se, which is made with the aid of the voltage source U1. As a result, the direct feed current flows through the primary winding of the transformer P1 and results in a magnetic flux and thus a premagnetization of the transformer. Such a premagnetization is undesirable because. it worsens the transmission properties.
However, this bias and the associated magnetic flux are compensated for in the circuit arrangement shown in FIG. between the fact that the quiescent current supplied by the operating current source with the potential Ul and + Ul for the transistor Ti is passed through the secondary winding of the transformer Pl. This quiescent current also results in a magnetic flux. A winding sense of the secondary winding is provided here in such a way that this magnetic flux is directed in the opposite direction to the magnetic flux generated by the feed current, which enables the intended compensation. The number of turns of the primary and secondary winding must also be taken into account. The strength of the quiescent current can be influenced by choosing the operating point for the transistor Ti.
The feed current to be compensated is only available when the receiver is lifted at the associated subscriber station. The quiescent current of the transistor is therefore only required for compensation. In a time-division switching system, dü is only used during this time. The switch assigned to the subscriber station is periodically actuated by control pulses so that the energy transfers required for the connection can take place. This can now be used to energize the transistor Ti only during this time. This prevents the quiescent current in the rest of the time and thus also prevents unnecessary loading of the operating current source. The transistor Ti is then only unlocked with the aid of the control pulses with the onset of energy transfers serving to connect subscribers.
For this purpose, in the circuit arrangement shown in FIG. 5, these control pulses are coupled into the base circuit with a polarity suitable for this purpose. They have an effect there with the help of a storage element bridging the pulse intervals. The coupling of the control pulses takes place here via the transformer Ps. The control pulses US are fed to the primary winding of this transformer. The secondary winding is via the rectifier Gb
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connected to the R-C combination Cb // Rb, which serves as a storage element and is in the base circuit of the transistor Ti. One end of the R-C combination is connected to the base of the transistor Ti.
At the other end the potential + U1 is applied. If there is no control pulse, the transistor Ti is blocked, since the same potential, namely the potential + U1, has an effect on the emitter and base. When a control pulse occurs, a current flows through the rectifier Gb and the resistor Rb, which is directed in such a way that a voltage drop occurs there, by means of which the base is made more negative than before. The transistor Ti therefore becomes conductive. The capacitor Cb charges up. It discharges only a little during the pulse pauses. Therefore, the voltage applied to it keeps the transistor Ti conductive during the pulse pauses. Only when there are no control pulses does the capacitor Cb discharge completely, so that the transistor Ti is blocked again.
The transformer Ps is also used here as part of an electronic switch that switches through the transmission path from the connection Aa to the multiplex rail M. The transformer Ps also has a tertiary winding, the ends of which are connected via the rectifiers Gsl and Gs2, which are placed under reverse voltage by the bias voltage source Uv. The multiplex rail is connected between the rectifiers Gs1 and Gs2. The connection Aa is connected to the center tap of the tertiary winding via the blocking capacitor Ck. As long as the rectifiers Gsl and Gs2 are blocked, no energy transfers can take place from the connection Aa via the multiplex rail, nor can energy transfers occur in the opposite direction.
If, on the other hand, a control pulse US occurs, a voltage pulse is induced in the tertiary winding, which results in a current which flows through the rectifiers Gs1 and Gs2 in the forward direction. Energy can then be transferred from and to connection Aa. The control pulse under consideration does not have any other effect on the circuit arrangement.
PATENT CLAIMS:
1. Circuit arrangement for pulse-wise energy transmission between connections provided with transverse capacitors, in particular for the connection of connections in a time-division multiplex switching system, characterized in that the connections (AG, AV;
Fig. 3) the shunt capacitors (COG, COV) parallel additional capacitors (C1G, C1V) are connected and that an amplifier element (Ri - i) is coupled to these shunt capacitors, so that from its operating power source during the before the transmission Time span an additional capacitor is supplied with energy in such a way that a voltage corresponding to the voltage applied to the shunt capacitor is always applied to it, and that the energy contained in the additional capacitor also has an effect on the later, in contrast, short energy transfer.
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