WO2014030440A1 - 電力供給装置 - Google Patents
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- H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
Definitions
- the present invention relates to a power supply system, and more specifically, to a system that supplies power to a power receiving device without contact with a power transmission line.
- Patent Document 1 discloses a configuration in which an electromagnetic wave propagates in an electromagnetic wave transmission sheet and an electromagnetic field leaking from the sheet is supplied to the power receiving device.
- Patent Document 3 discloses a method of transmitting power from a primary coil on the power supply side to a secondary coil on the load side by magnetic coupling.
- Patent Document 5 discloses a power transmission method using a microwave beam.
- Non-Patent Document 1 This concept is cited from the disclosure by Non-Patent Document 2.
- the electronic device here includes, for example, a power transmission sheet, and there is a utilization form in which power is supplied to the small electronic device from the power transmission sheet.
- a plurality of coils 14 are arranged in a plane and embedded in a wall or floor 13 of room 10. And it utilizes that the coils which adjoin in the direction orthogonal to a central axis also resonate. That is, if power is supplied to one of the coils, the electric power hops to the adjacent coil. Electric power is propagated to adjacent coils, and an electromagnetic field is leaked from the coil 14 into the room 10. Then, power can be supplied to a plurality of electronic devices 11 and a desk-top electronic device 12 arranged in a wide area of the room 10. Thereby, it can be expected that operations such as wiring of the power supply line, charging, battery replacement and the like are unnecessary.
- JP 2008-66841 A JP 2007-281678 A JP-A-7-322534 US7825543 Specification JP 2008-259392 A
- An object of the present invention is to provide a power supply system that can supply power efficiently without depending on the position of a power receiving device in wireless power feeding.
- a plurality of resonators are arranged so as to form a one-dimensional or two-dimensional periodic structure, and power is propagated to an adjacent resonator by a resonance action
- a power transmission unit that wirelessly transmits power by leaking an electromagnetic field
- a power supply unit that supplies power to one or a plurality of the resonators of the power transmission unit
- a power receiving device that receives transmission power from the power transmission unit, Is provided.
- a capacitive element is loaded on the resonator arranged at the end.
- FIG. 1 is a perspective view showing two examples of a power supply system to be realized in the present invention.
- FIG. 2 is a diagram showing an example of a state in which electromagnetic propagation waves are generated in a periodic structure formed by a plurality of resonators arranged one-dimensionally.
- FIG. 3 is a diagram showing a dispersion curve representing the relationship between the frequency (f) and the wave number (k) of electromagnetic propagation waves that can be generated in a periodic structure with a plurality of resonators.
- FIG. 4 shows a single coil having an input port.
- FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the coil of FIG.
- FIG. 6 is a diagram showing a model in which two coils are arranged.
- FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of a circuit in which a plurality of coils are arranged at a constant pitch.
- FIG. 8 is an equivalent circuit diagram for one unit (one cycle) of a periodic structure formed by a plurality of coils.
- FIG. 9 is a diagram for explaining vibration in an example in which nine coils are arranged one-dimensionally.
- FIG. 10 is a diagram showing a state where all of the plurality of coils arranged one-dimensionally vibrate in the same phase.
- FIG. 11 is a diagram showing a state in which all of the plurality of coils arranged one-dimensionally vibrate in reverse phase.
- FIG. 12 is a characteristic diagram showing an example of a dispersion curve.
- FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the frequency and the vibration state of each of the plurality of coils.
- FIG. 14 is a diagram showing a termination portion of the equivalent circuit diagram of FIG.
- FIG. 15 is a diagram showing a terminal portion of the equivalent circuit diagram of FIG.
- FIG. 16 is a diagram showing (a) a capacitive element composed of a capacitance and (b) a capacitive element composed of an impedance inverter and an inductive element as an example of (c) a capacitive element loaded on a coil. is there.
- FIG. 17 is a view showing a coil loaded with a capacitive element.
- FIG. 18 is a diagram showing an example in which capacitive elements are loaded on coils at both ends of a one-dimensional coil array.
- FIG. 19 is a diagram comparing current distributions when a capacitor is loaded on the coils at both ends of the coil arrangement and when a capacitor is not loaded.
- FIG. 20 is a perspective view showing an embodiment of the present invention.
- FIG. 21 is a diagram showing two examples of the coil arrangement in one embodiment of the present invention.
- FIG. 22 is a diagram showing (a) a planar spiral coil and (b) a coil mounted on the back surface of the printed board as examples of the coil used in the embodiment of the present invention.
- FIG. 23 is a diagram for explaining the concept of the electromagnetic resonance type multi-hop wireless power transmission method according to the related art.
- FIG. 1A and FIG. 1B show two examples of a power supply system 100 to be realized by the present invention.
- the power supply system 100 includes a power transmission unit 110, a power reception device 120, and a power supply unit 130.
- the power receiving device 120 is not in electrical contact with the power transmission unit 110.
- the power transmission unit 110 includes a plurality of resonators 111, and the plurality of resonators 111 are arranged two-dimensionally (planarly).
- a conductor coil is typical.
- the resonator is a helical coil 112.
- the power transmission unit 110 may be configured by, for example, a room wall or a floor itself. That is, for example, a plurality of resonators 111 (that is, the coils 112) are embedded in one surface of the floor, wall, or ceiling 115 of the room and used as the power transmission unit 110.
- the material of the floor, wall, or ceiling 115 may be anything as long as it does not impair the function as the power transmission unit.
- the power feeding unit 130 supplies power to one or more resonators 111. An alternating current may flow from the power supply unit 130 to the resonator 111, or an oscillating magnetic field may be applied to the resonator 111.
- electromagnetic propagation wave this wave is referred to as “electromagnetic propagation wave”. That is, the present inventors expressed the relationship between the frequency (f) and the wave number (k) of the electromagnetic propagation wave that can occur in the periodic structure of the coil as a dispersion curve as shown in FIG. 2d represents one cycle length of the periodic structure, and is, for example, a center-to-center distance between adjacent coils. Therefore, “wave number (k) ⁇ one cycle length (d)” which is the horizontal axis of the graph of FIG. 3 means a phase change per cycle length. In the dispersion curve of FIG.
- the coil periodic structure can be treated as a metamaterial at a frequency f between f max and f min .
- the inventors have come up with a configuration in which an arbitrary electric field distribution is generated in the periodic structure (transmission line).
- Theory for obtaining the dispersion curve of electromagnetic wave propagation A method of obtaining a dispersion curve of electromagnetic propagation waves generated there by treating a resonator periodic structure in which resonators are periodically arranged as a metamaterial will be described.
- a spring type coil is taken as an example of the resonator.
- the resonance frequency fres, inductance L, capacitance C, and resistance R of a single coil are obtained, and further, a coupling constant M when two coils are arranged adjacent to each other is obtained.
- the characteristics of a single coil can be calculated from the frequency dependence of impedance Z by inserting and connecting the input port 113 in the coil 112 (in the middle of coil wiring) as shown in FIG. That is, the circuit of FIG. 4 is replaced with the equivalent circuit of FIG. 5 in which the capacitance component and the resistance component are extracted. Then, the frequency dependence of the real part Re (Z) and the imaginary part Im (Z) of the impedance Z is obtained by electromagnetic field analysis or actual measurement.
- the impedance and the parameter of the equivalent circuit have the relationship of the following formula (1).
- the resonance frequency f res is obtained from the point at which Im (Z) is obtained.
- An inductance L and a capacitance C are obtained by the following equation (2) using two points in the vicinity of the resonance frequency f res .
- Two points in the vicinity of the resonance frequency f res are defined as (f 1 , Im (Z 1 )) and (f 2 , Im (Z 2 )).
- the mutual inductance of the two coils 112 and 112 is obtained.
- the splitting of the resonance frequency is confirmed using a model in which two coils 112 and 112 are arranged. In FIG.
- the splitting can be performed by changing the internal resistance of the input port 113 and the output port 114.
- the resonance frequency f res is split into a frequency f a and a frequency f b .
- the coupling constant k can be calculated from the two split frequencies f a and f b by the following equation (3).
- the mutual inductance M is obtained from the coupling constant k and the inductance L by the following relational expression (4).
- FIG. 7 when a plurality of coils 112 are arranged horizontally at a constant pitch, an equivalent circuit thereof can be drawn as shown in FIG.
- one coil 112 is depicted as being divided into two coil components 112h and 112h. Therefore, the inductance of one coil component 112h is L / 2. In this case, the resistance R is ignored.
- one unit (one unit) of this periodic structure can be redrawn in the equivalent circuit of FIG. 8 by taking the mutual inductance M as a non-negative value. Then, one unit (one unit) of the periodic structure can be expressed by the following formula (5) using a T matrix. Let d be the periodic interval (distance between the centers of the coils) of this periodic structure.
- the wave number in the traveling direction of the electromagnetic propagation wave traveling through the metamaterial is k x .
- k x ⁇ d represents the phase of the wave for each period, and the following equation (6) is established.
- the frequency band (f min ⁇ f ⁇ max ) of the electromagnetic field wave generated in the metamaterial is obtained. That is, the dispersion curve of FIG. 3 can be drawn in the frequency band (f min ⁇ f ⁇ f max ).
- the resonance condition is satisfied, the following expression (7) is established.
- the phase X is 0 ⁇ X ⁇ ⁇
- FIG. 9 shows a case where nine coils are arranged in a line at a constant pitch and power is supplied from the power supply unit 130 to the middle coil.
- the middle fifth coil is a coil that receives power from the power supply unit 130.
- the frequency of the power supplied from the power supply unit 130 (for example, the frequency of the alternating current) is controlled to be in a resonance state, and a standing wave of electromagnetic propagation waves is generated in the coil periodic structure.
- the positions of the first, third, fifth, seventh and ninth coils are antinodes of standing waves, and the positions of the second, fourth, sixth and eighth coils are standing waves.
- m 0 means that all coils are in phase as shown in FIG. In this case, the number of bellies is 1 (the number of nodes is 0).
- the number of bellies is 9 (the number of nodes is 8).
- the coil periodic structure is used as the power transmission unit 110, and the number of beams (locations at which the electromagnetic field strength is increased) can be controlled at positions close to the power transmission unit 110.
- a dispersion curve derived from the equivalent circuit for each period is shown in FIG.
- the self inductance of the coil is 2.4 ⁇ H
- the self capacitance is 7.5 pF
- the mutual inductance is 0.19 ⁇ H.
- each coil has an internal resistance of 1.8 ⁇ , and the internal resistance of the power feeding port is 50 ⁇ .
- the horizontal axis represents the coil number, and the vertical axis represents the current value for each coil.
- relational expression (7) that satisfies the resonance condition described above assumes that both ends of the coil are short-circuited, that is, the current is reflected without phase change.
- FIG. 7 and FIG. 8 showing the equivalent circuit are viewed by the coil at the end as shown in FIG. 14 and FIG. 15, respectively, the impedance at the circuit end is not an ideal short end but an impedance value corresponding to the mutual inductance value. It can be seen that it is terminated with j ⁇ M (j is a unit imaginary number and ⁇ is an angular frequency).
- this incomplete short end is a factor that the coil current values at both ends are relatively small with respect to the coil current value near the center as shown in FIG.
- an element having an impedance value corresponding to ⁇ j ⁇ M may be loaded on the coils at both ends.
- a capacitance having an appropriate capacitance can be considered.
- the impedance of a capacitor having a capacitance C is represented by 1 / (j ⁇ C).
- ⁇ j ⁇ M 1 / (j ⁇ C )
- a capacitor having a capacitance value very close to the capacitance value shown on the left may be selected from a range where it can be obtained or manufactured.
- a circuit element in which an impedance inverter is connected to an inductor (inductive element) having an inductance value M as shown in FIG. Conceivable Note that in the circuit diagram of FIG.
- the impedance inverter requires a DC power supply in addition to the passive circuit components.
- the impedance value satisfies ⁇ j ⁇ M for each arbitrary frequency ⁇ , an ideal short end at an arbitrary frequency on the dispersion curve diagram.
- the two-terminal element corresponding to ⁇ j ⁇ M is expressed as shown in FIG. 16C as described above, the two-terminal element (impedance element) 150 is inserted in series in the middle of the wiring of the coil 112 as shown in FIG. It is only necessary to connect and load them and place them at both ends of a normal coil arrangement as shown in FIG.
- FIG. 19 shows a calculation result when capacitors are loaded in series on the coils 112 at both ends of the coil arrangement in FIG. 12 and 13, the self-inductance, self-capacitance, and mutual inductance are 2.4 ⁇ H, 7.5 pF, and 0.19 ⁇ H, respectively, and each coil has a resistance of 1.8 ⁇ as an internal resistance. Yes.
- FIG. 19 shows a calculation result when capacitors are loaded in series on the coils 112 at both ends of the coil arrangement in FIG. 12 and 13, the self-inductance, self-capacitance, and mutual inductance are 2.4 ⁇ H, 7.5 pF, and 0.19 ⁇ H, respectively, and each coil has a resistance of 1.8 ⁇ as an internal resistance.
- FIG. 20 is a conceptual diagram showing the first embodiment of the present invention.
- the power supply device 200 includes a power transmission unit 210, a power supply unit 220, and a power reception unit (power reception device) 280.
- the power transmission unit 210 includes a coil as a resonance body, and a plurality of coils 211 are arranged so as to form a periodic structure.
- a capacitive element 160 is loaded on the resonators (coils) at both ends of the periodic structure.
- the power transmission unit 210 may be configured by a one-dimensional array of coils, but it is a matter of course that the coils may be arranged in a plane to form a two-dimensional periodic structure, which may be used as a power transmission unit. For example, as shown in FIGS. 21A and 21B, it is assumed that there is an array structure of resonators (coils) 211 having a two-dimensional periodic structure.
- a resonator surrounded by a dotted line is a capacitive element loaded resonator.
- capacitive elements may be loaded on a plurality of resonators at both ends in one direction (that is, a plurality of resonators in the rightmost and leftmost columns indicated by broken lines).
- a capacitive element loaded type resonator may surround the outermost periphery as shown by a broken line with respect to the periodic structure of the two-dimensional resonator.
- a helical coil is exemplified as the resonator, but a planar spiral coil shown in FIG.
- the planar spiral coil 201 has an advantage that it can be mounted on a conventional printed circuit board. That is, one spiral coil 201 may be mounted on the front surface or the back surface of the printed board. Alternatively, planar spiral coils may be mounted on both sides of the printed board. For example, the planar spiral coil 201 shown in FIG. 22A is mounted on the front side of the printed board. And the coil 202 of FIG.22 (b) is mounted in the back surface of a printed circuit board.
- FIG. 22B is a perspective view of the coil 202 mounted on the back surface of the printed board from the front surface side.
- a continuous spiral shape can be formed as double-sided mounting by electrically connecting the front side coil 201 and the back side coil 202 at the joint point 203. Furthermore, by connecting the front-side coil 201 and the back-side coil 202 with a capacitive element, a capacitive element-loaded resonator for providing at both ends of the resonator array required in the present invention can be configured.
- the capacitive element may be embedded in the front surface side coil 201 or may be embedded in the back surface side coil 202.
- various capacitive element loaded spiral conductors can be mounted on the multilayer substrate by the spiral conductors of the respective layers and the capacitive elements connecting the layers.
- the capacitive element may be embedded in the front side coil or in the back side coil.
- 22A and 22B illustrate a spiral coil having a rectangular shape and each side of the rectangle being a straight line shape, it goes without saying that it may be a curved spiral.
- the spiral coil may be mounted on the high dielectric substrate.
- a spiral coil may be mounted on the magnetic material. Thereby, magnetic flux density can be raised and size reduction of a resonance body (coil) can be achieved.
- the coil may be a coil having a coil core made of a dielectric or magnetic material.
- the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be changed as appropriate without departing from the spirit of the present invention.
- the space between the power transmission unit and the power reception device is generally air, but water, seawater, soil, or a wall may be provided between the power transmission unit and the power reception device. Moreover, there may be water, seawater, soil, and a wall so as to surround the power transmission unit and the power receiving device.
- the power transmission unit 110 may be an antenna for an RFID (Radio Frequency Identification) reader.
- the power receiving unit 120 may be an RFID tag.
- the power receiving device may be built in as a power supply source for a moving object such as a robot, such as a self-propelled floor cleaner, a look around in a room that can freely move on the floor, and a watching robot. .
- the power receiving device may also be incorporated into an autonomous submarine.
- the resonance body (coil) of the power transmission unit may be sandwiched between two rigid substrates so that the power transmission unit does not bend.
- the power transmission unit may be bent flexibly by sandwiching the resonator (coil) of the power transmission unit between two flexible sheets.
- the term “periodic structure” is used to express that the power transmission unit is composed of a periodic structure including a plurality of resonators.
- the periodic structure should not be construed to be limited to an array structure with a strictly constant pitch. It does not have to be strictly a constant cycle, and it is allowed that the arrangement pitch of the resonators deviates within a range in which the power transmission unit can be handled as a metamaterial in view of the entire purpose of the present invention. Further, in the case of an actual product, the arrangement pitch of the resonators is designed in consideration of manufacturing restrictions, so that the arrangement period is allowed to deviate depending on the manufacturing conditions.
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Abstract
送電部は、複数の共鳴体が一次元的または二次元的に周期構造をなすように配列されて成り、共振作用によって電力を隣の共鳴体に伝搬させてゆくとともに、周囲に電磁界を漏洩させることによって無線による送電を行う。給電部は、送電部の一または複数の前記共鳴体に電力を供給する。受電装置は、送電部からの送電電力を受電する。送電部の一次元的または二次元的の周期構造をなす共鳴体のうち、端の共鳴体には容量性素子が装荷されている。
Description
本発明は、電力供給システムに関し、具体的には、送電線を介さずに非接触で受電装置に電力を供給するシステムに関する。
離間した受電装置に対し無線で電力を供給する方法が知られている。例えば、特許文献1には、電磁波伝送シートの中で電磁波を伝搬させ、シートから漏出する電磁界を受電装置に供給するという構成が開示されている。この種の関連技術はまた、特許文献2に開示されている。
特許文献3には、電源側の一次コイルから負荷側の二次コイルに磁気結合で電力を伝送する方式が開示されている。この種の関連技術はまた、特許文献4に開示されている。この種の技術は、家庭用の小型電子機器、例えば、シェーバーや電動歯ブラシなどの充電によく使用されている。
特許文献5には、マイクロ波ビームを利用した送電方法が開示されている。この送電方法は、例えば、衛星軌道上で太陽光発電を行い、発電により得られたエネルギーをマイクロ波ビームで地上に送る。そして、地上の受電装置でマイクロ波を電力に再変換する。
近年では、室内に置かれた様々な電子機器に対して無線で給電する方法も探求されてきており、その一例が非特許文献1に開示されている。
このコンセプトを非特許文献2による開示から引用する。
東京大学大学院の浅見教授、川原講師らの研究する「電磁共鳴式マルチホップ無線電力伝送方式の提案と評価」のコンセプトは、図23に示されるように、室内等のある程度の広がりをもったエリアに配置されている複数の電子機器に無線で給電するというものである。
ここでいう電子機器には、例えば電力伝送シートも含まれ、この電力伝送シートからさらに小型電子機器に給電するといった利用形態もある。
図23を参照して、部屋10の壁や床13には複数のコイル14が面状に配列されて埋め込まれている。そして、中心軸に対して直交する方向で隣接しているコイル同士でも共振することを利用する。つまり、いずれかのコイルに給電すれば、電力が隣接するコイルにホッピングしてゆく。
隣接するコイルに電力を伝搬させてゆき、そして、電磁界をコイル14から部屋10のなかに漏洩させる。すると、部屋10という広いエリアに配置されている複数の電子機器11、机上の電子機器12に給電できるというわけである。これにより、電源線の配線、充電、電池交換等の作業が不要になることが期待できる。
特許文献3には、電源側の一次コイルから負荷側の二次コイルに磁気結合で電力を伝送する方式が開示されている。この種の関連技術はまた、特許文献4に開示されている。この種の技術は、家庭用の小型電子機器、例えば、シェーバーや電動歯ブラシなどの充電によく使用されている。
特許文献5には、マイクロ波ビームを利用した送電方法が開示されている。この送電方法は、例えば、衛星軌道上で太陽光発電を行い、発電により得られたエネルギーをマイクロ波ビームで地上に送る。そして、地上の受電装置でマイクロ波を電力に再変換する。
近年では、室内に置かれた様々な電子機器に対して無線で給電する方法も探求されてきており、その一例が非特許文献1に開示されている。
このコンセプトを非特許文献2による開示から引用する。
東京大学大学院の浅見教授、川原講師らの研究する「電磁共鳴式マルチホップ無線電力伝送方式の提案と評価」のコンセプトは、図23に示されるように、室内等のある程度の広がりをもったエリアに配置されている複数の電子機器に無線で給電するというものである。
ここでいう電子機器には、例えば電力伝送シートも含まれ、この電力伝送シートからさらに小型電子機器に給電するといった利用形態もある。
図23を参照して、部屋10の壁や床13には複数のコイル14が面状に配列されて埋め込まれている。そして、中心軸に対して直交する方向で隣接しているコイル同士でも共振することを利用する。つまり、いずれかのコイルに給電すれば、電力が隣接するコイルにホッピングしてゆく。
隣接するコイルに電力を伝搬させてゆき、そして、電磁界をコイル14から部屋10のなかに漏洩させる。すると、部屋10という広いエリアに配置されている複数の電子機器11、机上の電子機器12に給電できるというわけである。これにより、電源線の配線、充電、電池交換等の作業が不要になることが期待できる。
澤上、川原他「電磁共鳴式無線電力伝送のマルチホップ性能評価」、電子情報通信学会総合大会、2010年3月、B−20−38、通信講演論文集2、pp.622
東京大学大学院情報理工学系研究科 浅見研究室の研究紹介(http://www.akg.t.u−tokyo.ac.jp/labintro1004.pdf)
上記の方法によれば、部屋の中の電子機器に無線で給電できる可能性がある。
しかしながら、上記方法では、コイル毎の電磁界分布にむらがでないことまでは保証できず、電力伝送効率は受電装置の位置に大きく依存することが予想される。そこで、部屋全体に万遍なく無線で給電(送電)する技術が望まれる。
本発明の課題は、無線給電において、受電装置の位置に依存せず、効率良く電力を供給できる電力供給システムを提供することにある。
しかしながら、上記方法では、コイル毎の電磁界分布にむらがでないことまでは保証できず、電力伝送効率は受電装置の位置に大きく依存することが予想される。そこで、部屋全体に万遍なく無線で給電(送電)する技術が望まれる。
本発明の課題は、無線給電において、受電装置の位置に依存せず、効率良く電力を供給できる電力供給システムを提供することにある。
本発明の態様による電力供給システムは、複数の共鳴体が一次元的または二次元的に周期構造をなすように配列され、共振作用によって電力を隣の共鳴体に伝搬させてゆくとともに、周囲に電磁界を漏洩させることによって無線による送電を行う送電部と、前記送電部の一または複数の前記共鳴体に電力を供給する給電部と、前記送電部からの送電電力を受電する受電装置と、を備える。前記一次元的または二次元的に周期構造をなすように配列された複数の共鳴体のうち、最も端に配列された共鳴体には、容量性素子を装荷させている。
本発明によれば、受電装置の位置に依存せずに、無線で効率良く電力を供給できる電力供給システムを提供することができる。
図1は本発明において実現したい電力供給システムを2つの例について示した斜視図である。
図2は一次元的に配列した複数の共鳴体による周期構造に電磁伝搬波が生じている様子の一例を示した図である。
図3は複数の共鳴体による周期構造に発生しうる電磁伝搬波の周波数(f)と波数(k)との関係を表す分散曲線を示した図である。
図4は入力ポートを有する単一のコイルを示した図である。
図5は図4のコイルの等価回路図である。
図6は2つのコイルを並べたモデルを示した図である。
図7は複数のコイルを一定のピッチで配列した回路の等価回路図である。
図8は複数のコイルによる周期構造の一単位(一周期)分の等価回路図である。
図9は9個のコイルを一次元的に並べた例の振動について説明するための図である。
図10は一次元的に並べた複数のコイルのすべてが同相で振動している状態を示した図である。
図11は一次元的に並べた複数のコイルのすべてが逆相で振動している状態を示した図である。
図12は分散曲線の一例を示した特性図である。
図13は周波数と複数の各コイルの振動状態との関係を示した図である。
図14は図7の等価回路図の終端部を示した図である。
図15は図8の等価回路図の終端部を示した図である。
図16は、(a)キャパシタンスから成る容量性素子、及び(b)インピーダンス反転器と誘導性素子から成る容量性素子を、(c)コイルに装荷される容量性素子の例として示した図である。
図17は容量性素子を装荷したコイルを示した図である。
図18は一次元的なコイル配列の両端のコイルに、容量性素子が装荷された例を示した図である。
図19はコイル配列の両端のコイルにキャパシタを装荷している場合と、キャパシタを装荷していない場合の電流分布を比較する図である。
図20は本発明の一実施形態を示した斜視図である。
図21は本発明の一実施形態におけるコイル配列を2つの例について示した図である。
図22は本発明の一実施形態に用いられるコイルの例として、(a)平面スパイラル状のコイル、及び(b)プリント基板の裏面に実装されるコイルを示した図である。
図23は関連技術による電磁共鳴式マルチホップ無線電力伝送方式の概念を説明するための図である。
図2は一次元的に配列した複数の共鳴体による周期構造に電磁伝搬波が生じている様子の一例を示した図である。
図3は複数の共鳴体による周期構造に発生しうる電磁伝搬波の周波数(f)と波数(k)との関係を表す分散曲線を示した図である。
図4は入力ポートを有する単一のコイルを示した図である。
図5は図4のコイルの等価回路図である。
図6は2つのコイルを並べたモデルを示した図である。
図7は複数のコイルを一定のピッチで配列した回路の等価回路図である。
図8は複数のコイルによる周期構造の一単位(一周期)分の等価回路図である。
図9は9個のコイルを一次元的に並べた例の振動について説明するための図である。
図10は一次元的に並べた複数のコイルのすべてが同相で振動している状態を示した図である。
図11は一次元的に並べた複数のコイルのすべてが逆相で振動している状態を示した図である。
図12は分散曲線の一例を示した特性図である。
図13は周波数と複数の各コイルの振動状態との関係を示した図である。
図14は図7の等価回路図の終端部を示した図である。
図15は図8の等価回路図の終端部を示した図である。
図16は、(a)キャパシタンスから成る容量性素子、及び(b)インピーダンス反転器と誘導性素子から成る容量性素子を、(c)コイルに装荷される容量性素子の例として示した図である。
図17は容量性素子を装荷したコイルを示した図である。
図18は一次元的なコイル配列の両端のコイルに、容量性素子が装荷された例を示した図である。
図19はコイル配列の両端のコイルにキャパシタを装荷している場合と、キャパシタを装荷していない場合の電流分布を比較する図である。
図20は本発明の一実施形態を示した斜視図である。
図21は本発明の一実施形態におけるコイル配列を2つの例について示した図である。
図22は本発明の一実施形態に用いられるコイルの例として、(a)平面スパイラル状のコイル、及び(b)プリント基板の裏面に実装されるコイルを示した図である。
図23は関連技術による電磁共鳴式マルチホップ無線電力伝送方式の概念を説明するための図である。
(基本コンセプト)
まず、本発明が実現したい電力供給システム100を2つの例について図1(a)、図1(b)に示す。電力供給システム100は、送電部110、受電装置120、給電部130を含む。
図1(a)において、受電装置120は、送電部110とは、電気的接触はしていない。
送電部110は、複数の共鳴体111によって構成されており、複数の共鳴体111は二次元的(平面的)に配列されている。共鳴体111としては、例えば導体コイルが典型的である。図1の(a),(b)では、共鳴体をヘリカル型のコイル112としている。
送電部110は、例えば部屋の壁や床そのもので構成されてもよい。すなわち、部屋の床や壁あるいは天井115の一面に複数の共鳴体111(つまりコイル112)を埋設して、これを送電部110とすることが例として挙げられる。床や壁あるいは天井115の材料は、送電部としての機能を損なわない材料であれば何でも良い。
給電部130は、一つまたは複数の共鳴体111に電力を供給する。給電部130から共鳴体111へは交流電流を流しても良いし、あるいは、共鳴体111に振動磁界を与えてもよい。
この構成において、給電部130から一つまたは複数の共鳴体111に電力を供給したときに、隣接する共鳴体間を電力がホッピングし、電力が送電部110を伝搬してゆく。そして、図1(a)、図1(b)に示すように送電部110から電磁波が漏洩する。
このとき、漏洩する電磁波の電磁界分布が受電装置120の位置に依存せず、共鳴体毎にほぼ一様になるようにしたい。
例えば図1(a)においては、給電したい受電装置120が3つあるとする。この場合、この3つの受電装置120のところで電磁界強度が一様となるようにしたい。
このような給電が可能になる理論的背景及び具体的な構成を以下に説明する。
(着想)
本発明者らは、鋭意研究の結果、複数の共鳴体を配列して周期構造となし、これを電磁界の伝送線路とみなすことに着想した。
さらに、この周期構造を特定の周波数帯域で共鳴させたとき、この構造自体がメタマテリアルとして扱えることに着想した。
そこで、この周期構造(伝送線路)に生じる電磁界分布を解析的に取り扱う方法を追求し、これをなし得た。つまり、共鳴体の周期構造にどのような波の伝搬モードが生じるかを解析的に求める方法を開発した。
これによって、例えば、図2のように共鳴体であるコイル112を配列した時に、そこに電磁界のホッピングでどのようなモードの波が発生するかを求めることができるようになった。以後、この波を“電磁伝搬波”と称することにする。
すなわち、本発明者らは、コイルの周期構造に発生しうる電磁伝搬波の周波数(f)と波数(k)との関係を図3のような分散曲線として表した。
図2のdは、周期構造の一周期長を表し、例えば、隣接するコイル同士の中心間距離である。
したがって、図3のグラフの横軸である「波数(k)×一周期長(d)」は、一周期長あたりの位相変化を意味する。
図3の分散曲線において、fmaxとfminとの間の周波数fにおいて、コイル周期構造がメタマテリアルとして扱えることがわかる。そして、この周期構造(伝送線路)に随意の電界分布を生じさせる構成に想到した。
(電磁伝搬波の分散曲線を求める理論)
共鳴体を周期的に配列した共鳴体周期構造をメタマテリアルとして扱い、そこに生じる電磁伝搬波の分散曲線を求める方法を説明する。ここでは、共鳴体としては、スプリング型コイルを例にする。
単一のコイルの共鳴周波数fres、インダクタンスL、容量C、及び抵抗Rを求め、さらに、二つのコイルを隣接配置した際の結合定数Mを求める。
まず、単一のコイルの特性は、図4のようにコイル112内(コイルの配線途中)に入力ポート113を挿入、接続して、インピーダンスZの周波数依存性から算出できる。
すなわち、図4の回路を、容量成分および抵抗成分を取り出した図5の等価回路に置き換える。そして、電磁界解析もしくは実測によってインピーダンスZの実数部Re(Z)及び虚数部Im(Z)の周波数依存性を得る。ここで、インピーダンスと等価回路のパラメータは、以下の式(1)の関係がある。
Im(Z)となる点から共鳴周波数fresを求める。
共鳴周波数fresの極近辺の2点を用い、以下の式(2)によってインダクタンスLと容量Cとを求める。
共鳴周波数fresの極近辺の2点を(f1、Im(Z1))、及び(f2、Im(Z2))とする。
次に、2つのコイル112、112の相互インダクタンスを求める。
図6のように二つのコイル112、112を並べたモデルを用いて、共鳴周波数の***を確認する。
図6において、一方のコイル112に入力ポート113から電力を供給し、その電力が他方のコイル112にホッピングし、この他方のコイル112の電力を出力ポート114から得る。
二つのコイル112、112の結合が弱くて***が確認できないときは、入力ポート113、出力ポート114の内部抵抗を変更することによって、***させることができる。ここでは、共鳴周波数fresが周波数faと周波数fbとに***したとする。すると、***した二つの周波数fa、fbから、次の式(3)により結合定数kを算出することができる。
相互インダクタンスMは、結合定数kとインダクタンスLとから次の関係式(4)によって求まる。
次に、複数のコイル112を横に一定のピッチで配列した場合、その等価回路を図7のように描くことができる。
図7では、一つのコイル112を二つのコイル成分112h、112hに分けたように描いている。従って、一方のコイル成分112hのインダクタンスはL/2である。なお、この場合は、抵抗Rは無視している。
さらに、この周期構造の一単位(一ユニット)は、相互インダクタンスMを非負の値を取ることとして、図8の等価回路に描き直すことができる。
すると、周期構造の一単位(一ユニット)を、Tマトリクスによって次の式(5)により表すことができる。
この周期構造の周期間隔(コイルの中心間距離)をdとする。
また、周期構造をメタマテリアルとしたとき、このメタマテリアルを進行する電磁伝搬波の進行方向の波数をkxとする。
すると、kx×dは、一周期ごとの波の位相を表し、次の式(6)が成立する。
上記の式(6)を用いて、位相(kx×d)と周波数f(=ω/2π)との関係をプロットすることにより分散関係が求まる。
これにより、メタマテリアルに生じる電磁界の波の周波数帯域(fmin<f<max)が求まる。
すなわち、周波数帯域(fmin<f<fmax)において図3の分散曲線を描くことができる。
ここまでで、コイル周期構造をメタマテリアルとした場合の分散曲線が求められた。このコイル周期構造に何らかの給電を行った場合、電磁界がホッピングして伝わり、コイル周期構造が電磁伝搬波の伝送線路となる。さらに、伝送線路の損失が小さければ、伝送線路上の電磁界分布は、いわゆる定在波分布となる。
(構成の例示)
ここまでで、コイル周期構造を伝送線路とし、これに定在波を発生させることができることがわかった。
さらに、コイル周期構造の共振条件を満たすような波を発生させれば、定在波(電磁伝搬波)の腹の数をコントロールできることになる。
コイル数をn、コイル間隔をd、隣接コイル間の位相(分散曲線におけるある周波数fに対する位相)をX(=kx×d)[rad]とする。
共振条件を満たすとすると次の式(7)が成立することになる。
ここで、位相Xは、0≦X≦πであるので、上記式(7)を満たすmは、m=0、1、・・・・n−1のn個である。
図9のように、コイルの個数が9個である場合(n=9)、m=0、1、・・・8の9個の共振状態を満たす位相Xがあることになる。
図9では、9つのコイルを一定ピッチで一列に配列し、給電部130から真ん中のコイルに給電した場合を示している。説明のため、図の左から順にコイルの番号を1から9まで付けると、真ん中の5番コイルが給電部130から給電を受けるコイルである。
この給電部130からの給電電力の周波数(例えば交流電流の周波数)を制御して共振状態とし、コイル周期構造に電磁伝搬波の定在波を発生させる。
図9では、1番、3番、5番、7番、9番のコイルの位置が定在波の腹となり、2番、4番、6番、8番のコイルの位置が定在波の節となっている。
なお、m=0とは、図10のように、すべてのコイルが同相であるということである。この場合、腹の数は1(節の数は0)である。
また、例えば、m=8とは、図11のように、すべてのコイルで逆相になっていることをいう。この場合、腹の数は9(節の数は8)である。
このような現象を利用することにより、コイル周期構造を送電部110とし、この送電部110から近距離にある位置においてビーム(電磁界強度が強くなる箇所)の個数をコントロールできることになる。
ここで、図8の等価回路図に基づき、一周期毎の等価回路から導かれた分散曲線を図12に示す。図12の計算においては、コイルの自己インダクタンスを2.4μH、自己キャパシタンスを7.5pF、相互インダクタンスを0.19μHとしてある。
さらに、図7の等価回路図に基づき、図9に該当するコイルを9個、等間隔に配列して回路解析した結果を、図13に示す。コイルの自己インダクタンス、自己キャパシタンス、相互インダクタンスは、図12と同様、それぞれ2.4μH、7.5pF、0.19μHとしてある。さらに各コイルには内部抵抗として1.8Ωの抵抗を持たせ、さらに給電ポートの内部抵抗は50Ωとした。横軸はコイル番号を表し、縦軸はコイル毎の電流値を表している。
これまで説明してきたように、図12の分散曲線の定在波が存在する位相と周波数との組は、図13において、ほぼ対応する周波数において所望の腹の数になる電流分布を表していることがわかる。
ここで、図13の各周波数に対応する電流分布図の、両端に注目する。理論上は、前述した共振条件を満たす関係式(7)は、コイル両端がショート端、すなわち電流が位相変化なく反射することを想定している。一方、等価回路を示す図7、図8を、それぞれ図14、図15のように、終端のコイルで見ると、回路終端では、理想的なショート端ではなく、相互インダクタンス値に相当するインピーダンス値jωM(jは単位虚数、ωは角周波数)で終端されることがわかる。この不完全なショート端が、図13にあるように、両端のコイル電流値が中央付近のコイル電流値に対して比較的小さい値となっていることの要因になっていると解釈できる。ここで、理想的なショート端に近づけるためには、−jωMに相当するインピーダンス値を有する素子を、両端のコイルに装荷すれば良いことになる。
−jωMに相当するインピーダンスを実現する素子としては、一例として、適当な容量を有するキャパシタンスが考えられる。例えば、図16の(a)に示すように、容量Cを有するキャパシタのインピーダンスは1/(jωC)で表されるから、−jωMに相当するインピーダンスを表すには、−jωM=1/(jωC)を満たすものとして、C=1/(ω2M)となるキャパシタが適当である。実際には、左記容量値に極めて近い値(実質上等しい値)の容量値を有するキャパシタを、入手、もしくは製造可能な範囲から選択すればよい。
−jωMに相当するインピーダンスを実現する素子の別の例としては、図16の(b)に示すように、インダクタンス値Mを有するインダクタ(誘導性素子)に、インピーダンス反転器を接続した回路素子が考えられる。尚、図16(b)の回路図において、オペアンプOPの動作に必要な直流電源の表記は省略している。インピーダンス反転器は、受動回路部品以外に直流電源が必要となるが、インピーダンス値が任意の各周波数ωに対して、−jωMを満たすため、分散曲線図上の任意の周波数で理想的なショート端に近づけられるという利点がある。
以上のようにして−jωMに相当する2端子素子を図16(c)のように表したとき、この2端子素子(インピーダンス素子)150を図17のようにコイル112の配線途中に直列に挿入接続して装荷し、これを図18のように、通常のコイル配列の両終端に配置すれば良いことになる。
ここで、図12の分散曲線でほぼfmaxとみなせる41.3MHzで、−jωMで示されるインピーダンス値とほぼ同じになるよう、容量値79.4pFを有するキャパシタをコイル配列の両端のコイルに装荷することを想定し、図9のコイル配列の両終端のコイル112にキャパシタを直列に装荷した場合の計算結果を、図19に示す。尚、図12、図13と同様、自己インダクタンス、自己キャパシタンス、相互インダクタンスはそれぞれ2.4μH、7.5pF、0.19μHとしてあり、各コイルには内部抵抗として1.8Ωの抵抗を持たせている。図19には、41.3MHzにおいてコイル配列の両終端コイルにキャパシタを装荷していない場合の結果を比較例として示してある。
図19より、キャパシタをコイル配列の両終端コイルに装荷したほうが、装荷していない場合よりも電流分布がより平坦になっていることがわかる。すなわち、コイル配列の両終端コイルに容量性を有する素子を装荷することにより、受電コイル(受電装置)の位置ずれに強い一様な磁界分布を実現できることが示された。
(本発明の第1の実施形態)
図20は、本発明の第1の実施形態を表す概念図である。図20において、電力供給装置200は、送電部210と、給電部220と、受電部(受電装置)280とを備えている。
送電部210は、これまで説明してきたように、共鳴体としてのコイルによって構成され、複数のコイル211が周期構造をなすように配列されている。そして上記周期構造の両端の共鳴体(コイル)には、容量性素子160が装荷されている。送電部210はコイルの一次元的配列で構成されていてもよいが、コイルを面状に並べて二次元的な周期構造とし、これを送電部としても良いことは勿論である。
例えば、図21の(a),(b)のように、二次元的な周期構造の共鳴体(コイル)211の配列構造があるとする。ここでは、点線で囲まれた共鳴体を容量素子装荷型の共鳴体とする。図21(a)のように、一方向の両端の複数の共鳴体(すなわち、破線で示した最右端及び最左端の列の複数の共鳴体)に容量性素子を装荷してもよい。また、図21(b)のように、二次元的な共鳴体の周期構造に対して、破線で示すように容量素子装荷型の共鳴体が最外周を取り囲んでいてもよい。
尚、上記実施形態においては、共鳴体としてヘリカル型のコイルを例示したが、共鳴体としては、例えば、図22(a)に示す平面スパイラル状のコイルを用いてもよい。平面スパイラル状のコイル201は、従来のプリント回路基板に実装できるという利点がある。すなわち、プリント基板の表面または裏面にスパイラルコイル201を一つ実装しておいても良い。
または、平面スパイラル状のコイルをプリント基板の両面に実装してもよい。例えば、図22(a)の平面スパイラル状のコイル201をプリント基板の表側に実装する。そして、図22(b)のコイル202をプリント基板の裏面に実装する。
図22(b)は、プリント基板の裏面に実装されるコイル202を表面側から透視したものである。
このとき、接合点203で表面側コイル201と裏面側コイル202とを導体接続することにより、両面実装として一続きのスパイラル形状を構成することができる。
さらに、表面側コイル201と裏面側コイル202を容量性素子で接続することにより、本発明で必要となる共鳴体配列の両端に備えるための容量素子装荷型共鳴体を構成することができる。
尚、容量性素子は、表面側コイル201の中に埋め込まれても良いし、裏面側コイル202の中に埋め込まれても良い。
ここでは表面実装と両面実装との場合を説明したが、多層基板においても各々の層のスパイラル導体と層間を接続する導体とにより、多層基板上で様々なスパイラル導体実装が可能となる。
さらに、多層基板においても各々の層のスパイラル導体と層間を接続する容量性素子とにより、多層基板上で様々な容量性素子装荷型スパイラル導体実装が可能となる。この場合、容量性素子は、表面側コイルの中に埋め込まれても良いし、裏面側コイルの中に埋め込まれても良い。
また、図22(a)、図22(b)では、矩形であって矩形の各辺が直線形状であるスパイラルコイルを例示したが、曲線のスパイラルであっても良いことは言うまでもない。
また、スパイラル状コイルが高誘電体基板に実装されていてもよい。
または、スパイラル状コイルが磁性体上に実装されていてもよい。
これにより、磁束密度を高め、共鳴体(コイル)の小型化を図ることができる。
コイルは、誘電体または磁性体からなるコイルコアを有するコイルであっても良い。
なお、本発明は上記実施形態に限られるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することができる。
送電部と受電装置との間は一般的には空気であるが、送電部と受電装置との間に、水、海水、土、壁があってもよい。また、送電部と受電装置を取り囲むように、水、海水、土、壁があってもよい。
例えば、送電部110はRFID(Radio Frequency Identification)リーダー用のアンテナであってもよい。受電部120はRFIDのタグであってもよい。
例えば、受電装置はロボット等の動くもの、例えば自走型の床掃除機のようなもの、床上を自由に動き回ることができる部屋内の見回り、見守りロボット等の電力供給源とし内部に組み込んでもよい。受電装置はまた、自律型の潜水艦に組み込んでもよい。
送電部の共鳴体(コイル)を、剛性を有する二枚の基板で挟んで、送電部が曲がらないように剛性を持たせてもよい。
または、送電部の共鳴体(コイル)を、柔軟性を有する二枚のシートで挟んで、送電部が柔軟に曲がるようにしておいてもよい。
本明細書において“周期構造”の用語を用い、送電部が複数の共鳴体による周期構造で構成されている、と表現した。
ここで、周期構造とは、厳密な一定ピッチの配列構造だけに限定解釈されるべきではない。厳密に一定周期でなくてもよく、本発明の全趣旨からみて送電部をメタマテリアルとして扱える範囲で共鳴体の配列ピッチがずれることは許容される。
また、実際の製品とする場合にあっては、製造上の制約も考慮したうえで共鳴体の配列ピッチが設計されるので、製造条件に応じて配列周期がずれることは許容される。
この出願は、2012年8月24日に出願された日本出願特願第2012−184787号を基礎とする優先権を主張し、その開示のすべてをここに取り込む。
まず、本発明が実現したい電力供給システム100を2つの例について図1(a)、図1(b)に示す。電力供給システム100は、送電部110、受電装置120、給電部130を含む。
図1(a)において、受電装置120は、送電部110とは、電気的接触はしていない。
送電部110は、複数の共鳴体111によって構成されており、複数の共鳴体111は二次元的(平面的)に配列されている。共鳴体111としては、例えば導体コイルが典型的である。図1の(a),(b)では、共鳴体をヘリカル型のコイル112としている。
送電部110は、例えば部屋の壁や床そのもので構成されてもよい。すなわち、部屋の床や壁あるいは天井115の一面に複数の共鳴体111(つまりコイル112)を埋設して、これを送電部110とすることが例として挙げられる。床や壁あるいは天井115の材料は、送電部としての機能を損なわない材料であれば何でも良い。
給電部130は、一つまたは複数の共鳴体111に電力を供給する。給電部130から共鳴体111へは交流電流を流しても良いし、あるいは、共鳴体111に振動磁界を与えてもよい。
この構成において、給電部130から一つまたは複数の共鳴体111に電力を供給したときに、隣接する共鳴体間を電力がホッピングし、電力が送電部110を伝搬してゆく。そして、図1(a)、図1(b)に示すように送電部110から電磁波が漏洩する。
このとき、漏洩する電磁波の電磁界分布が受電装置120の位置に依存せず、共鳴体毎にほぼ一様になるようにしたい。
例えば図1(a)においては、給電したい受電装置120が3つあるとする。この場合、この3つの受電装置120のところで電磁界強度が一様となるようにしたい。
このような給電が可能になる理論的背景及び具体的な構成を以下に説明する。
(着想)
本発明者らは、鋭意研究の結果、複数の共鳴体を配列して周期構造となし、これを電磁界の伝送線路とみなすことに着想した。
さらに、この周期構造を特定の周波数帯域で共鳴させたとき、この構造自体がメタマテリアルとして扱えることに着想した。
そこで、この周期構造(伝送線路)に生じる電磁界分布を解析的に取り扱う方法を追求し、これをなし得た。つまり、共鳴体の周期構造にどのような波の伝搬モードが生じるかを解析的に求める方法を開発した。
これによって、例えば、図2のように共鳴体であるコイル112を配列した時に、そこに電磁界のホッピングでどのようなモードの波が発生するかを求めることができるようになった。以後、この波を“電磁伝搬波”と称することにする。
すなわち、本発明者らは、コイルの周期構造に発生しうる電磁伝搬波の周波数(f)と波数(k)との関係を図3のような分散曲線として表した。
図2のdは、周期構造の一周期長を表し、例えば、隣接するコイル同士の中心間距離である。
したがって、図3のグラフの横軸である「波数(k)×一周期長(d)」は、一周期長あたりの位相変化を意味する。
図3の分散曲線において、fmaxとfminとの間の周波数fにおいて、コイル周期構造がメタマテリアルとして扱えることがわかる。そして、この周期構造(伝送線路)に随意の電界分布を生じさせる構成に想到した。
(電磁伝搬波の分散曲線を求める理論)
共鳴体を周期的に配列した共鳴体周期構造をメタマテリアルとして扱い、そこに生じる電磁伝搬波の分散曲線を求める方法を説明する。ここでは、共鳴体としては、スプリング型コイルを例にする。
単一のコイルの共鳴周波数fres、インダクタンスL、容量C、及び抵抗Rを求め、さらに、二つのコイルを隣接配置した際の結合定数Mを求める。
まず、単一のコイルの特性は、図4のようにコイル112内(コイルの配線途中)に入力ポート113を挿入、接続して、インピーダンスZの周波数依存性から算出できる。
すなわち、図4の回路を、容量成分および抵抗成分を取り出した図5の等価回路に置き換える。そして、電磁界解析もしくは実測によってインピーダンスZの実数部Re(Z)及び虚数部Im(Z)の周波数依存性を得る。ここで、インピーダンスと等価回路のパラメータは、以下の式(1)の関係がある。
Im(Z)となる点から共鳴周波数fresを求める。
共鳴周波数fresの極近辺の2点を用い、以下の式(2)によってインダクタンスLと容量Cとを求める。
共鳴周波数fresの極近辺の2点を(f1、Im(Z1))、及び(f2、Im(Z2))とする。
次に、2つのコイル112、112の相互インダクタンスを求める。
図6のように二つのコイル112、112を並べたモデルを用いて、共鳴周波数の***を確認する。
図6において、一方のコイル112に入力ポート113から電力を供給し、その電力が他方のコイル112にホッピングし、この他方のコイル112の電力を出力ポート114から得る。
二つのコイル112、112の結合が弱くて***が確認できないときは、入力ポート113、出力ポート114の内部抵抗を変更することによって、***させることができる。ここでは、共鳴周波数fresが周波数faと周波数fbとに***したとする。すると、***した二つの周波数fa、fbから、次の式(3)により結合定数kを算出することができる。
相互インダクタンスMは、結合定数kとインダクタンスLとから次の関係式(4)によって求まる。
次に、複数のコイル112を横に一定のピッチで配列した場合、その等価回路を図7のように描くことができる。
図7では、一つのコイル112を二つのコイル成分112h、112hに分けたように描いている。従って、一方のコイル成分112hのインダクタンスはL/2である。なお、この場合は、抵抗Rは無視している。
さらに、この周期構造の一単位(一ユニット)は、相互インダクタンスMを非負の値を取ることとして、図8の等価回路に描き直すことができる。
すると、周期構造の一単位(一ユニット)を、Tマトリクスによって次の式(5)により表すことができる。
この周期構造の周期間隔(コイルの中心間距離)をdとする。
また、周期構造をメタマテリアルとしたとき、このメタマテリアルを進行する電磁伝搬波の進行方向の波数をkxとする。
すると、kx×dは、一周期ごとの波の位相を表し、次の式(6)が成立する。
上記の式(6)を用いて、位相(kx×d)と周波数f(=ω/2π)との関係をプロットすることにより分散関係が求まる。
これにより、メタマテリアルに生じる電磁界の波の周波数帯域(fmin<f<max)が求まる。
すなわち、周波数帯域(fmin<f<fmax)において図3の分散曲線を描くことができる。
ここまでで、コイル周期構造をメタマテリアルとした場合の分散曲線が求められた。このコイル周期構造に何らかの給電を行った場合、電磁界がホッピングして伝わり、コイル周期構造が電磁伝搬波の伝送線路となる。さらに、伝送線路の損失が小さければ、伝送線路上の電磁界分布は、いわゆる定在波分布となる。
(構成の例示)
ここまでで、コイル周期構造を伝送線路とし、これに定在波を発生させることができることがわかった。
さらに、コイル周期構造の共振条件を満たすような波を発生させれば、定在波(電磁伝搬波)の腹の数をコントロールできることになる。
コイル数をn、コイル間隔をd、隣接コイル間の位相(分散曲線におけるある周波数fに対する位相)をX(=kx×d)[rad]とする。
共振条件を満たすとすると次の式(7)が成立することになる。
ここで、位相Xは、0≦X≦πであるので、上記式(7)を満たすmは、m=0、1、・・・・n−1のn個である。
図9のように、コイルの個数が9個である場合(n=9)、m=0、1、・・・8の9個の共振状態を満たす位相Xがあることになる。
図9では、9つのコイルを一定ピッチで一列に配列し、給電部130から真ん中のコイルに給電した場合を示している。説明のため、図の左から順にコイルの番号を1から9まで付けると、真ん中の5番コイルが給電部130から給電を受けるコイルである。
この給電部130からの給電電力の周波数(例えば交流電流の周波数)を制御して共振状態とし、コイル周期構造に電磁伝搬波の定在波を発生させる。
図9では、1番、3番、5番、7番、9番のコイルの位置が定在波の腹となり、2番、4番、6番、8番のコイルの位置が定在波の節となっている。
なお、m=0とは、図10のように、すべてのコイルが同相であるということである。この場合、腹の数は1(節の数は0)である。
また、例えば、m=8とは、図11のように、すべてのコイルで逆相になっていることをいう。この場合、腹の数は9(節の数は8)である。
このような現象を利用することにより、コイル周期構造を送電部110とし、この送電部110から近距離にある位置においてビーム(電磁界強度が強くなる箇所)の個数をコントロールできることになる。
ここで、図8の等価回路図に基づき、一周期毎の等価回路から導かれた分散曲線を図12に示す。図12の計算においては、コイルの自己インダクタンスを2.4μH、自己キャパシタンスを7.5pF、相互インダクタンスを0.19μHとしてある。
さらに、図7の等価回路図に基づき、図9に該当するコイルを9個、等間隔に配列して回路解析した結果を、図13に示す。コイルの自己インダクタンス、自己キャパシタンス、相互インダクタンスは、図12と同様、それぞれ2.4μH、7.5pF、0.19μHとしてある。さらに各コイルには内部抵抗として1.8Ωの抵抗を持たせ、さらに給電ポートの内部抵抗は50Ωとした。横軸はコイル番号を表し、縦軸はコイル毎の電流値を表している。
これまで説明してきたように、図12の分散曲線の定在波が存在する位相と周波数との組は、図13において、ほぼ対応する周波数において所望の腹の数になる電流分布を表していることがわかる。
ここで、図13の各周波数に対応する電流分布図の、両端に注目する。理論上は、前述した共振条件を満たす関係式(7)は、コイル両端がショート端、すなわち電流が位相変化なく反射することを想定している。一方、等価回路を示す図7、図8を、それぞれ図14、図15のように、終端のコイルで見ると、回路終端では、理想的なショート端ではなく、相互インダクタンス値に相当するインピーダンス値jωM(jは単位虚数、ωは角周波数)で終端されることがわかる。この不完全なショート端が、図13にあるように、両端のコイル電流値が中央付近のコイル電流値に対して比較的小さい値となっていることの要因になっていると解釈できる。ここで、理想的なショート端に近づけるためには、−jωMに相当するインピーダンス値を有する素子を、両端のコイルに装荷すれば良いことになる。
−jωMに相当するインピーダンスを実現する素子としては、一例として、適当な容量を有するキャパシタンスが考えられる。例えば、図16の(a)に示すように、容量Cを有するキャパシタのインピーダンスは1/(jωC)で表されるから、−jωMに相当するインピーダンスを表すには、−jωM=1/(jωC)を満たすものとして、C=1/(ω2M)となるキャパシタが適当である。実際には、左記容量値に極めて近い値(実質上等しい値)の容量値を有するキャパシタを、入手、もしくは製造可能な範囲から選択すればよい。
−jωMに相当するインピーダンスを実現する素子の別の例としては、図16の(b)に示すように、インダクタンス値Mを有するインダクタ(誘導性素子)に、インピーダンス反転器を接続した回路素子が考えられる。尚、図16(b)の回路図において、オペアンプOPの動作に必要な直流電源の表記は省略している。インピーダンス反転器は、受動回路部品以外に直流電源が必要となるが、インピーダンス値が任意の各周波数ωに対して、−jωMを満たすため、分散曲線図上の任意の周波数で理想的なショート端に近づけられるという利点がある。
以上のようにして−jωMに相当する2端子素子を図16(c)のように表したとき、この2端子素子(インピーダンス素子)150を図17のようにコイル112の配線途中に直列に挿入接続して装荷し、これを図18のように、通常のコイル配列の両終端に配置すれば良いことになる。
ここで、図12の分散曲線でほぼfmaxとみなせる41.3MHzで、−jωMで示されるインピーダンス値とほぼ同じになるよう、容量値79.4pFを有するキャパシタをコイル配列の両端のコイルに装荷することを想定し、図9のコイル配列の両終端のコイル112にキャパシタを直列に装荷した場合の計算結果を、図19に示す。尚、図12、図13と同様、自己インダクタンス、自己キャパシタンス、相互インダクタンスはそれぞれ2.4μH、7.5pF、0.19μHとしてあり、各コイルには内部抵抗として1.8Ωの抵抗を持たせている。図19には、41.3MHzにおいてコイル配列の両終端コイルにキャパシタを装荷していない場合の結果を比較例として示してある。
図19より、キャパシタをコイル配列の両終端コイルに装荷したほうが、装荷していない場合よりも電流分布がより平坦になっていることがわかる。すなわち、コイル配列の両終端コイルに容量性を有する素子を装荷することにより、受電コイル(受電装置)の位置ずれに強い一様な磁界分布を実現できることが示された。
(本発明の第1の実施形態)
図20は、本発明の第1の実施形態を表す概念図である。図20において、電力供給装置200は、送電部210と、給電部220と、受電部(受電装置)280とを備えている。
送電部210は、これまで説明してきたように、共鳴体としてのコイルによって構成され、複数のコイル211が周期構造をなすように配列されている。そして上記周期構造の両端の共鳴体(コイル)には、容量性素子160が装荷されている。送電部210はコイルの一次元的配列で構成されていてもよいが、コイルを面状に並べて二次元的な周期構造とし、これを送電部としても良いことは勿論である。
例えば、図21の(a),(b)のように、二次元的な周期構造の共鳴体(コイル)211の配列構造があるとする。ここでは、点線で囲まれた共鳴体を容量素子装荷型の共鳴体とする。図21(a)のように、一方向の両端の複数の共鳴体(すなわち、破線で示した最右端及び最左端の列の複数の共鳴体)に容量性素子を装荷してもよい。また、図21(b)のように、二次元的な共鳴体の周期構造に対して、破線で示すように容量素子装荷型の共鳴体が最外周を取り囲んでいてもよい。
尚、上記実施形態においては、共鳴体としてヘリカル型のコイルを例示したが、共鳴体としては、例えば、図22(a)に示す平面スパイラル状のコイルを用いてもよい。平面スパイラル状のコイル201は、従来のプリント回路基板に実装できるという利点がある。すなわち、プリント基板の表面または裏面にスパイラルコイル201を一つ実装しておいても良い。
または、平面スパイラル状のコイルをプリント基板の両面に実装してもよい。例えば、図22(a)の平面スパイラル状のコイル201をプリント基板の表側に実装する。そして、図22(b)のコイル202をプリント基板の裏面に実装する。
図22(b)は、プリント基板の裏面に実装されるコイル202を表面側から透視したものである。
このとき、接合点203で表面側コイル201と裏面側コイル202とを導体接続することにより、両面実装として一続きのスパイラル形状を構成することができる。
さらに、表面側コイル201と裏面側コイル202を容量性素子で接続することにより、本発明で必要となる共鳴体配列の両端に備えるための容量素子装荷型共鳴体を構成することができる。
尚、容量性素子は、表面側コイル201の中に埋め込まれても良いし、裏面側コイル202の中に埋め込まれても良い。
ここでは表面実装と両面実装との場合を説明したが、多層基板においても各々の層のスパイラル導体と層間を接続する導体とにより、多層基板上で様々なスパイラル導体実装が可能となる。
さらに、多層基板においても各々の層のスパイラル導体と層間を接続する容量性素子とにより、多層基板上で様々な容量性素子装荷型スパイラル導体実装が可能となる。この場合、容量性素子は、表面側コイルの中に埋め込まれても良いし、裏面側コイルの中に埋め込まれても良い。
また、図22(a)、図22(b)では、矩形であって矩形の各辺が直線形状であるスパイラルコイルを例示したが、曲線のスパイラルであっても良いことは言うまでもない。
また、スパイラル状コイルが高誘電体基板に実装されていてもよい。
または、スパイラル状コイルが磁性体上に実装されていてもよい。
これにより、磁束密度を高め、共鳴体(コイル)の小型化を図ることができる。
コイルは、誘電体または磁性体からなるコイルコアを有するコイルであっても良い。
なお、本発明は上記実施形態に限られるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することができる。
送電部と受電装置との間は一般的には空気であるが、送電部と受電装置との間に、水、海水、土、壁があってもよい。また、送電部と受電装置を取り囲むように、水、海水、土、壁があってもよい。
例えば、送電部110はRFID(Radio Frequency Identification)リーダー用のアンテナであってもよい。受電部120はRFIDのタグであってもよい。
例えば、受電装置はロボット等の動くもの、例えば自走型の床掃除機のようなもの、床上を自由に動き回ることができる部屋内の見回り、見守りロボット等の電力供給源とし内部に組み込んでもよい。受電装置はまた、自律型の潜水艦に組み込んでもよい。
送電部の共鳴体(コイル)を、剛性を有する二枚の基板で挟んで、送電部が曲がらないように剛性を持たせてもよい。
または、送電部の共鳴体(コイル)を、柔軟性を有する二枚のシートで挟んで、送電部が柔軟に曲がるようにしておいてもよい。
本明細書において“周期構造”の用語を用い、送電部が複数の共鳴体による周期構造で構成されている、と表現した。
ここで、周期構造とは、厳密な一定ピッチの配列構造だけに限定解釈されるべきではない。厳密に一定周期でなくてもよく、本発明の全趣旨からみて送電部をメタマテリアルとして扱える範囲で共鳴体の配列ピッチがずれることは許容される。
また、実際の製品とする場合にあっては、製造上の制約も考慮したうえで共鳴体の配列ピッチが設計されるので、製造条件に応じて配列周期がずれることは許容される。
この出願は、2012年8月24日に出願された日本出願特願第2012−184787号を基礎とする優先権を主張し、その開示のすべてをここに取り込む。
100 給電システム
110 送電部
111 共鳴体
112 コイル
112h コイル成分
113 入力ポート
114 出力ポート
120 受電装置
130 給電部
200 電力供給システム
201 コイル(表面側コイル)
202 コイル(裏面側コイル)
203 接合点
110 送電部
111 共鳴体
112 コイル
112h コイル成分
113 入力ポート
114 出力ポート
120 受電装置
130 給電部
200 電力供給システム
201 コイル(表面側コイル)
202 コイル(裏面側コイル)
203 接合点
Claims (10)
- 複数の共鳴体が一次元的または二次元的に周期構造をなすように配列され、共振作用によって電力を隣の共鳴体に伝搬させてゆくとともに、周囲に電磁界を漏洩させることによって無線による送電を行う送電部と、
前記送電部の一または複数の前記共鳴体に電力を供給する給電部と、
前記送電部からの送電電力を受電する受電装置と、を備え、
前記一次元または二次元的に周期構造をなすように配列された共鳴体のうち、端に配置された共鳴体、もしくは外周に配置された共鳴体に容量性素子が装荷されていることを特徴とする電力供給装置。 - 請求項1に記載の電力供給装置において、前記端に配列された共鳴体に装荷される容量性素子のインピーダンス値の絶対値が、共鳴体間の相互インダクタンスに相当するインピーダンス値の絶対値に実質上等しいことを特徴とする電力供給装置。
- 請求項1または2に記載の電力供給装置において、前記端に配列された共鳴体に装荷される容量性素子が、キャパシタであることを特徴とする電力供給装置。
- 請求項1または2に記載の電力供給装置において、前記端に配列された共鳴体に装荷される容量性素子が、インピーダンス反転器と誘導性素子から構成されることを特徴とする電力供給装置。
- 請求項1から4のいずれか1項に記載の電力供給装置において、前記共鳴体は、誘電体または磁性体からなるコイルコアを有するコイルであることを特徴とする電力供給装置。
- 請求項1から5のいずれか1項に記載の電力供給装置において、前記共鳴体が、ヘリカルコイルであることを特徴とする電力供給装置。
- 請求項1から5のいずれか1項に記載の電力供給装置において、前記共鳴体が、スパイラルコイルであることを特徴とする電力供給装置。
- 請求項1から7のいずれか1項に記載の電力供給装置において、前記受電装置がRFIDタグであることを特徴とする電力供給装置。
- 請求項1から8のいずれか1項に記載の電力供給装置において、前記送電部がRFIDリーダーであることを特徴とする電力供給装置。
- 請求項1から7のいずれか1項に記載の電力供給装置において、前記受電装置が前記給電部のある床上を自由に動き回ることができるロボット内部に組み込まれたことを特徴とする電力供給装置。
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CN114099035A (zh) * | 2021-12-30 | 2022-03-01 | 东莞市力博得电子科技有限公司 | 一种电动牙刷控制方法、电动牙刷及存储介质 |
Citations (1)
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-
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- 2013-06-27 JP JP2014531537A patent/JPWO2014030440A1/ja active Pending
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CN114099035B (zh) * | 2021-12-30 | 2023-10-24 | 东莞市力博得电子科技有限公司 | 一种电动牙刷控制方法、电动牙刷及存储介质 |
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