WO2018037898A1 - 半導体装置 - Google Patents
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Definitions
- the present disclosure relates to a semiconductor device that drives a power switching element.
- an object of the present disclosure is to provide a semiconductor device capable of suppressing short-circuit energy even in a power switching element in which a saturation current depends on a voltage between output terminals.
- a semiconductor device is a semiconductor device that has a gate terminal and controls on / off of a power switching element in which an output current flows between output terminals by applying a gate voltage to the gate terminal.
- An output current detector that detects a current value that correlates to the voltage
- a voltage detector that detects a voltage that correlates with the voltage between the output terminals of the power switching element or the voltage between the output terminals, and a gate voltage that is clamped to a predetermined value
- a clamp circuit and a control unit that adjusts the gate voltage by controlling the clamp circuit based on the detection voltage detected by the voltage detection unit, the control unit corresponding to the detection voltage and when the power switching element is short-circuited
- the output current flowing through the power switching element exceeds the threshold current for detecting a short circuit of the power switching element, and the minimum voltage is set. Controlling the clamp circuit so that G Voltage.
- the value of the output current can be flexibly changed as compared with the conventional form in which the clamp voltage is set constant.
- the gate of the power switching element is set so that a minimum output current necessary for short circuit detection is obtained in accordance with a voltage correlated with the voltage between the output terminals, for example, Vds or Vce, or a voltage VH described later.
- the voltage can be determined. Therefore, the short circuit energy resulting from the output current at the time of a short circuit can be suppressed.
- FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of the power conversion device according to the first embodiment.
- FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of the semiconductor device and the power switching element
- FIG. 3 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the output current detection unit and the voltage detection unit
- FIG. 4 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the output current detection unit and the voltage detection unit
- FIG. 5 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the output current detection unit and the voltage detection unit
- FIG. 6 is a diagram showing temporal changes in the gate voltage and the output current
- FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of the power conversion device according to the first embodiment.
- FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of the semiconductor device and the power switching element
- FIG. 3 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the output current detection unit and the voltage detection unit
- FIG. 4 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the output current detection unit and the voltage detection unit
- FIG. 5 is
- FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a selected clamp voltage when the output voltage is divided equally.
- FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a clamp voltage that is selected when the output voltage is unequal.
- FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of the power conversion device according to the third embodiment, and
- FIG. 10 is a diagram showing temporal changes in the gate voltage and the output current in the fourth embodiment.
- SC represents the semiconductor device 100
- OC represents the output current detection unit 130
- VD represents the voltage detection unit 140
- CN represents the control unit 150
- M represents the motor 200. Show.
- the semiconductor device 100 is used in a voltage converter circuit 400 that supplies power to an inverter circuit 300 in, for example, a power conversion device that drives a motor 200 mounted on a vehicle.
- the power converter boosts the output voltage of the battery 500, converts the DC power into AC power having a frequency suitable for traveling, and outputs the AC power to the motor 200. That is, the power conversion device includes a voltage converter circuit 400 and an inverter circuit 300.
- the current smoothing capacitors 600 and 610 are connected to the input side and the output side of the voltage converter 400, respectively.
- the voltage converter circuit 400 includes a switching series circuit in which two power switching elements 410 are connected in series and a reactor 420.
- the power switching element 410 in the present embodiment is a typical NMOS transistor, but may be composed of other types of transistors such as an IGBT.
- the voltage converter circuit 400 shown in FIG. 1 can step up the voltage from the battery 500 side toward the inverter circuit 300 side, and can step down the voltage in the reverse direction. Since the circuit configuration of the voltage converter 400 is generally known, a detailed description thereof will be omitted, but the voltage converter 400 in the present embodiment includes the semiconductor device 100 that controls the gate voltage of the power switching element 410. Yes. The configuration of the semiconductor device 100 will be described later.
- the inverter circuit 300 has a configuration in which three switching series circuits having the same configuration as the switching series circuit of the voltage converter circuit 400 are connected in parallel. AC is output from the midpoint of each switching series circuit. Since the configuration of the inverter circuit 300 in FIG. 1 is also well known, detailed description thereof is omitted.
- the power switching element 410 is an NMOS transistor, and includes a transistor unit 411 and a free-wheeling diode unit 412 connected in reverse parallel to the transistor unit 411. That is, the cathode terminal of the freewheeling diode portion 412 is connected to the drain terminal (D) which is one of the output terminals of the transistor portion 411, and the anode terminal of the freewheeling diode portion 412 is connected to the source terminal (S) which is the other output terminal. It is connected.
- a sense resistor 413 for detecting a current correlated with an output current flowing between the drain and the source is connected to the source terminal.
- the semiconductor device 100 includes a driver circuit 110, a clamp circuit 120, an output current detection unit 130, a voltage detection unit 140, and a control unit 150.
- the driver circuit 110 includes a PMOS transistor 111 and an NMOS transistor 112 connected in series between a power supply potential VDD and a reference potential VSS. An intermediate point between the PMOS transistor 111 and the NMOS transistor 112 is connected to the gate terminal (G) of the power switching element 410. When either the PMOS transistor 111 or the NMOS transistor 112 is turned on, charge is supplied to or extracted from the gate terminal, and the gate voltage of the power switching element 410 is adjusted.
- the clamp circuit 120 includes an operational amplifier 121, an NMOS transistor 122, and a variable power supply 123.
- the non-inverting input terminal of the operational amplifier 121 is connected to the gate terminal of the transistor unit 411 in the power switching element 410.
- the inverting input terminal of the operational amplifier 121 is connected to a variable power supply 123 whose output voltage is variable, and the reference voltage Vref is input.
- the output terminal of the operational amplifier 121 is connected to the gate terminal of the NMOS transistor 122.
- the NMOS transistor 122 has a drain terminal connected to the non-inverting input terminal and the gate terminal of the power switching element 410, and a source terminal connected to the reference potential VSS.
- the operational amplifier 121 forms a negative feedback circuit in which the output is fed back to the non-inverting input terminal via the NMOS transistor 122, and the reference voltage Vref in which the potential of the non-inverting input terminal is input to the inverting input terminal.
- the NMOS transistor 122 operates so as to be equal to. Since the non-inverting input terminal of the operational amplifier 121 is connected to the gate terminal of the power switching element 410, the gate voltage input to the power switching element 410 is clamped to the reference voltage Vref.
- the output current detection unit 130 is a part that detects the output current flowing between the drain and source of the power switching element 410 or the current value of the sense current correlated with the output current.
- the output current detection unit 130 in this embodiment detects a sense current flowing from the source terminal of the power switching element 410 via the sense resistor 413. The detected current value is compared with a predetermined threshold current to be used for determining a short circuit of the power switching element 410.
- the voltage detection unit 140 is a part that detects an output voltage of the power switching element 410 or a voltage correlated with the output voltage. Since the power switching element 410 in the present embodiment is an NMOS transistor, the voltage detector 140 detects the drain-source voltage Vds. As illustrated in FIG. 2, the voltage detection unit 140 detects the output voltage Vds by detecting the potential at the midpoint between the resistors 141 and 142 connected in series between the drain potential and the reference potential VSS.
- the control unit 150 controls on / off of the transistors 111 and 112 in the driver circuit 110. Further, the reference voltage in the clamp circuit 120 is controlled based on the output voltage Vds detected by the voltage detection unit 140.
- One of the forms is a configuration in which the output current detection unit 130 has an A / D converter 131 and the voltage detection unit 140 has an A / D converter 141, as shown in FIG.
- the current value of the sense current input to the output current detection unit 130 is A / D converted by the A / D converter 131 and the control unit 150. Is input.
- the voltage value of the output voltage Vds or the voltage correlated with Vds input to the voltage detection unit 140 is A / D converted by the A / D converter 141 and input to the control unit 150.
- the control unit 150 has at least a logic circuit and a register.
- the A / D converted sense current and output voltage Vds are input to the logic circuit.
- the logic circuit determines whether or not the sense current exceeds a threshold current, and if it exceeds, enters a phase for determining a short circuit. In the phase for determining the short circuit, the logic circuit selects the value of the reference voltage Vref corresponding to the input output voltage Vds by referring to the register. Then, the register controls the variable power supply 123 so that the value of the reference voltage Vref becomes a selected value. Note that a value of the reference voltage Vref associated with the output voltage Vds is stored in advance in the register.
- the configuration of the output current detector 130 is different from the above configuration. 4 includes a comparator 132 and a threshold power source 133 that generates a voltage value corresponding to the threshold current.
- the current value of the sense current input to the output current detection unit 130 more precisely, the voltage value across the sense resistor 413 is compared by the comparator 132 with a voltage value corresponding to the threshold current generated by the threshold power supply 133. That is, the current value of the sense current is compared with the threshold current in an analog manner, and an output reflecting the result is output from the comparator 132 to the control unit 150. If the sense current exceeds the threshold current, control unit 150 enters a phase for determining a short circuit.
- the control unit 150 has at least a logic circuit and a register.
- the logic circuit in the control unit 150 selects the value of the reference voltage Vref corresponding to the input output voltage Vds by referring to the register. Then, the register controls the variable power supply 123 so that the value of the reference voltage Vref becomes a selected value.
- the configuration of the voltage detection unit 140 is further different from the above configuration.
- the voltage detection unit 140 in the format shown in FIG. 5 includes a comparator 142 and a threshold power supply 143 that generates a threshold voltage for switching the reference voltage Vref.
- the output voltage Vds input to the voltage detection unit 140 is compared with the threshold voltage generated by the threshold power supply 143 by the comparator 142. That is, the output voltage Vds is compared with the threshold voltage in an analog manner, and an output reflecting the result is output from the comparator 142 to the control unit 150.
- control unit 150 does not need to have a logic circuit or a register. If the sense current exceeds the threshold current, the control unit 150 determines the reference voltage Vref in the clamp circuit 120 corresponding to the magnitude relationship between the output voltage Vds and the threshold voltage generated by the threshold power supply 143. . That is, the control unit 150 in this manner feeds back the output voltage Vds to the reference voltage Vref in real time.
- control unit 150 In detail, with reference to FIG. 6 and FIG. 7, the operation and operational effects of the control unit 150 will be described in detail.
- FIG. 6 is a diagram showing temporal changes in the gate voltage and the output current when the power switching element 410 is turned on.
- the control unit 150 turns on the PMOS transistor 111 in the driver circuit 110 and starts applying a gate voltage to the gate terminal of the transistor unit 411 in the power switching element 410.
- the gate voltage rises and output current starts to flow between the drain and source of the transistor portion 411.
- the output current exceeds the threshold current Ith for determining a short circuit.
- the control unit 150 determines that the power switching element 410 is in a short-circuited state because the output current is maintained in a state where the output current exceeds the threshold current Ith for a predetermined filter time.
- the gate voltage is clamped to a predetermined constant value during this filter time. For this reason, the value of the output current is a constant value corresponding to the determined gate voltage. If the output current is set excessively larger than the threshold current Ith, the short-circuit energy in the filter time may be increased more than necessary. .
- the control unit 150 uses the voltage of the gate voltage to be clamped based on the detection voltage (the drain-source output voltage Vds or a voltage correlated therewith) detected by the voltage detection unit 140. The value is controlled. That is, as illustrated in FIG. 6, the control unit 150 adjusts the gate voltage so that the output current exceeds the threshold current Ith, but the width of the output current is the minimum necessary value for short circuit detection. As described above, the control unit 150 determines the clamp voltage by adjusting the reference voltage Vref generated by the variable power supply 123 in the clamp circuit 120. How to determine the clamp voltage will be described in detail later.
- the control unit 150 controls the clamp circuit 120 so that the gate voltage becomes the clamp voltage after time t2. As a result, the gate voltage becomes a clamp voltage (equal to the reference voltage Vref) at time t3.
- control unit 150 determines that the power switching element 410 is in a short circuit state. Then, at time t4, control unit 150 stops applying the gate voltage to power switching element 410 and turns off power switching element 410.
- FIG. 7 is a diagram showing the IV characteristics of the power switching element 410.
- the gate voltage Vg is shown in five levels in increments of 1V from 10V to 14V.
- the output current of the power switching element 410 increases as the output voltage Vds increases with the same gate voltage Vg.
- the output current increases as the gate voltage Vg increases.
- the output current flowing between the drain and the source in each output voltage Vds range can be set to a minimum current value necessary for determining a short circuit as shown by a solid line in FIG.
- the control unit 150 in the present embodiment employs a clamp voltage corresponding to each voltage range as the gate voltage for the equally assigned output voltage Vds, that is, V1 to V6. Specifically, the gate voltage is set lower as the output voltage Vds is higher. For this reason, short circuit energy can be suppressed compared with the form by which a gate voltage is set uniformly.
- an example is shown in which the allocation of the output voltage Vds is made discrete and the gate voltage Vg selected as a result is also set discretely.
- the selected gate voltage Vg is in increments of 1V has been shown as an example, but the value of the gate voltage Vg does not have to be discrete. It suffices if the output current exceeds the threshold current Ith for determining short circuit at the selected gate voltage Vg.
- the allocation of the output voltage Vds and the corresponding increment of the gate voltage Vg are preferably further subdivided, and more preferably, the gate voltage Vg is continuously changed with respect to the output voltage Vds.
- characteristic data for each element may be stored in advance in a memory or the like (not shown).
- the effect of suppressing the short-circuit energy by such an operation is particularly effective for the power switching element in which the saturation current at the time of the short-circuit strongly depends on the output voltage.
- a wide bandgap semiconductor mainly composed of SiC, GaN, or diamond has a higher dielectric breakdown electric field than a general semiconductor mainly composed of Si, so that the drift layer serving as a resistance component can be thinned. For this reason, the ratio of the channel resistance to the whole becomes relatively large. Therefore, in order to reduce the resistance of the entire element, it is necessary to shorten the channel length. As the channel length becomes shorter, the saturation current at the time of short circuit becomes more dependent on the output voltage. That is, the operation of the control unit 150 as described above is particularly effective when the power switching element is composed mainly of a wide band gap semiconductor.
- Modification 1 In the first embodiment, as shown in FIG. 7, the example in which the gate voltage Vg to be clamped is determined based on V1 to V6 that equally divide the output voltage Vds is shown.
- the output voltage Vds may not be divided equally, and the voltages V7 to V12 may be determined so as to be subdivided as the output voltage Vds increases as shown in FIG. That is, the output voltage Vds is allocated so that V9-V8 is smaller than V8-V7, and similarly V12-V11 is even smaller.
- Vref Vg
- Vref Vg
- Vref 13 V
- Vref 11V
- V10 ⁇ Vds ⁇ V11 is detected as the output voltage
- Vref 10V
- V11 ⁇ Vds ⁇ V12 is set as the output voltage.
- Vref is set to 9.5V.
- the output current flowing between the drain and the source can be set to a current value shown by a solid line in FIG. 8 in each output voltage Vds range.
- the gate voltage can be set finely so that the output current can be made smaller in the region where the output voltage Vds is relatively high compared to the case where the output voltage Vds is evenly allocated as in the first embodiment. it can. In a region where the output voltage Vds is relatively high, the short circuit energy is high. For this reason, the present modification, which can determine the gate voltage in detail so as to make the output current as small as possible, can further suppress the short-circuit energy as compared with the first embodiment.
- control unit 150 sets the reference voltage Vref smaller as the element temperature of the power switching element 410 is lower. This is because even if the output voltage Vds is the same, the output current increases as the element temperature decreases.
- control unit 150 sets the reference voltage Vref to be smaller as the torque of the motor 200 is larger or the load on the motor 200 is larger because the output is larger.
- the control unit 150 sets the reference voltage Vref smaller.
- the voltage referred to for selection of the clamp voltage is not limited to Vds.
- the voltage (VH) across the switching series circuit of the power switching element 410 in the voltage converter circuit 400 may be adopted. .
- the voltage VH is detected by a detection circuit 700 that acquires the voltage across the voltage converter circuit 400.
- the detected voltage is equal to the voltage across capacitor 610.
- the control unit 150 of the semiconductor device 100 receives the voltage VH instead of the output voltage Vds, and controls the magnitude of the reference voltage Vref based on the voltage VH.
- the detection circuit 700 can be a general voltage detection circuit.
- SC represents the semiconductor device 100
- DC represents the detection circuit 700
- M represents the motor 200.
- the voltage VH reflects the load condition of the motor 200. For this reason, if it is a form which determines a clamp voltage based on the voltage VH, as described in 2nd Embodiment, it is not necessary for the control part 150 to refer the information regarding the load condition of the motor 200 anew.
- the voltage VH is a characteristic value used for vehicle control, for example. Therefore, a dedicated detection circuit or control mechanism is used for determining the clamp voltage. There is no need to provide it.
- the clamp voltage can be determined with a simpler configuration than the configuration in which the output voltage Vds is referred to in order to determine the clamp voltage.
- the control unit 150 determines the clamp voltage by the same control as that of the first embodiment described with reference to FIGS. At this time, the IV characteristic of the power switching element 410 employs the voltage VH as the voltage.
- the magnitude of the output current when determining a short circuit can be suppressed to the minimum necessary for the determination, and the short circuit energy can be reduced.
- the example in which the semiconductor device 100 is employed for the voltage circuit 400 is shown for the power conversion device used for driving the motor 200.
- the effect of the semiconductor device 100 is to control the gate voltage of the switching element.
- it is effective for a device that controls the current flowing through the load, and is not limited to a power converter.
- clamp circuit 120 has been illustrated by taking a negative feedback feedback circuit using the operational amplifier 121 as shown in FIG. 2 as an example, but charge injection into the gate terminal of the power switching element 410 is performed. Any circuit can be used as long as it can control the extraction.
- the output current detection unit 130 and the voltage detection unit 140 are not limited to the configuration using the comparators as shown in FIGS.
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Abstract
半導体装置は、ゲート端子へのゲート電圧の印加により出力端子間に出力電流が流れるパワースイッチング素子(410)のオンオフを制御する。この装置は出力電流に相関する電流値を検出する出力電流検出部(130)と、パワースイッチング素子の出力端子間電圧に相関する電圧を検出する電圧検出部(140)と、ゲート電圧を所定の値にクランプするクランプ回路(120)と、電圧検出部により検出された検出電圧に基づいてクランプ回路を制御してゲート電圧を調整する制御部とを備える。制御部は、検出電圧に対応し、パワースイッチング素子の短絡時において流れる出力電流がパワースイッチング素子の短絡を検出するための閾値電流を超えるようにしつつ、最低電圧に設定されたゲート電圧となるようにクランプ回路を制御する。
Description
本出願は、2016年8月26日に出願された日本特許出願番号2016-165879号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
本開示は、パワースイッチング素子を駆動する半導体装置に関する。
パワースイッチング素子のターンオン動作において、パワースイッチング素子の短絡を判定するためのフェーズがある。従来、このような短絡判定フェーズにおいては、特許文献1に記載のように、パワースイッチング素子に印加されるゲート電圧を所定の値にクランプすることで出力電流を制限している。これにより、ゲート電圧をクランプしない場合に較べて短絡時の消費エネルギーを低減することができる。
ところで、特許文献1の発明においては、短絡時の飽和電流が最小になる条件でも、出力電流が短絡を検出するための閾値電流を超えるようにゲート電圧を決める必要がある。例えばMOSFETやIGBTをパワースイッチング素子として採用する場合、飽和電流がドレイン-ソース間電圧Vdsやコレクタ-エミッタ間電圧Vceに依存するため、これらの電圧が比較的高い電圧となる条件下では短絡エネルギーの抑制効果が十分ではないことがあった。短絡エネルギーが大きくなると、チップの小型化が制限される等の問題を生じ得る。
そこで、本開示は、出力端子間電圧に飽和電流が依存するパワースイッチング素子においても短絡エネルギーを抑制できる半導体装置を提供することを目的とする。
本開示の一態様に係る半導体装置は、ゲート端子を有し、ゲート端子へのゲート電圧の印加により出力端子間に出力電流が流れるパワースイッチング素子のオンオフを制御する半導体装置であって、出力電流に相関する電流値を検出する出力電流検出部と、パワースイッチング素子の出力端子間電圧、あるいは、出力端子間電圧に相関する電圧を検出する電圧検出部と、ゲート電圧を所定の値にクランプするクランプ回路と、電圧検出部により検出された検出電圧に基づいてクランプ回路を制御してゲート電圧を調整する制御部と、を備え、制御部は、検出電圧に対応し、パワースイッチング素子の短絡時において流れる出力電流がパワースイッチング素子の短絡を検出するための閾値電流を超えるようにしつつ、最低電圧に設定されたゲート電圧となるようにクランプ回路を制御する。
これによれば、クランプ電圧を一定に設定する従来の形態に較べて、出力電流の値を柔軟に変更することができる。具体的には、出力端子間電圧に相関する電圧、例えばVdsやVce、あるいは後述の電圧VHに応じて、短絡検出のために必要な最低限の出力電流になるように、パワースイッチング素子のゲート電圧を決めることができる。よって、短絡時の出力電流に起因する短絡エネルギーを抑制することができる。
本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図1は、第1実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図であり、
図2は、半導体装置およびパワースイッチング素子の構成を示す回路図であり、
図3は、出力電流検出部および電圧検出部の詳細構成を示す回路図であり、
図4は、出力電流検出部および電圧検出部の詳細構成を示す回路図であり、
図5は、出力電流検出部および電圧検出部の詳細構成を示す回路図であり、
図6は、ゲート電圧および出力電流の時間変化を示す図であり、
図7は、出力電圧を均等割にした場合の、選択されるクランプ電圧の一例を示す図であり、
図8は、出力電圧を不均等割にした場合の、選択されるクランプ電圧の一例を示す図であり、
図9は、第3実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図であり、及び、
図10は、第4実施形態におけるゲート電圧および出力電流の時間変化を示す図である。
以下、本開示の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各図相互において、互いに同一もしくは均等である部分に、同一符号を付与する。
(第1実施形態)
最初に、図1~図5を参照して、本実施形態に係る半導体装置の概略構成について説明する。なお、図面において、SCは、半導体装置100を示し、OCは、出力電流検出部130を示し、VDは、電圧検出部140を示し、CNは、制御部150を示し、Mは、モータ200を示す。
最初に、図1~図5を参照して、本実施形態に係る半導体装置の概略構成について説明する。なお、図面において、SCは、半導体装置100を示し、OCは、出力電流検出部130を示し、VDは、電圧検出部140を示し、CNは、制御部150を示し、Mは、モータ200を示す。
この半導体装置100は、図1に示すように、例えば車両に搭載されるモータ200を駆動する電力変換装置において、インバータ回路300に電力を供給する電圧コンバータ回路400に供される。
電力変換装置はバッテリ500の出力電圧を昇圧するとともに、その直流電力を走行に適した周波数の交流電力に変換してモータ200に出力する。すなわち、電力変換装置は、電圧コンバータ回路400とインバータ回路300を備えている。そして、電圧コンバータ400の入力側と出力側に、それぞれ電流平滑用のコンデンサ600,610が接続されている。
電圧コンバータ回路400は、パワースイッチング素子410が2個直列に接続したスイッチング直列回路とリアクトル420とで構成される。本実施形態におけるパワースイッチング素子410は典型的なNMOSトランジスタであるが、IGBTなど他の種類のトランジスタで構成されていても良い。図1に示す電圧コンバータ回路400は、バッテリ500側からインバータ回路300側に向けて電圧を昇圧することができ、逆方向に電圧を降圧することができる。この電圧コンバータ400の回路構成は一般的に知られるものであるから詳細の説明は省略するが、本実施形態における電圧コンバータ400は、パワースイッチング素子410のゲート電圧を制御する半導体装置100を備えている。半導体装置100の構成については後述する。
インバータ回路300は、電圧コンバータ回路400のスイッチング直列回路と同じ構成のスイッチング直列回路が3個並列に接続された構成を有している。それぞれのスイッチング直列回路の中間点から交流が出力される。図1のインバータ回路300の構成もよく知られているので詳しい説明は省略する。
以下、半導体装置100および半導体装置100の制御対象であるパワースイッチング素子410について詳しく説明する。
パワースイッチング素子410は、図2に示すように、NMOSトランジスタであり、トランジスタ部411と、トランジスタ部411に逆並列接続された還流ダイオード部412とを有している。すなわち、トランジスタ部411の出力端子のひとつであるドレイン端子(D)に還流ダイオード部412のカソード端子が接続され、もうひとつの出力端子であるソース端子(S)に還流ダイオード部412のアノード端子が接続されている。また、ソース端子にはドレイン-ソース間を流れる出力電流に相関する電流を検出するためのセンス抵抗413が接続されている。
半導体装置100は、ドライバ回路110と、クランプ回路120と、出力電流検出部130と、電圧検出部140と、制御部150と、を備えている。
ドライバ回路110は、PMOSトランジスタ111とNMOSトランジスタ112とが、電源電位VDDと基準電位VSSとの間で直列接続されて構成されている。PMOSトランジスタ111とNMOSトランジスタ112の中間点がパワースイッチング素子410のゲート端子(G)に接続されている。そして、PMOSトランジスタ111あるいはNMOSトランジスタ112のいずれか一方がオンされることにより、ゲート端子への電荷の供給あるいは引き抜きが行われてパワースイッチング素子410のゲート電圧が調整される。
クランプ回路120は、オペアンプ121と、NMOSトランジスタ122と、可変電源123とを有している。オペアンプ121の非反転入力端子はパワースイッチング素子410におけるトランジスタ部411のゲート端子に接続されている。一方、オペアンプ121の反転入力端子は出力する電圧が可変とされた可変電源123に接続され、参照電圧Vrefが入力されている。オペアンプ121の出力端子はNMOSトランジスタ122のゲート端子に接続されている。NMOSトランジスタ122は、ドレイン端子が非反転入力端子およびパワースイッチング素子410のゲート端子に接続されており、ソース端子が基準電位VSSに接続されている。
このように、オペアンプ121は、NMOSトランジスタ122を介して出力が非反転入力端子にフィードバックされる負帰還回路を構成しており、非反転入力端子の電位が反転入力端子に入力される参照電圧Vrefと等しくなるようにNMOSトランジスタ122が動作する。オペアンプ121の非反転入力端子はパワースイッチング素子410のゲート端子に接続されているので、パワースイッチング素子410に入力されるゲート電圧は参照電圧Vrefにクランプされることになる。
出力電流検出部130は、パワースイッチング素子410のドレイン-ソース間を流れる出力電流、あるいは出力電流に相関するセンス電流の電流値を検出する部分である。本実施形態における出力電流検出部130は、パワースイッチング素子410のソース端子からセンス抵抗413を介して流れるセンス電流を検出している。検出された電流値は、所定の閾値電流と比較されることにより、パワースイッチング素子410の短絡を判定するために用いられる。
電圧検出部140は、パワースイッチング素子410の出力電圧、あるいは出力電圧に相関する電圧を検出する部分である。本実施形態におけるパワースイッチング素子410はNMOSトランジスタであるから、電圧検出部140はドレイン-ソース間電圧Vdsを検出する。図2に示すように、電圧検出部140は、ドレイン電位と基準電位VSS間に直列接続された抵抗器141,142の中間点の電位を検出することで出力電圧Vdsを検出する。
制御部150は、ドライバ回路110におけるトランジスタ111,112のオンオフを制御している。また、電圧検出部140が検出する出力電圧Vdsに基づいてクランプ回路120における参照電圧を制御している。
なお、出力電流検出部130および電圧検出部140の具体的な構成としては、一般的な電流検出および電圧検出の様式を採用できるが、いくつかのパターンについて説明する。
様式の一つは、図3に示すように、出力電流検出部130がA/D変換器131を有し、電圧検出部140がA/D変換器141を有している構成である。
このような様式においては、出力電流検出部130に入力されるセンス電流の電流値、正確にはセンス抵抗413の両端電圧値は、A/D変換器131によってA/D変換されて制御部150に入力される。
一方、電圧検出部140に入力される出力電圧VdsあるいはVdsと相関する電圧の電圧値は、A/D変換器141によってA/D変換されて制御部150に入力される。
制御部150はロジック回路とレジスタとを少なくとも有している。A/D変換されたセンス電流および出力電圧Vdsはロジック回路に入力される。ロジック回路はセンス電流が閾値電流を超えているか否かを判定し、超えている場合には短絡を判定するフェーズに入る。短絡を判定するフェーズでは、ロジック回路は入力された出力電圧Vdsに対応した参照電圧Vrefの値を、レジスタを参照することにより選択する。そして、レジスタは、参照電圧Vrefの値を選択した値になるように可変電源123を制御する。なお、レジスタには出力電圧Vdsに対応付けられた参照電圧Vrefの値が予め記憶されている。
別の様式は、図4に示すように、上記構成に対して、出力電流検出部130の構成が相違する。図4に示す様式における出力電流検出部130は、コンパレータ132と閾値電流に相当する電圧値を生成する閾値電源133とを有している。出力電流検出部130に入力されるセンス電流の電流値、正確にはセンス抵抗413の両端電圧値は、コンパレータ132によって、閾値電源133が生成する閾値電流に対応する電圧値と比較される。すなわち、センス電流の電流値が閾値電流とアナログ的に比較され、その結果を反映した出力がコンパレータ132から制御部150に出力される。センス電流が閾値電流を超えていれば、制御部150は短絡を判定するフェーズに入る。
このような様式でも、制御部150はロジック回路とレジスタとを少なくとも有している。制御部150におけるロジック回路は入力された出力電圧Vdsに対応した参照電圧Vrefの値を、レジスタを参照することにより選択する。そして、レジスタは、参照電圧Vrefの値を選択した値になるように可変電源123を制御する。
なお、上記2つの様式では、出力電圧VdsをA/D変換器141でA/D変換して制御部150に入力するため、A/D変換に係る変換時間だけ参照電圧Vrefの変更にタイムラグが生じる虞がある。よって、上記2つの様式では、出力電圧Vdsの値を常に監視しておき、パワースイッチング素子410のターンオン前の値を、参照電圧Vrefの選択のために採用する。つまり、上記2つの様式では、制御部150が出力電圧Vdsに対してフィードフォワード制御を行う様式である。
また、別の様式は、図5に示すように、上記構成に対して、さらに電圧検出部140の構成が相違する。図5に示す様式における電圧検出部140は、コンパレータ142と参照電圧Vrefを切り替えるための閾値電圧を生成する閾値電源143とを有している。電圧検出部140に入力される出力電圧Vdsは、コンパレータ142によって、閾値電源143が生成する閾値電圧と比較される。すなわち、出力電圧Vdsが閾値電圧とアナログ的に比較され、その結果を反映した出力がコンパレータ142から制御部150に出力される。
このような様式の場合、制御部150はロジック回路やレジスタを有している必要はない。制御部150は、センス電流が閾値電流を超えている状態であれば、出力電圧Vdsと閾値電源143が生成する閾値電圧との大小関係に対応して、クランプ回路120における参照電圧Vrefを決定する。すなわち、この様式における制御部150はリアルタイムで出力電圧Vdsを参照電圧Vrefにフィードバックする。
以下、図6および図7を参照して、制御部150の動作および作用効果について詳しく説明する。
図6は、パワースイッチング素子410をターンオンするときのゲート電圧および出力電流の時間変化を示す図である。時刻t1において、ターンオンの指示を受けると制御部150は、ドライバ回路110のうちPMOSトランジスタ111をオンしてパワースイッチング素子410におけるトランジスタ部411のゲート端子にゲート電圧の印加を開始する。
ゲート電圧が上昇してトランジスタ部411のドレイン-ソース間に出力電流が流れ始める。そして、時刻t2において出力電流が短絡を判定するための閾値電流Ithを超える。なお、制御部150は、所定のフィルタ時間の間、出力電流が閾値電流Ithを超えた状態を維持していることを以って、パワースイッチング素子410が短絡状態にあると判断する。従来では、このフィルタ時間の間、ゲート電圧が予め決められた一定値にクランプされる。このため、出力電流の値は、決められたゲート電圧に対応した一定値となり、閾値電流Ithに較べて過剰に大きく設定されていると、フィルタ時間における短絡エネルギーが必要以上に大きくなる虞がある。
これに対して、本実施形態における制御部150は、電圧検出部140により検出される検出電圧(ドレイン-ソース間の出力電圧Vdsあるいはそれに相関する電圧)に基づいて、クランプすべきゲート電圧の電圧値を制御するのである。すなわち、図6に示すように、制御部150は、出力電流が閾値電流Ithを超えつつも、その超え幅が短絡の検出に最低限必要な値となるようにゲート電圧を調整する。なお、上記したように、制御部150は、クランプ回路120における可変電源123の生成する参照電圧Vrefを調整してクランプ電圧を決める。クランプ電圧の決定のされ方については追って詳述する。
制御部150は、時刻t2の後にゲート電圧がクランプ電圧となるようにクランプ回路120を制御する。結果、時刻t3においてゲート電圧はクランプ電圧(参照電圧Vrefに等しい)となる。
クランプ電圧に対応した出力電流がフィルタ時間(t4-t2)の間維持されると、制御部150はパワースイッチング素子410が短絡状態にあると判断する。そして、制御部150は、時刻t4において、パワースイッチング素子410へのゲート電圧の印加を停止してパワースイッチング素子410をオフする。
ここで、図7を参照して、クランプ回路120により調整されるクランプ電圧(=Vref)の決定のされ方について説明する。
図7は、パワースイッチング素子410のI-V特性を示した図であり、ゲート電圧Vgを10Vから14Vまで1V刻みで5つの水準について図示している。図7に示すように、パワースイッチング素子410の出力電流は、同じゲート電圧Vgであれば出力電圧Vdsが大きくなるほど大きくなる。また、出力電流は、ゲート電圧Vgが大きいほど大きくなる。
制御部150は、出力電圧Vdsを均等に分割する電圧V1~V6に対して、次のようにクランプすべきゲート電圧を決定する。すなわち、制御部150は、出力電圧としてV1≦Vds<V2が検出されたときにはVref(=Vg)=14Vに設定し、出力電圧としてV2≦Vds<V3が検出されたときにはVref=13Vに設定し、出力電圧としてV3≦Vds<V4が検出されたときにはVref=12Vに設定し、出力電圧としてV4≦Vds<V5が検出されたときにはVref=11Vに設定し、出力電圧としてV5≦Vds<V6が検出されたときにはVref=10Vに設定する。すなわち、ある出力電圧Vdsの範囲において、出力電流が閾値電流Ithを超えるようにしつつも、できるだけ小さいゲート電圧を選択する。これにより、それぞれの出力電圧Vdsの範囲において、ドレイン-ソース間を流れる出力電流を、図7に実線で示すように、短絡の判断に最低限必要な電流値にすることができる。
従来であれば、例えば出力電圧がV1≦Vds<V2となる場合を保証するために、ゲート電圧のクランプ電圧を一律で14Vとする必要がある。これは、出力電圧がV5≦Vds<V6となる状況においては、短絡の検出という用途では過剰なゲート電圧であり、短絡エネルギーが大きくなる要因となる。
本実施形態における制御部150は、均等に割り振られた出力電圧Vds、すなわちV1~V6に対して、各電圧範囲に対応したクランプ電圧をゲート電圧として採用する。具体的には、出力電圧Vdsが高いほど、ゲート電圧を低く設定する。このため、ゲート電圧が一律に設定される形態に較べて短絡エネルギーを抑制することができる。
なお、本実施形態では、出力電圧Vdsの割り振りを離散的とし、結果的に選択されるゲート電圧Vgも離散的に設定される例を示した。具体的には、選択されるゲート電圧Vgが1V刻みである例を示したが、これは一例であって、ゲート電圧Vgの値は離散的である必要はない。選択されたゲート電圧Vgにおいて、出力電流が短絡を判定するための閾値電流Ithを超えるようになっていれば良い。出力電圧Vdsの割り振りや対応するゲート電圧Vgの刻みはより細分化されていることが好ましく、より好適には、出力電圧Vdsに対してゲート電圧Vgが連続的に変化すると良い。また、パワースイッチング素子410のI-V特性については、素子ごとの特性データを図示しないメモリなどに予め記憶しておくと良い。
また、このような動作による短絡エネルギーの抑制効果は、短絡時の飽和電流が出力電圧に強く依存するパワースイッチング素子に対して特に有効である。例えば、SiCやGaN、ダイヤモンドを主成分とするワイドバンドギャップ半導体では、Siを主成分とする一般的な半導体に較べて絶縁破壊電界が高いことから、抵抗成分となるドリフト層を薄膜化できる。このため、相対的にチャネル抵抗が全体に占める割合が大きくなる。よって、素子全体を低抵抗化するためにはチャネル長を短くする必要がある。チャネル長が短くなると、短絡時の飽和電流が出力電圧により強く依存するようになる。つまり、上記したような制御部150の動作は、パワースイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体を主成分として構成される場合に特に有効である。
(変形例1)
第1実施形態では、図7に示すように、出力電圧Vdsを均等に分割するV1~V6に基づいて、クランプすべきゲート電圧Vgを決定する例を示した。ここで、出力電圧Vdsは均等に分割されなくともよく、図8に示すように、出力電圧Vdsが高くなるほど、細分化するように電圧V7~V12を決めても良い。つまり、V8-V7よりもV9-V8が小さくなり、同様に、V12-V11はさらに小さくなるように、出力電圧Vdsを割り振る。
第1実施形態では、図7に示すように、出力電圧Vdsを均等に分割するV1~V6に基づいて、クランプすべきゲート電圧Vgを決定する例を示した。ここで、出力電圧Vdsは均等に分割されなくともよく、図8に示すように、出力電圧Vdsが高くなるほど、細分化するように電圧V7~V12を決めても良い。つまり、V8-V7よりもV9-V8が小さくなり、同様に、V12-V11はさらに小さくなるように、出力電圧Vdsを割り振る。
そして、次のようにクランプすべきゲート電圧を決定する。すなわち、制御部150は、出力電圧としてV7≦Vds<V8が検出されたときにはVref(=Vg)=14Vに設定し、出力電圧としてV8≦Vds<V9が検出されたときにはVref=13Vに設定し、出力電圧としてV9≦Vds<V10が検出されたときにはVref=11Vに設定し、出力電圧としてV10≦Vds<V11が検出されたときにはVref=10Vに設定し、出力電圧としてV11≦Vds<V12が検出されたときにはVref=9.5Vに設定する。
これにより、それぞれの出力電圧Vdsの範囲において、ドレイン-ソース間を流れる出力電流を、図8に実線で示す電流値にすることができる。
この例では、第1実施形態のように出力電圧Vdsを均等に割り振る形態に較べて、出力電圧Vdsが比較的高い領域において、出力電流をより小さくするように、ゲート電圧を細かく設定することができる。出力電圧Vdsが比較的高い領域では、短絡エネルギーが高くなる。このため、出力電流をできるだけ小さくするようにゲート電圧を詳細に決めることができる本変形例は、第1実施形態に較べて短絡エネルギーをより抑制することができる。
(第2実施形態)
第1実施形態およびその変形例では、クランプ電圧を出力電圧Vdsのみに基づいて決定する例について説明した。これに対して、本実施形態における半導体装置100における制御部150に、パワースイッチング素子410の温度に関する情報と、モータ200の負荷に関する情報が入力されている。
第1実施形態およびその変形例では、クランプ電圧を出力電圧Vdsのみに基づいて決定する例について説明した。これに対して、本実施形態における半導体装置100における制御部150に、パワースイッチング素子410の温度に関する情報と、モータ200の負荷に関する情報が入力されている。
制御部150は、電圧検出部140が検出する出力電圧Vdsに加えて、パワースイッチング素子410の温度、および、モータ200の負荷状況に基づいて、参照電圧Vref(=クランプ電圧)を決定する。
例えば、パワースイッチング素子410の素子温度が低いほど、制御部150は参照電圧Vrefを小さく設定する。これは、同一の出力電圧Vdsであっても素子温度が低いほど出力電流が大きくなるためである。
また、モータ200のトルクが大きい、あるいは出力が大きいなどでモータ200の負荷が大きいほど、制御部150は参照電圧Vrefを小さく設定する。モータ200の負荷が大きいとは、電圧コンバータ回路400におけるパワースイッチング素子410のスイッチング直列回路の両端電圧(VH)が大きいことを意味し、パワースイッチング素子410の出力電圧Vdsが大きいことを意味する。よって、負荷が大きい場合には、制御部150が参照電圧Vrefをより小さく設定する。
(第3実施形態)
上記した各実施確認および変形例では、パワースイッチング素子410にゲート電圧を印加するにあたり、そのクランプ電圧(=参照電圧Vref)の選択のために参照される特性値として、パワースイッチング素子410のドレイン-ソース間電圧Vdsを用いる例について説明した。
上記した各実施確認および変形例では、パワースイッチング素子410にゲート電圧を印加するにあたり、そのクランプ電圧(=参照電圧Vref)の選択のために参照される特性値として、パワースイッチング素子410のドレイン-ソース間電圧Vdsを用いる例について説明した。
しかしながら、クランプ電圧の選択のために参照される電圧はVdsに限定されるものではなく、例えば、電圧コンバータ回路400におけるパワースイッチング素子410のスイッチング直列回路の両端電圧(VH)を採用しても良い。
図9に示すように、電圧VHは、電圧コンバータ回路400における両端電圧を取得する検出回路700により検出される。検出される電圧はコンデンサ610の両端電圧に等しい。半導体装置100の制御部150には、出力電圧Vdsのかわりに電圧VHが入力され、電圧VHに基づいて参照電圧Vrefの大きさを制御する。検出回路700には、一般的な電圧検出回路を用いることができる。なお、図9において、SCは、半導体装置100を示し、DCは、検出回路700を示し、Mは、モータ200を示す。
電圧VHはモータ200の負荷状況も反映した値である。このため、電圧VHに基づいてクランプ電圧を決定する形態であれば、第2実施形態に記載のように、制御部150が改めてモータ200の負荷状況に関する情報を参照する必要がない。また、電圧VHは、本明細書で説明するゲート電圧の制御以外にも、例えば車両の制御のために用いられる特性値であるから、クランプ電圧の決定のために専用の検出回路や制御機構を設ける必要がない。このように、クランプ電圧を決定するために出力電圧Vdsを参照する構成に較べて、より簡素な構成でクランプ電圧の決定を行うことができる。
なお、電圧VHはパワースイッチング素子410の出力電圧Vdsに相関するから、制御部150は、図6~図8を参照して説明した第1実施形態と同様の制御によりクランプ電圧を決定する。この際、パワースイッチング素子410のI-V特性は、電圧として電圧VHを採用することになる。
(第4実施形態)
パワースイッチング素子410のターンオンが、ゲート電圧を2段階に遷移させて行われる形態について説明する。図10に示すように、ターンオン時のゲート電圧の印加を2段階にする、いわゆるアクティブゲート制御においては、ゲート電圧を非印加の状態から第1電圧に遷移させる1段目の印加でドライバ回路110のドライブ能力を比較的高く設定する。そして、ゲート電圧を第1電圧の状態から第2電圧に遷移させる2段目の印加では、ドライブ能力を1段目の遷移に較べて小さく設定する。これによりゲート電圧を印加する総時間を短縮しつつゲート電圧のオーバーシュートを抑制してターンオンにおける消費電力を低減するものである。
パワースイッチング素子410のターンオンが、ゲート電圧を2段階に遷移させて行われる形態について説明する。図10に示すように、ターンオン時のゲート電圧の印加を2段階にする、いわゆるアクティブゲート制御においては、ゲート電圧を非印加の状態から第1電圧に遷移させる1段目の印加でドライバ回路110のドライブ能力を比較的高く設定する。そして、ゲート電圧を第1電圧の状態から第2電圧に遷移させる2段目の印加では、ドライブ能力を1段目の遷移に較べて小さく設定する。これによりゲート電圧を印加する総時間を短縮しつつゲート電圧のオーバーシュートを抑制してターンオンにおける消費電力を低減するものである。
制御部150は、ゲート電圧が第1電圧に達した時点でパワースイッチング素子410の出力電流が閾値電流Ithを超えた場合には、上記した各実施形態と同様に短絡を判断するフェーズに移行する。つまり、クランプ回路130を制御してゲート電圧をクランプする制御を行う。本実施形態では、制御部150は、2段目のゲート電圧である第2電圧がクランプ電圧(=参照電圧Vref)となるようにクランプ回路130を制御する。
これにより、アクティブゲート制御を実現しつつ、短絡を判定する際の出力電流の大きさを判定のための必要最低限に抑制することができ、短絡エネルギーを低減することができる。
(その他の実施形態)
以上、本開示の好ましい実施形態について説明したが、本開示は上記した実施形態になんら制限されることなく、本開示の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。
以上、本開示の好ましい実施形態について説明したが、本開示は上記した実施形態になんら制限されることなく、本開示の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。
上記した各実施形態では、モータ200の駆動に供される電力変換装置について、電圧回路400に半導体装置100を採用する例について示したが、半導体装置100の効果は、スイッチング素子のゲート電圧を制御して負荷に流れる電流を制御する装置に対して有効であり、電力変換装置に限定されるものではない。
また、クランプ回路120の具体的な構成について、図2に示したようなオペアンプ121を用いた負帰還のフィードバック回路を例に示したが、パワースイッチング素子410のゲート端子に対して、電荷の注入や引き抜きを制御できる回路であれば良い。
出力電流検出部130および電圧検出部140についても同様に、図4および図5に示したようなコンパレータを用いた構成に限定されるものではない。
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
Claims (10)
- ゲート端子を有し、前記ゲート端子へのゲート電圧の印加により出力端子間に出力電流が流れるパワースイッチング素子(410)のオンオフを制御する半導体装置であって、
前記出力電流に相関する電流値を検出する出力電流検出部(130)と、
前記パワースイッチング素子の出力端子間電圧、あるいは、前記出力端子間電圧に相関する電圧を検出する電圧検出部(140)と、
前記ゲート電圧を所定の値にクランプするクランプ回路(120)と、
前記電圧検出部により検出された検出電圧に基づいて前記クランプ回路を制御して前記ゲート電圧を調整する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記検出電圧に対応し、前記パワースイッチング素子の短絡時において流れる前記出力電流が前記パワースイッチング素子の短絡を検出するための閾値電流を超えるようにしつつ、最低電圧に設定された前記ゲート電圧となるように前記クランプ回路を制御する半導体装置。 - 前記制御部は、前記パワースイッチング素子の出力端子間電圧、あるいは、前記出力端子間電圧に相関する電圧、に対して連続的に前記ゲート電圧を決定する請求項1に記載の半導体装置。
- 前記制御部は、前記パワースイッチング素子の出力端子間電圧、あるいは、前記出力端子間電圧に相関する電圧、に対して離散的に前記ゲート電圧を決定する請求項1に記載の半導体装置。
- 前記制御部は、均等に割り振られた前記パワースイッチング素子の出力端子間電圧、あるいは、前記出力端子間電圧に相関する電圧、に対して、前記ゲート電圧を決定する請求項3に記載の半導体装置。
- 前記制御部は、前記検出電圧が高くなるにつれて細分化して割り振られた前記パワースイッチング素子の出力端子間電圧、あるいは、前記出力端子間電圧に相関する電圧、に対して、前記ゲート電圧を決定する請求項3に記載の半導体装置。
- 前記パワースイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体により構成される素子である請求項1~5のいずれか1項に記載の半導体装置。
- 前記クランプ回路は、オペアンプ(121)と、MOSトランジスタ(122)と、参照電圧を生成する可変電源(123)と、を有し、
前記パワースイッチング素子のゲート端子は前記オペアンプにおける非反転入力端子には接続され、
前記MOSトランジスタにおけるドレイン端子は前記オペアンプの非反転入力端子に接続されるとともに、前記パワースイッチング素子のゲート端子に接続され、
前記MOSトランジスタにおけるソース端子は前記ゲート電圧よりも低い電圧とされた基準電位に接続され、
前記オペアンプの反転入力端子は、前記可変電源が接続されて前記参照電圧とされ、
前記制御部は、前記参照電圧を決定することで前記ゲート電圧を調整する請求項1~6のいずれか1項に記載の半導体装置。 - 前記最低電圧は、前記パワースイッチング素子の短絡を検出するように、前記ゲート電圧として設定される請求項1に記載の半導体装置。
- 前記出力端子間電圧の範囲、あるいは、前記出力端子間電圧に相関する電圧の範囲は、均等に割り振られる請求項4に記載の半導体装置。
- 前記出力端子間電圧の範囲、あるいは、前記出力端子間電圧に相関する電圧の範囲は、前記検出電圧が高くなるにつれて、細分化して割り振られる請求項5に記載の半導体装置。
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