WO2017061030A1 - 電力伝送システム、及び、送電器 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a power transmission system and a power transmitter.
- a non-contact charging apparatus having a batch charging unit capable of batch charging by a non-contact charging method for a plurality of electronic devices, an acquisition means for acquiring the device information for each electronic device,
- a contactless charging apparatus comprising: a determination unit configured to determine whether the electronic device is compatible with collective charging based on device information acquired by the acquisition unit.
- the electronic device When it is determined by the determining means that all of the plurality of electronic devices are compatible with batch charging, at least one of the plurality of electronic devices is selected by the charging control means for performing batch charging. When it is determined that any one of the electronic devices does not support batch charging, the electronic device further includes first notification means for specifying and notifying the electronic device.
- the acquisition means further acquires the reception sensitivity of the reception function for each electronic device as device information of the electronic device.
- the charging control unit performs batch charging when it is determined that all of the plurality of electronic devices support batch charging, and the batch charging unit based on the reception sensitivity acquired by the acquiring unit The charging speed is determined (for example, see Patent Document 1).
- the conventional contactless charging apparatus determines the charging speed of the batch charging unit based on the receiving sensitivity, the charging speed may be slow depending on the receiving sensitivity, and the charging cannot be performed efficiently. There was a case.
- an object is to provide a power transmission system and a power transmitter that can efficiently charge a power receiver.
- the power transmission system is a power transmission system including a power transmitter and a plurality of power receivers that simultaneously receive power from the power transmitter by magnetic field resonance or electric field resonance.
- Each of the electric devices includes a secondary side resonance coil, an adjustment unit that adjusts the amount of power received by the secondary side resonance coil, and a power reception side communication unit that communicates with the power transmitter.
- a primary side resonance coil that transmits power to the plurality of secondary side resonance coils of the plurality of power receivers by magnetic field resonance or electric field resonance, a power transmission side communication unit that can communicate with the plurality of power receivers, Based on the rated power received from each of the power receivers and power data related to the received power, a determination unit that determines whether there is a power receiver with excessive power reception and a power receiver with insufficient power reception, and In the judgment part When it is determined that there is a power receiver with excessive received power and a power receiver with insufficient received power, a command to reduce the amount of power at the adjustment unit to the power receiver with excessive received power Including a command output unit that transmits the information via the power transmission side communication unit.
- FIG. 3 is a flowchart illustrating processing executed by a power transmitter and a power receiver of the power transmission system according to the first embodiment. It is a figure which shows the mode of adjustment of the received electric power of the power receiver by the electric power transmission system of Embodiment 1, and a power transmission device.
- FIG. 6 is a diagram illustrating a power receiver according to a first modification of the first embodiment.
- FIG. It is a figure which shows the power receiver and power transmission apparatus of the 2nd modification of Embodiment 1.
- FIG. 6 is a diagram illustrating an internal configuration of a control unit of a power receiver according to a second modification of the first embodiment.
- FIG. 6 is a diagram illustrating a current path in a capacitor and an adjustment unit of a power receiver according to a second modification of the first embodiment.
- FIG. It is a figure which shows the AC voltage which arises in the secondary side resonance coil of the power receiving device of the 2nd modification of Embodiment 1, and two clocks contained in a drive signal. It is a figure which shows the simulation result which shows the characteristic of the power receiving efficiency with respect to the phase difference of a drive signal. It is a figure which shows the relationship between the phase difference of a drive signal, and the power receiving efficiency of two power receiving devices.
- FIG. 6 is a diagram showing an outline of a magnetic field resonance type power transmission system of a third modification of the first embodiment.
- FIG. It is a figure which shows the frequency dependence of an electric power transmission system. It is a figure explaining the method of sweeping the resonant frequency of a coil.
- 6 is a diagram illustrating an example of a configuration of a control unit of a power transmission system according to a third modification of the first embodiment.
- FIG. FIG. 10 is a diagram illustrating a circuit configuration of a bridge-type balanced circuit of a power receiver according to a third modification of the first embodiment. It is a figure which shows the waveform of the control signal which drives the bridge type
- FIG. 10 is a flowchart illustrating processing executed by a power transmitter and a power receiver according to a third embodiment. It is a figure which shows the mode of adjustment of the received electric power of the power receiver by the power transmission system of Embodiment 3, and a power transmission device.
- FIG. 1 is a diagram showing a power transmission system 50.
- the power transmission system 50 includes an AC power source 1, a primary side (power transmission side) power transmitter 10, and a secondary side (power reception side) power receiver 20.
- the power transmission system 50 may include a plurality of power transmitters 10 and power receivers 20.
- the power transmitter 10 includes a primary side coil 11 and a primary side resonance coil 12.
- the power receiver 20 includes a secondary side resonance coil 21 and a secondary side coil 22.
- a load device 30 is connected to the secondary coil 22.
- the power transmitter 10 and the power receiver 20 transmit power by magnetic field resonance (magnetic field resonance) between a primary side resonance coil (LC resonator) 12 and a secondary side resonance coil (LC resonator) 21.
- Energy (electric power) is transmitted from the electric device 10 to the electric power receiver 20.
- the power transmission from the primary side resonance coil 12 to the secondary side resonance coil 21 can be performed not only by magnetic field resonance but also by electric field resonance (electric field resonance).
- magnetic field resonance is mainly used as an example. explain.
- the frequency of the AC voltage output from the AC power supply 1 is 6.78 MHz
- the resonance frequency of the primary side resonance coil 12 and the secondary side resonance coil 21 is 6.78 MHz. Will be described.
- power transmission from the primary side coil 11 to the primary side resonance coil 12 is performed using electromagnetic induction
- power transmission from the secondary side resonance coil 21 to the secondary side coil 22 also uses electromagnetic induction. Done.
- the power transmission system 50 includes the secondary side coil 22
- the power transmission system 50 may not include the secondary side coil 22.
- the secondary side resonance What is necessary is just to connect the load apparatus 30 to the coil 21 directly.
- FIG. 2 is a diagram illustrating a state in which power is transmitted from the power transmitter 10 to the electronic devices 40A and 40B by magnetic field resonance.
- the electronic devices 40A and 40B are a tablet computer and a smartphone, respectively, and each include a power receiver 20A and 20B.
- the power receivers 20A and 20B have a configuration in which the secondary coil 22 is removed from the power receiver 20 (see FIG. 1) shown in FIG. That is, the power receivers 20 ⁇ / b> A and 20 ⁇ / b> B have the secondary side resonance coil 21.
- the power transmission device 10 is simplified and shown in FIG. 2, the power transmission device 10 is connected to AC power supply 1 (refer FIG. 1).
- the electronic devices 40 ⁇ / b> A and 40 ⁇ / b> B are disposed at equal distances from the power transmitter 10, and each of the power receivers 20 ⁇ / b> A and 20 ⁇ / b> B incorporated therein receives power from the power transmitter 10 in a non-contact state due to magnetic resonance. Power is being received.
- the power receiving efficiency of the power receiver 20A built in the electronic device 40A is 40%
- the power receiving efficiency of the power receiver 20B built in the electronic device 40B is 40%.
- the power receiving efficiency of the power receivers 20A and 20B is represented by the ratio of the power received by the secondary coil 22 of the power receivers 20A and 20B to the power transmitted from the primary coil 11 connected to the AC power source 1.
- the primary side resonance is used instead of the power transmitted from the primary side coil 11.
- the received power may be obtained using the power transmitted from the coil 12.
- the power receivers 20A and 20B do not include the secondary coil 22, the received power may be obtained using the power received by the secondary resonance coil 21 instead of the power received by the secondary coil 22.
- the power receiving efficiency of the power receivers 20A and 20B is determined by the coil specifications of the power transmitter 10 and the power receivers 20A and 20B, and the distance and posture between each.
- the configurations of the power receivers 20A and 20B are the same, and are disposed at the same distance and posture from the power transmitter 10, so that the power receiving efficiencies of the power receivers 20A and 20B are equal to each other. %.
- the rated output (rated power) of the electronic device 40A is 10 W
- the rated output of the electronic device 40B is 5 W.
- the power transmitted from the primary resonance coil 12 (see FIG. 1) of the power transmitter 10 is 18.75 W.
- 18.75W is obtained by (10W + 5W) / (40% + 40%).
- the power receivers 20A and 20B receive a total of 15 W of power, and the power receivers 20A and 20B are equal. Therefore, each of them receives 7.5 W of power.
- the electronic device 40A has a power shortage of 2.5 W
- the electronic device 40B has a power surplus of 2.5 W.
- the electronic devices 40A and 40B cannot be charged in a well-balanced manner. In other words, the power supply balance when charging the electronic devices 40A and 40B simultaneously is not good.
- FIG. 3 is a diagram illustrating a state in which power is transmitted from the power transmitter 10 to the electronic devices 40B1 and 40B2 by magnetic field resonance.
- the electronic devices 40B1 and 40B2 are smartphones of the same type, and include power receivers 20B1 and 20B2, respectively.
- the power receivers 20B1 and 20B2 are the same as the power receiver 20B shown in FIG. That is, the power receivers 20B1 and 20B2 include the secondary side resonance coil 21.
- the power transmitter 10 is simplified and shown, the power transmitter 10 is connected to AC power supply 1 (refer FIG. 1).
- the electronic devices 40B1 and 40B2 have the same angle (posture) with respect to the power transmitter 10, but the electronic device 40B1 is disposed at a position farther from the power transmitter 10 than the electronic device 40B2.
- the power receivers 20B1 and 20B2 built in the electronic devices 40B1 and 40B2 respectively receive power from the power transmitter 10 in a non-contact state by magnetic field resonance.
- the power receiving efficiency of the power receiver 20B1 built in the electronic device 40B1 is 35%
- the power receiving efficiency of the power receiver 20B2 built in the electronic device 40B2 is 45%.
- the power reception efficiency of the power receivers 20B1 and 20B2 is determined by the distance between each of the power receivers 20B1 and 20B2 and the power transmitter 10. For this reason, in FIG. 3, the power receiving efficiency of the power receiver 20B1 is lower than the power receiving efficiency of the power receiver 20B2.
- the rated outputs of the electronic devices 40B1 and 40B2 are both 5W.
- the power transmitted from the primary resonance coil 12 (see FIG. 1) of the power transmitter 10 is 12.5 W.
- 12.5W is obtained by (5W + 5W) / (35% + 45%).
- the power receivers 20B1 and 20B2 receive a total of 10 W of power.
- the power receiver 20B1 receives about 4.4 W of power
- the power receiver 20B2 about 5.6% of power is received.
- the electric power of the electronic device 40B1 is about 0.6W short, and the electric power of the electronic device 40B2 is 0.6W.
- the electronic devices 40B1 and 40B2 cannot be charged in a balanced manner. In other words, the power supply balance when charging the electronic devices 40B1 and 40B2 at the same time is not good (there is room for improvement).
- the power reception efficiency is determined by the distance and angle (posture) between the power transmitter 10 and the power receivers 20B1 and 20B2, if the angle (posture) of the electronic devices 40B1 and 40B2 is different in the positional relationship shown in FIG.
- the power receiving efficiencies of the power receivers 20B1 and 20B2 are different from the 35% and 45% described above.
- the power receiving efficiencies of the power receivers 20B1 and 20B2 are different from each other if the angles (attitudes) of the electronic devices 40B1 and 40B2 with respect to the power transmitter 10 are different. .
- FIG. 4 is a diagram illustrating the power receiver 100 and the power transmission device 80 according to the first embodiment.
- the power transmission device 80 includes an AC power source 1 and a power transmitter 300.
- the AC power source 1 is the same as that shown in FIG.
- the power transmission device 80 includes an AC power source 1 and a power transmitter 300.
- the power transmitter 300 includes a primary side coil 11, a primary side resonance coil 12, a matching circuit 13, a capacitor 14, and a control unit 310.
- the power receiver 100 includes a secondary resonance coil 110, a rectifier circuit 120, a switch 130, a smoothing capacitor 140, a control unit 150, and output terminals 160A and 160B.
- a DC-DC converter 210 is connected to the output terminals 160A and 160B, and a battery 220 is connected to the output side of the DC-DC converter 210.
- the load circuit is a battery 220.
- the primary side coil 11 is a loop-shaped coil, and is connected to the AC power source 1 via a matching circuit 13 between both ends.
- the primary side coil 11 is disposed in close proximity to the primary side resonance coil 12 and is electromagnetically coupled to the primary side resonance coil 12.
- the primary coil 11 is disposed so that its central axis coincides with the central axis of the primary resonance coil 12. Matching the central axes improves the coupling strength between the primary side coil 11 and the primary side resonance coil 12 and suppresses leakage of magnetic flux, so that unnecessary electromagnetic fields are generated by the primary side coil 11 and the primary side resonance coil. This is to suppress the occurrence of the noise around 12.
- the primary side coil 11 generates a magnetic field by the AC power supplied from the AC power source 1 through the matching circuit 13, and transmits the power to the primary side resonance coil 12 by electromagnetic induction (mutual induction).
- the primary side resonance coil 12 is disposed in close proximity to the primary side coil 11 and is electromagnetically coupled to the primary side coil 11.
- the primary side resonance coil 12 is designed to have a predetermined resonance frequency and a high Q value.
- the resonance frequency of the primary side resonance coil 12 is set to be equal to the resonance frequency of the secondary side resonance coil 110.
- a capacitor 14 for adjusting the resonance frequency is connected in series between both ends of the primary side resonance coil 12.
- the resonance frequency of the primary side resonance coil 12 is set to be the same frequency as the frequency of the AC power output from the AC power source 1.
- the resonance frequency of the primary side resonance coil 12 is determined by the inductance of the primary side resonance coil 12 and the capacitance of the capacitor 14. For this reason, the inductance of the primary side resonance coil 12 and the capacitance of the capacitor 14 are set so that the resonance frequency of the primary side resonance coil 12 is the same as the frequency of the AC power output from the AC power supply 1. Has been.
- the matching circuit 13 is inserted for impedance matching between the primary coil 11 and the AC power supply 1 and includes an inductor L and a capacitor C.
- the AC power source 1 is a power source that outputs AC power having a frequency necessary for magnetic field resonance, and includes an amplifier that amplifies the output power.
- the AC power supply 1 outputs high-frequency AC power of about several hundred kHz to several tens of MHz, for example.
- the capacitor 14 is a variable capacitance type capacitor inserted in series between both ends of the primary side resonance coil 12.
- the capacitor 14 is provided to adjust the resonance frequency of the primary side resonance coil 12, and the capacitance is set by the control unit 310.
- the control unit 310 controls the output voltage and output frequency of the AC power supply 1, controls the capacitance of the capacitor 14, controls the amount of electric power (output) transmitted from the primary side resonance coil 12, and the duty of the power receivers 100A and 100B. Set the ratio.
- the power transmission device 80 as described above transmits AC power supplied from the AC power source 1 to the primary side coil 11 to the primary side resonance coil 12 by magnetic induction, and receives power from the primary side resonance coil 12 by magnetic field resonance. Power is transmitted to the secondary resonance coil 110.
- the secondary side resonance coil 110 has the same resonance frequency as the primary side resonance coil 12 and is designed to have a high Q value. A pair of terminals of the secondary side resonance coil 110 is connected to the rectifier circuit 120.
- the secondary side resonance coil 110 outputs AC power transmitted from the primary side resonance coil 12 of the power transmitter 300 by magnetic field resonance to the rectifier circuit 120.
- the rectifier circuit 120 includes four diodes 121A to 121D.
- the diodes 121A to 121D are connected in a bridge shape, and full-wave rectify and output the power input from the secondary resonance coil 110.
- the switch 130 is inserted in series with a high-voltage line (upper line in FIG. 4) of the pair of lines connecting the rectifier circuit 120 and the smoothing capacitor 140.
- the switch 130 may be a switch that can transmit and block a DC voltage at high speed, such as an FET.
- the switch 130 receives the power that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 120. Since the full-wave rectified power can be handled as DC power, the switch 130 may be a DC switch.
- the DC switch 130 can be downsized because a switch having a simple structure such as an FET can be used.
- AC switches include relays, triacs, and switches using FETs. Since the relay is a mechanical switch, the relay is large in size and may cause a durability problem when performing high-speed switching. Triac is not suitable for high-speed switching such as 6.78 MHz.
- an AC switch using FETs includes a plurality of FETs, it is larger than a DC FET, and the parasitic capacitance has an effect on AC. For this reason, it is advantageous to use an AC FET as the switch 130 because it is not affected by downsizing and parasitic capacitance.
- the switch 130 is PWM (Pulse Width Modulation) driven by the control unit 150.
- the duty ratio of the PWM drive pattern of switch 130 is set based on an adjustment command transmitted from power transmission device 80.
- the adjustment command transmitted from the power transmission device 80 will be described later.
- the frequency of the PWM drive pattern is set to be equal to or less than the frequency of the AC frequency received by the secondary side resonance coil 110.
- the smoothing capacitor 140 is connected to the output side of the rectifier circuit 120 and smoothes the power that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 120 and outputs it as DC power.
- Output terminals 160 ⁇ / b> A and 160 ⁇ / b> B are connected to the output side of the smoothing capacitor 140.
- the power that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 120 can be handled as substantially alternating-current power because the negative component of the alternating-current power is inverted to the positive component, but by using the smoothing capacitor 140, the full-wave rectified Even when ripple is included in the power, stable DC power can be obtained.
- the DC-DC converter 210 is connected to the output terminals 160A and 160B, converts the voltage of the DC power output from the power receiver 100 into the rated voltage of the battery 220, and outputs it.
- DC-DC converter 210 steps down the output voltage of rectifier circuit 120 to the rated voltage of battery 220 when the output voltage of rectifier circuit 120 is higher than the rated voltage of battery 220.
- DC-DC converter 210 boosts the output voltage of rectifier circuit 120 to the rated voltage of battery 220 when the output voltage of rectifier circuit 120 is lower than the rated voltage of battery 220.
- the battery 220 may be a secondary battery that can be repeatedly charged.
- a lithium ion battery may be used.
- the battery 220 is a main battery of such an electronic device.
- the power transmitter 300 requests charging rate data from the power receiver 100.
- the charging rate data is data representing the charging rate of the battery 220.
- the control unit built in the battery 220 obtains the charging rate based on the voltage between the positive terminal and the negative terminal of the battery 220 with reference to data representing the relationship between the terminal voltage and the charging rate. Can do. In this case, the value of the current flowing through the positive terminal or the negative terminal may be used.
- the charging rate of the battery 220 may be obtained by any method.
- the battery 220 may transmit data representing the inter-terminal voltage as charge rate data to the control unit 150, and the control unit 150 may obtain the charge rate from the inter-terminal voltage.
- the primary side coil 11, the primary side resonance coil 12, and the secondary side resonance coil 110 are produced by winding a copper wire, for example.
- the material of the primary side coil 11, the primary side resonance coil 12, and the secondary side resonance coil 110 may be a metal other than copper (for example, gold, aluminum, etc.).
- the materials of the primary side coil 11, the primary side resonance coil 12, and the secondary side resonance coil 110 may be different.
- the primary side coil 11 and the primary side resonance coil 12 are the power transmission side
- the secondary side resonance coil 110 is the power reception side.
- electric power is transmitted from the power transmission side to the power reception side by electromagnetic induction. It is possible to transmit electric power over a longer distance than the electromagnetic induction method for transmitting.
- the magnetic field resonance method has a merit that it has a higher degree of freedom than the electromagnetic induction method with respect to the distance or displacement between the resonance coils and is position-free.
- FIG. 5 is a diagram illustrating the power transmission device 80 and the electronic devices 200A and 200B using the power transmission system 500 according to the first embodiment.
- the power transmission device 80 is the same as the power transmission device 80 shown in FIG. 4, in FIG. 5, components other than the primary side coil 11 and the control part 310 in FIG. 4 are represented as the power supply part 10A.
- the power supply unit 10A collectively represents the primary side resonance coil 12, the matching circuit 13, and the capacitor 14.
- the AC power source 1, the primary side resonance coil 12, the matching circuit 13, and the capacitor 14 may be collectively regarded as a power source unit.
- the power transmission device 80 further includes an antenna 16.
- the antenna 16 may be any antenna that can perform wireless communication at a short distance, such as Bluetooth (registered trademark).
- the antenna 16 is provided to receive data indicating excess or deficiency of received power from the power receivers 100A and 100B included in the electronic devices 200A and 200B, and the received data is input to the control unit 310.
- the electronic devices 200A and 200B are, for example, terminal devices such as tablet computers or smartphones, respectively.
- Electronic devices 200A and 200B contain power receivers 100A and 100B, DC-DC converters 210A and 210B, and batteries 220A and 220B, respectively.
- the power receivers 100A and 100B have a configuration in which antennas 170A and 170B are added to the power receiver 100 shown in FIG.
- the DC-DC converters 210A and 210B are Each is the same as the DC-DC converter 210 shown in FIG.
- the batteries 220A and 220B are the same as the battery 220 shown in FIG.
- the power receiver 100A includes a secondary resonance coil 110A, a rectifier circuit 120A, a switch 130A, a smoothing capacitor 140A, a control unit 150A, and an antenna 170A.
- the secondary side resonance coil 110A, the rectifier circuit 120A, the switch 130A, the smoothing capacitor 140A, and the control unit 150A are respectively the secondary side resonance coil 110, the rectification circuit 120, the switch 130, the smoothing capacitor 140, and the control unit 150 shown in FIG.
- the secondary resonance coil 110A, the rectifier circuit 120A, the switch 130A, and the smoothing capacitor 140A are shown in a simplified manner, and the output terminals 160A and 160B are omitted.
- the power receiver 100B includes a secondary resonance coil 110B, a rectifier circuit 120B, a switch 130B, a smoothing capacitor 140B, a control unit 150B, and an antenna 170B.
- the secondary side resonance coil 110B, the rectifier circuit 120B, the switch 130B, the smoothing capacitor 140B, and the control unit 150B are respectively the secondary side resonance coil 110, the rectification circuit 120, the switch 130, the smoothing capacitor 140, and the control unit 150 shown in FIG.
- the secondary side resonance coil 110B, the rectifier circuit 120B, the switch 130B, and the smoothing capacitor 140B are shown in a simplified manner, and the output terminals 160A and 160B are omitted.
- the antennas 170A and 170B may be any antenna that can perform wireless communication at a short distance, such as Bluetooth (registered trademark).
- the antennas 170A and 170B are provided to perform data communication with the antenna 16 of the power transmitter 300, and are connected to the control units 150A and 150B of the power receivers 100A and 100B, respectively.
- the control units 150A and 150B are examples of drive control units.
- the control unit 150A of the power receiver 100A transmits data indicating excess or deficiency of the received power to the power transmitter 300 via the antenna 170A.
- the control unit 150B of the power receiver 100B transmits data representing the excess or deficiency of the received power to the power transmitter 300 via the antenna 170B.
- the electronic devices 200 ⁇ / b> A and 200 ⁇ / b> B can charge the batteries 220 ⁇ / b> A and 220 ⁇ / b> B without being in contact with the power transmission device 80 in a state of being arranged near the power transmission device 80.
- the batteries 220A and 220B can be charged at the same time.
- the power transmission system 500 is constructed by the power transmitter 300 and the power receivers 100A and 100B among the components shown in FIG. That is, the power transmission device 80 and the electronic devices 200A and 200B employ a power transmission system 500 that enables power transmission in a non-contact state by magnetic field resonance.
- FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the duty ratio of the PWM drive pattern and the amount of power received by the power receivers 100A and 100B.
- the horizontal axis represents the duty ratio of the PWM drive pattern that drives the switch 130B of the power receiver 100B.
- the vertical axis on the left indicates the ratio of power reception efficiency of the power receivers 100A and 100B.
- the vertical axis on the right side shows the sum of the power reception efficiencies of the power receivers 100A and 100B as a percentage.
- the ratio of the power reception efficiency is the ratio of the power reception efficiency of each of the power receivers 100A and 100B to the sum of the power reception efficiency when the sum of the power reception efficiency of the power receivers 100A and 100B is 100%.
- the ratios of the power receiving efficiencies of the power receivers 100A and 100B are both 50%.
- the case where the power receiving efficiencies of the power receivers 100A and 100B are both equal at 40% means that the power receiving efficiencies of the power receivers 100A and 100B are both equal at 40% when the two power receivers 100A and 100B simultaneously receive power from the power transmitter 300. State. Note that the power receivers 100A and 100B independently have a power receiving efficiency of about 85%.
- the duty ratios of the PWM drive patterns for driving the switches 130A and 130B of the power receivers 100A and 100B are both 100%, the ratios of the power reception efficiency of the power receivers 100A and 100B are both 50%. Suppose that there is.
- the ratio of the power reception efficiency of the power receiver 100B decreases.
- the power reception efficiency ratio of the power receiver 100A increases accordingly.
- the sum of the power reception efficiencies of the power receivers 100A and 100B is about 85% when the duty ratio of the PWM drive pattern for driving the switch 130B of the power receiver 100B is 100%, and drives the switch 130B of the power receiver 100B.
- the duty ratio of the PWM drive pattern is reduced to about 10%, the sum of the power reception efficiencies of the power receivers 100A and 100B is about 87%.
- the duty ratio of the PWM drive pattern for driving the switch 130A of the power receiver 100A fixed to 100%
- the duty ratio of the PWM drive pattern for driving the switch 130B of the power receiver 100B is decreased from 100%. If it goes, the ratio of the power reception efficiency of power receiver 100B will fall, and the ratio of the power reception efficiency of power receiver 100A will increase. And the sum of the power reception efficiencies of the power receivers 100A and 100B does not vary greatly with a value of around 80%.
- the power transmitted from the power transmitter 300 to the power receivers 100A and 100B by magnetic field resonance is distributed between the power receivers 100A and 100B. Therefore, even if the duty ratio changes, the power receiver The sum of the power reception efficiencies of 100A and 100B does not vary greatly.
- the duty ratio of the PWM drive pattern for driving the switch 130A of the power receiver 100A is fixed to 100% and the duty ratio of the PWM drive pattern for driving the switch 130A of the power receiver 100A is decreased from 100%. Then, the ratio of the power reception efficiency of the power receiver 100A decreases, and the ratio of the power reception efficiency of the power receiver 100B increases. And the sum of the power reception efficiencies of the power receivers 100A and 100B does not vary greatly with a value of around 80%.
- the ratio of the power reception efficiency of the power receivers 100A and 100B can be adjusted by adjusting the duty ratio of the PWM drive pattern for driving either the switch 130A or 130B of the power receiver 100A or 100B.
- the duty ratio of the PWM drive pattern for driving the switch 130A or 130B is changed, the ratio of the power reception efficiency of the secondary side resonance coils 110A and 110B of the power receivers 100A and 100B is changed.
- the duty ratio of one of the PWM drive patterns of the switches 130A and 130B of the power receivers 100A and 100B is changed from the reference duty ratio.
- the reference duty ratio is, for example, 100%.
- one of the duty ratios is set to an appropriate value less than 100%.
- the power receivers 100A and 100B have an upper limit value that can receive power. For this reason, when adjusting the distribution of the received power of the two power receivers 100A and 100B by adjusting the duty ratio, if the received power exceeds the upper limit value of the power receiver (100A or 100B), power cannot be received. Power is lost.
- the power receiver (100A or 100B) has a minimum value (lower limit value) of power that can charge the battery (220A or 220B). For this reason, when reducing the duty ratio to reduce the received power, if the received power is lower than the lower limit value, the battery (220A or 220B) cannot be charged.
- the power receiver (100A or 100B). It is preferable to consider the upper limit value and the lower limit value.
- the frequency of the PWM drive pattern is set to a frequency equal to or lower than the frequency of the AC power transmitted by magnetic field resonance. More preferably, the frequency of the PWM drive pattern is set to a frequency lower than the frequency of AC power transmitted by magnetic field resonance. For example, the frequency of the PWM drive pattern may be set to a frequency that is one or two digits lower than the frequency of the AC power transmitted by magnetic field resonance.
- the switch 130A or 130B is turned on / off in the middle of one cycle of the full-wave rectified power. This is because the electric energy may not be adjusted properly.
- the frequency of the PWM drive pattern it is necessary to set the frequency of the PWM drive pattern to a frequency equal to or lower than the frequency of the AC power transmitted by magnetic field resonance. At this time, if the frequency of the PWM drive pattern is set to a frequency that is one or two digits lower than the frequency of the AC power transmitted by magnetic resonance, the amount of power can be adjusted more appropriately.
- the frequency of the PWM drive pattern may be set to about several hundred kHz.
- FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the duty ratio of the PWM drive pattern in the power receiver 100 and the received power.
- FIG. 7 shows the secondary side resonance coil 110, the rectifier circuit 120, the switch 130, and the smoothing capacitor 140 of the power receiver 100 in a simplified manner, and power waveforms (1), (2), and (3).
- the power waveform (1) indicates a waveform of power obtained between the secondary resonance coil 110 and the rectifier circuit 120.
- a power waveform (2) indicates a waveform of power obtained between the rectifier circuit 120 and the switch 130.
- a power waveform (3) shows a waveform of power obtained between the switch 130 and the smoothing capacitor 140.
- the power waveform (2) is also a power waveform obtained between the switch 130 and the smoothing capacitor 140.
- the frequency of the AC voltage output from the AC power supply 1 is 6.78 MHz
- the resonance frequency of the primary side resonance coil 12 and the secondary side resonance coil 21 is 6.78 MHz
- the frequency of the PWM pulse of the PWM drive pattern is 300 kHz, and the duty ratio is 50%.
- the power receiver 100 actually has a circuit configuration in which a loop is formed between the secondary resonance coil 110 and the battery 220 as shown in FIG.
- the power waveform (1) is a waveform in which AC power supplied from the secondary resonance coil 110 to the rectifier circuit 120 flows intermittently according to the on / off state of the switch 130.
- the power waveform (2) is a waveform in which the power that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 120 flows intermittently according to the ON / OFF state of the switch 130.
- the power waveform (3) is full-wave rectified by the rectifier circuit 120, and becomes the DC power obtained by smoothing the power supplied to the smoothing capacitor 140 via the switch 130.
- the voltage value of the power waveform (3) increases as the duty ratio increases and decreases as the duty ratio decreases.
- the voltage value of the DC power output from the smoothing capacitor 140 can be adjusted by adjusting the duty ratio of the drive pattern.
- FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of the control unit 150.
- the control unit 150 is included in the power receiver 100 shown in FIG. 4 and is the same as the control units 150A and 150B shown in FIG.
- the control unit 150 includes a main control unit 151, a communication unit 152, a drive control unit 153, and a memory 154.
- the main control unit 151 supervises the control processing of the control unit 150. In addition, the main control unit 151 generates power data indicating whether the received power of the power receiver 100 is excessive, appropriate, or insufficient, and transmits the power data to the power transmitter 300 via the communication unit 152. To do. Note that the fact that the received power is appropriate means that the received power is within a predetermined range that is considered appropriate.
- the received power of the power receiver 100 is excessive, appropriate, or insufficient depends on the relationship between the upper limit value and the lower limit value of the received power of the power receiver 100.
- the upper limit value and lower limit value of the received power are determined by the rated output (rated power) of the power receiver 100. Therefore, the power data is data related to the rated output of the power receiver 100 and the received power.
- the relationship between the upper limit value and the lower limit value of the received power and the excess, appropriate, or insufficient of the received power will be described later.
- the main control unit 151 when receiving an adjustment command for adjusting the duty ratio from the power transmitter 300 via the communication unit 152, the main control unit 151 outputs the adjustment command to the drive control unit 153.
- the drive control unit 153 adjusts the duty ratio according to the adjustment command.
- the communication unit 152 performs wireless communication with the power transmitter 300.
- the communication unit 152 is a Bluetooth modem.
- the communication unit 152 is an example of a power receiving side communication unit.
- the drive control unit 153 drives the switch 130 by PWM.
- the drive control unit 153 adjusts the duty ratio of the PWM drive pattern for PWM driving the switch 130 based on the adjustment command input from the main control unit 151.
- the drive control unit 153 is an example of a drive control unit that performs drive control of the switch 130 and is an example of an adjustment unit that adjusts the duty ratio of the PWM drive pattern.
- the memory 154 stores data representing the rated output (rated power) of the power receiver 100, the upper limit value of the received power, and the lower limit value of the received power.
- the memory 154 may be a non-volatile memory, for example.
- the rated output of the power receiver 100 is the rated output of the battery 220 that is a load device of the power receiver 100.
- the upper limit value of the received power is the upper limit value of the power that can charge the battery 220 without generating surplus power that cannot be charged when the battery 220 that is the load device of the power receiver 100 is charged. In other words, when the power received by the power receiver 100 is larger than the upper limit value of the power received, when the battery 220 is charged, the battery 220 cannot be charged and surplus power is generated.
- the lower limit value of the received power is the minimum value of power that can charge the battery 220 that is the load device of the power receiver 100. In other words, when the received power of the power receiver 100 is less than the lower limit value of the received power, this is the minimum power at which the battery 220 cannot be charged.
- FIG. 9 is a diagram showing data stored in the memory 154.
- the memory 154 stores data representing the rated output of the power receiver 100, the upper limit value of the received power, and the lower limit value of the received power.
- FIG. 9 shows, as an example, an upper limit value and a lower limit value of received power when the rated output of the power receiver 100 is 5 W.
- the upper limit value of received power is 6 W
- the lower limit value of received power is 5 W.
- the main control unit 151 may determine that the received power is insufficient if the received power is less than 5 W, for example. That is, the main control unit 151 may determine that the received power is insufficient when the received power is ⁇ 5 W.
- the main control unit 151 may determine that the received power is appropriate if the received power is 5 W or more and 6 W or less. That is, the main control unit 151 may determine that the received power is appropriate when 5 W ⁇ received power ⁇ 6 W.
- the main control unit 151 may determine that the received power is excessive if the received power is greater than 6W. That is, the main control unit 151 may determine that the received power is excessive when 6 W ⁇ the received power.
- the main control unit 151 may determine as follows.
- the main control unit 151 may determine that the received power is insufficient if the received power is less than 10 W, for example. That is, the main control unit 151 may determine that the received power is insufficient when the received power is ⁇ 10 W.
- the main control unit 151 may determine that the received power is appropriate if the received power is 10 W or more and 12 W or less. That is, the main control unit 151 may determine that the received power is appropriate when 10 W ⁇ received power ⁇ 12 W.
- the main control unit 151 may determine that the received power is excessive if the received power is greater than 12W. That is, the main control unit 151 may determine that the received power is excessive when 12 W ⁇ the received power.
- the main control unit 151 determines that the received power is insufficient, the main control unit 151 transmits power data indicating that the received power is insufficient to the power transmitter 300. In addition, when the main control unit 151 determines that the received power is appropriate, the main control unit 151 transmits power data indicating that the received power is appropriate to the power transmitter 300. Further, when the main control unit 151 determines that the received power is excessive, the main control unit 151 transmits power data indicating that the received power is excessive to the power transmitter 300.
- the main control unit 151 transmits data (excess degree data) indicating the degree (excess degree) that the received power is excessive to the power transmitter 300 together with the power data.
- the excess degree data represents the degree to which the received power exceeds the upper limit value. For example, when the upper limit value is 6 W and the received power is 9 W, the excess degree data is 50%.
- FIG. 10 is a diagram showing a data structure of power data and excess degree data.
- the power data and excess degree data generated by the main control unit 151 are stored in the memory 154 in association with the ID (Identification) of the power receiver 100.
- the power data represents whether the power received by the power receiver 100 is excessive, appropriate, or insufficient.
- the power data can be represented by a 2-bit data value, for example. For example, the data value indicating excess may be set to “10”, the data value indicating appropriateness to “01”, and the data value indicating insufficient may be set to “00”.
- the excess degree data is data that represents the excess degree as a numerical value when the received power is excessive. Since the excess degree data is data that is generated when the received power is excessive, it is not generated when the received power is appropriate or insufficient. When the received power is appropriate or insufficient, the excess degree data has no data value.
- FIG. 10 shows, as an example, data in which the ID of the power receiver 100 is 001, the power data indicates excess, and the excess degree data is 50%.
- the excess degree is expressed as a positive value
- the received power is appropriate, expressed as “0” (zero)
- the insufficient degree is expressed as a negative number. May be represented.
- the power transmitter 100 receives an adjustment command for increasing the duty ratio, an adjustment command for adjusting the duty ratio to zero, or an adjustment command for decreasing the duty ratio. Send to.
- the drive control unit 153 sets the duty ratio of the PWM drive pattern for PWM driving the switch 130 based on the adjustment command input from the main control unit 151. adjust.
- the drive control unit 153 increases the duty ratio of the PWM drive pattern for PWM driving the switch 130.
- the degree to which the duty ratio is increased by the adjustment command may be set in advance in the power receiver 100.
- the degree to which the duty ratio is increased by the adjustment command may be held as a fixed value by the drive control unit 153 or may be stored in the memory 154.
- the drive control unit 153 maintains the duty ratio of the PWM drive pattern when an adjustment command of zero degree for adjusting the duty ratio is input from the main control unit 151. That is, in this case, the duty ratio is not changed.
- the drive control unit 153 decreases the duty ratio of the PWM drive pattern for PWM driving the switch 130.
- the degree to which the duty ratio is reduced by the adjustment command may be set in advance in the power receiver 100.
- the degree to which the duty ratio is reduced by the adjustment command may be held as a fixed value by the drive control unit 153 or may be stored in the memory 154.
- the power transmitter 300 may store data representing the degree to which the duty ratio is decreased by the adjustment command of each power receiver 100 in the memory 360 and transmit the data to each power receiver 100. In this case, the power transmitter 300 may obtain data representing the degree of the new model of the power receiver when updating the firmware used when performing the control process using the adjustment command.
- the degree to which the duty ratio is reduced by the adjustment command may be equal to the degree to which the duty ratio is increased by the adjustment command.
- the degree to which the duty ratio is reduced by the adjustment command may be set to a larger value as the power receiver 100 has a higher rated output.
- the adjustment command for increasing the duty ratio can be realized by 2-bit data, for example.
- the data value of a 2-bit adjustment command that increases the duty ratio is '10'
- the data value of a 2-bit adjustment command whose duty ratio is adjusted to zero is '01'
- the duty ratio is decreased.
- the data value of the 2-bit adjustment command may be set to “00”.
- the memory 154 may store data as shown in FIG.
- FIG. 11 is a diagram showing the data structure of the adjustment command stored in the memory 154.
- the data value of a 2-bit adjustment command that increases the duty ratio is '10'
- the data value of a 2-bit adjustment command that adjusts the duty ratio to zero is '01'
- the duty ratio is decreased.
- the data value of the 2-bit adjustment command is “00”.
- the drive control unit 153 of the power receiver 100 receives the adjustment command from the power transmitter 300 and refers to the adjustment command data stored in the memory 154. Thus, the contents of the adjustment command received from the power transmitter 300 can be determined. Then, the drive control unit 153 drives the switch 130 in accordance with the adjustment command received from the power transmitter 300. At this time, the duty ratio of the PWM drive pattern for driving the switch 130 is increased or decreased according to the adjustment command, or is maintained at the same value without being adjusted.
- FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of the control unit 310.
- the controller 310 is included in the power transmitter 300 shown in FIGS. 4 and 5.
- the control unit 310 includes a main control unit 320, a communication unit 330, a determination unit 340, a command output unit 350, and a memory 360.
- the main control unit 320 supervises the control processing of the control unit 310.
- the communication unit 330 performs wireless communication with the power receiver 100.
- the communication unit 330 is a Bluetooth modem.
- the communication unit 330 receives power data from the power receiver 100.
- the power data received from the power receiver 100 indicates whether the power received by the power receiver 100 is excessive, appropriate, or insufficient.
- the determination unit 340 Based on the power data received from the power receiver 100, the determination unit 340 includes the power receiver 100 with excessive received power, the power receiver 100 with insufficient power received, and the power receiver 100 with the received power within an appropriate range. Determine whether to do. Further, the determination unit 340 determines whether there are both the power receiver 100 with excessive power reception and the power receiver 100 with insufficient power reception based on the power data received from the power receiver 100.
- the command output unit 350 determines that the power receiver 100 with excessive received power has Then, an adjustment command for reducing the duty ratio is transmitted via the communication unit 330. In this case, when there are a plurality of power receivers 100 with excessive received power, the command output unit 350 transmits an adjustment command for reducing the duty ratio to the plurality of power receivers 100 with excessive received power.
- the determination unit 340 determines that the command output unit 350 has one or a plurality of power receivers 100 with excessive received power and the received power of the remaining power receivers 100 is appropriate, the received power is excessive.
- An adjustment command for reducing the duty ratio is transmitted to the one or more power receivers 100 via the communication unit 330. Further, in this case, the command output unit 350 transmits an adjustment command for adjusting the duty ratio to the power receiver 100 with proper received power via the communication unit 330.
- the determination unit 340 determines that the command output unit 350 has one or a plurality of power receivers 100 for which received power is insufficient and the received power of the remaining power receivers 100 is appropriate, the received power is An adjustment command for increasing the duty ratio is transmitted via the communication unit 330 to one or a plurality of power receivers 100 that are insufficient. Further, in this case, the command output unit 350 transmits an adjustment command for adjusting the duty ratio to the power receiver 100 with proper received power via the communication unit 330.
- the command output unit 350 sends an adjustment command for adjusting the duty ratio to all the power receivers 100 via the communication unit 330. To send.
- the command output unit 350 attaches a power receiver ID to the adjustment command, and transmits the adjustment command to the power receiver 100 specified by the power receiver ID.
- the memory 360 stores the same adjustment command data as the adjustment command data stored in the memory 154 of the power receiver 100. This is because the duty ratio of the power receiver 100 can be adjusted from the power transmitter 300 by using the same adjustment command data.
- the data value of a 2-bit adjustment command that increases the duty ratio is '10'
- the data value of a 2-bit adjustment command that adjusts the duty ratio to zero is '01'
- the duty ratio is decreased.
- the data value of the 2-bit adjustment command is “00”.
- FIG. 13 is a flowchart illustrating processing executed by the power transmitter 300 and the power receiver 100 of the power transmission system 500 according to the first embodiment.
- the power transmitter 300 and the power receiver 100 are processed separately, but here, in order to show the entire flow, the data flow between the power transmitter 300 and the power receiver 100 is also shown.
- the transmission power of the power transmitter 300 and the received power of the plurality of power receivers 100 are optimized.
- the optimization of the received power is performed by optimizing the duty ratio of the PWM drive pattern of the power receiver 100.
- simultaneous reception of power received by the plurality of power receivers 100 by the plurality of power receivers 100 is referred to as simultaneous power feeding, and the plurality of power receivers 100 that receive power by simultaneous power feeding are handled as a group of simultaneous power feeding.
- the power transmitter 300 starts power transmission (starts power transmission). Electric power is output from the primary resonance coil 12 of the power transmitter 300. It should be noted that immediately after the start of power transmission, a preset initial output power may be output from the primary resonance coil 12.
- the power receiver 100 starts processing when switched to the power reception mode (start).
- the power receiver 100 receives power from the power transmitter 300 by magnetic field resonance, generates power data and excess degree data, and detects the charge rate of the battery 220 (step S1).
- the power transmitter 300 requests the power receiver 100 to transmit power data, excess degree data, and charging rate data, and collects power data, excess degree data, and charging rate data from the power receiver 100 (step S11).
- the power receiver 100 transmits the power data generated in step S1 and the charge rate data representing the detected charge rate to the power transmitter 300 (step S2).
- the power receiver 100 transmits the power data, the excess degree data, and the charge rate data to the power transmitter 300 in step S2, the power receiver 100 determines whether an adjustment command for reducing the duty ratio of the PWM drive pattern is received (step S3). .
- step S1 If the power receiver 100 does not receive an adjustment command for reducing the duty ratio of the PWM drive pattern from the power transmitter 300 even after waiting for the required time, the flow returns to step S1.
- the power transmitter 300 determines whether each power receiver 100 is fully charged based on the charging rate data received from the power receiver 100 (step S12). This is because it is not necessary to perform power transmission when the power receiver 100 is fully charged.
- Whether the power transmitter 300 is determined to be not fully charged in step S12 includes both the power receiver 100 with excessive received power and the power receiver 100 with insufficient power received. Is determined (step S13). When both the power receiver 100 having excessive received power and the power receiver 100 having insufficient received power exist, the duty ratio of the PWM drive pattern of the power receiver 100 having excessive received power is reduced. Therefore, the power transmitter 300 makes such a determination.
- step S14 If the power transmitter 300 determines that both the power receiver 100 having excessive received power and the power receiver 100 having insufficient power received exist (S13: YES), the power receiver 100 having excessive power received. It is determined whether or not the number of times the duty ratio is instructed is less than a predetermined number (step S14).
- the predetermined number of times may be set to an optimum number of times by experiments or the like. Further, the predetermined number of times may be set to a larger value as the power receiver 100 having a larger rated output, for example. This is because the power receiver 100 having a larger rated output has a wider range in which the received power can be adjusted by reducing the duty ratio.
- the data representing the predetermined number of times may be counted by the main control unit 320 of the power transmitter 300 for each power receiver 100, or when each power receiver 100 counts and performs the process of step S14.
- each power receiver 100 may transmit to the power transmitter 300.
- the power transmitter 300 determines that the number of times the duty ratio has been decreased is equal to or less than the predetermined number (S14: YES)
- the power transmitter 300 transmits an adjustment command to decrease the duty ratio of the PWM drive pattern of the power receiver 100 with excessive received power. (Step S15). This is because the received power is reduced by lowering the duty ratio of the PWM drive pattern of the power receiving device 100 having excessive received power to improve the balance of the received power of the plurality of power receiving devices 100 as a whole.
- step S15 when there are a plurality of power receivers 100 with excessive received power, an adjustment command for reducing the duty ratio is transmitted to all of the plurality of power receivers 100 with excessive received power.
- the power transmission device 300 returns the flow to step S11 after completing the process of step S15.
- step S15 when an adjustment command for reducing the duty ratio of the PWM drive pattern is transmitted to the power receiver 100 with excessive received power in step S15, the power receiver 100 that has received the adjustment command sets the duty ratio of the PWM drive pattern to one step. Decrease by the amount (step S4).
- the primary resonance coil 12 The power (transmission power) transmitted from is adjusted (step S16).
- step S16 when one or a plurality of power receivers 100 with excessive received power exist and the power received by the remaining power receivers 100 is appropriate, the power transmitter 300 reduces the transmitted power by a predetermined power.
- step S16 when there is one or a plurality of power receivers 100 for which the received power is insufficient and the power received by the remaining power receivers 100 is appropriate, the power transmitter 300 increases the transmitted power by a predetermined power. To do.
- step S16 when the determination unit 340 determines that there are a plurality of power receivers 100 with appropriate received power, the power transmitter 300 maintains the transmitted power. That is, the power transmitter 300 holds the transmitted power at that time without changing the transmitted power.
- data representing the predetermined power when the power transmitter 300 decreases the transmitted power and the predetermined power when the transmitted power is increased may be stored in the memory 360 in advance. Further, the predetermined power when the transmitted power is reduced may be different from the predetermined power when the transmitted power is increased.
- step S16 When the power transmitter 300 finishes the process of step S16, the flow returns to step S11.
- step S14 determines in step S14 that the number of times the duty ratio has been reduced is not less than the predetermined number (S14: NO)
- the power transmission device 300 removes one power reception device 100 with the most excessive power reception from the group of simultaneous power feeding. (Step S17).
- the number of times the duty ratio has been reduced is greater than the predetermined number of times, and the one power receiver 100 with the most excessive power reception can reduce the duty ratio over the number of times that the duty ratio is one time greater than the predetermined number of times. This is the power receiver 100 whose received power is not within the proper range. For this reason, it is decided to remove it from the group of simultaneous power feeding.
- one power receiver 100 with excessive received power may be removed from the simultaneous power supply group without using the excess degree data.
- the power transmitter 300 causes the power receiver 100 removed from the simultaneous power feeding group in step S17 to stop receiving power (step S18). Stopping power reception may be performed, for example, by transmitting an adjustment command for setting the duty ratio to 0% to the power receiver 100.
- step S18 the flow returns to step S11.
- step S12 determines in step S12 that any one of the power receivers 100 is fully charged (S12: YES)
- the power transmitter 300 stops power supply to the fully charged power receiver 100 (step S19). .
- an adjustment command for setting the duty ratio to 0% may be transmitted to the power receiver 100 determined to be fully charged in step S12. Further, the power receiving device 100 that has not been fully charged may be charged by performing the process shown in FIG.
- the power receiver 100 can be charged by repeating the above processing.
- the power receiving power of each of the power receiving devices 100 is appropriately adjusted by detecting the excess or shortage of the power receiving power in each power receiving device 100 and adjusting the duty ratio of the PWM drive pattern of the power receiving device 100 according to the detection result. It can be close to a certain range.
- the power receiver 100 always detects a power reception state while receiving power from the power transmitter 300, and according to a request (S11) from the power transmitter 300, power data, excess degree data, and charge rate data. Is periodically transmitted to the power transmitter 300.
- the power transmitting device 300 can charge the power receiving device 100 when the power received by one power receiving device 100 among the plurality of power receiving devices 100 being charged becomes zero or when communication is interrupted. What is necessary is just to determine that it left
- the power transmission device 300 is short of the transmission power or the power reception efficiency of the power receiver 100. What is necessary is just to judge that the abnormal state which has decreased too much has occurred and to stop power transmission.
- FIG. 14 to FIG. 17 are diagrams illustrating how the received power of the power receiver 100 is adjusted by the power transmission system 500 and the power transmitter 300 according to the first embodiment. 14 to 17, description will be made using three power receivers 100A, 100B, and 100C.
- the vertical axis indicates the power obtained by subtracting the rated output from the received power of each of the power receivers 100A, 100B, and 100C.
- the power obtained by subtracting the rated output from the received power is referred to as normalized received power.
- FIGS. 14 to 17 show that the levels of the standardized received power can be compared by combining the upper limit value and the lower limit value of the received power of the power receivers 100A, 100B, and 100C.
- the standardized received power of the power receiver 100A is the lowest, the standardized received power of the power receiver 100B is an intermediate value, and the standardized received power of the power receiver 100C is the highest.
- Both the standardized received power of the power receivers 100A and 100B are lower than the lower limit value, and the standardized received power of the power receiver 100C is the lower limit value. That is, the power receivers 100A and 100B have insufficient power reception, and the power receiver 100C has proper power reception.
- the state shown in FIG. 14A is immediately after the start of power transmission by the power transmitter 300, and the transmitted power is a predetermined low value. For this reason, the transmission power is at the first level.
- step S13 NO is determined in step S13 of the flow shown in FIG. 13, and the transmitted power of the power transmitter 300 is increased from the first level by a predetermined power in step S16.
- a state in which the transmission power is increased from the state shown in FIG. 14A is shown in FIG. In FIG. 14B, the transmitted power is at the second level.
- the standardized received power of the power receiver 100A is lower than the lower limit value, the standardized received power of the power receiver 100B is substantially equal to the lower limit value, and the standardized received power of the power receiver 100C is the lower limit value. Between upper limits. That is, the power receiving device 100A has insufficient power reception, and the power receiving devices 100B and 100C have appropriate power reception power.
- step S13 NO is determined in step S13 of the flow shown in FIG. 13, and the transmitted power of the power transmitter 300 is further increased from the second level by a predetermined power in step S16.
- a state where the transmission power is increased from the state shown in FIG. 14B is shown in FIG. In FIG. 14C, the transmitted power is at the third level.
- the standardized received power of the power receiver 100A is lower than the lower limit value
- the standardized received power of the power receiver 100B is between the lower limit value and the upper limit value
- the standardized received power of the power receiver 100C is higher than the upper limit.
- the power receiver 100A has insufficient power reception
- the power receiver 100B has adequate power reception
- the power receiver 100C has excessive power reception.
- FIG. 14D shows a state where the duty ratio of the power receiver 100C has been reduced from the state shown in FIG. In FIG. 14D, the transmission power is maintained at the third level.
- FIG. 14D compared to FIG. 14C, the standardized received power of the power receivers 100A and 100B is increased, and the standardized received power of the power receiver 100C is decreased.
- the standardized received power of the power receivers 100A, 100B, and 100C is between the lower limit value and the upper limit value. That is, the power receiving power of the power receivers 100A, 100B, and 100C is appropriate.
- the states shown in (A) to (C) of FIG. 15 are the same as the states shown in (A) to (C) of FIG. 14, and the transmission power is gradually increased from (A) of FIG. 15. The state shown in 15 (C) is reached.
- FIG. 15C shows a state where the duty ratio of the power receiver 100C has been reduced from the state shown in FIG. In FIG. 15D, the transmission power is maintained at the third level.
- the standardized received power of the power receivers 100A and 100B is increased and the standardized received power of the power receiver 100C is lower than that of FIG. 15C.
- the standardized received power of the power receiver 100A is lower than the lower limit value, and the standardized received power of the power receivers 100B and 100C is between the lower limit value and the upper limit value. That is, the power receiving device 100A has insufficient power reception, and the power receiving devices 100B and 100C have appropriate power reception power.
- step S13 of the flow shown in FIG. 13 NO is determined in step S13 of the flow shown in FIG. 13, and the transmitted power is further increased from the third level by a predetermined power in step S16.
- a state in which the transmission power is increased from the state shown in FIG. 15D is shown in FIG. In FIG. 15E, the transmitted power is at the fourth level.
- the standardized received power of the power receivers 100A, 100B, and 100C is greater than that in FIG.
- the standardized received power of the power receiver 100A is lower than the lower limit value, and the standardized received power of the power receivers 100B and 100C is higher than the upper limit value. That is, the power receiving device 100A has insufficient received power, and the power receiving devices 100B and 100C have excessive received power.
- FIG. 15F shows a state where the duty ratios of the power receivers 100B and 100C are reduced from the state shown in FIG. In FIG. 15F, the transmission power is maintained at the fourth level.
- the standardized received power of the power receivers 100A, 100B, and 100C is between the lower limit value and the upper limit value. That is, the power receiving power of the power receivers 100A, 100B, and 100C is appropriate.
- the power receivers 100A, 100B, and 100C used in the description of FIG. 16 are the same as the power receivers 100A, 100B, and 100C used in the description of FIG. 14, but when the state of FIG.
- the number of instructions for decreasing the duty ratio of power receiver 100C has reached one more than the predetermined number in step S14 of FIG.
- the states shown in FIGS. 16A to 16C are the same as the states shown in FIGS. 14A to 14C, and the transmission power is gradually increased from FIG. 16A. The state shown in 16 (C) is reached.
- step S13 the state of FIG. 16C
- the duty ratio lowering instruction number is one more than the predetermined number, so that NO is determined in step S14.
- step S17 the power receiver 100C having excessive received power is removed from the simultaneous power feeding group.
- FIG. 16D shows a state where the power receiver 100C is removed from the state shown in FIG. In FIG. 16D, the transmission power is maintained at the third level.
- FIG. 16D compared to FIG. 16C, the power receiver 100C is eliminated, and the standardized received power of the power receivers 100A and 100B is not changed.
- the standardized received power of the power receiver 100A is lower than the lower limit value, and the standardized received power of the power receiver 100B is between the lower limit value and the upper limit value. That is, the power receiver 100A has insufficient power reception, and the power receiver 100B has proper power reception.
- FIG. 16D NO is determined in step S13 of the flow shown in FIG. 13, and the transmitted power is further increased from the third level by a predetermined power in step S16.
- FIG. 16E shows a state in which the transmission power is increased from the state shown in FIG. In FIG. 16E, the transmitted power is at the fourth level.
- the standardized received power of the power receivers 100A and 100B is larger than that in FIG. 16D, and the standardized received power of the power receivers 100A and 100B has a lower limit value and an upper limit value. It is in between. That is, the power receiving power of the power receivers 100A and 100B is appropriate.
- the power receivers 100A and 100B can be charged at the same time.
- the power receiver 100C may be charged by being distributed to a power feeding group different from the power receivers 100A and 100B.
- the power receivers 100A, 100B, and 100C used in the description of FIG. 17 are the same as the power receivers 100A, 100B, and 100C used in the description of FIG. However, the difference is that the power transmitting device 300 performs control processing in step S17 of FIG. 13 so as to remove one power receiving device 100 having the shortest received power from the group of simultaneous power feeding.
- the states shown in (A) to (C) of FIG. 17 are the same as the states shown in (A) to (C) of FIG. 14, and the transmission power is gradually increased from (A) of FIG. 17. The state shown in 17 (C) is reached.
- step S17 the power receiver 100A for which the received power is insufficient is removed from the simultaneous power feeding group.
- FIG. 17D shows a state where the power receiver 100A is removed from the state shown in FIG. In FIG. 17D, the transmission power is maintained at the third level.
- FIG. 17D compared to FIG. 17C, the power receiver 100A is eliminated, and the normalized received power of the power receivers 100B and 100C is not changed.
- the standardized received power of the power receiver 100B is between the lower limit value and the upper limit value, and the standardized received power of the power receiver 100C is higher than the upper limit value. That is, the power receiving power of the power receiver 100B is appropriate, and the power receiving power of the power receiver 100C is excessive.
- FIG. 17D NO is determined in step S13 of the flow shown in FIG. 13, and the transmitted power is reduced from the third level by a predetermined power in step S16.
- FIG. 17E shows a state in which the transmission power is reduced from the state shown in FIG. In FIG. 17E, the transmitted power is at the second level.
- the standardized received power of the power receivers 100B and 100C is reduced from that of FIG. 17D, and the standardized received power of the power receivers 100B and 100C has a lower limit value and an upper limit value. It is in between. That is, the power receiving power of the power receivers 100A and 100B is appropriate.
- the power receivers 100B and 100C can be charged at the same time.
- the power receiver 100A may be charged by being distributed to a power feeding group different from the power receivers 100B and 100C.
- the power transmission output of the power transmitter 300 is determined according to whether the power received by the plurality of power receivers 100 is excessive, insufficient, or appropriate. Then, the duty ratio of the PWM drive pattern of the power receiver 100 is adjusted. Whether the power received by the power receiver 100 is excessive, insufficient, or appropriate is the power reception status of the power receiver 100.
- Such adjustment can be realized by repeatedly executing the loop process shown in FIG. 13 according to the power reception status of the plurality of power receivers 100.
- the secondary resonance coil 110 of the power receiver 100 and the primary resonance coil 12 of the power transmitter 300 are coupled. Based on the power reception status of the plurality of power receivers 100 without calculating the coefficient, it is possible to realize a state in which simultaneous power feeding can be performed easily and easily.
- the power receiver 100 generates power data indicating whether the received power is excessive, appropriate, or insufficient, and transmits the power data to the power transmitter 300.
- the determination unit 340 converts the power data into power data. Based on this, the mode for determining whether the received power is excessive, insufficient, or appropriate has been described.
- the power data may be data representing the rated output of the power receiver 100 and the upper limit value and lower limit value of the received power. Then, the power receiver 100 transmits such power data to the power transmitter 300, and the control unit 310 of the power transmitter 300 converts the power data indicating the rated output of the power receiver 100 and the upper limit value and the lower limit value of the received power. Based on this, it may be determined whether the received power is excessive, appropriate, or insufficient.
- FIG. 18 is a diagram illustrating a power receiver 101 according to a modification of the embodiment.
- the power receiver 101 has a configuration in which a smoothing capacitor 140C is added between the rectifier circuit 120 and the switch 130 in the power receiver 100 illustrated in FIG. In this way, since the power rectified by the rectifier circuit 120 can be smoothed before being input to the switch 130, for example, when the influence of ripples included in the power rectified by the full wave occurs. It is effective in suppressing the influence of ripple.
- the electronic devices 200A and 200B have been described as examples of leaving a terminal computer such as a tablet computer or a smartphone, but the electronic devices 200A and 200B are, for example, node-type PCs (Personal Computers), mobile phones, etc.
- An electronic device incorporating a rechargeable battery such as a telephone terminal, a portable game machine, a digital camera, or a video camera may be used.
- FIG. 19 is a diagram illustrating the power receiver 100D and the power transmission device 80 according to the first embodiment.
- the power transmission device 80 includes an AC power source 1 and a power transmitter 300D.
- the power transmitter 300D includes a primary side coil 11, a primary side resonance coil 12, a matching circuit 13, a capacitor 14, a control unit 310D, and an antenna 16.
- the power transmission device 300D is obtained by replacing the control unit 310 of the power transmission device 300 illustrated in FIG. 4 with a control unit 310D.
- Control unit 310D is different from control unit 310 in that adjustment unit 130D of power receiver 100D is adjusted.
- the power receiver 100D includes a secondary resonance coil 110, a capacitor 115, a voltmeter 116, a rectifier circuit 120, an adjustment unit 130D, a smoothing capacitor 140, a control unit 150D, a voltmeter 155D, output terminals 160A and 160B, and an antenna 170.
- a DC-DC converter 210 is connected to the output terminals 160A and 160B, and a battery 220 is connected to the output side of the DC-DC converter 210.
- the secondary side resonance coil 110 has the same resonance frequency as the primary side resonance coil 12 and is designed to have a high Q value.
- the secondary side resonance coil 110 has a resonance coil unit 111 and terminals 112X and 112Y.
- the resonance coil unit 111 is actually the secondary side resonance coil 110 itself, but here, the one provided with the terminals 112X and 112Y at both ends of the resonance coil unit 111 is used as the secondary side resonance coil 110. handle.
- a capacitor 115 for adjusting a resonance frequency is inserted in series. Further, the adjustment unit 130D is connected to the capacitor 115 in parallel.
- terminals 112 ⁇ / b> X and 112 ⁇ / b> Y are provided at both ends of the resonance coil unit 111.
- the terminals 112X and 112Y are connected to the rectifier circuit 120.
- the terminals 112X and 112Y are examples of a first terminal and a second terminal, respectively.
- the secondary side resonance coil 110 is connected to the rectifier circuit 120 without passing through the secondary side coil.
- the secondary side resonance coil 110 outputs AC power transmitted from the primary side resonance coil 12 of the power transmitter 300D by magnetic field resonance to the rectifier circuit 120 when the adjustment unit 130D is in a state where resonance can occur.
- the capacitor 115 is inserted in series with the resonance coil unit 111 in order to adjust the resonance frequency of the secondary side resonance coil 110.
- the capacitor 115 has terminals 115X and 115Y.
- An adjustment unit 130D is connected to the capacitor 115 in parallel.
- the voltmeter 116 is connected in parallel to the capacitor 115 and measures the voltage between both terminals of the capacitor 115.
- the voltmeter 116 detects the voltage of AC power received by the secondary resonance coil 110 and transmits a signal representing the voltage to the control unit 150D.
- the AC voltage measured by the voltmeter 116 is used to synchronize drive signals that drive the switches 131X and 131Y.
- the rectifier circuit 120 includes four diodes 121A to 121D.
- the diodes 121A to 121D are connected in a bridge shape, and full-wave rectify and output the power input from the secondary resonance coil 110.
- the adjustment unit 130D is connected in parallel to the capacitor 115 in the resonance coil unit 111 of the secondary side resonance coil 110.
- the adjustment unit 130D includes switches 131X and 131Y, diodes 132X and 132Y, capacitors 133X and 133Y, and terminals 134X and 134Y.
- the switches 131X and 131Y are connected in series between the terminals 134X and 134Y.
- the switches 131X and 131Y are examples of a first switch and a second switch, respectively.
- Terminals 134X and 134Y are connected to terminals 115X and 115Y of capacitor 115, respectively. For this reason, the series circuit of the switches 131X and 131Y is connected to the capacitor 115 in parallel.
- the diode 132X and the capacitor 133X are connected in parallel to the switch 131X.
- the diode 13Y and the capacitor 133Y are connected in parallel to the switch 131Y.
- the diodes 132 ⁇ / b> X and 132 ⁇ / b> Y have the anodes connected to each other and the cathodes connected to the capacitor 115. That is, the diodes 132X and 132Y are connected so that the rectification directions of the diodes 132X and 132Y are opposite to each other.
- the diodes 132X and 132Y are examples of the first rectifying element and the second rectifying element, respectively.
- the adjustment unit 130D may not include the capacitors 133X and 133Y.
- the switch 131X, the diode 132X, and the capacitor 133X for example, an FET (Field-Effect-Transistor) can be used.
- a body diode between the drain and source of a P-channel or N-channel FET may be connected so as to have a rectifying direction like the diode 132X.
- the source is the anode of the diode 132X and the drain is the cathode of the diode 132X.
- the switch 131X is realized by switching the connection state between the drain and the source when the drive signal output from the control unit 150D is input to the gate.
- the capacitor 133X can be realized by a parasitic capacitance between the drain and the source.
- FETs can be used as the switch 131Y, the diode 132Y, and the capacitor 133Y.
- a body diode between the drain and source of a P-channel type or N-channel type FET may be connected so as to have a rectifying direction like the diode 132B.
- the source is the anode of the diode 132Y and the drain is the cathode of the diode 132Y.
- the switch 131Y is realized by switching the connection state between the drain and the source when the drive signal output from the control unit 150D is input to the gate.
- the capacitor 133Y can be realized by a parasitic capacitance between the drain and the source.
- the switch 131X, the diode 132X, and the capacitor 133X are not limited to those realized by FETs, and may be realized by connecting switches, diodes, and capacitors in parallel. The same applies to the switch 131Y, the diode 132Y, and the capacitor 133Y.
- the switches 131X and 131Y are switched on / off in opposite phases.
- a resonance current flows from the terminal 134X to the terminal 134Y through the capacitor 133X and the switch 131Y in the adjustment unit 130D, and the capacitor 115 resonates from the terminal 115X to the terminal 115Y.
- the current can flow. That is, in FIG. 19, the secondary side resonance coil 110 is in a state where a resonance current can flow in the clockwise direction.
- the switch 131X is turned off and the switch 131Y is turned on, so that the resonance current flows through the secondary resonance coil 110 in the clockwise direction, and the switch 131X is turned on and the switch 131Y is turned off.
- the resonance current will not occur. This is because no capacitor is included in the current path.
- a resonance current flows from the terminal 134Y through the capacitor 133Y and the switch 131X to the terminal 134X in the adjustment unit 130D, and the capacitor 115 has a resonance current flowing from the terminal 115Y to the terminal 115X.
- a resonance current can flow. That is, in FIG. 19, the secondary side resonance coil 110 is in a state where a resonance current can flow in the counterclockwise direction.
- the adjustment unit 130D switches between a state where a resonance current can be generated and a state where no resonance current is generated by switching the switches 131X and 131Y as described above.
- the switches 131X and 131Y are switched by a drive signal output from the control unit 150D.
- the frequency of the drive signal is set to an AC frequency that is received by the secondary resonance coil 110.
- the switches 131X and 131Y cut off the alternating current at a high frequency as described above.
- the adjustment unit 130D that combines two FETs can block AC current at high speed.
- the smoothing capacitor 140 is connected to the output side of the rectifier circuit 120 and smoothes the power that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 120 and outputs it as DC power.
- Output terminals 160 ⁇ / b> A and 160 ⁇ / b> B are connected to the output side of the smoothing capacitor 140.
- the power that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 120 can be handled as substantially alternating-current power because the negative component of the alternating-current power is inverted to the positive component, but by using the smoothing capacitor 140, the full-wave rectified Even when ripple is included in the power, stable DC power can be obtained.
- the line connecting the upper terminal of the smoothing capacitor 140 and the output terminal 160A is a high voltage line
- the line connecting the lower terminal of the smoothing capacitor 140 and the output terminal 160B is a low voltage line. It is.
- the control unit 150D holds data representing the rated output of the battery 220 in the internal memory. Further, in response to a request from the control unit 310D of the power transmitter 300D, power (received power) received by the power receiver 100D from the power transmitter 300D is measured, and data representing the received power is transmitted to the power transmitter 300D via the antenna 170. Send.
- the control unit 150D when receiving data representing a phase difference from the power transmitter 300D, the control unit 150D generates a drive signal using the received phase difference and drives the switches 131X and 131Y.
- the received power may be obtained by the control unit 150D based on the voltage V measured by the voltmeter 155D and the internal resistance value R of the battery 220.
- FIG. 20 is a diagram illustrating an internal configuration of the control unit 150D.
- the control unit 150D includes a comparator 151D, a PLL (Phase Locked Loop) 152D, a phase shift circuit 153D, a phase control unit 154D, an inverter 157D, and a reference phase detection unit 156D.
- the comparator 151D compares the AC voltage detected by the voltmeter 116 with a predetermined reference voltage Vref, and outputs a clock to the PLL 152D.
- the PLL 152D includes a phase comparator 152DA, a compensator 152DB, and a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 152DC.
- the phase comparator 152DA, the compensator 152DB, and the VCO 152DC are connected in series and connected so that the output of the VCO 152DC is fed back to the phase comparator 152DA.
- the PLL 152D outputs a clock synchronized with the signal input from the comparator 151D.
- the phase shift circuit 153D is connected to the output side of the PLL 152D and shifts the phase of the clock output from the PLL 152D with respect to the reference phase based on the signal indicating the phase difference input from the phase control unit 154D. And output.
- a phase shifter may be used as the phase shift circuit 153D.
- the phase control unit 154D converts the signal representing the phase difference into a signal for the phase shift circuit 153D and outputs the signal.
- the clock whose phase is shifted by the phase difference with respect to the reference phase is bifurcated, one is output as it is as the clock CLK1, and the other is inverted by the inverter 157D. And output as the clock CLK2.
- the clocks CLK1 and CLK2 are control signals output from the control unit 150D.
- the reference phase detection unit 156D adjusts the phase of the clock output by the phase shift circuit 153D with respect to the clock output by the PLL 152D by controlling the shift amount by which the phase shift circuit 153D shifts the phase of the clock, thereby obtaining the maximum power reception.
- the phase where the efficiency is obtained is detected.
- the reference phase detector 156D holds the detected phase in the internal memory as a reference phase. Since the operating point at which the power receiving efficiency is maximized is the point at which the voltage value detected by the voltmeter 116 is maximized, the reference phase detector 156D adjusts the phase shift amount given by the phase shift circuit 153D, The operating point at which the voltage value detected by the voltmeter is maximized is detected, and the phase at the operating point is stored in the internal memory as a reference phase.
- the clock output by the PLL 152D corresponds to the phase of the AC voltage due to magnetic field resonance detected by the voltmeter 116. Therefore, adjusting the amount of phase shift given by the phase shift circuit 153D to the clock output from the PLL 152D means that the phase shift circuit 153D controls the amount of clock phase shift with respect to the voltage waveform detected by the voltmeter 116. It is.
- the reference phase is the phase of the clocks CLK1 and CLK2 with respect to the AC voltage that provides the maximum power receiving efficiency.
- the phase shift circuit 153D adjusts the phase difference between the phases of the clocks CLK1 and CLK2 with respect to the reference phase (0 degree).
- phase shift circuit 153D since the phase of the AC voltage is not detected, the amount of phase shift given by the phase shift circuit 153D to the clocks CLK1 and CLK2 when the maximum power receiving efficiency is obtained is handled as the reference phase.
- phase shift circuit 153D With respect to the AC voltage detected by the voltmeter 116 will be described, but an ammeter is used instead of the voltmeter 116.
- the phase of the clock with respect to the alternating current may be adjusted by the phase shift circuit 153D.
- the voltmeter 155D is connected between the output terminals 160A and 160B.
- the voltmeter 155D is used to calculate the received power of the power receiver 100D. If the received power is obtained as described above based on the voltage V measured by the voltmeter 155D and the internal resistance value R of the battery 220, the loss is less than when the current is measured and the received power is measured. This is a preferable measurement method.
- the received power of the power receiver 100D may be obtained by measuring current and voltage. What is necessary is just to measure using a Hall element, a magnetoresistive element, a detection coil, or a resistor, when measuring an electric current.
- the DC-DC converter 210 is connected to the output terminals 160A and 160B, converts the voltage of the DC power output from the power receiver 100D into the rated voltage of the battery 220, and outputs it.
- DC-DC converter 210 steps down the output voltage of rectifier circuit 120 to the rated voltage of battery 220 when the output voltage of rectifier circuit 120 is higher than the rated voltage of battery 220.
- DC-DC converter 210 boosts the output voltage of rectifier circuit 120 to the rated voltage of battery 220 when the output voltage of rectifier circuit 120 is lower than the rated voltage of battery 220.
- the battery 220 may be a secondary battery that can be repeatedly charged.
- a lithium ion battery may be used.
- the battery 220 is a main battery of such an electronic device.
- the primary side coil 11, the primary side resonance coil 12, and the secondary side resonance coil 110 are produced by winding a copper wire, for example.
- the material of the primary side coil 11, the primary side resonance coil 12, and the secondary side resonance coil 110 may be a metal other than copper (for example, gold, aluminum, etc.).
- the materials of the primary side coil 11, the primary side resonance coil 12, and the secondary side resonance coil 110 may be different.
- the primary side coil 11 and the primary side resonance coil 12 are the power transmission side
- the secondary side resonance coil 110 is the power reception side.
- electric power is transmitted from the power transmission side to the power reception side by electromagnetic induction. It is possible to transmit electric power over a longer distance than the electromagnetic induction method for transmitting.
- the magnetic field resonance method has a merit that it has a higher degree of freedom than the electromagnetic induction method with respect to the distance or displacement between the resonance coils and is position-free.
- FIG. 21 is a diagram illustrating a current path in the capacitor 115 and the adjustment unit 130D.
- the direction of the current flowing from the terminal 134X through the capacitor 115 or the adjustment unit 130D to the terminal 134Y is referred to as clockwise (CW (Clockwise)).
- the direction of the current flowing from the terminal 134Y through the capacitor 115 or the adjustment unit 130D to the terminal 134X is referred to as counterclockwise (CCW (Counterclockwise)).
- a resonance current flows from the terminal 134Y through the capacitor 133Y and the switch 131X to the terminal 134X in the adjustment unit 130D.
- a resonance current flows from the terminal 115Y to the terminal 115X. Therefore, a resonance current flows in the secondary side resonance coil 110 in the counterclockwise direction.
- a current also flows through the diode 132X in parallel with the switch 131X.
- a resonance current flows from the terminal 134X to the terminal 134Y through the capacitor 133X and the switch 131Y in the adjustment unit 130D.
- a resonance current flows from the terminal 115X to the terminal 115Y. Accordingly, a resonance current flows through the secondary side resonance coil 110 in the clockwise direction.
- a current also flows through the diode 132Y in parallel with the switch 131Y.
- the capacitance that contributes to the resonance frequency of the resonance current is determined by the capacitor 115 and the capacitor 133X or 133Y. For this reason, it is desirable that the capacitors 133X and 133Y have the same capacitance.
- FIG. 22 is a diagram showing an AC voltage generated in the secondary resonance coil 110 and two clocks included in the drive signal.
- the AC voltage V 0 shown in FIGS. 22A and 22B is a waveform having the same frequency as the power transmission frequency and is, for example, an AC voltage generated in the secondary resonance coil 110 and detected by the voltmeter 116 (see FIG. 19). Is done.
- Clocks CLK1 and CLK2 are two clocks included in the drive signal.
- the clock CLK1 is used for driving the switch 131X
- the clock CLK2 is used for driving the switch 131Y.
- the clocks CLK1 and CLK2 are examples of the first signal and the second signal, respectively.
- the clock CLK1, CLK2 is synchronized with the AC voltage V 0. That is, the frequency of the clock CLK1, CLK2 is equal to the frequency of the AC voltage V 0, the clock CLK1 phase is equal to the phase of the AC voltage V 0. Note that the clock CLK2 is 180 degrees out of phase with the clock CLK1 and has an opposite phase.
- the period T of the AC voltage V 0 is the reciprocal of the frequency f, and the frequency is 6.78 MHz.
- the clock CLK1, CLK2 synchronized with the AC voltage V 0, the switch 131X and 131Y in a state of turning off the power receiving unit 100D secondary side resonance coil and receives power from the power transmitter 300D 110
- the control unit 150D may generate the resonance current using the PLL 152D while generating the resonance current.
- the control unit 150D may be generated by using the phase shift circuit 153D.
- Control unit 150D adjusts the phase difference between the two clocks CLK1, CLK2 for alternating voltage V 0 to detect the phase of maximum power receiving efficiency can be obtained.
- Phase where the maximum power receiving efficiency can be obtained a phase electric power receiving unit 100D is receiving is maximized, the phase difference between the two clocks CLK1, CLK2 for alternating voltage V 0, the resonance over the entire period of one cycle The received power is maximized when Therefore, the control unit 150D is receiving power while increasing and decreasing the phase difference of the AC voltage two clocks CLK1 for V 0, CLK2 detects the phase difference becomes largest, handled detected phase difference as 0 degrees.
- control unit 150D calculates the phase difference between the two clocks with respect to the AC voltage V 0 based on the phase difference (0 degree) at which the received power is maximized and the data representing the phase difference received from the power transmitter 300D. This is set by the shift circuit 153D.
- FIG. 23 is a diagram illustrating a simulation result indicating the characteristics of power reception efficiency with respect to the phase difference of the drive signal.
- the phase difference on the horizontal axis is the phase difference between the two clocks with respect to the AC voltage V 0 when the phase difference at which the received power is maximized is 0 degree
- the power reception efficiency on the vertical axis is the AC power source 1 (see FIG. 1).
- the power reception efficiency is equal to the power transmission efficiency between the power transmitter 300D and the power receiver 100D.
- the frequency of power transmitted by the power transmitter 300D was 6.78 MHz, and the frequency of the drive signal was also set to be the same.
- the phase difference is 0 degree
- resonance due to magnetic field resonance occurs in the secondary resonance coil 110 over the entire period of one period of the resonance current, and the resonance current flows in the secondary resonance coil 110. It is.
- An increase in the phase difference means that the period during which resonance does not occur in the secondary resonance coil 110 increases in one period of the resonance current. Therefore, in a state where the phase difference is 180 degrees, theoretically, no resonance current flows through the secondary resonance coil 110.
- the power receiving efficiency when the phase difference is increased from 0 degree, the power receiving efficiency is lowered. When the phase difference is about 60 degrees or more, the power receiving efficiency is less than about 0.1. As described above, when the phase difference between the two clocks with respect to the AC voltage V 0 is changed, the power reception efficiency changes due to the change in the amount of resonance current flowing through the secondary resonance coil 110.
- FIG. 24 is a diagram showing the relationship between the phase difference of the drive signal and the power reception efficiency of the two power receivers A and B.
- the two power receivers A and B are the same as the power receiver 100D shown in FIG.
- the control unit 310D of the power receiver A controls the adjustment unit 130D of the power receiver A
- the control unit 310D of the power receiver B A method for controlling the adjustment unit 130D of the power receiver B will be described.
- the horizontal axis represents the phase difference ⁇ A of the drive signal that drives the adjustment unit 130D of the power receiver A and the phase difference ⁇ B of the drive signal that drives the adjustment unit 130D of the power receiver B.
- the vertical axis on the left indicates the power reception efficiency of each of the power receivers A and B and the total value of the power reception efficiency of the power receivers A and B.
- the phase difference of the driving signal for driving the adjusting unit 130D of the power receiver A is increased or decreased from 0 degree in a state where the phase difference of the driving signal for driving the adjusting unit 130D of the power receiving unit B is fixed at 0 degree.
- the ratio of the power reception efficiency of the power receiver A decreases.
- the power receiving efficiency of the power receiver A is maximum when the phase difference is 0 degree. Further, as the power receiving efficiency of the power receiver A decreases, the ratio of the power receiving efficiency of the power receiver A increases.
- phase difference of the drive signal that drives the adjustment unit 130D of the power receiver A is changed in this way, the amount of power received by the power receiver A is decreased, and the current flowing through the power receiver A is also decreased. That is, the impedance of the power receiver A changes due to the change in the phase difference.
- the power transmitted from the power transmitter 300D to the power receivers A and B by the magnetic field resonance is distributed between the power receivers A and B. For this reason, when the phase difference of the drive signal for driving the adjusting unit 130D of the power receiver A is changed from 0 degrees, the power received by the power receiver B is increased by the amount that the power received by the power receiver A is decreased. .
- the ratio of the power reception efficiency of the power receiver A decreases.
- the power reception efficiency ratio of the power receiver B increases accordingly.
- the ratio of the power reception efficiency of the power receiver A decreases to approximately zero (zero), and the power reception efficiency of the power receiver B decreases.
- the ratio increases to about 0.8.
- the sum of the power reception efficiencies of the power receivers A and B is about 0.85 when the phase difference of the drive signal for driving the adjustment unit 130D of the power receiver A is 0 degree, and the adjustment unit 130D of the power receiver B is When the phase difference of the drive signals to be driven is reduced to about ⁇ 90 degrees, the sum of the power reception efficiency of the power receivers A and B is about 0.8.
- the phase difference of the drive signal for driving the adjustment unit 130D of the power receiver A is changed from 0 degree in a state where the phase difference of the drive signal for driving the adjustment unit 130D of the power receiver A is fixed to 0 degree. If it goes, the ratio of the power reception efficiency of the power receiver A will fall, and the ratio of the power reception efficiency of the power receiver B will increase. And the sum of the power reception efficiencies of the power receivers A and B does not vary greatly with a value of about 0.8.
- the power transmitted from the power transmitter 300D to the power receivers A and B by magnetic field resonance is distributed between the power receivers A and B. Therefore, even if the phase difference changes, the power receiver The sum of the power reception efficiency of A and B does not vary greatly.
- phase difference of the drive signal for driving the adjusting unit 130D of the power receiver B is reduced from 0 degree in a state where the phase difference of the drive signal for driving the adjusting unit 130D of the power receiver A is fixed at 0 degree. Then, the ratio of the power reception efficiency of the power receiver B decreases, and the ratio of the power reception efficiency of the power receiver A increases. And the sum of the power reception efficiencies of the power receivers A and B does not vary greatly with a value of about 0.8.
- the ratio of the power reception efficiency of the power receivers A and B can be adjusted by adjusting the phase difference of the drive signal that drives one of the adjustment units 130D of the power receiver A or B.
- the ratio of the power reception efficiency of the secondary resonance coils 110A and 110B of the power receivers A and B changes.
- the phase difference of any one of the drive signals of the adjustment units 130D of the power receivers A and B is changed from the reference phase difference.
- a phase difference that maximizes power reception efficiency is defined as a reference phase difference (0 degree), and in this case, the other phase difference is changed from 0 degree.
- the first value obtained by dividing the rated output of the battery 220 of the power receiver A by the power receiving efficiency of the secondary resonance coil 110 of the power receiver A and the rated output of the battery 220 of the power receiver B are A second value obtained by dividing by the power reception efficiency of the secondary resonance coil 110 is obtained.
- phase difference of the drive signal corresponding to the smaller one of the first value and the second value (A or B) is changed from 0 degree and set to an appropriate phase difference.
- the value obtained by dividing the rated output by the power reception efficiency represents the amount of power (required power transmission amount) transmitted from the power transmitter 300D to the power receiver (A or B).
- the required power transmission amount is the amount of power transmitted from the power transmitter 300D so that the power receiver (A or B) can receive power without generating surplus power or insufficient power.
- the power supply amount to the power receiver (A or B) having the smaller required power transmission amount is reduced, the power supply amount to the power receiver (A or B) having the larger required power transmission amount can be increased. As a result, the balance of the amount of power supplied to the power receivers A and B can be improved.
- the phase difference of the drive signal corresponding to the power receiver (A or B) having the smaller required power transmission amount is changed from the reference phase difference (0 degree)
- the power receiver having the smaller necessary power transmission amount The power supply amount to A or B) is reduced, and the power supply amount to the power receiver (A or B) having the larger required power transmission amount can be increased.
- control unit 310D of the power receiver A and the control unit 310D of the power receiver B drive the phase difference of the drive signal that drives the adjustment unit 130D of the power receiver A and the adjustment unit 130D of the power receiver B.
- the amounts of power received by the power receivers A and B are controlled.
- FIG. 25 is a diagram showing an outline of a magnetic field resonance type power transmission system 500A of the third modification of the first embodiment.
- the power transmission system 500A includes a power transmitter 300E and a power receiver 100E.
- the power transmission coil SC includes a primary side coil 11 and a primary side resonance coil 12.
- the primary coil 11 is a coil in which a metal wire such as a copper wire or an aluminum wire is wound a plurality of times around the circumference, and an AC voltage (high-frequency voltage) from the AC power source 1 is applied to both ends thereof.
- the primary side resonance coil 12 includes a coil 12A around which a metal wire such as a copper wire or an aluminum wire is wound, and a capacitor 12B connected to both ends of the coil 12A, thereby forming a resonance circuit.
- the resonance frequency f0 is expressed by the following equation (1).
- L is the inductance of the coil 12A
- C is the capacitance of the capacitor 12B.
- the coil 12A of the primary side resonance coil 12 is, for example, a one-turn coil. Although various types of capacitors are used as the capacitor 12B, those having as little loss as possible and having a sufficient breakdown voltage are preferable. In the first embodiment, a variable capacitor is used as the capacitor 12B in order to vary the resonance frequency. As the variable capacitor, for example, a variable capacitance device manufactured using MEMS technology is used. A variable capacitance device (varactor) using a semiconductor may be used.
- the primary side coil 11 and the primary side resonance coil 12 are arranged so as to be electromagnetically closely coupled to each other. For example, they are arranged on the same plane and concentrically. That is, for example, the primary side coil 11 is arranged in a state of being fitted on the inner peripheral side of the primary side resonance coil 12. Or you may arrange
- the power receiving coil JC includes a secondary resonance coil 21 and a secondary coil 22.
- the secondary resonance coil 21 includes a coil 221 around which a metal wire such as a copper wire or an aluminum wire is wound, and a capacitor 222 connected to both ends of the coil 221.
- the resonance frequency f0 of the secondary resonance coil 21 is expressed by the above equation (1) based on the inductance of the coil 221 and the capacitance of the capacitor 222.
- the coil 221 of the secondary side resonance coil 21 is, for example, a one-turn coil.
- the capacitor 222 various types of capacitors are used as described above.
- a variable capacitor is used as the capacitor 222 in order to vary the resonance frequency.
- a variable capacitor for example, a variable capacitance device manufactured using MEMS technology is used.
- a variable capacitance device (varactor) using a semiconductor may be used.
- the secondary coil 22 is formed by winding a metal wire such as a copper wire or an aluminum wire a plurality of times circumferentially, and a battery 220 as a load is connected to both ends thereof.
- the secondary side resonance coil 21 and the secondary side coil 22 are arranged so as to be electromagnetically closely coupled to each other. For example, they are arranged on the same plane and concentrically. That is, for example, the secondary side coil 22 is arranged in a state of being fitted on the inner peripheral side of the secondary side resonance coil 21. Or you may arrange
- the power transmission coil SC and the power reception coil JC transmit power wirelessly by magnetic field resonance, are the coil surfaces parallel to each other and the coil axes coincide with each other as shown in FIG. Alternatively, they are arranged within an appropriate distance from each other so as not to deviate so much. For example, when the diameters of the primary side resonance coil 12 and the secondary side resonance coil 21 are about 100 mm, they are arranged within a distance range of about several hundred mm.
- the direction along the coil axis KS is the main radiation direction of the magnetic field KK, and the direction from the power transmission system coil SC to the power reception system coil JC is the power transmission direction SH.
- the resonance frequency fs of the primary side resonance coil 12 and the resonance frequency fj of the secondary side resonance coil 21 both coincide with the frequency fd of the AC power supply 1
- the maximum power is transmitted.
- the resonance frequencies fs and fj are deviated from each other or they are deviated from the frequency fd of the AC power supply 1, the transmitted power is reduced and the efficiency is reduced.
- FIG. 26 is a diagram showing the frequency dependence of the power transmission system.
- a curve CV1 shows a case where the resonance frequency fs of the primary side resonance coil 12 and the resonance frequency fj of the secondary side resonance coil 21 are the same. In this case, according to FIG. 26, the resonance frequencies fs and fj are 13.56 MHz.
- Curves CV2 and CV3 indicate cases where the resonance frequency fj of the secondary side resonance coil 21 is higher by 5% and 10% than the resonance frequency fs of the primary side resonance coil 12, respectively.
- FIG. 27 is a diagram for explaining a method of sweeping the resonance frequency of the coil.
- the horizontal axis represents the frequency [MHz]
- the vertical axis represents the magnitude [dB] of the current flowing through the coil.
- a curve CV4 shows a case where the resonance frequency of the coil matches the frequency fd of the AC power supply 1. In this case, according to FIG. 27, the resonance frequency is 10 MHz.
- Curves CV5 and CV6 indicate the case where the resonance frequency of the coil is higher or lower than the frequency fd of the AC power supply 1.
- phase ⁇ vs of AC power supply 1 the current flowing through primary side resonance coil 12 and secondary side resonance coil 21 are controlled by control unit 310E and control unit 150E.
- Resonance frequency control is performed using the phases ⁇ is and ⁇ ij.
- control unit 310E detects phase ⁇ vs of voltage Vs supplied to power transmission coil SC and phase ⁇ is of current Is flowing through power transmission coil SC, and their phase difference ⁇ s becomes a predetermined target value ⁇ ms. As described above, the resonance frequency fs of the power transmission coil SC is varied. Data representing the target value ⁇ ms is stored in an internal memory of the control unit 152E described later.
- control unit 310E includes a current detection sensor SE1, phase detection units 141 and 142, and a phase transmission unit 145.
- the current detection sensor SE1 detects the current Is flowing through the primary side resonance coil 12.
- a Hall element, a magnetoresistive element, a detection coil, or the like can be used as the current detection sensor SE1 .
- the current detection sensor SE1 outputs a voltage signal corresponding to the waveform of the current Is, for example.
- the phase detection unit 141 detects the phase ⁇ vs of the voltage Vs supplied to the primary side coil 11. For example, the phase detection unit 141 outputs a voltage signal corresponding to the waveform of the voltage Vs. In this case, the voltage Vs may be output as it is, or may be divided and output by an appropriate resistor. Therefore, the phase detection unit 141 can be configured by a simple electric wire or by one or a plurality of resistors.
- the phase detector 142 detects the phase ⁇ is of the current Is flowing through the primary side resonance coil 12 based on the output from the current detection sensor SE1. For example, the phase detection unit 142 outputs a voltage signal corresponding to the waveform of the current Is. In this case, the phase detection unit 142 may output the output of the current detection sensor SE1 as it is. Therefore, the current detection sensor SE1 can also serve as the phase detection unit 142.
- the phase transmission unit 145 transmits information on the phase ⁇ vs of the voltage Vs supplied to the primary coil 11 to the control unit 150E, for example, wirelessly.
- the phase transmission unit 145 transmits a voltage signal corresponding to the waveform of the voltage Vs as an analog signal or a digital signal. In that case, in order to improve the S / N ratio, a voltage signal corresponding to the waveform of the voltage Vs may be multiplied by an integral multiple and transmitted.
- the control unit 150E detects the phase ⁇ vs of the voltage VS supplied to the power transmission coil SC and the phase ⁇ ij of the current IJ flowing through the power reception coil JC, and the phase difference ⁇ j becomes a predetermined target value ⁇ mj.
- the resonance frequency fj of the power receiving coil JC is varied.
- control unit 150E includes a current detection sensor SE2, a phase reception unit 241, and a phase detection unit 242.
- the current detection sensor SE2 detects the current Ij flowing through the secondary resonance coil 21.
- a Hall element, a magnetoresistive element, a detection coil, or the like can be used as the current detection sensor SE2 .
- the current detection sensor SE2 outputs a voltage signal corresponding to the waveform of the current Ij, for example.
- the phase receiving unit 241 receives information about the phase ⁇ vs transmitted from the phase transmitting unit 145 and outputs the information.
- the phase reception unit 241 performs frequency division to restore the original. For example, the phase receiving unit 241 outputs a voltage signal corresponding to the voltage Vs.
- the phase detector 242 detects the phase ⁇ ij of the current Ij flowing through the secondary resonance coil 21 based on the output from the current detection sensor SE2. For example, the phase detection unit 242 outputs a voltage signal corresponding to the waveform of the current Ij. In this case, the phase detection unit 242 may output the output of the current detection sensor SE2 as it is. Therefore, the current detection sensor SE2 can also serve as the phase detection unit 242.
- FIG. 28 elements having the same functions as those shown in FIG. 25 may be denoted by the same reference numerals and description thereof may be omitted or simplified.
- FIG. 28 is a diagram illustrating an example of a configuration of a control unit of the power transmission system according to the third modification of the first embodiment.
- a power transmission system (power transmission device) 500B includes a power transmission device 80E and a power receiver 100E.
- the power transmission device 80E includes an AC power source 1, a power transmission coil SC including a primary side coil 11 and a primary side resonance coil 12, a resonance frequency control unit CTs, and the like.
- the power receiver 100E includes a power receiving system coil JC including the secondary side resonance coil 21 and the secondary side coil 22, a resonance frequency control unit CTj, and the like.
- the resonance frequency control unit CTs on the power transmission side includes a phase comparison unit 151E, a control unit 152E, and a bridge type balanced circuit 160E.
- the phase comparison unit 151E is an example of a phase detection unit or a second phase detection unit.
- the control unit 152E is an example of a resonance frequency control unit or a second resonance frequency control unit.
- the bridge type balanced circuit 160E is an example of a bridge circuit or a second bridge circuit.
- the phase comparator 151E compares the phase ⁇ is of the current Is detected by the current detection sensor SE1 with the phase ⁇ vs of the voltage Vs of the AC power supply 1, and outputs a phase difference ⁇ s that is the difference between them.
- the control unit 152E sets and stores the target value ⁇ ms of the phase difference ⁇ s. Therefore, the control unit 152E is provided with an internal memory for storing the target value ⁇ ms. As the target value ⁇ ms, as described later, for example, “ ⁇ ” or “a value obtained by adding an appropriate correction value a to ⁇ ” or the like is set.
- the target value ⁇ ms may be set by selecting from one or a plurality of data stored in advance, or may be performed by a command from a CPU or a keyboard.
- the control unit 152E Based on the phase difference ⁇ s output from the phase comparator 151E and the gate signal Gate input from the bridge-type balanced circuit 160E, the control unit 152E causes the bridge-type balanced circuit 160E to set the phase difference to the target value ⁇ ms.
- a drive signal for driving the included four switch elements SW1 to SW4 is generated and output.
- the target value ⁇ ms is set so that the sign is opposite to the target phase difference ⁇ s. Therefore, when the absolute values of the phase difference ⁇ s and the target value ⁇ ms coincide with each other, the phase difference ⁇ s and the target value are set. The sum with the value ⁇ ms is zero.
- the bridge-type balanced circuit 160E shifts the resonance frequency of the coil 12A based on the control signal input from the control unit 152E so that the phase difference output from the phase comparison unit 151E becomes the target value ⁇ ms.
- the circuit configuration and operation of the bridge-type balanced circuit 160E will be described later with reference to FIGS.
- the resonance frequency control unit CTj on the power receiving side includes a target value setting unit 243, a phase comparison unit 251, a control unit 252, and a bridge type balanced circuit 260.
- the bridge type balanced circuit 260 is an example of a first bridge circuit.
- the phase comparison unit 251 is an example of a first phase detection unit.
- the control unit 252 is an example of a first resonance frequency control unit.
- the control unit 252 sets and stores the target value ⁇ mj of the phase difference ⁇ j. As described later, for example, a value obtained by adding “ ⁇ / 2” to the target value ⁇ ms in the controller 310E is set as the target value ⁇ mj. That is, “ ⁇ 3 ⁇ / 2” is set as the target value ⁇ mj. Alternatively, a value obtained by adding an appropriate correction value b thereto is set.
- the method for setting the target value ⁇ mj is the same as that for the target value ⁇ ms.
- each part of the resonance frequency control unit CTj on the power receiving side are the same as the configuration and operation of each part of the resonance frequency control unit CTs on the power transmission side described above.
- control unit 310E, the control unit 150E, the resonance frequency control units CTs, CTj, and the like in the power transmission systems 500A and 500B can be realized by software or hardware, or a combination thereof.
- a computer including a CPU, a memory such as a ROM and a RAM, and other peripheral elements may be used to cause the CPU to execute an appropriate computer program.
- an appropriate hardware circuit may be used in combination.
- FIG. 29 is a diagram showing a circuit configuration of the bridge-type balanced circuit 160E.
- the bridge-type balanced circuit 160E includes terminals 161 and 162, a comparator 163, switch elements SW1, SW2, SW3 and SW4, resistors R2 and R3, and a capacitor C3.
- the switch elements SW1, SW2, SW3, and SW4 are connected in an H-bridge type, and the middle point of the switches SW1 and SW2 is a node N1, and the middle point of the switches SW3 and SW4 is N2.
- the switches SW1 and SW3 are connected to the terminal 161, and the switches SW2 and SW4 are connected to the terminal 162.
- resistor R3 and capacitor C3 are connected to the node N1 via a resistor R2.
- Resistor R3 and capacitor C3 are connected in parallel to each other. The other ends of the resistor R3 and the capacitor C3 are grounded.
- the switch elements SW1 to SW4 are controlled to be turned on / off by a control signal input from the control unit 152E.
- the terminal 161 is connected to one end (the right terminal in FIG. 29) of the capacitor 12B.
- the other end (left terminal in FIG. 29) of the capacitor 12B is connected to one end (upper terminal in FIG. 29) of the coil 12A.
- the terminal 162 is connected to the other end (the lower terminal in FIG. 29) of the coil 12A.
- the comparator 163 has a non-inverting input terminal connected between the terminal 162 and the switches SW2 and SW4, and the inverting input terminal is grounded. A voltage value representing the coil current ICOIL flowing through the coil 12A is input to the non-inverting input terminal of the comparator 163.
- the output terminal of the comparator 163 is connected to the control unit 152E, and the comparator 163 is input to the non-inverting input terminal.
- the comparator 163 inputs a gate signal Gate representing a comparison result between the voltage value representing the coil current ICOIL and the ground potential to the control unit 152E.
- the duty ratio of the control signals SW1 to SW4 input to the switch elements SW1 to SW4 from the control unit 152E is 50%, and the control signals SW1 and SW4, the control signals SW2 and SW3, Is controlled so that the output of the phase comparator 151E becomes zero.
- the resonance frequency of the coil 12A is shifted so that the output of the phase comparator 151E becomes the target value ⁇ ms by shifting the equilibrium operating point of the bridge-type balanced circuit 160E.
- FIG. 29 shows the circuit configuration of the bridge-type balanced circuit 160E, but the circuit configuration of the bridge-type balanced circuit 260 (see FIGS. 25 and 28) is the same.
- the capacitor 222 and the secondary resonance coil 22 are connected instead of the capacitor 12B and the coil 12A, and the switch elements SW1 to SW4 are controlled by the control signals SW1 to SW4 output from the control unit 252. Is driven. For this reason, the drawing of the circuit configuration of the bridge-type balanced circuit 260 is omitted here.
- 30 to 32 are diagrams showing waveforms of the control signals SW1 to SW4 for driving the bridge-type balanced circuit 160E of the third modification example of the first embodiment.
- FIG. 30 shows the gate signal Gate and the control signals SW1 to SW4.
- the gate signal Gate shown in FIG. 30 has a signal level obtained by binarizing the sine waveform of the coil current ICOIL having a predetermined resonance frequency flowing through the coil 12A into an H level ('1') and an L level ('0'). For this reason, the gate signal Gate is a signal having a duty ratio of 50%.
- the control unit 152E includes a phase shifter circuit, and control signals SW2 and SW3 obtained by delaying the phase of the Gate signal by 90 degrees, and control signals SW1 and SW4 obtained by inverting the control signals SW2 and SW3, respectively. Is output.
- the control signals SW1 to SW4 shown in FIG. 30 are those when the duty ratio is 50% as in the case of the gate signal Gate, and the phase difference between the control signals SW1 and SW4 and the control signals SW2 and SW3 is 180 degrees. is there. This represents the control signals SW1 to SW4 when the control is performed so that the output of the phase comparator 151E becomes zero.
- the bridge-type balanced circuit 160E simultaneously controls on / off of the switch elements SW1 and SW4 based on the control signals SW1 and SW4, and turns on / off the switch elements SW2 and SW2 based on the control signals SW2 and SW3.
- SW1 and SW4 are circuits that converge to an equilibrium operating point determined by the duty ratio or phase of the control signals SW1 to SW4 by simultaneously controlling them in opposite phases.
- the operating point of the bridge type balanced circuit 160E is the balanced operating point realized by the control signals SW1 to SW4 having the duty ratio of 50%.
- the output of the phase comparator 151E becomes zero.
- the bridge When the duty ratio of the control signals SW1 to SW4 is 50% ⁇ ⁇ % ( ⁇ ⁇ 0%), the bridge is connected to the equilibrium operating point realized by the control signals SW1 to SW4 having the duty ratio of 50% ⁇ ⁇ %.
- the operating point of the mold balancing circuit 160E converges.
- the equilibrium operating point when the duty ratio is 50% ⁇ ⁇ % is different from the equilibrium operating point when the duty ratio is 50%.
- control is performed so that the output of the phase comparator 151E becomes the target value ⁇ ms by setting the duty ratio of the control signals SW1 to SW4 to 50% ⁇ ⁇ % and shifting the equilibrium operating point. .
- FIG. 31 shows waveforms of the control signals SW1 to SW4 in which the duty ratio is changed while fixing the phase difference with respect to the gate signal Gate.
- the control unit 152E changes the duty ratio of the control signals SW1 to SW4. As a result, the ratio of the on / off periods of the switch elements SW1 to SW4 of the bridge type balanced circuit 160E changes, and the resonance frequency of the coil 12A can be shifted. In the present embodiment, the control unit 152E changes the duty ratio of the control signals SW1 to SW4 so that the output of the phase comparison unit 151E becomes the target value ⁇ ms.
- FIG. 32 shows waveforms of control signals SW1 to SW4 in which the phase difference is changed while the duty ratio is fixed to 50% with respect to the gate signal Gate.
- control unit 152E changes the phases of the control signals SW1 to SW4. As a result, the ON / OFF timing of the switch elements SW1 to SW4 of the bridge type balanced circuit 160E changes, and the resonance frequency of the coil 12A can be shifted. In the present embodiment, the control unit 152E changes the duty ratio of the control signals SW1 to SW4 so that the output of the phase comparison unit 151E becomes the target value ⁇ ms.
- control unit 152E changes the duty ratio or phase difference of the control signals SW1 to SW4 with respect to the gate signal Gate so that the output of the phase comparison unit 151E becomes zero as described above. Control is performed so as to shift to an operating point where the output of the phase comparison unit 151E becomes the target value ⁇ ms.
- the resonance frequency can be changed by changing the resonance condition, and the power distribution can be adjusted when there are a plurality of power receivers.
- the second embodiment is obtained by modifying a part of the flow of FIG. 13 of the first embodiment.
- FIG. 33 is a flowchart illustrating processing executed by the power transmitting device 300 and the power receiving device 100 according to the second embodiment. Since the configurations of the power transmitter 300 and the power receiver 100 are the same as those of the power transmitter 300 and the power receiver 100 of Embodiment 1, the description of Embodiment 1 is incorporated here.
- Step S1 to Step S19 shown in FIG. 33 are the same as Step S1 to Step S19 shown in FIG.
- the flowchart shown in FIG. 33 is obtained by adding steps S20 and S21 to the flowchart shown in FIG. For this reason, the same code
- step S13 the control unit 310 of the power transmitter 300 includes both the power receiver 100 having excessive received power and the power receiver 100 having insufficient power received (S13: YES). ), The flow proceeds to step S20.
- the power transmitter 300 determines whether there is one power receiver 100 with excessive received power (step S20).
- step S14 the same processing as in the flow of the first embodiment is performed.
- the power transmitter 300 when determining that there is not one power receiver 100 with excessive received power (S20: NO), the power transmitter 300 reduces the transmitted power by a predetermined power (step S21). This is because when there are a plurality of power receivers 100 with excessive received power, the balance of all the power receivers 100 may be improved by reducing the transmitted power.
- the power transmitting device 300 returns the flow to step S11 when the processing of step S21 is completed.
- the second embodiment similarly to the first embodiment, it is possible to provide the power transmission system 500 and the power transmitter 300 that can efficiently charge the power receiver.
- the transmission power is reduced. By reducing it, the balance of all the power receivers 100 can be improved.
- FIG. 34 is a diagram illustrating how the received power of the power receiver 100 is adjusted by the power transmission system 500 and the power transmitter 300 according to the second embodiment.
- the standardized received power of the power receiver 100A is lower than the lower limit value, and the standardized received power of the power receiver 100B is between the lower limit value and the upper limit value. Yes, the standardized received power of the power receiver 100C is higher than the upper limit value. In other words, the power receiver 100A has insufficient power reception, the power receiver 100B has adequate power reception, and the power receiver 100C has excessive power reception.
- step S13 YES is determined in step S13 of the flow shown in FIG. 33
- YES is determined in step S20
- YES is further determined in step S14
- the duty ratio of the power receiver 100C is decreased in step S15.
- FIG. 34B shows a state where the duty ratio of the power receiver 100C has been reduced from the state shown in FIG. 34B, the transmitted power is maintained at the third level.
- the standardized received power of the power receiver 100A does not change, the standardized received power of the power receiver 100B increases, and the standardized power received by the power receiver 100C. The power is low.
- the standardized received power of the power receiver 100A is smaller than the lower limit value
- the standardized received power of the power receiver 100B is larger than the upper limit value
- the standardized received power of the power receiver 100C is also larger than the upper limit value. Is also big.
- the power receiving device 100A has insufficient received power, and the power receiving devices 100B and 100C have excessive received power.
- step S13 of the flow shown in FIG. 33
- NO is determined in step S20
- the transmitted power is reduced by a predetermined power in step S21.
- FIG. 34C shows a state in which the transmission power is reduced by a predetermined power from the state shown in FIG. 34C, the transmission power is reduced to the second level.
- the standardized received power of the power receiver 100A is lower than the lower limit value
- the standardized received power of the power receiver 100B is higher than the upper limit value
- the standardized received power of the power receiver 100C is the lower limit value. It is between the upper limit values. In other words, the power receiver 100A has insufficient power reception, the power receiver 100B has excessive power reception, and the power receiver 100C has adequate power reception.
- step S13 YES is determined in step S13 of the flow shown in FIG. 33
- YES is determined in step S20
- YES is further determined in step S14
- the duty ratio of the power receiver 100B is decreased in step S15.
- FIG. 34D shows a state in which the duty ratio of the power receiver 100B is reduced from the state shown in FIG. 34D, the transmitted power is maintained at the second level.
- the normalized received power of the power receiver 100C is between the lower limit value and the upper limit value. That is, the power receiving power of the power receivers 100A, 100B, and 100C is appropriate.
- the third embodiment is a modification of part of the flow of FIG. 13 of the first embodiment.
- FIG. 35 is a flowchart illustrating processing executed by the power transmitter 300 and the power receiver 100 according to the third embodiment. Since the configurations of the power transmitter 300 and the power receiver 100 are the same as those of the power transmitter 300 and the power receiver 100 of Embodiment 1, the description of Embodiment 1 is incorporated here.
- steps S2, S3, S4, S11, S12, and S14 to S19 shown in FIG. 35 are the same as steps S2, S3, S4, S11, S12, and S14 to S19 shown in FIG. 35.
- the power data includes first power data and second power data.
- the first power data includes data representing received power in addition to data representing whether the received power is excessive, appropriate, or insufficient.
- the second power data includes data representing the rated output (rated power).
- the memory 154 of the power receiver 100 stores data representing the rated output (rated power).
- the power transmitter 300 collects data representing the rated output of each power receiver 100 before starting power transmission (step S30). More specifically, the power transmitter 300 requests the power receiver 100 to transmit data representing the rated output, and collects data representing the rated output from the power receiver 100 (step S30). Data representing the rated output is the second power data and is a part of the power data.
- the power receiver 100 When the power receiver 100 is requested to transmit data representing the rated output from the power transmitter 300, the power receiver 100 transmits data representing the rated output stored in the memory 154 to the power transmitter 300 (step S1A).
- the power transmitter 300 starts power transmission after collecting data representing the rated output from the power receiver 100 (power transmission start).
- the power receiver 100 determines whether it has received power (step S1B). The process of step S1B is repeatedly executed until power reception is detected. The power receiver 100 may determine whether or not the power is received by detecting the voltage of the secondary resonance coil 110, for example.
- the power receiver 100 determines that the power is received (S1B: YES)
- the power receiver 100 generates the first power data and the excess degree data, and detects the charging rate of the battery 220 (step S1C).
- the power transmitter 300 collects first power data, excess degree data, and charge rate data from the power receiver 100 (step S11).
- the power receiver 100 transmits the first power data generated in step S1C and the charge rate data representing the detected charge rate to the power transmitter 300 (step S2), and an adjustment command for reducing the duty ratio of the PWM drive pattern. It is determined whether it has been received (step S3).
- the power transmitter 300 determines whether each power receiver 100 is fully charged based on the charging rate data received from the power receiver 100 (step S12). Proceed to S32.
- the power transmitter 300 obtains the power difference between the rated power and the received power of each power receiver 100, and further calculates the difference between the maximum value and the minimum value among the power differences of the plurality of power receivers 100 (step S32).
- the calculation of step S32 is executed by the main control unit 320 of the power transmitter 300.
- the main control unit 320 is an example of a power difference calculation unit.
- the rated power (rated output) is collected by the power transmitter 300 in step S30, and the received power is included in the first power data collected in step S11.
- the power transmitter 300 determines whether or not the difference between the maximum value and the minimum value calculated in step S32 is greater than or equal to a predetermined value (step S33).
- step S32 determines that the difference between the maximum value and the minimum value calculated in step S32 is greater than or equal to a predetermined value (S33: YES). If the power transmitter 300 determines that the difference between the maximum value and the minimum value calculated in step S32 is greater than or equal to a predetermined value (S33: YES), the power transmission device 300 causes the flow to proceed to step S14.
- step S32 determines that the difference between the maximum value and the minimum value calculated in step S32 is not greater than or equal to the predetermined value (S33: NO).
- the loop process that returns to step S11 through steps S11, S12, S32, S33, S14, and S15 is repeatedly executed, so that the calculation is performed in step S32.
- the duty ratio of the power receiver 100 is reduced so that the difference between the maximum value and the minimum value is less than the predetermined value.
- step S32 the output of the power transmitter 300 is adjusted in step S16.
- the power transmission device 300 outputs the transmission power that cannot be received by all the power reception devices 100, and the loss of the transmission power output from the power transmission device 300 can be reduced.
- step S11 the power transmitter 300 receives power data representing the power difference between the rated power and the received power of each power receiver 100, and in step S32, a plurality of power differences represented by the plurality of power data received in step S11. Of these, the difference between the maximum value and the minimum value may be calculated.
- FIG. 36 is a diagram illustrating a state of adjustment of received power of the power receiver 100 by the power transmission system 500 and the power transmitter 300 according to the third embodiment.
- description will be made using three power receivers 100A, 100B, and 100C as in the first and second embodiments.
- the standardized received power of the power receiver 100A is the lowest, the standardized received power of the power receiver 100B is an intermediate value, and the standardized received power of the power receiver 100C is the highest.
- Both the standardized received power of the power receivers 100A and 100B are lower than the lower limit value, and the standardized received power of the power receiver 100C is the lower limit value. That is, the power receivers 100A and 100B have insufficient power reception, and the power receiver 100C has proper power reception.
- the state shown in FIG. 36 (A) is immediately after the start of power transmission by the power transmitter 300, and the transmitted power is a predetermined low value. For this reason, the transmission power is at the first level.
- FIG. 36B shows a state where the duty ratio of the power receiver 100C has been reduced from the state shown in FIG. In FIG. 36D, the transmission power is maintained at the first level.
- the difference between the rated power and the received power of the power receiver 100A and the difference between the rated power and the received power of the power receiver 100B is used in the determination in step S33. It is assumed that it is less than the predetermined value.
- the standardized received power of the power receivers 100A, 100B, and 100C is all smaller than the lower limit value. That is, the power receivers 100A, 100B, and 100C have insufficient power reception.
- step S16 When the flow returns to step S11 and NO is determined in step S33, the transmitted power of the power transmitter 300 is further increased from the first level by a predetermined power in step S16. A state in which the transmission power is increased from the state shown in FIG. 36B is shown in FIG. In FIG. 36C, the transmitted power is at the second level.
- the standardized received power of the power receiver 100A is lower than the lower limit value, and the standardized received power of the power receivers 100B and 100C is between the lower limit value and the upper limit value. That is, the power receiving device 100A has insufficient power reception, and the power receiving devices 100B and 100C have appropriate power reception power.
- step S33 of the flow shown in FIG. 35 NO is determined in step S33 of the flow shown in FIG. 35, and the transmitted power of the power transmitter 300 is further increased from the second level by a predetermined power in step S16.
- a state where the transmission power is increased from the state shown in FIG. 36C is shown in FIG. In FIG. 36D, the transmitted power is at the third level.
- the standardized received power of the power receivers 100A, 100B, and 100C is all between the lower limit value and the upper limit value. That is, the power receiving power of the power receivers 100A, 100B, and 100C is appropriate.
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Abstract
効率的に受電器を充電できる、電力伝送システムを提供する。 電力伝送システムは、送電器と複数の受電器を含み、複数の受電器は、それぞれ、二次側共振コイルと、二次側共振コイルで受電する電力量を調整する調整部と、送電器と通信を行う受電側通信部とを含み、送電器は、複数の受電器の複数の二次側共振コイルに、磁界共鳴又は電界共鳴によって電力を送電する一次側共振コイルと、複数の受電器と通信可能な送電側通信部と、複数の受電器の各々から受信する定格電力と受電電力に関する電力データに基づき、受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在するかどうかを判定する判定部と、判定部によって受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在すると判定されると、受電電力が過剰な受電器に、調整部で電力量を低下させる指令を送電側通信部を介して送信する、指令出力部とを含む。
Description
本発明は、電力伝送システム、及び、送電器に関する。
従来より、複数台の電子機器に対して無接点充電方式による一括充電が可能な一括充電部を有する無接点充電装置であって、前記電子機器毎にその機器情報を取得する取得手段と、この取得手段によって取得された機器情報に基づいて前記電子機器が一括充電に対応しているか否かを判別する判別手段と備えることを特徴とする無接点充電装置がある。
この判別手段によって前記複数台の電子機器の全てが一括充電に対応していると判別された場合に一括充電を行う充電制御手段と、前記判別手段によって、前記複数台の電子機器のうち、少なくともいずれかの電子機器が一括充電に対応していないと判別された場合に、その電子機器を特定して通知する第1の通知手段とをさらに備える。
また、前記取得手段は、前記電子機器の機器情報として、電子機器毎にその受信機能の受信感度を更に取得する。前記充電制御手段は、前記複数台の電子機器の全てが一括充電に対応していると判別された場合に一括充電を行うと共に、前記取得手段によって取得された受信感度に基づいて前記一括充電部の充電速度を決定するようにしたことを特徴とする(例えば、特許文献1参照)。
ところで、従来の無接点充電装置は、受信感度に基づいて前記一括充電部の充電速度を決定するため、受信感度によっては、充電速度が遅くなる場合があり、効率的に充電を行うことができない場合があった。
そこで、効率的に受電器を充電できる、電力伝送システム、及び、送電器を提供することを目的とする。
本発明の実施の形態の電力伝送システムは、送電器と、前記送電器から磁界共鳴又は電界共鳴によって電力を同時に受電する複数の受電器とを含む、電力伝送システムであって、前記複数の受電器は、それぞれ、二次側共振コイルと、前記二次側共振コイルで受電する電力量を調整する調整部と、前記送電器と通信を行う受電側通信部とを含み、前記送電器は、前記複数の受電器の複数の前記二次側共振コイルに、磁界共鳴又は電界共鳴によって電力を送電する一次側共振コイルと、前記複数の受電器と通信可能な送電側通信部と、前記複数の受電器の各々から受信する定格電力と受電電力に関する電力データに基づき、受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在するかどうかを判定する判定部と、前記判定部によって受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在すると判定されると、前記受電電力が過剰な受電器に、前記調整部で前記電力量を低下させる指令を前記送電側通信部を介して送信する、指令出力部とを含む。
効率的に受電器を充電できる、電力伝送システム、及び、送電器を提供することができる。
以下、本発明の電力伝送システム、及び、送電器を適用した実施の形態について説明する。
<実施の形態1>
本発明の受電器、及び、電力伝送システムを適用した実施の形態1乃至3について説明する前に、図1乃至図3を用いて、実施の形態1乃至3の受電器、及び、電力伝送システムの前提技術について説明する。
本発明の受電器、及び、電力伝送システムを適用した実施の形態1乃至3について説明する前に、図1乃至図3を用いて、実施の形態1乃至3の受電器、及び、電力伝送システムの前提技術について説明する。
図1は、電力伝送システム50を示す図である。
図1に示すように、電力伝送システム50は、交流電源1、一次側(送電側)の送電器10、及び二次側(受電側)の受電器20を含む。電力伝送システム50は、送電器10及び受電器20を複数含んでもよい。
送電器10は、一次側コイル11と一次側共振コイル12を有する。受電器20は、二次側共振コイル21と二次側コイル22を有する。二次側コイル22には負荷装置30が接続される。
図1に示すように、送電器10及び受電器20は、一次側共振コイル(LC共振器)12と二次側共振コイル(LC共振器)21の間の磁界共鳴(磁界共振)により、送電器10から受電器20へエネルギー(電力)の伝送を行う。ここで、一次側共振コイル12から二次側共振コイル21への電力伝送は、磁界共鳴だけでなく電界共鳴(電界共振)等も可能であるが、以下の説明では、主として磁界共鳴を例として説明する。
また、実施の形態1では、一例として、交流電源1が出力する交流電圧の周波数が6.78MHzであり、一次側共振コイル12と二次側共振コイル21の共振周波数が6.78MHzである場合について説明する。
なお、一次側コイル11から一次側共振コイル12への電力伝送は電磁誘導を利用して行われ、また、二次側共振コイル21から二次側コイル22への電力伝送も電磁誘導を利用して行われる。
また、図1には、電力伝送システム50が二次側コイル22を含む形態を示すが、電力伝送システム50は二次側コイル22を含まなくてもよく、この場合には、二次側共振コイル21に負荷装置30を直接的に接続すればよい。
図2は、送電器10から電子機器40A、40Bに磁界共鳴によって電力を伝送する状態を示す図である。
電子機器40A及び40Bは、それぞれ、タブレットコンピュータ及びスマートフォンであり、それぞれ、受電器20A、20Bを内蔵している。受電器20A及び20Bは、図1に示す受電器20(図1参照)から二次側コイル22を取り除いた構成を有する。すなわち、受電器20A及び20Bは、二次側共振コイル21を有する。なお、図2では送電器10を簡略化して示すが、送電器10は交流電源1(図1参照)に接続されている。
図2では、電子機器40A、40Bは、送電器10から互いに等しい距離の位置に配置されており、それぞれが内蔵する受電器20A及び20Bが磁界共鳴によって送電器10から非接触の状態で電力を受電している。
ここで一例として、図2に示す状態において、電子機器40Aに内蔵される受電器20Aの受電効率が40%、電子機器40Bに内蔵される受電器20Bの受電効率が40%であることとする。
受電器20A及び20Bの受電効率とは、交流電源1に接続される一次側コイル11から伝送される電力に対する、受電器20A及び20Bの二次側コイル22が受電する電力の比率で表される。なお、送電器10が一次側コイル11を含まずに交流電源1に一次側共振コイル12が直接的に接続されている場合は、一次側コイル11から伝送される電力の代わりに、一次側共振コイル12から伝送される電力を用いて受電電力を求めればよい。また、受電器20A及び20Bが二次側コイル22を含まない場合は、二次側コイル22が受電する電力の代わりに二次側共振コイル21が受電する電力を用いて受電電力を求めればよい。
受電器20A及び20Bの受電効率は、送電器10と受電器20A及び20Bのコイル仕様や各々との間の距離・姿勢によって決まる。図2では、受電器20A及び20Bの構成は同一であり、送電器10から互いに等しい距離・姿勢の位置に配置されているため、受電器20A及び20Bの受電効率は互いに等しく、一例として、40%である。
また、電子機器40Aの定格出力(定格電力)は10W、電子機器40Bの定格出力は5Wであることとする。
このような場合には、送電器10の一次側共振コイル12(図1参照)から伝送される電力は、18.75Wになる。18.75Wは、(10W+5W)/(40%+40%)で求まる。
ところで、送電器10から18.75Wの電力を電子機器40A及び40Bに向けて伝送すると、受電器20A及び20Bは、合計で15Wの電力を受信することになり、受電器20A及び20Bは、均等に電力を受電するため、それぞれが7.5Wの電力を受電することになる。
この結果、電子機器40Aは、電力が2.5W不足し、電子機器40Bは、電力が2.5W余ることになる。
すなわち、送電器10から18.75Wの電力を電子機器40A及び40Bに伝送しても、電子機器40A及び40Bをバランスよく充電することはできない。換言すれば、電子機器40A及び40Bを同時に充電する際における電力の供給バランスがよくない。
図3は、送電器10から電子機器40B1、40B2に磁界共鳴によって電力を伝送する状態を示す図である。
電子機器40B1、40B2は、同じタイプのスマートフォンであり、それぞれ、受電器20B1、20B2を内蔵している。受電器20B1及び20B2は、図2に示す受電器20Bと等しい。すなわち、受電器20B1及び20B2は、二次側共振コイル21を有する。なお、図3では送電器10を簡略化して示すが、送電器10は交流電源1(図1参照)に接続されている。
図3では、電子機器40B1及び40B2の送電器10に対する角度(姿勢)は等しいが、電子機器40B1は、電子機器40B2よりも送電器10から遠い位置に配置されている。電子機器40B1、40B2がそれぞれ内蔵する受電器20B1及び20B2は、磁界共鳴によって送電器10から非接触の状態で電力を受電している。
ここで一例として、図3に示す状態において、電子機器40B1に内蔵される受電器20B1の受電効率が35%、電子機器40B2に内蔵される受電器20B2の受電効率が45%であることとする。
ここでは、電子機器40B1及び40B2の送電器10に対する角度(姿勢)は等しいため、受電器20B1及び20B2の受電効率は、受電器20B1及び20B2の各々と送電器10との間の距離によって決まる。このため、図3では、受電器20B1の受電効率は、受電器20B2の受電効率よりも低い。なお、電子機器40B1及び40B2の定格出力は、ともに5Wである。
このような場合には、送電器10の一次側共振コイル12(図1参照)から伝送される電力は、12.5Wになる。12.5Wは、(5W+5W)/(35%+45%)で求まる。
ところで、送電器10から12.5Wの電力を電子機器40B1及び40B2に向けて伝送すると、受電器20B1及び20B2は、合計で10Wの電力を受信することになる。また、図3では、受電器20B1の受電効率が35%であり、受電器20B2の受電効率が45%であるため、受電器20B1は、約4.4Wの電力を受電し、受電器20B2は、約5.6%の電力を受電することになる。
この結果、電子機器40B1は、電力が約0.6W不足し、電子機器40B2は、電力が0.6W余ることになる。
すなわち、送電器10から12.5Wの電力を電子機器40B1及び40B2に伝送しても、電子機器40B1及び40B2をバランスよく充電することはできない。換言すれば、電子機器40B1及び40B2を同時に充電する際における電力の供給バランスがよくない(改善の余地がある)。
なお、ここでは、電子機器40B1及び40B2の送電器10に対する角度(姿勢)が等しく、電子機器40B1及び40B2の送電器10からの距離が異なる場合の電力の供給バランスについて説明した。
しかしながら、受電効率は、送電器10と受電器20B1及び20B2との間の距離と角度(姿勢)によって決まるため、図3に示す位置関係において電子機器40B1及び40B2の角度(姿勢)が異なれば、受電器20B1及び20B2の受電効率は、上述した35%及び45%とは異なる値になる。
また、電子機器40B1及び40B2の送電器10からの距離が等しくでも、電子機器40B1及び40B2の送電器10に対する角度(姿勢)が異なれば、受電器20B1及び20B2の受電効率は互いに異なる値になる。
次に、図4及び図5を用いて、実施の形態1の受電器、及び、電力伝送システムについて説明する。
図4は、実施の形態1の受電器100と送電装置80を示す図である。送電装置80は、交流電源1と送電器300を含む。交流電源1は、図1に示すものと同様である。
送電装置80は、交流電源1と送電器300を含む。
送電器300は、一次側コイル11、一次側共振コイル12、整合回路13、キャパシタ14、制御部310を有する。
受電器100は、二次側共振コイル110、整流回路120、スイッチ130、平滑キャパシタ140、制御部150、及び出力端子160A、160Bを含む。出力端子160A、160Bには、DC-DCコンバータ210が接続されており、DC-DCコンバータ210の出力側にはバッテリ220が接続されている。図4では、負荷回路はバッテリ220である。
まず、送電器300について説明する。図4に示すように、一次側コイル11は、ループ状のコイルであり、両端間に整合回路13を介して交流電源1に接続されている。一次側コイル11は、一次側共振コイル12と非接触で近接して配置されており、一次側共振コイル12と電磁界結合される。一次側コイル11は、自己の中心軸が一次側共振コイル12の中心軸と一致するように配設される。中心軸を一致させるのは、一次側コイル11と一次側共振コイル12との結合強度を向上させるとともに、磁束の漏れを抑制して、不必要な電磁界が一次側コイル11及び一次側共振コイル12の周囲に発生することを抑制するためである。
一次側コイル11は、交流電源1から整合回路13を経て供給される交流電力によって磁界を発生し、電磁誘導(相互誘導)により電力を一次側共振コイル12に送電する。
図4に示すように、一次側共振コイル12は、一次側コイル11と非接触で近接して配置されて一次側コイル11と電磁界結合されている。また、一次側共振コイル12は、所定の共振周波数を有し、高いQ値を有するように設計されている。一次側共振コイル12の共振周波数は、二次側共振コイル110の共振周波数と等しくなるように設定されている。一次側共振コイル12の両端の間に、共振周波数を調整するためのキャパシタ14が直列に接続される。
一次側共振コイル12の共振周波数は、交流電源1が出力する交流電力の周波数と同一の周波数になるように設定されている。一次側共振コイル12の共振周波数は、一次側共振コイル12のインダクタンスと、キャパシタ14の静電容量によって決まる。このため、一次側共振コイル12のインダクタンスと、キャパシタ14の静電容量は、一次側共振コイル12の共振周波数が、交流電源1から出力される交流電力の周波数と同一の周波数になるように設定されている。
整合回路13は、一次側コイル11と交流電源1とのインピーダンス整合を取るために挿入されており、インダクタLとキャパシタCを含む。
交流電源1は、磁界共鳴に必要な周波数の交流電力を出力する電源であり、出力電力を増幅するアンプを内蔵する。交流電源1は、例えば、数百kHzから数十MHz程度の高周波の交流電力を出力する。
キャパシタ14は、一次側共振コイル12の両端の間に、直列に挿入される可変容量型のキャパシタである。キャパシタ14は、一次側共振コイル12の共振周波数を調整するために設けられており、静電容量は制御部310によって設定される。
制御部310は、交流電源1の出力電圧及び出力周波数の制御、キャパシタ14の静電容量の制御、一次側共振コイル12から送電する電力量(出力)の制御、及び受電器100A及び100Bのデューティ比の設定等を行う。
以上のような送電装置80は、交流電源1から一次側コイル11に供給される交流電力を磁気誘導により一次側共振コイル12に送電し、一次側共振コイル12から磁界共鳴により電力を受電器100の二次側共振コイル110に送電する。
次に、受電器100に含まれる二次側共振コイル110について説明する。
二次側共振コイル110は、一次側共振コイル12と同一の共振周波数を有し、高いQ値を有するように設計されている。二次側共振コイル110の一対の端子は、整流回路120に接続されている。
二次側共振コイル110は、送電器300の一次側共振コイル12から磁界共鳴によって送電される交流電力を整流回路120に出力する。
整流回路120は、4つのダイオード121A~121Dを有する。ダイオード121A~121Dは、ブリッジ状に接続されており、二次側共振コイル110から入力される電力を全波整流して出力する。
スイッチ130は、整流回路120と平滑キャパシタ140との間を接続する一対の線路のうちの高電圧側の線路(図4中の上側の線路)に直列に挿入されている。スイッチ130は、例えば、FETのように直流電圧の伝送と遮断を高速に行えるスイッチであればよい。
スイッチ130には、整流回路120で全波整流された電力が入力される。全波整流された電力は、直流電力として取り扱えるので、スイッチ130は、直流用のスイッチでよい。直流用のスイッチ130は、FETのような簡単な構造のスイッチを用いることができるので、小型化が可能である。ここで、交流用のスイッチには、リレー、トライアック、及び、FETを用いるスイッチ等がある。リレーは機械的なスイッチであるため、サイズが大きく、高速のスイッチングを行うには耐久性の問題が生じるおそれがある。また、トライアックは、6.78MHzというような高速スイッチングには不向きである。また、FETを用いた交流用のスイッチは、FETを複数含むため直流用のFETに比べて大きく、また、寄生容量が交流に与える影響が生じる。このような理由から、スイッチ130として交流用のFETを用いることは、小型化及び寄生容量の影響が生じないため、有利である。
また、スイッチ130の駆動パターンの詳細については後述するが、スイッチ130は、制御部150によってPWM(Pulse Width Modulation)駆動される。スイッチ130のPWM駆動パターンのデューティ比は、送電装置80から送信される調整指令に基づいて設定される。送電装置80から送信される調整指令については、後述する。
また、PWM駆動パターンの周波数は、二次側共振コイル110が受電する交流周波数の周波数以下に設定される。
平滑キャパシタ140は、整流回路120の出力側に接続されており、整流回路120で全波整流された電力を平滑化して直流電力として出力する。平滑キャパシタ140の出力側には、出力端子160A、160Bが接続される。整流回路120で全波整流された電力は、交流電力の負成分を正成分に反転させてあるため、略交流電力として取り扱うことができるが、平滑キャパシタ140を用いることにより、全波整流された電力にリップルが含まれるような場合でも、安定した直流電力を得ることができる。
DC-DCコンバータ210は、出力端子160A、160Bに接続されており、受電器100から出力される直流電力の電圧をバッテリ220の定格電圧に変換して出力する。DC-DCコンバータ210は、整流回路120の出力電圧の方がバッテリ220の定格電圧よりも高い場合は、整流回路120の出力電圧をバッテリ220の定格電圧まで降圧する。また、DC-DCコンバータ210は、整流回路120の出力電圧の方がバッテリ220の定格電圧よりも低い場合は、整流回路120の出力電圧をバッテリ220の定格電圧まで昇圧する。
バッテリ220は、繰り返し充電が可能な二次電池であればよく、例えば、リチウムイオン電池を用いることができる。例えば、受電器100がタブレットコンピュータ又はスマートフォン等の電子機器に内蔵される場合は、バッテリ220は、このような電子機器のメインのバッテリである。
実施の形態1の電力伝送システムでは、送電器300は、受電器100に充電率データを要求する。充電率データは、バッテリ220の充電率を表すデータである。
バッテリ220の充電率は、様々な求め方がある。例えば、バッテリ220に内蔵される制御部が、バッテリ220の正極性端子と負極性端子の端子間電圧に基づき、端子間電圧と充電率との関係を表すデータを参照して充電率を求めることができる。この場合に、正極性端子又は負極性端子に流れる電流の値を用いてもよい。バッテリ220の充電率は、どのような求め方で求めてもよい。また、バッテリ220が端子間電圧を表すデータを充電率データとして制御部150に送信し、制御部150が端子間電圧から充電率を求めてもよい。
なお、一次側コイル11、一次側共振コイル12、二次側共振コイル110は、例えば、銅線を巻回することによって作製される。しかしながら、一次側コイル11、一次側共振コイル12、二次側共振コイル110の材質は、銅以外の金属(例えば、金、アルミニウム等)であってもよい。また、一次側コイル11、一次側共振コイル12、二次側共振コイル110の材質は異なっていてもよい。
このような構成において、一次側コイル11及び一次側共振コイル12が電力の送電側であり、二次側共振コイル110が電力の受電側である。
磁界共鳴方式によって、一次側共振コイル12と二次側共振コイル110との間で生じる磁界共鳴を利用して送電側から受電側に電力を伝送するため、送電側から受電側に電磁誘導で電力を伝送する電磁誘導方式よりも長距離での電力の伝送が可能である。
磁界共鳴方式は、共振コイル同士の間の距離又は位置ずれについて、電磁誘導方式よりも自由度が高く、ポジションフリーというメリットがある。
図5は、実施の形態1の電力伝送システム500を用いた送電装置80と電子機器200A及び200Bを示す図である。
送電装置80は、図4に示す送電装置80と同一のものであるが、図5では、図4における一次側コイル11及び制御部310以外の構成要素を電源部10Aとして表してある。電源部10Aは、一次側共振コイル12、整合回路13、キャパシタ14をまとめて表したものである。なお、交流電源1、一次側共振コイル12、整合回路13、キャパシタ14をまとめて電源部として捉えてもよい。
送電装置80は、さらに、アンテナ16を含む。アンテナ16は、例えば、Bluetooth(登録商標)のような近距離での無線通信を行うことができるアンテナであればよい。アンテナ16は、電子機器200A及び200Bに含まれる受電器100A及び100Bから、受電電力の過不足等を表すデータを受信するために設けられており、受信したデータは制御部310に入力される。
電子機器200A及び200Bは、例えば、それぞれ、タブレットコンピュータ又はスマートフォン等の端末機である。電子機器200A及び200Bは、それぞれ、受電器100A及び100B、DC-DCコンバータ210A及び210B、及び、バッテリ220A及び220Bを内蔵する。
受電器100A及び100Bは、図4に示す受電器100に、それぞれ、アンテナ170A及び170Bを追加した構成を有する。DC-DCコンバータ210A及び210Bは、
それぞれ、図4に示すDC-DCコンバータ210と同様である。また、バッテリ220A及び220Bは、それぞれ、図4に示すバッテリ220と同様である。
それぞれ、図4に示すDC-DCコンバータ210と同様である。また、バッテリ220A及び220Bは、それぞれ、図4に示すバッテリ220と同様である。
受電器100Aは、二次側共振コイル110A、整流回路120A、スイッチ130A、平滑キャパシタ140A、制御部150A、及びアンテナ170Aを有する。二次側共振コイル110A、整流回路120A、スイッチ130A、平滑キャパシタ140A、制御部150Aは、それぞれ、図4に示す二次側共振コイル110、整流回路120、スイッチ130、平滑キャパシタ140、制御部150に対応する。なお、図5では、二次側共振コイル110A、整流回路120A、スイッチ130A、平滑キャパシタ140Aを簡略化して示し、出力端子160A、160Bは省略する。
受電器100Bは、二次側共振コイル110B、整流回路120B、スイッチ130B、平滑キャパシタ140B、制御部150B、及びアンテナ170Bを有する。二次側共振コイル110B、整流回路120B、スイッチ130B、平滑キャパシタ140B、制御部150Bは、それぞれ、図4に示す二次側共振コイル110、整流回路120、スイッチ130、平滑キャパシタ140、制御部150に対応する。なお、図5では、二次側共振コイル110B、整流回路120B、スイッチ130B、平滑キャパシタ140Bを簡略化して示し、出力端子160A、160Bは省略する。
アンテナ170A及び170Bは、例えば、Bluetooth(登録商標)のような近距離での無線通信を行うことができるアンテナであればよい。アンテナ170A及び170Bは、送電器300のアンテナ16とデータ通信を行うために設けられており、それぞれ、受電器100A及び100Bの制御部150A及び150Bに接続されている。制御部150A及び150Bは、駆動制御部の一例である。
受電器100Aの制御部150Aは、受電電力の過不足等を表すデータ等をアンテナ170Aを介して送電器300に送信する。同様に、受電器100Bの制御部150Bは、受電電力の過不足等を表すデータ等をアンテナ170Bを介して送電器300に送信する。
電子機器200A及び200Bは、それぞれ、送電装置80の近くに配置した状態で、送電装置80に接触せずにバッテリ220A及び220Bを充電することができる。バッテリ220A及び220Bの充電は、同時に行うことが可能である。
電力伝送システム500は、図5に示す構成要素のうち、送電器300と、受電器100A及び100Bとによって構築される。すなわち、送電装置80と、電子機器200A及び200Bとは、磁界共鳴による非接触状態での電力伝送を可能にする電力伝送システム500を採用している。
図6は、PWM駆動パターンのデューティ比と、受電器100A及び100Bの受電電力量との関係を示す図である。
ここでは、受電器100Aのスイッチ130Aを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を100%に固定した状態において、受電器100Bのスイッチ130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を100%から低下させる場合について説明する。
図6において、横軸は、受電器100Bのスイッチ130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を表す。また、左側の縦軸は、受電器100A及び100Bの受電効率の比率を示す。また、右側の縦軸は、受電器100A及び100Bの受電効率の和を百分率で示す。
ここで、受電効率の比率とは、受電器100A及び100Bの受電効率の和を100%としたときに、受電器100A及び100Bのそれぞれの受電効率が受電効率の和に対して占める比率である。例えば、受電器100A及び100Bの受電効率がともに40%で等しい(受電効率の和は80%)場合には、受電器100A及び100Bの受電効率の比率は、ともに50%である。
受電器100A及び100Bの受電効率がともに40%で等しい場合とは、送電器300から2つの受電器100A及び100Bが同時に受電する場合に、受電器100A及び100Bの受電効率がともに40%で等しい状態をいう。なお、受電器100A及び100Bは、単独では、85%程度の受電効率を有するものとする。
ここでは、一例として、受電器100A及び100Bのスイッチ130A及び130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比がともに100%である状態において、受電器100A及び100Bの受電効率の比率が、ともに50%であることとする。
受電器100Aのスイッチ130Aを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を100%に固定した状態で、受電器100Bのスイッチ130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を100%から低下させて行くと、図6に示すように、受電器100Bの受電効率の比率は低下する。また、これに伴い受電器100Aの受電効率の比率は増大する。
このように受電器100Bのスイッチ130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を低下させると、受電器100Bの受電量が減少するため、受電器100Bに流れる電流も減少する。すなわち、デューティ比の変化により、受電器100Bのインピーダンスが変化していることになる。
磁界共鳴を用いた電力伝送では、磁界共鳴によって送電器300から受電器100A及び100Bに送電される電力を受電器100Aと100Bとで分配している。このため、受電器100Bのスイッチ130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を100%から低下させて行くと、受電器100Bの受電量が減る分だけ、受電器100Aの受電量が増えることになる。
このため、図6に示すように、受電器100Bの受電効率の比率は低下する。また、これに伴い受電器100Aの受電効率の比率は増大する。
受電器100Bのスイッチ130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比が約10%まで低下すると、受電器100Bの受電効率の比率は、約13%まで低下し、受電器100Aの受電効率の比率は、約70%まで増大する。
そして、受電器100A及び100Bの受電効率の和は、受電器100Bのスイッチ130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比が100%のときに約85%であり、受電器100Bのスイッチ130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比が約10%まで低下すると、受電器100A及び100Bの受電効率の和は、約87%になる。
このように、受電器100Aのスイッチ130Aを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を100%に固定した状態で、受電器100Bのスイッチ130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を100%から低下させて行くと、受電器100Bの受電効率の比率が低下し、受電器100Aの受電効率の比率が増大する。そして、受電器100A及び100Bの受電効率の和は、80%前後の値で大きく変動しない。
磁界共鳴を用いた電力伝送では、磁界共鳴によって送電器300から受電器100A及び100Bに送電される電力を受電器100Aと100Bとで分配しているため、デューティ比が変化しても、受電器100A及び100Bの受電効率の和が大きく変動しない。
同様に、受電器100Bのスイッチ130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を100%に固定した状態で、受電器100Aのスイッチ130Aを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を100%から低下させれば、受電器100Aの受電効率の比率が低下し、受電器100Bの受電効率の比率が増大することになる。そして、受電器100A及び100Bの受電効率の和は、80%前後の値で大きく変動しない。
従って、受電器100A又は100Bのスイッチ130A又は130Bのいずれか一方を駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を調整すれば、受電器100A及び100Bの受電効率の比率を調整することができる。
以上のように、スイッチ130A又は130Bを駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を変化させると、受電器100A及び100Bの二次側共振コイル110A及び110Bの受電効率の比率が変わる。
このため、実施の形態1では、受電器100A及び100Bのスイッチ130A及び130BのPWM駆動パターンのうちのいずれか一方のPWM駆動パターンのデューティ比を基準のデューティ比から変更する。基準のデューティ比は、例えば、100%であり、この場合には、いずれかのデューティ比を100%未満の適切な値に設定する。
図6から分かるように、いずれか一方の受電器(100A又は100B)のデューティ比を低減すると、その受電器(100A又は100B)の受電電力量が低下する。また、いずれか他方の受電器(100A又は100B)は、デューティ比が固定された状態で、受電電力量が増大する。
このため、一方の受電器(100A又は100B)のPWM駆動パターンのデューティ比を低減すれば、一方の受電器(100A又は100B)への電力供給量が絞られ、他方の受電器(100A又は100B)への電力供給量を増やすことができる。
ただし、受電器100A及び100Bには、受電できる上限値がある。このため、デューティ比を調整することによって2つの受電器100A及び100Bの受電電力の配分を調整する場合に、受電電力が受電器(100A又は100B)の上限値を超えてしまうと、受電できずに損失になる電力が生じる。
また、受電器(100A又は100B)には、バッテリ(220A又は220B)の充電を行うことができる電力の最小値(下限値)がある。このため、デューティ比を低下させて受電電力を低下させる場合に、受電電力が下限値よりも低くなると、バッテリ(220A又は220B)を充電できなくなる。
従って、受電器100A及び100Bを効率的に充電するためには、デューティ比を調整することによって2つの受電器100A及び100Bの受電電力の配分を調整する場合には、受電器(100A又は100B)の上限値と下限値を考慮することが好ましい。
また、この際に、PWM駆動パターンの周波数は、磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数以下の周波数に設定する。より好ましくは、PWM駆動パターンの周波数は、磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数未満の周波数に設定する。例えば、磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数よりも1桁又は2桁程度低い周波数にPWM駆動パターンの周波数を設定すればよい。
これは、PWM駆動パターンの周波数が磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数よりも高いと、全波整流された電力の1周期の途中でスイッチ130A又は130Bのオン/オフが切り替えられることになり、電力量の調整を適切に行うことができなくなるおそれがあるからである。
従って、PWM駆動パターンの周波数は、磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数以下の周波数に設定することが必要である。また、その際に、PWM駆動パターンの周波数を磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数よりも1桁又は2桁程度低い周波数に設定すれば、電力量の調整をより適切に行うことができる。
例えば、磁界共鳴で伝送される交流電力の周波数が6.78MHzである場合に、PWM駆動パターンの周波数を数百kHz程度に設定すればよい。
ここで、図7を用いて、PWM駆動パターンのデューティ比と受電電力との関係について説明する。
図7は、受電器100におけるPWM駆動パターンのデューティ比と受電電力との関係を示す図である。
図7には、受電器100の二次側共振コイル110、整流回路120、スイッチ130、平滑キャパシタ140を簡略化して示すとともに、電力波形(1)、(2)、(3)を示す。
電力波形(1)は、二次側共振コイル110と整流回路120との間で得られる電力の波形を示す。電力波形(2)は、整流回路120とスイッチ130との間で得られる電力の波形を示す。電力波形(3)は、スイッチ130と平滑キャパシタ140との間で得られる電力の波形を示す。
ここで、スイッチ130の入力側と出力側とにおける電力波形は略等しいため、電力波形(2)は、スイッチ130と平滑キャパシタ140との間で得られる電力波形でもある。
なお、ここでは、交流電源1が出力する交流電圧の周波数が6.78MHzであり、一次側共振コイル12と二次側共振コイル21の共振周波数が6.78MHzであることとする。また、PWM駆動パターンのPWMパルスの周波数が300kHzであり、デューティ比が50%であることとする。
受電器100は、実際には図4に示すように、二次側共振コイル110とバッテリ220との間でループを形成する回路構成を有する。
このため、スイッチ130がオンの間はループ回路に電流が流れるが、スイッチ130がオフの間はループ回路に電流は流れない。
電力波形(1)は、二次側共振コイル110から整流回路120に供給される交流電力が、スイッチ130のオン/オフに合わせて断続的に流れる波形になる。
電力波形(2)は、整流回路120で全波整流された電力が、スイッチ130のオン/オフに合わせて断続的に流れる波形になる。
電力波形(3)は、整流回路120で全波整流され、スイッチ130を経て平滑キャパシタ140に供給される電力が平滑化された直流電力になる。電力波形(3)の電圧値は、デューティ比が増大すると高くなり、デューティ比が減少すると低くなる。
以上のように、駆動パターンのデューティ比を調整することにより、平滑キャパシタ140から出力される直流電力の電圧値を調整することができる。
図8は、制御部150の構成を示す図である。制御部150は、図4に示す受電器100に含まれるものであり、図5に示す制御部150A、150Bと同様である。
制御部150は、主制御部151、通信部152、駆動制御部153、及びメモリ154を含む。
主制御部151は、制御部150の制御処理を統括する。また、主制御部151は、受電器100の受電電力が過剰であるか、適正であるか、又は、不足しているかを表す電力データを生成し、通信部152を介して送電器300に送信する。なお、受電電力が適正であることは、受電電力が適正と考えられる所定の範囲内にあることである。
受電器100の受電電力が過剰であるか、適正であるか、又は、不足しているかは、受電器100の受電電力の上限値及び下限値との関係で決まる。受電電力の上限値及び下限値は、受電器100の定格出力(定格電力)によって決まる。従って、電力データは、受電器100の定格出力と受電電力に関するデータである。なお、受電電力の上限値及び下限値と、受電電力の過剰、適正、又は不足との関係については、後述する。
また、主制御部151は、送電器300からデューティ比を調整する調整指令を通信部152を介して受信すると、調整指令を駆動制御部153に出力する。駆動制御部153は、調整指令に従って、デューティ比を調整する。
通信部152は、送電器300と無線通信を行う。例えば、受電器100が送電器300とBluetooth(登録商標)による近距離無線通信を行う場合には、通信部152は、Bluetooth用のモデムである。通信部152は、受電側通信部の一例である。
駆動制御部153は、スイッチ130をPWM駆動する。駆動制御部153は、主制御部151から入力される調整指令に基づいて、スイッチ130をPWM駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を調整する。駆動制御部153は、スイッチ130の駆動制御を行う駆動制御部の一例であるとともに、PWM駆動パターンのデューティ比を調整する調整部の一例である。
メモリ154は、受電器100の定格出力(定格電力)、受電電力の上限値、及び受電電力の下限値を表すデータを格納する。メモリ154は、例えば、不揮発性のメモリであればよい。
ここで、受電器100の定格出力とは、受電器100の負荷装置であるバッテリ220の定格出力である。
受電電力の上限値とは、受電器100の負荷装置であるバッテリ220を充電する際に、充電できずに余剰になる電力が生じることなく、バッテリ220を充電できる電力の上限値である。換言すれば、受電器100の受電電力が受電電力の上限値よりも多くなると、バッテリ220を充電する際に、バッテリ220に充電できずに余剰になる電力が発生することになる。
また、受電電力の下限値とは、受電器100の負荷装置であるバッテリ220の充電を行うことができる電力の最小値である。換言すれば、受電器100の受電電力が受電電力の下限値未満になると、バッテリ220の充電を行うことができなくなる最小の電力である。
図9は、メモリ154に格納されるデータを示す図である。
メモリ154には、受電器100の定格出力、受電電力の上限値、及び受電電力の下限値を表すデータが格納される。図9には、一例として、受電器100の定格出力が5Wである場合の受電電力の上限値と下限値を示す。受電電力の上限値は6Wであり、受電電力の下限値は5Wである。
このような受電電力の上限値と下限値を用いて、主制御部151は、例えば、受電電力が5W未満であれば受電電力が不足していると判定すればよい。すなわち、主制御部151は、受電電力<5Wの場合に、受電電力が不足していると判定すればよい。
また、主制御部151は、受電電力が5W以上で6W以下であれば受電電力が適正であると判定すればよい。すなわち、主制御部151は、5W≦受電電力≦6Wの場合に、受電電力が適正であると判定すればよい。
また、主制御部151は、受電電力が6Wより大きければ受電電力が過剰であると判定すればよい。すなわち、主制御部151は、6W<受電電力の場合に、受電電力が過剰であると判定すればよい。
また、定格出力が10Wで、受電電力の上限値が12W、受電電力の下限値が10Wの場合には、一例として、主制御部151は次のように判定すればよい。
主制御部151は、例えば、受電電力が10W未満であれば受電電力が不足していると判定すればよい。すなわち、主制御部151は、受電電力<10Wの場合に、受電電力が不足していると判定すればよい。
また、主制御部151は、受電電力が10W以上で12W以下であれば受電電力が適正であると判定すればよい。すなわち、主制御部151は、10W≦受電電力≦12Wの場合に、受電電力が適正であると判定すればよい。
また、主制御部151は、受電電力が12Wより大きければ受電電力が過剰であると判定すればよい。すなわち、主制御部151は、12W<受電電力の場合に、受電電力が過剰であると判定すればよい。
主制御部151は、受電電力が不足していると判定した場合には、受電電力が不足していることを表す電力データを送電器300に送信する。また、主制御部151は、受電電力が適正であると判定した場合には、受電電力が適正であることを表す電力データを送電器300に送信する。また、主制御部151は、受電電力が過剰であると判定した場合には、受電電力が過剰であることを表す電力データを送電器300に送信する。
また、主制御部151は、受電電力が過剰である場合には、受電電力が過剰である度合(過剰度合)を表すデータ(過剰度合データ)を電力データとともに送電器300に送信する。過剰度合データは、受電電力が上限値を上回っている度合を表す。例えば、上限値が6Wの場合に、受電電力が9Wであれば、過剰度合データは50%である。
図10は、電力データと過剰度合データのデータ構造を示す図である。
主制御部151が生成する電力データと過剰度合データは、受電器100のID(Identification)と関連付けられてメモリ154に格納される。
電力データは、受電器100の受電電力が過剰であるか、適正であるか、又は、不足しているかを表す。電力データは、例えば、2ビットのデータ値で表すことができる。例えば、過剰を表すデータ値を'10'、適正を表すデータ値を'01'、及び、不足を表すデータ値を'00'に設定すればよい。
過剰度合データは、受電電力が過剰である場合に、過剰の度合を数値で表すデータである。過剰度合データは、受電電力が過剰である場合に生成されるデータであるため、受電電力が適正又は不足の場合には、生成されない。受電電力が適正又は不足の場合には、過剰度合データはデータ値が存在しないことになる。
図10には、一例として、受電器100のIDが001で、電力データが過剰を表し、過剰度合データが50%のデータを示す。なお、電力データと過剰度合データを区別せずに、1つのデータで表してもよい。例えば、受電電力が過剰の場合に過剰の度合を正の数値で表し、受電電力が適正な場合を'0'(ゼロ)で表し、受電電力が不足の場合に不足の度合を負の数値で表してもよい。
また、送電器300は、上述のような電力データを受信すると、デューティ比を増大させる調整指令、デューティ比を調整する度合がゼロの調整指令、又は、デューティ比を減少させる調整指令を受電器100に送信する。
いずれかの調整指令を受電器100が送電器300から受信すると、駆動制御部153は、主制御部151から入力される調整指令に基づいて、スイッチ130をPWM駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を調整する。
より具体的には、駆動制御部153は、デューティ比を増大させる調整指令が主制御部151から入力されると、スイッチ130をPWM駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を増大させる。調整指令によってデューティ比が増大される度合は、受電器100の中で予め設定しておけばよい。例えば、調整指令によってデューティ比が増大される度合は、駆動制御部153が固定値として保持していてもよいし、メモリ154に格納しておいてもよい。
また、駆動制御部153は、デューティ比を調整する度合がゼロの調整指令が主制御部151から入力されると、PWM駆動パターンのデューティ比を維持させる。すなわち、この場合には、デューティ比が変更されることはない。
また、駆動制御部153は、デューティ比を減少させる調整指令が主制御部151から入力されると、スイッチ130をPWM駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を減少させる。
調整指令によってデューティ比が減少される度合は、受電器100の中で予め設定しておけばよい。例えば、調整指令によってデューティ比が減少される度合は、駆動制御部153が固定値として保持していてもよいし、メモリ154に格納しておいてもよい。
なお、各受電器100の調整指令によってデューティ比が減少される度合を表すデータを送電器300がメモリ360に格納しておき、各受電器100に送信してもよい。この場合に、送電器300は、調整指令を用いた制御処理を行う際に用いるファームウェアをアップデートする際に、新機種の受電器の度合を表すデータを入手するようにしてもよい。
また、調整指令によってデューティ比が減少される度合は、調整指令によってデューティ比が増大される度合と等しくてよい。
また、調整指令によってデューティ比が減少される度合は、定格出力が大きい受電器100ほど大きな値に設定してもよい。
なお、デューティ比を増大させる調整指令、デューティ比を調整する度合がゼロの調整指令、及び、デューティ比を減少させる調整指令は、例えば、2ビットのデータで実現することができる。
一例として、デューティ比を増大させる2ビットの調整指令のデータ値を'10'、デューティ比を調整する度合がゼロの2ビットの調整指令のデータ値を'01'、及び、デューティ比を減少させる2ビットの調整指令のデータ値を'00'に設定すればよい。
このような調整指令を用いる場合には、メモリ154に図11に示すようなデータを格納しておけばよい。
図11は、メモリ154に格納する調整指令のデータ構造を示す図である。
一例として、デューティ比を増大させる2ビットの調整指令のデータ値は'10'、デューティ比を調整する度合がゼロの2ビットの調整指令のデータ値は'01'、及び、デューティ比を減少させる2ビットの調整指令のデータ値は'00'である。
このような調整指令のデータをメモリ154に格納しておけば、受電器100の駆動制御部153は、送電器300から調整指令を受信すると、メモリ154に格納されている調整指令のデータを参照して、送電器300から受信した調整指令の内容を判定することができる。そして、駆動制御部153は、送電器300から受信した調整指令に従ってスイッチ130を駆動する。この際にスイッチ130を駆動するPWM駆動パターンのデューティ比は、調整指令に従って、増大あるいは減少されるか、又は、調整されることなく、そのままの値に保持される。
図12は、制御部310の構成を示す図である。制御部310は、図4及び図5に示す送電器300に含まれるものである。
ここでは、一例として、送電器300(図5参照)が2つ以上の受電器100と通信し、受電電力を制御する形態について説明する。
制御部310は、主制御部320、通信部330、判定部340、指令出力部350、及びメモリ360を含む。
主制御部320は、制御部310の制御処理を統括する。
通信部330は、受電器100と無線通信を行う。例えば、送電器300が受電器100とBluetooth(登録商標)による近距離無線通信を行う場合には、通信部330は、Bluetooth用のモデムである。
通信部330は、受電器100から電力データを受信する。受電器100から受信する電力データは、受電器100の受電電力が過剰であるか、適正であるか、又は、不足しているかを表す。
判定部340は、受電器100から受信する電力データに基づき、受電電力が過剰な受電器100、受電電力が不足している受電器100、及び、受電電力が適正範囲にある受電器100が存在するかどうかを判定する。また、判定部340は、受電器100から受信する電力データに基づき、受電電力が過剰な受電器100と、受電電力が不足している受電器100との両方が存在するかどうかを判定する。
指令出力部350は、受電電力が過剰な受電器100と、受電電力が不足している受電器100との両方が存在すると判定部340によって判定されると、受電電力が過剰な受電器100に、デューティ比を低下させる調整指令を通信部330を介して送信する。この場合に、受電電力が過剰な受電器100が複数ある場合には、指令出力部350は、受電電力が過剰な複数の受電器100に、デューティ比を低下させる調整指令を送信する。
また、指令出力部350は、受電電力が過剰な1又は複数の受電器100が存在し、残りの受電器100の受電電力は適正であると判定部340によって判定されると、受電電力が過剰な1又は複数の受電器100に、デューティ比を低下させる調整指令を通信部330を介して送信する。また、この場合に、指令出力部350は、受電電力が適正な受電器100に、デューティ比を調整しない調整指令を通信部330を介して送信する。
また、指令出力部350は、受電電力が不足している1又は複数の受電器100が存在し、残りの受電器100の受電電力は適正であると判定部340によって判定されると、受電電力が不足している1又は複数の受電器100に、デューティ比を増大させる調整指令を通信部330を介して送信する。また、この場合に、指令出力部350は、受電電力が適正な受電器100に、デューティ比を調整しない調整指令を通信部330を介して送信する。
また、指令出力部350は、判定部340によって受電電力が適正な複数の受電器100が存在すると判定されると、すべての受電器100に、デューティ比を調整しない調整指令を通信部330を介して送信する。
なお、指令出力部350は、調整指令に受電器IDを付して、受電器IDによって特定される受電器100に調整指令を送信する。
メモリ360は、受電器100のメモリ154に格納される調整指令のデータと同じ調整指令のデータを格納する。同一の調整指令のデータを用いることにより、送電器300から受電器100のデューティ比を調整することができるからである。
一例として、デューティ比を増大させる2ビットの調整指令のデータ値は'10'、デューティ比を調整する度合がゼロの2ビットの調整指令のデータ値は'01'、及び、デューティ比を減少させる2ビットの調整指令のデータ値は'00'である。
図13は、実施の形態1の電力伝送システム500の送電器300と受電器100が実行する処理を示すフローチャートである。送電器300と受電器100とでは、別々に処理が行われるが、ここでは全体の流れを示すために、送電器300と受電器100との間におけるデータの流れも示す。
また、ここでは、送電器300が送電する電力を複数の受電器100が同時に受電する場合に、送電器300の送電電力と、複数の受電器100の受電電力との最適化を行う。受電電力の最適化は、受電器100のPWM駆動パターンのデューティ比を最適化することによって行われる。
なお、送電器300が送電する電力を複数の受電器100が同時に受電することを同時給電と称し、同時給電によって受電する複数の受電器100を同時給電のグループとして取り扱う。
送電器300は、送電を開始する(送電開始)。送電器300の一次側共振コイル12から電力が出力される。なお、送電開始の直後には、予め設定された初期出力の電力が一次側共振コイル12から出力されるようにしておけばよい。
また、受電器100は、受電モードに切り替えられると処理を開始する(スタート)。
受電器100は、送電器300から磁界共鳴によって電力を受電し、電力データ及び過剰度合データを生成するとともに、バッテリ220の充電率を検出する(ステップS1)。
送電器300は、受電器100に電力データ、過剰度合データ、及び充電率データの送信を要求し、受電器100から電力データ、過剰度合データ、及び充電率データを収集する(ステップS11)。
受電器100は、ステップS1で生成した電力データと、検出した充電率を表す充電率データとを送電器300に送信する(ステップS2)。
受電器100は、ステップS2で電力データ、過剰度合データ、及び充電率データを送電器300に送信すると、PWM駆動パターンのデューティ比を低下させる調整指令を受信したかどうかを判定する(ステップS3)。
受電器100は、送電器300がステップS11の処理を終えてから、後述するステップS15の処理を終えるまでに要する所要時間にわたって待機し、PWM駆動パターンのデューティ比を低下させる調整指令を受信したかどうかを判定する。
受電器100は、所要時間にわたって待機しても送電器300からPWM駆動パターンのデューティ比を低下させる調整指令を受信しない場合には、フローをステップS1にリターンする。
送電器300は、受電器100から受信した充電率データに基づき、各受電器100が満充電であるかどうかを判定する(ステップS12)。受電器100が満充電である場合には、送電を行う必要がなくなるからである。
送電器300は、ステップS12で満充電ではないと判定された受電器100について、受電電力の過剰な受電器100と、受電電力が不足している受電器100との両方が存在しているかどうかを判定する(ステップS13)。受電電力の過剰な受電器100と、受電電力が不足している受電器100との両方が存在している場合には、受電電力の過剰な受電器100のPWM駆動パターンのデューティ比を低下させるため、送電器300は、このような判定を行う。
送電器300は、受電電力の過剰な受電器100と、受電電力が不足している受電器100との両方が存在している(S13:YES)と判定すると、受電電力の過剰な受電器100に対してデューティ比の低下を指示した回数が、所定回数以下であるかどうかを判定する(ステップS14)。
デューティ比の低下を指示する回数が多いと、その受電器100の受電効率が低くなりすぎるおそれがあるからである。このため、デューティ比の低下を行う回数に制限を設けたものである。
また、所定回数は、実験等で最適な回数に設定すればよい。また、所定回数は、例えば、定格出力が大きい受電器100ほど大きな値に設定してもよい。定格出力が大きい受電器100の方が、デューティ比を低下させて受電電力を調整できる範囲が広いからである。
また、所定回数を表すデータは、例えば、送電器300の主制御部320が各受電器100についてカウントしてもよいし、各受電器100がカウントしておいて、ステップS14の処理を行う際に、各受電器100が送電器300に送信してもよい。
送電器300は、デューティ比の低下を実施した回数が所定回数以下である(S14:YES)と判定すると、受電電力の過剰な受電器100のPWM駆動パターンのデューティ比を低下させる調整指令を送信する(ステップS15)。受電電力の過剰な受電器100のPWM駆動パターンのデューティ比を低下させて受電電力を低下させることにより、複数の受電器100の全体の受電電力のバランスを改善するためである。
なお、ステップS15において、受電電力の過剰な受電器100が複数ある場合には、受電電力の過剰な複数の受電器100のすべてに、デューティ比を低下させる調整指令を送信する。
送電器300は、ステップS15の処理を終えると、フローをステップS11にリターンする。
また、ステップS15でPWM駆動パターンのデューティ比を低下させる調整指令が受電電力の過剰な受電器100に送信されると、調整指令を受信した受電器100は、PWM駆動パターンのデューティ比を1ステップ分だけ低下させる(ステップS4)。
送電器300は、受電電力の過剰な受電器100と、受電電力が不足している受電器100との両方が存在している状態ではない(S13:NO)と判定すると、一次側共振コイル12から送電する電力(送電電力)を調整する(ステップS16)。
ステップS16において、受電電力が過剰な1又は複数の受電器100が存在し、残りの受電器100の受電電力が適正である場合には、送電器300は、送電電力を所定電力だけ低下させる。
ステップS16において、受電電力が不足している1又は複数の受電器100が存在し、残りの受電器100の受電電力は適正である場合には、送電器300は、送電電力を所定電力だけ増大する。
ステップS16において、判定部340によって受電電力が適正な複数の受電器100が存在すると判定されると、送電器300は、送電電力を維持する。すなわち、送電器300は、送電電力を変化させずに、そのときの送電電力を保持する。
なお、送電器300が送電電力を変化させずに、そのときの送電電力を保持することは、送電電力の調整度合がゼロであることに相当する。
また、送電器300が送電電力を低下させる際の所定電力と、送電電力を増大する際の所定電力とを表すデータは、予めメモリ360に格納しておけばよい。また、送電電力を低下させる際の所定電力と、送電電力を増大する際の所定電力とは、異なっていてもよい。
送電器300は、ステップS16の処理を終えると、フローをステップS11にリターンする。
送電器300は、ステップS14において、デューティ比の低下を実施した回数が所定回数以下ではない(S14:NO)と判定すると、受電電力が最も過剰な1つの受電器100を同時給電のグループから外す(ステップS17)。
デューティ比の低下を実施した回数が所定回数よりも多く、かつ、受電電力が最も過剰な1つの受電器100は、デューティ比を所定回数よりも1回多い回数にわたってデューティ比を低下させても、受電電力が適正な範囲に収まらなかった受電器100である。このため、同時給電のグループから外すこととしたものである。
なお、受電電力が最も過剰な1つの受電器100は、過剰度合データに基づいて判定すればよい。また、ステップS17で受電電力が過剰な受電器100が1つである場合には、過剰度合データを用いることなく、受電電力が過剰な1つの受電器100を同時給電のグループから外せばよい。
送電器300は、ステップS17において同時給電のグループから外した受電器100に受電を停止させる(ステップS18)。受電の停止は、例えば、デューティ比を0%に設定させる調整指令を受電器100に送信することによって行えばよい。
送電器300は、ステップS18の処理を終えると、フローをステップS11にリターンする。
なお、送電器300は、ステップS12において、いずれかの受電器100が満充電である(S12:YES)と判定した場合は、満充電になった受電器100の給電を停止させる(ステップS19)。
この場合には、ステップS12において満充電になったと判定された受電器100に、デューティ比を0%に設定させる調整指令を送信すればよい。また、満充電に至っていない受電器100は、引き続き図13に示す処理を行うことによって充電を行えばよい。
以上の処理を繰り返し行うことにより、受電器100の充電を行うことができる。すなわち、各受電器100における受電電力の過剰と不足を検出し、検出結果に応じて受電器100のPWM駆動パターンのデューティ比を調整することにより、複数の受電器100の受電電力を段々と適正な範囲に近づけることができる。
従って、効率的に受電器を充電できる、電力伝送システム500、及び、送電器300を提供することができる。
なお、受電器100は、送電器300から電力を受電している間は常時受電状態を検出し、送電器300からの要求(S11)に応じて、電力データ、過剰度合データ、及び充電率データを定期的に送電器300に送信する。送電器300は、充電中の複数の受電器100の中のある1つの受電器100の受電電力がゼロになった場合、又は、通信が断絶した場合には、その受電器100が充電可能な領域から離れたと判定して送電を停止すればよい。その後、残った受電器100に対して引き続き図13に示す処理を行うことによって充電を行えばよい。
また、送電器300は、すべての受電器100の受電電力が不足していて、かつ、送電器300の出力が最大出力である場合には、送電電力の不足、又は、受電器100の受電効率が低下し過ぎた異常な状態が発生していると判断して送電を停止すればよい。
次に、図14乃至図17を用いて、実施の形態1の電力伝送システム500及び送電器300による受電器100の受電電力の調整の様子について説明する。
図14乃至図17は、実施の形態1の電力伝送システム500及び送電器300による受電器100の受電電力の調整の様子を示す図である。図14乃至図17では、3つの受電器100A、100B、100Cを用いて説明する。
図14乃至図17における縦軸は、受電器100A、100B、100Cのそれぞれの受電電力から、それぞれの定格出力を減じて得る電力を示す。ここでは、受電電力から定格出力を減じて得る電力を規格化受電電力と称す。
受電器100A、100B、100Cのそれぞれの受電電力の上限値と下限値は互いに異なる場合がある。このため、図14乃至図17では、受電器100A、100B、100Cの受電電力の上限値と下限値のレベルを合わせて、規格化受電電力のレベルを比較できるように示している。
図14の(A)では、受電器100Aの規格化受電電力が最も低く、受電器100Bの規格化受電電力が中間の値であり、受電器100Cの規格化受電電力が最も高い。
受電器100A及び100Bの規格化受電電力は、ともに下限値より低く、受電器100Cの規格化受電電力は、下限値である。すなわち、受電器100A及び100Bは、受電電力が不足しており、受電器100Cは、受電電力が適正である。
なお、図14(A)に示す状態は、送電器300による送電を開始した直後であり、送電電力は、所定の低い値である。このため、送電電力は第1レベルである。
このような状態では、図13に示すフローのステップS13でNOと判定され、ステップS16で送電器300の送電電力が第1レベルから所定電力だけ増大される。図14の(A)に示す状態から送電電力が増大された状態を図14の(B)に示す。図14(B)では、送電電力は第2レベルになる。
図14の(B)では、図14の(A)よりも受電器100A、100B、100Cの規格化受電電力が増大している。
図14の(B)では、受電器100Aの規格化受電電力は下限値より低く、受電器100Bの規格化受電電力は下限値にほぼ等しく、受電器100Cの規格化受電電力は、下限値と上限値の間である。すなわち、受電器100Aは、受電電力が不足しており、受電器100B及び100Cは、受電電力が適正である。
このような状態では、図13に示すフローのステップS13でNOと判定され、ステップS16で送電器300の送電電力が第2レベルから所定電力だけさらに増大される。図14の(B)に示す状態から送電電力が増大された状態を図14の(C)に示す。図14の(C)では、送電電力は第3レベルである。
図14の(C)では、図14の(B)よりも受電器100A、100B、100Cの規格化受電電力が増大している。
図14の(C)では、受電器100Aの規格化受電電力は下限値より低く、受電器100Bの規格化受電電力は下限値と上限値との間であり、受電器100Cの規格化受電電力は、上限値よりも高い。すなわち、受電器100Aは、受電電力が不足しており、受電器100Bは、受電電力が適正であり、受電器100Cは、受電電力が過剰である。
このような状態では、図13に示すフローのステップS13でYESと判定され、ステップS14でYESと判定され、ステップS15で受電器100Cのデューティ比が低下される。図14の(C)に示す状態から受電器100Cのデューティ比が低下された状態を図14の(D)に示す。なお、図14(D)では、送電電力は第3レベルに維持される。
図14の(D)では、図14の(C)と比べて、受電器100A及び100Bの規格化受電電力が増大し、受電器100Cの規格化受電電力が低下している。
図14の(D)では、受電器100A、100B、及び100Cの規格化受電電力は下限値と上限値との間である。すなわち、受電器100A、100B、及び100Cは、受電電力が適正である。
従って、送電器300の送電電力と、受電器100Cのデューティ比とを調整することにより、受電器100A、100B、及び100Cのすべてを同時に充電できる状態にすることができた。
図15の説明に用いる受電器100A、100B、100Cは、図14の説明に用いた受電器100A、100B、100Cとは、調整指令によってデューティ比が減少される度合が異なる。
図15の(A)から(C)に示す状態は、図14の(A)から(C)に示す状態と同様であり、図15の(A)から送電電力が段階的に増大されて図15の(C)に示す状態に至る。
図15の(C)の状態では、図13に示すフローのステップS13でYESと判定され、ステップS14でYESと判定され、ステップS15で受電器100Cのデューティ比が低下される。図15の(C)に示す状態から受電器100Cのデューティ比が低下された状態を図15の(D)に示す。なお、図15(D)では、送電電力は第3レベルに維持される。
図15の(D)では、図15の(C)と比べて、受電器100A及び100Bの規格化受電電力が増大し、受電器100Cの規格化受電電力が低下している。
図15の(D)では、受電器100Aの規格化受電電力は下限値よりも低く、受電器100B及び100Cの規格化受電電力は下限値と上限値との間である。すなわち、受電器100Aは、受電電力が不足しており、受電器100B及び100Cは、受電電力が適正である。
図15の(D)の状態では、図13に示すフローのステップS13でNOと判定され、ステップS16で送電電力が第3レベルから所定電力だけさらに増大される。図15の(D)に示す状態から送電電力が増大された状態を図15の(E)に示す。図15の(E)では、送電電力は第4レベルである。
図15の(E)では、図15の(D)よりも受電器100A、100B、100Cの規格化受電電力が増大している。
図15の(E)では、受電器100Aの規格化受電電力は下限値より低く、受電器100B及び100Cの規格化受電電力は、上限値よりも高い。すなわち、受電器100Aは、受電電力が不足しており、受電器100B及び100Cは、受電電力が過剰である。
このような状態では、図13に示すフローのステップS13でYESと判定され、ステップS14でYESと判定され、ステップS15で受電器100B及び100Cのデューティ比が低下される。図15の(E)に示す状態から受電器100B及び100Cのデューティ比が低下された状態を図15の(F)に示す。なお、図15(F)では、送電電力は第4レベルに維持される。
図15の(F)では、受電器100B及び100Cの受電電力が低下した分が受電器100Aによって受電されることにより、図15の(E)に比べて、受電器100Aの規格化受電電力が増大し、受電器100B及び100Cの規格化受電電力が減少している。
この結果、受電器100A、100B、及び100Cの規格化受電電力は下限値と上限値との間になっている。すなわち、受電器100A、100B、及び100Cは、受電電力が適正である。
従って、送電器300の送電電力と、受電器100B及び100Cのデューティ比とを調整することにより、受電器100A、100B、及び100Cのすべてを同時に充電できる状態にすることができた。
図16の説明に用いる受電器100A、100B、100Cは、図14の説明に用いた受電器100A、100B、100Cと同様であるが、図16の(A)の状態に辿り着いた時点で、受電器100Cのデューティ比の低下指示回数が図13のステップS14における所定回数よりも1回多い回数に達している。
図16の(A)から(C)に示す状態は、図14の(A)から(C)に示す状態と同様であり、図16の(A)から送電電力が段階的に増大されて図16の(C)に示す状態に至る。
図16の(C)の状態では、図13に示すフローのステップS13でYESと判定され、デューティ比の低下指示回数が所定回数よりも1回多いため、ステップS14でNOと判定される。そして、ステップS17では、受電電力が過剰である受電器100Cが同時給電グループから外される。図16の(C)に示す状態から受電器100Cが外された状態を図16の(D)に示す。なお、図16(D)では、送電電力は第3レベルに維持される。
図16の(D)では、図16の(C)と比べて、受電器100Cがなくなり、受電器100A及び100Bの規格化受電電力は変化していない。
図16の(D)では、受電器100Aの規格化受電電力は下限値よりも低く、受電器100Bの規格化受電電力は下限値と上限値との間である。すなわち、受電器100Aは、受電電力が不足しており、受電器100Bは、受電電力が適正である。
図16の(D)の状態では、図13に示すフローのステップS13でNOと判定され、ステップS16で送電電力が第3レベルから所定電力だけさらに増大される。図16の(D)に示す状態から送電電力が増大された状態を図16の(E)に示す。図16の(E)では、送電電力は第4レベルである。
図16の(E)では、図16の(D)よりも受電器100A、100Bの規格化受電電力が増大しており、受電器100A及び100Bの規格化受電電力は下限値と上限値との間になっている。すなわち、受電器100A及び100Bは、受電電力が適正である。
従って、送電器300の送電電力と、受電器100Cのデューティ比とを調整することにより、受電器100A及び100Bを同時に充電できる状態にすることができた。
なお、受電器100Cは、受電器100A及び100Bとは別の給電グループに振り分けて充電を行えばよい。
図17の説明に用いる受電器100A、100B、100Cは、図16の説明に用いた受電器100A、100B、100Cと同様である。しかしながら、送電器300が、図13のステップS17において、受電電力が最も不足している1つの受電器100を同時給電のグループから外すように制御処理を行う点が異なる。
図17の(A)から(C)に示す状態は、図14の(A)から(C)に示す状態と同様であり、図17の(A)から送電電力が段階的に増大されて図17の(C)に示す状態に至る。
図17の(C)の状態では、図13に示すフローのステップS13でYESと判定され、デューティ比の低下指示回数が所定回数よりも1回多いため、ステップS14でNOと判定される。そして、ステップS17では、受電電力が不足している受電器100Aが同時給電グループから外される。図17の(C)に示す状態から受電器100Aが外された状態を図17の(D)に示す。なお、図17(D)では、送電電力は第3レベルに維持される。
図17の(D)では、図17の(C)と比べて、受電器100Aがなくなり、受電器100B及び100Cの規格化受電電力は変化していない。
図17の(D)では、受電器100Bの規格化受電電力は下限値と上限値との間であり、受電器100Cの規格化受電電力は上限値よりも高い。すなわち、受電器100Bは、受電電力が適正であり、受電器100Cは、受電電力が過剰である。
図17の(D)の状態では、図13に示すフローのステップS13でNOと判定され、ステップS16で送電電力が第3レベルから所定電力だけ低減される。図17の(D)に示す状態から送電電力が低減された状態を図17の(E)に示す。図17の(E)では、送電電力は第2レベルである。
図17の(E)では、図17の(D)よりも受電器100B及び100Cの規格化受電電力が低減されており、受電器100B及び100Cの規格化受電電力は下限値と上限値との間になっている。すなわち、受電器100A及び100Bは、受電電力が適正である。
従って、送電器300の送電電力と、受電器100Aのデューティ比とを調整することにより、受電器100B及び100Cを同時に充電できる状態にすることができた。
なお、受電器100Aは、受電器100B及び100Cとは別の給電グループに振り分けて充電を行えばよい。
以上、実施の形態1の電力伝送システム500及び送電器300によれば、複数の受電器100の受電電力が過剰、不足、又は適正のいずれであるかに応じて、送電器300の送電出力と、受電器100のPWM駆動パターンのデューティ比とを調整する。受電器100の受電電力が過剰、不足、又は適正のいずれであるかは、受電器100の受電状況である。
このような調整は、複数の受電器100の受電状況に応じて、図13に示すループ処理を繰り返し実行することによって実現することができる。
すなわち、送電器300の送電出力と、受電器100のPWM駆動パターンのデューティ比との調整には、受電器100の二次側共振コイル110と、送電器300の一次側共振コイル12との結合係数を算出することなく、複数の受電器100の受電状況に基づいて、容易かつ簡単に同時給電を行うことができる状態を実現できる。
従って、効率的に受電器を充電できる、電力伝送システム500、及び、送電器300を提供することができる。
なお、以上では、受電電力が過剰であるか、適正であるか、又は、不足しているかを表す電力データを受電器100が生成して送電器300に送電し、判定部340が電力データに基づき、受電電力が過剰、不足、又は適正であるかどうかを判定する形態について説明した。
しかしながら、電力データは、受電器100の定格出力と、受電電力の上限値及び下限値とを表すデータであってもよい。そして、このような電力データを受電器100が送電器300に送信し、送電器300の制御部310が、受電器100の定格出力と、受電電力の上限値及び下限値とを表す電力データに基づいて、受電電力が過剰であるか、適正であるか、又は、不足しているかを判定してもよい。
また、以上では、スイッチ130が整流回路120の出力側に直接的に接続される形態について説明した。しかしながら、図18のような回路構成の受電器101であってもよい。
図18は、実施の形態の変形例の受電器101を示す図である。受電器101は、図4に示す受電器100において、整流回路120とスイッチ130との間に平滑キャパシタ140Cを追加した構成を有する。このようにすれば、整流回路120で全波整流された電力を平滑化してからスイッチ130に入力することができるので、例えば、全波整流された電力に含まれるリップル等の影響が生じる場合に、リップルの影響を抑制するのに有効である。
また、以上では、電子機器200A及び200Bが、一例として、タブレットコンピュータ又はスマートフォン等の端末機出歩け遺体について説明したが、電子機器200A及び200Bは、例えば、ノード型のPC(Personal Computer)、携帯電話端末機、携帯型のゲーム機、デジタルカメラ、ビデオカメラ等の充電式のバッテリを内蔵する電子機器であってもよい。
また、以上では、受電器100のスイッチ130をPWM駆動するPWM駆動パターンのデューティ比を調整する形態について説明したが、次のように変形してもよい。
図19は、実施の形態1の受電器100Dと送電装置80を示す図である。
送電装置80は、交流電源1と送電器300Dを含む。
送電器300Dは、一次側コイル11、一次側共振コイル12、整合回路13、キャパシタ14、制御部310D、及びアンテナ16を有する。送電器300Dは、図4に示す送電器300の制御部310を制御部310Dに置き換えたものである。
制御部310Dは、受電器100Dの調整部130Dの調整を行う点が、制御部310と異なる。
受電器100Dは、二次側共振コイル110、キャパシタ115、電圧計116、整流回路120、調整部130D、平滑キャパシタ140、制御部150D、電圧計155D、出力端子160A、160B、及びアンテナ170を含む。出力端子160A、160Bには、DC-DCコンバータ210が接続されており、DC-DCコンバータ210の出力側にはバッテリ220が接続されている。
二次側共振コイル110は、一次側共振コイル12と同一の共振周波数を有し、高いQ値を有するように設計されている。二次側共振コイル110は、共振コイル部111と、端子112X、112Yとを有する。ここで、共振コイル部111は、実体的には二次側共振コイル110そのものであるが、ここでは、共振コイル部111の両端に端子112X、112Yを設けたものを二次側共振コイル110として取り扱う。
共振コイル部111には、共振周波数を調整するためのキャパシタ115が直列に挿入されている。また、キャパシタ115には、調整部130Dが並列に接続されている。また、共振コイル部111の両端には、端子112X、112Yが設けられている。端子112X、112Yは、整流回路120に接続されている。端子112X、112Yは、それぞれ、第1端子及び第2端子の一例である。
二次側共振コイル110は、二次側コイルを介さずに整流回路120に接続されている。二次側共振コイル110は、調整部130Dによって共振が発生しうる状態にされているときには、送電器300Dの一次側共振コイル12から磁界共鳴によって送電される交流電力を整流回路120に出力する。
キャパシタ115は、二次側共振コイル110の共振周波数を調整するために、共振コイル部111に直列に挿入されている。キャパシタ115は、端子115X及び115Yを有する。キャパシタ115には、調整部130Dが並列に接続されている。
電圧計116は、キャパシタ115に並列に接続されており、キャパシタ115の両端子間電圧を測定する。電圧計116は、二次側共振コイル110が受電する交流電力の電圧を検出し、電圧を表す信号を制御部150Dに伝送する。電圧計116で測定する交流電圧は、スイッチ131X及び131Yを駆動する駆動信号の同期を取るために用いられる。
整流回路120は、4つのダイオード121A~121Dを有する。ダイオード121A~121Dは、ブリッジ状に接続されており、二次側共振コイル110から入力される電力を全波整流して出力する。
調整部130Dは、二次側共振コイル110の共振コイル部111において、キャパシタ115に並列に接続されている。
調整部130Dは、スイッチ131X、131Y、ダイオード132X、132Y、キャパシタ133X、133Y、及び端子134X、134Yを有する。
スイッチ131X及び131Yは、端子134X及び134Yの間で互いに直列に接続されている。スイッチ131X及び131Yは、それぞれ、第1スイッチ及び第2スイッチの一例である。端子134X、134Yは、それぞれ、キャパシタ115の端子115X、115Yに接続されている。このため、スイッチ131X及び131Yの直列回路は、キャパシタ115に並列に接続されている。
ダイオード132Xとキャパシタ133Xは、スイッチ131Xに並列に接続されている。ダイオード13Yとキャパシタ133Yは、スイッチ131Yに並列に接続されている。ダイオード132X及び132Yは、互いのアノード同士が接続されるとともに、互いのカソードがキャパシタ115に接続されている。すなわち、ダイオード132X及び132Yは、互いの整流方向が反対向きになるように接続されている。
なお、ダイオード132X及び132Yは、それぞれ、第1整流素子及び第2整流素子の一例である。また、調整部130Dは、キャパシタ133X及び133Yを含まなくてもよい。
スイッチ131X、ダイオード132X、及びキャパシタ133Xとしては、例えば、FET(Field Effect Transistor)を用いることができる。Pチャネル型又はNチャネル型のFETのドレイン-ソース間のボディダイオードが、ダイオード132Xのような整流方向を有するように接続すればよい。Nチャネル型のFETを用いる場合は、ソースがダイオード132Xのアノードであり、ドレインがダイオード132Xのカソードである。
また、スイッチ131Xは、制御部150Dから出力される駆動信号がゲートに入力されることにより、ドレイン-ソース間の接続状態を切り替えることによって実現される。また、キャパシタ133Xは、ドレイン-ソース間の寄生容量によって実現することができる。
同様に、スイッチ131Y、ダイオード132Y、及びキャパシタ133Yとしては、例えば、FETを用いることができる。Pチャネル型又はNチャネル型のFETのドレイン-ソース間のボディダイオードが、ダイオード132Bのような整流方向を有するように接続すればよい。Nチャネル型のFETを用いる場合は、ソースがダイオード132Yのアノードであり、ドレインがダイオード132Yのカソードである。
また、スイッチ131Yは、制御部150Dから出力される駆動信号がゲートに入力されることにより、ドレイン-ソース間の接続状態を切り替えることによって実現される。また、キャパシタ133Yは、ドレイン-ソース間の寄生容量によって実現することができる。
なお、スイッチ131X、ダイオード132X、及びキャパシタ133Xは、FETによって実現するものに限られず、スイッチ、ダイオード、及びキャパシタを並列に接続することによって実現してもよい。これは、スイッチ131Y、ダイオード132Y、及びキャパシタ133Yについても同様である。
スイッチ131Xと131Yは、互いに逆位相でオン/オフが切り替えられる。スイッチ131Xがオフでスイッチ131Yがオンのときには、調整部130D内では端子134Xからキャパシタ133X及びスイッチ131Yを経て端子134Yに向かう方向に共振電流が流れるとともに、キャパシタ115には端子115Xから端子115Yに共振電流が流れ得る状態になる。すなわち、図19において、二次側共振コイル110には時計回りの方向に共振電流が流れ得る状態になる。
また、スイッチ131Xがオンでスイッチ131Yがオフのときには、調整部130D内では端子134Xからスイッチ131X及びダイオード132Yを経て端子134Yに向かう電流経路が生じる。この電流経路は、キャパシタ115に並列であるため、キャパシタ115には電流が流れなくなる。
従って、スイッチ131Xがオフでスイッチ131Yがオンにされていて、二次側共振コイル110に時計回りの方向に共振電流が流れている状態から、スイッチ131Xがオンでスイッチ131Yがオフの状態に切り替えられると、共振電流が生じなくなる。電流経路にキャパシタが含まれなくなるからである。
また、スイッチ131Xがオンでスイッチ131Yがオフのときには、調整部130D内では端子134Yからキャパシタ133Y及びスイッチ131Xを経て端子134Xに向かう方向に共振電流が流れるとともに、キャパシタ115には端子115Yから端子115Xに共振電流が流れ得る状態になる。すなわち、図19において、二次側共振コイル110には反時計回りの方向に共振電流が流れ得る状態になる。
また、スイッチ131Xがオフでスイッチ131Yがオンのときには、調整部130D内では端子134Yからスイッチ131Y及びダイオード132Xを経て端子134Xに向かう電流経路が生じる。この電流経路は、キャパシタ115に並列であるため、キャパシタ115には電流が流れなくなる。
従って、スイッチ131Xがオンでスイッチ131Yがオフにされていて、二次側共振コイル110に反時計回りの方向に共振電流が流れている状態から、スイッチ131Xがオフでスイッチ131Yがオンの状態に切り替えられると、共振電流が生じなくなる。電流経路にキャパシタが含まれなくなるからである。
調整部130Dは、上述のようにスイッチ131X及び131Yを切り替えることにより、共振電流が生じ得る状態と、共振電流が生じない状態とを切り替える。スイッチ131X及び131Yの切り替えは、制御部150Dから出力される駆動信号によって行われる。
駆動信号の周波数は、二次側共振コイル110が受電する交流周波数に設定される。
スイッチ131X及び131Yは、上述のような高い周波数で交流電流の遮断を行う。例えば、2つのFETを組み合わせた調整部130Dは、高速で交流電流の遮断を行うことができる。
なお、駆動信号と調整部130Dの動作については、図21を用いて後述する。
平滑キャパシタ140は、整流回路120の出力側に接続されており、整流回路120で全波整流された電力を平滑化して直流電力として出力する。平滑キャパシタ140の出力側には、出力端子160A、160Bが接続される。整流回路120で全波整流された電力は、交流電力の負成分を正成分に反転させてあるため、略交流電力として取り扱うことができるが、平滑キャパシタ140を用いることにより、全波整流された電力にリップルが含まれるような場合でも、安定した直流電力を得ることができる。
なお、平滑キャパシタ140の上側の端子と出力端子160Aとを結ぶ線路は、高電圧側の線路であり、平滑キャパシタ140の下側の端子と出力端子160Bとを結ぶ線路は、低電圧側の線路である。
制御部150Dは、内部メモリにバッテリ220の定格出力を表すデータを保持する。また、送電器300Dの制御部310Dからのリクエストに応じて、送電器300Dから受電器100Dが受電する電力(受電電力)を測定し、受電電力を表すデータをアンテナ170を介して送電器300Dに送信する。
また、制御部150Dは、送電器300Dから位相差を表すデータを受信すると、受信した位相差を用いて駆動信号を生成して、スイッチ131X及び131Yを駆動する。なお、受電電力は、制御部150Dが、電圧計155Dで測定される電圧Vと、バッテリ220の内部抵抗値Rとに基づいて求めればよい。受電電力PはP=V2/Rで求められる。
ここで、図20を用いて制御部150Dについて説明する。図20は、制御部150Dの内部構成を示す図である。
制御部150Dは、コンパレータ151D、PLL(Phase Locked Loop:位相同期回路)152D、位相シフト回路153D、位相制御部154D、インバータ157D、及び基準位相検出部156Dを有する。
コンパレータ151Dは、電圧計116で検出される交流電圧を所定の基準電圧Vrefと比較し、クロックをPLL152Dに出力する。
PLL152Dは、位相比較器152DA、補償機152DB、及びVCO(Voltage Controlled Oscillator)152DCを有する。位相比較器152DA、補償機152DB、及びVCO152DCは、直列に接続されるとともに、VCO152DCの出力が位相比較器152DAにフィードバックされるように接続されている。このような構成によりPLL152Dは、コンパレータ151Dから入力される信号と同期したクロックを出力する。
位相シフト回路153Dは、PLL152Dの出力側に接続されており、位相制御部154Dから入力される位相差を表す信号に基づき、PLL152Dから出力されるクロックの位相を基準の位相に対して位相差分シフトして出力する。位相シフト回路153Dとしては、例えば、Phase Shifterを用いればよい。
位相制御部154Dは、送電器300Dから送信される位相差を表す信号が入力されると、位相差を表す信号を位相シフト回路153D用の信号に変換して出力する。
位相制御部154Dから入力される信号に基づいて、基準の位相に対して位相差分だけ位相がシフトされたクロックは、二手に分岐され、一方はそのままクロックCLK1として出力され、他方はインバータ157Dで反転されてクロックCLK2として出力される。クロックCLK1とCLK2は、制御部150Dが出力する制御信号である。
基準位相検出部156Dは、位相シフト回路153Dがクロックの位相をシフトするシフト量を制御することにより、PLL152Dが出力するクロックに対する位相シフト回路153Dが出力するクロックの位相を調整して、最大の受電効率が得られる位相を検出する。
そして、基準位相検出部156Dは、検出した位相を基準の位相として内部メモリに保持する。受電効率が最大になる動作点は、電圧計116で検出される電圧値が最大になる点であるため、基準位相検出部156Dは、位相シフト回路153Dで与える位相のシフト量を調整しながら、電圧計で検出される電圧値が最大になる動作点を検出し、その動作点における位相を基準の位相として内部メモリに保持する。
ここで、PLL152Dが出力するクロックは、電圧計116で検出される磁界共鳴による交流電圧の位相に対応している。このため、PLL152Dが出力するクロックに位相シフト回路153Dが与える位相のシフト量を調整することは、電圧計116で検出される電圧波形に対するクロックの位相のシフト量を位相シフト回路153Dで制御することである。
基準の位相は、最大の受電効率が得られるクロックCLK1とCLK2の交流電圧に対する位相である。この基準の位相を0度として取り扱い、受電電力を調整するために、基準の位相(0度)に対するクロックCLK1とCLK2の位相の位相差を位相シフト回路153Dで調整する。
ここでは、交流電圧の位相を検出しないため、最大の受電効率が得られるときのクロックCLK1とCLK2に位相シフト回路153Dが与える位相のシフト量を基準の位相として取り扱う。
なお、ここでは、電圧計116で検出される交流電圧に対して、PLL152Dから出力されるクロックの位相を位相シフト回路153Dで調整する形態について説明するが、電圧計116の変わりに電流計を用いて、交流電流に対するクロックの位相を位相シフト回路153Dで調整してもよい。
電圧計155Dは、出力端子160Aと160Bの間に接続される。電圧計155Dは、受電器100Dの受電電力を計算するために用いられる。電圧計155Dで測定される電圧Vと、バッテリ220の内部抵抗値Rとに基づいて上述のように受電電力を求めれば、電流を測定して受電電力を測定する場合に比べて損失が少ないため、好ましい測定方法である。しかしながら、受電器100Dの受電電力は、電流と電圧を測定して求めてもよい。電流を測定する場合は、ホール素子、磁気抵抗素子、検出コイル、又は抵抗器等を用いて測定すればよい。
DC-DCコンバータ210は、出力端子160A、160Bに接続されており、受電器100Dから出力される直流電力の電圧をバッテリ220の定格電圧に変換して出力する。DC-DCコンバータ210は、整流回路120の出力電圧の方がバッテリ220の定格電圧よりも高い場合は、整流回路120の出力電圧をバッテリ220の定格電圧まで降圧する。また、DC-DCコンバータ210は、整流回路120の出力電圧の方がバッテリ220の定格電圧よりも低い場合は、整流回路120の出力電圧をバッテリ220の定格電圧まで昇圧する。
バッテリ220は、繰り返し充電が可能な二次電池であればよく、例えば、リチウムイオン電池を用いることができる。例えば、受電器100Dがタブレットコンピュータ又はスマートフォン等の電子機器に内蔵される場合は、バッテリ220は、このような電子機器のメインのバッテリである。
なお、一次側コイル11、一次側共振コイル12、二次側共振コイル110は、例えば、銅線を巻回することによって作製される。しかしながら、一次側コイル11、一次側共振コイル12、二次側共振コイル110の材質は、銅以外の金属(例えば、金、アルミニウム等)であってもよい。また、一次側コイル11、一次側共振コイル12、二次側共振コイル110の材質は異なっていてもよい。
このような構成において、一次側コイル11及び一次側共振コイル12が電力の送電側であり、二次側共振コイル110が電力の受電側である。
磁界共鳴方式によって、一次側共振コイル12と二次側共振コイル110との間で生じる磁界共鳴を利用して送電側から受電側に電力を伝送するため、送電側から受電側に電磁誘導で電力を伝送する電磁誘導方式よりも長距離での電力の伝送が可能である。
磁界共鳴方式は、共振コイル同士の間の距離又は位置ずれについて、電磁誘導方式よりも自由度が高く、ポジションフリーというメリットがある。
次に、図21及び図22を用いて、駆動信号でスイッチ131X及び131Yを駆動したときの電流経路について説明する。
図21は、キャパシタ115及び調整部130Dにおける電流経路を示す図である。図21は、図19と同様に、端子134Xからキャパシタ115又は調整部130Dの内部を通って端子134Yに流れる電流の向きを時計回り(CW(Clockwise))と称す。また、端子134Yからキャパシタ115又は調整部130Dの内部を通って端子134Xに流れる電流の向きを反時計回り(CCW(Counterclockwise))と称す。
まず、スイッチ131Xと131Yがともにオフで電流が時計回り(CW)の場合は、端子134Xからキャパシタ133X及びダイオード132Yを経て端子134Yに向かう方向に共振電流が流れるとともに、キャパシタ115には端子115Xから端子115Yに共振電流が流れる。従って、二次側共振コイル110には時計回りの方向に共振電流が流れる。
スイッチ131Xと131Yがともにオフで電流が反時計回り(CCW)の場合は、端子134Yからキャパシタ133Y及びダイオード132Xを経て端子134Xに向かう方向に共振電流が流れるとともに、キャパシタ115には端子115Yから端子115Xに共振電流が流れる。従って、二次側共振コイル110には反時計回りの方向に共振電流が流れる。
スイッチ131Xがオンでスイッチ131Yがオフで、電流が時計回り(CW)の場合は、調整部130D内では端子134Xからスイッチ131X及びダイオード132Yを経て端子134Yに向かう電流経路が生じる。この電流経路は、キャパシタ115に並列であるため、キャパシタ115には電流が流れなくなる。従って、二次側共振コイル110には共振電流は流れない。なお、この場合には、スイッチ131Yをオンにしても、二次側共振コイル110には共振電流は流れない。
スイッチ131Xがオンでスイッチ131Yがオフで、電流が反時計回り(CCW)の場合は、調整部130D内では端子134Yからキャパシタ133Y及びスイッチ131Xを経て端子134Xに向かう方向に共振電流が流れるとともに、キャパシタ115には端子115Yから端子115Xに共振電流が流れる。従って、二次側共振コイル110には反時計回りの方向に共振電流が流れる。なお、スイッチ131Xと並列なダイオード132Xにも電流が流れる。
スイッチ131Xがオフでスイッチ131Yがオンで、電流が時計回り(CW)の場合は、調整部130D内では端子134Xからキャパシタ133X及びスイッチ131Yを経て端子134Yに向かう方向に共振電流が流れるとともに、キャパシタ115には端子115Xから端子115Yに共振電流が流れる。従って、二次側共振コイル110には時計回りの方向に共振電流が流れる。なお、スイッチ131Yと並列なダイオード132Yにも電流が流れる。
スイッチ131Xがオフでスイッチ131Yがオンで、電流が反時計回り(CCW)の場合は、調整部130D内では端子134Yからスイッチ131Y及びダイオード132Xを経て端子134Xに向かう電流経路が生じる。この電流経路は、キャパシタ115に並列であるため、キャパシタ115には電流が流れなくなる。従って、二次側共振コイル110には共振電流は流れない。なお、この場合には、スイッチ131Xをオンにしても、二次側共振コイル110には共振電流は流れない。
なお、共振電流の共振周波数に寄与する静電容量は、キャパシタ115と、キャパシタ133X又は133Yとによって決まる。このため、キャパシタ133Xと133Yの静電容量は等しいことが望ましい。
図22は、二次側共振コイル110に生じる交流電圧と、駆動信号に含まれる2つのクロックを示す図である。
図22(A)及び(B)に示す交流電圧V0は、送電周波数と同一周波数の波形で、例えば二次側共振コイル110に生じる交流電圧であり、電圧計116(図19参照)によって検出される。また、クロックCLK1、CLK2は、駆動信号に含まれる2つのクロックである。例えば、クロックCLK1は、スイッチ131Xの駆動用に用いられ、クロックCLK2は、スイッチ131Yの駆動用に用いられる。クロックCLK1及びCLK2は、それぞれ、第1信号及び第2信号の一例である。
図22(A)では、クロックCLK1、CLK2は、交流電圧V0に同期している。すなわち、クロックCLK1、CLK2の周波数は、交流電圧V0の周波数に等しく、クロックCLK1の位相は、交流電圧V0の位相に等しい。なお、クロックCLK2は、クロックCLK1とは180度位相が異なり、逆位相である。
図22(A)において、交流電圧V0の周期Tは、周波数fの逆数であり、周波数は6.78MHzである。
図22(A)のように、交流電圧V0に同期したクロックCLK1、CLK2は、スイッチ131X及び131Yをオフにした状態で、受電器100Dが送電器300Dから受電して二次側共振コイル110に共振電流を発生させた状態で、制御部150DがPLL152Dを用いて生成すればよい。
図22(B)では、クロックCLK1、CLK2の位相は、交流電圧V0に対してθ度遅れている。このように交流電圧V0に対して位相差θ度を有するクロックCLK1、CLK2は、制御部150Dが位相シフト回路153Dを用いて生成すればよい。
制御部150Dは、交流電圧V0に対する2つのクロックCLK1、CLK2の位相差を調整して最大の受電効率が得られる位相を検出する。最大の受電効率が得られる位相は、受電器100Dが受電する電力が最大になる位相であり、交流電圧V0に対する2つのクロックCLK1、CLK2の位相差により、1周期の全期間にわたって共振状態になるときに受電電力が最大になる。このため、制御部150Dは、交流電圧V0に対する2つのクロックCLK1、CLK2の位相差を増大及び減少させながら受電電力が最大になる位相差を検出し、検出した位相差を0度として取り扱う。
そして、制御部150Dは、受電電力が最大になる位相差(0度)と、送電器300Dから受信する位相差を表すデータとに基づいて、交流電圧V0に対する2つのクロックの位相差を位相シフト回路153Dで設定する。
次に、図23を用いて、駆動信号の位相差を調整した場合に、受電器100Dが送電器300Dから受電する電力の受電効率について説明する。
図23は、駆動信号の位相差に対する受電効率の特性を示すシミュレーション結果を示す図である。横軸の位相差は、受電電力が最大となる位相差を0度としたときの交流電圧V0に対する2つのクロックの位相差であり、縦軸の受電効率は、交流電源1(図1参照)が送電器300Dに入力する電力(Pin)に対する、受電器100Dが出力する電力(Pout)の比である。受電効率は、送電器300Dと受電器100Dとの間における電力の伝送効率に等しい。
なお、送電器300Dが送電する電力の周波数は6.78MHzであり、駆動信号の周波数もこれと同一に設定した。また、位相差が0度の状態は、共振電流の1周期の全期間にわたって磁界共鳴による共振が二次側共振コイル110に生じており、共振電流が二次側共振コイル110に流れている状態である。位相差が大きくなることは、共振電流の1周期の中で二次側共振コイル110に共振が生じない期間が増えることを意味する。従って、位相差が180度の状態は、理論的には二次側共振コイル110に共振電流が全く流れない状態になる。
図23に示すように、位相差を0度から増大させて行くと、受電効率が低下する。位相差が約60度以上になると、受電効率は約0.1未満である。このように、交流電圧V0に対する2つのクロックの位相差を変化させると、二次側共振コイル110に流れる共振電流の電力量が変化することにより、受電効率が変化する。
図24は、駆動信号の位相差と、2つの受電器A及びBの受電効率との関係を示す図である。
2つの受電器A及びBは、それぞれ、図19に示す受電器100Dと同様である。ここでは、送電器300Dから2つの受電器A及びBに送電を行う際に、受電器Aの制御部310Dが受電器Aの調整部130Dを制御する手法と、受電器Bの制御部310Dが受電器Bの調整部130Dを制御する手法について説明する。
また、ここでは、受電器Bの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を受電効率が最大となる位相差(0度)に固定した状態において、受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を受電効率が最大となる位相差(0度)から変化させる場合について説明する。
図24において、横軸は、受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差θAと、受電器Bの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差θBとを表す。また、左側の縦軸は、受電器A及びBのそれぞれの受電効率と、受電器A及びBの受電効率の合計値とを示す。
受電器Bの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を0度に固定した状態で、受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を0度から増大又は低下させて行くと、図24に示すように、受電器Aの受電効率の比率は低下する。受電器Aの受電効率は、位相差が0度のときに最大である。また、受電器Aの受電効率の低下に伴い、受電器Aの受電効率の比率は増大する。
このように受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を変化させると、受電器Aの受電量が減少するため、受電器Aに流れる電流も減少する。すなわち、位相差の変化により、受電器Aのインピーダンスが変化していることになる。
磁界共鳴を用いた同時電力伝送では、磁界共鳴によって送電器300Dから受電器A及びBに送電される電力を受電器AとBとで分配している。このため、受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を0度から変化させて行くと、受電器Aの受電量が減る分だけ、受電器Bの受電量が増えることになる。
このため、図24に示すように、受電器Aの受電効率の比率は低下する。また、これに伴い受電器Bの受電効率の比率は増大する。
受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差が約±90度まで変化すると、受電器Aの受電効率の比率は、略0(ゼロ)まで低下し、受電器Bの受電効率の比率は、約0.8まで増大する。
そして、受電器A及びBの受電効率の和は、受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差が0度のときに約0.85であり、受電器Bの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差が約±90度まで低下すると、受電器A及びBの受電効率の和は、約0.8になる。
このように、受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を0度に固定した状態で、受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を0度から変化させて行くと、受電器Aの受電効率の比率が低下し、受電器Bの受電効率の比率が増大する。そして、受電器A及びBの受電効率の和は、約0.8前後の値で大きく変動しない。
磁界共鳴を用いた電力伝送では、磁界共鳴によって送電器300Dから受電器A及びBに送電される電力を受電器AとBとで分配しているため、位相差が変化しても、受電器A及びBの受電効率の和が大きく変動しない。
同様に、受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を0度に固定した状態で、受電器Bの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を0度から低下させれば、受電器Bの受電効率の比率が低下し、受電器Aの受電効率の比率が増大することになる。そして、受電器A及びBの受電効率の和は、約0.8前後の値で大きく変動しない。
従って、受電器A又はBの調整部130Dのいずれか一方を駆動する駆動信号の位相差を調整すれば、受電器A及びBの受電効率の比率を調整することができる。
以上のように、受電器A又はBの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差を変化させると、受電器A及びBの二次側共振コイル110A及び110Bの受電効率の比率が変わる。
このため、ここでは、受電器A及びBの調整部130Dの駆動信号のうちのいずれか一方の位相差を基準の位相差から変更する。基準の位相差は、例えば、受電効率が最大となる位相差を基準の位相差(0度)と定義し、この場合には、いずれか他方の位相差を0度から変化させる。
この際に、調整部130Dのどちらの駆動信号の位相差を基準の位相差から変更するかは、次のように判定する。
まず、受電器Aのバッテリ220の定格出力を受電器Aの二次側共振コイル110の受電効率で除算して得る第1の値と、受電器Bのバッテリ220の定格出力を受電器Bの二次側共振コイル110の受電効率で除算して得る第2の値とを求める。
そして、第1の値と第2の値とのうち、いずれか小さい方の受電器(A又はB)に対応する駆動信号の位相差を0度から変化させて適切な位相差に設定する。
定格出力を受電効率で除算して得る値は、送電器300Dが受電器(A又はB)に送電する電力量(必要送電量)を表す。必要送電量とは、受電器(A又はB)が余剰電力も不足電力も生じることなく受電できるように、送電器300Dから送電する電力量である。
従って、必要送電量が小さい方の受電器(A又はB)への電力供給量を絞れば、必要送電量が大きい方の受電器(A又はB)への電力供給量を増やすことができる。この結果、受電器A及びBへの電力供給量のバランスを改善することができる。
図24から分かるように、いずれか一方の受電器(A又はB)の位相差を変化させると、その受電器(A又はB)の受電電力量が低下する。また、いずれか他方の受電器(A又はB)は、位相差が0度に固定された状態で、受電電力量が増大する。
このため、必要送電量が小さい方の受電器(A又はB)に対応する駆動信号の位相差を基準の位相差(0度)から変化させれば、必要送電量が小さい方の受電器(A又はB)への電力供給量が絞られ、必要送電量が大きい方の受電器(A又はB)への電力供給量を増やすことができる。
受電器Aの制御部310Dと、受電器Bの制御部310Dとは、上述のように、受電器Aの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差と、受電器Bの調整部130Dを駆動する駆動信号の位相差とを変化させることにより、受電器A及びBの受電電力量を制御する。
また、次のように変形してもよい。
図25は、実施の形態1の第3変形例の磁界共鳴型の電力伝送システム500Aの概要を示す図である。電力伝送システム500Aは、送電器300Eと受電器100Eを含む。
図25において、送電系コイルSCは、一次側コイル11および一次側共振コイル12を備える。一次側コイル11は、銅線またはアルミニウム線などの金属線が円周状に複数回巻かれたものであり、その両端に交流電源1による交流電圧(高周波電圧)が印加される。
一次側共振コイル12は、銅線またはアルミニウム線などの金属線が円周状に巻かれたコイル12Aと、コイル12Aの両端に接続されたキャパシタ12Bとを含み、それらによる共振回路を形成する。共振周波数f0 は次の(1)式で示される。
一次側共振コイル12のコイル12Aは、例えばワンターンコイルである。キャパシタ12Bとして、種々の形式のコンデンサが用いられるが、できるだけ損失が少なく十分な耐圧を有するものが好ましい。実施の形態1では、共振周波数を可変するために、キャパシタ12Bとして可変コンデンサが用いられる。可変コンデンサとして、例えばMEMS技術を用いて製作された可変容量デバイスが用いられる。半導体を用いた可変容量デバイス(バラクタ)でもよい。
一次側コイル11と一次側共振コイル12とは、電磁的に互いに密に結合するように配置される。例えば、同一平面上にかつ同心上に配置される。つまり、例えば、一次側共振コイル12の内周側に一次側コイル11が嵌まり込んだ状態で配置される。または、同軸上で適当な距離をあけて配置してもよい。
この状態で、交流電源1から一次側コイル11に交流電圧が供給されたときに、一次側コイル11に生じた交番磁界による電磁誘導によって一次側共振コイル12に共振電流が流れる。つまり、電磁誘導によって、一次側コイル11から一次側共振コイル12に電力が供給される。
受電系コイルJCは、二次側共振コイル21および二次側コイル22を備える。二次側共振コイル21は、銅線またはアルミニウム線などの金属線が円周状に巻かれたコイル221と、コイル221の両端に接続されたコンデンサ222とを含む。二次側共振コイル21の共振周波数f0 は、コイル221のインダクタンスおよびコンデンサ222の静電容量に基づいて上の(1)式で示される。
二次側共振コイル21のコイル221は、例えばワンターンコイルである。コンデンサ222として、上に述べたように種々の形式のコンデンサが用いられる。実施の形態1では、共振周波数を可変するために、コンデンサ222として可変コンデンサが用いられる。可変コンデンサとして、例えばMEMS技術を用いて製作された可変容量デバイスが用いられる。半導体を用いた可変容量デバイス(バラクタ)でもよい。
二次側コイル22は、銅線またはアルミニウム線などの金属線が円周状に複数回巻かれたものであり、その両端に負荷であるバッテリ220が接続される。
二次側共振コイル21と二次側コイル22とは、電磁的に互いに密に結合するように配置される。例えば、同一平面上にかつ同心上に配置される。つまり、例えば、二次側共振コイル21の内周側に二次側コイル22が嵌まり込んだ状態で配置される。または、同軸上で適当な距離をあけて配置してもよい。
この状態で、二次側共振コイル21に共振電流が流れると、それによって発生した交番磁界による電磁誘導によって二次側コイル22に電流が流れる。つまり、電磁誘導によって、二次側共振コイル21から二次側コイル22に電力が送られる。
送電系コイルSCと受電系コイルJCとは、磁界共鳴によって無線で電力を伝送するため、図25に示されるように、コイル面が互いに平行になるように、かつコイル軸心が互いに一致するかまたは余りずれないように、互いに適当な距離の範囲内に配置される。例えば、一次側共振コイル12および二次側共振コイル21の直径が100mm程度の場合に、数百mm程度の距離の範囲内に配置される。
図25に示す電力伝送システム500Aにおいて、コイル軸心KSに沿う方向が磁界KKの主な放射方向であり、送電系コイルSCから受電系コイルJCに向かう方向が送電方向SHである。
ここで、一次側共振コイル12の共振周波数fsと二次側共振コイル21の共振周波数fjとが、ともに交流電源1の周波数fdと一致しているときは、最大の電力が伝送される。しかし、もし、それらの共振周波数fs,fjが互いにズレたり、それらと交流電源1の周波数fdとがズレたりすると、伝送される電力は低下し、効率が低下する。
図26は、電力伝送システムの周波数依存性を示す図である。
すなわち、図26において、横軸は交流電源1の周波数fd〔MHz〕であり、縦軸は伝送される電力の大きさ〔dB〕である。曲線CV1は、一次側共振コイル12の共振周波数fsと二次側共振コイル21の共振周波数fjとが一致している場合を示す。この場合に、図26によると、その共振周波数fs,fjは13.56MHzである。
また、曲線CV2,CV3は、二次側共振コイル21の共振周波数fjが一次側共振コイル12の共振周波数fsに対して、5パーセント、10パーセント、それぞれ高い場合を示す。
図26において、交流電源1の周波数fdが13.56MHzであるときに、曲線CV1では最高の電力が伝送されるが、曲線CV2,CV3では順次低下している。また、交流電源1の周波数fdが13.56MHzからシフトしたとき、上側に僅かにシフトしたときを除いて、曲線CV1~CV3のいずれにおいても伝送される電力が低下している。
したがって、一次側共振コイル12および二次側共振コイル21の共振周波数fs,fjを、交流電源1の周波数fdに極力一致させる必要がある。
図27は、コイルの共振周波数をスイープする方法を説明する図である。
図27において、横軸は周波数〔MHz〕であり、縦軸はコイルに流れる電流の大きさ〔dB〕である。曲線CV4は、コイルの共振周波数が交流電源1の周波数fdに一致している場合を示す。この場合に、図27によると、その共振周波数は10MHzである。
また、曲線CV5,CV6は、コイルの共振周波数が、交流電源1の周波数fdに対して、高くなった場合または低くなった場合を示す。
図27において、曲線CV4では最大の電流が流れるが、曲線CV5,CV6ではいずれも電流が低下している。なお、コイルのQ値が高い場合には、共振周波数のズレによる電流または伝送電力の低下への影響が大きい。
そこで、実施の形態1の第3変形例の電力伝送システム500Aでは、制御部310Eおよび制御部150Eにより、交流電源1の位相φvs、一次側共振コイル12および二次側共振コイル21に流れる電流の位相φis,φijを用いて、共振周波数制御を行う。
ここで、制御部310Eは、送電系コイルSCに供給される電圧Vsの位相φvsおよび送電系コイルSCに流れる電流Isの位相φisを検出し、それらの位相差Δφsが所定の目標値φmsとなるように、送電系コイルSCの共振周波数fsを可変する。目標値φmsを表すデータは、後述する制御部152Eの内部メモリに格納される。
すなわち、制御部310Eは、電流検出センサSE1、位相検出部141,142、および位相送信部145を有する。
電流検出センサSE1は、一次側共振コイル12に流れる電流Isを検出する。電流検出センサSE1として、ホール素子、磁気抵抗素子、または検出コイルなどを用いることが可能である。電流検出センサSE1は、例えば電流Isの波形に応じた電圧信号を出力する。
位相検出部141は、一次側コイル11に供給される電圧Vsの位相φvsを検出する。位相検出部141は、例えば、電圧Vsの波形に応じた電圧信号を出力する。この場合に、電圧Vsをそのまま出力してもよく、または適当な抵抗によって分圧して出力してもよい。したがって、位相検出部141は、単なる電線により、または1つまたは複数の抵抗器によって構成することも可能である。
位相検出部142は、電流検出センサSE1からの出力に基づいて、一次側共振コイル12に流れる電流Isの位相φisを検出する。位相検出部142は、例えば、電流Isの波形に応じた電圧信号を出力する。この場合には、位相検出部142は、電流検出センサSE1の出力をそのまま出力してもよい。したがって、電流検出センサSE1が位相検出部142を兼ねるようにすることも可能である。
位相送信部145は、一次側コイル11に供給される電圧Vsの位相φvsについての情報を、制御部150Eに対して例えば無線で送信する。位相送信部145は、例えば、電圧Vsの波形に応じた電圧信号を、アナログ信号としてまたはデジタル信号として送信する。その場合に、S/N比を向上させるために、電圧Vsの波形に応じた電圧信号を整数倍に逓倍して送信してもよい。
制御部150Eは、送電系コイルSCに供給される電圧VSの位相φvsおよび受電系コイルJCに流れる電流IJの位相φijを検出し、それらの位相差Δφjが所定の目標値φmjとなるように、受電系コイルJCの共振周波数fjを可変する。
すなわち、制御部150Eは、電流検出センサSE2、位相受信部241、位相検出部242を有する。
電流検出センサSE2は、二次側共振コイル21に流れる電流Ijを検出する。電流検出センサSE2として、ホール素子、磁気抵抗素子、または検出コイルなどを用いることが可能である。電流検出センサSE2は、例えば電流Ijの波形に応じた電圧信号を出力する。
位相受信部241は、位相送信部145から送信された位相φvsについての情報を受信し、その情報を出力する。位相送信部145において電圧信号を逓倍した場合には、位相受信部241において元に戻すために分周を行う。位相受信部241は、例えば、電圧Vsに応じた電圧信号を出力する。
位相検出部242は、電流検出センサSE2からの出力に基づいて、二次側共振コイル21に流れる電流Ijの位相φijを検出する。位相検出部242は、例えば、電流Ijの波形に応じた電圧信号を出力する。この場合には、位相検出部242は、電流検出センサSE2の出力をそのまま出力してもよい。したがって、電流検出センサSE2が位相検出部242を兼ねるようにすることも可能である。
以下において、図28を用いてさらに詳しく説明する。なお、図28において、図25に示した要素と同じ機能を有する要素には、同じ符号を付して説明を省略しまたは簡略化することがある。
図28は、実施の形態1の第3変形例の電力伝送システムの制御部の構成の例を示す図である。
図28において、電力伝送システム(電力伝送装置)500Bは、送電装置80Eおよび受電器100Eを有する。
送電装置80Eは、交流電源1、一次側コイル11および一次側共振コイル12を含む送電系コイルSC、および共振周波数制御部CTsなどを備える。
受電器100Eは、二次側共振コイル21および二次側コイル22を含む受電系コイルJC、および共振周波数制御部CTjなどを備える。
送電側の共振周波数制御部CTsは、位相比較部151E、制御部152E、及びブリッジ型平衡回路160Eを備える。位相比較部151Eは、位相検出部又は第2位相検出部の一例である。制御部152Eは、共振周波数制御部又は第2共振周波数制御部の一例である。ブリッジ型平衡回路160Eは、ブリッジ回路又は第2ブリッジ回路の一例である。
位相比較部151Eは、電流検出センサSE1で検出された電流Isの位相φisと、交流電源1の電圧Vsの位相φvsとを比較し、それらの差である位相差Δφsを出力する。
制御部152Eは、位相差Δφsの目標値φmsを設定して記憶する。したがって、制御部152Eには目標値φmsを記憶するための内部メモリが設けられる。目標値φmsとして、後で述べるように、例えば、「-π」、または「-πに適当な補正値aを加えた値」などが設定される。
なお、目標値φmsの設定は、予め記憶された1つまたは複数のデータの中から選択することにより行ってもよく、またCPUやキーボードなどからの指令によって行われるようにしてもよい。
制御部152Eは、位相比較部151Eの出力する位相差Δφsと、ブリッジ型平衡回路160Eから入力されるゲート信号Gateとに基づき、位相差が目標値φmsになるように、ブリッジ型平衡回路160Eに含まれる4つのスイッチ素子SW1~SW4を駆動するための駆動信号を生成し、出力する。なお、目標値φmsは、目標となる位相差Δφsに対して正負が逆になるように設定されるので、位相差Δφsと目標値φmsとの絶対値が一致したときに、位相差Δφsと目標値φmsとの和は0となる。
ブリッジ型平衡回路160Eは、制御部152Eから入力される制御信号に基づき、位相比較部151Eの出力する位相差が目標値φmsになるように、コイル12Aの共振周波数をずらす。なお、ブリッジ型平衡回路160Eの回路構成と動作については、図29乃至図32を用いて後述する。
受電側の共振周波数制御部CTjは、目標値設定部243、位相比較部251、制御部252、及びブリッジ型平衡回路260を備える。ブリッジ型平衡回路260は、第1ブリッジ回路の一例である。位相比較部251は、第1位相検出部の一例である。制御部252は、第1共振周波数制御部の一例である。
制御部252は、位相差Δφjの目標値φmjを設定して記憶する。目標値φmjとして、後で述べるように、例えば、制御部310Eにおける目標値φmsに「-π/2」を加算した値が設定される。つまり目標値φmjとして、「-3π/2」が設定される。または、それに適当な補正値bを加えた値などが設定される。なお、目標値φmjの設定方法などについては、目標値φmsの場合と同様である。
受電側の共振周波数制御部CTjの各部の構成および動作は、上に述べた送電側の共振周波数制御部CTsの各部の構成および動作と同様である。
なお、電力伝送システム500A、500Bにおける制御部310E、制御部150E、共振周波数制御部CTs,CTjなどは、ソフトウエアまたはハードウエアにより、またはそれらの組み合わせにより、実現することが可能である。例えば、CPU、ROMおよびRAMなどのメモリ、その他の周辺素子などよりなるコンピュータを用い、適当なコンピュータプログラムをCPUに実行させてもよい。その場合に、適当なハードウエア回路を併用すればよい。
図29は、ブリッジ型平衡回路160Eの回路構成を示す図である。
ブリッジ型平衡回路160Eは、端子161、162、コンパレータ163、スイッチ素子SW1、SW2、SW3、SW4、抵抗器R2、R3、及びコンデンサC3を含む。
スイッチ素子SW1、SW2、SW3、SW4は、Hブリッジ型に接続されており、スイッチSW1とSW2の中点をノードN1、スイッチSW3とSW4の中点をN2とする。また、スイッチSW1とスイッチSW3は、端子161に接続されており、スイッチSW2とSW4は、端子162に接続されている。
ノードN1には抵抗器R2を介して、抵抗器R3とコンデンサC3の一端が接続されている。抵抗器R3とコンデンサC3は互いに並列に接続されている。なお、抵抗器R3とコンデンサC3の他端は接地されている。
スイッチ素子SW1~SW4は、制御部152Eから入力される制御信号によってオン/オフが制御される。
端子161は、キャパシタ12Bの一端(図29中の右側の端子)に接続されている。キャパシタ12Bの他端(図29中の左側の端子)は、コイル12Aの一端(図29中の上側の端子)接続されている。端子162は、コイル12Aの他端(図29中の下側の端子)に接続されている。
コンパレータ163は、非反転入力端子が端子162と、スイッチSW2及びSW4との間に接続されており、反転入力端子が接地されている。コンパレータ163の非反転入力端子には、コイル12Aに流れるコイル電流ICOILを表す電圧値が入力される。
また、コンパレータ163の出力端子は制御部152Eに接続されており、コンパレータ163は、非反転入力端子に入力される。コンパレータ163は、コイル電流ICOILを表す電圧値と、接地電位との比較結果を表すゲート信号Gateを制御部152Eに入力する。
このようなブリッジ型平衡回路160Eは、制御部152Eからスイッチ素子SW1~SW4に入力される制御信号SW1~SW4のディーティ比が50%で、かつ、制御信号SW1及びSW4と制御信号SW2及びSW3との位相差が、180度である場合に、位相比較部151Eの出力が零になるように、制御を行う。
ただし、本実施の形態では、ブリッジ型平衡回路160Eの平衡動作点をずらすことにより、位相比較部151Eの出力が目標値φmsになるように、コイル12Aの共振周波数をずらす。
なお、図29には、ブリッジ型平衡回路160Eの回路構成を示すが、ブリッジ型平衡回路260(図25及び図28参照)の回路構成も同様である。ブリッジ型平衡回路260の場合は、キャパシタ12Bとコイル12Aの代わりに、コンデンサ222と二次側共振コイル22が接続され、制御部252から出力される制御信号SW1~SW4によって、スイッチ素子SW1~SW4が駆動される。このため、ここでは、ブリッジ型平衡回路260の回路構成の図面は省略する。
図30乃至図32は、実施の形態1の第3変形例のブリッジ型平衡回路160Eを駆動する制御信号SW1~SW4の波形を示す図である。
図30には、ゲート信号Gateと制御信号SW1~SW4を示す。図30に示すゲート信号Gateは、コイル12Aに流れる所定の共振周波数のコイル電流ICOILの正弦波形をHレベル('1')とLレベル('0')に2値化した信号レベルを有する。このため、ゲート信号Gateは、デューティ比が50%の信号でなる。
制御部152Eは、位相シフタ(Phase Shifter)回路を含んでおり、Gate信号の位相を90度遅延させた制御信号SW2及びSW3と、制御信号SW2及びSW3をそれぞれ反転させた制御信号SW1及びSW4とを出力する。
図30に示す制御信号SW1~SW4は、ゲート信号Gateと同様にディーティ比が50%で、かつ、制御信号SW1及びSW4と制御信号SW2及びSW3との位相差が、180度の場合のものである。これは、位相比較部151Eの出力が零になるように、制御が行われている場合の制御信号SW1~SW4を表している。
ブリッジ型平衡回路160Eは、制御信号SW1及びSW4に基づいてスイッチ素子SW1及びSW4のオン/オフを同時に制御するとともに、制御信号SW2及びSW3に基づいてスイッチ素子SW2及びSW2のオン/オフをスイッチ素子SW1及びSW4とは逆相で同時に制御することにより、制御信号SW1~SW4のデューティ比又は位相によって定まる平衡動作点に収束する回路である。
実施の形態1では、制御信号SW1~SW4のデューティ比が50%である場合は、デューティ比が50%の制御信号SW1~SW4によって実現される平衡動作点にブリッジ型平衡回路160Eの動作点が収束することにより、位相比較部151Eの出力が零になる。
また、制御信号SW1~SW4のデューティ比が50%±Δ%(Δ≠0%)である場合は、デューティ比が50%±Δ%の制御信号SW1~SW4によって実現される平衡動作点にブリッジ型平衡回路160Eの動作点が収束する。デューティ比が50%±Δ%である場合の平衡動作点は、デューティ比が50%である場合の平衡動作点とは異なる。
実施の形態1では、制御信号SW1~SW4のデューティ比を50%±Δ%に設定するして平衡動作点をずらすことにより、位相比較部151Eの出力が目標値φmsになるように制御を行う。
図31には、ゲート信号Gateに対して、位相差を固定しつつ、デューティ比を変更した制御信号SW1~SW4の波形を示す。
図31の右側に拡大して示すように、制御部152Eは、制御信号SW1~SW4のデューティ比を変更する。この結果、ブリッジ型平衡回路160Eのスイッチ素子SW1~SW4のオン/オフの期間の比率が変わり、コイル12Aの共振周波数をずらすことができる。本実施の形態では、位相比較部151Eの出力が目標値φmsになるように、制御部152Eが制御信号SW1~SW4のデューティ比を変更する。
また、図32には、ゲート信号Gateに対して、デューティ比を50%に固定しつつ、位相差を変更した制御信号SW1~SW4の波形を示す。
図32の右側に拡大して示すように、制御部152Eは、制御信号SW1~SW4の位相を変更する。この結果、ブリッジ型平衡回路160Eのスイッチ素子SW1~SW4のオン/オフのタイミングが変わり、コイル12Aの共振周波数をずらすことができる。本実施の形態では、位相比較部151Eの出力が目標値φmsになるように、制御部152Eが制御信号SW1~SW4のデューティ比を変更する。
本実施の形態では、制御部152Eは、ゲート信号Gateに対する制御信号SW1~SW4のデューティ比又は位相差を変更することにより、上述のように位相比較部151Eの出力が零になる動作点から、位相比較部151Eの出力が目標値φmsになる動作点に移行するように制御を行う。
以上のように、共振条件を変更することにより、共振周波数を変更することができ、複数の受電器がある場合に、電力の配分を調整することができる。
<実施の形態2>
実施の形態2は、実施の形態1の図13のフローの一部を変形したものである。
実施の形態2は、実施の形態1の図13のフローの一部を変形したものである。
図33は、実施の形態2の送電器300と受電器100が実行する処理を示すフローチャートである。送電器300と受電器100の構成は、実施の形態1の送電器300と受電器100とそれぞれ同様であるため、ここでは実施の形態1の説明を援用する。
また、図33に示すステップS1からステップS19は、図13に示すステップS1からステップS19と同様である。図33に示すフローチャートは、図13に示すフローチャートに、ステップS20及びS21を追加したものである。このため、実施の形態1と同様の構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。
図33に示すフローチャートでは、ステップS13で送電器300の制御部310が受電電力の過剰な受電器100と、受電電力が不足している受電器100との両方が存在している(S13:YES)と判定すると、フローをステップS20に進行させる。
送電器300は、受電電力が過剰な受電器100が1つであるかどうかを判定する(ステップS20)。
送電器300は、受電電力が過剰な受電器100が1つである(S20:YES)であると判定すると、フローをステップS14に進行させる。この後は、実施の形態1のフローと同様の処理が行われる。
また、送電器300は、受電電力が過剰な受電器100が1つではない(S20:NO)と判定すると、送電電力を所定電力だけ低下させる(ステップS21)。受電電力が過剰な受電器100が複数ある場合に、送電電力を低下させることにより、すべての受電器100のバランスが改善される場合があるからである。
送電器300は、ステップS21の処理が終了すると、フローをステップS11にリターンする。
従って、実施の形態2によれば、実施の形態1と同様に、効率的に受電器を充電できる、電力伝送システム500、及び、送電器300を提供することができる。
また、受電電力の過剰な受電器100と、受電電力が不足している受電器100との両方が存在しており、かつ、受電電力が過剰な受電器100が複数ある場合に、送電電力を低下させることにより、すべての受電器100のバランスを改善することができる。
図34は、実施の形態2の電力伝送システム500及び送電器300による受電器100の受電電力の調整の様子を示す図である。
図34の(A)では、図14の(C)と同様に、受電器100Aの規格化受電電力は下限値より低く、受電器100Bの規格化受電電力は下限値と上限値との間であり、受電器100Cの規格化受電電力は、上限値よりも高い。すなわち、受電器100Aは、受電電力が不足しており、受電器100Bは、受電電力が適正であり、受電器100Cは、受電電力が過剰である。
このような状態では、図33に示すフローのステップS13でYESと判定され、ステップS20でYESと判定され、さらにステップS14でYESと判定されて、ステップS15で受電器100Cのデューティ比が低下される。
図34の(A)に示す状態から受電器100Cのデューティ比が低下された状態を図34の(B)に示す。なお、図34(B)では、送電電力は第3レベルに維持される。
図34の(B)では、図34の(A)と比べて、受電器100Aの規格化受電電力は変化せず、受電器100Bの規格化受電電力は増大し、受電器100Cの規格化受電電力が低下している。
図34の(B)では、受電器100Aの規格化受電電力は下限値よりも小さく、受電器100Bの規格化受電電力は上限値よりも大きく、受電器100Cの規格化受電電力も上限値よりも大きい。
すなわち、受電器100Aは、受電電力が不足しており、受電器100B及び100Cは、受電電力が過剰である。
この場合には、図33に示すフローのステップS13でYESと判定され、ステップS20でNOと判定され、さらにステップS21で送電電力が所定電力だけ低下される。
図34の(B)に示す状態から送電電力が所定電力だけ低下された状態を図34の(C)に示す。なお、図34(C)では、送電電力は第2レベルに低下されている。
図34の(C)では、受電器100Aの規格化受電電力は下限値より低く、受電器100Bの規格化受電電力は、上限値よりも高く、受電器100Cの規格化受電電力は下限値と上限値との間である。すなわち、受電器100Aは、受電電力が不足しており、受電器100Bは、受電電力が過剰であり、受電器100Cは、受電電力が適正である。
このような状態では、図33に示すフローのステップS13でYESと判定され、ステップS20でYESと判定され、さらにステップS14でYESと判定されて、ステップS15で受電器100Bのデューティ比が低下される。
図34の(C)に示す状態から受電器100Bのデューティ比が低下された状態を図34の(D)に示す。なお、図34(D)では、送電電力は第2レベルに維持される。
図34の(D)では、受電器100Cの規格化受電電力は下限値と上限値との間である。すなわち、受電器100A、100B、及び100Cは、受電電力が適正である。
従って、送電器300の送電電力と、受電器100B及び100Cのデューティ比とを調整することにより、受電器100A、100B、及び100Cのすべてを同時に充電できる状態にすることができた。
<実施の形態3>
実施の形態3は、実施の形態1の図13のフローの一部を変形したものである。
実施の形態3は、実施の形態1の図13のフローの一部を変形したものである。
図35は、実施の形態3の送電器300と受電器100が実行する処理を示すフローチャートである。送電器300と受電器100の構成は、実施の形態1の送電器300と受電器100とそれぞれ同様であるため、ここでは実施の形態1の説明を援用する。
また、図35に示すステップS2、S3、S4、S11、S12、S14~S19は、それぞれ、図13に示すステップS2、S3、S4、S11、S12、S14~S19と同様である。
図35に示すフローチャートは、図13に示すフローチャートに、ステップS1A、S1B、S30、S32、及びS33を追加したものである。このため、実施の形態1と同様の構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。
また、実施の形態3では、電力データは、第1電力データと第2電力データを有する。第1電力データは、受電電力が過剰であるか、適正であるか、又は、不足しているかを表すデータに加えて、受電電力を表すデータを含む。第2電力データは、定格出力(定格電力)を表すデータを含む。
また、前提条件として、受電器100のメモリ154には、定格出力(定格電力)を表すデータが格納されている。
送電器300は、送電を開始する前に、各受電器100の定格出力を表すデータを収集する(ステップS30)。より具体的には、送電器300は、受電器100に定格出力を表すデータの送信を要求し、受電器100から定格出力を表すデータを収集する(ステップS30)。定格出力を表すデータは、第2電力データであり、電力データの一部である。
受電器100は、送電器300から定格出力を表すデータの送信が要求されると、メモリ154に格納された定格出力を表すデータを送電器300に送信する(ステップS1A)。
送電器300は、受電器100から定格出力を表すデータを収集し終えると、送電を開始する(送電開始)。
受電器100は、受電したかどうかを判定する(ステップS1B)。ステップS1Bの処理は、受電を検出するまで繰り返し実行される。受電器100は、例えば、二次側共振コイル110の電圧を検出することにより、受電したかどうかを判定すればよい。
受電器100は、受電した(S1B:YES)と判定すると、第1電力データ及び過剰度合データを生成するとともに、バッテリ220の充電率を検出する(ステップS1C)。
送電器300は、受電器100から第1電力データ、過剰度合データ、及び充電率データを収集する(ステップS11)。
受電器100は、ステップS1Cで生成した第1電力データと、検出した充電率を表す充電率データとを送電器300に送信し(ステップS2)、PWM駆動パターンのデューティ比を低下させる調整指令を受信したかどうかを判定する(ステップS3)。
送電器300は、受電器100から受信した充電率データに基づき、各受電器100が満充電であるかどうかを判定し(ステップS12)、ステップS12で満充電ではないと判定すると、フローをステップS32に進行させる。
送電器300は、各受電器100の定格電力及び受電電力の電力差を求め、さらに、複数の受電器100の電力差のうちの最大値と最小値との差分を演算する(ステップS32)。ステップS32の演算は、送電器300の主制御部320が実行する。主制御部320は、電力差演算部の一例である。なお、定格電力(定格出力)は、ステップS30で送電器300が収集しており、受電電力は、ステップS11で収集する第1電力データに含まれている。
次いで、送電器300は、ステップS32で演算した最大値と最小値との差分が所定値以上であるかどうかを判定する(ステップS33)。
送電器300は、ステップS32で演算した最大値と最小値との差分が所定値以上である(S33:YES)と判定すると、フローをステップS14に進行させる。
また、送電器300は、ステップS32で演算した最大値と最小値との差分が所定値以上ではない(S33:NO)と判定すると、フローをステップS16に進行させる。
以降、実施の形態1と同様の処理が行われる。
従って、効率的に受電器を充電できる、電力伝送システム500、及び、送電器300を提供することができる。
また、図35に示す実施の形態3の処理によれば、ステップS11、S12、S32、S33、S14、及びS15を経て、ステップS11にリターンするループ処理を繰り返し実行することにより、ステップS32で演算した最大値と最小値との差分が所定値未満に収まるように、受電器100のデューティ比を低下させる。
そして、ステップS32で演算した最大値と最小値との差分が所定値未満に収まってから、ステップS16で送電器300の出力を調整する。
このため、すべての受電器100で受電しきれないほどの送電電力を送電器300が出力することが抑制され、送電器300から出力する送電電力の損失を低減することができる。
なお、ステップS11において、送電器300が各受電器100の定格電力及び受電電力の電力差を表す電力データを受信し、ステップS32において、ステップS11で受信した複数の電力データが表す複数の電力差のうちの最大値と最小値との差分を演算するようにしてもよい。
図36は、実施の形態3の電力伝送システム500及び送電器300による受電器100の受電電力の調整の様子を示す図である。図36では、実施の形態1及び2と同様に、3つの受電器100A、100B、100Cを用いて説明する。
図36の(A)では、受電器100Aの規格化受電電力が最も低く、受電器100Bの規格化受電電力が中間の値であり、受電器100Cの規格化受電電力が最も高い。
受電器100A及び100Bの規格化受電電力は、ともに下限値より低く、受電器100Cの規格化受電電力は、下限値である。すなわち、受電器100A及び100Bは、受電電力が不足しており、受電器100Cは、受電電力が適正である。
なお、図36(A)に示す状態は、送電器300による送電を開始した直後であり、送電電力は、所定の低い値である。このため、送電電力は第1レベルである。
このような状態では、図35に示すフローのステップS33でYESと判定され、ステップS14でYESと判定され、ステップS15で受電器100Cのデューティ比が低下される。図36の(A)に示す状態から受電器100Cのデューティ比が低下された状態を図36の(B)に示す。なお、図36(D)では、送電電力は第1レベルに維持される。
なお、図36の(B)に示す状態では、受電器100Aの定格電力及び受電電力の電力差と、受電器100Bの定格電力及び受電電力の電力差との差分は、ステップS33の判定で用いられる所定値未満に収まっていることとする。
図36の(B)では、図36の(A)と比べて、受電器100A及び100Bの規格化受電電力が増大し、受電器100Cの規格化受電電力が低下している。
図36の(B)では、受電器100A、100B、及び100Cの規格化受電電力は、すべて下限値よりも小さい。すなわち、受電器100A、100B、及び100Cは、受電電力が不足している。
フローがステップS11にリターンし、ステップS33でNOと判定されると、ステップS16で送電器300の送電電力が第1レベルから所定電力だけさらに増大される。図36の(B)に示す状態から送電電力が増大された状態を図36の(C)に示す。図36の(C)では、送電電力は第2レベルである。
図36の(C)に示す状態では、受電器100Aの規格化受電電力は、下限値より低く、受電器100B及び100Cの規格化受電電力は、下限値と上限値との間にある。すなわち、受電器100Aは、受電電力が不足しており、受電器100B及び100Cは、受電電力が適正である。
このような状態では、図35に示すフローのステップS33でNOと判定され、ステップS16で送電器300の送電電力が第2レベルから所定電力だけさらに増大される。図36の(C)に示す状態から送電電力が増大された状態を図36の(D)に示す。図36の(D)では、送電電力は第3レベルである。
図36の(D)に示す状態では、受電器100A、100B、及び100Cの規格化受電電力は、すべて下限値と上限値との間にある。すなわち、受電器100A、100B、及び100Cは、受電電力が適正である。
従って、送電器300の送電電力と、受電器100Cのデューティ比とを調整することにより、受電器100A、100B、及び100Cのすべてを同時に充電できる状態にすることができた。
以上、本発明の例示的な実施の形態の電力伝送システム、及び、送電器について説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。
100、100A、100B 受電器
110、110A、110B 二次側共振コイル
120、120A、120B 整流回路
130、130A、130B スイッチ
140、140A、140B 平滑キャパシタ
150、150A、150B 制御部
151 主制御部
152 通信部
153 駆動制御部
154 メモリ
160A、160B 出力端子
170A、170B アンテナ
200A、200B 電子機器
300 送電器
11 一次側コイル
12 一次側共振コイル
13 整合回路
14 キャパシタ
310 制御部
320 主制御部
330 通信部
340 判定部
350 指令出力部
360 メモリ
500 電力伝送システム
110、110A、110B 二次側共振コイル
120、120A、120B 整流回路
130、130A、130B スイッチ
140、140A、140B 平滑キャパシタ
150、150A、150B 制御部
151 主制御部
152 通信部
153 駆動制御部
154 メモリ
160A、160B 出力端子
170A、170B アンテナ
200A、200B 電子機器
300 送電器
11 一次側コイル
12 一次側共振コイル
13 整合回路
14 キャパシタ
310 制御部
320 主制御部
330 通信部
340 判定部
350 指令出力部
360 メモリ
500 電力伝送システム
Claims (16)
- 送電器と、前記送電器から磁界共鳴又は電界共鳴によって電力を同時に受電する複数の受電器とを含む、電力伝送システムであって、
前記複数の受電器は、それぞれ、
二次側共振コイルと、
前記二次側共振コイルで受電する電力量を調整する調整部と、
前記送電器と通信を行う受電側通信部と
を含み、
前記送電器は、
前記複数の受電器の複数の前記二次側共振コイルに、磁界共鳴又は電界共鳴によって電力を送電する一次側共振コイルと、
前記複数の受電器と通信可能な送電側通信部と、
前記複数の受電器の各々から受信する定格電力と受電電力に関する電力データに基づき、受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在するかどうかを判定する判定部と、
前記判定部によって受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在すると判定されると、前記受電電力が過剰な受電器に、前記調整部で前記電力量を低下させる指令を前記送電側通信部を介して送信する、指令出力部と
を含む、電力伝送システム。 - 前記電力データは、前記受電器の受電電力が過剰であるか、適正であるか、又は、不足しているかを表すデータである、請求項1記載の電力伝送システム。
- 前記指令出力部は、前記判定部によって受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在すると判定され、前記受電電力が過剰な受電器が複数ある場合には、前記複数の受電電力が過剰な受電器に、前記指令を送信する、請求項1又は2記載の電力伝送システム。
- 前記指令出力部は、前記判定部によって受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在すると判定され、前記受電電力が過剰な受電器が1つである場合に、前記受電電力が過剰な受電器に、前記指令を送信する、請求項1乃至3のいずれか一項記載の電力伝送システム。
- 前記指令出力部は、前記判定部によって受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在すると判定され、前記受電電力が過剰な受電器が1つではない場合に、前記一次側共振コイルから送電する電力を低下させる、請求項4記載の電力伝送システム。
- 送電器と、前記送電器から磁界共鳴又は電界共鳴によって電力を同時に受電する複数の受電器とを含む、電力伝送システムであって、
前記複数の受電器は、それぞれ、
二次側共振コイルと、
前記二次側共振コイルで受電する電力量を調整する調整部と、
前記送電器と通信を行う受電側通信部と
を含み、
前記送電器は、
前記複数の受電器の複数の前記二次側共振コイルに、磁界共鳴又は電界共鳴によって電力を送電する一次側共振コイルと、
前記受電器と通信可能な送電側通信部と、
前記送電側通信部を介して前記複数の受電器の各々から受信する定格電力と受電電力に関する電力データに基づき、前記複数の受電器の各々における前記定格電力と前記受電電力との電力差を求める電力差演算部と、
前記電力差演算部によって求められる複数の前記電力差のうちの最大値と最小値との差分が所定値以上であるかどうかを判定する判定部と、
前記判定部によって前記最大値と前記最小値との差分が所定値以上であると判定されると、前記最大値の前記電力差を有する受電器に、前記調整部で前記電力量を低下させる指令を前記送電側通信部を介して送信する、指令出力部と
を含む、電力伝送システム。 - 前記指令出力部は、前記判定部によって前記最大値と前記最小値との差分が所定値未満であると判定されるまで、前記最大値の前記電力差を有する受電器に前記指令を送信する、請求項6記載の電力伝送システム。
- 前記指令出力部は、前記指令の送信回数が所定回数を超えた受電器を前記同時に受電する複数の受電器から除外する、請求項1乃至7のいずれか一項記載の電力伝送システム。
- 前記所定回数は、定格電力が大きい受電器ほど大きな値に設定される、請求項8記載の電力伝送システム。
- 前記指令出力部は、前記複数の受電器のうち、前記定格電力と前記受電電力の差分が最大又は最小のいずれか一方の受電器を前記同時に受電する複数の受電器から除外する、請求項8又は9記載の電力伝送システム。
- 前記指令出力部は、定格電力が大きい受電器ほど、前記調整部で前記電力量を低下させる度合の大きい指令を送信する、請求項1乃至10のいずれか一項記載の電力伝送システム。
- 前記受電器は、前記調整部で前記電力量を低下させる度合を表す低下度合データを格納する格納部をさらに含み、
前記低下度合データが表す度合は、定格電力が大きい受電器ほど大きい、請求項1乃至10のいずれか一項記載の電力伝送システム。 - 前記受電器は、
前記二次側共振コイルに接続され、前記二次側共振コイルから出力される交流電力を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力側に接続される平滑回路と、
前記整流回路と前記平滑回路との間の線路に直列に挿入され、前記線路の接続状態を切り替えるスイッチと
をさらに有し、
前記調整部は、前記スイッチをPWM駆動する駆動信号のデューティ比を調整することにより、前記電力量を調整する、請求項1乃至12のいずれか一項記載の電力伝送システム。 - 前記受電器は、
前記二次側共振コイルの共振コイル部に直列に挿入されるキャパシタと、
前記キャパシタに並列に接続される、第1スイッチ及び第2スイッチの直列回路と、
前記第1スイッチに並列に接続され、第1整流方向を有する第1整流素子と、
前記第2スイッチに並列に接続され、前記第1整流方向とは反対の第2整流方向を有する第2整流素子と
前記二次側共振コイルの受電電力の電圧波形又は電流波形を検出する検出部と、
をさらに有し、
前記調整部は、前記検出部が検出した電圧波形または電流波形と、前記第1スイッチのオン/オフを切り替える第1信号及び前記第2スイッチのオン/オフを切り替える第2信号との位相差を調整することにより、前記電力量を調整する、請求項1乃至12のいずれか一項記載の電力伝送システム。 - 前記受電器は、前記二次側共振コイルに直列に挿入されるキャパシタをさらに有し、
前記調整部は、前記キャパシタの静電容量を調整することにより、前記電力量を調整する、請求項1乃至12のいずれか一項記載の電力伝送システム。 - 二次側共振コイルと、前記二次側共振コイルで受電する電力量を調整する調整部とを有する複数の受電器に電力を送電する送電器であって、
前記複数の受電器の複数の前記二次側共振コイルに、磁界共鳴又は電界共鳴によって電力を送電する一次側共振コイルと、
前記複数の受電器と通信可能な送電側通信部と、
前記複数の受電器の各々から受信する定格電力と受電電力に関する電力データに基づき、受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在するかどうかを判定する判定部と、
前記判定部によって受電電力が過剰な受電器と、受電電力が不足している受電器とが存在すると判定されると、前記受電電力が過剰な受電器に、前記調整部で前記電力量を低下させる指令を前記送電側通信部を介して送信する、指令出力部と
を含む、送電器。
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PCT/JP2015/078758 WO2017061030A1 (ja) | 2015-10-09 | 2015-10-09 | 電力伝送システム、及び、送電器 |
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