WO2015045197A1 - 直流電源装置、直流電源装置の制御方法 - Google Patents

直流電源装置、直流電源装置の制御方法 Download PDF

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譲原　逸男
真一 小玉
俊幸 安達
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株式会社京三製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a DC power supply device, for example, a DC power supply device used for a load such as a plasma generator, and a control method for the DC power supply device.
  • a plasma processing process using plasma as a processing target such as a substrate is known.
  • DC power is supplied from the DC power supply device to the plasma generator, plasma is generated by, for example, converting the processing gas into plasma in the space inside the plasma generator, and the generated plasma forms a film on the surface of the substrate. Processing and etching are performed.
  • a plasma generator corresponds to an electrical load for a DC power supply device.
  • a circuit using a resonance converter or a circuit using chopper control is known as a circuit for generating an ignition voltage for generating plasma discharge.
  • FIGS. 13A and 13B are ignition voltage generation circuits using a resonant converter
  • FIG. 13A shows a circuit example of a series resonant converter
  • FIG. 13B shows a parallel resonant converter circuit example.
  • an LC series resonance circuit is connected between an inverter circuit and a converter composed of a diode rectifier circuit.
  • the inverter circuit and the diode are connected.
  • An LC parallel resonant circuit is connected to a converter composed of a rectifier circuit.
  • An ignition voltage generating circuit using a resonant converter raises the ignition voltage by resonance.
  • FIG. 13C is a circuit example of chopper control, and a chopper circuit is provided between the DC source (Ein) and the inverter circuit.
  • the ignition voltage is controlled by the on-duty ratio of the switching element provided in the chopper circuit.
  • plasma is generated by applying a voltage larger than a set discharge voltage for a certain period, and in the device described in Patent Document 3, a voltage exceeding the rated value is instantaneously applied.
  • the plasma discharge is ignited by application.
  • the voltage applied to ignite the plasma is a voltage greater than the discharge voltage or the rated voltage applied for a certain period or momentarily.
  • the occurrence of plasma discharge varies, and when the applied voltage is low, it is necessary to set the application time longer.
  • the DC power supply device that supplies DC power to the plasma generator has a problem that the DC power supply device becomes complicated and large in order to increase the voltage used to generate plasma discharge.
  • the voltage is increased by the resonance operation.
  • the maximum value of can only be boosted up to twice the input DC voltage Edc.
  • it is necessary to increase the input DC voltage Edc and it is necessary to prepare a high-voltage DC source.
  • the inverter circuit is not provided with a resonance circuit. Therefore, in the step-down chopper circuit, the maximum value of the ignition voltage is the input DC voltage Ein. There is a problem that it can only be obtained.
  • the inventor of the present application has proposed a solution in a DC power supply device that combines a current source step-down chopper circuit and a three-phase inverter circuit (Patent Document 4).
  • the short circuit current is formed by controlling the switching operation of the multiphase inverter connected to the load side of the current source step-down chopper circuit.
  • a configuration is proposed in which a short-circuit current is formed by providing a single switching circuit between the output side ends of the current source step-down chopper circuit.
  • the short-circuit current is formed by controlling the switching operation of the multi-phase inverter, in addition to the usual inverter control in the control of the three-phase inverter, the switching operation that shorts and opens between the upper and lower ends
  • the short circuit control is performed and the short circuit current is formed by the configuration in which the switching circuit is provided, a circuit configuration only for short circuit between the upper and lower ends is separately provided.
  • An object of the present invention is to solve the above-described conventional problems, and to simplify and miniaturize a device configuration for forming a high voltage for generating plasma discharge in a DC power supply device that supplies DC power to a plasma generator. .
  • a step of generating a plasma discharge in the plasma generator when the power is turned on or restarted is performed.
  • a voltage higher than the voltage applied during normal operation called an ignition voltage, is applied from the DC power supply device to the plasma generator to generate plasma discharge.
  • the present invention relates to a DC power supply used for generating a voltage to be applied to a plasma generator in order to generate a plasma discharge, and a control method for the DC power supply.
  • the direct current power supply device of the present invention repeats the process of storing energy in the reactor by passing a short-circuit current through the voltage-type step-down chopper part included in the direct current power supply device for a very short time, and stores the energy stored in the reactor as an output capacity.
  • the output voltage is sequentially raised and thereby raised to the ignition set voltage.
  • the DC power supply device of the present invention has a configuration in which a short-circuit current is formed using a switching element included in the booster circuit. By closing the switching element of the booster circuit for a short time, the upper and lower ends of the output side of the voltage-type step-down chopper unit are short-circuited, and the current path from the voltage-type step-down chopper unit to the output terminal of the DC power supply device is cut off for a short time. .
  • the current path to the output terminal of the DC power supply device is interrupted by the short circuit of the booster circuit, and the current that has been flowing to the voltage-type step-down chopper unit until then flows as a short-circuit current through the voltage-type step-down chopper unit and the booster circuit.
  • the short-circuit current is temporarily accumulated in the reactor included in the voltage-type step-down chopper unit.
  • the switching element of the booster circuit is opened to release the short circuit and the interruption of the current path is released, the current path from the voltage-type step-down chopper unit to the output terminal of the DC power supply is formed again, and the energy stored in the reactor Boosts the voltage at the output of the DC power supply.
  • the voltage at the output terminal of the DC power supply device is boosted to the ignition set voltage by repeating boosting of the output terminal by accumulating and releasing current.
  • the control method of the DC power supply device of the present invention includes a voltage-type step-down chopper unit that constitutes a DC voltage source, a booster circuit that boosts the DC voltage of the voltage-type step-down chopper unit, and converts the DC output of the booster circuit into single-phase AC
  • a control unit including a control unit including a single-phase inverter unit, a chopper control unit that controls a voltage step-down chopper unit, and a boost control unit that controls a booster circuit, and controls a DC power supply device that supplies DC power to a plasma generator Is the method.
  • the control unit switches and controls an ignition mode for supplying an ignition voltage for generating plasma discharge to the plasma generator and a steady operation mode for continuing the plasma discharge of the plasma generator.
  • the boost control unit intermittently shorts between the positive voltage side and the negative voltage side of the boost circuit, and controls the boost operation by the short-circuit current formed by this intermittent short circuit, and the plasma generator The output voltage to be applied to is controlled.
  • the boost control unit generates a short-circuit pulse signal that intermittently shorts the switching element that connects between the positive voltage terminal and the negative voltage terminal in the boost circuit.
  • the switching element is turned on by a short-circuit pulse signal, and shorts the positive voltage terminal and the negative voltage terminal at the output terminal of the voltage-type step-down chopper unit.
  • the controller switches between boost control and constant voltage control.
  • Boost control is performed by the boost control unit, and boosting by a short-circuit current is repeated a plurality of times to raise the output voltage to the ignition set voltage.
  • constant voltage control is performed by the chopper controller, and the output voltage is maintained at the ignition set voltage.
  • the control unit switches from boost control to constant voltage control after the output voltage reaches the ignition set voltage.
  • the control unit includes the chopper control on-duty ratio in the chopper control unit and the number of intermittent short-circuit operations in the boost control unit as parameters.
  • the chopper control unit controls the input voltage of the voltage step-down chopper unit according to the on-duty ratio.
  • the boost control unit controls the boost ratio according to the number of intermittent short-circuit operations. The voltage rise of the output voltage is controlled by the input voltage and the boost ratio.
  • the steady operation mode can be selected from constant voltage control, constant current control, and constant power control, and the control unit in the switching control, the output current reaches the ignition set current, and the output voltage is When the voltage drops to the plasma generation voltage, the ignition mode is switched to the steady operation mode, and control selected from constant voltage control, constant current control, and constant power control is performed.
  • the constant voltage control is a voltage control in which the set value for the steady operation is switched from the ignition set voltage set in the ignition mode to the steady operation set voltage, and the output voltage is maintained at the steady operation set voltage.
  • the constant current control is a current control in which the set value for steady operation is switched from the ignition set voltage set in the ignition mode to the steady operation set current, and the output current is maintained at the steady operation set current.
  • the constant power control is a power control in which the set value for steady operation is switched from the ignition set voltage set in the ignition mode to the steady operation set power, and the output power is maintained at the steady operation set power.
  • the configuration in which the switching circuit is provided is a configuration in which a short circuit for the purpose of short-circuiting between the upper and lower ends is separately provided. Since short-circuit control can be performed using this, it is not necessary to prepare a separate short-circuit.
  • the apparatus configuration for forming a high voltage that generates plasma discharge can be simplified and miniaturized.
  • the voltage application time required for generating plasma discharge can be shortened without using a large-scale and complicated DC power supply device.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an operation for generating a short-circuit current and a step-up operation for an output voltage due to the short-circuit current according to the present invention.
  • FIG. 1A is a diagram for explaining an operation of generating a short-circuit current.
  • the booster circuit the positive voltage side and the negative voltage side are short-circuited.
  • This short circuit current path to the output terminal of the DC power supply from the voltage-down chopper unit is interrupted by a small time, short-circuit current delta i flows through the voltage-down chopper unit and the booster circuit.
  • the short-circuit current is temporarily accumulated in the DC reactor L F1 provided in the voltage source step-down chopper unit.
  • the short-circuit current flowing through the voltage-down chopper unit by a short step-up circuit accumulated DC reactor L F1 to boost the output voltage to the stored current and energy conversion. Since the amount of boosting obtained by one short circuit is small, the output voltage is increased stepwise by repeating the boosting process by the short circuit a plurality of times to boost the ignition set voltage. In addition, the amount of boost due to a single short circuit can be increased by extending the short-circuiting time for short-circuiting the positive voltage side and the negative voltage side. In this case, the boosting width can be finely adjusted, the boosting resolution can be increased, and this is advantageous in controlling the output voltage.
  • the short-time short-circuit current path formed in the voltage-type step-down chopper unit and the booster circuit can be formed by simply short-circuiting the positive voltage side and the negative voltage side of the booster circuit. Since a booster circuit can be used, the configuration can be simplified and reduced in size.
  • the booster circuit is controlled by the boost controller.
  • the boost control the positive voltage side and the negative voltage side of the booster circuit are intermittently short-circuited, and by this short-circuit, a current path is formed in the current source step-down chopper circuit and the booster circuit for a very short time so that a short-circuit current flows.
  • the energy of the short-circuit current is accumulated in the reactor of the voltage source step-down chopper unit.
  • the short-circuit operation is performed for each short time short-circuit pulse signal, and a plurality of short-circuit operations are performed by intermittently inputting a plurality of short-circuit pulse signals.
  • the voltage step-down chopper unit is in conduction with the output terminal of the DC power supply until one short-circuit operation ends and the next short-circuit operation.
  • the energy stored in the reactor is sent to the output terminal of the DC power supply device to boost the output voltage.
  • Each short-circuit operation is performed based on the short-circuit pulse signal, and the short-circuit current is reset for each short-circuit operation.
  • the output voltage is added to the voltage boosted in the previous short-circuit operation and boosted sequentially.
  • boost control during a short-circuit operation in which the positive voltage side and negative voltage side terminals of the boost circuit are short-circuited, the current flow from the voltage source step-down chopper unit and the boost circuit to the single-phase inverter unit is stopped. Therefore, the formation of the short-circuit current of the booster circuit and the voltage source step-down chopper unit is performed without being affected by the orthogonal conversion operation by the single-phase inverter unit.
  • the control unit performs control using, for example, the on-duty ratio of the chopper control of the chopper control unit and the number of intermittent short-circuit operations as parameters.
  • the input voltage of the voltage-type step-down chopper unit is controlled by the on-duty ratio
  • the step-up ratio is controlled by the number of intermittent short-circuit operations
  • the voltage rise of the output voltage is controlled by the input voltage and the step-up ratio of the voltage-type step-down chopper unit.
  • the control unit performs boost control for increasing the output voltage to the ignition set voltage by repeating boosting by a short circuit current a plurality of times, and constant voltage control for maintaining the output voltage at the ignition set voltage by the chopper control unit. Change over. The switching from the boost control to the constant voltage control is performed when the output voltage reaches the ignition set voltage.
  • the control unit causes a short-circuit current to flow through the booster circuit and the voltage-type step-down chopper unit by performing boost control in the ignition mode.
  • the energy of this short-circuit current is temporarily stored in the reactor provided in the voltage source step-down chopper unit.
  • the accumulated energy boosts the output voltage of the DC power supply device through the single-phase inverter during the period until the next short circuit.
  • Control is performed to increase the output voltage applied to the plasma generation device by repeating the boosting operation of accumulating current energy due to this short circuit and boosting the output voltage due to conduction.
  • the output voltage of the DC power supply device is determined by the step-up by a plurality of short-circuit operations and the input voltage of the voltage-type step-down chopper unit determined by chopper control.
  • the number of short-circuit operations required to boost the voltage to the ignition set voltage is related to the input voltage of the voltage-type step-down chopper unit, the time width of the ignition mode, the voltage width to be boosted by a single short-circuit operation, and the like. Therefore, it can be determined based on the configuration and use conditions of the DC power supply device.
  • the output voltage rises to a predetermined ignition set voltage by boost control, and is maintained by constant voltage control after reaching the ignition set voltage.
  • boost control boost control
  • constant voltage control after reaching the ignition set voltage.
  • the chopper controller performs pulse width control, and controls the input voltage of the voltage-type step-down chopper to a predetermined voltage.
  • Step (Steady operation mode) In constant voltage control in the ignition mode, when the output current reaches the ignition set current and the output voltage drops to the plasma generation voltage, the ignition mode is switched to the steady operation mode. Any control selected from current control and constant power control is performed.
  • the constant current control is a control mode in which the set value for steady operation is switched from the ignition set voltage set in the ignition mode to the steady operation set current, and the output current is maintained at the steady operation set current.
  • the constant power control is a control mode in which the set value for the steady operation is switched from the ignition set voltage set in the ignition mode to the steady operation set power, and the output power is maintained at the steady operation set power.
  • the switching from the ignition mode to the steady operation mode is performed based on the occurrence of plasma discharge in the plasma generator, and is performed based on the output current and output voltage. Normally, the occurrence of plasma discharge increases the output current, and the output voltage drops from the voltage at the time of ignition. By detecting the output voltage level and the output current level in the plasma generator from the DC power supply device, it is possible to detect the occurrence of plasma discharge and switch from the ignition mode to the steady operation mode.
  • the output current supplied from the DC power supply to the plasma generator is switched from the ignition current to the steady operation current at the time of switching from the ignition mode to the steady operation mode.
  • the ignition current becomes the largest ignition current at the final stage of switching from the ignition mode to the steady operation mode.
  • the ignition current when the ignition mode is switched to the steady operation mode is obtained in advance and set as the ignition setting current. Further, when plasma discharge occurs, the output voltage becomes lower than the ignition set voltage, so a low voltage when plasma discharge occurs is determined as the plasma generation voltage.
  • the output current is compared with the ignition set current, the output voltage is compared with the plasma generation voltage, and when the output current reaches the ignition set current and the output voltage drops to the plasma generation voltage, the plasma discharge Judgment is made when this occurs.
  • the control set value is selected from the ignition set voltage of the constant voltage control in the ignition mode, and from the constant voltage control, constant current control, and constant power control in the steady operation mode. Switch to the control setting value and perform the selected control.
  • a constant voltage, a constant current, or a constant power is applied to the plasma generator by constant voltage control, constant current control, or constant power control, and a stable plasma discharge is maintained.
  • the current path from the voltage step-down chopper section to the output end side is a path that passes through each part of the single-phase inverter section, transformer, and rectifier connected to the DC power supply device.
  • switching means is provided which is turned on in the ignition mode and is turned off in the normal operation mode.
  • the inverter control unit generates a gate pulse signal for controlling the pulse width of the switching elements of the bridge circuit constituting the single phase inverter.
  • the gate pulse signal converts on / off control of each switching element of the bridge circuit of the single-phase inverter to convert a direct current into an alternating current.
  • a DC power supply device 1 shown in FIG. 2 has a voltage-type step-down chopper unit 2 constituting a DC voltage source, a booster circuit 3, and a bridge circuit including four switching elements of a first switching element to a fourth switching element.
  • a single-phase inverter 4 that converts the DC output of the voltage-type step-down chopper unit 2 into single-phase AC power by the operation of the switching element, and a control that controls the voltage-type step-down chopper unit 2, the booster circuit 3, and the single-phase inverter 4 Part 5 is provided.
  • the output of the booster circuit 3 is supplied to the load 10.
  • a rectification unit (not shown in FIG. 2) is provided between the booster circuit 3 and the single-phase inverter 4, and the output of the booster circuit 3 is AC / DC converted, and the obtained DC voltage is supplied to the load 10. Good.
  • the DC source can be constituted by, for example, a rectifying unit that rectifies AC power from an AC power source and a snubber unit that constitutes a protection circuit that suppresses transiently generated high voltage.
  • Voltage-step-down chopper unit 2 and a DC reactor L F1 and switching element Q 1, a diode D 1.
  • the switching element Q 1 is, steps down by chopper controlling the DC voltage.
  • the DC reactor L F1 smoothes the chopper-controlled DC current, and the chopper output capacitor C F1 forms a DC voltage.
  • Boosting circuit 3 can connect the switching element Q 2 between the positive terminal P and the negative terminal N, constructed by connecting a diode D 2 between the switching element Q 2 and the chopper output capacitor C F1 .
  • the switching element Q 2 forms a short circuit that short-circuits between the positive terminal P and the negative terminal N of the voltage-type step-down chopper unit 2.
  • Diode D 2 is a blocking diode for preventing backflow into the voltage-step-down chopper unit 2 from the single-phase inverters 4 and chopper output capacitor C F1, not limited to the configuration to be connected to the positive terminal P side, a negative terminal N You may connect to the side.
  • the switching element Q 2 of the booster circuit 3 is a switching element that controls a short circuit between the positive terminal P and the negative terminal N.
  • a closed circuit is formed together with the diodes D 1 and DC reactor L F1 of the voltage source step-down chopper unit 2, FIG. 1 (a short circuit current delta i flows shown).
  • Chopper output capacitor C F1 in addition to boosting by accumulating the energy of the short-circuit current delta i flowing through the DC reactor L F1 of the voltage source step-down chopper unit 2, when performing the commutation operation between the switching elements of the single-phase inverters 4 It absorbs the surge voltage generated in and the energy of the reactor connected in series with each switching element, and has an effect of protecting the switching element.
  • the value of the chopper output capacitor C F1 is set to such an extent that the delay of the current does not affect the commutation of the inverter operation due to the time constant due to the load side capacitance and the wiring inductance.
  • the single-phase inverter 4 receives the output voltage of the booster circuit 3 and performs orthogonal transformation by controlling the switching elements of the bridge circuit provided in the single-phase inverter 4.
  • the single-phase inverter 4 is configured by bridge-connecting the first switching element to the fourth switching element.
  • the switching element for example, a semiconductor switching element such as an IGBT or a MOSFET can be used.
  • Each switching element of the single-phase inverter performs a switching operation based on a control signal from the control unit 5, converts DC power into AC power, and outputs the AC power.
  • the rectification unit rectifies the AC output of the single-phase inverter 4 and supplies the DC output to the load.
  • a DC filter circuit may be provided at the output terminal of the rectifier.
  • the DC filter circuit can be configured by an output reactor (not shown) connected in series with an output capacitor (not shown) connected in parallel to the output terminal.
  • the ripple of DC voltage has a characteristic that increases when the drive frequency of the single-phase inverter circuit is lowered. Therefore, the necessity of an output capacitor and an output reactor can be reduced by increasing the drive frequency of the single-phase inverter circuit. Further, by increasing the drive frequency of the single-phase inverter circuit, it is possible to suppress the energy held in the DC power supply device 1 inside.
  • the DC power supply device 1 of the present invention includes a control unit 5.
  • the control unit 5 includes a chopper control unit 5A that controls the voltage-type step-down chopper unit 2, a boost control unit 5B that controls the boost circuit 3, and an inverter control unit 5C that controls the single-phase inverter 4.
  • a feedback signal is fed back to the control unit 5 from the output end of the DC power supply device 1 or the load side.
  • the feedback signal can be, for example, the voltage or current at the output end of the DC power supply device 1.
  • Chopper control unit 5A is a component for chopper control of the switching element to Q 1 voltage type step-down chopper unit 2 detects a chopper current, and the output voltage of the DC power supply device 1 which is the output current of the switching element Q 1, Based on the detected value of the chopper current and the output voltage, control is performed so that the output of the voltage step-down chopper unit 2 becomes a predetermined current value and a predetermined voltage value set in advance. Based on the arc detection signal of the arc detection unit, the arc is switched to the off state when the arc occurs, and is switched from the off state to the on state when the arc disappears.
  • Boost control unit 5B is a component for controlling the ON / OFF switching element Q 2 of the step-up circuit 3, the boosting operation of the ignition mode, to form a short circuit pulse signal for intermittently short-circuited by the on-state of the micro time. Further, in the short-circuit operation at the time of arc abnormality, based on an arc detection signal from an arc detection unit (not shown), the arc is switched to the on state when the arc is generated, and is switched from the on state to the off state when the arc is extinguished.
  • the inverter control unit 5C generates a pulse control signal for controlling on / off of the switching element of the single-phase inverter 4 and switches the switching elements Q U , Q V , Q X of each arm constituting the bridge circuit of the single-phase inverter 4. , Q Y to control the switching operation.
  • the single-phase inverter 4 orthogonally converts the input direct current into alternating current by controlling the switching element.
  • Chopper control unit 5A switching elements to Q 1 voltage type step-down chopper unit 2 to pulse width control, performs constant voltage control in the ignition mode were selected from the constant-voltage control, constant current control, or a constant power control in the steady operation mode Any control is performed. Control is performed by switching to different set values in the ignition mode and the steady operation mode.
  • Set ignition set voltage V IGR in the ignition mode in the normal operation mode, the constant voltage control is set to the steady operation setting voltage V R, the constant current control is set to normal operation set current I R, the constant in the constant power control set the operating set power P R.
  • Setting values in each control the steady operation mode from the ignition setting voltage V IGR (constant voltage control of the steady-state operation setting voltage V R, the constant steady operation of the current control set current I R, the steady operation set power P R of the constant power control) to The switching can be performed by detecting that the output voltage and the output current have reached predetermined values. For example, when the set value is switched by detecting the output voltage and output current, the output current increases in the ignition mode, reaches the ignition set current set corresponding to the start of plasma discharge, and the output voltage is plasma. The time point when the voltage drops to the generated voltage is detected, and the set value is switched at this time point.
  • FIG. 3 shows the control set values (steady operation set voltage V R , steady operation set current I R , steady operation set power P) in which the ignition set voltage V IGR is selected based on the detection of the output voltage V O and the output current I O. R ).
  • the ignition setting voltage V IGR and a constant k may be stored, and the plasma generation setting voltage VPLR may be set by multiplying the ignition setting voltage V IGR by the constant k.
  • the constant k can be arbitrarily set in the range of 0.2 to 0.9, for example.
  • Switching circuit 5Ab outputs ignition set voltage V IGR, steady operation setting voltage V R, the steady operation set current I R, one of steady operation set power P R based on the switching signal outputted from the comparison circuit 5Ae.
  • It ignition set voltage V IGR it can be stored in the memory means 5Ac, steady operation setting voltage V R, the steady operation set current I R, steady operation setting values such as steady operation set power P R is stored in the memory means 5Ad Can do.
  • Each of the memories 5Ac to 5Ag is not limited to the configuration provided in the chopper control unit 5A.
  • the memories 5Ac to 5Ag may be provided in an arbitrary component such as a control unit that controls the entire DC power supply device, or may be input from the outside of the DC power supply device. It is good.
  • the chopper control unit 5A includes a switching element control signal generation circuit 5Aa, and performs switching voltage control, constant current control, or constant power control by pulse width control so that the output becomes a set value. Is generated.
  • Switching element control signal generator circuit 5Aa is switching ignition set voltage V IGR sent from the switching circuit 5Ab, steady operation setting voltage V R, the steady operation set current I R, one of steady operation set power P R as a set value generates a device control signal to the chopper controls the switching element to Q 1 voltage type step-down chopper unit 2.
  • Boost control unit 5B has a short pulse signal generating circuit 5Ba for generating a short pulse signal P i, for controlling the intermittent short-circuit operation of the booster circuit 3 by a short pulse signal P i.
  • Short pulse signal P i starts to generate the rising of the ignition signal IG, to stop generating the switching signal output from the comparator circuit 5Ae the chopper control unit 5A.
  • the inverter control unit 5C controls the switching operation of the switching element connected to each arm constituting the bridge circuit of the single-phase inverter 4.
  • the single-phase inverter 4 orthogonally converts the input direct current into alternating current by controlling the switching element.
  • the single-phase inverter 4 is configured by a bridge circuit having four arms as shown in FIG. 10, for example. Each arm is provided with four switching elements Q U , Q V , Q X , and Q Y , respectively.
  • a switching element Q U and the switching element Q X are connected in series, connected in series and a switching element Q V and the switching element Q Y.
  • Connection point of the switching elements Q U and the switching element Q X is connected to the positive terminal side of the load through the reactor L m1, connection point of the switching elements Q U and the switching element Q Y is connected to the negative terminal side of the load.
  • a feedback signal is fed back to the control unit 5 from the output end of the DC power supply 1 or the load side.
  • the feedback signal can be, for example, a voltage at the output terminal of the DC power supply device 1.
  • the plasma discharge is generated by the ignition mode S1 when the power is turned on or restarted. Plasma discharge is maintained by mode S2.
  • FIG. 5 shows a short-circuit operation of the booster circuit of the DC power supply device of the present invention.
  • FIG. 5A shows a circuit state at the time of short circuit
  • FIG. 5B shows a circuit state at the time of short circuit end.
  • the switching element Q 1 When power supply for supplying power to single-phase inverter side from the DC power source, the switching element Q 1 is in the on state, the switching element Q 2 of the booster circuit is in the OFF state, from the DC power source through a voltage-step-down chopper unit Electric power is supplied to the single-phase inverter side. At this time, the voltage boosted by the booster circuit is supplied to the single-phase inverter.
  • FIG. 5A shows a state at the time of short-circuiting in the intermittent short-circuit operation.
  • a short circuit and while the switching element to Q 1 ON state, switches the switching element Q 2 of the booster circuit from the off state to the on state, to form a circuit for a DC reactor L F1 and the diode D 1 voltage-down chopper unit 2 .
  • Short-circuit current ⁇ i flows through DC reactor L F1 and energy is accumulated.
  • FIG. 5B shows a state at the end of the short circuit in the intermittent short circuit operation. At the short ends, and leave the switching elements to Q 1 ON state, by switching the switching element Q 2 of the booster circuit from the ON state to the OFF state, the flow circuit current delta i to the load side, the voltage-down chopper unit and boosting The power supply from the DC power source to the single-phase inverter side is resumed through the circuit.
  • the output capacitance C OT is chopper output capacitor C F1 of the voltage source step-down chopper unit or, when the load has a load capacitance C L, the table in the parallel capacitance of the chopper output capacitor C F1 and the load capacitance C L Is done.
  • the booster circuit cuts off the chopper from the single-phase inverter when stopping and returning to the DC output of the DC power supply unit, and suppresses excess current to the load when an arc occurs
  • the arc power is extinguished at high speed, the current flowing through the chopper is held as a circulating current, and then the circulating current held at the time of restarting the inverter is supplied to the load. It is possible to perform an operation for reducing a delay in supplying DC power to the load when the output is restored.
  • IG voltage rise interval boost control
  • control is performed to boost the output voltage to the ignition set voltage.
  • the boost control unit raises an IG (ignition) generation signal (not shown in FIGS. 7 and 8) that defines an ignition mode interval (S1A).
  • IG ignition
  • S1A ignition mode interval
  • IG With the launch of (ignition) generation signal to generate a short pulse signal P i (S1B).
  • Short pulse signal P i is generated by a minute time width T ion, a switching element Q 2 is turned on to, short-circuiting the positive voltage side and a negative voltage side.
  • the operation of the short-circuit pulse signal P i in the IG voltage rising section in FIGS. 7C and 8C and the switching element Q 2 in the IG voltage rising section in FIG. 7B and FIG. Indicates the state.
  • the chopper control sets the ignition set voltage V IGR as a voltage set value for constant voltage control of the output voltage V O with the rise of an IG (ignition) generation signal (ignition not shown) (S1a).
  • the step of short-circuiting operation S1C short-circuit current flows delta i to the voltage-step-down chopper unit.
  • the short circuit current delta i is stored in the reactor provided in the voltage-step-down chopper unit (S 1 b).
  • the output voltage V O (ignition voltage V OIG ) is compared with the ignition set voltage V IGR, and if the output voltage V O has not reached the ignition set voltage V IGR , the next short-circuit pulse signal P i causes the boost circuit to be positive. are short-circuited between the voltage side and the negative voltage side, it performs processing for boosting the output voltage V O through the short circuit current delta i a (S1C ⁇ S1D). Until the output voltage V O (ignition voltage V OIG ) reaches the ignition set voltage V IGR , the boosting process by the short-circuit operation of S1C to S1D is repeated.
  • the output voltage V O (ignition voltage V OIG ) is stepped up by repeating the intermittent short circuit operation of S1C to S1D.
  • the portion indicated by symbol A is a stepwise step-up in which the output voltage V O (ignition voltage V OIG ) is directed to the ignition set voltage V IGR. Indicates the state.
  • short-circuit current flows delta i, as shown in FIG.
  • the short circuit current ⁇ i flows for a minute time width Tion (n) that is the signal width of the short circuit pulse signal P i .
  • Short circuit current delta i is reset every short operation.
  • T ion (n) n-th short operation of T ion (n) is completed, until the short circuit operation of the next (n + 1) th T ion (n + 1) is started, the direct current by a short operation of the T ion (n) reactor L
  • the energy J i (n) stored in F1 is supplied to the load through the inverter unit, the transformer, and the rectifier.
  • the output-side capacity of the DC power supply device is the output capacity C OT and the output voltage at the time of ignition is V O (n)
  • the energy J i (n) sent to the output capacity C OT by the short-circuit operation Is represented by the following formula (3).
  • the output capacitance C OT may be a load capacitance C L of the electrode capacitance of the plasma generator is a load and chopper output capacitor C F1.
  • V O (1) ⁇ (L F1 / C OT ) ⁇ ⁇ i1 2 ⁇ 1/2 (5)
  • V O (2) ⁇ (L F1 / C OT ) ⁇ ⁇ i1 2 + V O (1) 2 ⁇ 1/2 (6)
  • V O (3) ⁇ (L F1 / C OT ) ⁇ ⁇ i1 2 + V O (2) 2 ⁇ 1/2 (7)
  • Equation (4) shows that the output voltage V O (n) at the time of ignition can be selected by the number n of short-circuit operations.
  • the short-circuit current delta i1 is proportional to the input voltage V in as shown in equation (1).
  • Input voltage V in is the output voltage of the voltage source step-down chopper unit, the output voltage is determined by the on-duty ratio of the switching element to Q 1 voltage type step-down chopper unit.
  • the step-up ratio of the output voltage V O (n) may be determined by on-duty ratio of the switching element to Q 1 number n, and the voltage-down chopper of the short-circuit operation.
  • the number n of short-circuit operations is performed in the ignition mode. Therefore, when the short-circuit pulse signal is output in synchronization with the gate pulse signal, the time from the start of the ignition mode to the release and the gate pulse The number of times is automatically determined according to the time width of the signal.
  • control is performed to maintain the boosted output voltage (ignition voltage) at the ignition set voltage.
  • the ignition set voltage V IGR can be maintained in two ways .
  • FIG. 7 shows the first mode
  • FIG. 8 shows the second mode.
  • the ignition voltage is maintained at the ignition set voltage V IGR by performing constant voltage control of the ignition voltage by chopper control of the voltage step-down chopper unit.
  • the chopper control of the voltage step-down chopper section is switched from the pulse width control of the IG voltage boost section to the constant voltage control, and the output voltage V O (ignition voltage V OIG ) is changed to the ignition set voltage V IGR.
  • the voltage is maintained so as to be (S1d).
  • Switching element to Q 1 voltage type step-down chopper unit is constant voltage control as shown in Figure 7 (a). In this constant voltage control, after the ignition voltage V OIG reaches the target ignition set voltage V IGR , it is turned off, and when the ignition voltage V OIG decreases from the target ignition set voltage V IGR , the constant voltage control is performed. To increase the ignition set voltage V IGR to maintain the voltage.
  • the booster circuit in the control of IG-voltage constant voltage section, the booster circuit, as shown in FIG. 7 (b), it may remain and continue the intermittent short-circuit operation of the switching element Q 2. This is even between the upper and lower end of the booster circuit by the intermittent short operation of the switching element Q 2 is short-ignition set the output voltage V O (ignition voltage V OIG) by the constant voltage control by the voltage-down chopper unit voltage V IGR This is because it can be maintained.
  • V O ignition voltage V OIG
  • the second aspect is to maintain the output voltage V O by stopping the boosting operation of the switching element Q 2 of the booster circuit is turned off (FIG. 8 (b)) (ignition voltage V OIG) to the ignition setting voltage V IGR.
  • the output voltage V O ignition voltage V OIG
  • V IGR ignition setting voltage
  • the output current IO rises in the IG voltage rising section and the IG voltage constant voltage section.
  • a portion indicated by a symbol D indicates a current rising state in the IG voltage rising section and the IG voltage constant voltage section.
  • the ignition current I IGR flows through the output current I O (ignition current I G ), and the steady operation output current I O flows through the transition to the steady operation state.
  • the portion indicated by symbol E is the output current I O exceeding the ignition setting current I IGR (ignition current I G) flows, the output current of the steady operation It shows a transition state of transition to I O, a portion indicated by reference sign F indicates the output current I O of the steady operation.
  • the output voltage V O has reached a steady state operation setting voltage V R, and it is possible to determine the occurrence of plasma discharge may flow ignition set current I IGR to the output current I O.
  • the output current that flows when the plasma discharge is generated is determined by the ignition set current I Predetermined as IGR , the output voltage is predetermined as the ignition set voltage V IGR , the output current I O is compared with the set ignition set current I IGR, and the output voltage V O is set as a constant to the set ignition set voltage V IGR
  • the plasma generation set voltage VPLR obtained by multiplying k is compared.
  • the constant k is set to, for example, 0.2 to 0.9 (S1e, S1f).
  • the inverter control unit stops generating the short pulse signal P i to stop the IG generating signals As a result, the ignition mode is terminated and the operation mode is switched to the steady operation mode.
  • FIG. 7 (d) the in the output voltage V O shown in FIG. 8 (d), a portion indicated by reference sign C denotes a constant voltage state of being maintained in a steady operation setting voltage V R.
  • Step S2 the plasma discharge generated in the ignition mode is maintained.
  • the chopper control unit performs the constant voltage control in the steady operation setting voltage V R, the inverter control unit performs a normal pulse width control.
  • FIG. 9 shows operating states of chopper control and inverter control in the ignition mode and the steady operation mode.
  • the voltage-down chopper unit in IG voltage rising period performs a pulse width control, the booster circuit output voltage V O by intermittently driving the switching element Q 2 (ignition voltage V OIG) Is increased to the ignition set voltage V IGR , and in the IG voltage constant voltage section, the voltage step-down chopper unit performs constant voltage control to maintain the output voltage V O (ignition voltage V OIG ) at the ignition set voltage V IGR .
  • the booster circuit may be to continue the intermittent driving of the switching element Q 2, it may be stopped intermittently driving.
  • the switching element Q 2 of the booster circuit is turned off to maintain the ignition setting voltage V IGR in the voltage constant voltage section. .
  • the output current rises toward the ignition set current IIGR .
  • the inverter control performs orthogonal transform control.
  • selection from any of constant voltage control, constant current control, and constant current control can be made as required. For example, it is selected in advance and set in the switching circuit of the chopper controller. It can be set from outside the DC power supply. Moreover, it is good also as a structure which changes selection.
  • FIG. 11 shows an example of usage in which the DC power supply device of the present invention is applied to a dual cathode power supply device.
  • the dual cathode power supply is a power supply that supplies high-frequency power to the load of the plasma generator, and the plasma generator includes two electrodes, electrode 1 and electrode 2, in a grounded case. According to this dual cathode power supply device, an electrically symmetrical AC voltage can be applied to the two electrodes.
  • the dual cathode power supply device supplies one output of the single-phase transformer to one electrode 1 via an output cable, and supplies the other output to the other electrode 2 via an output cable.
  • FIG. 12 shows an example of usage in which the DC power supply device of the present invention is applied to a load with one end grounded.
  • the DC power supply is a power supply that supplies high-frequency power to the load of the plasma generator, and the plasma generator includes two electrodes: an electrode for inputting a DC voltage from the DC power supply and a grounded electrode. According to this DC power supply device, one electrode can be grounded and a DC voltage can be applied to the other electrode.
  • the DC power supply device converts the DC power voltage input from the rectifying unit that rectifies AC power of the AC power source, the snubber unit that constitutes a protection circuit that suppresses transient high voltage, Voltage-type step-down chopper unit that outputs voltage, single-phase inverter that converts DC output of voltage-type step-down chopper unit into single-phase AC output, single-phase transformer that converts AC output of single-phase inverter into predetermined voltage, single-phase A rectifier is provided for rectifying the AC output of the transformer.
  • the DC power supply device supplies the output of the rectifier to the electrode A through the output cable.
  • the electrode B is a ground electrode.

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Abstract

プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置において、プラズマ放電を発生させる高圧電圧を形成する装置構成を簡易で小型化する。直流電源装置が備える電圧形降圧チョッパ部に微小時間だけ短絡電流を流してリアクトルにエネルギーを蓄積する工程を複数回繰り返して行い、リアクトルに蓄積したエネルギーを出力容量に放出して出力電圧を逐次上昇させ、これによりイグニッション設定電圧まで昇圧させる。短絡電流は、直流電源装置が備える昇圧回路のスイッチング素子を用いて形成する。短絡電流の蓄積と解放とによる出力端の昇圧を繰り返すことによって、直流電源装置の出力端の電圧をイグニッション設定電圧まで昇圧する。

Description

直流電源装置、直流電源装置の制御方法
　本願発明は、直流電源装置に関し、例えば、プラズマ発生装置等の負荷に用いられる直流電源装置、直流電源装置の制御方法に関する。
　半導体デバイス、液晶パネル、ディスク等の製造や、スパッタリング処理等において、基板等の処理対象物にプラズマを用いたプラズマ処理工程が知られている。このプラズマ処理工程は、直流電源装置からプラズマ発生装置に直流電力を供給し、プラズマ発生装置内の空間において処理ガスをプラズマ化するなどによってプラズマを発生させ、発生したプラズマによって基板の表面に成膜処理やエッチング処理を行う。
　通常、プラズマ発生装置は直流電源装置にとって電気的な負荷に相当し、プラズマ放電が発生するまでのプラズマ放電開始時の負荷と、プラズマ放電が安定して発生している通常運転時の負荷とは異なる。そのため、通常、直流電源装置は、プラズマ放電開始時において、通常運転時の電圧よりも大きなイグニッション電圧を電極に一定期間印加し、その後、通常運転時の低電圧の放電電圧を印加する（特許文献１）。また、プラズマ放電の開始を突入電流によって検出することが知られている（特許文献２，３）。
　また、プラズマ放電発生のためのイグニッション電圧を発生する回路として共振コンバータを用いるものやチョッパ制御を用いるものが知られている。
　図１３（ａ），（ｂ）は共振コンバータを用いたイグニッション電圧発生回路であり、図１３（ａ）は直列共振コンバータの回路例を示し、図１３（ｂ）は並列共振コンバータ回路例を示している。図１３（ａ）に示す回路例では、インバータ回路とダイオード整流回路で構成されるコンバータとの間にＬＣの直列共振回路を接続し、図１３（ｂ）に示す回路例では、インバータ回路とダイオード整流回路で構成されるコンバータとの間にＬＣの並列共振回路を接続している。共振コンバータを用いたイグニッション電圧発生回路は、共振によってイグニッション電圧を上昇させている。
　図１３（ｃ）はチョッパ制御の回路例であり、直流源（Ｅin）とインバータ回路との間にチョッパ回路を設ける。チョッパ制御の回路では、チョッパ回路が備えるスイッチング素子のオンデューティー比によってイグニッション電圧を制御する。
特開２０１０－２５５０６１（段落［0006］） 特開平１１－２２９１３８号公報（段落［0009］） 特開２００２－１７３７７２号公報（段落［0032］） 国際特許出願ＰＣＴ／ＪＰ２０１２／７２８５４
　特許文献２に記載される装置では、設定した放電電圧よりも大きな電圧を一定期間印加することによってプラズマを発生させ、また、特許文献３に記載される装置では、瞬間的に定格以上の電圧を印加することによってプラズマ放電の着火を行っている。
　上記したように、プラズマを着火させるために印加する電圧は、放電電圧あるいは定格電圧よりも大きな電圧を一定期間あるいは瞬間的に印加している。プラズマ放電の発生にはばらつきがあり、印加電圧が低い場合には印加時間を長く設定する必要がある。
　短い印加時間で確実にプラズマ放電を発生させるには、放電電圧や定格電圧よりも大きな電圧を発生させる必要がある。
　そのため、プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置は、プラズマ放電の発生に用いる電圧を高めるために直流電源装置が複雑化し大型化するという問題がある。
　また、低い印加電圧でプラズマ放電を発生させる場合には印加時間が長くなるため、プラズマ発生装置での処理時間が長時間化するという問題がある。
　また、イグニッション電圧発生回路において、図１３（ａ），（ｂ）の例で示すように、直列共振コンバータおよび並列共振コンバータを用いる場合には、共振動作によって電圧を上昇させているため、イグニッション電圧の最大値は入力直流電圧Ｅdcの２倍までしか昇圧することができないという問題がある。イグニッション電圧を高めるには入力直流電圧Ｅdcを高める必要があり、高電圧の直流源を用意する必要がある。
　イグニッション電圧発生回路において、図１３（ｃ）の例で示すように、チョッパ制御による場合には、インバータ回路に共振回路を備えていないため、降圧チョッパ回路ではイグニッション電圧の最大値は入力直流電圧Ｅinまでしか得られないという問題がある。
　したがって、共振回路あるいはチョッパ回路によるイグニッション電圧発生回路においても、プラズマ放電の発生に用いる電圧を高めるに直流電源装置が複雑化し大型化するという問題がある。
　上記問題を解決するために、本願出願の発明者は、電流形降圧チョッパ回路と三相インバータ回路を組み合わせて成る直流電源装置において一つの解決手段を提案している（特許文献４）。提案する解決手段では、電流形降圧チョッパ回路において、短絡電流を形成するために、電流形降圧チョッパ回路の負荷側に接続される多相インバータのスイッチング動作を制御することによって短絡電流を形成する構成、あるいは電流形降圧チョッパ回路の出力側端間に単体のスイッチング回路を設けることによって短絡電流を形成する構成を提案している。
　前記した提案において、多相インバータのスイッチング動作を制御することによって短絡電流を形成する場合には、三相インバータの制御において、通常行うインバータ制御に加えて、上下端間を短絡および開放するスイッチング動作による短絡制御を行い、又、スイッチング回路を設ける構成によって短絡電流を形成する場合には、上下端間の短絡のみを目的とした回路構成を別途設けることになる。
　本発明は前記した従来の問題点を解決し、プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置において、プラズマ放電を発生させる高圧電圧を形成する装置構成を簡易で小型化することを目的とする。
　また、大型で複雑な構成の直流電源装置を用いることなく、プラズマ放電の発生に要する電圧印加時間を短縮することを目的とする。
　プラズマ発生装置等の負荷に対して直流電力を供給してプラズマ処理を行う際に、電源投入時や再起動時においてプラズマ発生装置にプラズマ放電を発生させる工程を行う。このとき、プラズマ発生装置に対して直流電源装置からイグニッション電圧と呼ばれる通常運転の際に印加する電圧より高い電圧を印加し、プラズマ放電を発生させる。
　本願発明は、プラズマ放電を発生させるために、プラズマ発生装置に印加する電圧生成に用いる直流電源装置、および直流電源装置の制御方法に係るものである。
　プラズマ発生装置に印加する電圧を、プラズマ放電を発生させるに要するイグニッション設定電圧まで昇圧する必要がある。本願発明の直流電源装置は、直流電源装置が備える電圧形降圧チョッパ部に微小時間だけ短絡電流を流してリアクトルにエネルギーを蓄積する工程を複数回繰り返して行い、リアクトルに蓄積したエネルギーを出力容量に放出して出力電圧を逐次上昇させ、これによりイグニッション設定電圧まで昇圧させる。
　本願発明の直流電源装置は、昇圧回路が備えるスイッチング素子を用いて短絡電流を形成する構成である。昇圧回路のスイッチング素子を微小時間だけ閉じることによって電圧形降圧チョッパ部の出力側の上下端間を短絡し、電圧形降圧チョッパ部から直流電源装置の出力端への電流路を微小時間だけ遮断する。昇圧回路の短絡によって直流電源装置の出力端への電流路が遮断され、それまで電圧形降圧チョッパ部に流れていた電流は、電圧形降圧チョッパ部および昇圧回路を短絡電流として流れる。短絡電流は電圧形降圧チョッパ部が備えるリアクトルに一次的に蓄積される。
　その後、昇圧回路のスイッチング素子を開いて短絡を解除し、電流路の遮断を解くと、電圧形降圧チョッパ部から直流電源装置の出力端に向かう電流路が再び形成され、リアクトルに蓄積されたエネルギーは直流電源装置の出力端の電圧を昇圧する。電流の蓄積と解放とによる出力端の昇圧を繰り返すことによって、直流電源装置の出力端の電圧をイグニッション設定電圧まで昇圧する。
［直流電源装置］
　本願発明の直流電源装置は、プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置であり、直流電圧源を構成する電圧形降圧チョッパ部と、電圧形降圧チョッパ部の直流電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の直流出力を単相交流に変換する単相インバータ部と、制御部とを備え、制御部は電圧形降圧チョッパ部を制御するチョッパ制御部、および昇圧回路を制御する昇圧制御部とを含む構成である。
［直流電源装置の制御方法］
　本願発明の直流電源装置の制御方法は、直流電圧源を構成する電圧形降圧チョッパ部と、電圧形降圧チョッパ部の直流電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の直流出力を単相交流に変換する単相インバータ部と、電圧形降圧チョッパ部を制御するチョッパ制御部、および昇圧回路を制御する昇圧制御部とを含む制御部を備え、プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置の制御方法である。
　制御部は、プラズマ発生装置にプラズマ放電を発生させるイグニッション電圧を供給するイグニッションモードと、プラズマ発生装置のプラズマ放電を継続させる定常運転モードとを切り換えて制御する。
　イグニッションモードにおいて、昇圧制御部は、昇圧回路の正電圧側と負電圧側との間を間欠的に短絡し、この間欠的な短絡で形成される短絡電流による昇圧動作を制御し、プラズマ発生装置に印加する出力電圧を制御する。
　昇圧制御部は、昇圧回路において正電圧端と負電圧端との間を接続するスイッチング素子を間欠的に短絡する短絡パルス信号を生成する。スイッチング素子は短絡パルス信号によってオン状態となり、電圧形降圧チョッパ部の出力端の正電圧端と負電圧端とを短絡する。
　イグニッションモードにおいて、制御部は昇圧制御と定電圧制御とを切り換えて行う。昇圧制御は昇圧制御部によって行われ、短絡電流による昇圧を複数回繰り返して出力電圧をイグニッション設定電圧まで電圧上昇させる。一方、定電圧制御はチョッパ制御部によって行われ、出力電圧をイグニッション設定電圧に維持する。
　制御部は、出力電圧がイグニッション設定電圧に到達した後、昇圧制御から定電圧制御に切り換える。
　制御部は、チョッパ制御部におけるチョッパ制御のオンデューティー比と、昇圧制御部における間欠短絡動作の回数とをパラメータとして備える。
　チョッパ制御部は、オンデューティー比によって電圧形降圧チョッパ部の入力電圧を制御する。一方、昇圧制御部は、間欠短絡動作の回数によって昇圧比を制御する。入力電圧と昇圧比によって出力電圧の電圧上昇を制御する。
　定常運転モードは、定電圧制御、定電流制御、定電力制御の何れかの制御を選択可能であり、制御部は、切換制御において、出力電流がイグニッション設定電流に到達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に下降したときイグニションモードから定常運転モードに切り換え、定電圧制御、定電流制御、定電力制御から選択した制御を行う。
　定電圧制御は、定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電圧に切り換えて、出力電圧を定常運転設定電圧に維持する電圧制御である。
　定電流制御は、定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電流に切り換えて、出力電流を定常運転設定電流に維持する電流制御である。
　定電力制御は、定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電力に切り換えて、出力電力を定常運転設定電力に維持する電力制御である。
　前記した提案において、多相インバータのスイッチング動作の制御による場合には、三相インバータにおいて、通常のインバータ制御に加えて、上下端間を短絡および開放するスイッチング動作を行わせる短絡制御を行うのに対して、本願発明によれば、単相インバータにおいて通常のインバータ制御を行い、短絡制御についてはインバータ制御を行うことなく、通常のインバータ制御から独立した昇圧回路の短絡制御によって行うことができる。
　また、前記した提案において、スイッチング回路を設ける構成では、上下端間の短絡のみを目的とする短絡回路を別途設ける構成であるのに対して、本願発明によれば、昇圧回路が備えるスイッチング素子を利用して短絡制御を行うことができるため、短絡回路を別途用意することを要さない。
　以上説明したように、本発明によれば、プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置において、プラズマ放電を発生させる高圧電圧を形成する装置構成を簡易で小型化することができる。
　また、大型で複雑な構成の直流電源装置を用いることなく、プラズマ放電の発生に要する電圧印加時間を短縮することができる。
本願発明の、短絡電流の発生動作および短絡電流による出力電圧の昇圧動作を説明するための図である。 本願発明の直流電源装置の全体の構成を説明するための図である。 本願発明の直流電源装置が備えるチョッパ制御部の構成例を説明するための図である。 本願発明の直流電源装置が備える昇圧制御部の構成例を説明するための図である。 本願発明の直流電源装置のイグニッション時の回路状態を説明するための図である。 本願発明の直流電源装置のイグニッションモードおよび定常運転モードの動作例を説明するためのフローチャートである。 本願発明の直流電源装置のイグニッションモードおよび定常運転モードの動作例を説明するためのタイミングチャートである。 本願発明の直流電源装置のイグニッションモードおよび定常運転モードの動作例を説明するためのタイミングチャートである。 本願発明の直流電源装置のイグニッションモード，定常運転モードの動作状態図である。 直流電源装置の単相インバータを説明するための図である。 デュアルカソード電源装置の使用形態を説明するための図である。 直流電源装置の使用形態を説明するための図である。 プラズマ放電発生のためのイグニッション電圧を発生する従来の回路例を説明するための図である。
　図１は、本願発明の、短絡電流の発生動作および短絡電流による出力電圧の昇圧動作を説明するための図である。
　図１（ａ）は短絡電流の発生動作を説明するための図である。昇圧回路において正電圧側と負電圧側とを短絡する。この短絡によって、電圧形降圧チョッパ部から直流電源装置の出力端への電流路は微小時間だけ遮断され、電圧形降圧チョッパ部および昇圧回路に短絡電流Δｉが流れる。短絡電流は電圧形降圧チョッパ部が備える直流リアクトルＬＦ１に一次的に蓄積される。
　図１（ｂ）は出力電圧の昇圧動作を説明するための図である。図１（ａ）に示される短絡動作を停止して、電圧形降圧チョッパ部および昇圧回路を負荷側に接続すると、直流リアクトルＬＦ１に蓄積されていたエネルギーは電圧に変換され、出力電圧を昇圧する。図１（ｂ）では、出力容量ＣＯＴの電圧ＶＯを昇圧する。
　なお、出力容量ＣＯＴはチョッパ出力コンデンサＣＦ１の容量である。負荷が負荷容量ＣＬを備える場合には、出力容量ＣＯＴはチョッパ出力コンデンサＣＦ１と負荷容量ＣＬの並列回路の容量である。なお、図１ではチョッパ出力コンデンサＣＦ１、および負荷容量ＣＬは図示していない。
　本願発明の直流電源装置は、昇圧回路の短絡によって電圧形降圧チョッパ部に流れる短絡電流を直流リアクトルＬＦ１に蓄積し、その蓄積電流をエネルギー変換して出力電圧を昇圧する。一回の短絡により得られる昇圧分は小さいため、短絡による昇圧工程を複数回繰り返すことによって出力電圧を段階的に上昇させ、イグニッション設定電圧まで昇圧させる。また、一回の短絡による昇圧分は、正電圧側と負電圧側を短絡する短絡時間を延長させることで大きくさせることが可能であるが、一回の昇圧分が小さい程、出力電圧を昇圧する際の昇圧幅を細かく調整することができ、昇圧の分解能を高めることができ、出力電圧の制御に優位である。
　電圧形降圧チョッパ部および昇圧回路に形成される微小時間の短絡電流の電流路は、昇圧回路の正電圧側と負電圧側とを単に短絡することによって形成することができ、直流電源装置が備える昇圧回路を利用することができるため、構成を簡易で小型な構成とすることができる。
　本願発明のプラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置は、直流電圧源を構成する電圧形降圧チョッパ部と、電圧形降圧チョッパ部の直流出力を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の直流出力をスイッチング素子の動作により単相の交流電圧に変換する単相インバータ部と、制御部とを備える。
　制御部は、電圧形降圧チョッパ部を制御するチョッパ制御部、昇圧回路を短絡制御する昇圧制御部、単相インバータ部を制御するインバータ制御部を有し、動作モードを切り換える切換制御、昇圧回路を間欠短絡させ、電圧形降圧チョッパ部の回路に微小時間だけ電流路を形成する昇圧制御、電圧形降圧チョッパ部のチョッパ制御、単相インバータのインバータ制御等を行う。
　切換制御は、プラズマ発生装置においてプラズマ放電を発生させるイグニッション電圧を供給するイグニッションモードと、プラズマ発生装置のプラズマ放電を継続させる定常運転電流を供給する定常運転モードの動作モード間を切り換える。
　昇圧制御は、昇圧制御部によって昇圧回路を制御する。昇圧制御は、昇圧回路の正電圧側と負電圧側とを間欠的に短絡し、この短絡によって電流形降圧チョッパ回路および昇圧回路に微小時間だけ電流路を形成して短絡電流を流す。短絡電流のエネルギーは電圧形降圧チョッパ部のリアクトルに蓄積される。短絡動作は、微小時間の短絡パルス信号毎に行われ、複数の短絡パルス信号を間欠的に入力することによって複数回の短絡動作を行う。
　間欠短絡動作において、一短絡動作が終了して次の短絡動作までの間は、電圧形降圧チョッパ部は直流電源装置の出力端と導通状態となる。これにより、リアクトルに蓄積されたエネルギーは直流電源装置の出力端に送られて出力電圧を昇圧する。
　各短絡動作はそれぞれ短絡パルス信号に基づいて行われ、短絡電流は短絡動作ごとにリセットされる。出力電圧は前回の短絡動作で昇圧した電圧に加算されて順に昇圧される。
　昇圧制御において、昇圧回路の正電圧側と負電圧側の端子間を短絡する短絡動作時には、電圧形降圧チョッパ部および昇圧回路から単相インバータ部への電流の流れは停止する。そのため、昇圧回路および電圧形降圧チョッパ部の短絡電流の形成は、単相インバータ部による直交変換動作の影響を受けることなく行われる。
　制御部は、例えば、チョッパ制御部のチョッパ制御のオンデューティー比と、間欠短絡動作の回数とをパラメータとして制御を行う。オンデューティー比によって電圧形降圧チョッパ部の入力電圧を制御し、間欠短絡動作の回数によって昇圧比を制御し、電圧形降圧チョッパ部の入力電圧と昇圧比によって出力電圧の電圧上昇を制御する。
　（イグニッションモード）
　制御部は、イグニッションモードにおいて、短絡電流による昇圧を複数回繰り返して出力電圧をイグニッション設定電圧まで電圧上昇させる昇圧制御と、チョッパ制御部によって前記出力電圧をイグニッション設定電圧に維持する定電圧制御とを切り換えて行う。この昇圧制御から定電圧制御への切り換えは、出力電圧がイグニッション設定電圧に到達した時点で行う。
　制御部は、イグニッションモードにおいて、昇圧制御を行うことによって昇圧回路および電圧形降圧チョッパ部に短絡電流を流す。この短絡電流のエネルギーは、電圧形降圧チョッパ部が備えるリアクトルに一次的に蓄積される。蓄積されたエネルギーは、次の短絡までの期間において、単相インバータ部を介して直流電源装置の出力電圧を昇圧する。この短絡による電流エネルギーの蓄積と、導通による出力電圧の昇圧を繰り返す昇圧動作によってプラズマ発生装置に印加する出力電圧を高める制御を行う。
　イグニッションモードにおいて、直流電源装置の出力電圧は、複数回の短絡動作による昇圧と、チョッパ制御により定まる電圧形降圧チョッパ部の入力電圧とによって定まる。また、イグニッション設定電圧まで昇圧するに要する短絡動作の回数は、電圧形降圧チョッパ部の入力電圧、イグニッションモードの時間幅、一回の短絡動作で昇圧する電圧幅等と関連性を有しているため、直流電源装置の構成や使用条件に基づいて定めることができる。
　出力電圧は、昇圧制御によって所定のイグニッション設定電圧まで上昇し、イグニッション設定電圧に達した後は定電圧制御によって維持される。これによって、プラズマ発生装置には、イグニッションモードの段階で徐々に昇圧される電圧が印加され、イグニッション設定電圧に達した後は、イグニッション設定電圧をイグニッションモードが終了するまで印加する。
　イグニッションモードにおいて、チョッパ制御部はパルス幅制御を行い、電圧形降圧チョッパ部の入力電圧を所定電圧に制御する。
（定常運転モード）
　イグニッションモードの定電圧制御において、出力電流がイグニッション設定電流に到達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に下降したとき、イグニションモードから定常運転モードに切り換え、定常運転モードにおいて、定電圧制御、定電流制御、定電力制御から選択した何れかの制御を行う。
　定電圧制御は、定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電圧に切り換えて、出力電圧を定常運転設定電圧に維持する制御態様である。
　定電流制御は、定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電流に切り換えて、出力電流を定常運転設定電流に維持する制御態様である。
　また、定電力制御は、定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電力に切り換えて、出力電力を定常運転設定電力に維持する制御態様である。
　イグニッションモードから定常運転モードへの切り換えは、プラズマ発生装置においてプラズマ放電が発生したことに基づいて行われ、出力電流および出力電圧に基づいて行う。通常、プラズマ放電が発生することによって、出力電流が増加すると共に、出力電圧はイグニション時の電圧から降下する。直流電源装置からプラズマ発生装置において、この出力電圧のレベルと出力電流のレベルを検出することによって、プラズマ放電の発生を検出し、イグニッションモードから定常運転モードへの切り換えを行うことができる。
　プラズマ発生装置においてプラズマ放電が発生すると、直流電源装置からプラズマ発生装置に供給される出力電流は、イグニッションモードから定常運転モードに切り替わる時点で、イグニッション電流から定常運転電流に切り替わる。
　イグニッション電流は、間欠短絡動作を行うごとに段階的に増加するため、イグニッションモードから定常運転モードに切り替わる最後の段階ではイグニッション電流は最も大きなイグニッション電流となる。ここで、このイグニッションモードから定常運転モードに切り替わるときのイグニッション電流を予め求めてイグニッション設定電流として定めておく。また、プラズマ放電が発生すると出力電圧はイグニッション設定電圧より低い値となるため、プラズマ放電発生時の低い電圧をプラズマ発生電圧として定めておく。
　プラズマ放電の発生検出において、出力電流をイグニッション設定電流と比較し出力電圧をプラズマ発生電圧と比較し、出力電流がイグニッション設定電流に達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に降下した時点をプラズマ放電が発生した時点として判断する。
　プラズマ放電の発生を検出した場合には、制御の設定値を、イグニッションモードにおける定電圧制御のイグニッション設定電圧から、定常運転モードにおいて定電圧制御、定電流制御、定電力制御から選択した何れかの制御の設定値に切り換え、選択した制御を行う。
　定常運転モードにおいて定電圧制御、定電流制御、定電力制御の何れかの制御によって、プラズマ発生装置には一定電圧、一定電流、あるいは一定電力が印加され、安定したプラズマ放電が維持される。
　電圧形降圧チョッパ部から出力端側への電流経路は、直流電源装置に接続する単相インバータ部、変圧器、および整流器の各部を通る経路とする他、電圧形降圧チョッパ部と出力端側とを直接接続する経路とすることができる。この直接接続する経路を用いる構成では、イグニッションモードにおいて導通させ、通常運転モードにおいて非導通状態とする切換手段を設ける。
　インバータ制御部は、単相インバータを構成するブリッジ回路のスイッチング素子をパルス幅制御するゲートパルス信号を生成する。ゲートパルス信号は、単相インバータのブリッジ回路の各スイッチング素子をオン・オフ制御して直流電流を交流電流に変換する。
　以下、本願発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。以下では、本願発明の直流電源装置および制御方法について、図２～図４を用いて直流電源装置の構成例を説明し、図５～図９を用いて直流電源装置の制御例について説明する。また、図１１、図１２を用いて本願発明の直流電源装置の使用形態例について説明する。
　本願発明の直流電源装置の構成例について図１，図２を用いて説明する。
　図２に示す直流電源装置１は、直流電圧源を構成する電圧形降圧チョッパ部２と、昇圧回路３と、第１スイッチング素子～第４スイッチング素子の４つのスイッチング素子からなるブリッジ回路を有し、電圧形降圧チョッパ部２の直流出力をスイッチング素子の動作により単相の交流電力に変換する単相インバータ４と、電圧形降圧チョッパ部２、昇圧回路３、および単相インバータ４を制御する制御部５を備える。
　昇圧回路３の出力を負荷１０に供給する。昇圧回路３と単相インバータ４との間に整流部（図２には示していない）を設け、昇圧回路３の出力を交直変換し、得られた直流電圧を負荷１０に供給する構成としてもよい。
　直流源は、例えば、交流電源の交流電力を整流する整流部、および過渡的に生じる高電圧を抑制する保護回路を構成するスナバー部によって構成することができる。
　電圧形降圧チョッパ部２は、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１と直流リアクトルＬＦ１とを備える。スイッチング素子Ｑ１は、直流電圧をチョッパ制御することによって降圧する。直流リアクトルＬＦ１はチョッパ制御した直流を電流平滑し、チョッパ出力コンデンサＣＦ１は直流電圧を形成する。
　昇圧回路３は、正端子Ｐと負端子Ｎとの間にスイッチング素子Ｑ２を接続し、スイッチング素子Ｑ２とチョッパ出力コンデンサＣＦ１との間にダイオードＤ２を接続して構成することができる。スイッチング素子Ｑ２は電圧形降圧チョッパ部２の正端子Ｐと負端子Ｎとの間を短絡する短絡回路を形成する。
　ダイオードＤ２は、単相インバータ４やチョッパ出力コンデンサＣＦ１から電圧形降圧チョッパ部２への逆流を防止するためのブロッキングダイオードであり、正端子Ｐ側に接続する構成に限らず、負端子Ｎ側に接続してもよい。
　昇圧回路３のスイッチング素子Ｑ２は、正端子Ｐと負端子Ｎとの間の短絡を制御するスイッチング素子である。スイッチング素子Ｑ２をオン状態とすると、正端子Ｐと負端子Ｎとの間は短絡され、電圧形降圧チョッパ部２のダイオードＤ１および直流リアクトルＬＦ１と共に閉回路が形成され、図１（ａ）に示す短絡電流Δｉが流れる。一方、スイッチング素子Ｑ２をオン状態からオフ状態に切り換えると、正端子Ｐと負端子Ｎとの間の接続は遮断されて、電圧形降圧チョッパ部２は昇圧回路３および単相インバータ４を介して負荷１０と導通し、電圧形降圧チョッパ部２の直流電流とともに短絡電流Δｉが負荷１０に向かって流れる。
　チョッパ出力コンデンサＣＦ１は、電圧形降圧チョッパ部２の直流リアクトルＬＦ１を流れる短絡電流Δｉのエネルギーを蓄積することで昇圧する他、単相インバータ４のスイッチング素子間で転流動作を行う際に発生するサージ電圧や、各スイッチング素子に直列接続されたリアクトルのエネルギーを吸収して、スイッチング素子を保護する作用を奏する。
　なお、チョッパ出力コンデンサＣＦ１の値は、負荷側の容量および配線インダクタンスによる時定数によって電流の遅延がインバータ動作の転流に影響を与えない程度に設定する。
　単相インバータ４は、昇圧回路３の出力電圧を入力し、単相インバータ４が備えるブリッジ回路のスイッチング素子を制御することによって直交変換する。
　単相インバータ４は、第１スイッチング素子～第４スイッチング素子をブリッジ接続して構成される。スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を用いることができる。単相インバータの各スイッチング素子は、制御部５の制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、直流電力を交流電力に変換して出力する。
　整流部は、単相インバータ４の交流出力を整流し、直流出力を負荷に供給する。単相インバータの交流出力に含まれる高周波リップル分を除去するために、整流部の出力端に直流フィルタ回路を備える構成としてもよい。直流フィルタ回路は、出力端に並列接続する出力コンデンサ（図示していない）と直列接続した出力リアクトル（図示していない）によって構成することができる。
　昇圧回路３の出力、あるいは昇圧回路３と単相インバータ４との間に設けた整流部の直流出力は配線インダクタンスを介して出力され、例えば、直流電源装置１とプラズマ発生装置との間を接続した出力ケーブルを介してプラズマ発生装置に供給される。
　直流電源装置１は、高周波リップル分を除去する構成として、整流部に接続する直流フィルタ回路に代えて寄生インピーダンスを利用することができる。例えば、インダクタンス分として整流部と出力端子との間の配線のインダクタンスや、直流電源装置１と負荷１０との間に接続される出力ケーブルに含まれるインダクタンスやコンデンサ、あるいは、負荷がプラズマ負荷の場合にはプラズマ発生装置の電極容量を用いることができる。上記した単相インバータの寄生インピーダンス、および出力ケーブルや電極容量の容量分は実質的に直流フィルタ回路を構成し、単相インバータの交流出力に含まれる高周波リップル分を低減する。
　また、直流電圧のリップル分は、単相インバータ回路の駆動周波数を下げると増加する特性がある。そのため、単相インバータ回路の駆動周波数を高めることによって、出力コンデンサおよび出力リアクトルの必要性を低下させることができる。また、単相インバータ回路の駆動周波数を高めることによって、直流電源装置１が内部に保有するエネルギーを抑制することができる。
　本願発明の直流電源装置１は制御部５を備える。制御部５は、電圧形降圧チョッパ部２を制御するチョッパ制御部５Ａ、昇圧回路３を制御する昇圧制御部５Ｂ、および単相インバータ４を制御するインバータ制御部５Ｃを備える。制御部５には、直流電源装置１の出力端あるいは負荷側からフィードバック信号が帰還される。フィードバック信号は、例えば、直流電源装置１の出力端の電圧、電流とすることができる。
　チョッパ制御部５Ａは、電圧形降圧チョッパ部２のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する制御信号を形成する。昇圧制御部５Ｂは、正端子Ｐと負端子Ｎとの間に設けたスイッチング素子Ｑ２のオン・オフを制御する制御信号を形成する。インバータ制御部５Ｃは、単相インバータ４のスイッチング素子のオン・オフを制御するパルス制御信号を形成する。
　チョッパ制御部５Ａは、電圧形降圧チョッパ部２のスイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御する構成要素であり、スイッチング素子Ｑ１の出力電流であるチョッパ電流、および直流電源装置１の出力電圧を検出し、このチョッパ電流および出力電圧の検出値に基づいて、電圧形降圧チョッパ部２の出力が予め設定した所定の電流値および所定の電圧値となるように制御する。アーク検出部のアーク検出信号に基づいて、アーク発生時にはオフ状態に切り換え、アーク消滅時にはオフ状態からオン状態に切り換える。
　昇圧制御部５Ｂは、昇圧回路３のスイッチング素子Ｑ２のオン／オフを制御する構成要素であり、イグニッションモードの昇圧動作において、微小時間のオン状態によって間欠短絡させる短絡パルス信号を形成する。また、アーク異常時の短絡動作において、アーク検出部（図示していない）のアーク検出信号に基づいて、アーク発生時にはオン状態に切り換え、アーク消滅時にはオン状態からオフ状態に切り換える。
　スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の動作によって、電圧形降圧チョッパ部２のダイオードＤ１および直流リアクトルＬＦ１の回路が形成され、直流リアクトルＬＦ１に蓄積されたエネルギーは短絡電流Δｉとして流れる。
　インバータ制御部５Ｃは、単相インバータ４のスイッチング素子のオン・オフを制御するパルス制御信号を形成し、単相インバータ４のブリッジ回路を構成する各アームのスイッチング素子ＱＵ、ＱＶ、ＱＸ，ＱＹのスイッチング動作を制御する。単相インバータ４はスイッチング素子の制御によって、入力した直流を交流に直交変換する。
　次に、図３を用いてチョッパ制御部５Ａの一構成例を説明する。
　チョッパ制御部５Ａは電圧形降圧チョッパ部２のスイッチング素子Ｑ１をパルス幅制御し、イグニッションモードでは定電圧制御を行い、定常運転モードでは定電圧制御、定電流制御、あるいは定電力制御から選択した何れかの制御を行う。イグニッションモードと定常運転モードにおいてそれぞれ異なる設定値に切り換えて制御を行う。イグニッションモードではイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに設定し、定常運転モードにおいて、定電圧制御では定常運転設定電圧ＶＲに設定し、定電流制御では定常運転設定電流ＩＲに設定し、定電力制御では定常運転設定電力ＰＲに設定する。
　イグニッション設定電圧ＶＩＧＲから定常運転モードの各制御における設定値（定電圧制御の定常運転設定電圧ＶＲ、定電流制御の定常運転設定電流ＩＲ、定電力制御の定常運転設定電力ＰＲ）への切り換えは、出力電圧と出力電流が所定値に達したことを検出することで行うことができる。例えば、出力電圧と出力電流の検出によって設定値の切り換えを行う際、イグニッションモードにおいて出力電流が増加し、プラズマ放電開始に対応して設定されたイグニッション設定電流に到達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に降下した時点を検出し、この検出時点で設定値の切り換えを行う。図３は出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの検出に基づいて、イグニッション設定電圧ＶＩＧＲを選択した制御の設定値（定常運転設定電圧ＶＲ、定常運転設定電流ＩＲ、定常運転設定電力ＰＲ）に切り換える構成を示している。
　チョッパ制御部５Ａは、出力電流および出力電圧と各設定値との比較に基づいて設定値を切り換える構成として、出力電流ＩＯとイグニッション設定電流ＩＩＧＲとを比較し、出力電圧ＶＯとプラズマ発生設定電圧ＶＰＬＲとを比較し、出力電流ＩＯがイグニッション設定電流ＩＩＧＲ以上で、かつ、出力電圧ＶＯがプラズマ発生設定電圧ＶＰＬＲ以下となったときに切り換え信号を出力する比較回路５Ａｅを備える。イグニッション設定電流ＩＩＧＲはメモリ手段５Ａｆに格納することができ、プラズマ発生設定電圧ＶＰＬＲはメモリ手段５Ａｇに格納することができる。
　プラズマ発生設定電圧ＶＰＬＲに代えて、イグニッション設定電圧ＶＩＧＲと定数ｋとを格納しておき、イグニッション設定電圧ＶＩＧＲに定数ｋを乗ずることによってプラズマ発生設定電圧ＶＰＬＲを設定してもよい。また、定数ｋは、例えば、０．２～０．９の範囲で任意に設定することができる。
　チョッパ制御部５Ａは、スイッチング素子Ｑ１のパルス幅制御において、制御の設定値を、イグニッションモードで定電圧制御を行うイグニッション設定電圧ＶＩＧＲから、定常運転モードで選択した制御の設定値（定電圧制御の定常運転設定電圧ＶＲ、定電流制御の定常運転設定電流ＩＲ、定電力制御の定常運転設定電力ＰＲ）に切り換える切り換え回路５Ａｂを備える。
　切り換え回路５Ａｂは、比較回路５Ａｅから出力された切り換え信号に基づいてイグニッション設定電圧ＶＩＧＲ、定常運転設定電圧ＶＲ、定常運転設定電流ＩＲ、定常運転設定電力ＰＲの何れかを出力する。イグニッション設定電圧ＶＩＧＲはメモリ手段５Ａｃに格納することができ、定常運転設定電圧ＶＲ、定常運転設定電流ＩＲ、定常運転設定電力ＰＲ等の定常運転設定値はメモリ手段５Ａｄに格納することができる。なお、各メモリ５Ａｃ～５Ａｇはチョッパ制御部５Ａ内に設ける構成に限らず、例えば、直流電源装置全体を制御する制御部等の任意の構成要素に設ける他、直流電源装置の外部から入力する構成としてもよい。
　チョッパ制御部５Ａはスイッチング素子制御信号生成回路５Ａａを備え、出力が設定値となるようにパルス幅制御によって、定電圧制御、定電流制御、定電力制御の何れかの制御を行うスイッチング素子制御信号を生成する。スイッチング素子制御信号生成回路５Ａａは、切り換え回路５Ａｂから送られたイグニッション設定電圧ＶＩＧＲ、定常運転設定電圧ＶＲ、定常運転設定電流ＩＲ、定常運転設定電力ＰＲの何れかを設定値としてスイッチング素子制御信号を生成し、電圧形降圧チョッパ部２のスイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御する。
　次に、図４を用いて昇圧制御部５Ｂの一構成例を説明する。
　昇圧制御部５Ｂは、短絡パルス信号Ｐｉを生成する短絡パルス信号生成回路５Ｂａを備え、短絡パルス信号Ｐｉによって昇圧回路３の間欠短絡動作を制御する。短絡パルス信号Ｐｉは、イグニッション信号ＩＧの立ち上がりで生成を開始し、チョッパ制御部５Ａの比較回路５Ａｅの出力である切り換え信号によって生成を停止する。
　インバータ制御部５Ｃは、単相インバータ４のブリッジ回路を構成する各アームに接続されたスイッチング素子のスイッチング動作を制御する。単相インバータ４はスイッチング素子の制御によって、入力した直流を交流に直交変換する。
　単相インバータ４は、例えば、図１０に示すように４本のアームを有するブリッジ回路によって構成される。各アームにはそれぞれスイッチング素子ＱＵ、ＱＶ、ＱＸ、ＱＹの４個のスイッチング素子が設けられる。スイッチング素子ＱＵとスイッチング素子ＱＸとを直列接続し、スイッチング素子ＱＶとスイッチング素子ＱＹとを直列接続する。
　スイッチング素子ＱＵとスイッチング素子ＱＸの接続点は、リアクトルＬｍ１を介して負荷の正端子側に接続され、スイッチング素子ＱＵとスイッチング素子ＱＹの接続点は負荷の負端子側に接続される。
　制御部５には、直流電源装置１の出力端あるいは負荷側からフィードバック信号が帰還される。フィードバック信号は、例えば、直流電源装置１の出力端の電圧とすることができる。
 [直流電源装置の動作例]
　次に、本願発明の直流電源装置のイグニッションモードおよび定常運転モードの動作例について、図５の昇圧動作の説明図、図６のフローチャート、図７，８のタイミングチャート、および図９のイグニッションモード，定常運転モードの動作状態図を用いて説明する。
　直流電源装置からプラズマ発生装置に直流電力を供給し、プラズマ発生装置においてプラズマ処理を行う場合、電源投入時あるいは再起動時にイグニッションモードS1によってプラズマ放電を発生させ、プラズマ放電が発生した後、定常運転モードS2によってプラズマ放電を維持する。
　イグニッションモードは、電圧形降圧チョッパ部においてＩＧ（イグニション）電圧上昇区間とＩＧ電圧定電圧区間でチョッパ制御を行い、昇圧回路において昇圧制御を行う。
　以下では、定常運転モードとして定電圧制御を選択し、定常運転設定電圧ＶＲを設定値とする場合について説明する。
　（短絡時の動作）
　図５は本願発明の直流電源装置の昇圧回路の短絡動作を示している。図５（ａ）は短絡時の回路状態を示し、図５（ｂ）は短絡終了時の回路状態を示している。
　直流電源から単相インバータ側に電力供給を行う電力供給時には、スイッチング素子Ｑ１はオン状態にあり、昇圧回路のスイッチング素子Ｑ２はオフ状態にあり、電圧形降圧チョッパ部を介して直流電源から単相インバータ側に電力供給が行われる。このとき、単相インバータには昇圧回路で昇圧された電圧が供給される。
　図５（ａ）は間欠短絡動作の短絡時の状態を示している。短絡時には、スイッチング素子Ｑ１をオン状態のままとし、昇圧回路のスイッチング素子Ｑ２をオフ状態からオン状態に切り換え、電圧形降圧チョッパ部２のダイオードＤ１と直流リアクトルＬＦ１の回路を形成する。直流リアクトルＬＦ１には短絡電流Δｉが流れ、エネルギーが蓄積される。
　図５（ｂ）は間欠短絡動作の短絡終了時の状態を示している。短絡終了時には、スイッチング素子Ｑ１をオン状態のままとし、昇圧回路のスイッチング素子Ｑ２をオン状態からオフ状態に切り換えて、短絡電流Δｉを負荷側に流すと共に、電圧形降圧チョッパ部および昇圧回路を介して直流電源から単相インバータ側への電力供給を再開する。
　このとき、出力容量ＣＯＴの電圧は短絡電流Δｉによって上昇する。なお、出力容量ＣＯＴは、電圧形降圧チョッパ部のチョッパ出力コンデンサＣＦ１、あるいは、負荷が負荷容量ＣＬを有する場合には、チョッパ出力コンデンサＣＦ１と負荷容量ＣＬとの並列容量で表される。
　（アーク発生時の動作）
　昇圧回路は、イグニッションモード時の間欠短絡動作を行う他、直流電源装置の直流出力の停止・復帰において、停止時においてチョッパ部を単相インバータから切り離して、アーク発生時の負荷への過剰電流を抑制してアークの消弧を高速で行い、チョッパ部を流れる電流を循環電流として保持し、その後、インバータの再起動時において保持していた循環電流を負荷に供給することによって、直流電源装置の直流出力の復帰時における、負荷への直流電力の供給遅れを低減する動作を行うことができる。
　アーク発生時には、スイッチング素子Ｑ１をオン状態からオフ状態に切り換え、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態からオン状態に切り換え、電圧形降圧チョッパ部のダイオードＤ１と直流リアクトルＬＦ１の閉回路による循環回路を形成して循環回路に循環電流Δｉｃを流す。
　循環電流の保持状態においては、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に、昇圧回路のスイッチング素子Ｑ２をオン状態に保持し、負荷への電力を停止してアークが消滅するのを待ち、この間、循環電流Δｉｃを循環回路に流して保持する。
　アーク消弧時には、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態からオン状態に切り換え、昇圧回路のスイッチング素子Ｑ２をオン状態からオフ状態に切り換えて、循環回路に流れていた循環電流Δｉｃを負荷側に流すと共に、電圧形降圧チョッパ部および昇圧回路を介して直流電源から単相インバータ側への電力供給を再開する。
　以下、図６のフローチャート、および図７，８のタイミングチャートを用いて、昇圧回路によって正電圧側と負電圧側との間を短絡し、この短絡動作によって短絡電流を流す動作例について説明する。図７および図８は、ＩＧ電圧定電圧区間においてイグニッション電圧が保持する二つの動作態様を示している。
　［イグニッションモードS1］
　はじめに、イグニッションモードS1について説明する。
　チョッパ制御部は、出力電圧をイグニッション設定電圧まで昇圧させるＩＧ電圧上昇区間の制御（S1a～S1c）と、昇圧した出力電圧をイグニッション設定電圧に維持するＩＧ電圧定電圧区間の制御（S1d～S1f）の２つの区間によってイグニッションモードの制御を行う。一方、昇圧制御部は、イグニッションモードS1中において昇圧制御を行い、短絡パルス信号Ｐｉによって昇圧回路を間欠短絡動作させる。
　図７および図８において、（ａ）は電圧形降圧チョッパ部のスイッチング素子Ｑ１の動作状態を示し、（ｂ）は昇圧回路のスイッチング素子Ｑ２の動作状態を示し、（ｃ）は短絡パルス信号Ｐｉの動作状態を示し、（ｄ）は出力電圧ＶＯを示し、（ｅ）は出力電流ＩＯを示している。
　（ＩＧ電圧上昇区間、昇圧制御）
　ＩＧ電圧上昇区間において、出力電圧をイグニッション設定電圧まで昇圧させる制御を行う。
　昇圧制御部は、イグニッションモードの区間を定めるＩＧ（イグニッション）発生信号（図７，８には示していない）を立ち上げる(S1A)。ＩＧ（イグニッション）発生信号の立ち上げに伴って短絡パルス信号Ｐｉを生成する（S1B）。
　S1Bで生成した短絡パルス信号Ｐiによって昇圧回路の正電圧側と負電圧側との間のスイッチング素子Ｑ２をオン状態として短絡する（S1C）。
　短絡パルス信号Ｐｉは微小時間幅Ｔｉｏｎだけ生成され、スイッチング素子Ｑ２をオン状態として、正電圧側と負電圧側とを短絡する。図７（ｃ），図８（ｃ）のＩＧ電圧上昇区間の短絡パルス信号Ｐｉ、および図７（ｂ），図８（ｂ）のＩＧ電圧上昇区間のスイッチング素子Ｑ２はこのときの動作状態を示している。
　一方、チョッパ制御は、ＩＧ（イグニッション）発生信号（図示しないイグニッション）の立ち上げに伴って、出力電圧ＶＯを定電圧制御する電圧設定値としてイグニッション設定電圧ＶＩＧＲを設定する(S1a)。
　図７，８の（ｄ），（ｅ）は出力電圧ＶＯおよび出力電流ＩＯを示している。出力電圧ＶＯに対して、出力電圧ＶＯのイグニッションモード時の定電圧制御の電圧設定値としてイグニッション設定電圧ＶＩＧＲを示し、出力電圧ＶＯの定常運転時の定電圧制御の電圧設定値として定常運転設定電圧ＶＲを示している。また、出力電流ＩＯに対して、出力電流ＩＯのイグニッションモード時の電流設定値としてイグニッション設定電流ＩＩＧＲを示している。
　なお、図７，８内では、イグニッションモード内のＩＧ電圧上昇区間およびＩＧ電圧定電圧区間内では、出力電圧ＶＯをイグニッション電圧ＶＯＩＧで表記し、出力電流ＩＯをイグニッション電流ＩＧで表記している。
　S1Cの短絡動作の工程によって、電圧形降圧チョッパ部に短絡電流Δｉが流れる。この短絡電流Δｉは電圧形降圧チョッパ部が備えるリアクトルに蓄積される(S1b)。
　短絡パルス信号Ｐｉの立ち下がりによって短絡動作が停止し、リアクトルに蓄積されたエネルギーによって出力電圧ＶＯが昇圧する（S1D）。
　出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲと比較し、出力電圧ＶＯがイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに達していない場合には、次の短絡パルス信号Ｐｉによって昇圧回路の正電圧側と負電圧側との間を短絡させ、短絡電流Δｉによって出力電圧ＶＯを昇圧させる処理（S1C～S1D）を行う。出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）がイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに達するまでS1C～S1Dの短絡動作による昇圧工程を繰り返す。
　出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）はS1C～S1Dの間欠短絡動作を繰り返すことによって段階的に昇圧する。図７，８の（ｄ）に示す出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）において、符号Ａで示す部分は出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）がイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに向かう段階的な昇圧状態を示している。
　（昇圧動作）
　以下に、短絡電流による昇圧動作について説明する。
　昇圧回路の短絡によって電圧形降圧チョッパ部には、図５に示す様に短絡電流Δｉが流れる。短絡電流Δｉは、短絡パルス信号Ｐｉの信号幅の微小時間幅Ｔｉｏｎ（ｎ）だけ流れる。短絡電流Δｉは、短絡動作毎にリセットされる。
　電圧形降圧チョッパ部の直流リアクトルＬＦ１には、短絡電流ΔｉによるエネルギーＪｉ（ｎ）が蓄積される。直流リアクトルＬＦ１に対する入力電圧をＶｉｎとするとき、微小時間幅Ｔｉｏｎ（ｎ）の１回分の短絡電流Δｉ１および短絡電流Δｉ１によるエネルギーＪｉ（ｎ）は以下の式（１）、（２）で表される。
　Δｉ１＝（Ｖｉｎ／ＬＦ１）×Ｔｉｏｎ（ｎ）　　　…（１）
　Ｊi（ｎ）＝(1/2)×ＬＦ１×Δｉ１ ２　　　　　　…（２）
　ｎ回目のＴｉｏｎ（ｎ）の短絡動作が終了し、次の（ｎ＋１）回目のＴｉｏｎ（ｎ＋１）の短絡動作が開始するまでの間に、Ｔｉｏｎ（ｎ）の短絡動作によって直流リアクトルＬＦ１に蓄積されたエネルギーＪｉ（ｎ）はインバータ部、変圧器、整流器を通して負荷に供給される。
　ここで、直流電源装置の出力側の容量分を出力容量ＣＯＴとし、イグニッション時の出力電圧をＶＯ（ｎ）としたとき、短絡動作によって出力容量ＣＯＴに送られるエネルギーＪｉ（ｎ）は以下の式（３）で表される。なお、出力容量ＣＯＴは、チョッパ出力コンデンサＣＦ１と負荷であるプラズマ発生装置の電極容量の負荷容量ＣＬとすることができる。
　Ｊi（ｎ）＝(1/2)×ＬＦ１×Δｉ１ ２　　　　　
　　　　 ＝(1/2)×ＣＯＴ×（ＶＯ（ｎ） ２－ＶＯ（ｎ－１） ２)　　　　…（３）
　ただし、最初の短絡動作を行う前の出力電圧はＶＯ（０）＝０としている。
　式（３）から、イグニッション時の出力電圧ＶＯ（ｎ）は以下の式（４）で表される。
　ＶＯ（ｎ）＝｛（ＬＦ１/ＣＯＴ）×Δｉ１ ２＋ＶＯ（ｎ－１） ２｝１／２　　…（４）
　式（４）は、短絡動作をｎ回繰り返したときの出力電圧Ｖo（ｎ）を表している。
　短絡動作が３回である場合には（ｎ＝３）、各短絡動作時による出力電圧は以下の式で表される。
　ＶＯ（１）＝｛（ＬＦ１/ＣＯＴ）×Δｉ１ ２｝１／２　　　　　　　　…（５）
　ＶＯ（２）＝｛（ＬＦ１/ＣＯＴ）×Δｉ１ ２＋ＶＯ（１） ２｝１／２　　　…（６）
　ＶＯ（３）＝｛（ＬＦ１/ＣＯＴ）×Δｉ１ ２＋ＶＯ（２） ２｝１／２　　　…（７）
　式（４）は、短絡動作の回数ｎによってイグニッション時の出力電圧ＶＯ（ｎ）を選定することができることを示している。
　また、短絡電流Δｉ１は、式（１）で示されるように入力電圧Ｖｉｎに比例する。入力電圧Ｖｉｎは、電圧形降圧チョッパ部の出力電圧であり、その出力電圧は電圧形降圧チョッパ部のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティー比で定まる。
　したがって、出力電圧ＶＯ（ｎ）の昇圧比は、短絡動作の回数ｎ、および電圧形降圧チョッパ部のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティー比で定めることができる。
　なお、短絡動作の回数ｎは、イグニッションモード内で行われるため、短絡パルス信号をゲートパルス信号と同期して出力する場合には、イグニッションモードが開始してから解除されるまでの時間とゲートパルス信号の時間幅によって自動的に定まる回数となる。
　（ＩＧ電圧定電圧区間の制御）
　ＩＧ電圧定電圧区間において、昇圧した出力電圧（イグニッション電圧）をイグニッション設定電圧に維持する制御を行う。
　出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）がイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに達した場合には（S1c）、チョッパ制御のイグニッションモードにおいて、ＩＧ電圧上昇区間の制御（S1a～S1c）からＩＧ電圧定電圧区間の制御（S1d～S1f）に切り換え、昇圧した出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに維持する。図７，８の（ｅ）に示す出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）において、符号Ｂで示す部分はイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに維持された定電圧状態を示している。
　イグニッション設定電圧ＶＩＧＲの維持は、二つの態様によって行うことができる。図７は第１の態様を示し、図８は第２の態様を示している。
　（第１の態様）
　第１の態様は電圧形降圧チョッパ部のチョッパ制御によってイグニッション電圧を定電圧制御することによってイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに維持する。
　ＩＧ電圧定電圧区間の制御において、電圧形降圧チョッパ部のチョッパ制御はＩＧ電圧昇圧区間のパルス幅制御から定電圧制御に切り換えられ、出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）がイグニッション設定電圧ＶＩＧＲとなるように電圧維持する（S1d）。電圧形降圧チョッパ部のスイッチング素子Ｑ１は、図７（ａ）に示すように定電圧制御される。この定電圧制御において、イグニッション電圧ＶＯＩＧが目標値のイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに達した後はオフ状態となり、イグニッション電圧ＶＯＩＧが目標値のイグニッション設定電圧ＶＩＧＲから低下した場合には定電圧制御によってイグニッション設定電圧ＶＩＧＲにまで上げて電圧を維持する。
　このとき、ＩＧ電圧定電圧区間の制御において、昇圧回路は、図７（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２の間欠短絡動作を続行したままとすることができる。これは、スイッチング素子Ｑ２の間欠短絡動作によって昇圧回路の上下端間が短絡したとしても、電圧形降圧チョッパ部による定電圧制御によって出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに維持することができるからである。
　（第２の態様）
　第２の態様は昇圧回路のスイッチング素子Ｑ２をオフ状態（図８（ｂ））として昇圧動作を停止することによって出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに維持する。
　第１又は第２の態様によって、出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに維持する。なお、図６のフローチャートは第１の態様の例を示している（S1d）。
　出力電流ＩＯは、ＩＧ電圧上昇区間およびＩＧ電圧定電圧区間において上昇する。図７（ｅ），図８（ｅ）に示す出力電流ＩＯ（イグニッション電流ＩＧ）において、符号Ｄで示す部分はＩＧ電圧上昇区間およびＩＧ電圧定電圧区間における電流上昇状態を示している。
　プラズマ発生装置においてプラズマ放電が発生すると出力電流ＩＯ（イグニッション電流ＩＧ）にはイグニッション設定電流ＩＩＧＲが流れ、定常運転状態に移行することによって定常運転の出力電流ＩＯが流れる。図７（ｅ）に示す出力電流ＩＯ（イグニッション電流ＩＧ）において、符号Ｅで示す部分はイグニッション設定電流ＩＩＧＲを越える出力電流ＩＯ（イグニッション電流ＩＧ）が流れ、定常運転の出力電流ＩＯへ移行する移行状態を示し、符号Ｆで示す部分は定常運転の出力電流ＩＯを示している。
　したがって、出力電圧ＶＯが定常運転設定電圧ＶＲに達したこと、およびこの出力電流ＩＯにイグニッション設定電流ＩＩＧＲが流れることでプラズマ放電の発生を判定することができる。
　プラズマ発生装置におけるプラズマ放電の発生を出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯが所定電圧および所定電流に達したか否かによって判定する場合には、プラズマ放電の発生時に流れる出力電流をイグニッション設定電流ＩＩＧＲとして予め定め、出力電圧をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲとして予め定めておき、出力電流ＩＯと設定したイグニッション設定電流ＩＩＧＲとを比較し、出力電圧ＶＯと設定したイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに定数ｋを乗じて得られるプラズマ発生設定電圧ＶＰＬＲとを比較する。定数ｋは例えば０．２～０．９に設定する(S1e、S1f）。
　出力電流ＩＯ（イグニッション電流ＩＧ）がイグニッション設定電流ＩＩＧＲに達し（S1e）、かつ、出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）がイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに定数ｋを乗じて得られるプラズマ発生設定電圧ＶＰＬＲよりも降下した（S1f）場合には、チョッパ制御部は、定電圧制御の出力電圧ＶＯの設定値をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲから定常運転設定電圧ＶＲに変更し（S1g）、インバータ制御部は、ＩＧ（イグニッション）発生信号を立ち下げ（S1E）、短絡パルス信号Ｐｉの生成を停止する（S1F）。
　チョッパ制御部において、定電圧制御の設定電圧をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲから定常運転設定電圧ＶＲに切り換えると共に、インバータ制御部において、ＩＧ発生信号を停止して短絡パルス信号Ｐｉの生成を停止することによって、イグニッションモードを終了し、定常運転モードに切り換える。図７（ｄ），図８（ｄ）に示す出力電圧ＶＯにおいて、符号Ｃで示す部分は定常運転設定電圧ＶＲに維持された定電圧状態を示している。
　ＩＧ電圧定電圧区間の終了は、短絡パルス信号Ｐｉを停止させることで行う。
　［定常運転モードS2］
　次に、定常運転モードS2では、イグニッションモードで発生したプラズマ放電を維持する。プラズマ放電を維持するために、チョッパ制御部は定常運転設定電圧ＶＲで定電圧制御を行い、インバータ制御部は通常のパルス幅制御を行う。
　図９は、イグニッションモードおよび定常運転モードにおけるチョッパ制御およびインバータ制御の動作状態を示している。
　イグニッションモードにおいて、第１の態様では、ＩＧ電圧上昇区間において電圧形降圧チョッパ部はパルス幅制御を行い、昇圧回路はスイッチング素子Ｑ２を間欠駆動することによって出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに上昇させ、ＩＧ電圧定電圧区間において電圧形降圧チョッパ部は定電圧制御を行って出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに維持する。
　このとき、昇圧回路はスイッチング素子Ｑ２の間欠駆動を続行してもよいし、間欠駆動を停止してもよい。
　第２の態様では、ＩＧ電圧上昇区間において電圧形降圧チョッパ部はパルス幅制御を行い、昇圧回路はスイッチング素子Ｑ２を間欠駆動することによって出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに上昇させる。
　出力電圧ＶＯ（イグニッション電圧ＶＯＩＧ）がイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに達した後は、昇圧回路のスイッチング素子Ｑ２をオフ状態とすることによって、電圧定電圧区間においてイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに維持する。
　また、イグニッションモードにおいて、出力電流はイグニッション設定電流ＩＩＧＲに向かって上昇する。イグニッションモードにおいて、インバータ制御は直交変換制御を行う。
　出力電流がイグニッション設定電流ＩＩＧＲに達し、かつ、出力電圧がイグニッション設定電圧ＶＩＧＲに定数ｋ（ｋ＝０．２～０．９）を乗じた値（ｋ・ＶＩＧＲ）より降下した時点をプラズマ放電の発生（プラズマ着火）状態と判定して、イグニッションモードから定常運転モードに切り換える。イグニッションモードから定常運転モードの切り換えは、チョッパ制御における定電圧制御の設定電圧をイグニッション設定電圧ＶＩＧＲから定常運転設定電圧ＶＲに切り換える。
　定常運転モードにおいて、定電圧制御、定電流制御、定電力制御の何れかの制御に選択された場合、プラズマ放電の発生を判定した後は、選択された制御による定常運転に切り換える。このとき、出力電流はイグニッション設定電流ＩＩＧＲに達した後、定常運転時の出力電流ＩＯとなる。
　定常運転モードにおいて、定電圧制御、定電流制御、定電流制御の何れから選択は必要に応じて任意とすることができ、例えば、予め選択してチョッパ制御部の切換回路に設定しておく他、直流電源装置の外部から設定することができる。また、選択を変更する構成としても良い。
[直流電源装置の使用形態例]　
　以下、直流電源装置の使用形態例について図１１，１２を用いて説明する。
　（デュアルカソード電源装置の構成例）
　図１１は本願発明の直流電源装置をデュアルカソード電源装置に適用した使用形態例を示している。
　デュアルカソード電源装置はプラズマ発生装置の負荷に高周波電力を供給する電源であり、プラズマ発生装置は接地したケース内に電極１と電極２の二つの電極を備える。このデュアルカソード電源装置によれば、二つの電極に電気的に対称な交流電圧を印加することができる。
　デュアルカソード電源装置は、交流電源の交流電力を整流する整流部、過渡的に生じる高電圧を抑制する保護回路を構成するスナバー部、入力した直流電力の電圧を所定電圧に変換して直流電圧を出力する電圧形降圧チョッパ部、昇圧回路、電圧形降圧チョッパ部の直流出力を単相の交流出力に変換する単相インバータ、単相インバータの交流出力を所定電圧に変換する単相変圧器を備える。
　デュアルカソード電源装置は、単相変圧器の一方の出力を出力ケーブルを介して一方の電極１に供給し、他方の出力を出力ケーブルを介して他方の電極２に供給する。
　図１２は一端を接地した負荷に本願発明の直流電源装置を適用した使用形態例を示している。
　直流電源装置はプラズマ発生装置の負荷に高周波電力を供給する電源であり、プラズマ発生装置は、直流電源装置から直流電圧入力する電極と、接地された電極の二つの電極を備える。この直流電源装置によれば、一方の電極を接地し、他方の電極に直流電圧を印加することができる。
　直流電源装置は、交流電源の交流電力を整流する整流部、過渡的に生じる高電圧を抑制する保護回路を構成するスナバー部、整流部から入力した直流電力の電圧を所定電圧に変換して直流電圧を出力する電圧形降圧チョッパ部、電圧形降圧チョッパ部の直流出力を単相の交流出力に変換する単相インバータ、単相インバータの交流出力を所定電圧に変換する単相変圧器、単相変圧器の交流出力を整流する整流器を備える。直流電源装置は、整流器の出力を出力ケーブルを介して電極Ａに供給する。電極Ｂは接地電極である。
　なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る直流電源装置および直流電源装置の制御方法の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
　本発明の直流電源装置は、プラズマ発生装置に電力を供給し、成膜処理やエッチング処理を行う電力源として適用することができる。
　１　　直流電源装置
　２　　電圧形降圧チョッパ部
　３　　昇圧回路
　４　　単相インバータ
　５　　制御部
　５Ａ　　チョッパ制御部
　５Ａａ　　スイッチング素子制御信号生成回路
　５Ａｂ　　回路
　５Ａｃ　　メモリ手段
　５Ａｄ　　メモリ手段
　５Ａｅ　　比較回路
　５Ａｆ　　メモリ手段
　５Ａｇ　　メモリ手段
　５Ｂ　　昇圧制御部
　５Ｂａ　　短絡パルス信号生成回路
　５Ｃ　　インバータ制御部
　１０　　負荷
　ＣＦ１　　チョッパ出力コンデンサ
　ＣＬ　　負荷容量
　ＣＯＴ　　出力容量
　Ｄ１　　ダイオード
　Ｄ２　　ダイオード
　Ｅdc　　入力直流電圧
　Ｅin　　入力直流電圧
　Ｆ　　符号
　ＩＧ　　イグニッション信号
　ＩＧ　　イグニッション電流
　ＩＩＧＲ　　イグニッション設定電流
　ＩＯ　　出力電流
　ＩＲ　　定常運転設定電流
　Ｊｉ　　エネルギー
　ＬＦ１　　直流リアクトル
　Ｌｍ１　　リアクトル
　Ｎ　　負端子
　Ｐ　　正端子
　Ｐｉ　　短絡パルス信号
　ＰＲ　　定常運転設定電力
　Ｑ１　　スイッチング素子
　Ｑ２　　スイッチング素子
　ＱＵ，ＱＶ，ＱＸ，ＱＹ　　スイッチング素子
　Ｔｉｏｎ　　微小時間幅
　ＶＩＧＲ　　イグニッション設定電圧
　Ｖｉｎ　　入力電圧
　ＶＯ　　出力電圧
　ＶＯＩＧ　　イグニッション電圧
　ＶＰＬＲ　　プラズマ発生設定電圧
　ＶＲ　　定常運転設定電圧
　Δｉ　　短絡電流
　Δｉ１　　短絡電流
　Δｉｃ　　循環電流

Claims (9)

  1. 　プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置において、
    　直流電圧源を構成する電圧形降圧チョッパ部と、
    　前記電圧形降圧チョッパ部の直流電圧を昇圧する昇圧回路と、
    　前記昇圧回路の直流出力を単相交流に変換する単相インバータ部と、
    　前記電圧形降圧チョッパ部を制御するチョッパ制御部、および前記昇圧回路を制御する昇圧制御部とを含む制御部を備え、
    　前記制御部は、前記プラズマ発生装置にプラズマ放電を発生させるイグニッション電圧を供給するイグニッションモードと、前記プラズマ発生装置のプラズマ放電を継続させる定常運転モードとを切り換えて制御し、
    　前記イグニッションモードにおいて、
    　前記昇圧制御部は、前記昇圧回路の正電圧側と負電圧側との間を間欠的に短絡し、当該短絡で形成される短絡電流による昇圧動作を制御し、プラズマ発生装置に印加する出力電圧を制御することを特徴とする、直流電源装置。
  2. 　前記昇圧制御部は、前記昇圧回路において正電圧端と負電圧端との間を接続するスイッチング素子を間欠的に短絡する短絡パルス信号を生成し、
    　前記短絡パルス信号によって前記スイッチング素子をオン状態とすることによって電圧形降圧チョッパ部の出力端の正電圧端と負電圧端とを短絡することを特徴とする、請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 　前記イグニッションモードにおいて、前記制御部は、前記昇圧制御部による、短絡電流による昇圧を複数回繰り返して出力電圧をイグニッション設定電圧まで電圧上昇させる昇圧制御と、前記チョッパ制御部による、前記出力電圧をイグニッション設定電圧に維持する定電圧制御とを切り換えて行い、
    　前記出力電圧がイグニッション設定電圧に到達した後、昇圧制御から定電圧制御に切り換えることを特徴とする、請求項１又は２に記載の直流電源装置。
  4. 　前記制御部は、チョッパ制御部におけるチョッパ制御のオンデューティー比と、昇圧制御部における間欠短絡動作の回数とをパラメータとし、
    　前記オンデューティー比によって前記電圧形降圧チョッパ部の入力電圧を制御し、
    　前記間欠短絡動作の回数によって昇圧比を制御し、
    　前記入力電圧と昇圧比によって出力電圧の電圧上昇を制御することを特徴とする、請求項３に記載の直流電源装置。
  5. 　前記定常運転モードは、
    　定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電圧に切り換えて、出力電圧を定常運転設定電圧に維持する定電圧制御、
    　定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電流に切り換えて、出力電流を定常運転設定電流に維持する定電流制御、
    　定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電力に切り換えて、出力電力を定常運転設定電力に維持する定電力制御
    　の何れかの制御を選択可能であり、
    　前記制御部の切換制御は、出力電流がイグニッション設定電流に到達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に下降したとき前記イグニションモードから前記定常運転モードに切り換え、前記定電圧制御、前記定電流制御、前記定電力制御から選択した制御を行うことを特徴とする、請求項１に記載の直流電源装置。
  6. 　直流電圧源を構成する電圧形降圧チョッパ部と、
    　前記電圧形降圧チョッパ部の直流電圧を昇圧する昇圧回路と、
    　前記昇圧回路の直流出力を単相交流に変換する単相インバータ部と、
    　前記電圧形降圧チョッパ部を制御するチョッパ制御部、および前記昇圧回路を制御する昇圧制御部とを含む制御部を備え、プラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置の制御方法において、
    　前記制御部は、前記プラズマ発生装置にプラズマ放電を発生させるイグニッション電圧を供給するイグニッションモードと、前記プラズマ発生装置のプラズマ放電を継続させる定常運転モードとを切り換えて制御し、
    　前記イグニッションモードにおいて、
    　前記昇圧制御部は、前記昇圧回路の正電圧側と負電圧側との間を間欠的に短絡し、当該短絡で形成される短絡電流による昇圧動作を制御し、プラズマ発生装置に印加する出力電圧を制御することを特徴とする、直流電源装置の制御方法。
  7. 　前記イグニッションモードにおいて、前記制御部は、短絡電流による昇圧を複数回繰り返して出力電圧をイグニッション設定電圧まで電圧上昇させる昇圧制御と、前記チョッパ制御部によって前記出力電圧をイグニッション設定電圧に維持する定電圧制御とを切り換えて行い、
    　前記出力電圧がイグニッション設定電圧に到達した後、昇圧制御から定電圧制御に切り換えることを特徴とする、請求項６に記載の直流電源装置の制御方法。
  8. 　前記制御部は、チョッパ制御部におけるチョッパ制御のオンデューティー比と、昇圧制御部における間欠短絡動作の回数とをパラメータとし、
    　前記オンデューティー比によって前記電圧形降圧チョッパ部の入力電圧を制御し、
    　前記間欠短絡動作の回数によって昇圧比を制御し、
    　前記入力電圧と昇圧比によって出力電圧の電圧上昇を制御することを特徴とする、請求項７に記載の直流電源装置の制御方法。
  9. 　前記定常運転モードは、
    　定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電圧に切り換えて、出力電圧を定常運転設定電圧に維持する定電圧制御、
    　定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電流に切り換えて、出力電流を定常運転設定電流に維持する定電流制御、
    　定常運転の設定値をイグニッションモードで設定されるイグニッション設定電圧から定常運転設定電力に切り換えて、出力電力を定常運転設定電力に維持する定電力制御
    　の何れかの制御を選択可能であり、
    　前記制御部の切換制御は、出力電流がイグニッション設定電流に到達し、かつ、出力電圧がプラズマ発生電圧に下降したとき前記イグニションモードから前記定常運転モードに切り換え、前記定電圧制御、前記定電流制御、前記定電力制御から選択した制御を行うことを特徴とする、請求項６に記載の直流電源装置の制御方法。
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