WO2018043501A1 - インバータ制御装置および電動機駆動システム - Google Patents

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WO2018043501A1
WO2018043501A1 PCT/JP2017/031001 JP2017031001W WO2018043501A1 WO 2018043501 A1 WO2018043501 A1 WO 2018043501A1 JP 2017031001 W JP2017031001 W JP 2017031001W WO 2018043501 A1 WO2018043501 A1 WO 2018043501A1
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phase angle
value
inverter
current
unit
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峻 谷口
和也 安井
智秋 茂田
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東芝インフラシステムズ株式会社
東芝産業機器システム株式会社
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    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/183—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using an injected high frequency signal

Definitions

  • Embodiments of the present invention relate to an inverter control device and an electric motor drive system.
  • a sensorless control method that does not use a rotational phase angle sensor such as a resolver or an encoder has been proposed in order to reduce the size, weight, cost, and reliability.
  • the method of estimating the rotational phase angle by superimposing the high-frequency voltage can accurately estimate the estimated rotational phase angle during low-speed rotation, but the fundamental frequency is sufficiently smaller than the frequency of the superimposed high-frequency voltage. It was difficult to estimate the rotational phase angle during high-speed rotation.
  • Embodiments of the present invention have been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide an inverter control device and an electric motor drive system that realize stable starting.
  • An inverter control device includes: an inverter main circuit; a current detector that detects a current of an output wiring of the inverter main circuit; and a current response value detected by the current detector.
  • a rotational phase angle estimator that calculates a value corresponding to the rotational phase angle of the connected motor in a stationary coordinate system, and a value corresponding to the rotational phase angle at the start of the inverter main circuit, to the rotational speed of the motor
  • a start-up control unit including a rotation speed estimation unit that calculates a corresponding value, and a normal-time control unit that calculates an estimated rotation phase angle of the electric motor in a rotation coordinate system using a value corresponding to the rotation speed as an initial value. And comprising.
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a configuration example of an inverter control device and an electric motor drive system according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the start-up control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an example of the high-frequency voltage command output from the high-frequency voltage command generation unit of the start-up control unit.
  • FIG. 4 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of a normal-time control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining an example of the superimposed voltage command output from the high-frequency voltage command generation unit of the normal control unit.
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a configuration example of an inverter control device and an electric motor drive system according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the start-up control
  • FIG. 6 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the PI controller of the normal-time control unit.
  • FIG. 7 is a block diagram for explaining another example of the inverter control device of the first embodiment and the startup control unit of the electric motor drive system.
  • FIG. 8 is a block diagram for explaining another example of the normal control unit of the inverter control device and the motor drive system of the first embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the startup control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the start-up control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an example of the operation of the PWM generator shown in FIG.
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a configuration example of an inverter control device and an electric motor drive system according to the first embodiment.
  • the motor drive system of the present embodiment is a motor drive system that drives the motor 2 and includes the motor 2 and an inverter control device.
  • the inverter control device includes an inverter 1, a current detector 3, a startup control unit 4, a normal control unit 5, and a switching unit 6.
  • the electric motor 2 is, for example, a synchronous reluctance motor (SynRM) including a stator and a rotor.
  • SynRM synchronous reluctance motor
  • the electric motor 2 is driven by a three-phase alternating current supplied from the inverter 1.
  • the inverter 1 includes an inverter main circuit (none of which is shown) including a DC power supply (DC load) and two switching elements for each of the U phase, the V phase, and the W phase. Two switching elements for each phase are connected in series between a DC line connected to the positive electrode of the DC power source and a DC line connected to the negative electrode of the DC power source. The switching element of the inverter 1 is controlled by a gate command received from the switching unit 6.
  • the inverter 1 is a three-phase AC inverter that outputs a U-phase current iu, a V-phase current iv, and a W-phase current iw to an electric motor 2 that is an AC load. Further, the inverter 1 can charge the DC power source with the electric power generated by the electric motor 2.
  • the current detector 3 includes at least two-phase current response values (for example, a U-phase current iu, a U-phase current iu, a V-phase current iv, and a W-phase current iw) output from the inverter 1. W-phase current iw) is detected.
  • the current response value detected by the current detector 3 is supplied to the startup control unit 4 or the normal control unit 5 via the switching unit 6.
  • the switching unit 6 switches the supply path of the gate command output from the startup control unit 4 and the supply path of the gate command output from the normal control unit 5 and supplies the switching signal to the inverter 1.
  • the switching unit 6 switches the supply path of the current response values iu and iw detected by the current detector 3 and supplies them to one of the startup control unit 4 and the normal control unit 5.
  • the switching unit 6 includes a first switch 61 and a second switch 62.
  • the operations of the first switch 61 and the second switch 62 are controlled by, for example, a normal mode change command supplied from the startup control unit 4.
  • the first switch 61 includes a first input unit IN1, a second input unit IN2, and a first output unit OUT1.
  • the gate command output from the startup control unit 4 is input to the first input unit IN1.
  • the gate command output from the second input unit IN2 and the normal time control unit 5 is input.
  • the first output unit OUT1 is electrically connected to a wiring that supplies a gate command to each of the two switching elements of each phase of the inverter 1.
  • the first switch 61 electrically connects the first input unit IN1 and the first output unit OUT1 when the normal mode change command is low (L) level, and the normal mode change command is high (H) level.
  • the second input unit IN2 and the first output unit OUT1 are electrically connected.
  • the second switch 62 includes a third input unit IN3, a second output unit OUT2, and a third output unit OUT3.
  • Current response values iu and iw are input from the current detector 3 to the third input unit IN3.
  • the second output unit OUT2 is electrically connected to wirings that supply current response values iu and iw to a coordinate conversion unit 44 of the startup control unit 4 described later.
  • the third output unit OUT3 is electrically connected to wirings that supply current response values iu and iw to a coordinate conversion unit 56 of the normal time control unit 5 described later.
  • the second switch 62 electrically connects the third input unit IN3 and the second output unit OUT2 when the normal mode change command is at a low (L) level, and the normal mode change command is at a high (H) level.
  • the third input unit IN3 and the third output unit OUT3 are electrically connected.
  • the start-up control unit 4 When starting the inverter 1 (for example, when the electric motor 2 starts from a free run), the start-up control unit 4 includes a high-frequency voltage command in which a high-frequency voltage command in a stationary coordinate system is superimposed on the voltage command, and a high-frequency voltage applied to the motor 2.
  • an initial rotational speed estimated value (a value corresponding to the rotational speed ⁇ ) ⁇ est0 is calculated.
  • the estimated rotational phase angle (value corresponding to the rotational phase angle ⁇ ) ⁇ est1 includes an initial rotational phase angle estimated value ⁇ est0.
  • the inverter control device When the inverter 1 is activated, for example, when the user presses the activation button, the inverter control device starts driving the inverter 1.
  • the inverter control device When performing sensorless control of the inverter, the inverter control device does not recognize the rotational speed of the rotor at the timing of starting the inverter 1. Therefore, when the inverter 1 is started, the electric motor 2 may be in a free-running state or the rotation of the electric motor 2 may be stopped.
  • the startup control unit 4 outputs a normal mode change command to the switching unit 6.
  • the normal mode change command is at a low (L) level when the inverter control device and the motor drive system are activated by an activation command from the outside.
  • the startup control unit 4 raises the normal mode change command from the low (L) level to the high (H) level in synchronization with the timing of supplying the initial rotation speed estimated value ⁇ est0 to the normal control unit 5.
  • the startup control unit 4 sets the normal mode change command to high (H). From level to low (L) level.
  • the normal time control unit 5 superimposes the high frequency voltage command of the rotating coordinate system on the voltage command using the initial rotation phase angle estimated value ⁇ est0 and the initial rotation speed estimated value ⁇ est0 supplied from the normal time control unit 5 as initial values.
  • the estimated rotational phase angle ⁇ est is calculated using the value (current response value) of the high-frequency current output from the inverter 1 when a high-frequency voltage is applied to 2, and the operation of the electric motor 2 is controlled.
  • FIG. 2 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the start-up control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the first embodiment.
  • the startup control unit 4 includes a high-frequency voltage command generation unit 41, coordinate conversion units 42 and 44, a PWM modulation unit 43, a rotation phase angle estimation unit 45, and a rotation speed estimation unit 46.
  • the high frequency voltage command generation unit 41 generates a high frequency voltage command V ⁇ h * in the ⁇ axis fixed coordinate system.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an example of the high-frequency voltage command output from the high-frequency voltage command generation unit of the start-up control unit.
  • the high frequency voltage command V ⁇ h * is, for example, a high frequency voltage command that oscillates between Vh [V] and ⁇ Vh [V] as shown in FIG.
  • the frequency of the superimposed high-frequency signal is a signal component that does not contribute to the rotation of the motor 2 if the frequency is twice or more the maximum rotational speed of the motor 2 connected to the inverter main circuit.
  • the signal is set to at least twice the maximum rotation frequency of the electric motor 2.
  • the coordinate conversion unit 42 receives the high-frequency voltage command V ⁇ h * in the ⁇ -axis fixed coordinate system output from the high-frequency voltage command generation unit 41, and converts the coordinate to voltage commands vu * , vv * , vw * in the three-phase fixed coordinate system.
  • the PWM modulation unit 43 generates a gate signal for each phase switching element of the inverter 1 based on a result of comparing the voltage commands (modulation rate commands) vu * , vv * , vw * output from the coordinate conversion unit 42 with a triangular wave. Is generated and output.
  • the coordinate conversion unit 44 is a vector conversion unit that receives the current response values iu and iw of the three-phase fixed coordinate system detected by the current detector 3 and performs coordinate conversion to the current response value i ⁇ of the ⁇ fixed coordinate system.
  • the rotation phase angle estimation unit 45 calculates the estimated rotation phase angle ⁇ est1 of the electric motor 2 from the current response value i ⁇ output from the coordinate conversion unit 44 and the superimposed voltage command (high frequency voltage command) V ⁇ h * generated by the high frequency voltage command generation unit 41. Is calculated.
  • pi ⁇ is a value obtained by differentiating i ⁇
  • pi ⁇ is a value obtained by differentiating i ⁇
  • inductance matrices L 00 , L 01 , L 10 , and L 11 can be expressed as the following formula (3).
  • Equation (2) is modified, Equation (4) is obtained.
  • Equation (4) can be expressed as Equation (5) below.
  • the rotational phase angle estimator 45 calculates the rotational phase angle ⁇ using the above formula (8) to obtain the estimated rotational phase angle ⁇ est1.
  • v ⁇ hf is obtained by using the superimposed voltage command V ⁇ h *
  • pi ⁇ hf is obtained by differentiating the current response value i ⁇ .
  • the estimated rotational phase angle ⁇ est1 at the timing at which the initial speed is calculated (the timing at which the normal mode change command is raised from the low (L) level to the high (H) level) is output as the initial rotational phase angle estimated value ⁇ est0.
  • Rotational speed estimation section 46 calculates initial rotational speed estimated value ⁇ est0 using estimated rotational phase angle ⁇ est1 output from rotational phase angle estimation section 45.
  • the rotation speed estimation unit 46 counts the number of times that the estimated rotation phase angle ⁇ est1 crosses zero after the start of the start process until the predetermined first predetermined period T1 elapses. Subsequently, when the count value is equal to or greater than the predetermined value, the rotation speed estimation unit 46 further starts a startup process and then starts a second predetermined period T2 (second predetermined period T2> first predetermined period T1). Until the elapsed time, the number of times that the estimated rotational phase angle ⁇ est1 crosses zero is counted.
  • the predetermined value to be compared with the count value is “2”. That is, when the value counted during the first predetermined period T1 is equal to or greater than a predetermined value (for example, 2), the rotational speed estimation unit 46 further determines the number of times that the estimated rotational phase angle ⁇ est1 zero-crosses during the second predetermined period T2. Count.
  • the rotational speed estimation unit 46 uses the number of times K T2 that the estimated rotational phase angle ⁇ est1 has zero-crossed from the start of the activation process (at the start of the first predetermined period T1) until the second predetermined period T2 elapses as follows.
  • the rotational speed estimation unit 46 sets the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 to zero.
  • a predetermined value for example, 2 times
  • the rotational speed estimation unit 46 sets the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 to zero.
  • the number of times that the estimated rotational phase angle ⁇ est1 has zero-crossed in the first predetermined period T1 is a predetermined value (for example, The initial rotational speed estimated value ⁇ est0 becomes zero.
  • the rotation speed estimation unit 46 calculates the initial rotation speed estimated value ⁇ est0 as described above, and supplies the calculation result to the normal time control unit 5. In addition, the rotation speed estimation unit 46 issues a normal mode change command to the switching unit 6 from the low (L) level to the high (H) level in synchronization with the timing of supplying the initial rotation speed estimated value ⁇ est0 to the normal control unit 5. Launch.
  • the first switch 61 and the second switch 62 are switched in synchronism with the timing at which the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 is set as the initial value of the PI controller 58 of the normal control unit 5, and the current command
  • the values iu and iw are supplied to the normal time control unit 5, and the gate command calculated by the normal time control unit 5 is supplied to the inverter 1.
  • the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 is calculated using a value corresponding to the rotational phase angle ⁇ (estimated rotational phase angle ⁇ est1), but the initial rotational phase angle estimated value ⁇ est0 is calculated with respect to the initial rotational speed. Since the importance is low, the initial rotation phase angle estimated value ⁇ est0 may not be preset in the normal time control unit 5.
  • the initial rotation phase angle estimation value ⁇ est0 is not preset in the normal time control unit 5, since pi ⁇ hf in the above formula (6) includes the sin2 ⁇ component, the number of zero crossings of pi ⁇ hf is counted to obtain the initial rotation speed estimation value ⁇ est0. By calculating, the calculation process can be simplified.
  • FIG. 4 is a block diagram schematically showing a configuration example of the normal control unit of the inverter control device and the motor drive system of the first embodiment.
  • the normal-time control unit 5 includes a current control unit 51, a high-frequency voltage superimposing unit 52, a high-frequency voltage command generation unit 53, coordinate conversion units 54 and 56, a PWM modulation unit 55, and a rotational phase angle error estimation unit 57. , A PI controller 58 and an integrator 59.
  • the current control unit 51 receives the iqc *, current response values idc, iqc and the current command value idc *, the difference between iqc *
  • the fundamental voltage commands vdcf * and vqcf * are calculated and output so as to be zero.
  • the high frequency voltage command generation unit 53 generates a superimposed voltage command Vdch * of the dcqc axis rotation coordinate system.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining an example of the superimposed voltage command output from the high-frequency voltage command generation unit of the normal control unit.
  • the superimposed voltage command Vdch * is a high-frequency voltage command that oscillates between Vh [V] and -Vh [V], for example, as shown in FIG.
  • High-frequency voltage superimposing unit 52 the fundamental wave voltage command value Vdcf *, by adding the superimposed voltage command VDCH * in Vqcf *, voltage command vdc *, generates a vqc *.
  • the coordinate conversion unit 54 performs coordinate conversion of the voltage commands vdc * , vqc * of the dcqc axis rotation coordinate system into the voltage commands vu * , vv * , vw * of the three-phase fixed coordinate system using the estimated rotation phase angle ⁇ est. It is a vector conversion means.
  • the PWM modulation unit 55 generates a gate signal for each phase switching element of the inverter 1 based on a result of comparing the voltage commands (modulation rate commands) vu * , vv * , vw * output from the coordinate conversion unit 54 with a triangular wave. Is generated and output.
  • the coordinate conversion unit 56 receives the estimated rotation phase angle ⁇ est and the current response values iu and iw detected by the current detector 3, and uses the estimated rotation phase angle ⁇ est to output the current response value iu of the three-phase fixed coordinate system.
  • Iw is a vector conversion means for performing coordinate conversion into current response values idc and iqc of the dcpc axis rotation coordinate system.
  • Equation (12) is obtained.
  • Equation (12) can be expressed as Equation (13) below.
  • the rotational phase angle estimator 57 calculates an error (rotational phase angle error) ⁇ est between the rotational phase angle of the electric motor 2 and the estimated rotational phase angle ⁇ est used for coordinate conversion of the rotational coordinate system using the above formula (15). And output.
  • vdhf output from the high-frequency voltage command generation unit 53 uses the superimposed voltage command Vdch * and piqhf is obtained by differentiating the current response value iqc output from the coordinate conversion unit 56.
  • the PI controller 58 receives the rotational phase angle error ⁇ est and the initial rotational speed estimated value ⁇ est0, and uses the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 as an initial value to calculate the estimated rotational speed ⁇ est so that the rotational phase angle error ⁇ est becomes zero. Is output.
  • FIG. 6 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the PI controller of the normal-time control unit.
  • the PI controller 58 is a PLL (Phase Locked Loop) circuit.
  • the PI controller 58 includes a proportional gain multiplier 581, an integral gain multiplier 582, an integrator 583, and an adder 584.
  • the proportional gain multiplier 581 receives the rotation phase angle error ⁇ est, multiplies the proportional gain Kp, and outputs the result to the adder 584.
  • the integral gain multiplier 582 receives the rotational phase angle error ⁇ est, multiplies the integral gain Ki, and outputs the result to the integrator 583.
  • the integrator 583 sets the initial value as the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 supplied from the startup control unit 4, integrates the output value of the integral gain multiplier 582, and outputs the result to the adder 584.
  • the adder 584 adds the output value of the proportional gain multiplier 581 and the output value of the integrator 583, and outputs an estimated rotational speed ⁇ est.
  • the initial value input to the integrator 583 is the initial rotation speed estimated value ⁇ est0 calculated by the startup control unit 4.
  • the integrator 59 integrates the estimated rotational speed ⁇ est output from the PI controller 58 to calculate the estimated rotational phase angle ⁇ est.
  • the initial value of the integrator 59 is the initial rotational phase angle estimated value ⁇ est0 calculated by the startup control unit 4.
  • the estimated rotational phase angle ⁇ est calculated by the integrator 59 is supplied to the coordinate conversion units 54 and 56.
  • the startup control unit 4 calculates the rotational phase angle estimated value in the stationary coordinate system, and from the number of times the rotational phase angle estimated value has zero-crossed in a predetermined period. Since the approximate initial rotational speed estimated value ⁇ est0 is calculated, the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 can be calculated more accurately even when the control response is slow.
  • the rotational phase input to the PI controller 58 is calculated. Since the rotational speed of the angular error ⁇ est rotates with the difference between the actual rotational speed and the initial rotational speed estimated value ⁇ est0, the estimated rotational speed can be accurately estimated without increasing the response of the PI controller of the PI controller 58. Speed can be calculated.
  • the inverter control device and the motor drive system according to the present embodiment can realize stable start-up during high-speed rotation even when high-speed arithmetic processing cannot be performed. That is, according to the present embodiment, it is possible to provide an inverter control device and an electric motor drive system that realize stable starting.
  • the rotation speed estimation unit 46 determines whether or not the electric motor 2 is rotating based on whether or not the estimated rotation phase angle ⁇ est1 zero-crosses twice or more by the predetermined period T1. As a result, when the electric motor 2 is stopped or rotating at an extremely constant speed, the startup routine for calculating the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 is completed in the predetermined period T1, so that the time required for startup can be shortened.
  • the rotational speed estimation unit 46 calculates the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 based on the number of times that the estimated rotational phase angle ⁇ est1 zero-crosses in the predetermined periods T1 and T2, but for example, the estimated rotational phase angle Initial rotation speed estimated value ⁇ est0 from a period in which ⁇ est1 is zero-crossed a predetermined number of times (for example, twice) (a period from the timing when estimated rotational phase angle ⁇ est1 is zero (first time) to the next timing when it is zero (second time)) May be calculated.
  • the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 may be calculated from the behavior of the estimated rotational phase angle ⁇ est1.
  • the rotational speed estimated value is substantially equal to the actual rotational speed by calculating the rotational speed estimated value using the rotational phase angle estimated value calculated in the stationary coordinate system. Therefore, stable start-up of the inverter control device and the electric motor drive system can be realized by using the estimated rotational speed value calculated in the stationary coordinate system as the initial value when performing sensorless control in the rotating coordinate system.
  • a method of superimposing a high-frequency voltage is used when estimating the rotational phase angle in the stationary coordinate system.
  • the method of superimposing the high-frequency voltage only the high-frequency voltage is applied at the time of activation, so that only the high-frequency current flows and the activation can be performed without generating torque.
  • the rotational phase angle is estimated using the high-frequency current generated by superimposing the high-frequency voltage.
  • the rotational phase angle is estimated from the applied high-frequency voltage when the control is performed by giving the high-frequency current command. Even if this method is employed, the same effect as that of the above-described embodiment can be obtained.
  • FIG. 7 is a block diagram for explaining another example of the startup control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the first embodiment.
  • the startup control unit 4 ⁇ / b> A includes a high-frequency current command generation unit 41 ′ and a current control unit 47 instead of the above-described high-frequency voltage command generation unit 41.
  • the same components as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the high frequency current command generation unit 41 ′ generates high frequency current commands i ⁇ h * and i ⁇ h * and outputs them to the current control unit 47.
  • the current control unit 47 generates and outputs the high-frequency voltage commands v ⁇ h * and v ⁇ h * so that the difference between the high-frequency current commands i ⁇ h * and i ⁇ h * and the current response values i ⁇ and i ⁇ is zero.
  • the rotation phase angle estimation unit 45 calculates an estimated rotation phase angle ⁇ est10 from the current response values i ⁇ and i ⁇ output from the coordinate conversion unit 44 and the high-frequency voltage commands v ⁇ h * and v ⁇ h * output from the current control unit 47.
  • the rotational phase angle estimator 45 uses the above-described high-frequency voltage component for calculation of the rotational phase angle.
  • the voltage equation model of the stationary coordinate system of the electric motor 2 is as shown in Equation (17).
  • the inductance matrices L 00 , L 01 , L 10 and L 11 are as shown in the following formula (19).
  • the ⁇ -axis high-frequency voltage command becomes a component of sin 2 ⁇ , and the rotational phase angle ⁇ can be calculated.
  • the ⁇ -axis high-frequency voltage command becomes a component of sin 2 ⁇ , and the rotational phase angle ⁇ can be calculated similarly.
  • FIG. 8 is a block diagram for explaining another example of the normal control unit of the inverter control device and the motor drive system of the first embodiment described above.
  • the normal control unit 5A includes a high-frequency current command generation unit 53 ′ instead of the high-frequency voltage command generation unit 53, and includes a high-frequency current command superposition unit 52 ′ instead of the high-frequency voltage superposition unit 52.
  • the high-frequency current command generation unit 53 ′ generates high-frequency current commands idch * and iqch *, and outputs them to the high-frequency current command superposition unit 52 ′.
  • the high-frequency current command superposition unit 52 ′ calculates the current commands idc * and iqc * by adding the high-frequency current commands idch * and iqch * to the fundamental wave current commands idcf * and iqcf * supplied from the outside. Output to the current controller 51.
  • the current control unit 51 current command idc *, and iqc *, current response values idc, receives and iqc, current command idc *, as iqc * and the current response value idc, the difference between iqc zero
  • the voltage commands vdc * and vqc * are calculated and output to the coordinate conversion unit 54.
  • the rotational phase angle error estimator 57 calculates a rotational phase angle error estimated value ⁇ est from the current response values idc and iqc and the voltage commands vdc * and vqc * . As described above, even if a method of estimating the rotational phase angle from the applied high-frequency voltage when the control is performed by giving a high-frequency current command, the same effect as that of the above-described embodiment can be obtained.
  • FIG. 9 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the startup control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the second embodiment.
  • the startup control unit 4B includes the PWM modulation unit 55, the coordinate conversion units 54 and 56, the rotation phase angle error estimation unit 57, the high-frequency voltage superimposing unit 52, and the high-frequency voltage command generation unit 53 at a normal time. It is shared with the control unit 5.
  • the startup control unit 4B includes a high-frequency voltage command generation unit 53, a high-frequency voltage superimposition unit 52, coordinate conversion units 54 and 56, a PWM modulation unit 55, a rotation phase angle error estimation unit 57, and a rotation speed estimation. Part 46.
  • the coordinate conversion units 54 and 56 of the normal control unit 5 are used in the startup control unit 4B by setting the estimated rotation phase angle ⁇ est used in the coordinate conversion units 54 and 56 to zero.
  • the fundamental voltage commands vdcf * and vqcf * input to the high-frequency voltage superimposing unit 52 are set to zero so that the startup control unit 4B causes the high-frequency voltage superimposing unit 52 of the normal-time control unit 5 to operate . Used.
  • the startup control unit 4B uses the estimated rotational phase angle error ⁇ est calculated by the rotational phase angle error estimating unit 57 as the estimated rotational phase angle ⁇ est.
  • the inverter control device and the electric motor drive system of the present embodiment are the same as those in the first embodiment except for those described above, and can achieve the same effects as those in the first embodiment.
  • the configuration used for controlling the inverter 1 and the motor 2 is reduced, and the inverter control device and the motor drive system are reduced. It is possible to simplify the configuration.
  • FIG. 10 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the start-up control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the third embodiment.
  • the startup control unit 4C includes a redundant PWM generation unit 48, a coordinate conversion unit 44, a rotation phase angle estimation unit 45, and a rotation speed estimation unit 46. Redundant PWM generating section 48, the voltage commands vu *, vv *, and outputs to generate vw *, the voltage commands vu *, vv *, and outputs a gate command to the inverter 1 based on vw *.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an example of the operation of the PWM generator shown in FIG. FIG. 11 schematically shows eight types of voltage vectors in the ⁇ -axis fixed coordinate system that can be output by the inverter 1.
  • the redundant PWM generator 48 generates a gate command so as to alternately repeat nonzero voltage vectors V1 and V6 in a short time, for example.
  • a harmonic current is generated as a response of the electric motor 2 due to the non-zero voltage vector while the average of the voltage vector output from the inverter 1 is zero.
  • the harmonic current is generated, the estimated rotational phase angle ⁇ est1 can be calculated based on the saliency of the rotor of the electric motor 2.
  • redundant PWM generating section 48 for example, the voltage command corresponding to the nonzero voltage vector V1 vu *, vv *, and vw *, the voltage command corresponding to the nonzero voltage vector V6 vu *, vv *, vw * Are alternately output to the coordinate conversion unit 44.
  • the voltage commands v ⁇ * and v ⁇ * in the ⁇ axis fixed coordinate system are values corresponding to the superimposed voltage command (high frequency voltage command) output from the high frequency voltage command generation unit 41 in the first embodiment described above.
  • the coordinate conversion unit 44 receives the current response values iu and iw of the three-phase fixed coordinate system detected by the current detector 3 and converts them into the current response values i ⁇ and i ⁇ of the ⁇ axis fixed coordinate system, and the rotation phase angle It outputs to the estimation part 45.
  • the inverter control device and the motor drive system of the present embodiment are the same as those in the first embodiment except for the above-described configuration, and can obtain the same effects as those in the first embodiment.
  • the inverter control device may be configured by hardware, may be configured by software, or may be configured by combining hardware and software.
  • the inverter control device may include one or a plurality of processors and a memory, and the operation executed in each configuration may be realized by software. In any case, the same effects as those of the first to third embodiments described above can be obtained.

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Abstract

実施形態によるインバータ制御装置は、安定した起動を実現するインバータ制御装置および電動機駆動システムを提供するものであって、インバータ１から出力される電流応答値を検出する電流検出器３と、電流応答値に基づいて、電動機２の回転位相角に相当する値θｅｓｔ０を、静止座標系で演算する回転位相角推定部４５と、インバータ１の起動時に、推定回転位相角θｅｓｔ１を用いて、電動機２の初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算する回転速度推定部４６とを備えた起動時制御部４と、初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を初期値として、電動機２の推定回転位相角θｅｓｔを回転座標系で演算する通常時制御部５と、を備える。

Description

インバータ制御装置および電動機駆動システム
　本発明の実施形態は、インバータ制御装置および電動機駆動システムに関する。
　電動機を制御するインバータ装置において、小型軽量・低コスト化・信頼性向上のため、レゾルバ・エンコーダ等の回転位相角センサを用いないセンサレス制御法が提案されている。
　例えば、巻線に鎖交する無負荷磁束により発生する電圧情報を用いて回転位相角を推定する方法や、高周波電圧を重畳して回転子突極に起因して発生する高周波電流情報を用いるセンサレス方法が提案されている。
　また、鉄道や産業用途に用いられるインバータ装置では、惰行運転や瞬時停電などからインバータを起動するときに、回転位相角の推定が必要となる。この場合、再起動の際にインバータ装置のスイッチングパタンを制御して、巻線を短絡させることにより発生する電流を観測して回転子位置を推定する方法や、磁石誘起電圧で発生する電流をゼロに抑制制御して、その際に発生する特徴量を利用して回転位相角を推定する方法が提案されている。
　さらに、ＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）向けのフリーラン再起動の方式として、非ゼロ電圧ベクトルを出力するインバータスイッチングを行い、モータ速度に依らず一つの数式で回転位相角を推定する方法が提案されている。
特許第３６９２０８５号公報 特許第３７１９９１０号公報 特許第３６３６３４０号公報 特許第３５０８９８２号公報 特許第４１３９９３４号公報
　例えば永久磁石を使用しないシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）の回転位相角を推定するときには、無負荷誘起電圧が小さいため、無負荷誘起電圧を利用した回転位相角推定を適用することが困難である。
　また、高周波電圧を重畳することにより回転位相角を推定する方法は、低速回転時には回転位相角の推定値を正確に推定できるものの、重畳する高周波電圧の周波数に対して基本波周波数が十分小さいことを前提としており、高速回転時における回転位相角の推定を行うことが困難であった。
　本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、安定した起動を実現するインバータ制御装置および電動機駆動システムを提供することを目的とする。
　実施形態によるインバータ制御装置は、インバータ主回路と、前記インバータ主回路の出力配線の電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器で検出された電流応答値に基づいて、前記インバータ主回路に接続した電動機の回転位相角に相当する値を静止座標系で演算する回転位相角推定部と、前記インバータ主回路の起動時に、前記回転位相角に相当する値を用いて前記電動機の回転速度に相当する値を演算する回転速度推定部とを備えた起動時制御部と、前記回転速度に相当する値を初期値として、前記電動機の推定回転位相角を回転座標系で演算する通常時制御部と、を備える。
図１は、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの一構成例を概略的に示す図である。 図２は、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。 図３は、起動時制御部の高周波電圧指令生成部から出力される高周波電圧指令の一例を説明するための図である。 図４は、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの通常時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。 図５は、通常時制御部の高周波電圧指令生成部から出力される重畳電圧指令の一例を説明するための図である。 図６は、通常時制御部のＰＩ制御器の構成例を概略的に示すブロック図である。 図７は、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の他の例を説明するためのブロック図である。 図８は、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの通常時制御部の他の例を説明するためのブロック図である。 図９は、第２実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。 図１０は、第３実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。 図１１は、図１０に示すＰＷＭ発生部の動作の一例について説明するための図である。
実施形態
　以下、実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムについて、図面を参照して説明する。
　図１は、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの一構成例を概略的に示す図である。
　本実施形態の電動機駆動システムは、電動機２を駆動する電動機駆動システムであって、電動機２と、インバータ制御装置と、を備えている。インバータ制御装置は、インバータ１と、電流検出器３と、起動時制御部４と、通常時制御部５と、切替部６と、を備えている。
　電動機２は、例えば、固定子と、回転子とを備えたシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）である。電動機２は、インバータ１から供給される三相交流電流により駆動される。
　インバータ１は、直流電源（直流負荷）と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相２つのスイッチング素子と、を備えたインバータ主回路（いずれも図示せず）とを備えている。各相２つのスイッチング素子は、直流電源の正極に接続した直流ラインと、直流電源の負極に接続した直流ラインとの間に直列に接続している。インバータ１のスイッチング素子は、切替部６から受信したゲート指令により制御される。インバータ１は、Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗを交流負荷である電動機２へ出力する三相交流インバータである。また、インバータ１は、電動機２で発電された電力を直流電源へ充電することも可能である。
　電流検出器３は、インバータ１から出力される三相交流電流（Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗ）のうち、少なくとも２相の電流応答値（例えば、Ｕ相電流ｉｕ、Ｗ相電流ｉｗ）を検出する。電流検出器３で検出された電流応答値は、切替部６を介して、起動時制御部４あるいは通常時制御部５へ供給される。
　切替部６は、起動時制御部４から出力されるゲート指令の供給経路と、通常時制御部５から出力されるゲート指令の供給経路とを切替えて、インバータ１へ供給する。また、切替部６は、電流検出器３で検出された電流応答値ｉｕ、ｉｗの供給経路を切替えて、起動時制御部４と通常時制御部５との一方へ供給する。
　切替部６は、第１切替器６１と第２切替器６２とを備えている。第１切替器６１と第２切替器６２とは、例えば、起動時制御部４から供給される通常モード変更指令によりその動作を制御される。
　第１切替器６１は、第１入力部ＩＮ１と第２入力部ＩＮ２と第１出力部ＯＵＴ１とを備えている。第１入力部ＩＮ１には、起動時制御部４から出力されたゲート指令が入力される。第２入力部ＩＮ２、通常時制御部５から出力されたゲート指令が入力される。第１出力部ＯＵＴ１は、インバータ１の各相２つのスイッチング素子それぞれにゲート指令を供給する配線と電気的に接続している。
　第１切替器６１は、通常モード変更指令がロー（Ｌ）レベルのときに、第１入力部ＩＮ１と第１出力部ＯＵＴ１とを電気的に接続し、通常モード変更指令がハイ（Ｈ）レベルのときに、第２入力部ＩＮ２と第１出力部ＯＵＴ１とを電気的に接続する。
　第２切替器６２は、第３入力部ＩＮ３と、第２出力部ＯＵＴ２と、第３出力部ＯＵＴ３とを備えている。第３入力部ＩＮ３には、電流検出器３から電流応答値ｉｕ、ｉｗが入力される。第２出力部ＯＵＴ２は、後述する起動時制御部４の座標変換部４４へ電流応答値ｉｕ、ｉｗを供給する配線と電気的に接続している。第３出力部ＯＵＴ３は、後述する通常時制御部５の座標変換部５６へ電流応答値ｉｕ、ｉｗを供給する配線と電気的に接続している。
　第２切替器６２は、通常モード変更指令がロー（Ｌ）レベルのときに、第３入力部ＩＮ３と第２出力部ＯＵＴ２とを電気的に接続し、通常モード変更指令がハイ（Ｈ）レベルのときに、第３入力部ＩＮ３と第３出力部ＯＵＴ３とを電気的に接続する。
　起動時制御部４は、インバータ１を起動するとき（例えば電動機２がフリーランから起動するとき）に、静止座標系の高周波電圧指令を電圧指令に重畳した高周波電圧指令と、電動機２に高周波電圧を印加するときインバータ１から出力される高周波電流の値（電流応答値）とを用いて、推定回転位相角（回転位相角θに相当する値）θｅｓｔ１を演算し、推定回転位相角θｅｓｔ１を用いて、初期回転速度推定値（回転速度ωに相当する値）ωｅｓｔ０を演算する。なお、後述するように、推定回転位相角（回転位相角θに相当する値）θｅｓｔ１は、初期回転位相角推定値θｅｓｔ０を含む。
　インバータ１を起動するときとは、例えば利用者が起動ボタンを押したことにより、インバータ制御装置がインバータ１の駆動を開始するときである。インバータのセンサレス制御を行なう場合、インバータ制御装置は、インバータ１を起動するタイミングにて回転子の回転速度を認識していない。したがって、インバータ１を起動するときには、電動機２がフリーラン状態のときもあれば、電動機２の回転が停止している状態のときもある。
　また、起動時制御部４は、切替部６へ通常モード変更指令を出力する。通常モード変更指令は、インバータ制御装置および電動機駆動システムが外部からの起動指令により起動するときには、ロー（Ｌ）レベルである。起動時制御部４は、初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を通常時制御部５へ供給するタイミングと同期して、通常モード変更指令をロー（Ｌ）レベルからハイ（Ｈ）レベルへ立ち上げる。
　なお、起動時制御部４は、インバータ主回路を停止したとき（例えば利用者が停止ボタンを押したときや、異常時の保護動作により停止するとき）に、通常モード変更指令をハイ（Ｈ）レベルからロー（Ｌ）レベルとする。
　通常時制御部５は、通常時制御部５から供給された初期回転位相角推定値θｅｓｔ０および初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を初期値として、回転座標系の高周波電圧指令を電圧指令に重畳し、電動機２に高周波電圧を印加するときにインバータ１から出力される高周波電流の値（電流応答値）を用いて、推定回転位相角θｅｓｔを演算し、電動機２の動作を制御する。
　図２は、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。
　起動時制御部４は、高周波電圧指令生成部４１と、座標変換部４２、４４と、ＰＷＭ変調部４３と、回転位相角推定部４５と、回転速度推定部４６と、を備えている。
　高周波電圧指令生成部４１は、αβ軸固定座標系の高周波電圧指令Ｖαｈ*を生成する。
　図３は、起動時制御部の高周波電圧指令生成部から出力される高周波電圧指令の一例を説明するための図である。　
　高周波電圧指令Ｖαｈ*は、例えば、図３に示すように、Ｖｈ[Ｖ]と－Ｖｈ[Ｖ]との間で振動する高周波電圧指令である。なお、重畳する高周波信号の周波数については、インバータ主回路に接続される電動機２の最高回転数の２倍以上の周波数であれば、電動機２の回転に寄与しない信号成分となるため、重畳する高周波信号は、少なくとも電動機２の最高回転周波数の2倍以上に設定されている。
　座標変換部４２は、高周波電圧指令生成部４１から出力されたαβ軸固定座標系の高周波電圧指令Ｖαｈ*を受信し、三相固定座標系の電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*へ座標変換を行うベクトル変換手段である。
　ＰＷＭ変調部４３は、座標変換部４２から出力された電圧指令（変調率指令）ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*と三角波とを比較した結果に基づいて、インバータ１の各相スイッチング素子のゲート信号を生成して出力する。
　座標変換部４４は、電流検出器３で検出された三相固定座標系の電流応答値ｉｕ、ｉｗを受信し、αβ固定座標系の電流応答値ｉβへ座標変換を行うベクトル変換手段である。
　回転位相角推定部４５は、座標変換部４４から出力された電流応答値ｉβと高周波電圧指令生成部４１において生成された重畳電圧指令（高周波電圧指令）Ｖαｈ*から電動機２の推定回転位相角θｅｓｔ１を演算する。
　例えば、電動機２の電圧方程式モデルを静止座標系で考えると下記数式（１）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　なお、上記数式（１）において、ｐｉαは、ｉαを微分した値であり、ｐｉβはｉβを微分した値である。
　上記数式（１）から高周波成分のみを抽出すると電流微分項のみとなり、下記数式（２）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　なお、上記数式（２）において、添え字「ｈｆ」は高周波成分を意味する。
　またインダクタンス行列Ｌ００、Ｌ０１、Ｌ１０、Ｌ１１は、下記数式（３）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、数式（２）を変形すると数式（４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　さらに、高周波電圧をα軸方向のみに重畳した場合、ｖβｈｆは０になるので、数式（４）は下記数式（５）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　数式（５）に数式（３）を代入すると、数式（６）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　数式（６）のｐｉβｈｆに着目すると、数式（７）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　数式（７）より、θについて解くと、数式（８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　回転位相角推定部４５は、上記数式（８）を用いて、回転位相角θを演算して推定回転位相角θｅｓｔ１とする。ただし、ｖαｈｆは重畳電圧指令Ｖαｈ＊を用い、ｐｉβｈｆは電流応答値ｉβを微分することで得るものとする。なお、初期速度を演算したタイミング（通常モード変更指令をロー（Ｌ）レベルからハイ（Ｈ）レベルへ立ち上げたタイミング）での推定回転位相角θｅｓｔ１を初期回転位相角推定値θｅｓｔ０として出力する。
　回転速度推定部４６は、回転位相角推定部４５から出力された推定回転位相角θｅｓｔ１を用いて、初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算する。
　回転速度推定部４６は、起動処理を開始してから所定の第１所定期間Ｔ１が経過するまでに推定回転位相角θｅｓｔ１がゼロクロスする回数をカウントする。続いて、回転速度推定部４６は、カウント値が所定値以上であったときに、更に、起動処理を開始してから第２所定期間Ｔ２（第２所定期間Ｔ２＞第１所定期間Ｔ１）が経過するまで、推定回転位相角θｅｓｔ１がゼロクロスする回数をカウントする。
　本実施形態では、例えば、カウント値と比較する所定値を「２」としている。すなわち、回転速度推定部４６は、第１所定期間Ｔ１にカウントした値が所定値（例えば２）以上であったときに、更に、第２所定期間Ｔ２に推定回転位相角θｅｓｔ１がゼロクロスする回数をカウントする。
　回転速度推定部４６は、起動処理の開始時（第１所定期間Ｔ１の開始時）から第２所定期間Ｔ２が経過するまでに推定回転位相角θｅｓｔ１がゼロクロスした回数ＫＴ２を用いて下記のように初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算する。θがゼロクロスする回数が一周期に２回であるため、２で除算している。
　ωｅｓｔ０＝２π×（ＫＴ２÷Ｔ２）÷２…数式（９）
　一方、第１所定期間Ｔ１に、推定回転位相角θｅｓｔ１がゼロクロスした回数が所定値（例えば２回）未満であったとき、回転速度推定部４６は、初期回転速度推定値ωｅｓｔ０をゼロとする。例えば、インバータ１が停止している状態で利用者が起動ボタンを押して、インバータ１の起動処理が開始されたときには、第１所定期間Ｔ１で推定回転位相角θｅｓｔ１がゼロクロスした回数が所定値（例えば２回）未満となり、初期回転速度推定値ωｅｓｔ０がゼロとなる。
　回転速度推定部４６は、上記のように初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算して、演算結果を通常時制御部５へ供給する。また回転速度推定部４６は、初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を通常制御部５へ供給するタイミングと同期して、切替部６への通常モード変更指令をロー（Ｌ）レベルからハイ（Ｈ）レベルへ立ち上げる。したがって、初期回転速度推定値ωｅｓｔ０が、通常時制御部５のＰＩ制御器５８の初期値としてセットされるタイミングと同期して、第１切替器６１と第２切替器６２とが切り替わり、電流指令値ｉｕ、ｉｗが通常時制御部５へ供給され、通常時制御部５で演算されたゲート指令がインバータ１へ供給されることとなる。
　本実施形態では、回転位相角θに相当する値（推定回転位相角θｅｓｔ１）を用いて初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算したが、初期回転位相角推定値θｅｓｔ０については、初期回転速度に対して重要性が低いため、初期回転位相角推定値θｅｓｔ０を通常時制御部５にプリセットしなくても良い。通常時制御部５に初期回転位相角推定値θｅｓｔ０をプリセットしない場合、上記数式（６）のｐｉβｈｆはｓｉｎ２θの成分を含んでいるため、ｐｉβｈｆのゼロクロスの回数を数えて初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算することで、演算処理を簡略化することができる。
　図４は、第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの通常時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。
　通常時制御部５は、電流制御部５１と、高周波電圧重畳部５２と、高周波電圧指令生成部５３と、座標変換部５４、５６と、ＰＷＭ変調部５５と、回転位相角誤差推定部５７と、ＰＩ制御器５８と、積分器５９と、を備えている。
　電流制御部５１は、ｄｃｑｃ軸回転座標系の電流応答値ｉｄｃ、ｉｑｃと電流指令ｉｄｃ*、ｉｑｃ*とを受信し、電流応答値ｉｄｃ、ｉｑｃと電流指令値ｉｄｃ*、ｉｑｃ*との差がゼロとなるように基本波電圧指令ｖｄｃｆ*、ｖｑｃｆ*を演算して出力する。
　高周波電圧指令生成部５３は、ｄｃｑｃ軸回転座標系の重畳電圧指令Ｖｄｃｈ*を生成する。
　図５は、通常時制御部の高周波電圧指令生成部から出力される重畳電圧指令の一例を説明するための図である。　
　重畳電圧指令Ｖｄｃｈ*は、例えば、図５に示すように、Ｖｈ[Ｖ]と－Ｖｈ[Ｖ]との間で振動する高周波電圧指令である。
　高周波電圧重畳部５２は、基本波電圧指令値ｖｄｃｆ*、ｖｑｃｆ*に重畳電圧指令Ｖｄｃｈ*を加算して、電圧指令ｖｄｃ*、ｖｑｃ*を生成する。
　座標変換部５４は、推定回転位相角θｅｓｔを用いて、ｄｃｑｃ軸回転座標系の電圧指令ｖｄｃ*、ｖｑｃ*を三相固定座標系の電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*へ座標変換を行うベクトル変換手段である。
　ＰＷＭ変調部５５は、座標変換部５４から出力された電圧指令（変調率指令）ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*と三角波とを比較した結果に基づいて、インバータ１の各相スイッチング素子のゲート信号を生成して出力する。
　座標変換部５６は、推定回転位相角θｅｓｔと、電流検出器３で検出された電流応答値ｉｕ、ｉｗとを受信し、推定回転位相角θｅｓｔを用いて三相固定座標系の電流応答値ｉｕ、ｉｗをｄｃｐｃ軸回転座標系の電流応答値ｉｄｃ、ｉｑｃへ座標変換を行うベクトル変換手段である。
　例えば、電動機２の電圧方程式モデルを回転座標系で考えると下記数式（１０）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　上記数式（１０）から高周波成分のみを抽出すると電流微分項のみとなり、下記数式（１１）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
ここで、数式（１１）を変形すると数式（１２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　さらに、高周波電圧をｄ軸方向のみに重畳した場合、ｖｑｈｆは０になるので、数式（１２）は下記数式（１３）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　上記数式（１３）のｐｉｑｈｆに着目すると、数式（１４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　上記数式（１４）より、Δθについて解くと、数式（１５）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　回転位相角推定部５７は、上記数式（１５）を用いて、電動機２の回転位相角と回転座標系の座標変換に用いた推定回転位相角θｅｓｔとの誤差（回転位相角誤差）Δθｅｓｔを演算して出力する。ただし、高周波電圧指令生成部５３から出力されたｖｄｈｆは重畳電圧指令Ｖｄｃｈ＊を用い、ｐｉｑｈｆは座標変換部５６から出力された電流応答値ｉｑｃを微分することで得るものとする。
　ＰＩ制御器５８は、回転位相角誤差Δθｅｓｔと初期回転速度推定値ωｅｓｔ０とを受信し、初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を初期値として回転位相角誤差Δθｅｓｔがゼロとなるように演算した推定回転速度ωｅｓｔを出力する。
　図６は、通常時制御部のＰＩ制御器の構成例を概略的に示すブロック図である。ＰＩ制御器５８は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路である。
　ＰＩ制御器５８は、比例ゲイン乗算器５８１と、積分ゲイン乗算器５８２と、積分器５８３と、加算器５８４とを備えている。
　比例ゲイン乗算器５８１は、回転位相角誤差Δθｅｓｔを受信し、比例ゲインＫｐを乗じて加算器５８４へ出力する。
　積分ゲイン乗算器５８２は、回転位相角誤差Δθｅｓｔを受信し、積分ゲインＫｉを乗じて積分器５８３へ出力する。
　積分器５８３は、初期値を起動時制御部４から供給された初期回転速度推定値ωｅｓｔ０とし、積分ゲイン乗算器５８２の出力値を積分して加算器５８４へ出力する。
　加算器５８４は、比例ゲイン乗算器５８１の出力値と、積分器５８３の出力値とを加算して、推定回転速度ωｅｓｔを出力する。
　すなわち、推定回転速度ωｅｓｔは下記のように演算される。　
　ωｅｓｔ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）・Δθｅｓｔ…数式（１６）
　ここで、積分器５８３に入力された初期値は、起動時制御部４で演算された初期回転速度推定値ωｅｓｔ０である。
　積分器５９は、ＰＩ制御器５８から出力された推定回転速度ωｅｓｔを積分して、推定回転位相角θｅｓｔを演算する。積分器５９の初期値は、起動時制御部４で演算された初期回転位相角推定値θｅｓｔ０である。積分器５９で演算された推定回転位相角θｅｓｔは、座標変換部５４、５６に供給される。
　ここで、高速回転時の起動において、回転座標系で回転位相角・回転速度を推定する場合、回転速度の初期値を０（ゼロ）とすると、ＰＩ制御器５８に入力する回転位相角誤差Δθｅｓｔが回転することになるため、ＰＩ制御器５８の応答速度を回転速度に対して十分高速にしないと、制御が回転位相角誤差Δθｅｓｔの変化に追従することができず、正確に推定回転速度ωｅｓｔを演算することができない。
　一方、本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムによれば、起動時制御部４で、静止座標系で回転位相角推定値を演算し、所定期間に回転位相角推定値がゼロクロスした回数から概略の初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算するため、制御応答が遅いときにもより正確に初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算することが出来る。
　さらに、初期回転速度推定値ωｅｓｔ０と実際の回転速度とがほぼ一致している状態で、回転座標系で推定回転位相角θｅｓｔおよび推定回転速度ωｅｓｔを演算すると、ＰＩ制御器５８に入力する回転位相角誤差Δθｅｓｔの回転速度は、実回転速度と初期回転速度推定値ωｅｓｔ０との差分で回転することになるため、ＰＩ制御器５８のＰＩ制御器の応答を高速にすることなく、正確に推定回転速度を演算することができる。
　上記のように、本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムでは、高速な演算処理ができない場合であっても、高速回転時に安定した起動が実現できる。すなわち、本実施形態によれば、安定した起動を実現するインバータ制御装置および電動機駆動システムを提供することができる。
　上述の実施形態において、回転速度推定部４６は、所定期間Ｔ１までに推定回転位相角θｅｓｔ１が２回以上ゼロクロスするか否かにより、電動機２が回転しているか否かを判断している。これにより、電動機２が停止状態もしくは極定速回転している状態では、所定期間Ｔ１で初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算する起動ルーチンが終了するため、起動時に要する時間を短縮することができる。
　また、上述の実施形態では、回転速度推定部４６は、推定回転位相角θｅｓｔ１が所定期間Ｔ１、Ｔ２においてゼロクロスする回数に基づいて初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算したが、例えば、推定回転位相角θｅｓｔ１が所定回（例えば２回）だけゼロクロスする期間（推定回転位相角θｅｓｔ１がゼロ（１回目）のタイミングから、次にゼロ（２回目）となるタイミングまでの期間）から初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算しても良い。あるいは、推定回転位相角θｅｓｔ１の挙動から初期回転速度推定値ωｅｓｔ０を演算しても良い。いずれにしても、静止座標系で演算した回転位相角推定値を用いて回転速度推定値を演算することにより、回転速度推定値は実際の回転速度と略等しくなる。したがって、回転座標系でセンサレス制御を行う際の初期値として、静止座標系で演算した回転速度推定値を利用することにより、安定したインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動を実現することができる。
　なお、上述の実施形態では、電動機２としてシンクロナスリラクタンスモータを採用した例について説明したが、磁石磁束が小さい永久磁石同期電動機を電動機２として採用したときでも、上述の実施形態と同様の効果が得られる。
　また、上述の実施形態では、静止座標系で回転位相角を推定する際に、高周波電圧を重畳する方式を利用している。高周波電圧を重畳する方式では、起動する際、高周波電圧のみを与えるため、高周波電流しか流れず、トルクを発生させずに起動することができる。
　また、上述の実施形態では、高周波電圧を重畳して発生する高周波電流を用いて回転位相角を推定したが、高周波電流指令を与えて制御を行った際の印加高周波電圧から回転位相角を推定する方式を採用しても、上述の実施形態と同様の効果が得られる。
　図７は、上述の第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の他の例を説明するためのブロック図である。
　この例では、起動時制御部４Ａは、上述の高周波電圧指令生成部４１に代えて高周波電流指令生成部４１´と電流制御部４７と、を備えている。なお、以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
　高周波電流指令生成部４１´は、高周波電流指令ｉαｈ*、ｉβｈ*を生成して電流制御部４７へ出力する。
　電流制御部４７は、高周波電流指令ｉαｈ*、ｉβｈ*と電流応答値ｉα、ｉβとの差がゼロとなるように、高周波電圧指令ｖαｈ*、ｖβｈ*を生成して出力する。
　回転位相角推定部４５は、座標変換部４４から出力された電流応答値ｉα、ｉβと、電流制御部４７から出力された高周波電圧指令ｖαｈ*、ｖβｈ*から推定回転位相角θｅｓｔ１０を演算する。
　回転位相角推定部４５は、上述の電圧高周波成分を回転位相角の演算に利用する。まず電動機２の静止座標系の電圧方程式モデルは数式（１７）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　上記数式（１７）から、高周波成分のみを抽出すると、電流微分項のみとなり、下記数式（１８）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　またインダクタンス行列Ｌ００、Ｌ０１、Ｌ１０、Ｌ１１は下記数式（１９）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ここで、例えば、β軸電流にのみ高周波電流指令を与えれば、α軸高周波電圧指令はｓｉｎ２θの成分となり、回転位相角θを演算することができる。あるいはα軸電流にのみ高周波電流指令を与えれば、β軸高周波電圧指令はｓｉｎ２θの成分となり、同様に回転位相角θを演算することができる。
　図８は、上述の第１実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの通常時制御部の他の例を説明するためのブロック図である。
　この例では、通常時制御部５Ａは、高周波電圧指令生成部５３に代えて高周波電流指令生成部５３´を備え、高周波電圧重畳部５２に代えて高周波電流指令重畳部５２´を備えている。
　高周波電流指令生成部５３´は、高周波電流の指令ｉｄｃｈ*、ｉｑｃｈ*を生成して、高周波電流指令重畳部５２´へ出力する。
　高周波電流指令重畳部５２´は、外部から供給される基本波電流指令ｉｄｃｆ*、ｉｑｃｆ*に、高周波電流指令ｉｄｃｈ*、ｉｑｃｈ*を加算して、電流指令ｉｄｃ*、ｉｑｃ*を演算して、電流制御部５１へ出力する。
　電流制御部５１は、電流指令ｉｄｃ*、ｉｑｃ*と、電流応答値ｉｄｃ、ｉｑｃとを受信して、電流指令ｉｄｃ*、ｉｑｃ*と電流応答値ｉｄｃ、ｉｑｃとの差がゼロとなるように、電圧指令ｖｄｃ*、ｖｑｃ*を演算して、座標変換部５４へ出力する。
　回転位相角誤差推定部５７は、電流応答値ｉｄｃ、ｉｑｃと電圧指令ｖｄｃ*、ｖｑｃ*から回転位相角誤差推定値Δθｅｓｔを演算する。
　上記のように、高周波電流指令を与えて制御を行った際の印加高周波電圧から回転位相角を推定する方式を採用しても、上述の実施形態と同様の効果が得られる。
　次に、第２実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムについて図面を参照して説明する。なお、以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
　図９は、第２実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。
　本実施形態において、起動時制御部４Ｂは、ＰＷＭ変調部５５、座標変換部５４、５６、回転位相角誤差推定部５７、高周波電圧重畳部５２、および、高周波電圧指令生成部５３を、通常時制御部５と共有している。
　すなわち、起動時制御部４Ｂは、高周波電圧指令生成部５３と、高周波電圧重畳部５２と、座標変換部５４、５６と、ＰＷＭ変調部５５と、回転位相角誤差推定部５７と、回転速度推定部４６と、を備えている。
　本実施形態では、座標変換部５４、５６で用いる推定回転位相角θｅｓｔをゼロとすることで、起動時制御部４Ｂにおいて通常時制御部５の座標変換部５４、５６を用いている。
　また、本実施形態では、高周波電圧重畳部５２に入力される基本波電圧指令ｖｄｃｆ*、ｖｑｃｆ*をゼロとすることで、起動時制御部４Ｂにおいて通常時制御部５の高周波電圧重畳部５２を用いている。
　さらに、推定回転位相角θｅｓｔをゼロとすることにより、起動時制御部４Ｂにおいて、回転位相角誤差推定部５７で演算される推定回転位相角誤差Δθｅｓｔを推定回転位相角θｅｓｔとしている。
　本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムは、上記以外の構成は上述の第１実施形態と同様であって、上述の第１実施形態と同様の効果を得る頃ができる。
　さらに、上記のように、起動時制御部４Ｂと通常時制御部５とで構成を共有することにより、インバータ１および電動機２の制御の為に用いる構成を減らして、インバータ制御装置および電動機駆動システムの構成を簡素化することが可能である。
　次に、第３実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムについて、図面を参照して説明する。
　図１０は、第３実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。
　本実施形態において、起動時制御部４Ｃは、冗長なＰＷＭ発生部４８と、座標変換部４４と、回転位相角推定部４５と、回転速度推定部４６と、を備えている。
　冗長なＰＷＭ発生部４８は、電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*を生成して出力するとともに、電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*に基づいてインバータ１へゲート指令を出力する。
　図１１は、図１０に示すＰＷＭ発生部の動作の一例について説明するための図である。図１１は、インバータ１が出力可能なαβ軸固定座標系の８種類の電圧ベクトルを概略的に示している。
　電動機２において、電流がゼロのときには、速度によらず、逆起電圧はゼロである。一般的なＰＷＭ変調を行う場合、電流指令をゼロとしたとき、インバータの出力電圧ベクトルとしてＶ０またはＶ７のゼロ電圧ベクトルが選択される。このとき、出力電圧ベクトルと逆起電圧との差はゼロとなるため、高調波電流は発生しない。
　一方、冗長なＰＷＭ発生部４８は、例えば、短時間で非ゼロ電圧ベクトルであるＶ１とＶ６とを交互に繰り返すようにゲート指令を生成する。このとき、インバータ１が出力する電圧ベクトルの平均をゼロとしながらも、非ゼロ電圧ベクトルにより電動機２の応答として高調波電流が発生する。高調波電流が発生することにより、電動機２の回転子の突極性により推定回転位相角θｅｓｔ１の演算が可能である。
　すなわち、冗長なＰＷＭ発生部４８は、例えば、非ゼロ電圧ベクトルＶ１に対応する電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*と、非ゼロ電圧ベクトルＶ６に対応する電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*とを、交互に、座標変換部４４へ出力する。
　座標変換部４４は、冗長なＰＷＭ発生部４８から供給された三相固定座標系の電圧指令ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*をαβ軸固定座標系の電圧指令ｖα*、ｖβ*に変換して、回転位相角推定部４５へ出力する。なお、αβ軸固定座標系の電圧指令ｖα*、ｖβ*は、上述の第１実施形態で高周波電圧指令生成部４１から出力された重畳電圧指令（高周波電圧指令）に相当する値である。
　座標変換部４４は、電流検出器３で検出された三相固定座標系の電流応答値ｉｕ、ｉｗを受信してαβ軸固定座標系の電流応答値ｉα、ｉβに変換して、回転位相角推定部４５へ出力する。
　本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムは、上記構成以外は、上述の第１実施形態と同様であって、上述の第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
　上述の第１乃至第３実施形態において、インバータ制御装置は、ハードウエアにより構成されてもよく、ソフトウエアにより構成されてもよく、ハードウエアとソフトウエアとを組み合わせて構成されてもよい。例えば、インバータ制御装置は１又は複数のプロセッサと、メモリと、を含み、各構成にて実行される演算をソフトウエアにて実現してもよい。いずれの場合であっても、上述の第１乃至第３実施形態と同様の効果を得ることができる。

Claims (8)

  1. 　インバータ主回路と、
    　前記インバータ主回路の出力配線の電流を検出する電流検出器と、
    　前記電流検出器で検出された電流応答値に基づいて、前記インバータ主回路に接続した電動機の回転位相角に相当する値を静止座標系で演算する回転位相角推定部と、前記インバータ主回路の起動時に、前記回転位相角に相当する値を用いて前記電動機の回転速度に相当する値を演算する回転速度推定部とを備えた起動時制御部と、
    　前記回転速度に相当する値を初期値として、前記電動機の推定回転位相角を回転座標系で演算する通常時制御部と、
    　を備えたインバータ制御装置。
  2. 　静止座標系の高周波電圧指令を生成する高周波電圧指令生成部、をさらに備えた請求項１記載のインバータ制御装置。
  3. 　前記電動機へ供給する静止座標系の高周波電流指令を生成する高周波電流指令生成部と、
    　前記高周波電流指令と前記電流応答値とに基づいて、高周波電圧指令を演算する電流制御部と、をさらに備えた請求項１記載のインバータ制御装置。
  4. 　前記回転位相角推定部は、前記電流応答値に代えて前記高周波電流指令と前記高周波電圧指令とに基づいて前記電動機の前記回転位相角に相当する値を演算する請求項３記載のインバータ制御装置。
  5. 　前記インバータ主回路から高調波電流を出力させる前記インバータ主回路へのゲート指令と、前記ゲート指令に基づく前記高周波電圧指令とを発生するＰＷＭ発生部と、をさらに備えた請求項１記載のインバータ制御装置。
  6. 　前記通常時制御部は、回転座標系の推定回転位相角に基づいて、三相固定座標と回転座標とのベクトル変換を行うベクトル変換部を備え、
    　前記ベクトル変換部は、前記インバータ主回路の起動時に前記回転座標系の推定回転位相角をゼロとして、静止座標系のベクトル変換を行う請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のインバータ制御装置。
  7. 　前記起動時制御部の前記回転速度推定部は、前記回転位相角に相当する値が第１所定期間にゼロクロスする回数をカウントし、カウント値が所定値未満のときに前記回転速度に相当する値をゼロとし、
    　前記カウント値が前記所定値以上のときに、前記第１所定期間よりも長い第２所定期間に前記回転位相角に相当する値がゼロクロスする回数をカウントした値と、前記第２所定期間とに基づいて前記回転速度に相当する値を演算する請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のインバータ制御装置。
  8. 　前記請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載のインバータ制御装置と、
    　前記電動機としてのシンクロナスリラクタンスモータと、
    　を備えた電動機駆動システム。
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