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Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Wirkungsbereiches einer Frequenzregulierung bei Oszillatoren
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sind drei unterschiedliche Ausführungsformen in den Fig. 2-4 dargestellt.
In Fig. 2 wird die Fehlerspannung aus dem Verstärker 6 dem Eingang E zugeführt. Am Ausgang A wird die begrenzte Fehlerspannung abgenommen. Zwischen dem Eingang E und dem positiven Pol einer Spannungsquelle liegt ein erster Spannungsteiler R2 - R3. Der gemeinsame Punkt dieser Widerstände R2 - R3 ist auf den Emitter eines Transistors Tl geftihrtund über eine Diode G2 mit einem Spannungsteiler R7 - R8 zwischen dem positiven Pol der Spannungsquelle und Masse verbunden. Zwischen dem Eingang E und dem positiven Pol der Spannungsquelle liegt ein zweiter Spannungsteiler R5 - R6, der an die Basis des Transistors Tl geführt und über die Diode Gl mit dem Spannungsteiler R7 - R8 verbunden ist.
Der Kollektor des Transistors Tl ist mit der Basis eines Transistors T2 verbunden und erhält das negative Potential über einen Widerstand R4 vom negativen Pol der Spannungsquelle. Zwischen dem Eingang E und dem Kollektor des Transistors T2 liegt ein Widerstand R1. Der Emitter dieses Transistors T2 ist an Masse geschaltet. Der Ausgang A ist mit dem Kollektor des Transistors T2 verbunden.
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Eingang E wird der Transistor Tl gesperrt.
In einem angenommenen Beispiel seien diese Grenzspannungen +3 und -3 V, die positive Quellenspannung +20 V, der Widerstand R7 1 k# und der Widerstand R8 2 k. Am Spannungsteilerabgriff liegt ein Potential von +6, 6V. Steigt das Potential am Eingang E über +3V, so wird das Basispotential über den Spannungsteiler R5 - R6 mit den Werten 10 kQ und 33 M auf +7 V angehoben. Das Emitterpotential steigt wegen des Spannungsabfalles an der Diode G2 von +6,6 V auf +7 V, wodurch der Transistor Tl sperrt. Sinkt hingegen das Potential am Eingang E unter-3 V, so wird das Emitterpotential über den Spannungsteiler R2 - R3 mit den Werten 20 kss und 30 kfa auf +6, 2 V abgesenkt.
Durch die Wirkung der Diode G1 bleibt das Basispotential auf +6, 2 V, womit der Transistor Tl ebenfalls gesperrt ist.
Beisperrendem Transistor T1 wird das Basispotential des Transistors T2 negativ und der Transistor T2 leitet. Durch den leitenden Transistor T2 wird der Ausgang A mit Masse verbunden.
Bei leitendem Transistor Tl ist die Basis des Transistors T2 positiv, wodurch dieser Transistor
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Eingang Eist tiber den Schutzwiderstand R1 mit dem AusgangFig. 2. Die Steuerung des Transistors T3 erfolgt durch einen Differenzverstärker, gebildet aus den Transistoren Tl und T2. Beide Transistoren Tl und T2 werden basisseitig über Spannungsteiler R2 - R3 und R5 - R6 gesteuert. Diese Spannungsteiler sind derart dimensioniert, dass innerhalb der Grenzspannungen der Transistor Tl leitet und der Transistor T2 sperrt. Wird das Potential am Eingang
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negativer als die untere Grenzspannung, so wird das Potential an der Basis des Transistorswodurch der Transistor T2 leitet. Der leitende Transistor T2 bewirkt, dass das Emitterpotential kleiner wird.
Das Potential an der Basis des Transistors Tl wird durch die Diode G2 festgehalten, und durch das kleinere Emitterpotential sperrt der Transistor Tl.
Steigt das Potential am Eingang E über die obere Grenzspannung, so steigt das Basispotential am Transistor Tl. Das Potential an der Basis des Transistors T2 wird über die Diode G1 auf einem
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den Spannungsteiler R7 - RB gegebenen Wert festgehalten und damit die Emitterspannung begrenzt.in der Weise, dass beim Über- und Unterschreiten der Grenzspannungen der Ausgang A auf Masse kurzgeschlossen wird.
In einzelnen Fällen ist dieses Kurzschliessen unerwünscht. Selbstverständlich kann der Schalttransistor auch in der Weise angeschlossen werden, dass die Verbindung zwischen Eingang und Ausgang unterbrochen ist.
In Fig. 4 ist eine derartige Schaltungsanordnung unter Verwendung der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 2 gezeigt. Der Unterschied in der Wirkungsweise liegt darin, dass gemäss Fig. 4 der Transistor Tl infolge der Bemessung der Spannungsteiler R2 - R3 und R5 - R6 innerhalb der Grenzspannungen gesperrt ist. Die Dioden G1 und G2 sind umgekehrt gepolt als diejenigen in der Fig. 2. Der Schalttransistor T2 arbeitet in gleicher Weise wie bei der Anordnung gemäss Fig. 2. Bei unterbrochener Leitung zwischen
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dem Eingang E und dem Ausgang A ist der Ausgang über den Widerstand R10 auf Massepotential geschaltet.
Fig. 5 zeigt ein erstes Anwendungsbeispiel der Erfindung mit der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 3.
Die Reflektorspannung für das Klystron K wird einem Wechselstromnetz über einen Gleichrichter mit einem Transformator W und einer Gleichrichterschaltung B mit dem Ladekondensator C entnommen. Mit einer Entladungslampe S wird nach dem Widerstand R12 die gleichgerichtete Spannung aus dem Gleichrichter B stabilisiert. Der Widerstand Rll ist ein Potentiometer, von dem der abge-
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Teil mit dem Kondensatorzugeführt. Es hat sich gezeigt, dass, wenn die RegelspÅannung einen Wert von + 2 bis l 3 V erreicht, der Hohlraumresonator bei 10 GHz um etwa 5 MHz von der Modusmitte verstimmt ist. Eine Regulierung durch Verändern der Reflektorspannung ist bei einer derartigen Verstimmung bekanntlich nicht zulässig.
Beim
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durch die Spannungsteiler R2 -R3 und R5 - R6 eingestellten Spannung wird der Tran-sistor T3 leitend und legt den positiven Pol des Gleichrichters B auf Masse. Der Klystronoszillator schwingt damit auf einer Frequenz, die durch den Hohlraumresonator und durch die am Widerstand Rll abgegriffene Spannung festgelegt wurde.
Wird der Hohlraum nachgestimmt, so wird der Transistor T3 erst wieder gesperrt, wenn am Eingang E die Regelspannung zwischen die Grenzen zu liegen kommt. Damit wird automatisch das Klystron auf die Modusmitte abgestimmt, und erst dann setzt die Regelung der Reflektorspannung wieder ein.
Selbstverständlich könnte durch den Transistor T3 an Stelle des Kurzschliessens eine Nachlaufsteuerung eingeschaltet werden, die nun den Hohlraum und den Widerstand Rll mit der Regelspannung auf Fehlerspannung 0 V abstimmt.
In Fig. 6 ist die Anwendung der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 3 in einem LC-Oszillator dargestellt.
Der Oszillatorschwingkreis besteht aus der Spule L und dem Kondensator C5. Die Regelung ist über die Kondensatoren C3 und C4 an den Schwingkreis angekoppelt. Parallel zum Kondensator C5 liegt eine Kapazitätsdiode C6. Mit dem Spannungsteiler, bestehend aus dem Widerstand R13 und der Zenerdiode Z, ist die Kapazitätsdiode C6 über den Widerstand R14 negativ vorgespannt. Die Regelspannung vom Eingang E wird über die Widerstände Rl und R15 der Kapazitätsdiode C6 zugeführt. Bei Über- und Unterschreiten der Grenzspannungen wird die Regelspannung mit dem Transistor T3 auf Masse kurzgeschlossen.
Wenn angenommen wird, der Schwingkreis mit der Spule L und dem Kondensator C5 sei der Oszillatorschwingkreis eines Radioempfängers für Ultrakurzwellen (UKW), so wirkt die Schaltungsanordnung wie eine Abschaltautomatik. Die Regelung wird erst eingeschaltet, wenn der Schwingkreis auf die Mitte des Bereiches abgestimmt ist. Die Grenzspannungen können auf den Kanalabstand eingestellt werden, d. h. die Regelung wirkt bis zu einer Frequenzänderung von 300 kHz.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Wirkungsbereiches einer Frequenzregulierung bei Oszillatoren, wobei eine zur Frequenzabweichung proportionale Regelspannung erzeugt wird, die ausserhalb des festgelegten Wirkungsbereiches abgeschaltet wird, gekennzeichnet durch einen Transistor (T1), dessen Basis-und Emittervorspannungen in an sich bekannterWeisedurchDioden (G1, G2) begrenzt werden, dem die Regelspannung über Spannungsteiler (R2, R3, R5, R6) der Basis und dem Emitter zugeführt wird, wobei die Spannungsteiler derart dimensioniert sind, dass bei Unterschreiten der negativen Bereichgrenze die Emitterspannung gleich gross wie die Basisvorspannung und bei Überschreiten der positiven Bereichgrenze die Basisspannung gleich gross wie die Emittervorspannung wird,
und dass-der Kollektorstrom einen elektronischen Schalter (T2) steuert, der die Regelspannung ausserhalb der Grenzen abschaltet (Fig. 2).
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Circuit arrangement for limiting the effective range of frequency regulation in oscillators
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three different embodiments are shown in Figs. 2-4.
In FIG. 2, the error voltage from the amplifier 6 is fed to the input E. The limited error voltage is taken from output A. A first voltage divider R2-R3 is located between the input E and the positive pole of a voltage source. The common point of these resistors R2 - R3 is led to the emitter of a transistor T1 and connected via a diode G2 to a voltage divider R7 - R8 between the positive pole of the voltage source and ground. Between the input E and the positive pole of the voltage source there is a second voltage divider R5-R6, which is led to the base of the transistor T1 and is connected to the voltage divider R7-R8 via the diode Gl.
The collector of the transistor T1 is connected to the base of a transistor T2 and receives the negative potential via a resistor R4 from the negative pole of the voltage source. A resistor R1 is located between the input E and the collector of the transistor T2. The emitter of this transistor T2 is connected to ground. The output A is connected to the collector of the transistor T2.
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Input E the transistor Tl is blocked.
In an assumed example, these limit voltages are +3 and -3 V, the positive source voltage +20 V, the resistor R7 1 k # and the resistor R8 2 k. There is a potential of +6.6V at the voltage divider tap. If the potential at input E rises above + 3V, the base potential is raised to +7 V via the voltage divider R5 - R6 with the values 10 kΩ and 33 M. The emitter potential increases because of the voltage drop across the diode G2 from +6.6 V to +7 V, whereby the transistor Tl blocks. If, on the other hand, the potential at input E falls below -3 V, the emitter potential is lowered to +6.2 V via the voltage divider R2 - R3 with the values 20 kss and 30 kfa.
Due to the effect of the diode G1, the base potential remains at +6.2 V, which means that the transistor Tl is also blocked.
When the transistor T1 is blocking, the base potential of the transistor T2 becomes negative and the transistor T2 conducts. Output A is connected to ground through the conductive transistor T2.
When the transistor Tl is conductive, the base of the transistor T2 is positive, so that this transistor
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Input Eist via the protective resistor R1 with the output Fig. 2. The transistor T3 is controlled by a differential amplifier, formed from the transistors T1 and T2. Both transistors T1 and T2 are controlled on the base side via voltage dividers R2-R3 and R5-R6. These voltage dividers are dimensioned such that the transistor T1 conducts and the transistor T2 blocks within the limit voltages. Will the potential at the input
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more negative than the lower limit voltage, the potential at the base of the transistor through which the transistor T2 conducts. The conductive transistor T2 causes the emitter potential to decrease.
The potential at the base of the transistor Tl is held by the diode G2, and the transistor Tl blocks due to the lower emitter potential.
If the potential at the input E rises above the upper limit voltage, the base potential at the transistor Tl rises. The potential at the base of the transistor T2 is switched to a via the diode G1
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the value given by the voltage divider R7 - RB is recorded and thus the emitter voltage is limited in such a way that output A is short-circuited to ground if the limit voltages are exceeded or not reached.
This short-circuiting is undesirable in individual cases. Of course, the switching transistor can also be connected in such a way that the connection between input and output is interrupted.
FIG. 4 shows such a circuit arrangement using the circuit arrangement according to FIG. The difference in the mode of operation is that, according to FIG. 4, the transistor T1 is blocked within the limit voltages as a result of the dimensioning of the voltage dividers R2-R3 and R5-R6. The diodes G1 and G2 have the opposite polarity than those in FIG. 2. The switching transistor T2 works in the same way as in the arrangement according to FIG. 2. With an interrupted line between
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the output is connected to the input E and the output A via the resistor R10 to ground potential.
FIG. 5 shows a first example of application of the invention with the circuit arrangement according to FIG. 3.
The reflector voltage for the klystron K is taken from an alternating current network via a rectifier with a transformer W and a rectifier circuit B with the charging capacitor C. After the resistor R12, the rectified voltage from the rectifier B is stabilized with a discharge lamp S. The resistor Rll is a potentiometer from which the
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Part supplied with the capacitor. It has been shown that when the control voltage reaches a value of + 2 to 13 V, the cavity resonator is detuned at 10 GHz by about 5 MHz from the center of the mode. It is known that regulation by changing the reflector voltage is not permissible in the case of such a detuning.
At the
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The voltage set by the voltage divider R2-R3 and R5-R6, the transistor T3 becomes conductive and connects the positive pole of the rectifier B to ground. The klystronic oscillator thus oscillates at a frequency that was determined by the cavity resonator and by the voltage tapped at resistor Rll.
If the cavity is readjusted, the transistor T3 is only blocked again when the control voltage at input E comes to lie between the limits. This automatically adjusts the klystron to the center of the mode, and only then does the control of the reflector voltage start again.
Of course, instead of short-circuiting, the transistor T3 could switch on a follow-up control which now adjusts the cavity and the resistor R11 to an error voltage of 0 V with the control voltage.
FIG. 6 shows the use of the circuit arrangement according to FIG. 3 in an LC oscillator.
The oscillator circuit consists of the coil L and the capacitor C5. The control is coupled to the resonant circuit via capacitors C3 and C4. A capacitance diode C6 is located parallel to the capacitor C5. With the voltage divider, consisting of the resistor R13 and the Zener diode Z, the capacitance diode C6 is negatively biased via the resistor R14. The control voltage from input E is fed to the capacitance diode C6 via the resistors R1 and R15. If the limit voltages are exceeded or not reached, the control voltage is short-circuited to ground with transistor T3.
If it is assumed that the resonant circuit with the coil L and the capacitor C5 is the oscillator circuit of a radio receiver for ultra-short waves (VHF), the circuit arrangement acts like an automatic switch-off. The control is only switched on when the resonant circuit is adjusted to the middle of the range. The limit voltages can be adjusted to the channel spacing, i.e. H. the regulation is effective up to a frequency change of 300 kHz.
PATENT CLAIMS:
Circuit arrangement for limiting the effective range of a frequency regulation in oscillators, whereby a control voltage proportional to the frequency deviation is generated, which is switched off outside the defined effective range, characterized by a transistor (T1), whose base and emitter bias voltages in a known manner by diodes (G1, G2 ), to which the control voltage is fed via voltage dividers (R2, R3, R5, R6) to the base and the emitter, the voltage dividers being dimensioned in such a way that the emitter voltage is the same as the base bias voltage when the voltage falls below the negative range limit and when the positive range limit the base voltage is the same as the emitter bias,
and that the collector current controls an electronic switch (T2) which switches off the control voltage outside the limits (FIG. 2).