WO2015178344A1 - 電源装置 - Google Patents

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浩隆 大嶽
佑輔 中小原
鶴谷　守
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ローム株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power supply device.
  • Resonant switching power supply can dramatically reduce switching loss and noise by controlling current or voltage in a sine wave form and switching in a state where either current or voltage is almost zero.
  • the series resonant switching power supply is a current-voltage resonant circuit, not only can the switching loss be reduced, but also the voltage surge in the circuit compared to, for example, the phase shift full-bridge method that is another resonant type.
  • the phase shift full-bridge method that is another resonant type.
  • the output voltage is generally adjusted by frequency modulation control (PFM [pulse frequency modulation] control) of a switching element.
  • PFM pulse frequency modulation control
  • Si-based IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the size of the insulation transformer becomes too large because the frequency cannot be increased due to the influence of tail current at turn-off. End up.
  • Si-based MOSFETs metal-oxide-semiconductor-field-effect-transistor] having a relatively low device breakdown voltage have been used as switching elements.
  • the upper limit is about 400 V as the input voltage that can be input to the series resonance type switching power supply.
  • Patent Document 3 the shape of the transformer responsible for the purpose of insulating the primary side and the secondary side of the main circuit is special, which obstructs the miniaturization of the transformer.
  • the present invention provides a power supply capable of balancing the currents flowing in series resonant circuits connected in parallel without causing an unnecessary increase in circuit scale.
  • An object is to provide an apparatus.
  • the power supply apparatus is connected in parallel between the input terminal of the DC input voltage and the output terminal of the DC output voltage, and the respective operation phases are shifted by 120 °.
  • a switching circuit that converts a direct current into an alternating current by switching the direct current input voltage using a first switch element; and a three-phase resonant DC / DC converter, A series resonant circuit connected to the output end of the switching circuit; and a rectifying / smoothing circuit connected to the output end of the series resonant circuit, wherein the series resonant circuit includes a first transformer and a second transformer, respectively.
  • the primary winding of the first transformer, the primary winding of the second transformer, and the resonant capacitor are connected in series with each other, and The secondary winding of the second transformer is connected to the rectifying and smoothing circuit, and each of the first transformers includes separate cores, and the primary winding and the secondary winding have a predetermined leakage inductance. And the secondary windings of the respective phases are connected in parallel to each other (first configuration).
  • the power supply device having the first configuration may have a configuration (second configuration) in which the primary winding and the secondary winding of the first transformer are insulated by a divided bobbin.
  • the power supply device having the first configuration includes a current detection circuit that is provided on the secondary winding side of the first transformer and detects a current flowing through the secondary winding, and a detection result of the current detection circuit. Accordingly, a configuration (third configuration) further including a control circuit for monitoring the resonance state and controlling and protecting the first switch may be employed.
  • the power supply device having any one of the first to third configurations is provided on the secondary winding side of the first transformer, and the secondary winding of the first transformer according to a current balance control signal.
  • a configuration (fourth configuration) further including a second switch element for short-circuiting the wire may be used.
  • the current balance control signal has a logic level that short-circuits the secondary winding when the power supply device is in a light load state (fifth configuration). It is good to.
  • the first switch element is a SiC-based MISFET [metal-insulator-semiconductor-field-effect-transistor] element (sixth configuration) Configuration).
  • the DC output voltage may be configured to have the same voltage value as the DC input voltage (seventh configuration).
  • the rectifying / smoothing circuit may be a full-wave rectification type (eighth configuration).
  • the rectifying / smoothing circuit may be configured to include a SiC-based Schottky barrier diode as a rectifying element (ninth configuration).
  • the power supply device having any one of the first to ninth configurations may have a configuration (tenth configuration) further including a DC power supply circuit that generates the DC input voltage from a commercial AC voltage.
  • the power supply device having any one of the first to tenth configurations inspects whether or not the current balance operation is normal depending on whether or not current oscillations other than the resonance frequency of the series resonance circuit occur. It is preferable to adopt a configuration (an eleventh configuration) further including an inspection unit.
  • the present invention it is possible to provide a power supply device capable of balancing the currents flowing through the series resonant circuits connected in parallel without causing an unnecessary increase in circuit scale.
  • Circuit diagram showing a configuration example of an LLC resonant DC / DC converter Current waveform diagram showing behavior of current Is flowing through reactor Ls
  • the circuit diagram which shows 1st Embodiment of the power supply device 1 Timing chart for explaining basic operation of power supply device 1 FIG. 1 for explaining the current balance operation FIG. 2 for explaining the current balance operation FIG.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of an LLC resonance type DC / DC converter.
  • the LLC resonant DC / DC converter 10 (hereinafter abbreviated as DC / DC converter 10) of this configuration example is a power conversion circuit that receives a DC input voltage Vi and outputs a DC output voltage Vo.
  • the circuit 11, the series resonance circuit 12, and the rectifying / smoothing circuit 13 are included.
  • the switching circuit 11 includes switch elements Q1 and Q2 connected in series between the application terminal of the input voltage Vi and the ground terminal (GND1) of the primary circuit system 10p. By switching the voltage Vi, DC power is converted into AC power.
  • the term “complementary” in this specification means that the on / off transition timing of each switch element is delayed in addition to the case where the on / off state of each switch element is completely reversed. (When a simultaneous off period (dead time) is provided).
  • the series resonance circuit 12 is connected to the output terminal (a connection node between the switch element Q1 and the switch element Q2) of the switching circuit 11, and uses a primary circuit system 10p (GND1 system) and a secondary circuit system using an isolation transformer TR1. AC power is transmitted from the primary circuit system 10p to the secondary circuit system 10s while being electrically insulated from 10s (GND2 system).
  • the rectifying / smoothing circuit 13 includes rectifying diodes D1 and D2 connected to the output end of the series resonant circuit 12 (secondary winding of the transformer TR1) and a smoothing capacitor C1, and rectifies the AC power transmitted from the primary circuit system 10p. Then, the DC output voltage Vo is generated by smoothing.
  • the series resonant circuit 12 includes reactances Ls and Lp and resonant capacitors Cr1 and Cr2 (both capacitance values Cr) as circuit elements involved in the resonant operation.
  • the series resonant circuit 12 is configured, only one isolation transformer TR1 is prepared, the first reactor Ls is generated from the leakage inductance, and the second reactor Lp is generated from the excitation inductance. It is common for low / medium output power sources of about 500W or less.
  • the current Is flows through one of the current paths (1) and (2) depending on the operation state of the switching circuit 11 (the on / off state of the switch elements Q1 and Q2). Further, during the operation of the current path (1), the secondary circuit system 10s is turned on depending on the resonance state, so that a current flows through the rectifier diode D1 through the current path (3). Of the current flowing through the current path (1), the component corresponding to the current flowing through the current path (3) flows to the reactor Ls while resonating at the resonance period 2 ⁇ ⁇ Ls ⁇ Cr ⁇ (the small broken line in FIG. 2). See).
  • the switch element Q1 is turned off while the switch element Q1 is turned on while the switch element Q2 is turned off while the current is flowing through the current path (1), the currents flowing through the reactors Ls and Lp are reduced.
  • the current path changes from (1) to (2), and the antiparallel diode (or parasitic diode) associated with the switch element Q2 is turned on.
  • ZVS zero voltage switching
  • the switching element Q1 When the switching element Q1 is switched from on to off as described above, the parasitic capacitance of the switching element Q1 and the reactors Ls and Lp are connected in series as viewed from the power supply terminal (application terminal of the DC input voltage Vi). Thus, the voltage across the switch element Q1 rises while resonating (voltage resonance). On the other hand, when the switch element Q1 is turned on, the current flowing through the switch element Q1 is resonated by the reactors Ls and Lp and the resonance capacitor Cr2 (current resonance). From these behaviors, it can be said that the LLC resonant DC / DC converter 10 is a current-voltage resonant circuit.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing the first embodiment of the power supply device 1.
  • the LLC resonant DC / DC converter 10- * is simply referred to as a DC / DC converter 10- *.
  • the DC / DC converter 10- * has basically the same configuration as that of FIG. 1, and is between the input terminal of the DC input voltage Vi (for example, DC 800V) and the output terminal of the DC output voltage Vo (for example, DC 400V). Three phases are connected in parallel.
  • DC input voltage Vi for example, DC 800V
  • DC output voltage Vo for example, DC 400V
  • DC power supply circuit 20 supplies DC input voltage Vi to DC / DC converter 10- *.
  • the DC power supply circuit 20 for example, an AC / DC converter that generates a DC input voltage Vi from a commercial AC voltage Vac (for example, AC 400V) can be used.
  • a commercial AC voltage Vac for example, AC 400V
  • the DC / DC converter 10- * includes a switching circuit 11- *, a series resonance circuit 12- *, and a rectifying / smoothing circuit 13- *.
  • the switching circuit 11- * includes a pair of switch elements Q * 1 and Q * 2 (both are first switch elements) connected in series between the application terminal of the input voltage Vi and the ground terminal (GND1) of the primary circuit system 10p.
  • the DC power is converted into AC power by switching the DC input voltage Vi by complementarily turning on / off each switch element.
  • the switch elements Q * 1 and Q * 2 for example, SiC-based N-channel MISFETs can be suitably used (details will be described later).
  • the series resonance circuit 12- * is connected to the output terminal of the switching circuit 11- * (the connection node between the switch element Q * 1 and the switch element Q * 2), and the primary circuit system 10p (GND1 system) and the secondary circuit AC power is transmitted from the primary circuit system 10p to the secondary circuit system 10s while being electrically insulated from the system 10s (GND2 system).
  • the series resonant circuit 12- * includes, as circuit elements, a first transformer T * 1 for current balance / resonance (corresponding to a balance transformer) and a second transformer T * 2 for input / output insulation / resonance (main transformer). Equivalent) and resonant capacitors C * 1 and C * 2.
  • the first transformer T * 1 and the second transformer T * 2 include primary windings T * 1a and T * 2a and secondary windings T * 1b and T * 2b, respectively.
  • the first end of the primary winding T * 1a is connected to the output end of the switching circuit 11- *.
  • the second end of the primary winding T * 1a is connected to the first end of the primary winding T * 2a.
  • the second end of the primary winding T * 2a is connected to the application terminal of the DC input voltage Vi through the resonance capacitor C * 1, while the ground terminal (GND1) of the primary circuit system 10p is connected through the resonance capacitor C * 2.
  • It is connected to the. That is, the primary winding T * 1a of the first transformer T * 1, the primary winding T * 2a of the second transformer T * 2, and the resonance capacitors C * 1 and C * 2 are connected in series with each other.
  • the secondary winding T * 2b of the second transformer T * 2 is a center tap type, and is connected to the rectifying / smoothing circuit 13- * at the subsequent stage. Note that the center tap of the secondary winding T * 2b is connected to the ground terminal (GND2) of the secondary circuit system 10s.
  • the first transformer T * 1 has a separate core, and the primary winding T * 1a and the secondary winding T * 1b are insulated by a divided bobbin.
  • the secondary windings T * 1b of each phase are connected in parallel to each other to form a current balance circuit. The operation of the current balance circuit will be described in detail later.
  • the rectifying and smoothing circuit 13- * includes rectifying diodes D * 1 and D * 2 connected to the output end of the series resonant circuit 12 (secondary winding T * 2b of the second transformer T * 2) and a smoothing capacitor Co.
  • the DC output voltage Vo is generated by rectifying and smoothing the AC power transmitted from the primary circuit system 10p.
  • the anode of the rectifier diode D * 1 is connected to the first end of the secondary winding T * 2b.
  • the anode of the rectifier diode D * 2 is connected to the second end of the secondary winding T * 2b.
  • the cathodes of the rectifier diodes D * 1 and D * 2 are both connected to the output terminal of the DC output voltage Vo.
  • the smoothing capacitor Co is shared by the rectifying / smoothing circuit 13- *, and is connected between the output terminal of the DC output voltage Vo and the ground terminal (GND2) of the secondary circuit system 10s.
  • the secondary winding T * 2b of the second transformer T * 2 is a center tap system, and a full-wave rectification type rectification smoothing circuit 13- * is connected to the subsequent stage as an example.
  • the output stage of the power supply device 1 is not limited to this.
  • the secondary winding T * 2b of the second transformer T * 2 is a single tap type, and a half-wave rectification type rectifying and smoothing is performed in the subsequent stage.
  • the circuit 13- * may be connected.
  • the switch current Iq11 becomes 0A.
  • the drain-source voltage Vds11 of the switch element Q11 changes in a sine wave shape while resonating, and reaches the DC input voltage Vi.
  • the primary current IL1 is held in the same direction as before, so that the anti-parallel diode (or parasitic diode) of the switch element Q12 is turned on and the switch current Iq12 in the negative direction is turned on. Begins to flow.
  • the switch current Iq12 depends on the leakage inductance of the first transformer T11, the leakage inductance of the second transformer T12, the excitation inductance of the second transformer T12, and the capacitance value of the resonance capacitor C11. While resonating at the determined resonance frequency, the direction changes from the negative direction to the positive direction. At this time, ZVS can be realized by turning on the switch element Q12 in a time zone in which the switch current Iq12 is a negative value ( ⁇ 0 A).
  • period III when the induced voltage generated in the secondary winding T12b of the second transformer T12 rises and the rectifier diode D12 enters the forward bias state, the leakage inductance of the first transformer T11 and the second transformer T12.
  • the secondary current Id12 flows while resonating at a resonance frequency determined according to the leakage inductance and the capacitance value of the resonance capacitor C11.
  • the output current Io * generated by each DC / DC converter 10- * has a period in which a current flows in a sinusoidal shape and a period in which no current flows when viewed for each phase. If smoothing is desired, a large-capacity smoothing capacitor is required. However, since the operating phases of the DC / DC converters 10- * are shifted by 120 °, the total value of the output currents Io * (that is, the final output current Io) is considered in parallel in three phases. When the current flowing through each phase is the same, the current is always equal and the generated ripple is reduced. Accordingly, by smoothing the output current Io, which is the sum of these values, instead of smoothing the output current Io * individually, the capacitance value of the smoothing capacitor Co can be kept small.
  • FIG. 5 is a first diagram (circuit diagram in which only the secondary winding T * 1b of each phase is extracted) for explaining the current balance operation.
  • FIG. 6 is a second diagram (conceptual diagram in which the balance current I * flowing in the secondary winding T * 1b of each phase is displayed as a vector) for explaining the current balance operation.
  • the operation phase of the DC / DC converter 10- * is controlled by shifting by 120 °
  • the vector sum of the balance current I * becomes 0. Therefore, the absolute value of the balance current I * is uniquely determined. Will be equal. Therefore, if the turns ratio of the first transformer T * 1 is made uniform in all phases, the primary currents IL * flowing in the primary windings T * 1a of the respective phases become equal to each other, and a current balance operation can be realized. It becomes possible.
  • the parallel number of the DC / DC converter 10- * needs to be 3 (or a multiple of 3).
  • the six-phase DC / DC converters may be divided into two sets of three phases, and the three-phase operation phases may be shifted by 120 ° for each set. At that time, it does not matter whether or not the operating phases between the sets are matched.
  • FIG. 7 is a third diagram (a circuit diagram in which only the first transformer T * 1 of each phase is extracted) for explaining the current balance operation.
  • the symbol Lp * a indicates the primary side exciting inductance
  • the symbol Lp * b indicates the secondary side exciting inductance.
  • the symbol Ls * indicates the leakage inductance on the primary side.
  • the above current balance operation for equalizing the primary current IL * of each phase is due to the electromotive force of the excitation inductances Lp * a and Lp * b.
  • the excitation inductances Lp * a and Lp * b are in an electrically shorted state without causing electromotive force. Therefore, for the first transformer T * 1, only the leakage inductance Ls * is substantially visible.
  • the leakage inductance Ls * of the first transformer T * 1 can be used as a resonance reactor of the series resonance circuit 12- *. Therefore, the leakage inductance of the second transformer T * 2 can be designed to be smaller than that of the conventional one. As described above, since the first transformer T * 1 takes part of the resonance condition, the restriction on the leakage inductance of the second transformer T * 2 can be relaxed, so that the second transformer T * 2 can be downsized. It can be realized.
  • the first transformer T * 1 has a separate core, and the primary winding T * 1a and the secondary winding T * 1b are structurally separated by a divided bobbin.
  • the leakage inductance Ls * of the first transformer T * 1 can be increased and adjusted individually according to the circuit constant error of each phase. Therefore, the interphase current due to variations in resonance conditions It becomes possible to suppress the fluctuation of the output voltage Vo accompanying the balance.
  • FIG. 8 is a schematic diagram showing a configuration example of a divided bobbin used for the first transformer T * 1. Note that a top view (top view) of the divided bobbin 100 is depicted in the (A) column, and a side view of the divided bobbin 100 is depicted in the (B) column. In the (C) column, a vertical cross-sectional view of the divided bobbin 100 and the core 200 (a vertical cross-sectional view of the first transformer T * 1) is depicted.
  • the divided bobbin 100 includes an insulating member (for example, made of plastic) having a top surface portion 101, a bottom surface portion 102, a divided surface portion 103, a first winding shaft portion 104, a second winding shaft portion 105, and a cavity portion 106. Member).
  • the second winding shaft portion 104 is structurally insulated by the dividing surface portion 103.
  • the primary winding L1 and the secondary winding L2 are designed to be thicker as the larger current flows.
  • the turn ratio of the first transformer T * 1 is designed so that high voltage and small current are handled on the primary winding T * 1a side and low voltage and large current are handled on the secondary winding T * 1b side.
  • the secondary winding L2 is desirably designed to be thicker than the primary winding L1.
  • the core 200 includes a pair of E-type core members 210 and 220 that form a closed magnetic path by sandwiching the divided bobbin 100 from both the top surface side and the bottom surface side.
  • the E-type core members 210 and 220 have middle leg portions 211 and 221 and side leg portions 212 and 222, respectively.
  • the middle leg portions 211 and 221 are columnar members that are inserted through the hollow portions 106 of the divided bobbins 100, respectively.
  • the side legs 212 and 222 are wall-like members that protrude so as to surround the periphery of the middle legs 211 and 221, respectively, and cover all or part of the outer peripheral edge of the divided bobbin 100.
  • the middle leg portions 211 and 221 are communicated with the cavity portion 106 of the divided bobbin 100 in such a manner that the front end surfaces thereof are abutted with each other.
  • the side legs 212 and 222 cover all or part of the outer peripheral edge of the divided bobbin 100 in such a manner that the front end surfaces of each of the side legs 212 and 222 face each other.
  • the gap 230 (gap distance) between the intermediate legs 211 and 221 is adjusted by appropriately cutting the tip surfaces of the middle legs 211 and 221. Good.
  • the leakage inductance Ls * of the first transformer T * 1 is increased and the circuit constants of each phase are set. It is possible to individually adjust according to the error.
  • ⁇ Adopting SiC-based MISFET> In the case where the power supply device 1 is for high power, a Si-based IGBT or MOSFET is not used as the switch elements Q * 1 and Q * 2 forming the switching circuit 11- *, but a higher breakdown voltage (for example, it is desirable to use a SiC-based MISFET having a breakdown voltage of 900 V to 1200 V and capable of performing a high frequency operation.
  • Wide band gap semiconductors such as SiC have a high breakdown electric field (Si: 0.3 MV / cm versus SiC: 2.8 MV / cm). Thin and high carrier concentration can be designed. Therefore, if the chip area is the same, the SiC base has a lower on-resistance than the Si base (1/10 or less of Si), and the chip area when realizing the same on-resistance can be reduced. High speed operation can be realized by reducing the parasitic capacitance of the FET. If the carrier concentration profile is the same, the SiC base can achieve a higher device breakdown voltage than the Si base.
  • SiC-based MISFETs are used as the switch elements Q * 1 and Q * 2, it is possible to receive an input of a higher DC input voltage Vi than when a Si-based MOSFET is used, and Si The switching frequency can be set higher than in the case of using the base IGBT. Therefore, a large capacity and small power supply device 1 can be realized without unnecessarily increasing the number of parallel phases of the DC / DC converter 10- *.
  • the parallel number of the DC / DC converter 10- * can only be 3 (or a multiple of 3), so that the switching elements Q * 1 and Q * 2
  • the DC input voltage Vi can be set to, for example, 600 V or more. Therefore, it is possible to realize a large capacity.
  • the switching frequency when Si-based IGBTs or the like are used as the switch elements Q * 1 and Q * 2, the switching frequency must be set to 20 kHz or less, for example. Therefore, in order to reduce the magnetic flux density of the second transformer T * 2, it is necessary to increase the effective sectional area of the core or increase the number of turns of the primary winding T * 2a and the secondary winding T * 2b. The size of the second transformer T * 2 is increased.
  • the switching frequency can be set to, for example, 150 kHz or more, so that the effective cross-sectional area and winding of the core can be set. Without increasing the number unnecessarily, it is possible to reduce the magnetic flux density of the second transformer T * 2 and suppress its magnetic saturation. This can be said to be very effective in realizing the downsizing of the second transformer T * 2 together with the partial sharing of the resonance reactor by the first transformer T * 1 described above.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a second embodiment of the power supply device 1.
  • the power supply device 1 of the present embodiment has basically the same configuration as that of the first embodiment, and the current detection circuit 14- * is provided on the secondary winding T * 1b side forming the first transformer T * 1. It has the feature in the point which added. Therefore, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 3, and redundant descriptions are omitted. In the following, characteristic portions of the second embodiment will be mainly described.
  • the power supply device 1 of the second embodiment includes a current detection circuit in addition to the switching circuit 11- *, the series resonance circuit 12- *, and the rectifying / smoothing circuit 13- *, which are circuit elements of the DC / DC converter 10- *. 14- *, a control circuit 15, an insulated gate driver circuit 16- *, and an output feedback circuit 17.
  • the current detection circuit 14- * is provided in a control circuit system 10c (secondary winding T * 1b side of the first transformer T * 1) that is electrically insulated from the primary circuit system 10p and the secondary circuit system 10s.
  • the balance current I * flowing through the secondary winding T * 1b is detected to generate a balance current detection signal DET *, which is sent to the control circuit 15.
  • the control circuit 15 is provided in the control circuit system 10c and functions as a control subject of the switching circuit 11- *. More specifically, the control circuit 15 generates gate signals G * 1 and G * 2 having a frequency corresponding to the feedback signal FB input from the output feedback circuit 17, and outputs the gate signals G * 1 and G * 2 to the insulated gate driver circuit 16- *. Via the switching circuit 11- * (and thus switching elements Q * 1 and Q * 2). By such output feedback control, a desired output voltage Vo can be generated.
  • the control circuit 15 also functions to monitor the resonance state and control and protect the switch elements Q * 1 and Q * 2 according to the balance current detection signal DET * input from the current detection circuit 14- *. It also has. For example, when the series resonance circuit 12- * falls into an abnormal resonance state, the balance current I * (and thus the primary current IL * and the switch current Iq * 1 flowing through the switch elements Q * 1 and Q * 2). And Iq * 2) fall into an overcurrent state, the control circuit 15 can forcibly stop the on / off operation of the switch elements Q * 1 and Q * 2, so that the safety of the power supply device 1 is improved. It becomes possible to raise.
  • the insulated gate driver circuit 16- * electrically insulates between the control circuit system 10c and the primary circuit system 10p, and gate signals G * 1 and G * 2 from the control circuit 15 to the switching circuit 11- *. To communicate.
  • the output feedback circuit 17 generates a feedback signal FB corresponding to the output voltage Vo while electrically insulating the secondary circuit system 10s and the control circuit system 10c, and transmits this to the control circuit 15.
  • control circuit 15, the insulated gate driver circuit 16- *, and the output feedback circuit 17 are circuit blocks that are also present in the first embodiment (for convenience of illustration, in FIG. Not explicitly).
  • the primary winding T * 1a and the secondary winding T * 1b of the first transformer T * 1 are structurally separated by the divided bobbin 100 (see FIG. 8). Therefore, the primary circuit system 10p and the control circuit system 10c are completely electrically insulated. Therefore, by providing the current detection circuit 14- * in the control circuit system 10c, the balance current I * (and the primary current IL * flowing through each phase, and the switches flowing through the switch elements Q * 1 and Q * 2). The currents Iq * 1 and Iq * 2) can be detected safely and individually.
  • the direct current input voltage Vi becomes very high, so that the current detection circuit 14- * or the control circuit 15 as in the present embodiment. Is preferably electrically insulated from the primary circuit system 10p.
  • the second transformer T * 2 does not have to have a special structure, and thus the size can be reduced. This is very important for realizing the miniaturization of the second transformer T * 2 together with the partial sharing of the resonance reactor by the first transformer T * 1 and the high-speed switching by adopting the SiC-based MISFET. It can be said that it is effective.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a third embodiment of the power supply device 1.
  • the power supply device 1 of the third embodiment has basically the same configuration as that of the first embodiment, and the current balance control circuit 18 is provided on the secondary winding T * 1b side forming the first transformer T * 1. It has the feature in the point which added. Therefore, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 3, and redundant descriptions are omitted. In the following, feature portions of the third embodiment will be mainly described.
  • the current balance control circuit 18 includes a switch element Q41 (corresponding to a second switch element) and diodes D41 and D42.
  • the switch element Q41 for example, an N-channel MOSFET can be suitably used.
  • all the secondary windings T * 1b forming the first transformer T * 1 are changed to the center tap method.
  • the drain of the switch element Q41 is connected to the cathodes of the diodes D41 and D42.
  • the source of the switch element Q41 is connected to the center tap of the secondary winding T * 1b (the ground terminal GND1 of the primary circuit system 10p).
  • a current balance control signal Sbc is applied to the gate of the switch element Q41.
  • the anode of the diode D41 is connected to the first end of the secondary winding T * 1b.
  • the anode of the diode D42 is connected to the second end of the secondary winding T * 1b.
  • the secondary winding T * 1b can be short-circuited by turning on the switch element Q41, so that the current balance function described above can be stopped.
  • the diodes D41 and D42 are provided to prevent a current that flows through the body diode of the switch element Q41.
  • FIG. 11 is an equivalent circuit diagram (corresponding to an equivalent circuit diagram of the power supply device 1) for explaining the output fluctuation at the time of light load.
  • the output impedance r1 of the power supply device 1 is a variable parameter ( ⁇ Ls *) caused by the inductor, and varies according to the increase / decrease of the leakage inductance Ls *.
  • the output impedance r1 basically shows a high value with respect to the change amount ⁇ V2 (switching frequency f: MHz order) of the DC output voltage Vo due to the current balance operation. Therefore, if the load is heavy, even if the output impedance r1 varies due to the current balance operation, this hardly affects the change amount ⁇ V2 of the DC output voltage Vo.
  • the fluctuation of the output impedance r1 accompanying the current balance operation appears as a change amount ⁇ V2 of the DC output voltage Vo.
  • Such a phenomenon occurs because the current balance operation is performed. Therefore, for example, the control circuit 15 is used to monitor the load state (the magnitude of the output current Io), and when the power supply device 1 is in a light load state, the secondary winding T * 1b is short-circuited to provide a current balance function. By switching the logic level of the current balance control signal Sbc so as to stop, it is possible to avoid the above phenomenon (output increase at light load).
  • the divisional bobbin 100 (see FIG. 8) is used to structurally connect the primary winding T * 1a and the secondary winding T * 1b. Therefore, the current balance function stop control (switch element Q41 on / off control) can be safely performed by the control circuit system 10c electrically insulated from the primary circuit system 10p.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the power supply device 1.
  • the power supply device 1 of the fourth embodiment has basically the same configuration as that of the third embodiment, and generates a DC output voltage Vo having the same voltage value as the DC input voltage Vi (primary circuit system 10p). And the secondary circuit system 10s). Therefore, the same components as those in the third embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 10, and redundant descriptions are omitted. In the following, feature portions of the third embodiment will be mainly described.
  • the second transformers T * 2X and T * 2Y having a turns ratio of 1: 1 are connected in series as the main transformer for input / output insulation and resonance.
  • the configuration of the rectifying / smoothing circuit 13- * is changed.
  • the second transformers T * 2X and T * 2Y include primary windings T * 2Xa and T * 2Ya and secondary windings T * 2Xb and T * 2Yb, respectively.
  • the first end of the primary winding T * 2Xa is connected to the primary winding T * 1a of the first transformer T * 1.
  • the second end of the primary winding T * 2Xa is connected to the first end of the primary winding T * 2Ya.
  • the second end of the primary winding T * 2Ya is connected to the resonant capacitors C * 1 and C * 2.
  • the rectifying / smoothing circuit 13- * includes rectifying diodes D * 3 and D * 4 for each phase, and includes smoothing capacitors Co1 and Co2 shared by the phases.
  • the anode of the rectifier diode D * 3 and the cathode of the rectifier diode D * 4 are both connected to the first end of the secondary winding T * 2Xb.
  • the second end of the secondary winding T * 2Xb is connected to the first end of the secondary winding T * 2Yb.
  • the cathode of the rectifier diode D * 3 is connected to the output terminal of the DC output voltage Vo.
  • the anode of the rectifier diode D * 4 is connected to the ground terminal (GND2) of the secondary circuit system 10s.
  • the first end of the smoothing capacitor Co1 is connected to the output end of the DC output voltage Vo.
  • the second end of the smoothing capacitor Co1 and the first end of the smoothing capacitor Co2 are both connected to the second end of the secondary winding T * 2Yb.
  • the second end of the smoothing capacitor Co2 is connected to the ground terminal (GND2) of the secondary circuit system 10s.
  • the DC output voltage Vo having the same voltage value as the DC input voltage Vi is generated, and only the primary circuit system 10p and the secondary circuit system 10s are insulated. .
  • the rectifier diodes D * 3 and D * 4 have a high breakdown voltage (900V to 1200V breakdown voltage). It is desirable to employ a SiC-based Schottky barrier diode or the like having a low forward drop voltage. By adopting such a configuration, the efficiency of the power supply device 1 for high power can be further improved.
  • two second transformers T * 2X and T * 2Y are used in series as the main transformer for input / output insulation and resonance.
  • the applied voltage for each transformer can be reduced to 1 ⁇ 2, so that it is possible to avoid the dispersion of heat generation and magnetic saturation.
  • the size of the main transformer is (1) part of the resonance reactor by the first transformer T * 1, and (2) faster switching by adopting a SiC-based MISFET.
  • the second transformer T * 2 can be sufficiently reduced by simplifying the second transformer T * 2 by adding a circuit to the first transformer T * 1. Therefore, even if the main transformer is divided into the second transformers T * 2X and T * 2Y, it is not so bulky.
  • FIG. 13 is a table showing measurement conditions. As shown in this figure, in this experiment, by driving the power supply device 1 of the fourth embodiment under the settings of input / output voltage: 600 V, output power: 5 kW, and switching frequency: 182 kHz, Actual measurements were taken.
  • SiC-based MOSFETs withstand voltage 1200V, withstand current 40A
  • the rectifier diodes D * 3 and D * 4 on the secondary side are as follows: A SiC-based SBD [Schottky barrier diode] (withstand voltage 1200 V, withstand current 10 A) was used.
  • the capacitances of the resonant capacitors C * 1 and C * 2 were 60 nF, respectively.
  • the combined excitation inductances formed from the two second transformers T * 2X and T * 2Y of each phase (1, 2, 3) were 110.7 ⁇ H, 116.1 ⁇ H, and 113.7 ⁇ H, respectively.
  • the combined leakage inductance formed by the first transformer T * 1 and the two second transformers T * 2X and T * 2Y of each phase (1, 2, 3) is 12.0 ⁇ H and 11.6 ⁇ H, respectively. 11.6 ⁇ H. Note that an error in the inductance value of each phase is unintentionally generated at the time of manufacture.
  • FIG. 14 is an actual measurement waveform diagram showing the drain current Id (right vertical axis) and the drain-source voltage Vds (left vertical axis) of the primary-side SiC MOSFET.
  • the drain current Id corresponds to the previous switch current Iq12
  • the drain-source voltage Vds corresponds to the previous drain-source voltage Vds12.
  • the actually measured waveform shown in this figure is in good agreement with the simulation waveform shown in the timing chart of FIG.
  • FIG. 15 is a circuit configured with the same circuit constants as in FIG. 13 and drives the power supply device 1 of the fourth embodiment under the settings of input / output voltage: 800 V, output power: 5 kW, and switching frequency: 162 kHz. It is the actual measurement waveform figure similar to FIG. Thus, by using a SiC MOSFET having a withstand voltage of 1200 V, an operation that cannot be performed by a Si FET having a withstand voltage of about 900 V has been demonstrated.
  • FIGS. 16 and 17 are actual measurements showing forward currents of the secondary SiC SBD (rectifier diodes D13, D23, and D33 in the example of this figure) when actual measurement is performed under the circuit conditions of FIG. It is a waveform diagram.
  • FIG. 16 shows the case without current balance
  • FIG. 17 shows the case with current balance. As is clear from the comparison between the two figures, it can be seen that the forward current of each phase is made uniform by the current balance operation.
  • FIG. 18 is a comparison table of the combined current average value and the combined ripple current.
  • the combined current average value is 17.0 A when the current balance operation is not performed, and 16.7 A when the current balance operation is performed.
  • the combined ripple current is 6.45A (37.8%) when there is no current balance operation, and 4.30A (25.7%) when there is current balance operation, confirming the improvement of ripple current. It was done.
  • an inspection unit that automatically performs the above-described inspection processing and notifies the host (such as a microcomputer outside the power supply device 1) of the result is provided. Good. It is also possible to give the above-described control circuit 15 a function as an inspection unit. Alternatively, the above-described inspection process may be performed from the outside of the power supply device 1 in a pre-shipment inspection of the power supply device 1.
  • the power supply device according to the present invention can be used, for example, as an insulated power supply device for industrial machines or infrastructure facilities, and is particularly suitable for the purpose of insulation of equipment using an AC400V commercial AC power supply. It is possible to use.

Landscapes

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Abstract

　電源装置１は、各々の動作位相が１２０°ずつずらされた３相の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊（＊＝１、２、３）を並列に有する。コンバータ１０－＊は、スイッチング回路１１－＊と直列共振回路１２－＊と整流平滑回路１３－＊を含む。直列共振回路１２－＊は、それぞれ、トランスＴ＊１及びＴ＊２と、共振コンデンサＣ＊１及びＣ＊２とを含む。トランスＴ＊１の一次巻線Ｔ＊１ａ、トランスＴ＊２の一次巻線Ｔ＊２ａ、及び、共振コンデンサＣ＊１及びＣ＊２は、直列に接続されている。トランスＴ＊２の二次巻線Ｔ＋２ｂは、整流平滑回路１３－＊に接続されている。トランスＴ＊１は、それぞれ、別々のコアを備えており、分割ボビンによって一次巻線Ｔ＊１ａと二次巻線Ｔ＊１ｂとが絶縁されており、かつ、各相の二次巻線Ｔ＊１ｂが並列に接続されている。

Description

電源装置
　本発明は、電源装置に関する。
　共振型スイッチング電源は、電流または電圧を正弦波状に制御し、電流及び電圧のいずれかがほぼ０の状態でスイッチングさせることによって、スイッチング損失及びノイズを劇的に低減することができる。
　特に、直列共振型スイッチング電源は、電流電圧共振回路であるので、スイッチング損失を低減することができるだけでなく、例えば他の共振型方式であるフェーズシフトフルブリッジ方式と比較して回路中の電圧サージも小さく高効率を実現することのできる回路として、液晶テレビやサーバの電源を始めとして、多くの機器に導入されている。
特開平１０－２２９６７６号公報 特開２００１－７８４４９号公報 特開２００９－１４８１３５号公報
　直列共振型スイッチング電源では、一般的に、スイッチング素子の周波数変調制御（ＰＦＭ［pulse frequency modulation］制御）により出力電圧の調整が行われる。ここで、素子耐圧が比較的高いＳｉベースのＩＧＢＴ［insulated gate bipolar transistor］をスイッチング素子として使用すると、ターンオフ時におけるテール電流の影響で高周波化ができないことから、絶縁トランスの大きさが大きくなり過ぎてしまう。そのため、これまでは、素子耐圧が比較的低いＳｉベースのＭＯＳＦＥＴ［metal-oxide-semiconductor field effect transistor］がスイッチング素子として使用されていた。そのため、ハーフブリッジの片アームを１デバイス（単一のＭＯＳＦＥＴ）で形成した場合、直列共振型スイッチング電源に入力することのできる入力電圧として４００Ｖ前後が上限であった。
　なお、大電力向けの場合には、直列共振回路を並列接続させることにより、出力電力の向上を図っていたが、並列回路間の動作が同位相の場合には、出力のリップル電流が重畳して、大きなリップル電流となる問題があった（特許文献１など）。
　一方、並列接続された３相の直列共振回路を１２０°ずつ位相をずらして動作させ、互いの回路間の電流をバランスさせる技術が存在する。しかしながら、例えば、特許文献２では、同一のコアに各相のバランスリアクトルを巻き付けていたので、各々のリーケッジインダクタンスを個別に調整することが難しく、大きなリーケッジインダクタンスを別に準備する必要があった。そのため、特許文献２では、回路規模が大きくなる上、各相のバランスリアクトルに流れる電流を個別にかつ安全に検知することも困難であった。
　また、特許文献３では、主回路の一次側と二次側を絶縁する用途を担うトランスの形状が特殊になり、トランスの小型化を阻害していた。
　さらに、これらの電流バランス方式では、電流バランス機能に起因して発生する問題として、軽負荷時にはバランスリアクトルの起電に伴う出力電圧の増加が顕在化するという現象があった。
　本発明は、本願の発明者らにより見出された上記の問題点に鑑み、回路規模の不要な増大を招くことなく、並列接続された直列共振回路に各々流れる電流をバランスさせることのできる電源装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明に係る電源装置は、直流入力電圧の入力端と直流出力電圧の出力端との間に並列接続されており、各々の動作位相が１２０°ずつずらされた３相の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを有し、前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれ、第１スイッチ素子を用いて前記直流入力電圧をスイッチングすることにより直流を交流に変換するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力端に接続された直列共振回路と、前記直列共振回路の出力端に接続された整流平滑回路と、を含み、前記直列共振回路は、それぞれ、第１トランス及び第２トランスと、共振コンデンサとを含み、前記第１トランスの一次巻線、前記第２トランスの一次巻線、及び、前記共振コンデンサは、互いに直列接続されており、前記第２トランスの二次巻線は、前記整流平滑回路に接続されており、前記第１トランスは、それぞれ、別々のコアを備えており、一次巻線と二次巻線とが所定のリーケッジインダクタンスを具備して絶縁されており、かつ、各相の二次巻線が互いに並列接続されている構成（第１の構成）とされている。
　なお、上記第１の構成から成る電源装置は、前記第１トランスの一次巻線と二次巻線とが分割ボビンによって絶縁されている構成（第２の構成）にするとよい。
　また、上記第１の構成から成る電源装置は、前記第１トランスの二次巻線側に設けられて前記二次巻線に流れる電流を検知する電流検知回路と、前記電流検知回路の検知結果に応じて、共振状態の監視、並びに、前記第１スイッチの制御及び保護を行う制御回路と、をさらに有する構成（第３の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第３いずれかの構成から成る電源装置は、前記第１トランスの二次巻線側に設けられており、電流バランス制御信号に応じて、前記第１トランスの二次巻線を短絡させる第２スイッチ素子をさらに有する構成（第４の構成）にするとよい。
　また、上記第４の構成から成る電源装置において、前記電流バランス制御信号は、前記電源装置が軽負荷状態であるときに前記二次巻線を短絡させる論理レベルとなる構成（第５の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第５いずれかの構成から成る電源装置において、前記第１スイッチ素子は、いずれも、ＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴ［metal-insulator-semiconductor field effect transistor］素子である構成（第６の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第６いずれかの構成から成る電源装置において、前記直流出力電圧は前記直流入力電圧と同一の電圧値である構成（第７の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第７いずれかの構成から成る電源装置において、前記整流平滑回路は全波整流型である構成（第８の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第８いずれかの構成から成る電源装置において、前記整流平滑回路は整流素子としてＳｉＣベースのショットキーバリアダイオードを含む構成（第９の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第９いずれかの構成から成る電源装置は、商用交流電圧から前記直流入力電圧を生成する直流電源回路をさらに有する構成（第１０の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第１０いずれかの構成から成る電源装置は、前記直列共振回路の共振周波数以外の電流振動が生じているか否かに応じて電流バランス動作が正常であるか否かを検査する検査部をさらに有する構成（第１１の構成）にするとよい。
　本発明によれば、回路規模の不要な増大を招くことなく、並列接続された直列共振回路に各々流れる電流をバランスさせることのできる電源装置を提供することが可能となる。
ＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの一構成例を示す回路図 リアクトルＬｓに流れる電流Ｉｓの挙動を示す電流波形図 電源装置１の第１実施形態を示す回路図 電源装置１の基本動作を説明するためのタイミングチャート 電流バランス動作を説明するための第１図 電流バランス動作を説明するための第２図 電流バランス動作を説明するための第３図 分割ボビンの一構成例を示す模式図 電源装置１の第２実施形態を示す回路図 電源装置１の第３実施形態を示す回路図 軽負荷時における出力変動を説明するための等価回路図 電源装置１の第４実施形態を示す回路図 測定条件を示すテーブル １次側ＳｉＣＭＯＳＦＥＴのドレイン電流及びドレイン・ソース間電圧を示す実測波形図（入出力電圧：６００Ｖ、出力電力：５ｋＷ、スイッチング周波数：１８２ｋＨｚ） １次側ＳｉＣＭＯＳＦＥＴのドレイン電流及びドレイン・ソース間電圧を示す実測波形図（入出力電圧：８００Ｖ、出力電力：５ｋＷ、スイッチング周波数：１６２ｋＨｚ） ２次側ＳｉＣＳＢＤの順方向電流を示す実測波形図（電流バランスなし） ２次側ＳｉＣＳＢＤの順方向電流を示す実測波形図（電流バランスあり） 合成電流平均値及び合成後リップル電流の対比テーブル
＜ＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ＞
　本発明に係る電源装置の実施形態を説明するに先立ち、その重要な構成要素の一つであるＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの基本構成と動作について説明しておく。
　図１は、ＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの一構成例を示す回路図である。本構成例のＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０（以下では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と略称する）は、直流入力電圧Ｖｉの入力を受けて直流出力電圧Ｖｏを出力する電力変換回路であり、スイッチング回路１１と、直列共振回路１２と、整流平滑回路１３と、を有する。
　スイッチング回路１１は、入力電圧Ｖｉの印加端と一次回路系１０ｐの接地端（ＧＮＤ１）との間に直列接続されたスイッチ素子Ｑ１及びＱ２を含み、各々を相補的にオン／オフさせて直流入力電圧Ｖｉをスイッチングすることにより、直流電力を交流電力に変換する。なお、本明細書中の「相補的」という文言は、各スイッチ素子のオン／オフが完全に逆転している場合のほか、各スイッチ素子のオン／オフ遷移タイミングに遅延が与えられている場合（同時オフ期間（デッドタイム）が設けられている場合）も含む。
　直列共振回路１２は、スイッチング回路１１の出力端（スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２との接続ノード）に接続されており、絶縁トランスＴＲ１を用いて一次回路系１０ｐ（ＧＮＤ１系）と二次回路系１０ｓ（ＧＮＤ２系）とを電気的に絶縁しつつ、一次回路系１０ｐから二次回路系１０ｓに交流電力を伝達する。
　整流平滑回路１３は、直列共振回路１２の出力端（トランスＴＲ１の二次巻線）に接続された整流ダイオードＤ１及びＤ２と平滑コンデンサＣ１を含み、一次回路系１０ｐから伝達された交流電力を整流及び平滑することにより、直流出力電圧Ｖｏを生成する。
　本構成例のＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、直列共振回路１２は、その共振動作に関与する回路要素として、リアクタンスＬｓ及びＬｐと、共振コンデンサＣｒ１及びＣｒ２（いずれも容量値Ｃｒ）を含む。直列共振回路１２を構成する際には、絶縁トランスＴＲ１を１つだけ用意し、そのリーケッジインダクタンスから１つ目のリアクトルＬｓを生成し、励磁インダクタンスから２つ目のリアクトルＬｐを生成することが例えば５００Ｗ以下程度の低・中出力電力電源では一般的である。
　リアクトルＬｓには、スイッチング回路１１の動作状態（スイッチ素子Ｑ１及びＱ２のオン／オフ状態）により、電流経路（１）及び（２）の一方を介して電流Ｉｓが流れる。また、電流経路（１）の動作時には、共振状態によっては二次回路系１０ｓが導通することにより、整流ダイオードＤ１に電流経路（３）を介した電流が流れる。なお、電流経路（１）を流れる電流のうち、電流経路（３）を流れる電流に対応する成分は、共振周期２π√｛Ｌｓ・Ｃｒ｝で共振しながらリアクトルＬｓに流れる（図２の小破線を参照）。一方、それ以外の電流成分は、共振周期２π√（（Ｌｓ＋Ｌｐ）・Ｃｒ）で共振しながらリアクトルＬｓに流れる（図２の大破線を参照）。従って、これらを足し合わせた電流Ｉｓは、２つの共振周波数を持つことになる（図２の太実線を参照）。
　今、スイッチ素子Ｑ１をオンとしてスイッチ素子Ｑ２をオフとすることにより、電流経路（１）を介して電流を流している最中にスイッチ素子Ｑ１をオフさせると、リアクトルＬｓ及びＬｐに流れる電流が保持されるので、電流経路が（１）から（２）に変化して、スイッチ素子Ｑ２に付随する逆並列ダイオード（または寄生ダイオード）がオンとなる。この逆並列ダイオードがオンすると、スイッチ素子Ｑ２に電圧がほぼ掛かっていない状態となる。従って、この状態が保たれている期間を狙ってスイッチ素子Ｑ２をオンすれば、ゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳ［zero voltage switching］と呼ぶ）を実現することができるので、スイッチング回路１１で生じるスイッチング損失及びノイズを劇的に低減することが可能となる。
　なお、上記のようにスイッチ素子Ｑ１をオンからオフに切り替えたとき、スイッチ素子Ｑ１の寄生容量とリアクトルＬｓ及びＬｐは、電源端（直流入力電圧Ｖｉの印加端）から見て直列に接続された状態となるので、スイッチ素子Ｑ１の両端間電圧は、共振しながら上昇する（電圧共振）。一方、スイッチ素子Ｑ１がオンされているときには、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流がリアクトルＬｓ及びＬｐと共振コンデンサＣｒ２によって共振される（電流共振）。これらの挙動から、ＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、電流電圧共振回路であると言うことができる。
＜第１実施形態＞
　図３は、電源装置１の第１実施形態を示す回路図である。本実施形態の電源装置１は、各々の動作位相が１２０°ずつずらされた３相のＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊（ただし、＊＝１、２、３、以下も同様）と、直流電源回路２０とを有する。なお、以下の説明では、ＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊を単にＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊と略称する。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊は、基本的に先の図１と同様の構成であり、直流入力電圧Ｖｉ（例えばＤＣ８００Ｖ）の入力端と直流出力電圧Ｖｏ（例えばＤＣ４００Ｖ）の出力端との間に３相並列接続されている。
　直流電源回路２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊に対して直流入力電圧Ｖｉを供給する。なお、直流電源回路２０としては、例えば、商用交流電圧Ｖａｃ（例えばＡＣ４００Ｖ）から直流入力電圧Ｖｉを生成するＡＣ／ＤＣコンバータを用いることができる。
　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊の内部構成について詳述する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊は、スイッチング回路１１－＊と、直列共振回路１２－＊と、整流平滑回路１３－＊と、を含む。
　スイッチング回路１１－＊は、入力電圧Ｖｉの印加端と一次回路系１０ｐの接地端（ＧＮＤ１）との間に直列接続された一対のスイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２（いずれも第１スイッチ素子に相当）を含むハーフブリッジ型であり、各スイッチ素子を相補的にオン／オフさせて直流入力電圧Ｖｉをスイッチングすることにより、直流電力を交流電力に変換する。なお、スイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２としては、例えば、ＳｉＣベースのＮチャネル型ＭＩＳＦＥＴを好適に用いることができる（詳細は後述）。
　直列共振回路１２－＊は、スイッチング回路１１－＊の出力端（スイッチ素子Ｑ＊１とスイッチ素子Ｑ＊２の接続ノード）に接続されており、一次回路系１０ｐ（ＧＮＤ１系）と二次回路系１０ｓ（ＧＮＤ２系）とを電気的に絶縁しつつ、一次回路系１０ｐから二次回路系１０ｓに交流電力を伝達する。
　直列共振回路１２－＊は、その回路要素として、電流バランス兼共振用の第１トランスＴ＊１（バランストランスに相当）と、入出力絶縁兼共振用の第２トランスＴ＊２（メイントランスに相当）と、共振コンデンサＣ＊１及びＣ＊２と、を含む。なお、第１トランスＴ＊１及び第２トランスＴ＊２は、それぞれ、一次巻線Ｔ＊１ａ及びＴ＊２ａと、二次巻線Ｔ＊１ｂ及びＴ＊２ｂと、を含む。
　一次巻線Ｔ＊１ａの第１端は、スイッチング回路１１－＊の出力端に接続されている。一次巻線Ｔ＊１ａの第２端は、一次巻線Ｔ＊２ａの第１端に接続されている。一次巻線Ｔ＊２ａの第２端は、共振コンデンサＣ＊１を介して直流入力電圧Ｖｉの印加端に接続される一方、共振コンデンサＣ＊２を介して一次回路系１０ｐの接地端（ＧＮＤ１）に接続されている。つまり、第１トランスＴ＊１の一次巻線Ｔ＊１ａ、第２トランスＴ＊２の一次巻線Ｔ＊２ａ、及び、共振コンデンサＣ＊１及びＣ＊２は、互いに直列接続されている。
　第２トランスＴ＊２の二次巻線Ｔ＊２ｂは、センタータップ方式とされており、後段の整流平滑回路１３－＊に接続されている。なお、二次巻線Ｔ＊２ｂのセンタータップは、二次回路系１０ｓの接地端（ＧＮＤ２）に接続されている。
　第１トランスＴ＊１は、それぞれ別々のコアを備えており、分割ボビンによって一次巻線Ｔ＊１ａと二次巻線Ｔ＊１ｂとが絶縁されている。また、各相の二次巻線Ｔ＊１ｂは、互いに並列接続されており、電流バランス回路を形成している。なお、電流バランス回路の動作については、後ほど詳述する。
　整流平滑回路１３－＊は、直列共振回路１２の出力端（第２トランスＴ＊２の二次巻線Ｔ＊２ｂ）に接続された整流ダイオードＤ＊１及びＤ＊２と平滑コンデンサＣｏを含み、一次回路系１０ｐから伝達された交流電力を整流及び平滑することにより、直流出力電圧Ｖｏを生成する。
　整流ダイオードＤ＊１のアノードは、二次巻線Ｔ＊２ｂの第１端に接続されている。整流ダイオードＤ＊２のアノードは、二次巻線Ｔ＊２ｂの第２端に接続されている。整流ダイオードＤ＊１及びＤ＊２のカソードは、いずれも直流出力電圧Ｖｏの出力端に接続されている。平滑コンデンサＣｏは、整流平滑回路１３－＊によって共有されており、直流出力電圧Ｖｏの出力端と二次回路系１０ｓの接地端（ＧＮＤ２）との間に接続されている。
　なお、本構成例では、第２トランスＴ＊２の二次巻線Ｔ＊２ｂをセンタータップ方式とし、その後段に全波整流型の整流平滑回路１３－＊を接続した構成を例に挙げたが、電源装置１の出力段はこれに限定されるものではなく、例えば、第２トランスＴ＊２の二次巻線Ｔ＊２ｂをシングルタップ方式とし、その後段に半波整流型の整流平滑回路１３－＊を接続した構成としても構わない。
　図４は、電源装置１の基本動作を説明するためのタイミングチャートであり、上から順に、スイッチ素子Ｑ１１及びＱ１２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１１及びＶｇｓ１２、スイッチ素子Ｑ１１及びＱ１２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１及びＶｄｓ１２、スイッチ素子Ｑ１１及びＱ１２に流れるスイッチ電流Ｉｑ１１及びＩｑ１２、一次巻線Ｔ１１ａに流れる一次電流ＩＬ１、整流ダイオードＤ１１及びＤ１２に流れる二次電流Ｉｄ１１及びＩｄ１２、並びに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊で各々生成される出力電流Ｉｏ＊（＝Ｉｄ＊１＋Ｉｄ＊２）が描写されている。
　期間Ｉ（時刻ｔ１～ｔ２）において、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１１が０となり、スイッチ素子Ｑ１１がオフすると、スイッチ電流Ｉｑ１１が０Ａとなる。このとき、スイッチ素子Ｑ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１は、共振しながら正弦波状に変化して直流入力電圧Ｖｉに至る。なお、スイッチ素子Ｑ１１がオフされても、一次電流ＩＬ１はそれまでと同一の向きに保持されるので、スイッチ素子Ｑ１２の逆並列ダイオード（もしくは寄生ダイオード）がオンして、負方向のスイッチ電流Ｉｑ１２が流れ始める。
　期間ＩＩ（時刻ｔ２～ｔ３）において、スイッチ電流Ｉｑ１２は、第１トランスＴ１１のリーケッジインダクタンス、第２トランスＴ１２のリーケッジインダクタンス、第２トランスＴ１２の励磁インダクタンス、及び、共振コンデンサＣ１１の容量値に応じて決定する共振周波数で共振しつつ、負方向から正方向に変化していく。このとき、スイッチ電流Ｉｑ１２が負値（＜０Ａ）である時間帯にスイッチ素子Ｑ１２をオンすることで、ＺＶＳを実現することができる。
　期間ＩＩＩ（時刻ｔ３～ｔ４）において、第２トランスＴ１２の二次巻線Ｔ１２ｂに生じる誘起電圧が上昇して整流ダイオードＤ１２が順バイアス状態になると、第１トランスＴ１１のリーケッジインダクタンス、第２トランスＴ１２のリーケッジインダクタンス、及び、共振コンデンサＣ１１の容量値に応じて決定する共振周波数で共振しながら二次電流Ｉｄ１２が流れる。
　期間ＩＶ（時刻ｔ４～ｔ５）において、二次電流Ｉｄ１２が整流ダイオードＤ１２の整流作用によってスイッチング半周期で０Ａになると、その後は、第１トランスＴ１１のリーケッジインダクタンス、第２トランスＴ１２のリーケッジインダクタンス、第２トランスＴ１２の励磁インダクタンス、及び、共振コンデンサＣ１１の容量値に応じて決定する共振周波数で共振しながら、一次電流ＩＬ１が流れる。
　その後、スイッチ素子Ｑ１２がオフすると、上記で説明した期間Ｉ～ＩＶと同様の動作が逆側のアームで起こる。
　なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊で各々生成される出力電流Ｉｏ＊は、各相毎に見ると、正弦波状に電流が流れる期間と電流が流れない期間を有しており、これらを各個に平滑しようとすると、大容量の平滑コンデンサが必要となる。ただし、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊は、各々の動作位相が１２０°ずつずらされていることから、３相並列で考えると、出力電流Ｉｏ＊の合計値（すなわち最終的な出力電流Ｉｏ）は、各相に流れる電流が等しい場合に常に等しくなり、発生するリップルが小さくなる。従って、出力電流Ｉｏ＊を各個に平滑するのではなく、これらの合計値である出力電流Ｉｏを平滑することにより、平滑コンデンサＣｏの容量値を小さく抑えることが可能となる。
＜電流バランス動作＞
　次に、第１トランスＴ＊１の二次巻線Ｔ＊１ｂを用いた電流バランス回路の動作について、図５～図７を参照しつつ詳細に説明する。
　図５は、電流バランス動作を説明するための第１図（各相の二次巻線Ｔ＊１ｂのみを抽出した回路図）である。本図で示すように、各相の二次巻線Ｔ＊１ｂを互いに並列接続すると、キルヒホッフの法則により、各相の二次巻線Ｔ＊１ｂに流れるバランス電流Ｉ＊の和（＝Ｉ１＋Ｉ２＋Ｉ３）が０Ａとなる。
　図６は、電流バランス動作を説明するための第２図（各相の二次巻線Ｔ＊１ｂに流れるバランス電流Ｉ＊をベクトル表示した概念図）である。本図で示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊の動作位相を１２０°ずつずらして制御すると、バランス電流Ｉ＊のベクトル和が０となるので、バランス電流Ｉ＊の絶対値が一義的に等しくなる。従って、第１トランスＴ＊１の巻き数比を全ての相で揃えておけば、各相の一次巻線Ｔ＊１ａに流れる一次電流ＩＬ＊も互いに等しくなり、電流バランス動作を実現することが可能となる。
　なお、図６から明らかなように、上記の電流バランス動作を実現するためには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊の並列数を３（または３の倍数）とする必要がある。例えば、並列数を６とする場合には、６相のＤＣ／ＤＣコンバータを３相ずつ２セットに分けた上で各セット毎に３相の動作位相を１２０°ずつずらして制御すればよい。その際、各セット間の動作位相を一致させておくか否かは不問である。
　図７は、電流バランス動作を説明するための第３図（各相の第１トランスＴ＊１のみを抽出した回路図）である。なお、符号Ｌｐ＊ａは一次側の励磁インダクタンスを示しており、符号Ｌｐ＊ｂは二次側の励磁インダクタンスを示している。また、符号Ｌｓ＊は一次側のリーケッジインダクタンスを示している。
　各相の一次電流ＩＬ＊を等しくする上記の電流バランス動作は、励磁インダクタンスＬｐ＊ａ及びＬｐ＊ｂの起電によるものである。ただし、元々、各相に流れる一次電流ＩＬ＊の波形が位相以外同一であった場合、励磁インダクタンスＬｐ＊ａ及びＬｐ＊ｂは、起電することなく電気的に短絡した状態となる。従って、第１トランスＴ＊１については、実質的にリーケッジインダクタンスＬｓ＊のみが見える状態となる。
　一方、各相に流れる一次電流ＩＬ＊が異なっている場合には、励磁インダクタンスＬｐ＊ａ及びＬｐ＊ｂが起電して一次電流ＩＬ＊を増減させることにより各々を一致させる。このとき、結果としては、リーケッジインダクタンスＬｓ＊の両端間に印加される入力電圧が増減されたように見える。
　例えば、図７で示すように、トランスＴ１１に流れる一次電流ＩＬ１が大きくなると、リーケッジインダクタンスＬｓ１の両端間に印加される入力電圧を引き下げるように、励磁インダクタンスＬｐ１ａ及びＬｐ１ｂが起電する。
　また、第１トランスＴ＊１のリーケッジインダクタンスＬｓ＊は、直列共振回路１２－＊の共振リアクトルとして利用することができる。従って、第２トランスＴ＊２のリーケッジインダクタンスを従来よりも小さく設計することが可能となる。このように、共振条件の一部を第１トランスＴ＊１が受け持つことにより、第２トランスＴ＊２のリーケッジインダクタンスに関する制限を緩和することができるので、第２トランスＴ＊２の小型化を実現することが可能となる。
　また、第１トランスＴ＊１は、それぞれ別々のコアを備えており、分割ボビンによって一次巻線Ｔ＊１ａと二次巻線Ｔ＊１ｂとの間が構造的に分離されている。このような構成とすることにより、第１トランスＴ＊１のリーケッジインダクタンスＬｓ＊を大きく、かつ、各相の回路定数誤差に合わせて個別に調整することができるので、共振条件のバラツキによる相間電流バランスに伴う出力電圧Ｖｏの変動を抑制することが可能となる。
＜分割ボビン＞
　図８は、第１トランスＴ＊１に用いられる分割ボビンの一構成例を示す模式図である。なお、（Ａ）欄には分割ボビン１００の天面図（上面図）が描写されており、（Ｂ）欄には分割ボビン１００の側面図が描写されている。また、（Ｃ）欄には分割ボビン１００及びコア２００の縦断面図（第１トランスＴ＊１の縦断面図）が描写されている。
　分割ボビン１００は、天面部１０１と、底面部１０２と、分割面部１０３と、第１巻軸部１０４と、第２巻軸部１０５と、空洞部１０６と、を有する絶縁性部材（例えばプラスチック製部材）である。一次巻線Ｌ１（先の一次巻線Ｔ＊１ａに相当）が捲回される第１巻軸部１０４と、二次巻線Ｌ２（先の二次巻線Ｔ＊１ｂに相当）が捲回される第２巻軸部１０４とは、分割面部１０３によって構造的に絶縁されている。
　なお、一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２の太さについては、より大きな電流が流れるものほど太く設計しておくことが望ましい。例えば、一次巻線Ｔ＊１ａ側で高電圧・小電流を取り扱い、二次巻線Ｔ＊１ｂ側で低電圧・大電流を取り扱うように、第１トランスＴ＊１の巻き数比が設計される場合、二次巻線Ｌ２は、一次巻線Ｌ１よりも太く設計しておくことが望ましいと言える。
　コア２００は、分割ボビン１００を天面側と底面側の双方向から挟み込むことにより、閉磁路を形成する一対のＥ型コア部材２１０及び２２０から成る。Ｅ型コア部材２１０及び２２０は、それぞれ、中脚部２１１及び２２１と、側脚部２１２及び２２２と、を有する。中脚部２１１及び２２１は、それぞれ、分割ボビン１００の空洞部１０６に挿通される円柱状部材である。側脚部２１２及び２２２は、それぞれ、中脚部２１１及び２２１の周囲を取り囲むように突出しており、分割ボビン１００の外周縁を全部または一部被覆する壁状部材である。
　中脚部２１１及び２２１は、各々の先端面同士を突き合わせる形で分割ボビン１００の空洞部１０６に相通されている。同様に、側脚部２１２及び２２２は、各々の先端面同士を突き合わせる形で分割ボビン１００の外周縁を全部または一部被覆している。なお、第１トランスＴ＊１のリーケッジインダクタンスＬｓ＊を増減する場合には、中脚部２１１及び２２１の先端面を適宜切削することにより、相互間の空隙部２３０（ギャップ距離）を調整すればよい。
　本構成例の分割ボビン１００を用いて第１トランスＴ＊１を形成することにより、先に述べたように、第１トランスＴ＊１のリーケッジインダクタンスＬｓ＊を大きく、かつ、各相の回路定数誤差に合わせて個別に調整することが可能となる。
＜ＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴ採用＞
　なお、電源装置１が大電力向けである場合には、スイッチング回路１１－＊を形成するスイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２として、ＳｉベースのＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを用いるのではなく、より高耐圧（例えば９００Ｖ～１２００Ｖ耐圧）でありかつ高周波動作を行うことが可能なＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴを用いることが望ましい。
　ＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体は、その絶縁破壊電界が高い（Ｓｉ：０．３ＭＶ／ｃｍに対してＳｉＣ：２．８ＭＶ／ｃｍ）ので、ＦＥＴを作製する際に耐圧保持用ドリフト層膜厚を薄く、キャリア濃度を高く設計することができる。そのため、同一のチップ面積であれば、ＳｉＣベースの方がＳｉベースよりもオン抵抗が低く（Ｓｉの１／１０以下）、同じオン抵抗を実現する際のチップ面積を小さくすることができるので、ＦＥＴの寄生容量を低減して高速動作を実現することが可能となる。また、同じキャリア濃度プロファイルであれば、ＳｉＣベースの方がＳｉベースよりも高い素子耐圧を実現することが可能となる。
　すなわち、スイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２として、ＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴを用いれば、ＳｉベースのＭＯＳＦＥＴを用いる場合と比べて、より高い直流入力電圧Ｖｉの入力を受け付けることが可能となり、かつ、ＳｉベースのＩＧＢＴを用いる場合と比べて、そのスイッチング周波数をより高く設定することが可能となる。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊の並列相数を不必要に増やすことなく、大容量かつ小型の電源装置１を実現することができる。
　例えば、先述の電流バランス動作（図５～図７を参照）では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊の並列数を３（または３の倍数）にしかできないので、スイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２としてＳｉベースのＭＯＳＦＥＴを用いた場合の大電力化には制限がある。しかしながら、スイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２としてＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴを用いれば、直流入力電圧Ｖｉを例えば６００Ｖ以上に設定することができるので、ＦＥＴの直列接続による耐圧向上などの特殊な対策をせずに大容量化を実現することが可能となる。
　ただし、直流入力電圧Ｖｉが高くなるほど、入出力絶縁兼共振用の第２トランスＴ＊２における使用磁束密度が高くなるので、その磁気飽和を抑制することが重要となる。ここで、スイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２としてＳｉベースのＩＧＢＴなどを用いる場合には、スイッチング周波数を例えば２０ｋＨｚ以下に設定しなければならない。そのため、第２トランスＴ＊２の使用磁束密度を低減するには、コアの実効断面積を広げたり一次巻線Ｔ＊２ａや二次巻線Ｔ＊２ｂの巻き数を増やしたりする必要があり、第２トランスＴ＊２の大型化が招かれる。
　一方、スイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２として、より高周波動作が可能なＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴを用いる場合には、スイッチング周波数を例えば１５０ｋＨｚ以上に設定することができるので、コアの実効断面積や巻き数を不必要に増大させずに第２トランスＴ＊２の使用磁束密度を低減してその磁気飽和を抑制することが可能となる。このことは、先に説明した第１トランスＴ＊１による共振リアクトルの一部分担化と合わせて、第２トランスＴ＊２の小型化を実現する上で非常に効果的であると言える。
＜第２実施形態＞
　図９は、電源装置１の第２実施形態を示す回路図である。本実施形態の電源装置１は、基本的に先の第１実施形態と同様の構成であり、第１トランスＴ＊１を形成する二次巻線Ｔ＊１ｂ側に、電流検知回路１４－＊を追加した点に特徴を有する。そこで、第１実施形態と同様の構成要素については、図３と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第２実施形態の特徴部分について重点的に説明する。
　第２実施形態の電源装置１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊の回路要素であるスイッチング回路１１－＊、直列共振回路１２－＊、及び、整流平滑回路１３－＊のほかに、電流検知回路１４－＊と、制御回路１５と、絶縁ゲートドライバ回路１６－＊と、出力帰還回路１７と、をさらに有する。
　電流検知回路１４－＊は、一次回路系１０ｐ及び二次回路系１０ｓから電気的に絶縁された制御回路系１０ｃ（第１トランスＴ＊１の二次巻線Ｔ＊１ｂ側）に設けられており、二次巻線Ｔ＊１ｂに各々流れるバランス電流Ｉ＊を検知してバランス電流検知信号ＤＥＴ＊を生成し、これを制御回路１５に送出する。
　制御回路１５は、制御回路系１０ｃに設けられており、スイッチング回路１１－＊の制御主体として機能する。より具体的に述べると、制御回路１５は、出力帰還回路１７から入力される帰還信号ＦＢに応じた周波数のゲート信号Ｇ＊１及びＧ＊２を生成し、これを絶縁ゲートドライバ回路１６－＊経由でスイッチング回路１１－＊（延いてはスイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２）に送出する。このような出力帰還制御により、所望の出力電圧Ｖｏを生成することが可能となる。
　また、制御回路１５は、電流検知回路１４－＊から入力されるバランス電流検知信号ＤＥＴ＊に応じて、共振状態の監視、並びに、スイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２の制御及び保護を行う機能も備えている。例えば、直列共振回路１２－＊が異常共振状態に陥った場合や、バランス電流Ｉ＊（延いては、一次電流ＩＬ＊、並びに、スイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２に流れるスイッチ電流Ｉｑ＊１及びＩｑ＊２）が過電流状態に陥った場合において、制御回路１５では、スイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２のオン／オフ動作を強制停止することができるので、電源装置１の安全性を高めることが可能となる。
　絶縁ゲートドライバ回路１６－＊は、制御回路系１０ｃと一次回路系１０ｐとの間を電気的に絶縁しつつ、制御回路１５からスイッチング回路１１－＊に対してゲート信号Ｇ＊１及びＧ＊２を伝達する。
　出力帰還回路１７は、二次回路系１０ｓと制御回路系１０ｃとの間を電気的に絶縁しつつ、出力電圧Ｖｏに応じた帰還信号ＦＢを生成し、これを制御回路１５に伝達する。
　なお、上記回路要素のうち、制御回路１５、絶縁ゲートドライバ回路１６－＊、及び、出力帰還回路１７は、先の第１実施形態にも存在している回路ブロック（図示の便宜上、図３では明示せず）である。
　先にも述べたように、第１トランスＴ＊１の一次巻線Ｔ＊１ａと二次巻線Ｔ＊１ｂとの間は、分割ボビン１００（図８を参照）により構造的に分離されているので、一次回路系１０ｐと制御回路系１０ｃとの間は、完全に電気絶縁されている。従って、制御回路系１０ｃに電流検知回路１４－＊を設けることにより、各相に流れるバランス電流Ｉ＊（延いては、一次電流ＩＬ＊、並びに、スイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２に流れるスイッチ電流Ｉｑ＊１及びＩｑ＊２）を安全かつ個別に検知することが可能となる。
　特に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０－＊を並列接続した大電力向けの電源装置１では、直流入力電圧Ｖｉが非常に高くなるので、本実施形態のように、電流検知回路１４－＊や制御回路１５を一次回路系１０ｐから電気的に絶縁しておくことが望ましい。
　また、電流検知回路１４－＊などの追加回路は、入出力絶縁兼共振用の第２トランスＴ＊２ではなく、電流バランス兼共振用の第１トランスＴ＊１に付加することが望ましい。このような構成であれば、第２トランスＴ＊２を特殊な構造とせずに済むので、そのサイズを縮小することが可能となる。このことは、先に説明した第１トランスＴ＊１による共振リアクトルの一部分担化やＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴ採用によるスイッチング高速化と合わせて、第２トランスＴ＊２の小型化を実現する上で非常に効果的であると言える。
＜第３実施形態＞
　図１０は、電源装置１の第３実施形態を示す回路図である。第３実施形態の電源装置１は、基本的に先の第１実施形態と同様の構成であり、第１トランスＴ＊１を形成する二次巻線Ｔ＊１ｂ側に、電流バランス制御回路１８を追加した点に特徴を有する。そこで、第１実施形態と同様の構成要素については、図３と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第３実施形態の特徴部分について重点的に説明する。
　電流バランス制御回路１８は、スイッチ素子Ｑ４１（第２スイッチ素子に相当）と、ダイオードＤ４１及びＤ４２と、を含む。スイッチ素子Ｑ４１としては、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴを好適に用いることができる。また、電流バランス制御回路１８の追加に伴い、第１トランスＴ＊１を形成する二次巻線Ｔ＊１ｂは、いずれもセンタータップ方式に変更されている。
　スイッチ素子Ｑ４１のドレインは、ダイオードＤ４１及びＤ４２のカソードに接続されている。スイッチ素子Ｑ４１のソースは、二次巻線Ｔ＊１ｂのセンタータップ（一次回路系１０ｐの接地端ＧＮＤ１）に接続されている。スイッチ素子Ｑ４１のゲートには、電流バランス制御信号Ｓｂｃが印加されている。ダイオードＤ４１のアノードは、二次巻線Ｔ＊１ｂの第１端に接続されている。ダイオードＤ４２のアノードは、二次巻線Ｔ＊１ｂの第２端に接続されている。
　上記構成から成る電流バランス制御回路１８において、スイッチ素子Ｑ４１をオンすることにより、二次巻線Ｔ＊１ｂを短絡することができるので、先述の電流バランス機能を停止させることが可能となる。なお、ダイオードＤ４１及びＤ４２は、スイッチ素子Ｑ４１のボディダイオードを介して流れようとする電流を阻止するために設けられている。
　以下では、電流バランス制御回路１８の技術的意義について、図１１を参照しながら詳細に説明する。図１１は、軽負荷時における出力変動を説明するための等価回路図（電源装置１の等価回路図に相当）である。なお、本図中の符号ｒ１、ｒ２、ΔＶ１、及び、ΔＶ２は、それぞれ、電源装置１の出力インピーダンス、負荷インピーダンス、直流入力電圧Ｖｉの変化量、及び、直流出力電圧Ｖｏの変化量を示しており、各パラメータ間にはΔＶ２＝ΔＶ１／｛１＋（ｒ１／ｒ２）｝という関係式が成立する。
　先の図７で説明したように、各相の一次電流ＩＬ＊が異なるときに生じる励磁インダクタンスＬｐ＊ａ及びＬｐ＊ｂの起電は、現象的には第１トランスＴ＊１のリーケッジインダクタンスＬｓ＊を増減させているように見える。すなわち、一次電流ＩＬ＊が小さい相ではリーケッジインダクタンスＬｓ＊を下げて一次電流ＩＬ＊を増加させる方向に電流バランスが働き、逆に、一次電流ＩＬ＊が大きい相ではリーケッジインダクタンスＬｓ＊を上げて一次電流ＩＬ＊を減少させる方向に電流バランスが働く。
　そのため、電流バランス動作時には、一時的に第１トランスＴ＊１のリーケッジインダクタンスＬｓ＊が小さく見えることがある。なお、電源装置１の出力インピーダンスｒ１は、インダクタ起因の可変パラメータ（ωＬｓ＊）であり、リーケッジインダクタンスＬｓ＊の増減に応じて変動する。ただし、出力インピーダンスｒ１は、電流バランス動作による直流出力電圧Ｖｏの変化量ΔＶ２（スイッチング周波数ｆ：ＭＨｚオーダー）に対しては、基本的に高い値を示す。従って、重負荷時であれば、電流バランス動作によって出力インピーダンスｒ１に変動が生じても、これが直流出力電圧Ｖｏの変化量ΔＶ２に影響を及ぼすことは殆どない。一方、軽負荷時では、電流バランス動作に伴う出力インピーダンスｒ１の変動が直流出力電圧Ｖｏの変化量ΔＶ２として見えてしまう。
　このような現象（軽負荷時の出力上昇）は、電流バランス動作を実施しているからこそ発生するものである。そこで、例えば、制御回路１５を用いて負荷状態（出力電流Ｉｏの大きさ）を監視し、電源装置１が軽負荷状態であるときに二次巻線Ｔ＊１ｂを短絡して電流バランス機能を停止するように、電流バランス制御信号Ｓｂｃの論理レベルを切り替えることにより、上記の現象（軽負荷時の出力上昇）を回避することが可能となる。
　なお、先にも述べた通り、第１トランスＴ＊１では、分割ボビン１００（図８を参照）を用いて、一次巻線Ｔ＊１ａと二次巻線Ｔ＊１ｂとの間が構造的に分離されているので、電流バランス機能の停止制御（スイッチ素子Ｑ４１のオン／オフ制御）は、一次回路系１０ｐから電気的に絶縁された制御回路系１０ｃで安全に行うことが可能である。
＜第４実施形態＞
　図１２は、電源装置１の第４実施形態を示す回路図である。なお、第４実施形態の電源装置１は、基本的に先の第３実施形態と同様の構成であり、直流入力電圧Ｖｉと同一電圧値の直流出力電圧Ｖｏを生成する構成（一次回路系１０ｐと二次回路系１０ｓとの絶縁のみを行う構成）とした点に特徴を有する。そこで、第３実施形態と同様の構成要素については、図１０と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第３実施形態の特徴部分について重点的に説明する。
　第４実施形態の電源装置１では、上記の仕様変更に伴い、入出力絶縁兼共振用のメイントランスとして互いに直列接続された巻き数比１：１の第２トランスＴ＊２Ｘ及びＴ＊２Ｙが用いられるとともに、整流平滑回路１３－＊の構成が変更されている。
　第２トランスＴ＊２Ｘ及びＴ＊２Ｙは、それぞれ、一次巻線Ｔ＊２Ｘａ及びＴ＊２Ｙａと、二次巻線Ｔ＊２Ｘｂ及びＴ＊２Ｙｂを含む。一次巻線Ｔ＊２Ｘａの第１端は、第１トランスＴ＊１の一次巻線Ｔ＊１ａに接続されている。一次巻線Ｔ＊２Ｘａの第２端は、一次巻線Ｔ＊２Ｙａの第１端に接続されている。一次巻線Ｔ＊２Ｙａの第２端は、共振コンデンサＣ＊１及びＣ＊２に接続されている。
　整流平滑回路１３－＊は、各相毎の整流ダイオードＤ＊３及びＤ＊４を含むとともに、各相で共有される平滑コンデンサＣｏ１及びＣｏ２を含む。整流ダイオードＤ＊３のアノードと整流ダイオードＤ＊４のカソードは、いずれも、二次巻線Ｔ＊２Ｘｂの第１端に接続されている。二次巻線Ｔ＊２Ｘｂの第２端は、二次巻線Ｔ＊２Ｙｂの第１端に接続されている。整流ダイオードＤ＊３のカソードは、直流出力電圧Ｖｏの出力端に接続されている。整流ダイオードＤ＊４のアノードは、二次回路系１０ｓの接地端（ＧＮＤ２）に接続されている。平滑コンデンサＣｏ１の第１端は、直流出力電圧Ｖｏの出力端に接続されている。平滑コンデンサＣｏ１の第２端と平滑コンデンサＣｏ２の第１端は、いずれも、二次巻線Ｔ＊２Ｙｂの第２端に接続されている。平滑コンデンサＣｏ２の第２端は、二次回路系１０ｓの接地端（ＧＮＤ２）に接続されている。
　上記の回路構成により、第４実施形態の電源装置１では、直流入力電圧Ｖｉと同一電圧値の直流出力電圧Ｖｏが生成され、一次回路系１０ｐと二次回路系１０ｓとの絶縁のみが行われる。
　なお、第４実施形態の電源装置１では、第１～第３実施形態と比べて直流出力電圧Ｖｏが高くなるので、整流ダイオードＤ＊３及びＤ＊４としては、高耐圧（９００Ｖ～１２００Ｖ耐圧）であって、かつ、順方向降下電圧の低いＳｉＣベースのショットキーバリアダイオードなどを採用することが望ましい。このような構成を採用することにより、大電力向けの電源装置１の効率をさらに向上することが可能となる。
　また、第４実施形態の電源装置１では、入出力絶縁兼共振用のメイントランスとして、２つの第２トランスＴ＊２Ｘ及びＴ＊２Ｙが直列に用いられている。このような構成とすることにより、各トランス毎の印加電圧を１／２に引き下げることができるので、発熱の分散や磁気飽和の回避を図ることが可能となる。
　なお、第１～第３実施形態でも説明したように、メイントランスのサイズは、（１）第１トランスＴ＊１による共振リアクトルの一部分担化、（２）ＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴ採用によるスイッチング高速化、及び、（３）第１トランスＴ＊１への回路追加による第２トランスＴ＊２の簡略化によって、十分に縮小することができる。従って、メイントランスを第２トランスＴ＊２Ｘ及びＴ＊２Ｙの２つに分けても、それほど嵩張らない。
＜実測定データ＞
　次に、第４実施形態の電源装置１における各部動作波形の実測結果について例示する。図１３は、測定条件を示すテーブルである。本図で示すように、今回の実験では、入出力電圧：６００Ｖ、出力電力：５ｋＷ、スイッチング周波数：１８２ｋＨｚという設定の下で第４実施形態の電源装置１を駆動することにより、各部動作波形の実測定を行った。
　また、１次側のスイッチ素子Ｑ＊１及びＱ＊２としては、ＳｉＣベースのＭＯＳＦＥＴ（耐電圧１２００Ｖ、耐電流４０Ａ）を用い、２次側の整流ダイオードＤ＊３及びＤ＊４としては、ＳｉＣベースのＳＢＤ［Schottky barrier diode］（耐電圧１２００Ｖ、耐電流１０Ａ）を用いた。
　また、共振コンデンサＣ＊１及びＣ＊２のキャパシタンスはそれぞれ６０ｎＦとした。また、各相（１、２、３）の２つの第２のトランスＴ＊２ＸおよびＴ＊２Ｙから形成される合成励磁インダクタンスは、それぞれ１１０．７μＨ、１１６．１μＨ、１１３．７μＨとした。また、各相（１、２、３）の第１のトランスＴ＊１と２つの第２のトランスＴ＊２ＸおよびＴ＊２Ｙから形成される合成リーケッジインダクタンスは、それぞれ１２．０μＨ、１１．６μＨ、１１．６μＨとした。なお、各相のインダクタンス値の誤差は作製時に意図せず発生したものである。
　図１４は、１次側ＳｉＣ　ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流Ｉｄ（右側縦軸）及びドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（左側縦軸）を示す実測波形図である。例えば、実測対象の１次側ＳｉＣ　ＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子Ｑ１２とした場合、ドレイン電流Ｉｄは先のスイッチ電流Ｉｑ１２に相当し、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは先のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１２に相当する。本図に示す実測波形は、図４のタイミングチャートで示したシミュレーション波形とよく整合している。
　一方、図１５は図１３と同様の回路定数で構成した回路において、入出力電圧：８００Ｖ、出力電力：５ｋＷ、スイッチング周波数：１６２ｋＨｚという設定の下で第４実施形態の電源装置１を駆動することにより得られた図１４と同様の実測波形図である。このように耐電圧１２００ＶのＳｉＣ　ＭＯＳＦＥＴを用いることで、耐電圧９００Ｖ程度のＳｉ　ＦＥＴではできない動作が実証されている。
　図１６及び図１７は、それぞれ、図１３の回路条件で実測定を行った場合の、２次側ＳｉＣ　ＳＢＤ（本図の例では、整流ダイオードＤ１３、Ｄ２３、Ｄ３３）の順方向電流を示す実測波形図である。なお、図１６は電流バランスなしの場合を示しており、図１７は電流バランスありの場合を示している。両図を対比すれば明らかなように、先の電流バランス動作によって各相の順方向電流が均一化されていることが分かる。
　図１８は、合成電流平均値及び合成後リップル電流の対比テーブルである。本図で示すように、合成電流平均値は、電流バランス動作なしの場合に１７．０Ａとなり、電流バランス動作ありの場合に１６．７Ａとなった。また、合成後リプル電流は、電流バランス動作なしの場合に６．４５Ａ（３７．８％）となり、電流バランス動作ありの場合に４．３０Ａ（２５．７％）となり、リプル電流の改善が確認された。
　最後に、電流バランス動作時の電流波形に生じる凹凸について考察する。電流バランス動作によって、電流の小さい相は、第１トランスＴ＊１の起電で実質的な入力電圧が増加し、電流が増加する。逆に、電流の大きい相は、第１トランスＴ＊１の起電で実質的な入力電圧が低下し、電流が低下する。
　すなわち、電流の大小関係が逆転すれば起電方向も逆転するので、電流バランス動作中には起電の入れ替わりと電流の応答速度に応じた電流振動が発生する。これは十数ＭＨｚオーダーの振動になり、スイッチング周波数とは全く別のものとして現れる。
　ところで、偶然に特定条件下で各相のトランスやスイッチ素子等の回路定数が近しい値になっていた場合には、電流バランス回路が動作していなくても各相の電流波形がほぼ同じになる。そのため、出力コンデンサのリプル電流を見ているだけでは、電流バランス回路が正常に動作しているか否かは分からない。
　仮に、電流バランス回路が正常に動作していないにも関わらず、偶然にも各相の電流波形が同じである場合、環境条件が変わったときに電流バランスを取れなくなるおそれがある。従って、如何なる回路定数のずれがあった場合でも電流バランスを取るためには、電流バランス回路が正常に動作していることを確認しておくことが望ましい。
　そこで、電源装置１の実動作中に電流検知回路１４－＊で電流を測るか、或いは、電源装置１の組立時や動作確認時にスイッチ素子や整流素子に流れる電流を測ることにより、共振周波数以外の電流振動（電流波形の凹凸）が生じているか否かを確認する手法が考えられる。先にも述べたように、電流バランス動作中にはスイッチング周波数と異なる電流振動が現れる。従って、電流振動の有無から電流バランス回路が正常に機能しているか否かを容易に検査することができるので、回路上の故障を的確に判別して電源装置１の信頼性を高めることが可能となる。
　例えば、電源装置１の起動時やテストモード時において、自動で上記の検査処理を実施し、その結果をホスト（電源装置１の外部に存在するマイコンなど）に通知する検査部を設けておけばよい。なお、先出の制御回路１５に検査部としての機能を持たせておくことも可能である。或いは、電源装置１の出荷前検査などにおいて、電源装置１の外部から上記の検査処理を実施してもよい。
＜その他の変形例＞
　なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
　本発明に係る電源装置は、例えば、産業機械向けやインフラ設備向けの絶縁型電源装置として利用することが可能であり、特に、ＡＣ４００Ｖ系の商用交流電源を使用する機器の絶縁を目的として好適に利用することが可能である。
　　　１　　電源装置
　　　１０、１０－＊（ただし＊＝１、２、３）　　ＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
　　　１０ｐ　　一次回路系
　　　１０ｓ　　二次回路系
　　　１０ｃ　　制御回路系
　　　１１、１１－＊　　スイッチング回路
　　　１２、１２－＊　　直列共振回路
　　　１３、１３－＊　　整流平滑回路
　　　１４－＊　　電流検知回路
　　　１５　　制御回路
　　　１６－＊　　絶縁ゲートドライバ回路
　　　１７　　出力帰還回路
　　　１８　　電流バランス制御回路
　　　２０　　直流電源回路
　　　１００　　分割ボビン
　　　１０１　　天面部
　　　１０２　　底面部
　　　１０３　　分割面部
　　　１０４　　第１巻軸部
　　　１０５　　第２巻軸部
　　　１０６　　空洞部
　　　２００　　コア
　　　２１０、２２０　　Ｅ型コア部材
　　　２１１、２２１　　中脚部
　　　２１２、２２２　　側脚部
　　　２３０　　空隙部
　　　Ｑ１、Ｑ２　　スイッチ素子
　　　Ｑ＊１、Ｑ＊２　　第１スイッチ素子（ＳｉＣ　ＭＩＳＦＥＴ）
　　　Ｑ４１　　第２スイッチ素子
　　　ＴＲ１　　絶縁トランス
　　　Ｔ＊１　　第１トランス（バランストランス）
　　　Ｔ＊２、Ｔ＊２Ｘ、Ｔ＊２Ｙ　　第２トランス（メイントランス）
　　　Ｔ＊１ａ、Ｔ＊２ａ、Ｔ＊２Ｘａ、Ｔ＊２Ｙａ　　一次巻線
　　　Ｔ＊１ｂ、Ｔ＊２ｂ、Ｔ＊２Ｘｂ、Ｔ＊２Ｙｂ　　二次巻線
　　　Ｌｐ＊ａ、Ｌｐ＊ｂ　　励磁インダクタンス
　　　Ｌｓ＊　　リーケッジインダクタンス
　　　Ｄ１、Ｄ２、Ｄ＊１、Ｄ＊２　　整流ダイオード
　　　Ｄ＊３、Ｄ＊４　　整流ダイオード（ＳｉＣ　ＳＢＤ）
　　　Ｄ４１、Ｄ４２　　ダイオード
　　　Ｃ１、Ｃｏ、Ｃｏ１、Ｃｏ２　　平滑コンデンサ
　　　Ｌｓ、Ｌｐ　　リアクトル
　　　Ｃｒ１、Ｃｒ２、Ｃ＊１、Ｃ＊２、　　共振コンデンサ
　　　Ｌ１　　一次巻線
　　　Ｌ２　　二次巻線

Claims (7)

  1. 　直流入力電圧の入力端と直流出力電圧の出力端との間に並列接続されており、各々の動作位相が１２０°ずつずらされた３相の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを有し、
    　前記共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれ、第１スイッチ素子を用いて前記直流入力電圧をスイッチングすることにより直流を交流に変換するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力端に接続された直列共振回路と、前記直列共振回路の出力端に接続された整流平滑回路と、を含み、
    　前記直列共振回路は、それぞれ、第１トランス及び第２トランスと、共振コンデンサとを含み、
    　前記第１トランスの一次巻線、前記第２トランスの一次巻線、及び、前記共振コンデンサは、互いに直列接続されており、
    　前記第２トランスの二次巻線は、前記整流平滑回路に接続されており、
    　前記第１トランスは、それぞれ、別々のコアを備えており、一次巻線と二次巻線とが巻線間に所定のリーケッジインダクタンスを具備して絶縁されており、かつ、各相の二次巻線が互いに並列接続されている、
    　ことを特徴とする電源装置。
  2. 　前記第１トランスの一次巻線と二次巻線とが分割ボビンによって絶縁されている、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  3. 　前記第１トランスの二次巻線側に設けられており、前記二次巻線に流れる電流を検知する電流検知回路と、
    　前記電流検知回路の検知結果に応じて、共振状態の監視、並びに、前記第１スイッチの制御及び保護を行う制御回路と、
    　をさらに有することを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
  4. 　前記第１トランスの二次巻線側に設けられており、電流バランス制御信号に応じて、前記第１トランスの二次巻線を短絡させる第２スイッチ素子をさらに有することを特徴とする請求項１～請求項３のいずれか一項に記載の電源装置。
  5. 　前記電流バランス制御信号は、前記電源装置が軽負荷状態であるときに前記二次巻線を短絡させる論理レベルとなることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
  6. 　前記第１スイッチ素子は、いずれも、ＳｉＣベースのＭＩＳＦＥＴ［metal-insulator semiconductor-field effect transistor］素子であることを特徴とする請求項１～請求項５のいずれか一項に記載の電源装置。
  7. 　前記直列共振回路の共振周波数以外の電流振動が生じているか否かに応じて電流バランス動作が正常であるか否かを検査する検査部をさらに有することを特徴とする請求項１～請求項６のいずれか一項に記載の電源装置。
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