WO2018043501A1 - インバータ制御装置および電動機駆動システム - Google Patents
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- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 35
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 35
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 18
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000004913 activation Effects 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 22
- 238000000034 method Methods 0.000 description 15
- 230000008859 change Effects 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 238000001994 activation Methods 0.000 description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 101100179930 Danio rerio iqch gene Proteins 0.000 description 2
- 101100179932 Mus musculus Iqch gene Proteins 0.000 description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/02—Details of starting control
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
- H02P21/0021—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control using different modes of control depending on a parameter, e.g. the speed
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/34—Arrangements for starting
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/08—Reluctance motors
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
- H02P6/183—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using an injected high frequency signal
Definitions
- Embodiments of the present invention relate to an inverter control device and an electric motor drive system.
- a sensorless control method that does not use a rotational phase angle sensor such as a resolver or an encoder has been proposed in order to reduce the size, weight, cost, and reliability.
- the method of estimating the rotational phase angle by superimposing the high-frequency voltage can accurately estimate the estimated rotational phase angle during low-speed rotation, but the fundamental frequency is sufficiently smaller than the frequency of the superimposed high-frequency voltage. It was difficult to estimate the rotational phase angle during high-speed rotation.
- Embodiments of the present invention have been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide an inverter control device and an electric motor drive system that realize stable starting.
- An inverter control device includes: an inverter main circuit; a current detector that detects a current of an output wiring of the inverter main circuit; and a current response value detected by the current detector.
- a rotational phase angle estimator that calculates a value corresponding to the rotational phase angle of the connected motor in a stationary coordinate system, and a value corresponding to the rotational phase angle at the start of the inverter main circuit, to the rotational speed of the motor
- a start-up control unit including a rotation speed estimation unit that calculates a corresponding value, and a normal-time control unit that calculates an estimated rotation phase angle of the electric motor in a rotation coordinate system using a value corresponding to the rotation speed as an initial value. And comprising.
- FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a configuration example of an inverter control device and an electric motor drive system according to the first embodiment.
- FIG. 2 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the start-up control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the first embodiment.
- FIG. 3 is a diagram for explaining an example of the high-frequency voltage command output from the high-frequency voltage command generation unit of the start-up control unit.
- FIG. 4 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of a normal-time control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the first embodiment.
- FIG. 5 is a diagram for explaining an example of the superimposed voltage command output from the high-frequency voltage command generation unit of the normal control unit.
- FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a configuration example of an inverter control device and an electric motor drive system according to the first embodiment.
- FIG. 2 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the start-up control
- FIG. 6 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the PI controller of the normal-time control unit.
- FIG. 7 is a block diagram for explaining another example of the inverter control device of the first embodiment and the startup control unit of the electric motor drive system.
- FIG. 8 is a block diagram for explaining another example of the normal control unit of the inverter control device and the motor drive system of the first embodiment.
- FIG. 9 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the startup control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the second embodiment.
- FIG. 10 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the start-up control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the third embodiment.
- FIG. 11 is a diagram for explaining an example of the operation of the PWM generator shown in FIG.
- FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a configuration example of an inverter control device and an electric motor drive system according to the first embodiment.
- the motor drive system of the present embodiment is a motor drive system that drives the motor 2 and includes the motor 2 and an inverter control device.
- the inverter control device includes an inverter 1, a current detector 3, a startup control unit 4, a normal control unit 5, and a switching unit 6.
- the electric motor 2 is, for example, a synchronous reluctance motor (SynRM) including a stator and a rotor.
- SynRM synchronous reluctance motor
- the electric motor 2 is driven by a three-phase alternating current supplied from the inverter 1.
- the inverter 1 includes an inverter main circuit (none of which is shown) including a DC power supply (DC load) and two switching elements for each of the U phase, the V phase, and the W phase. Two switching elements for each phase are connected in series between a DC line connected to the positive electrode of the DC power source and a DC line connected to the negative electrode of the DC power source. The switching element of the inverter 1 is controlled by a gate command received from the switching unit 6.
- the inverter 1 is a three-phase AC inverter that outputs a U-phase current iu, a V-phase current iv, and a W-phase current iw to an electric motor 2 that is an AC load. Further, the inverter 1 can charge the DC power source with the electric power generated by the electric motor 2.
- the current detector 3 includes at least two-phase current response values (for example, a U-phase current iu, a U-phase current iu, a V-phase current iv, and a W-phase current iw) output from the inverter 1. W-phase current iw) is detected.
- the current response value detected by the current detector 3 is supplied to the startup control unit 4 or the normal control unit 5 via the switching unit 6.
- the switching unit 6 switches the supply path of the gate command output from the startup control unit 4 and the supply path of the gate command output from the normal control unit 5 and supplies the switching signal to the inverter 1.
- the switching unit 6 switches the supply path of the current response values iu and iw detected by the current detector 3 and supplies them to one of the startup control unit 4 and the normal control unit 5.
- the switching unit 6 includes a first switch 61 and a second switch 62.
- the operations of the first switch 61 and the second switch 62 are controlled by, for example, a normal mode change command supplied from the startup control unit 4.
- the first switch 61 includes a first input unit IN1, a second input unit IN2, and a first output unit OUT1.
- the gate command output from the startup control unit 4 is input to the first input unit IN1.
- the gate command output from the second input unit IN2 and the normal time control unit 5 is input.
- the first output unit OUT1 is electrically connected to a wiring that supplies a gate command to each of the two switching elements of each phase of the inverter 1.
- the first switch 61 electrically connects the first input unit IN1 and the first output unit OUT1 when the normal mode change command is low (L) level, and the normal mode change command is high (H) level.
- the second input unit IN2 and the first output unit OUT1 are electrically connected.
- the second switch 62 includes a third input unit IN3, a second output unit OUT2, and a third output unit OUT3.
- Current response values iu and iw are input from the current detector 3 to the third input unit IN3.
- the second output unit OUT2 is electrically connected to wirings that supply current response values iu and iw to a coordinate conversion unit 44 of the startup control unit 4 described later.
- the third output unit OUT3 is electrically connected to wirings that supply current response values iu and iw to a coordinate conversion unit 56 of the normal time control unit 5 described later.
- the second switch 62 electrically connects the third input unit IN3 and the second output unit OUT2 when the normal mode change command is at a low (L) level, and the normal mode change command is at a high (H) level.
- the third input unit IN3 and the third output unit OUT3 are electrically connected.
- the start-up control unit 4 When starting the inverter 1 (for example, when the electric motor 2 starts from a free run), the start-up control unit 4 includes a high-frequency voltage command in which a high-frequency voltage command in a stationary coordinate system is superimposed on the voltage command, and a high-frequency voltage applied to the motor 2.
- an initial rotational speed estimated value (a value corresponding to the rotational speed ⁇ ) ⁇ est0 is calculated.
- the estimated rotational phase angle (value corresponding to the rotational phase angle ⁇ ) ⁇ est1 includes an initial rotational phase angle estimated value ⁇ est0.
- the inverter control device When the inverter 1 is activated, for example, when the user presses the activation button, the inverter control device starts driving the inverter 1.
- the inverter control device When performing sensorless control of the inverter, the inverter control device does not recognize the rotational speed of the rotor at the timing of starting the inverter 1. Therefore, when the inverter 1 is started, the electric motor 2 may be in a free-running state or the rotation of the electric motor 2 may be stopped.
- the startup control unit 4 outputs a normal mode change command to the switching unit 6.
- the normal mode change command is at a low (L) level when the inverter control device and the motor drive system are activated by an activation command from the outside.
- the startup control unit 4 raises the normal mode change command from the low (L) level to the high (H) level in synchronization with the timing of supplying the initial rotation speed estimated value ⁇ est0 to the normal control unit 5.
- the startup control unit 4 sets the normal mode change command to high (H). From level to low (L) level.
- the normal time control unit 5 superimposes the high frequency voltage command of the rotating coordinate system on the voltage command using the initial rotation phase angle estimated value ⁇ est0 and the initial rotation speed estimated value ⁇ est0 supplied from the normal time control unit 5 as initial values.
- the estimated rotational phase angle ⁇ est is calculated using the value (current response value) of the high-frequency current output from the inverter 1 when a high-frequency voltage is applied to 2, and the operation of the electric motor 2 is controlled.
- FIG. 2 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the start-up control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the first embodiment.
- the startup control unit 4 includes a high-frequency voltage command generation unit 41, coordinate conversion units 42 and 44, a PWM modulation unit 43, a rotation phase angle estimation unit 45, and a rotation speed estimation unit 46.
- the high frequency voltage command generation unit 41 generates a high frequency voltage command V ⁇ h * in the ⁇ axis fixed coordinate system.
- FIG. 3 is a diagram for explaining an example of the high-frequency voltage command output from the high-frequency voltage command generation unit of the start-up control unit.
- the high frequency voltage command V ⁇ h * is, for example, a high frequency voltage command that oscillates between Vh [V] and ⁇ Vh [V] as shown in FIG.
- the frequency of the superimposed high-frequency signal is a signal component that does not contribute to the rotation of the motor 2 if the frequency is twice or more the maximum rotational speed of the motor 2 connected to the inverter main circuit.
- the signal is set to at least twice the maximum rotation frequency of the electric motor 2.
- the coordinate conversion unit 42 receives the high-frequency voltage command V ⁇ h * in the ⁇ -axis fixed coordinate system output from the high-frequency voltage command generation unit 41, and converts the coordinate to voltage commands vu * , vv * , vw * in the three-phase fixed coordinate system.
- the PWM modulation unit 43 generates a gate signal for each phase switching element of the inverter 1 based on a result of comparing the voltage commands (modulation rate commands) vu * , vv * , vw * output from the coordinate conversion unit 42 with a triangular wave. Is generated and output.
- the coordinate conversion unit 44 is a vector conversion unit that receives the current response values iu and iw of the three-phase fixed coordinate system detected by the current detector 3 and performs coordinate conversion to the current response value i ⁇ of the ⁇ fixed coordinate system.
- the rotation phase angle estimation unit 45 calculates the estimated rotation phase angle ⁇ est1 of the electric motor 2 from the current response value i ⁇ output from the coordinate conversion unit 44 and the superimposed voltage command (high frequency voltage command) V ⁇ h * generated by the high frequency voltage command generation unit 41. Is calculated.
- pi ⁇ is a value obtained by differentiating i ⁇
- pi ⁇ is a value obtained by differentiating i ⁇
- inductance matrices L 00 , L 01 , L 10 , and L 11 can be expressed as the following formula (3).
- Equation (2) is modified, Equation (4) is obtained.
- Equation (4) can be expressed as Equation (5) below.
- the rotational phase angle estimator 45 calculates the rotational phase angle ⁇ using the above formula (8) to obtain the estimated rotational phase angle ⁇ est1.
- v ⁇ hf is obtained by using the superimposed voltage command V ⁇ h *
- pi ⁇ hf is obtained by differentiating the current response value i ⁇ .
- the estimated rotational phase angle ⁇ est1 at the timing at which the initial speed is calculated (the timing at which the normal mode change command is raised from the low (L) level to the high (H) level) is output as the initial rotational phase angle estimated value ⁇ est0.
- Rotational speed estimation section 46 calculates initial rotational speed estimated value ⁇ est0 using estimated rotational phase angle ⁇ est1 output from rotational phase angle estimation section 45.
- the rotation speed estimation unit 46 counts the number of times that the estimated rotation phase angle ⁇ est1 crosses zero after the start of the start process until the predetermined first predetermined period T1 elapses. Subsequently, when the count value is equal to or greater than the predetermined value, the rotation speed estimation unit 46 further starts a startup process and then starts a second predetermined period T2 (second predetermined period T2> first predetermined period T1). Until the elapsed time, the number of times that the estimated rotational phase angle ⁇ est1 crosses zero is counted.
- the predetermined value to be compared with the count value is “2”. That is, when the value counted during the first predetermined period T1 is equal to or greater than a predetermined value (for example, 2), the rotational speed estimation unit 46 further determines the number of times that the estimated rotational phase angle ⁇ est1 zero-crosses during the second predetermined period T2. Count.
- the rotational speed estimation unit 46 uses the number of times K T2 that the estimated rotational phase angle ⁇ est1 has zero-crossed from the start of the activation process (at the start of the first predetermined period T1) until the second predetermined period T2 elapses as follows.
- the rotational speed estimation unit 46 sets the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 to zero.
- a predetermined value for example, 2 times
- the rotational speed estimation unit 46 sets the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 to zero.
- the number of times that the estimated rotational phase angle ⁇ est1 has zero-crossed in the first predetermined period T1 is a predetermined value (for example, The initial rotational speed estimated value ⁇ est0 becomes zero.
- the rotation speed estimation unit 46 calculates the initial rotation speed estimated value ⁇ est0 as described above, and supplies the calculation result to the normal time control unit 5. In addition, the rotation speed estimation unit 46 issues a normal mode change command to the switching unit 6 from the low (L) level to the high (H) level in synchronization with the timing of supplying the initial rotation speed estimated value ⁇ est0 to the normal control unit 5. Launch.
- the first switch 61 and the second switch 62 are switched in synchronism with the timing at which the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 is set as the initial value of the PI controller 58 of the normal control unit 5, and the current command
- the values iu and iw are supplied to the normal time control unit 5, and the gate command calculated by the normal time control unit 5 is supplied to the inverter 1.
- the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 is calculated using a value corresponding to the rotational phase angle ⁇ (estimated rotational phase angle ⁇ est1), but the initial rotational phase angle estimated value ⁇ est0 is calculated with respect to the initial rotational speed. Since the importance is low, the initial rotation phase angle estimated value ⁇ est0 may not be preset in the normal time control unit 5.
- the initial rotation phase angle estimation value ⁇ est0 is not preset in the normal time control unit 5, since pi ⁇ hf in the above formula (6) includes the sin2 ⁇ component, the number of zero crossings of pi ⁇ hf is counted to obtain the initial rotation speed estimation value ⁇ est0. By calculating, the calculation process can be simplified.
- FIG. 4 is a block diagram schematically showing a configuration example of the normal control unit of the inverter control device and the motor drive system of the first embodiment.
- the normal-time control unit 5 includes a current control unit 51, a high-frequency voltage superimposing unit 52, a high-frequency voltage command generation unit 53, coordinate conversion units 54 and 56, a PWM modulation unit 55, and a rotational phase angle error estimation unit 57. , A PI controller 58 and an integrator 59.
- the current control unit 51 receives the iqc *, current response values idc, iqc and the current command value idc *, the difference between iqc *
- the fundamental voltage commands vdcf * and vqcf * are calculated and output so as to be zero.
- the high frequency voltage command generation unit 53 generates a superimposed voltage command Vdch * of the dcqc axis rotation coordinate system.
- FIG. 5 is a diagram for explaining an example of the superimposed voltage command output from the high-frequency voltage command generation unit of the normal control unit.
- the superimposed voltage command Vdch * is a high-frequency voltage command that oscillates between Vh [V] and -Vh [V], for example, as shown in FIG.
- High-frequency voltage superimposing unit 52 the fundamental wave voltage command value Vdcf *, by adding the superimposed voltage command VDCH * in Vqcf *, voltage command vdc *, generates a vqc *.
- the coordinate conversion unit 54 performs coordinate conversion of the voltage commands vdc * , vqc * of the dcqc axis rotation coordinate system into the voltage commands vu * , vv * , vw * of the three-phase fixed coordinate system using the estimated rotation phase angle ⁇ est. It is a vector conversion means.
- the PWM modulation unit 55 generates a gate signal for each phase switching element of the inverter 1 based on a result of comparing the voltage commands (modulation rate commands) vu * , vv * , vw * output from the coordinate conversion unit 54 with a triangular wave. Is generated and output.
- the coordinate conversion unit 56 receives the estimated rotation phase angle ⁇ est and the current response values iu and iw detected by the current detector 3, and uses the estimated rotation phase angle ⁇ est to output the current response value iu of the three-phase fixed coordinate system.
- Iw is a vector conversion means for performing coordinate conversion into current response values idc and iqc of the dcpc axis rotation coordinate system.
- Equation (12) is obtained.
- Equation (12) can be expressed as Equation (13) below.
- the rotational phase angle estimator 57 calculates an error (rotational phase angle error) ⁇ est between the rotational phase angle of the electric motor 2 and the estimated rotational phase angle ⁇ est used for coordinate conversion of the rotational coordinate system using the above formula (15). And output.
- vdhf output from the high-frequency voltage command generation unit 53 uses the superimposed voltage command Vdch * and piqhf is obtained by differentiating the current response value iqc output from the coordinate conversion unit 56.
- the PI controller 58 receives the rotational phase angle error ⁇ est and the initial rotational speed estimated value ⁇ est0, and uses the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 as an initial value to calculate the estimated rotational speed ⁇ est so that the rotational phase angle error ⁇ est becomes zero. Is output.
- FIG. 6 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the PI controller of the normal-time control unit.
- the PI controller 58 is a PLL (Phase Locked Loop) circuit.
- the PI controller 58 includes a proportional gain multiplier 581, an integral gain multiplier 582, an integrator 583, and an adder 584.
- the proportional gain multiplier 581 receives the rotation phase angle error ⁇ est, multiplies the proportional gain Kp, and outputs the result to the adder 584.
- the integral gain multiplier 582 receives the rotational phase angle error ⁇ est, multiplies the integral gain Ki, and outputs the result to the integrator 583.
- the integrator 583 sets the initial value as the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 supplied from the startup control unit 4, integrates the output value of the integral gain multiplier 582, and outputs the result to the adder 584.
- the adder 584 adds the output value of the proportional gain multiplier 581 and the output value of the integrator 583, and outputs an estimated rotational speed ⁇ est.
- the initial value input to the integrator 583 is the initial rotation speed estimated value ⁇ est0 calculated by the startup control unit 4.
- the integrator 59 integrates the estimated rotational speed ⁇ est output from the PI controller 58 to calculate the estimated rotational phase angle ⁇ est.
- the initial value of the integrator 59 is the initial rotational phase angle estimated value ⁇ est0 calculated by the startup control unit 4.
- the estimated rotational phase angle ⁇ est calculated by the integrator 59 is supplied to the coordinate conversion units 54 and 56.
- the startup control unit 4 calculates the rotational phase angle estimated value in the stationary coordinate system, and from the number of times the rotational phase angle estimated value has zero-crossed in a predetermined period. Since the approximate initial rotational speed estimated value ⁇ est0 is calculated, the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 can be calculated more accurately even when the control response is slow.
- the rotational phase input to the PI controller 58 is calculated. Since the rotational speed of the angular error ⁇ est rotates with the difference between the actual rotational speed and the initial rotational speed estimated value ⁇ est0, the estimated rotational speed can be accurately estimated without increasing the response of the PI controller of the PI controller 58. Speed can be calculated.
- the inverter control device and the motor drive system according to the present embodiment can realize stable start-up during high-speed rotation even when high-speed arithmetic processing cannot be performed. That is, according to the present embodiment, it is possible to provide an inverter control device and an electric motor drive system that realize stable starting.
- the rotation speed estimation unit 46 determines whether or not the electric motor 2 is rotating based on whether or not the estimated rotation phase angle ⁇ est1 zero-crosses twice or more by the predetermined period T1. As a result, when the electric motor 2 is stopped or rotating at an extremely constant speed, the startup routine for calculating the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 is completed in the predetermined period T1, so that the time required for startup can be shortened.
- the rotational speed estimation unit 46 calculates the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 based on the number of times that the estimated rotational phase angle ⁇ est1 zero-crosses in the predetermined periods T1 and T2, but for example, the estimated rotational phase angle Initial rotation speed estimated value ⁇ est0 from a period in which ⁇ est1 is zero-crossed a predetermined number of times (for example, twice) (a period from the timing when estimated rotational phase angle ⁇ est1 is zero (first time) to the next timing when it is zero (second time)) May be calculated.
- the initial rotational speed estimated value ⁇ est0 may be calculated from the behavior of the estimated rotational phase angle ⁇ est1.
- the rotational speed estimated value is substantially equal to the actual rotational speed by calculating the rotational speed estimated value using the rotational phase angle estimated value calculated in the stationary coordinate system. Therefore, stable start-up of the inverter control device and the electric motor drive system can be realized by using the estimated rotational speed value calculated in the stationary coordinate system as the initial value when performing sensorless control in the rotating coordinate system.
- a method of superimposing a high-frequency voltage is used when estimating the rotational phase angle in the stationary coordinate system.
- the method of superimposing the high-frequency voltage only the high-frequency voltage is applied at the time of activation, so that only the high-frequency current flows and the activation can be performed without generating torque.
- the rotational phase angle is estimated using the high-frequency current generated by superimposing the high-frequency voltage.
- the rotational phase angle is estimated from the applied high-frequency voltage when the control is performed by giving the high-frequency current command. Even if this method is employed, the same effect as that of the above-described embodiment can be obtained.
- FIG. 7 is a block diagram for explaining another example of the startup control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the first embodiment.
- the startup control unit 4 ⁇ / b> A includes a high-frequency current command generation unit 41 ′ and a current control unit 47 instead of the above-described high-frequency voltage command generation unit 41.
- the same components as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
- the high frequency current command generation unit 41 ′ generates high frequency current commands i ⁇ h * and i ⁇ h * and outputs them to the current control unit 47.
- the current control unit 47 generates and outputs the high-frequency voltage commands v ⁇ h * and v ⁇ h * so that the difference between the high-frequency current commands i ⁇ h * and i ⁇ h * and the current response values i ⁇ and i ⁇ is zero.
- the rotation phase angle estimation unit 45 calculates an estimated rotation phase angle ⁇ est10 from the current response values i ⁇ and i ⁇ output from the coordinate conversion unit 44 and the high-frequency voltage commands v ⁇ h * and v ⁇ h * output from the current control unit 47.
- the rotational phase angle estimator 45 uses the above-described high-frequency voltage component for calculation of the rotational phase angle.
- the voltage equation model of the stationary coordinate system of the electric motor 2 is as shown in Equation (17).
- the inductance matrices L 00 , L 01 , L 10 and L 11 are as shown in the following formula (19).
- the ⁇ -axis high-frequency voltage command becomes a component of sin 2 ⁇ , and the rotational phase angle ⁇ can be calculated.
- the ⁇ -axis high-frequency voltage command becomes a component of sin 2 ⁇ , and the rotational phase angle ⁇ can be calculated similarly.
- FIG. 8 is a block diagram for explaining another example of the normal control unit of the inverter control device and the motor drive system of the first embodiment described above.
- the normal control unit 5A includes a high-frequency current command generation unit 53 ′ instead of the high-frequency voltage command generation unit 53, and includes a high-frequency current command superposition unit 52 ′ instead of the high-frequency voltage superposition unit 52.
- the high-frequency current command generation unit 53 ′ generates high-frequency current commands idch * and iqch *, and outputs them to the high-frequency current command superposition unit 52 ′.
- the high-frequency current command superposition unit 52 ′ calculates the current commands idc * and iqc * by adding the high-frequency current commands idch * and iqch * to the fundamental wave current commands idcf * and iqcf * supplied from the outside. Output to the current controller 51.
- the current control unit 51 current command idc *, and iqc *, current response values idc, receives and iqc, current command idc *, as iqc * and the current response value idc, the difference between iqc zero
- the voltage commands vdc * and vqc * are calculated and output to the coordinate conversion unit 54.
- the rotational phase angle error estimator 57 calculates a rotational phase angle error estimated value ⁇ est from the current response values idc and iqc and the voltage commands vdc * and vqc * . As described above, even if a method of estimating the rotational phase angle from the applied high-frequency voltage when the control is performed by giving a high-frequency current command, the same effect as that of the above-described embodiment can be obtained.
- FIG. 9 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the startup control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the second embodiment.
- the startup control unit 4B includes the PWM modulation unit 55, the coordinate conversion units 54 and 56, the rotation phase angle error estimation unit 57, the high-frequency voltage superimposing unit 52, and the high-frequency voltage command generation unit 53 at a normal time. It is shared with the control unit 5.
- the startup control unit 4B includes a high-frequency voltage command generation unit 53, a high-frequency voltage superimposition unit 52, coordinate conversion units 54 and 56, a PWM modulation unit 55, a rotation phase angle error estimation unit 57, and a rotation speed estimation. Part 46.
- the coordinate conversion units 54 and 56 of the normal control unit 5 are used in the startup control unit 4B by setting the estimated rotation phase angle ⁇ est used in the coordinate conversion units 54 and 56 to zero.
- the fundamental voltage commands vdcf * and vqcf * input to the high-frequency voltage superimposing unit 52 are set to zero so that the startup control unit 4B causes the high-frequency voltage superimposing unit 52 of the normal-time control unit 5 to operate . Used.
- the startup control unit 4B uses the estimated rotational phase angle error ⁇ est calculated by the rotational phase angle error estimating unit 57 as the estimated rotational phase angle ⁇ est.
- the inverter control device and the electric motor drive system of the present embodiment are the same as those in the first embodiment except for those described above, and can achieve the same effects as those in the first embodiment.
- the configuration used for controlling the inverter 1 and the motor 2 is reduced, and the inverter control device and the motor drive system are reduced. It is possible to simplify the configuration.
- FIG. 10 is a block diagram schematically illustrating a configuration example of the start-up control unit of the inverter control device and the motor drive system according to the third embodiment.
- the startup control unit 4C includes a redundant PWM generation unit 48, a coordinate conversion unit 44, a rotation phase angle estimation unit 45, and a rotation speed estimation unit 46. Redundant PWM generating section 48, the voltage commands vu *, vv *, and outputs to generate vw *, the voltage commands vu *, vv *, and outputs a gate command to the inverter 1 based on vw *.
- FIG. 11 is a diagram for explaining an example of the operation of the PWM generator shown in FIG. FIG. 11 schematically shows eight types of voltage vectors in the ⁇ -axis fixed coordinate system that can be output by the inverter 1.
- the redundant PWM generator 48 generates a gate command so as to alternately repeat nonzero voltage vectors V1 and V6 in a short time, for example.
- a harmonic current is generated as a response of the electric motor 2 due to the non-zero voltage vector while the average of the voltage vector output from the inverter 1 is zero.
- the harmonic current is generated, the estimated rotational phase angle ⁇ est1 can be calculated based on the saliency of the rotor of the electric motor 2.
- redundant PWM generating section 48 for example, the voltage command corresponding to the nonzero voltage vector V1 vu *, vv *, and vw *, the voltage command corresponding to the nonzero voltage vector V6 vu *, vv *, vw * Are alternately output to the coordinate conversion unit 44.
- the voltage commands v ⁇ * and v ⁇ * in the ⁇ axis fixed coordinate system are values corresponding to the superimposed voltage command (high frequency voltage command) output from the high frequency voltage command generation unit 41 in the first embodiment described above.
- the coordinate conversion unit 44 receives the current response values iu and iw of the three-phase fixed coordinate system detected by the current detector 3 and converts them into the current response values i ⁇ and i ⁇ of the ⁇ axis fixed coordinate system, and the rotation phase angle It outputs to the estimation part 45.
- the inverter control device and the motor drive system of the present embodiment are the same as those in the first embodiment except for the above-described configuration, and can obtain the same effects as those in the first embodiment.
- the inverter control device may be configured by hardware, may be configured by software, or may be configured by combining hardware and software.
- the inverter control device may include one or a plurality of processors and a memory, and the operation executed in each configuration may be realized by software. In any case, the same effects as those of the first to third embodiments described above can be obtained.
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Abstract
実施形態によるインバータ制御装置は、安定した起動を実現するインバータ制御装置および電動機駆動システムを提供するものであって、インバータ1から出力される電流応答値を検出する電流検出器3と、電流応答値に基づいて、電動機2の回転位相角に相当する値θest0を、静止座標系で演算する回転位相角推定部45と、インバータ1の起動時に、推定回転位相角θest1を用いて、電動機2の初期回転速度推定値ωest0を演算する回転速度推定部46とを備えた起動時制御部4と、初期回転速度推定値ωest0を初期値として、電動機2の推定回転位相角θestを回転座標系で演算する通常時制御部5と、を備える。
Description
本発明の実施形態は、インバータ制御装置および電動機駆動システムに関する。
電動機を制御するインバータ装置において、小型軽量・低コスト化・信頼性向上のため、レゾルバ・エンコーダ等の回転位相角センサを用いないセンサレス制御法が提案されている。
例えば、巻線に鎖交する無負荷磁束により発生する電圧情報を用いて回転位相角を推定する方法や、高周波電圧を重畳して回転子突極に起因して発生する高周波電流情報を用いるセンサレス方法が提案されている。
また、鉄道や産業用途に用いられるインバータ装置では、惰行運転や瞬時停電などからインバータを起動するときに、回転位相角の推定が必要となる。この場合、再起動の際にインバータ装置のスイッチングパタンを制御して、巻線を短絡させることにより発生する電流を観測して回転子位置を推定する方法や、磁石誘起電圧で発生する電流をゼロに抑制制御して、その際に発生する特徴量を利用して回転位相角を推定する方法が提案されている。
さらに、PMSM(永久磁石同期電動機)向けのフリーラン再起動の方式として、非ゼロ電圧ベクトルを出力するインバータスイッチングを行い、モータ速度に依らず一つの数式で回転位相角を推定する方法が提案されている。
例えば永久磁石を使用しないシンクロナスリラクタンスモータ(SynRM)の回転位相角を推定するときには、無負荷誘起電圧が小さいため、無負荷誘起電圧を利用した回転位相角推定を適用することが困難である。
また、高周波電圧を重畳することにより回転位相角を推定する方法は、低速回転時には回転位相角の推定値を正確に推定できるものの、重畳する高周波電圧の周波数に対して基本波周波数が十分小さいことを前提としており、高速回転時における回転位相角の推定を行うことが困難であった。
本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、安定した起動を実現するインバータ制御装置および電動機駆動システムを提供することを目的とする。
実施形態によるインバータ制御装置は、インバータ主回路と、前記インバータ主回路の出力配線の電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器で検出された電流応答値に基づいて、前記インバータ主回路に接続した電動機の回転位相角に相当する値を静止座標系で演算する回転位相角推定部と、前記インバータ主回路の起動時に、前記回転位相角に相当する値を用いて前記電動機の回転速度に相当する値を演算する回転速度推定部とを備えた起動時制御部と、前記回転速度に相当する値を初期値として、前記電動機の推定回転位相角を回転座標系で演算する通常時制御部と、を備える。
以下、実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムについて、図面を参照して説明する。
図1は、第1実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの一構成例を概略的に示す図である。
図1は、第1実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態の電動機駆動システムは、電動機2を駆動する電動機駆動システムであって、電動機2と、インバータ制御装置と、を備えている。インバータ制御装置は、インバータ1と、電流検出器3と、起動時制御部4と、通常時制御部5と、切替部6と、を備えている。
電動機2は、例えば、固定子と、回転子とを備えたシンクロナスリラクタンスモータ(SynRM)である。電動機2は、インバータ1から供給される三相交流電流により駆動される。
インバータ1は、直流電源(直流負荷)と、U相、V相、W相の各相2つのスイッチング素子と、を備えたインバータ主回路(いずれも図示せず)とを備えている。各相2つのスイッチング素子は、直流電源の正極に接続した直流ラインと、直流電源の負極に接続した直流ラインとの間に直列に接続している。インバータ1のスイッチング素子は、切替部6から受信したゲート指令により制御される。インバータ1は、U相電流iu、V相電流iv、W相電流iwを交流負荷である電動機2へ出力する三相交流インバータである。また、インバータ1は、電動機2で発電された電力を直流電源へ充電することも可能である。
電流検出器3は、インバータ1から出力される三相交流電流(U相電流iu、V相電流iv、W相電流iw)のうち、少なくとも2相の電流応答値(例えば、U相電流iu、W相電流iw)を検出する。電流検出器3で検出された電流応答値は、切替部6を介して、起動時制御部4あるいは通常時制御部5へ供給される。
切替部6は、起動時制御部4から出力されるゲート指令の供給経路と、通常時制御部5から出力されるゲート指令の供給経路とを切替えて、インバータ1へ供給する。また、切替部6は、電流検出器3で検出された電流応答値iu、iwの供給経路を切替えて、起動時制御部4と通常時制御部5との一方へ供給する。
切替部6は、第1切替器61と第2切替器62とを備えている。第1切替器61と第2切替器62とは、例えば、起動時制御部4から供給される通常モード変更指令によりその動作を制御される。
第1切替器61は、第1入力部IN1と第2入力部IN2と第1出力部OUT1とを備えている。第1入力部IN1には、起動時制御部4から出力されたゲート指令が入力される。第2入力部IN2、通常時制御部5から出力されたゲート指令が入力される。第1出力部OUT1は、インバータ1の各相2つのスイッチング素子それぞれにゲート指令を供給する配線と電気的に接続している。
第1切替器61は、通常モード変更指令がロー(L)レベルのときに、第1入力部IN1と第1出力部OUT1とを電気的に接続し、通常モード変更指令がハイ(H)レベルのときに、第2入力部IN2と第1出力部OUT1とを電気的に接続する。
第2切替器62は、第3入力部IN3と、第2出力部OUT2と、第3出力部OUT3とを備えている。第3入力部IN3には、電流検出器3から電流応答値iu、iwが入力される。第2出力部OUT2は、後述する起動時制御部4の座標変換部44へ電流応答値iu、iwを供給する配線と電気的に接続している。第3出力部OUT3は、後述する通常時制御部5の座標変換部56へ電流応答値iu、iwを供給する配線と電気的に接続している。
第2切替器62は、通常モード変更指令がロー(L)レベルのときに、第3入力部IN3と第2出力部OUT2とを電気的に接続し、通常モード変更指令がハイ(H)レベルのときに、第3入力部IN3と第3出力部OUT3とを電気的に接続する。
起動時制御部4は、インバータ1を起動するとき(例えば電動機2がフリーランから起動するとき)に、静止座標系の高周波電圧指令を電圧指令に重畳した高周波電圧指令と、電動機2に高周波電圧を印加するときインバータ1から出力される高周波電流の値(電流応答値)とを用いて、推定回転位相角(回転位相角θに相当する値)θest1を演算し、推定回転位相角θest1を用いて、初期回転速度推定値(回転速度ωに相当する値)ωest0を演算する。なお、後述するように、推定回転位相角(回転位相角θに相当する値)θest1は、初期回転位相角推定値θest0を含む。
インバータ1を起動するときとは、例えば利用者が起動ボタンを押したことにより、インバータ制御装置がインバータ1の駆動を開始するときである。インバータのセンサレス制御を行なう場合、インバータ制御装置は、インバータ1を起動するタイミングにて回転子の回転速度を認識していない。したがって、インバータ1を起動するときには、電動機2がフリーラン状態のときもあれば、電動機2の回転が停止している状態のときもある。
また、起動時制御部4は、切替部6へ通常モード変更指令を出力する。通常モード変更指令は、インバータ制御装置および電動機駆動システムが外部からの起動指令により起動するときには、ロー(L)レベルである。起動時制御部4は、初期回転速度推定値ωest0を通常時制御部5へ供給するタイミングと同期して、通常モード変更指令をロー(L)レベルからハイ(H)レベルへ立ち上げる。
なお、起動時制御部4は、インバータ主回路を停止したとき(例えば利用者が停止ボタンを押したときや、異常時の保護動作により停止するとき)に、通常モード変更指令をハイ(H)レベルからロー(L)レベルとする。
通常時制御部5は、通常時制御部5から供給された初期回転位相角推定値θest0および初期回転速度推定値ωest0を初期値として、回転座標系の高周波電圧指令を電圧指令に重畳し、電動機2に高周波電圧を印加するときにインバータ1から出力される高周波電流の値(電流応答値)を用いて、推定回転位相角θestを演算し、電動機2の動作を制御する。
図2は、第1実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。
起動時制御部4は、高周波電圧指令生成部41と、座標変換部42、44と、PWM変調部43と、回転位相角推定部45と、回転速度推定部46と、を備えている。
起動時制御部4は、高周波電圧指令生成部41と、座標変換部42、44と、PWM変調部43と、回転位相角推定部45と、回転速度推定部46と、を備えている。
高周波電圧指令生成部41は、αβ軸固定座標系の高周波電圧指令Vαh*を生成する。
図3は、起動時制御部の高周波電圧指令生成部から出力される高周波電圧指令の一例を説明するための図である。
高周波電圧指令Vαh*は、例えば、図3に示すように、Vh[V]と-Vh[V]との間で振動する高周波電圧指令である。なお、重畳する高周波信号の周波数については、インバータ主回路に接続される電動機2の最高回転数の2倍以上の周波数であれば、電動機2の回転に寄与しない信号成分となるため、重畳する高周波信号は、少なくとも電動機2の最高回転周波数の2倍以上に設定されている。
高周波電圧指令Vαh*は、例えば、図3に示すように、Vh[V]と-Vh[V]との間で振動する高周波電圧指令である。なお、重畳する高周波信号の周波数については、インバータ主回路に接続される電動機2の最高回転数の2倍以上の周波数であれば、電動機2の回転に寄与しない信号成分となるため、重畳する高周波信号は、少なくとも電動機2の最高回転周波数の2倍以上に設定されている。
座標変換部42は、高周波電圧指令生成部41から出力されたαβ軸固定座標系の高周波電圧指令Vαh*を受信し、三相固定座標系の電圧指令vu*、vv*、vw*へ座標変換を行うベクトル変換手段である。
PWM変調部43は、座標変換部42から出力された電圧指令(変調率指令)vu*、vv*、vw*と三角波とを比較した結果に基づいて、インバータ1の各相スイッチング素子のゲート信号を生成して出力する。
座標変換部44は、電流検出器3で検出された三相固定座標系の電流応答値iu、iwを受信し、αβ固定座標系の電流応答値iβへ座標変換を行うベクトル変換手段である。
回転位相角推定部45は、座標変換部44から出力された電流応答値iβと高周波電圧指令生成部41において生成された重畳電圧指令(高周波電圧指令)Vαh*から電動機2の推定回転位相角θest1を演算する。
回転位相角推定部45は、上記数式(8)を用いて、回転位相角θを演算して推定回転位相角θest1とする。ただし、vαhfは重畳電圧指令Vαh*を用い、piβhfは電流応答値iβを微分することで得るものとする。なお、初期速度を演算したタイミング(通常モード変更指令をロー(L)レベルからハイ(H)レベルへ立ち上げたタイミング)での推定回転位相角θest1を初期回転位相角推定値θest0として出力する。
回転速度推定部46は、回転位相角推定部45から出力された推定回転位相角θest1を用いて、初期回転速度推定値ωest0を演算する。
回転速度推定部46は、起動処理を開始してから所定の第1所定期間T1が経過するまでに推定回転位相角θest1がゼロクロスする回数をカウントする。続いて、回転速度推定部46は、カウント値が所定値以上であったときに、更に、起動処理を開始してから第2所定期間T2(第2所定期間T2>第1所定期間T1)が経過するまで、推定回転位相角θest1がゼロクロスする回数をカウントする。
本実施形態では、例えば、カウント値と比較する所定値を「2」としている。すなわち、回転速度推定部46は、第1所定期間T1にカウントした値が所定値(例えば2)以上であったときに、更に、第2所定期間T2に推定回転位相角θest1がゼロクロスする回数をカウントする。
回転速度推定部46は、起動処理の開始時(第1所定期間T1の開始時)から第2所定期間T2が経過するまでに推定回転位相角θest1がゼロクロスした回数KT2を用いて下記のように初期回転速度推定値ωest0を演算する。θがゼロクロスする回数が一周期に2回であるため、2で除算している。
ωest0=2π×(KT2÷T2)÷2…数式(9)
ωest0=2π×(KT2÷T2)÷2…数式(9)
一方、第1所定期間T1に、推定回転位相角θest1がゼロクロスした回数が所定値(例えば2回)未満であったとき、回転速度推定部46は、初期回転速度推定値ωest0をゼロとする。例えば、インバータ1が停止している状態で利用者が起動ボタンを押して、インバータ1の起動処理が開始されたときには、第1所定期間T1で推定回転位相角θest1がゼロクロスした回数が所定値(例えば2回)未満となり、初期回転速度推定値ωest0がゼロとなる。
回転速度推定部46は、上記のように初期回転速度推定値ωest0を演算して、演算結果を通常時制御部5へ供給する。また回転速度推定部46は、初期回転速度推定値ωest0を通常制御部5へ供給するタイミングと同期して、切替部6への通常モード変更指令をロー(L)レベルからハイ(H)レベルへ立ち上げる。したがって、初期回転速度推定値ωest0が、通常時制御部5のPI制御器58の初期値としてセットされるタイミングと同期して、第1切替器61と第2切替器62とが切り替わり、電流指令値iu、iwが通常時制御部5へ供給され、通常時制御部5で演算されたゲート指令がインバータ1へ供給されることとなる。
本実施形態では、回転位相角θに相当する値(推定回転位相角θest1)を用いて初期回転速度推定値ωest0を演算したが、初期回転位相角推定値θest0については、初期回転速度に対して重要性が低いため、初期回転位相角推定値θest0を通常時制御部5にプリセットしなくても良い。通常時制御部5に初期回転位相角推定値θest0をプリセットしない場合、上記数式(6)のpiβhfはsin2θの成分を含んでいるため、piβhfのゼロクロスの回数を数えて初期回転速度推定値ωest0を演算することで、演算処理を簡略化することができる。
図4は、第1実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの通常時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。
通常時制御部5は、電流制御部51と、高周波電圧重畳部52と、高周波電圧指令生成部53と、座標変換部54、56と、PWM変調部55と、回転位相角誤差推定部57と、PI制御器58と、積分器59と、を備えている。
電流制御部51は、dcqc軸回転座標系の電流応答値idc、iqcと電流指令idc*、iqc*とを受信し、電流応答値idc、iqcと電流指令値idc*、iqc*との差がゼロとなるように基本波電圧指令vdcf*、vqcf*を演算して出力する。
高周波電圧指令生成部53は、dcqc軸回転座標系の重畳電圧指令Vdch*を生成する。
高周波電圧指令生成部53は、dcqc軸回転座標系の重畳電圧指令Vdch*を生成する。
図5は、通常時制御部の高周波電圧指令生成部から出力される重畳電圧指令の一例を説明するための図である。
重畳電圧指令Vdch*は、例えば、図5に示すように、Vh[V]と-Vh[V]との間で振動する高周波電圧指令である。
重畳電圧指令Vdch*は、例えば、図5に示すように、Vh[V]と-Vh[V]との間で振動する高周波電圧指令である。
高周波電圧重畳部52は、基本波電圧指令値vdcf*、vqcf*に重畳電圧指令Vdch*を加算して、電圧指令vdc*、vqc*を生成する。
座標変換部54は、推定回転位相角θestを用いて、dcqc軸回転座標系の電圧指令vdc*、vqc*を三相固定座標系の電圧指令vu*、vv*、vw*へ座標変換を行うベクトル変換手段である。
座標変換部54は、推定回転位相角θestを用いて、dcqc軸回転座標系の電圧指令vdc*、vqc*を三相固定座標系の電圧指令vu*、vv*、vw*へ座標変換を行うベクトル変換手段である。
PWM変調部55は、座標変換部54から出力された電圧指令(変調率指令)vu*、vv*、vw*と三角波とを比較した結果に基づいて、インバータ1の各相スイッチング素子のゲート信号を生成して出力する。
座標変換部56は、推定回転位相角θestと、電流検出器3で検出された電流応答値iu、iwとを受信し、推定回転位相角θestを用いて三相固定座標系の電流応答値iu、iwをdcpc軸回転座標系の電流応答値idc、iqcへ座標変換を行うベクトル変換手段である。
回転位相角推定部57は、上記数式(15)を用いて、電動機2の回転位相角と回転座標系の座標変換に用いた推定回転位相角θestとの誤差(回転位相角誤差)Δθestを演算して出力する。ただし、高周波電圧指令生成部53から出力されたvdhfは重畳電圧指令Vdch*を用い、piqhfは座標変換部56から出力された電流応答値iqcを微分することで得るものとする。
PI制御器58は、回転位相角誤差Δθestと初期回転速度推定値ωest0とを受信し、初期回転速度推定値ωest0を初期値として回転位相角誤差Δθestがゼロとなるように演算した推定回転速度ωestを出力する。
図6は、通常時制御部のPI制御器の構成例を概略的に示すブロック図である。PI制御器58は、PLL(Phase Locked Loop)回路である。
PI制御器58は、比例ゲイン乗算器581と、積分ゲイン乗算器582と、積分器583と、加算器584とを備えている。
PI制御器58は、比例ゲイン乗算器581と、積分ゲイン乗算器582と、積分器583と、加算器584とを備えている。
比例ゲイン乗算器581は、回転位相角誤差Δθestを受信し、比例ゲインKpを乗じて加算器584へ出力する。
積分ゲイン乗算器582は、回転位相角誤差Δθestを受信し、積分ゲインKiを乗じて積分器583へ出力する。
積分ゲイン乗算器582は、回転位相角誤差Δθestを受信し、積分ゲインKiを乗じて積分器583へ出力する。
積分器583は、初期値を起動時制御部4から供給された初期回転速度推定値ωest0とし、積分ゲイン乗算器582の出力値を積分して加算器584へ出力する。
加算器584は、比例ゲイン乗算器581の出力値と、積分器583の出力値とを加算して、推定回転速度ωestを出力する。
加算器584は、比例ゲイン乗算器581の出力値と、積分器583の出力値とを加算して、推定回転速度ωestを出力する。
すなわち、推定回転速度ωestは下記のように演算される。
ωest=(Kp+Ki/s)・Δθest…数式(16)
ここで、積分器583に入力された初期値は、起動時制御部4で演算された初期回転速度推定値ωest0である。
ωest=(Kp+Ki/s)・Δθest…数式(16)
ここで、積分器583に入力された初期値は、起動時制御部4で演算された初期回転速度推定値ωest0である。
積分器59は、PI制御器58から出力された推定回転速度ωestを積分して、推定回転位相角θestを演算する。積分器59の初期値は、起動時制御部4で演算された初期回転位相角推定値θest0である。積分器59で演算された推定回転位相角θestは、座標変換部54、56に供給される。
ここで、高速回転時の起動において、回転座標系で回転位相角・回転速度を推定する場合、回転速度の初期値を0(ゼロ)とすると、PI制御器58に入力する回転位相角誤差Δθestが回転することになるため、PI制御器58の応答速度を回転速度に対して十分高速にしないと、制御が回転位相角誤差Δθestの変化に追従することができず、正確に推定回転速度ωestを演算することができない。
一方、本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムによれば、起動時制御部4で、静止座標系で回転位相角推定値を演算し、所定期間に回転位相角推定値がゼロクロスした回数から概略の初期回転速度推定値ωest0を演算するため、制御応答が遅いときにもより正確に初期回転速度推定値ωest0を演算することが出来る。
さらに、初期回転速度推定値ωest0と実際の回転速度とがほぼ一致している状態で、回転座標系で推定回転位相角θestおよび推定回転速度ωestを演算すると、PI制御器58に入力する回転位相角誤差Δθestの回転速度は、実回転速度と初期回転速度推定値ωest0との差分で回転することになるため、PI制御器58のPI制御器の応答を高速にすることなく、正確に推定回転速度を演算することができる。
上記のように、本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムでは、高速な演算処理ができない場合であっても、高速回転時に安定した起動が実現できる。すなわち、本実施形態によれば、安定した起動を実現するインバータ制御装置および電動機駆動システムを提供することができる。
上述の実施形態において、回転速度推定部46は、所定期間T1までに推定回転位相角θest1が2回以上ゼロクロスするか否かにより、電動機2が回転しているか否かを判断している。これにより、電動機2が停止状態もしくは極定速回転している状態では、所定期間T1で初期回転速度推定値ωest0を演算する起動ルーチンが終了するため、起動時に要する時間を短縮することができる。
また、上述の実施形態では、回転速度推定部46は、推定回転位相角θest1が所定期間T1、T2においてゼロクロスする回数に基づいて初期回転速度推定値ωest0を演算したが、例えば、推定回転位相角θest1が所定回(例えば2回)だけゼロクロスする期間(推定回転位相角θest1がゼロ(1回目)のタイミングから、次にゼロ(2回目)となるタイミングまでの期間)から初期回転速度推定値ωest0を演算しても良い。あるいは、推定回転位相角θest1の挙動から初期回転速度推定値ωest0を演算しても良い。いずれにしても、静止座標系で演算した回転位相角推定値を用いて回転速度推定値を演算することにより、回転速度推定値は実際の回転速度と略等しくなる。したがって、回転座標系でセンサレス制御を行う際の初期値として、静止座標系で演算した回転速度推定値を利用することにより、安定したインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動を実現することができる。
なお、上述の実施形態では、電動機2としてシンクロナスリラクタンスモータを採用した例について説明したが、磁石磁束が小さい永久磁石同期電動機を電動機2として採用したときでも、上述の実施形態と同様の効果が得られる。
また、上述の実施形態では、静止座標系で回転位相角を推定する際に、高周波電圧を重畳する方式を利用している。高周波電圧を重畳する方式では、起動する際、高周波電圧のみを与えるため、高周波電流しか流れず、トルクを発生させずに起動することができる。
また、上述の実施形態では、高周波電圧を重畳して発生する高周波電流を用いて回転位相角を推定したが、高周波電流指令を与えて制御を行った際の印加高周波電圧から回転位相角を推定する方式を採用しても、上述の実施形態と同様の効果が得られる。
図7は、上述の第1実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の他の例を説明するためのブロック図である。
この例では、起動時制御部4Aは、上述の高周波電圧指令生成部41に代えて高周波電流指令生成部41´と電流制御部47と、を備えている。なお、以下の説明において、上述の第1実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
この例では、起動時制御部4Aは、上述の高周波電圧指令生成部41に代えて高周波電流指令生成部41´と電流制御部47と、を備えている。なお、以下の説明において、上述の第1実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
高周波電流指令生成部41´は、高周波電流指令iαh*、iβh*を生成して電流制御部47へ出力する。
電流制御部47は、高周波電流指令iαh*、iβh*と電流応答値iα、iβとの差がゼロとなるように、高周波電圧指令vαh*、vβh*を生成して出力する。
電流制御部47は、高周波電流指令iαh*、iβh*と電流応答値iα、iβとの差がゼロとなるように、高周波電圧指令vαh*、vβh*を生成して出力する。
回転位相角推定部45は、座標変換部44から出力された電流応答値iα、iβと、電流制御部47から出力された高周波電圧指令vαh*、vβh*から推定回転位相角θest10を演算する。
ここで、例えば、β軸電流にのみ高周波電流指令を与えれば、α軸高周波電圧指令はsin2θの成分となり、回転位相角θを演算することができる。あるいはα軸電流にのみ高周波電流指令を与えれば、β軸高周波電圧指令はsin2θの成分となり、同様に回転位相角θを演算することができる。
図8は、上述の第1実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの通常時制御部の他の例を説明するためのブロック図である。
この例では、通常時制御部5Aは、高周波電圧指令生成部53に代えて高周波電流指令生成部53´を備え、高周波電圧重畳部52に代えて高周波電流指令重畳部52´を備えている。
この例では、通常時制御部5Aは、高周波電圧指令生成部53に代えて高周波電流指令生成部53´を備え、高周波電圧重畳部52に代えて高周波電流指令重畳部52´を備えている。
高周波電流指令生成部53´は、高周波電流の指令idch*、iqch*を生成して、高周波電流指令重畳部52´へ出力する。
高周波電流指令重畳部52´は、外部から供給される基本波電流指令idcf*、iqcf*に、高周波電流指令idch*、iqch*を加算して、電流指令idc*、iqc*を演算して、電流制御部51へ出力する。
高周波電流指令重畳部52´は、外部から供給される基本波電流指令idcf*、iqcf*に、高周波電流指令idch*、iqch*を加算して、電流指令idc*、iqc*を演算して、電流制御部51へ出力する。
電流制御部51は、電流指令idc*、iqc*と、電流応答値idc、iqcとを受信して、電流指令idc*、iqc*と電流応答値idc、iqcとの差がゼロとなるように、電圧指令vdc*、vqc*を演算して、座標変換部54へ出力する。
回転位相角誤差推定部57は、電流応答値idc、iqcと電圧指令vdc*、vqc*から回転位相角誤差推定値Δθestを演算する。
上記のように、高周波電流指令を与えて制御を行った際の印加高周波電圧から回転位相角を推定する方式を採用しても、上述の実施形態と同様の効果が得られる。
上記のように、高周波電流指令を与えて制御を行った際の印加高周波電圧から回転位相角を推定する方式を採用しても、上述の実施形態と同様の効果が得られる。
次に、第2実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムについて図面を参照して説明する。なお、以下の説明において、上述の第1実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
図9は、第2実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。
本実施形態において、起動時制御部4Bは、PWM変調部55、座標変換部54、56、回転位相角誤差推定部57、高周波電圧重畳部52、および、高周波電圧指令生成部53を、通常時制御部5と共有している。
本実施形態において、起動時制御部4Bは、PWM変調部55、座標変換部54、56、回転位相角誤差推定部57、高周波電圧重畳部52、および、高周波電圧指令生成部53を、通常時制御部5と共有している。
すなわち、起動時制御部4Bは、高周波電圧指令生成部53と、高周波電圧重畳部52と、座標変換部54、56と、PWM変調部55と、回転位相角誤差推定部57と、回転速度推定部46と、を備えている。
本実施形態では、座標変換部54、56で用いる推定回転位相角θestをゼロとすることで、起動時制御部4Bにおいて通常時制御部5の座標変換部54、56を用いている。
また、本実施形態では、高周波電圧重畳部52に入力される基本波電圧指令vdcf*、vqcf*をゼロとすることで、起動時制御部4Bにおいて通常時制御部5の高周波電圧重畳部52を用いている。
また、本実施形態では、高周波電圧重畳部52に入力される基本波電圧指令vdcf*、vqcf*をゼロとすることで、起動時制御部4Bにおいて通常時制御部5の高周波電圧重畳部52を用いている。
さらに、推定回転位相角θestをゼロとすることにより、起動時制御部4Bにおいて、回転位相角誤差推定部57で演算される推定回転位相角誤差Δθestを推定回転位相角θestとしている。
本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムは、上記以外の構成は上述の第1実施形態と同様であって、上述の第1実施形態と同様の効果を得る頃ができる。
本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムは、上記以外の構成は上述の第1実施形態と同様であって、上述の第1実施形態と同様の効果を得る頃ができる。
さらに、上記のように、起動時制御部4Bと通常時制御部5とで構成を共有することにより、インバータ1および電動機2の制御の為に用いる構成を減らして、インバータ制御装置および電動機駆動システムの構成を簡素化することが可能である。
次に、第3実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムについて、図面を参照して説明する。
図10は、第3実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。
図10は、第3実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムの起動時制御部の構成例を概略的に示すブロック図である。
本実施形態において、起動時制御部4Cは、冗長なPWM発生部48と、座標変換部44と、回転位相角推定部45と、回転速度推定部46と、を備えている。
冗長なPWM発生部48は、電圧指令vu*、vv*、vw*を生成して出力するとともに、電圧指令vu*、vv*、vw*に基づいてインバータ1へゲート指令を出力する。
冗長なPWM発生部48は、電圧指令vu*、vv*、vw*を生成して出力するとともに、電圧指令vu*、vv*、vw*に基づいてインバータ1へゲート指令を出力する。
図11は、図10に示すPWM発生部の動作の一例について説明するための図である。図11は、インバータ1が出力可能なαβ軸固定座標系の8種類の電圧ベクトルを概略的に示している。
電動機2において、電流がゼロのときには、速度によらず、逆起電圧はゼロである。一般的なPWM変調を行う場合、電流指令をゼロとしたとき、インバータの出力電圧ベクトルとしてV0またはV7のゼロ電圧ベクトルが選択される。このとき、出力電圧ベクトルと逆起電圧との差はゼロとなるため、高調波電流は発生しない。
一方、冗長なPWM発生部48は、例えば、短時間で非ゼロ電圧ベクトルであるV1とV6とを交互に繰り返すようにゲート指令を生成する。このとき、インバータ1が出力する電圧ベクトルの平均をゼロとしながらも、非ゼロ電圧ベクトルにより電動機2の応答として高調波電流が発生する。高調波電流が発生することにより、電動機2の回転子の突極性により推定回転位相角θest1の演算が可能である。
すなわち、冗長なPWM発生部48は、例えば、非ゼロ電圧ベクトルV1に対応する電圧指令vu*、vv*、vw*と、非ゼロ電圧ベクトルV6に対応する電圧指令vu*、vv*、vw*とを、交互に、座標変換部44へ出力する。
座標変換部44は、冗長なPWM発生部48から供給された三相固定座標系の電圧指令vu*、vv*、vw*をαβ軸固定座標系の電圧指令vα*、vβ*に変換して、回転位相角推定部45へ出力する。なお、αβ軸固定座標系の電圧指令vα*、vβ*は、上述の第1実施形態で高周波電圧指令生成部41から出力された重畳電圧指令(高周波電圧指令)に相当する値である。
座標変換部44は、電流検出器3で検出された三相固定座標系の電流応答値iu、iwを受信してαβ軸固定座標系の電流応答値iα、iβに変換して、回転位相角推定部45へ出力する。
座標変換部44は、電流検出器3で検出された三相固定座標系の電流応答値iu、iwを受信してαβ軸固定座標系の電流応答値iα、iβに変換して、回転位相角推定部45へ出力する。
本実施形態のインバータ制御装置および電動機駆動システムは、上記構成以外は、上述の第1実施形態と同様であって、上述の第1実施形態と同様の効果を得ることができる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
上述の第1乃至第3実施形態において、インバータ制御装置は、ハードウエアにより構成されてもよく、ソフトウエアにより構成されてもよく、ハードウエアとソフトウエアとを組み合わせて構成されてもよい。例えば、インバータ制御装置は1又は複数のプロセッサと、メモリと、を含み、各構成にて実行される演算をソフトウエアにて実現してもよい。いずれの場合であっても、上述の第1乃至第3実施形態と同様の効果を得ることができる。
Claims (8)
- インバータ主回路と、
前記インバータ主回路の出力配線の電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器で検出された電流応答値に基づいて、前記インバータ主回路に接続した電動機の回転位相角に相当する値を静止座標系で演算する回転位相角推定部と、前記インバータ主回路の起動時に、前記回転位相角に相当する値を用いて前記電動機の回転速度に相当する値を演算する回転速度推定部とを備えた起動時制御部と、
前記回転速度に相当する値を初期値として、前記電動機の推定回転位相角を回転座標系で演算する通常時制御部と、
を備えたインバータ制御装置。 - 静止座標系の高周波電圧指令を生成する高周波電圧指令生成部、をさらに備えた請求項1記載のインバータ制御装置。
- 前記電動機へ供給する静止座標系の高周波電流指令を生成する高周波電流指令生成部と、
前記高周波電流指令と前記電流応答値とに基づいて、高周波電圧指令を演算する電流制御部と、をさらに備えた請求項1記載のインバータ制御装置。 - 前記回転位相角推定部は、前記電流応答値に代えて前記高周波電流指令と前記高周波電圧指令とに基づいて前記電動機の前記回転位相角に相当する値を演算する請求項3記載のインバータ制御装置。
- 前記インバータ主回路から高調波電流を出力させる前記インバータ主回路へのゲート指令と、前記ゲート指令に基づく前記高周波電圧指令とを発生するPWM発生部と、をさらに備えた請求項1記載のインバータ制御装置。
- 前記通常時制御部は、回転座標系の推定回転位相角に基づいて、三相固定座標と回転座標とのベクトル変換を行うベクトル変換部を備え、
前記ベクトル変換部は、前記インバータ主回路の起動時に前記回転座標系の推定回転位相角をゼロとして、静止座標系のベクトル変換を行う請求項1乃至請求項5のいずれか1項記載のインバータ制御装置。 - 前記起動時制御部の前記回転速度推定部は、前記回転位相角に相当する値が第1所定期間にゼロクロスする回数をカウントし、カウント値が所定値未満のときに前記回転速度に相当する値をゼロとし、
前記カウント値が前記所定値以上のときに、前記第1所定期間よりも長い第2所定期間に前記回転位相角に相当する値がゼロクロスする回数をカウントした値と、前記第2所定期間とに基づいて前記回転速度に相当する値を演算する請求項1乃至請求項6のいずれか1項記載のインバータ制御装置。 - 前記請求項1乃至請求項7のいずれか1項記載のインバータ制御装置と、
前記電動機としてのシンクロナスリラクタンスモータと、
を備えた電動機駆動システム。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
ES17846506T ES2881430T3 (es) | 2016-09-05 | 2017-08-29 | Dispositivo de control de inversor y sistema de accionamiento de motor eléctrico |
EP17846506.8A EP3509207B1 (en) | 2016-09-05 | 2017-08-29 | Inverter control device and electric motor driving system |
CN201780039447.1A CN109983689B (zh) | 2016-09-05 | 2017-08-29 | 逆变器控制装置及电动机驱动*** |
US16/367,013 US11223313B2 (en) | 2016-09-05 | 2019-03-27 | Inverter control device and motor drive system |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016-172968 | 2016-09-05 | ||
JP2016172968A JP6767213B2 (ja) | 2016-09-05 | 2016-09-05 | インバータ制御装置および電動機駆動システム |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
US16/367,013 Continuation US11223313B2 (en) | 2016-09-05 | 2019-03-27 | Inverter control device and motor drive system |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2018043501A1 true WO2018043501A1 (ja) | 2018-03-08 |
Family
ID=61300746
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2017/031001 WO2018043501A1 (ja) | 2016-09-05 | 2017-08-29 | インバータ制御装置および電動機駆動システム |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US11223313B2 (ja) |
EP (1) | EP3509207B1 (ja) |
JP (1) | JP6767213B2 (ja) |
CN (1) | CN109983689B (ja) |
ES (1) | ES2881430T3 (ja) |
WO (1) | WO2018043501A1 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6781498B1 (ja) * | 2019-07-25 | 2020-11-04 | 三菱電機株式会社 | 回転角推定装置 |
CN110623598B (zh) * | 2019-10-18 | 2021-07-20 | 峰岹科技(深圳)股份有限公司 | 吸尘器控制方法和装置、吸尘器 |
JP7215403B2 (ja) * | 2019-11-29 | 2023-01-31 | 株式会社豊田自動織機 | インバータ制御装置及び車載用流体機械 |
JP2022175990A (ja) * | 2021-05-14 | 2022-11-25 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003299381A (ja) * | 2002-04-02 | 2003-10-17 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機のセンサレス制御装置および制御方法 |
JP2004187396A (ja) * | 2002-12-03 | 2004-07-02 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
JP2009112081A (ja) * | 2007-10-29 | 2009-05-21 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
Family Cites Families (22)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3107938A1 (de) * | 1981-03-02 | 1982-09-16 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Vorrichtung zur drehzahlerfassung |
JPS62162968A (ja) * | 1986-01-13 | 1987-07-18 | Hitachi Ltd | 速度検出装置 |
JP3636340B2 (ja) | 1997-06-30 | 2005-04-06 | 富士電機機器制御株式会社 | 交流回転機用電力変換装置 |
JP3508982B2 (ja) | 1997-12-22 | 2004-03-22 | 東洋電機製造株式会社 | 交流電動機制御装置 |
JP2000228888A (ja) | 1999-02-08 | 2000-08-15 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法及び装置 |
JP4139934B2 (ja) | 1999-09-21 | 2008-08-27 | 株式会社安川電機 | 交流電動機の制御方法および制御装置 |
JP3719910B2 (ja) | 2000-05-30 | 2005-11-24 | 株式会社東芝 | モータ制御装置 |
JP4590761B2 (ja) | 2001-03-15 | 2010-12-01 | 富士電機システムズ株式会社 | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
JP3692085B2 (ja) | 2002-02-21 | 2005-09-07 | 株式会社東芝 | モータ制御方法及び装置 |
JP2003259699A (ja) | 2002-03-06 | 2003-09-12 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
JP5341714B2 (ja) * | 2009-06-15 | 2013-11-13 | 愛三工業株式会社 | 位相差式レゾルバ |
JP5534935B2 (ja) * | 2010-05-20 | 2014-07-02 | 株式会社東芝 | 回転センサレス制御装置 |
BR112013001384A2 (pt) * | 2010-07-27 | 2016-05-24 | Mitsubishi Electric Corp | aparelho de controle para uma máquina giratória de ca |
GB2489434A (en) * | 2011-03-25 | 2012-10-03 | Technelec Ltd | Controlling an electrical machine with an observer |
JP5971707B2 (ja) * | 2011-08-29 | 2016-08-17 | 株式会社東芝 | 同期電動機のセンサレス制御装置ならびにインバータ装置 |
JP5837230B2 (ja) * | 2012-11-22 | 2015-12-24 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の制御装置、交流回転機の制御装置を備えた交流回転機駆動システムおよび電動パワーステアリングシステム |
CN103560736B (zh) * | 2013-10-28 | 2016-04-13 | 华南理工大学 | 一种永磁同步电机的静止型离线参数辨识方法 |
JP6167982B2 (ja) * | 2014-04-23 | 2017-07-26 | 株式会社豊田自動織機 | モータ駆動装置および電動圧縮機 |
CN104393811B (zh) * | 2014-10-29 | 2017-06-13 | 南京航空航天大学 | 一种提高永磁同步电机转子位置检测精度的方法 |
WO2016121237A1 (ja) * | 2015-01-28 | 2016-08-04 | 株式会社 東芝 | インバータ制御装置及びモータ駆動システム |
CN107836079B (zh) * | 2015-08-04 | 2020-07-14 | 三菱电机株式会社 | 同步电动机控制装置、压缩机驱动装置、空气调节机以及同步电动机的控制方法 |
JP6580899B2 (ja) | 2015-08-26 | 2019-09-25 | 株式会社東芝 | ドライブシステムおよびインバータ装置 |
-
2016
- 2016-09-05 JP JP2016172968A patent/JP6767213B2/ja active Active
-
2017
- 2017-08-29 CN CN201780039447.1A patent/CN109983689B/zh active Active
- 2017-08-29 EP EP17846506.8A patent/EP3509207B1/en active Active
- 2017-08-29 ES ES17846506T patent/ES2881430T3/es active Active
- 2017-08-29 WO PCT/JP2017/031001 patent/WO2018043501A1/ja active Application Filing
-
2019
- 2019-03-27 US US16/367,013 patent/US11223313B2/en active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003299381A (ja) * | 2002-04-02 | 2003-10-17 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機のセンサレス制御装置および制御方法 |
JP2004187396A (ja) * | 2002-12-03 | 2004-07-02 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
JP2009112081A (ja) * | 2007-10-29 | 2009-05-21 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 永久磁石形同期電動機の制御装置 |
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