WO2007026519A1 - 電流モニタ装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a current monitoring device, and more particularly to a current monitoring device that monitors a current flowing in a two-wire industrial current transmission line.
- this industrial measuring instrument 1 is a physical quantity measured by being serially inserted in a two-wire transmission path 2 together with a DC power supply 3 (for example 24 V) and a load resistor 4 (for example 250 ⁇ ). Is converted to a current value in the range of 4 mA to 20 mA and sent to 2-wire transmission path 2.
- a DC power supply 3 for example 24 V
- a load resistor 4 for example 250 ⁇
- a current loop (current loop) circuit is generally applied which converts physical quantities measured by the industrial measuring instrument 1 into current values in a predetermined level range and transmits them. Ru. This is because in the case of a plant, if transmission is performed with a voltage amplitude that makes the transmission line length of the transmission cable longer, signal deterioration occurs due to the electrical resistance of the cable and transmission becomes impossible.
- 20 mA is allocated to 100% of physical quantity that can be measured by an industrial measuring instrument and 4 mA to 0% of physical quantity, and a current proportional to the measured physical quantity is output from the industrial measuring instrument.
- the load resistance is 250 ⁇ when the current of 4 mA flows through this resistance, the voltage drop is IV, and when the current of 20 mA flows, the voltage drop is 5 V.
- the voltage value is convenient for use in various control operations.
- an industrial measuring instrument of this type an industrial measuring instrument (hereinafter simply referred to as a measuring instrument) using a current flowing in a two-wire transmission line as disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 9-81883.
- a measuring instrument an industrial measuring instrument (hereinafter simply referred to as a measuring instrument) using a current flowing in a two-wire transmission line as disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 9-81883.
- Two-wire transmitters which themselves produce the operation power to operate the power supply, power supply wiring for the operation of the measuring instrument, or no battery.
- This two-wire transmitter is The current flowing in the wire transmission line is used to create an operating power supply inside the transmitter, and the current corresponding to the physical quantity measured by the measuring device is output to the two-wire transmission line.
- the physical quantity measured by the above-described industrial measuring instrument is given to, for example, a central control unit that controls a plant by concentrating a plurality of two-wire transmission paths.
- This centralized control device performs various processing such as correction calculation and control calculation on the data obtained through the two-wire transmission line, and controls the entire plant based on these data.
- the more complex the plant control system the more diverse the output of the industrial measuring instrument.
- users who operate and monitor the plant, etc. force or trend that the data outputted by many industrial measuring instruments provided in the plant are accurate. There is a need to monitor individually what the trend is like.
- the above-described plant may use measurement data output from a two-wire transmitter for other purposes (eg, in transmission paths). Monitoring the current flow) may involve program or system changes within the control loop. It is more difficult to extract data from individual measuring instruments from programs already used in existing control systems and reuse them as monitors, as the scale and complexity of the measurement system increases. For this reason, in the above-mentioned plant, the data output from each measuring instrument is limited to the application of monitoring the operation of the measuring instrument by separating the transmission line (two-wire transmission line) force of the control system and collecting data separately. It may be more effective to Therefore, in general, the measured values measured by the current monitoring device are transmitted via a transmission line (wired transmission line; eg, GPIB, etc.) laid separately from the two-wire transmission line.
- a transmission line wireless transmission line; eg, GPIB, etc.
- the current monitoring device may adopt a method of transmitting the measured value detected by the current monitoring device through a wireless transmission line as shown in FIG. 13, for example.
- the current monitoring device measures the current flowing through the two-wire transmission line and wirelessly transmits the measurement data
- the wireless monitoring device 5 is provided.
- the wireless monitoring device 5 is provided with, for example, a battery 6 as a power source for operating the device.
- battery-powered industrial measuring devices and current monitoring devices using this type of wireless transmission system are generally known. While the above-mentioned current monitoring device transmits the measured current value, it is necessary to lay a transmission line separately from the control wiring, and therefore the transmission line length of the transmission line becomes enormous.
- the current monitoring device is battery-powered, no power supply line is required.
- a battery-powered wireless transmission method is used, a power supply line and a transmission line for transmitting measured current data are unnecessary.
- the life of batteries is limited, and it is essential to replace them. Therefore, the battery-driven current monitoring device takes time and effort for battery replacement.
- the number of current monitoring devices generally increases. Therefore, in the conventional plant, a battery-operated current monitoring device was installed in the plant, and it was necessary to find out which one, and it took a lot of labor.
- the battery-powered current monitoring device described above becomes enormous in operation cost if it is replaced every time the battery is exhausted.
- a power supply for operating a measuring instrument such as a digital multimeter (commercial power supply Or batteries are required, and there is also the problem that real-time measurement can not be performed.
- the two-wire transmitter described in the above-mentioned patent document uses the current flowing in the transmission line to supply the power supply voltage necessary for the operation of the transmitter.
- the detection value of the sensor that this transmitter has after being generated by The value of the current flowing through the 2-wire transmission line is adjusted to obtain the current value. Therefore, although this transmitter controls the current value flowing in the two-wire transmission line, it does not actually detect how much the current flows in the transmission line. More specifically, referring to the circuit diagram of FIG. 1 disclosed in the above-mentioned patent document, the control of the current flowing in the transmission line is performed using the terminal voltage of the feedback resistor R2.
- the transmitter disclosed in the above-mentioned patent document has a current value flowing through the two-wire transmission line due to deterioration of the resistors (R5, R6, R7, R8 and R2) and the transistors (Q4, Q2) Even if it deviates from the desired value, there is a problem that the failure of these parts can not be detected because the current flowing in the transmission path is not detected. That is, when the meter itself is broken, the transmitter will be controlled using the output current of the broken meter. For this reason, in the transmitter described in the patent document, it may be difficult to detect a failure of the transmitter itself.
- the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to provide a current monitoring device which does not require an operation power supply and does not require a transmission line for transmitting a measured current value. It is to do.
- a current monitor converts a physical quantity measured by a measuring instrument into a signal current and measures a current value output to two transmission paths.
- a current detection unit for measuring a current value of the signal current output to the transmission path, the current detection unit being interposed between the transmission path, and the signal current flowing
- a power supply voltage generation unit for outputting a voltage generated by the control unit, and the current detection unit is driven by the voltage output from the power supply voltage generation unit.
- the power supply generation unit is interposed in the transmission path, and is connected to a transistor for passing the signal current and to two electrodes of the interposed transistor, respectively, and between the electrodes.
- a reference voltage generation unit connected to each of the two electrodes of the transistor to output a predetermined reference voltage value, and a reference voltage generation unit for detecting the voltage value of the voltage generated by the flow of the signal current.
- the reference voltage value output from the generation unit is compared with the voltage value detected by the voltage detection unit, and the internal resistance of the transistor is changed to reduce the threshold voltage. It is desirable to include a voltage comparison and adjustment unit that adjusts the voltage between two electrodes in the gysta to a predetermined voltage value.
- the power supply voltage generation unit used in the above-described current monitoring device controls the internal resistance of the transistor inserted in the transmission line, thereby reducing the voltage drop across the transistor (for example, between the source and the drain in the case of a MOSFET).
- the current flowing through the transmission line is invariable. That is, the current monitoring device of the present invention controls the internal resistance of the transistor to adjust the voltage drop generated between the two electrodes (for example, source and drain) of the transistor through which the main current flows to a predetermined voltage. It only changes with the current value controlled by. Therefore, the voltage between the two electrodes in the transistor can be set to any value. Then, the current monitoring device of the present invention operates the current detection unit by the voltage (voltage drop) generated between the two electrodes of the transistor and measures the current flowing in the transmission path.
- the current monitoring device of the present invention includes a wireless unit for wirelessly transmitting the current value measured by the current detection unit, and the wireless unit is driven by the voltage output from the power supply voltage generation unit.
- the wireless unit is driven by the voltage output from the power supply voltage generation unit. Therefore, the above-mentioned current monitoring device does not need to separately prepare a power source for operating the radio unit. Furthermore, this current monitoring device does not require a transmission line for transmitting the measured current value.
- the wireless unit performs intermittent transmission at a predetermined cycle, and stores charges obtained from the power supply voltage generation unit while transmission of the wireless unit is stopped, and stores the charges stored during transmission of the wireless unit. It is desirable to have a power storage unit that compensates for the current required by the wireless unit by
- this current monitoring device for example, when the 2-wire transmission line has a minimum current value (4 mA), circuits other than the wireless unit can operate, but if the wireless unit sends out data when 4 mA is insufficient, The wireless unit is operated intermittently, and when the wireless unit is in a standby state where data is not sent, the surplus charge (current) output from the power supply voltage generation unit is stored in a storage unit (capacitor).
- the current monitoring device receives supply of transmission line power current and takes out the charge (current) stored in the capacitor to transmit the data to the wireless unit. Activate the part.
- the current monitoring device of the present invention uses the current flowing through the transmission line to generate the voltage for operating the current monitoring device by the power supply voltage generation unit in the current monitoring device. Therefore, the current monitoring device of the present invention can measure the current flowing in the transmission path without power supply without using power supply wiring or battery for operating the current monitoring device. Also, the measured current value is wirelessly transmitted using a radio unit operated by a voltage generated from the current flowing through the transmission path. Therefore, the current monitoring device of the present invention does not require a wired transmission line for transmitting the measured current data. Therefore, the current motor device of the present invention does not require power supply wiring and a wired transmission line for transmitting measured current data, so there is no cost for laying the power supply wiring and the wired transmission path, and battery replacement is not necessary. There is excellent maintainability.
- the current monitoring device of the present invention causes the wireless unit to intermittently transmit at a predetermined cycle, and, while the transmission of the wireless unit is stopped, charges (currents) obtained from the power supply voltage generation unit are stored. The charge (current) stored in the capacitor is released during transmission of the part to compensate for the current required by the wireless part. Therefore, the current monitoring device of the present invention can use a wireless unit capable of obtaining a large wireless output, and transmits data of the current value flowing in the measured transmission line further without using a wired transmission line. be able to. Furthermore, the current monitoring device of the present invention can exhibit the excellent effect of being easily applicable to existing plants.
- FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a current monitor according to a first embodiment of the present invention
- FIG. 2 is a circuit diagram showing a main circuit configuration of the current monitor shown in FIG.
- FIG. 3 A circuit diagram showing a main circuit configuration of a current monitoring device according to a second embodiment of the present invention
- FIG. 4 A block diagram showing a schematic configuration of a current monitoring device according to a third embodiment of the present invention.
- FIG. 5 A circuit diagram showing the main circuit configuration of the current monitoring device shown in FIG.
- FIG. 6 A circuit diagram showing a main circuit configuration of a current monitoring device according to a modification of the third embodiment of the present invention.
- FIG. 7 A circuit diagram showing a main circuit configuration of a current monitoring device according to a fourth embodiment of the present invention
- FIG. 8 A circuit diagram showing a main circuit configuration of a current monitoring device according to a modification of the fourth embodiment of the present invention.
- FIG. 9 A circuit diagram showing a main circuit configuration of a current monitoring device according to a fifth embodiment of the present invention
- FIG. 10 A circuit diagram showing a main circuit configuration of a current monitoring device according to a sixth embodiment of the present invention.
- FIG. 11 A graph showing the results of the evaluation test of the current monitoring device according to the present invention.
- FIG. 12 A schematic block diagram showing the basic configuration of an industrial measurement system using a conventional two-wire transmission line.
- FIG. 13 A block diagram showing a schematic configuration incorporating a current monitoring device for measuring a current flowing in a transmission line by providing a wireless monitoring device in an industrial measurement system using a conventional two-wire transmission line.
- FIGS. 1 to 10 are views for explaining an example of an embodiment of the present invention, and the present invention is not limited by these figures. Further, in these figures, the portions given the same reference numerals as in FIG. 12 and FIG. 13 represent the same ones as the measurement system using the above-mentioned two-wire transmission line, and the basic configuration is shown in FIG. The explanation is briefly described because it is the same as the conventional one shown in 13.
- FIG. 1 is a schematic block diagram showing a first embodiment of the present invention.
- 1 is provided with various sensors (not shown in FIG. 1) to measure physical quantities (for example, pressure, temperature, flow rate, etc.) to be measured, and signal currents corresponding to the measured physical quantities are
- a measuring instrument that outputs a transmission line 2 (hereinafter, may be simply referred to as a transmission line).
- a direct current power supply 3 for outputting a direct current of a predetermined voltage (for example, 24 V) and a load resistor 4 having a predetermined resistance value (for example, 250 ⁇ ) are interposed in series to form a current loop.
- a predetermined voltage for example, 24 V
- a load resistor 4 having a predetermined resistance value (for example, 250 ⁇ )
- the measuring instrument 1 measures the physical quantity measured by the sensor, for example, 4 mA to Convert to signal current with a current value of 20 mA and output to transmission line 2.
- the current monitoring device 10 of the present invention is configured to be inserted in series in the transmission line 2 of the measurement system thus configured, and to detect the current flowing in the transmission line 2.
- the current monitoring device 10 has two terminals VP and VM in series in the transmission line 2, and generates a power supply voltage generation unit 20 that generates a predetermined voltage from the current flowing in the transmission line 2.
- a current detection unit 30 for detecting the current value of the signal current flowing through the path 2 and a radio unit 40 for wirelessly transmitting the current value (current data) detected by the current detection unit 30 are provided.
- This current monitoring device 10 has the circuit configuration shown in FIG. 2 in detail.
- the source Voltage detection unit 21 for detecting a voltage (voltage drop) generated between the drains
- a reference voltage generation unit 22 for outputting a predetermined reference voltage
- Voltage comparison / adjustment units 23 that adjust the voltage between the two electrodes of the transistor Q1 to a predetermined voltage value by comparing the voltages with each other are connected in parallel.
- the transistor Q1 is, for example, a P-channel MOS transistor, and the source is connected to the terminal VP, and the drain is connected to the terminal VM via a shunt resistor R5 described later.
- the gate of the transistor Q1 is connected to the output (control signal) of the operational amplifier A1 constituting the voltage comparison / adjustment unit 23, which will be described later in detail.
- the other end of the shunt resistor R5 connected to the terminal VM is called the GND line 11 of the reference potential OV, and the terminal VP is called the VSUP line 12 of the potential VSUP.
- Voltage detector 21 is configured by connecting two resistors R 1 and R 2 connected in series between VSUP line 12 and GND line 11.
- a resistor R6 and a reference voltage source VREF are connected in series and connected between the VSUP line 12 and the GND line 11.
- the anode of the reference voltage source VREF is connected to the GND line, and the power source of the reference voltage source VREF is connected to the VSUP line 12 through the resistor R6.
- the reference voltage source VREF is formed of a receiver diode or a band gap reference.
- the reference voltage source VREF of the reference voltage generation unit 22 is a Zener diode. It is preferable to use a band gap reference rather than a diode because the temperature stability can be increased.
- connection point (detected potential VT) between the resistors R1 and R2 of the voltage detection unit 21 is the negative input terminal of the operational amplifier A1 constituting the voltage comparison adjustment unit 23, and the resistor R6 of the reference voltage generation unit 22 and the reference
- the connection point (reference potential VR) with the voltage source VREF is connected to the positive input terminal of the operational amplifier A1.
- the positive and negative power input terminals for driving the operational amplifier A1 are connected to the VS UP line 12 and the GND line 11, respectively.
- the drain current of the transistor Q1 flows out.
- the voltage between the gate and the source of the transistor Q1 increases, and the drain current of the transistor Q1 increases.
- the operational amplifier A1 controls the gate of the transistor Q1 so that the connection point (detection potential) of the resistors R1 and R2 of the voltage detection unit 21 becomes the reference potential VR.
- the power supply voltage generation unit 20 constitutes a shunt regulator.
- the source-drain voltage of the above-mentioned transistor Q1 is determined by the combination of the resistors Rl and R2 of the voltage detection unit 21 and the reference voltage source VREF.
- the resistance value of the resistor R1 is 400 k ⁇
- the resistance value of the resistor R2 is 100 k ⁇
- the breakdown voltage of the reference voltage source VREF is 1.23 V
- the potential of the VSUP line 12 is 5.15 Become.
- a desired voltage can be obtained in the VSUP line 12 by adjusting the resistance ratio of the resistors R1 and R2 of the voltage detection unit 21.
- the resistor R 6 may be configured by using a circuit block such as a current mirror circuit in addition to the illustrated resistor, in particular, an active element such as an FET or a transistor, not shown. I do not mind.
- the transistor Q1 can be configured as an N-channel MOS transistor if the input polarity of the operational amplifier A1 is switched instead of the above-described P-channel MOS transistor. Alternatively, it is also possible to use a PNP transistor or an NPN transistor as the transistor Q1. Furthermore, if there is the drivability of the operational amplifier A1, it may be controlled by the operational amplifier A1 alone. In this case, the transistor Q1 becomes unnecessary and can be configured by a simple circuit.
- current detection unit 30 detects and amplifies a voltage drop caused by a signal current flowing across shunt resistor R5 inserted in series between terminals VP and VM, and between both ends of shunt resistor R5.
- Operational amplifier A2 A total current of drain currents of a radio unit 40, an operational amplifier Al, an operational amplifier A2, a voltage detection unit 21, a reference voltage generation unit 22, and a transistor Q1 flows through the shunt resistor R5.
- the positive input terminal of the operational amplifier A2 is connected to the GND line 11, and the negative input terminal of the operational amplifier A2 is a resistor R4 reaching the output terminal of the operational amplifier A2 and a resistor R3 reaching the terminal VM.
- the positive and negative power supply input terminals provided in the operational amplifier A2 are connected to the VSUP line 12 and the GND line 11, respectively.
- the above resistors R 3 and R 4 play a role in determining the amplification degree of the operational amplifier A 2.
- a current of 4 mA is applied to the shunt resistor R5
- a voltage drop of 0.2 V occurs across the shunt resistor R5.
- the current monitoring device of the present invention causes no practical problem. For example, when the current detection unit 30 detects a current of 4 mA, in the example described above, a voltage drop of 0.2 V occurs in the resistor R5.
- the voltage drop across resistor R3 is 0.2V.
- the current (error current) flowing through the resistor R3 is 2 A. Therefore, this error current is 0.05% for a measured current of 4 mA. In the case of general industrial measuring equipment, an error of 0.1% is allowed, and therefore, such a measurement error is not a problem.
- the current data output from the current detection unit 30 is given to the radio unit 40 of the next stage.
- the radio unit 40 has a function of constantly transmitting current data detected as a high frequency signal of a predetermined frequency after modulation is applied with an analog current signal as an input. Then, a receiving unit (not shown) receives the current data sent by the wireless unit 40 and performs predetermined processing.
- the radio unit 40 applies a hybrid radio module.
- the radio module receives analog level current data (for example, DC voltage 1 V to 5 V) output from the current detection unit 30, and performs predetermined modulation (amplitude modulation, frequency) according to the analog level (current data). If it is a wireless unit 40 having a function of performing modulation, phase modulation, spread spectrum modulation, etc. and performing wireless transmission, any modulation method may be used. The point is that the method of the wireless unit 40 is not limited as long as the current data detected by the current detection unit 30 can be wirelessly transmitted.
- the internal configuration of the wireless unit 40 is different from the feature of the present invention, and thus the description thereof is omitted.
- a plurality of devices to be measured are disposed as described above.
- FDMA frequency division multiple access
- TDMA time division multiple access
- CDMA A code division multiple access
- the total value of the consumption current of power supply voltage generation unit 20, current detection unit 30 and radio unit 40 described above is the minimum value of the signal current flowing through transmission path 2 (in the case of the above example, It is necessary to design so as not to exceed 4m A).
- the current monitor apparatus which is configured as described above in a small scale, is inserted in the transmission line 2 and the current value of the signal current flowing in the transmission line 2 is calculated. It is connected to the current detection unit 30 to be measured, a transistor Q1 for changing, for example, the internal resistance between the source and drain interposed in the transmission line 2 according to the level of the control signal, and the source and drain of this transistor Q1.
- the voltage detection unit 21 detects the voltage value of the voltage generated by the signal current flowing between these electrodes, and the reference voltage generation that is connected to the source and drain of the transistor Q1 and outputs a predetermined reference voltage value.
- the wireless unit 40 includes a voltage comparison / adjustment unit 23 that adjusts the voltage between the source and the drain to a predetermined voltage value, and wirelessly transmits current data detected by the current detection unit 30 and the current detection unit 30. Since it is driven by the voltage generated between the source and drain of the device, there is no need for an external power supply such as a power supply device or a battery, a transmission path, and a transmission path for transmitting detected current data. Therefore, the current monitoring device of the present invention is costly in laying power supply wiring and a wire transmission path, and can realize a current monitoring device which does not require battery replacement.
- the current monitoring device according to the second embodiment differs from the first embodiment in that the A / D converter 50 includes an AZD converter 50 that converts analog level voltage values (current data) output from the current detection unit 30 into n-bit digital data.
- the point is that the radio unit 40 transmits the converted n-bit digital data.
- the positive and negative power input terminals for driving the AZD converter 50 are connected to the VSUP line 12 and the GND line 11, respectively.
- the current monitor apparatus configured as described above can apply the wireless module to the wireless unit 40 without imposing the digital data on the input signal. Therefore, the current monitor apparatus is more versatile. High.
- the current monitoring device can apply a module that performs wireless transmission such as Bluetooth and Zig Bee, and can easily realize the current motor device of the present invention.
- the present embodiment digitally converts the detected current data, it is not necessary to convert analog data into digital data, for example, when processing as digital data on the receiving side, not shown. It is most suitable for data processing in
- the current monitoring device according to the third embodiment differs from the first and second embodiments described above in that a capacitor C1 (power storage unit) is inserted between the VSUP line 12 and the GND line 11,
- the wireless unit 40, the AZD converter 50, the power supply voltage generation unit 20, and the CPU 60 for controlling the operation of the current detection unit 30 are provided with a CPU 60.
- the CPU 60 controls the control terminal EN which transmits, for example, the wireless unit 40 at a predetermined cycle.
- an electric double layer capacitor and a small capacity secondary battery are applied to the capacitor C1.
- the capacitor C1 stores excess charge (current) when the transmission of the above-described wireless unit 40 is stopped, while the capacitor C1 adds to the signal current flowing through the transmission path 2 when the wireless unit 40 is transmitting. It plays the role of a current source to compensate for the shortage of current required by Part 40.
- the voltage across capacitor C1 when transmission of radio section 40 is completed ie, the voltage [Vmin / C] of VSUP line 12, is a circuit element (power supply voltage of current monitoring device 10) Do not lower the minimum drive voltage of generator 20, current detection circuit 30, radio circuit 40). Just do it.
- the capacitance of capacitor CI including the capacitance of the secondary battery
- the transmission of radio unit 40 is stopped, the maximum value of the charge stored in capacitor C1 is Qmax, the transmission of radio unit 40
- the capacitance C of the capacitor C1 and the transmission cycle are the charge stored in the capacitor C1 when the transmission of the wireless unit 40 is stopped. Set it so that the maximum value Qmax of is obtained!
- the current monitoring device intermittently operates the radio unit 40 under the control of the CPU 60.
- the wireless unit 40 can transmit current data and the like, and the wireless unit 40 can use the charge (current) stored in the capacitor C1 when V is low. That is, the charge (current) stored in the capacitor C1 can be used as a current source in addition to the current flowing through the transmission path 2.
- the present embodiment can increase the transmission power intermittently transmitted by the wireless unit 40 as compared with a mode in which current data is constantly transmitted as described in the above-described embodiments, and hence wireless transmission Improve the quality of the network and extend the transmission distance.
- FIG. 6 is a modification of the current monitoring device according to the third embodiment described above, and a fuse F for interrupting a circuit due to an overcurrent is connected in series between a terminal VP and a VSUP line.
- the inserted circuit is shown.
- a known measuring instrument 1 DC power supply 3 and load resistor 4 are connected between the terminals VP and VM. If there is a misconnection such as connecting the DC power supply 3 directly between the terminals VP and VM, etc., if the measuring instrument 1 and the load resistor 4 are not connected, an excessive current will flow between the source and drain of the transistor Q1. There is a risk of flow. In the worst case, transistor Q1 may be destroyed. For this reason, in the present embodiment, it is desirable to protect the transistor Q1 by inserting a fuse F which shuts off the current by an overcurrent between the terminal VP and the VSUP line.
- the gate circuit of the transistor Q1 is operated when the overcurrent is detected so that the current flowing from the terminal VP to the terminal VM does not become excessive. Even if an over current protection circuit (not shown) such as disconnection is provided, no force is applied.
- the timer circuit or counter circuit necessary for the intermittent operation is used.
- peripheral circuits of CPU 60 such as memory to store these programs, connect to VSUP line 12 and GND line 11 to receive power supply!
- the EN of the wireless unit 40 is formed at a predetermined cycle using, for example, a multivibrator circuit configured with discrete components.
- control does not matter.
- the capacitance C of the capacitor C1 and the transmission period are adjusted to adjust the voltage of the VSUP line 12 [Qmin / C] force current monitoring device 10 (power supply voltage generation unit 20, If it is set lower than the minimum drive voltage of the current detection circuit 30 and the radio circuit 40)! ,.
- a current monitoring device according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
- parts having the same functions as those in the first to third embodiments described above are given the same reference numerals, and descriptions thereof will be omitted.
- the current monitor device according to the fourth embodiment differs from the first to third embodiments described above in that the power supply supplied to the analog circuit constituting the current monitor device and the power supply supplied to the digital circuit are different. It is in the point which made it the circuit composition.
- power supply voltage generation unit 20 and current detection unit 30 constituting an analog circuit receive power supply from VSUP line 12 and GND line 11 described above, while radio unit 40, A / D converter 50 and The CPU 60 also receives the supply of power from the output power of the regulator 70 which transforms the voltage between the VSUP line 12 and the GND line 11 to a predetermined voltage and outputs the voltage.
- the current monitoring device separates the power supply of the analog unit and the power supply of the digital unit
- the noise superimposed on the power supply due to the operation of the digital circuit. Can reduce the influence on the analog power supply line (VSUP line 12).
- the operating voltage of the analog unit and the operating voltage of the digital unit can be set to different voltages, and the degree of freedom in design is improved.
- FIG. 10 a plurality of the current monitoring devices according to the fourth embodiment of the present invention is shown in FIG.
- the regulator 70 may be connected between the VSUP line 12 and the GND line 11 to take out a predetermined voltage! By doing so, the current monitoring device of the present invention can be realized even if there are components operated by different voltage levels.
- a current monitoring device according to a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In this figure, parts having the same functions as in the first to fourth embodiments described above are given the same reference numerals, and descriptions thereof will be omitted.
- the current monitoring device according to the fifth embodiment is different from the above-described first to fourth embodiments in that a series regulator is used instead of the above-mentioned shunt regulator.
- the Zener diode ZD is connected between the VSUP line 12 and the GND line 11 so that a reverse bias is applied, and the force sword and current of this Zener diode ZD N channel J FET (transistor Q 2) between the power supply voltage generation unit 20, current detection unit 30, radio unit 40, A / D converter, and positive power supply line (VSUP line 12) of CPU 60 that constitute the monitor device And connects the output of the amplifier A1 of the power supply voltage generation unit 20 to the gate of the J FET (transistor Q 2).
- the voltage (detection voltage; VT) of the negative input terminal of the operational amplifier A1 is the potential of the positive input terminal (reference potential; When it is higher than VR), that is, when the voltage of VSUP is higher than a predetermined voltage, the gate terminal voltage of the transistor Q2 decreases and the drain current decreases. Therefore, the VSUP voltage drops. Then, the connection point potential (detection voltage; VT) of the resistors R1 and R2 constituting the voltage detection unit 21 similarly decreases. As a result, the voltage at the negative input terminal of the operational amplifier A1 determined by the resistance division of the resistors R1 and R2 is lowered.
- the current flowing into the current monitoring device is based on the signal current flowing through the transmission path 2. For this reason, the current more than the consumption current of each portion constituting the current monitoring device is unnecessary as the surplus current. In other words, since there is no passage through which the surplus current flows, the signal current sent by the measuring instrument 1 to the transmission line 2 does not flow, so this surplus current is sent to the diode ZD. Let me take on the role of a flowing passage.
- a current monitoring device according to a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
- parts having the same functions as those in the first to fifth embodiments described above are given the same reference numerals, and descriptions thereof will be omitted.
- the current monitoring device according to the sixth embodiment differs from the first to fifth embodiments described above in that a DC-DC converter is used instead of the series regulator or the shunt regulator described above. It is in the point which it constructed.
- a Zener diode ZD is connected between the terminal VP and the GND line 11 via a fuse F so that a reverse bias is applied, and a smoothing capacitor C2 is connected in parallel with the Zener diode ZD.
- the cathode voltage of the zener diode ZD and the power supply voltage generation unit 20 the current detection unit 30, the radio unit 40, the A ZD converter, and the positive power supply line (VSUP line 12) of the CPU 60 that constitute a current monitoring device.
- the diode D1 has an anode connected to the inductor L side and a force sword connected to the VSUP line 12 side.
- the source of the MOSFET (Ml) is connected to the connection point between the inductor L and the anode of the diode D1.
- the drain of this MOSFET (Ml) is connected to the GND line 11.
- the connection point between the resistors R1 and R2 that constitute the voltage detection unit 21 and the connection point between the resistor R6 of the reference voltage generation unit 22 and the reference voltage source VREF are connected to the control circuit 80 that controls the DC-DC converter. Be done.
- the control circuit 80 applies the output of the control circuit to the gate of the MOSFET (Ml) so that the VSUP voltage detected by the voltage detection unit 21 becomes a predetermined voltage based on the reference voltage output from the reference voltage generation unit 22.
- switch MOSFET (Ml) is switch MOSFET (Ml).
- the voltage of the VSUP line 12 is generated as the sum of the back electromotive force generated in the inductor L and the voltage across the smoothing capacitor C2.
- the voltage of VSUP line 12 can be set higher than the voltage between terminals VP and VM.
- the current monitoring device configured as described above can set the voltage of VSUP higher than the voltage between the terminals VP and VM. Therefore, in the current monitoring device according to the present embodiment, it is assumed that the current detection unit 30, the radio unit 40, the AZD comparator 50, and the CPU 60 request an operating voltage higher than the voltage between the terminals VP and VM. The current flowing in the transmission line 2 can also be detected. Of course, in this embodiment, the voltage boosted by the DC-DC converter is stepped down by applying the regulator shown in the fourth embodiment described above, and any voltage is not generated even if it is generated. .
- FIG. 11 shows the result of an evaluation test whether the current monitoring device according to the present invention works properly.
- This figure is a graph showing the result of measuring the output voltage of the operational amplifier A2 by inserting the current monitoring device of the present invention into the transmission line 2 through which a current of 4 mA to 20 mA flows.
- the horizontal axis of this figure indicates the current flowing through the transmission line 2 in [mA]
- the vertical axis indicates the output of the operational amplifier A2 in [V].
- the output of the operational amplifier A2 is IV
- the output of the operational amplifier A2 is 5 V Can read.
- the output of the operational amplifier A2 linearly changes according to the current flowing through the transmission path 2, and the linearity of the current monitor according to the present invention is maintained.
- the output voltage of the operational amplifier A2 is determined by the ratio of the resistors R3 and R4 as described above. Therefore, the resistor R3 is set to have a desired voltage range other than the above-described voltage range. , R4 ratio should be set.
- the current monitor according to the present invention can wirelessly transmit the output voltage value by the wireless unit 40 according to the output of the operational amplifier A2. Furthermore, the current monitor according to the present invention can also be provided with a liquid crystal display plate in the current monitor device, although not shown, so that the current flowing through the transmission path 2 can be displayed without an external power supply.
- the measuring instrument outputs is not limited to the above described circuit as long as the signal power can be used to generate an internal power supply for operating the current monitoring device.
- the current monitoring device of the present invention is not limited to the above-described embodiment, and does not deviate from the scope of the present invention, and various changes may be made within the scope. /.
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Abstract
測定器が測定した物理量を信号電流に変換して出力する2本の伝送路に介挿されて、前記伝送路に出力された電流値を検出する電流検出部と、前記伝送路に介挿されて、前記信号電流が流れることにより生じた電圧を出力する電源電圧生成部とを具備し、前記電流検出部は、前記電源電圧生成部が出力した電圧により駆動される。
Description
明 細 書
電流モニタ装置
技術分野
[0001] 本発明は、電流モニタ装置に係り、特に 2線式の工業用電流伝送路に流れる電流 を監視する電流モニタ装置に関する。
背景技術
[0002] 従来、広大な敷地に設置される複数の構成機器'装置を有する化学プラント、石油 プラント等は、プラントを制御するためこれらの構成機器 ·装置の圧力や温度、配管を 流れる流体の流速等の物理量を測定する工業用計測器を備えている。この工業用 計測器 1は、例えば図 12に示すように直流電源 3 (例えば 24V)および負荷抵抗器 4 (例えば 250 Ω )とともに 2線式伝送路 2に直列に介挿されて、計測した物理量を 4m A〜20mA範囲の電流値に変換して 2線式伝送路 2に送出する。
[0003] この図に示されるようにプラントの場合は、一般に工業用計測器 1が計測した物理 量を所定レベル範囲の電流値に変換して伝送する電流ループ (カレントループ)回 路が適用される。これはプラントの場合、伝送ケーブルの伝送路長が長ぐ電圧振幅 で伝送するとケーブルの電気抵抗による信号劣化が生じて伝送不能になるためであ る。
[0004] この電流ループ回路は、一般に 20mAを工業用計測器が計測可能な物理量の 10 0%、 4mAを物理量の 0%に割り当て、計測した物理量に比例する電流を工業用計 測器から出力する。ちなみに負荷抵抗を 250 Ωにしているのは、この抵抗に 4mAの 電流が流れたときの電圧降下が IV、 20mAの電流が流れたときの電圧降下が 5Vに なり、この 1V〜5Vの範囲の電圧値は、各種制御演算に用いるのに都合がよいため である。
[0005] 一方、この種の工業用計測器としては、例えば特開平 9— 81883号公報に示され るような 2線式伝送路に流れる電流を用いて工業用計測器 (以下、単に計測器という ことがある)を作動させる動作電源を自らが作り出し、計測器作動用の電源装置ゃ電 源配線、或いは電池が不要な 2線式伝送器が知られている。この 2線式伝送器は、 2
線式伝送路に流れる電流を用いて伝送器内部の作動電源を作り出すとともに、計測 器が計測した物理量に応じた電流を 2線式伝送路に出力するものである。
[0006] ところで上述した工業用計測器が計測した物理量は、例えば複数の 2線式伝送路 を集線してプラントを制御する集中制御装置に与えられる。この集中制御装置は、 2 線式伝送路を介して得られたデータに補正演算、制御演算等の様々な処理を施し、 これらのデータに基づいてプラント全体の制御を行う。ちなみにプラントの制御系が 複雑であるほど、工業用計測器の出力は多岐に亘る。このためこの種のプラントでは 、予防保全の観点力 プラントを運転 ·監視するユーザ等から、プラントに設けられた 多数の工業用計測器がそれぞれ出力するデータが正確なものである力、或いはトレ ンド傾向がどのようなものであるかというのを個別にモニタしたいという要求が出され ている。
[0007] し力しながら前述したプラントは、このプラント全体の制御を司る集中制御装置以外 に 2線式伝送器から出力される計測データを別用途で使用する等の場合 (例えば伝 送路に流れる電流をモニタする場合)、制御ループ内のプログラムやシステムの変更 を伴うことがある。し力も既存の制御系に用いられているプログラムの中から、個々の 計測器のデータを切り出してモニタ用として再利用するということは、測定系が大規 模で複雑であるほど困難になる。このため前述のプラントでは、各計測器から出力さ れるデータを、制御系の伝送路(2線式伝送路)力 切り離して計測器の動作をモニ タする用途に限定し、別個にデータを収集する方が効果的な場合がある。それゆえ 一般に電流モニタ装置が計測した計測値は、 2線式伝送路とは別に敷設した伝送路 (有線伝送路;例えば GPIB等)を介して伝送される。
[0008] 或いは電流モニタ装置は、上述した有線伝送路方式に代えて電流モニタ装置が検 出した計測値を例えば図 13に示すように無線伝送路にて伝送する方式を採用しても よい。この方式は、電流モニタ装置が 2線式伝送路に流れる電流を計測し、この計測 データを無線にて送出するものであって、無線モニタ装置 5を設けて構成される。こ の無線モニタ装置 5は、この装置を稼働させる電源として例えば電池 6を備えている。 またこの種の無線伝送方式を用いた電池駆動の工業用計測器および電流モニタ装 置も一般に知られている。
[0009] し力しながら、前述の電流モニタ装置は、計測した電流値を伝送するため、制御用 配線とは別に伝送路を敷設する必要があり、それゆえ伝送線の伝送路長が膨大にな るという問題がある。更に前述の電流モニタ装置は、電流モニタ装置を作動させるた めに電源が必要な場合、電流モニタ装置まで伝送路と略同じ距離の電源ラインを別 途敷設する必要がある。このため、電流モニタ装置と集中制御装置とが離れている場 合、すなわち電源ラインの配線こう長が長くなる場合は、コストが膨大になるという問 題もある。
[0010] 勿論電流モニタ装置を電池駆動とすれば電源ラインは不要である。また、電池駆動 の無線伝送方式を用いれば電源ラインおよび計測した電流データを伝送する伝送 路は不要である。し力 電池は、その寿命が有限であり、電池を交換する作業が必須 である。このため電池駆動の電流モニタ装置は、電池交換作業の手間がかかる。更 にプラントが大規模になるにつれて一般に電流モニタ装置の数は多くなる。それゆえ 従来のプラントは、プラントのどこに電池駆動の電流モニタ装置が設置されて 、るか を探し当てなければならず多大な労力も必要であった。また、上述した電池駆動の電 流モニタ装置は、電池が切れてからその都度、交換作業を行うと作業コストが甚大な ものになる。このため電流モニタ装置は、その電池が切れる前に、所定の周期で一斉 に電池を交換することが望ましい。しかしながらこの方法は、所定の周期で一斉に電 池交換作業を行うと電池交換のサイクルが悪戯に短くなるという懸念があるほか、ま だ使用可能な電池をも廃棄することになり資源の有効活用の観点からも問題がある。 また電池駆動の電流モニタ装置は、電池交換作業できるように電流モニタ装置を設 置する必要があり、その取り付け場所等の制約も受けてしまう。
[0011] 或いは作業員等がディジタルマルチメータやテスタを用いて 2線式伝送路に流れる 電流を実測することも考えられるものの、ディジタルマルチメータ等の計測器を作動さ せるための電源(商用電源または電池)が必要であり、またリアルタイムでの計測がで きないという問題もある。
[0012] 一方、上述した特許文献に記載の 2線式伝送器 (以下、単に伝送器と称することが ある)は、伝送路に流れる電流を用いて該伝送器の作動に必要な電源電圧をシャン トレギユレータによって発生させた後、この伝送器が備えるセンサの検出値に応じた
電流値になるように 2線式伝送路に流れる電流値を調整している。したがって、この 伝送器は 2線式伝送路に流れる電流値を制御はして 、るものの、実際その電流がど のくら 、伝送路に流れて 、るのかを検出するものではな 、。より具体的に前述の特許 文献に開示されている図 1の回路図を参照すれば、伝送路に流す電流の制御は、帰 還抵抗器 R2の端子電圧を用いて行っている。このため前述の特許文献に開示され る伝送器は、抵抗器 (R5, R6, R7, R8および R2)やトランジスタ(Q4, Q2)の劣化、 短絡等によって 2線式伝送路に流れる電流値が所望の値から逸脱したとしても、伝送 路に流れる電流を検出していないのでこれら部品の故障を検出することができないと いう問題があった。つまり、計測器自体が故障しているとき伝送器は、この故障した測 定器の出力電流を用いて制御されることになる。このため特許文献に記載の伝送器 は、伝送器自身の故障検出が困難になる虞がある。
発明の開示
[0013] 本発明は、上述した問題点を解決すべくなされたものであって、その目的は、作動 電源を不要とし、また計測した電流値を伝送する伝送路が不要な電流モニタ装置を 提供することにある。
[0014] 上述した目的を達成すべく本発明に係る電流モニタ装置は、測定器が測定した物 理量を信号電流に変換して 2本の伝送路に出力した電流値を計測する電流モニタ 装置であって、前記伝送路に介挿されて、前記伝送路に出力された前記信号電流 の電流値を計測する電流検出部と、前記伝送路に介挿されて、前記信号電流が流 れることにより生じた電圧を出力する電源電圧生成部とを具備する一方、前記電流検 出部は、前記電源電圧生成部が出力した電圧により駆動されることを特徴としている
[0015] 好ましくは前記電源生成部は、前記伝送路に介挿されて、前記信号電流を流すト ランジスタと、前記介挿されたトランジスタの二つの電極にそれぞれ接続されて、これ らの電極間に前記信号電流が流れて生じた電圧の電圧値を検出する電圧検出部と 、前記トランジスタの二つの電極にそれぞれ接続されて、所定の基準電圧値を出力 する基準電圧生成部と、この基準電圧生成部が出力した基準電圧値と前記電圧検 出部が検出した電圧値とを比較し、前記トランジスタの内部抵抗を変化させてこのトラ
ンジスタにおける二つの電極間の電圧を所定の電圧値に調整する電圧比較調整部 とを備えることが望ましい。
[0016] 上述の電流モニタ装置に用いる電源電圧生成部は、伝送路に挿入したトランジスタ の内部抵抗を制御することによって、このトランジスタの両端 (例えば MOSFETの場 合、ソース'ドレイン間)に電圧降下を生じさせる。このとき伝送路に流れる電流は、不 変である。つまり本発明の電流モニタ装置は、トランジスタの内部抵抗を制御して、主 電流が流れるトランジスタの二つの電極間(例えばソース'ドレイン間)に生じる電圧 降下を所定の電圧に調整したとしても計測器が制御する電流値によってのみが変化 する。したがって、トランジスタにおける二つの電極間の電圧は、任意の値に設定す ることができる。そして本発明の電流モニタ装置は、トランジスタの二つの電極間に生 じた電圧 (電圧降下)によって電流検出部を作動させて伝送路に流れる電流を測定 する。
[0017] 更に本発明の電流モニタ装置は、前記電流検出部が計測した上記電流値を無線 伝送する無線部を備え、この無線部は、前記電源電圧生成部が出力した電圧により 駆動されるよう構成される。
[0018] この無線部は、電源電圧生成部が出力した電圧によって駆動される。したがって上 述の電流モニタ装置は、無線部が作動する電源を別途用意する必要がない。更にこ の電流モニタ装置は、計測した電流値を伝送する伝送路も不要である。
[0019] 好ましくは前記無線部は所定の周期で間欠送信し、この無線部の送信停止中は前 記電源電圧生成部から得られる電荷を蓄える一方、該無線部の送信中は前記蓄え た電荷を放出して上記無線部が必要とする電流を補う蓄電部を備えることが望ましい
[0020] この電流モニタ装置は、例えば 2線式伝送路が最小電流値 (4mA)のとき無線部以 外の回路が作動できるものの無線部がデータを送出すると 4mAでは電流が不足す る場合、無線部を間欠動作させるとともに、この無線部がデータを送出していない待 機状態にあるとき、前記電源電圧生成部が出力した余剰電荷 (電流)を蓄電部 (コン デンサ)に蓄える。そして無線部がデータ送出するとき、この電流モニタ装置は、伝送 路力 電流の供給を受けるとともにコンデンサに蓄えた電荷 (電流)を取り出して無線
部を作動させる。
[0021] このように本発明の電流モニタ装置は、伝送路に流れる電流を用いて電流モニタ 装置内部の電源電圧生成部によって、この電流モニタ装置を作動させる電圧を作り 出している。このため本発明の電流モニタ装置は、電流モニタ装置を作動させるため の電源配線や電池を用いることなく無電源で伝送路に流れる電流を計測することが できる。また計測した電流値は、伝送路に流れる電流から作り出した電圧によって作 動する無線部を用いて無線伝送される。このため本発明の電流モニタ装置は、計測 した電流データを伝送する有線伝送路が不要である。したがって本発明の電流モ- タ装置は、電源配線および計測した電流データを伝送する有線伝送路が不要となる ので、電源配線および有線伝送路を敷設するコストがかからないほか、電池の交換 が不要であり優れたメンテナンス性を備えて 、る。
[0022] また本発明の電流モニタ装置は、無線部を所定の周期で間欠送信させるとともに、 無線部の送信停止中に電源電圧生成部から得られる電荷 (電流)をコンデンサ蓄え る一方、この無線部の送信中にコンデンサに蓄えた電荷 (電流)を放出して無線部が 必要とする電流を補っている。したがって本発明の電流モニタ装置は、大きな無線出 力を得ることのできる無線部を用いることができ、有線伝送路を介すことなく計測した 伝送路に流れる電流値のデータをより遠方に伝送することができる。更に本発明の 電流モニタ装置は、既存のプラントにも容易に適用可能であるという優れた効果を奏 し得る。
図面の簡単な説明
[0023] [図 1]本発明の第 1の実施形態に係る電流モニタ装置の概略構成を示すブロック図、 [図 2]図 1に示す電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図、
[図 3]本発明の第 2の実施形態に係る電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図
[図 4]本発明の第 3の実施形態に係る電流モニタ装置の概略構成を示すブロック図、
[図 5]図 4に示す電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図、
[図 6]本発明の第 3の実施形態を変形した電流モニタ装置の主要回路構成を示す回 路図、
[図 7]本発明の第 4の実施形態に係る電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図
[図 8]本発明の第 4の実施形態を変形した電流モニタ装置の主要回路構成を示す回 路図、
[図 9]本発明の第 5の実施形態に係る電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図
[図 10]本発明の第 6の実施形態に係る電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路 図、
[図 11]本発明に係る電流モニタ装置の評価試験の結果を示すグラフ、
[図 12]従来の 2線式伝送路を用いた工業用計測システムの原理的構成を示す概略 ブロック図、
[図 13]従来の 2線式伝送路を用いた工業用計測システムに無線モニタ装置を設けて 伝送路に流れる電流を計測する電流モニタ装置を組み込んだ概略構成を示すプロ ック図である。
発明を実施するための最良の形態
[0024] 以下、本発明に係る電流モニタ装置について添付図面を参照しながら説明する。
尚、図 1〜図 10は発明を実施する形態の一例を説明するための図であって、これら の図によって本発明が限定されるものではない。また、これらの図中、図 12および図 13と同一の符号を付した部分は、前述した 2線式伝送路を用いた計測システムと同 一物を表し、基本的な構成は図 12、図 13に示す従来のものと同様であるので説明 を略述する。
[0025] さて、図 1は、本発明の第 1の実施形態を示す概略ブロック図である。この図におい て 1は、各種センサ(図 1に図示せず)を備えて計測対象の物理量 (例えば圧力、温 度、流量等)を計測し、その計測した物理量に対応する信号電流を 2線式伝送路 2 ( 以下単に伝送路ということがある)出力する工業用計測器 (以下、単に計測器というこ とがある)である。伝送路 2は、所定電圧 (例えば 24V)の直流を出力する直流電源 3 および所定の抵抗値 (例えば 250 Ω )を有する負荷抵抗器 4が直列に介挿されて電 流ループを形成する。そして計測器 1は、センサが計測した物理量を例えば 4mA〜
20mAの電流値の信号電流に変換して伝送路 2に出力する。本発明の電流モニタ 装置 10は、このように構成された計測システムの伝送路 2に直列に介挿されて、この 伝送路 2に流れる電流を検出するよう構成される。
[0026] この電流モニタ装置 10は、伝送路 2に直列に介揷するべく二つの端子 VP, VMを 有し、伝送路 2に流れる電流から所定の電圧を生成する電源電圧生成部 20、伝送 路 2に流れる信号電流の電流値を検出する電流検出部 30およびこの電流検出部 30 が検出した電流値 (電流データ)を無線伝送する無線部 40を備える。この電流モニタ 装置 10は、詳しくは図 2に示される回路構成をとつている。
[0027] 端子 VP, VM間には、伝送路 2に流れる信号電流を通過させるトランジスタ Ql、こ のトランジスタ Q1に信号電流が流れることによって、このトランジスタ Q1の二つの電 極間(例えば、ソース'ドレイン間)に生じる電圧 (電圧降下)を検出する電圧検出部 2 1、所定の基準電圧を出力する基準電圧生成部 22、この基準電圧生成部 22が出力 した基準電圧と電圧検出部 21が検出した電圧とを比較してトランジスタ Q1における 二つの電極間の電圧を所定の電圧値に調整する電圧比較調整部 23がそれぞれ並 列に接続される。
[0028] トランジスタ Q1は、例えば Pチャネル MOSトランジスタであり、ソースが端子 VPに、 ドレインが後述するシャント抵抗器 R5を介して端子 VMに接続される。このトランジス タ Q1のゲートは、詳細は後述するが電圧比較調整部 23を構成するオペアンプ A1の 出力(制御信号)に接続される。尚、この端子 VMに接続されるシャント抵抗器 R5の 他端は、基準電位 OVの GNDライン 11と呼び、端子 VP側は、電位 VSUPの VSUP ライン 12と呼ぶ。
[0029] 電圧検出部 21は、直列に接続された二つの抵抗器 R1および R2が VSUPライン 1 2と GNDライン 11との間に接続されて構成される。また基準電圧生成部 22は、抵抗 器 R6と基準電圧源 VREFが直列に接続されて VSUPライン 12および GNDライン 1 1間に接続される。この基準電圧源 VREFのアノードは GNDラインに、基準電圧源 V REFの力ソードは抵抗器 R6を介して VSUPライン 12に接続される。
[0030] ちなみに基準電圧源 VREFは、ッヱナ一ダイオードまたはバンドギャップリファレン ス等で構成される。尚、基準電圧生成部 22の基準電圧源 VREFは、ツエナーダイォ
ードよりバンドギャップリファレンスを用いると温度安定性を高くすることができ好まし い。
[0031] そして電圧検出部 21の抵抗器 Rl, R2の接続点 (検出電位 VT)が電圧比較調整 部 23を構成するオペアンプ A1の負入力端子に、基準電圧生成部 22の抵抗器 R6と 基準電圧源 VREFとの接続点(基準電位 VR)がオペアンプ A1の正入力端子にそれ ぞれ接続される。ちなみにオペアンプ A1を駆動させる正負の電源入力端子は、 VS UPライン 12および GNDライン 11にそれぞれ接続される。
[0032] そうして正入力端子の電位 (基準電位 VR) <負入力端子の電位 (検出電位 VT)の 条件を満たすときトランジスタ Q1のゲートに GNDライン 11の電位が印加されてトラン ジスタ Q1は、カットオフ状態になる。すると、トランジスタ Q1のドレイン 'ソース間の電 圧は、上昇し、 VSUPライン 12の電位が上昇する。このとき電圧検出部 21の抵抗器 Rl, R2に加わる電圧も上昇するので、抵抗器 Rl, R2の接続点電位 (検出電位 VT) は、上昇する。この検出電位が基準電位 VRを上回るとオペアンプ A1の出力は、 VS UPラインの電位になる。するとトランジスタ Q1のドレイン電流が流れ出す。これにより トランジスタ Q1のゲート'ソース間電圧が大きくなるのでトランジスタ Q1のドレイン電 流が増加する。そうしてオペアンプ A1は、電圧検出部 21の抵抗器 Rl, R2の接続点 (検出電位)が基準電位 VRになるようトランジスタ Q1のゲートを制御する。このように 、電源電圧生成部 20は、シャントレギユレータを構成している。
[0033] 上記のトランジスタ Q1のソース'ドレイン間電圧は、電圧検出部 21の抵抗器 Rl, R 2および基準電圧源 VREFとの組み合わせで決定される。例えば、抵抗器 R1の抵抗 値が 400k Ω、抵抗器 R2の抵抗値が 100k Ω、基準電圧源 VREFのブレークダウン 電圧が 1.23Vであるとき、 VSUPライン 12の電位は、 5倍の 6.15Vになる。このように VSUPライン 12には、電圧検出部 21の抵抗器 Rl, R2の抵抗比を調整することで所 望の電圧が得られる。
[0034] 尚、抵抗器 Rl, R2の抵抗値は、消費電流とのトレードオフを考慮して定める。つま り、それぞれの抵抗器を高抵抗で構成すれば回路の消費電力は、低くなる。一方、 基準電位は、トランジスタ Q1のゲート'ソース間電圧によらず一定である。このため回 路の消費電流を少なくするため抵抗器 R6の値は、大きくすることが望ましい。具体的
には、 VSUPラインの電位が 6.15Vになるように抵抗器 Rl, R2が設定され、抵抗器 R6は、 1Μ Ωに設定されたとする。すると基準電圧源 VREFに流れる電流は、 [(6.1 5- 1.23)/1 X 106] =4.92 μ Αとなる。
[0035] また、抵抗器 R6は、図示した抵抗器のほカゝ、特に図示しな!ヽが FETやトランジスタ 等の能動素子のほか、カレントミラー回路などの回路ブロックを用いて構成してもかま わない。また、トランジスタ Q1は、上述した Pチャネル MOSトランジスタに代えてオペ アンプ A1の入力極性を入れ替えれば Nチャネル MOSトランジスタで構成することも 可能である。或いはトランジスタ Q1は、 PNPトランジスタや NPNトランジスタを用いる ことも可能である。更にオペアンプ A1のドライブ能力ある場合は、オペアンプ A1単 体で制御してもよい。この場合、トランジスタ Q1が不要になり、簡易な回路で構成で きる。
[0036] 一方、電流検出部 30は、端子 VP, VM間に直列に介挿されるシャント抵抗器 R5と 、このシャント抵抗器 R5の両端に信号電流が流れることによって生じる電圧降下を検 出して増幅するオペアンプ A2を備える。このシャント抵抗器 R5には、後述する無線 部 40、オペアンプ Al、オペアンプ A2、電圧検出部 21、基準電圧生成部 22およびト ランジスタ Q1のドレイン電流の合計電流が流れる。
[0037] オペアンプ A2の正入力端子は、 GNDライン 11に接続され、オペアンプ A2の負入 力端子には、このオペアンプ A2の出力端子に到る抵抗器 R4および端子 VMに到る 抵抗器 R3が接続される。ちなみにオペアンプ A2が備える正負の電源入力端子は、 VSUPライン 12および GNDライン 11にそれぞれ接続される。
[0038] ところで上記の抵抗器 R3, R4は、オペアンプ A2の増幅度を決定する役割を担つ ている。具体的に抵抗器 R3を 100k Ωに、抵抗器 R4を 500k Ωに設定すると増幅度 は、 [R4ZR3 = 500kQ Zl00kQ = 5]となる。例えばシャント抵抗器 R5に VP端子 力 4mAの電流が流れたとすると、シャント抵抗器 R5の両端には 0.2Vの電圧降下 が生じる。するとオペアンプ A2の出力端子には [0.2 X 5 = l.OV]の電圧が現れる。 またシャント抵抗器 R5に VP端子から 20mAの電流が流れたとすると、シャント抵抗 器 R5の両端には l.OVの電圧降下が生じる。するとオペアンプ A2の出力端子には [ 1.0 X 5 = 5.0V]の電圧が現れる。
[0039] 尚、電流検出部 30の抵抗器 R3, R4にも電流が流れるため電流検出値には、若干 の誤差が含まれる。し力しながらこの誤差は、抵抗器 R3, R4, R5の値を適切に設計 することで小さく押さえることができる。このため本発明の電流モニタ装置は、実用上 問題を生じない。例えば 4mAの電流を電流検出部 30が検出する際、上述した例で は、抵抗器 R5には 0.2Vの電圧降下が生じる。したがって、抵抗器 R3の両端に生じ る電圧降下は 0.2Vになる。いま、抵抗器 R3が 100k Ωであるとすると、この抵抗器 R 3に流れる電流(誤差電流)は 2 Aとなる。よってこの誤差電流は、 4mAの測定電流 に対して 0.05%になる。一般的な工業用計測機器の場合、誤差 0.1%を許容してお り、したがつてこの程度の測定誤差は問題にならない。
[0040] またこの誤差電流は、測定電流に対して常に一定の値となる。つまり、検出電流の 値を Iとすれば、誤差電流 Ierrは、 [lerr=I X (R5ZR3) ]で求めることができる。具体 例をあげれば、検出電流力 = 8mAのときの誤差電流は、 Ierr=4 /z A、であり、検出 電流力 12mAのときの誤差電流は、 Ierr=6 /z A、検出電流力 = 20mAのときの 誤差電流は、 Ierr= 10 /z Aである。したがって本発明の電流モニタ装置は、このよう に検出電流に応じた一定割合の誤差電流を含むことが既知であり、電流検出部 30 が出力した電流データに誤差電流分を補正することが十分可能である。
[0041] さて、この電流検出部 30が出力した電流データは、次段の無線部 40へ与えられる 。この無線部 40は、アナログ電流信号を入力とし変調を加えた後に所定の周波数の 高周波信号として検出した電流データを常時、送出する機能を備える。そして、図示 しない受信部は、無線部 40が送出した電流データを受け取り所定の処理を行う。
[0042] 具体的に無線部 40は、ハイブリッドィ匕された無線モジュールを適用する。この無線 モジュールとしては、電流検出部 30が出力したアナログレベルの電流データ(例え ば、直流電圧 1V〜5V)を受けて、このアナログレベル (電流データ)に応じて所定の 変調 (振幅変調、周波数変調、位相変調、スペクトラム拡散変調等)を行い無線伝送 する機能を備えた無線部 40であれば変調方式も問わな 、。要は電流検出部 30が検 出した電流データを無線伝送できるものであれば無線部 40は、その方式が限定され るものではない。尚、無線部 40の内部構成は、本願発明が特徴とするところとは異な るものであるので説明を省略する。
[0043] ところで一般にプラントには、前述したように複数の計測対象の装置が配置されて いる。これらに本発明の電流モニタ装置を接続した場合、各電流モニタ装置の無線 部 40が送出する無線信号が混信することがないよう無線部 40およびこの無線部 40 が送出した無線信号を受信する受信部 (特に図示せず)には、周波数分割多元接続 (FDMA)方式、時分割多元接続 (TDMA)方式のほか、符号分割多元接続 (CDM A)方式等のアクセス方式をそれぞれ適用すればよ!ヽ。
[0044] 尚、上述した電源電圧生成部 20、電流検出部 30および無線部 40をそれぞれの消 費電流の合計値は、伝送路 2に流れる信号電流の最小値 (上述の例の場合は、 4m A)を超えな 、ように設計する必要がある。
[0045] カゝくして上述したように構成された本発明の第 1の実施形態に係る電流モニタ装置 は、伝送路 2に介挿されて、この伝送路 2に流れる信号電流の電流値を計測する電 流検出部 30と、制御信号のレベルにより伝送路 2に介挿された例えばソース'ドレイ ン間の内部抵抗を変化させるトランジスタ Q1と、このトランジスタ Q1のソースおよびド レインにそれぞれ接続されて、これら電極間に信号電流が流れて生じた電圧の電圧 値を検出する電圧検出部 21と、トランジスタ Q1のソースおよびドレインにそれぞれ接 続されて、所定の基準電圧値を出力する基準電圧生成部 22と、この基準電圧生成 部 22が出力した基準電圧値と電圧検出部 21が検出した電圧値とを比較してトランジ スタ Q1のゲートに与える制御信号の電圧を調整し、トランジスタ Q1のソース'ドレイン 間の電圧を所定の電圧値に調整する電圧比較調整部 23とを具備し、電流検出部 3 0および電流検出部 30が検出した電流データを無線伝送する無線部 40がトランジス タ Q1のソースおよびドレイン間に生じた電圧により駆動されるようになっているので、 電源装置や電池等の外部電源並びに伝送路および検出した電流データを伝送する 伝送路が不要である。このため本発明の電流モニタ装置は、電源配線および有線伝 送路を敷設するコストがかからな 、ほか、電池の交換が不要な電流モニタ装置を実 現することができる。
[0046] 次に本発明の第 2の実施形態に係る電流モニタ装置について図 3を参照しながら 説明する。この図において上述した第 1の実施形態と同機能を備える部位には同符 号を付し、その説明を省略する。この第 2の実施形態に係る電流モニタ装置が上述し
た第 1の実施形態と異なるところは、電流検出部 30が出力したアナログレベルの電 圧値(電流データ)を nビットのディジタルデータに変換する AZDコンバータ 50を備 え、この A/Dコンバータ 50が変換した nビットのディジタルデータを無線部 40が送 出するようにした点にある。尚、この AZDコンバータ 50を駆動させる正負の電源入 力端子は、それぞれ VSUPライン 12および GNDライン 11に接続される。
[0047] このように構成された第 2の実施形態に係る電流モニタ装置は、入力信号がデイジ タルデータし力許さな 、無線モジュールを無線部 40に適用することができるので、よ り汎用性を高い。例えば第 2の実施形態に係る電流モニタ装置は、 Bluetooth, Zig bee等の無線伝送を行うモジュールを適用することができ、簡易に本発明の電流モ- タ装置を実現することが可能である。また本実施形態は、検出した電流データをディ ジタル変換して ヽるので、特に図示しな ヽが受信側でディジタルデータとして処理す る場合、アナログデータをディジタルデータに変換する必要がなぐ例えばコンビユー タでのデータ処理に最適である。
[0048] 次に本発明の第 3の実施形態に係る電流モニタ装置について図 4および図 5を参 照しながら説明する。これらの図において上述した第 1および第 2の実施形態と同機 能を備える部位には同符号を付し、その説明を省略する。この第 3の実施形態に係る 電流モニタ装置が上述した第 1および第 2の実施形態と異なるところは、 VSUPライ ン 12と GNDライン 11との間にコンデンサ C1 (蓄電部)を挿入した点、無線部 40、 A ZDコンバータ 50、電源電圧生成部 20および電流検出部 30の作動を制御する CP U60を備えた点にある。この CPU60は、例えば無線部 40を所定周期で送信する制 御端子 ENの制御を行って 、る。
[0049] 一方、コンデンサ C1には、電気二重層コンデンサや小容量の二次電池が適用され る。このコンデンサ C1は、上述した無線部 40の送信が停止しているとき、余剰電荷( 電流)を蓄える一方、無線部 40が送信しているとき、伝送路 2を流れる信号電流に加 えて、無線部 40が必要とする電流の不足分を補う電流源の役割を担って 、る。
[0050] 具体的には無線部 40の送信が完了したときのコンデンサ C1の両端の電圧、すな わち VSUPライン 12の電圧 [Qmin/C]は、電流モニタ装置 10の回路要素(電源電圧 生成部 20、電流検出回路 30、無線回路 40)の最低駆動電圧を下回らないようにす
ればよい。ここにコンデンサ CIの静電容量(二次電池の容量を含む)を C、無線部 4 0の送信が停止して 、るときコンデンサ C1に蓄えられる電荷の最大値を Qmax、無線 部 40の送信が完了したとき、コンデンサに蓄えられている電荷を Qminとすれば、コン デンサ C1の静電容量 Cおよび送信周期は、無線部 40の送信が停止しているときコ ンデンサ C 1に蓄えられる電荷の最大値 Qmaxが得られるように設定すればよ!、。
[0051] 力べして本発明の第 3の実施形態に係る電流モニタ装置は、 CPU60の制御によつ て無線部 40を間欠作動させて 、る。このため無線部 40が電流データ等を送信して Vヽな 、ときコンデンサ C1に蓄えた電荷 (電流)を無線部 40は、利用することができる 。つまりコンデンサ C1に蓄えた電荷 (電流)は、伝送路 2に流れる電流に加えて電流 源として利用できる。このため本実施形態は、前述した実施形態に示したような常時 、電流データを送出する形態に比べて、無線部 40が間欠的に送出する送信電力を 大きくすることができ、それゆえ無線伝送の品質の向上および伝送距離の延伸を図 ることがでさる。
[0052] 尚、図 6は、上述した第 3の実施形態に係る電流モニタ装置を変形したもので、端 子 VPと VSUPラインとの間に過電流によって回路を遮断するヒューズ Fを直列に介 挿した回路を示している。通常、端子 VP, VM間には既知の計測器 1、直流電源 3、 負荷抵抗器 4が接続される。もし仮に計測器 1や負荷抵抗器 4が接続されず、直流電 源 3を直接端子 VP, VM間に接続する等の誤接続があった場合、トランジスタ Q1の ソース'ドレイン間には過大な電流が流れる虞がある。最悪の場合、トランジスタ Q1は 破壊されることもある。このため本実施形態は、端子 VPと VSUPラインとの間に過電 流によって電流を遮断するヒューズ Fを介挿し、トランジスタ Q1を保護することが望ま しい。
[0053] 勿論ヒューズ F以外にも本実施形態は、端子 VPから端子 VM間に流れる電流が過 大にならないように過電流を検出した時点でトランジスタ Q1のゲート回路をオペアン プ A1の出力端子力も切り離す等の過電流保護回路(図示せず)を設けても力まわな い。これらは、上述した第 1および第 2の実施形態では説明しな力つたが、同様に適 用しても勿論かまわない。
[0054] 尚、特に図示しないが、本実施形態は、間欠動作に必要なタイマ回路やカウンタ回
路、これらのプログラムを格納するメモリなど CPU60の周辺回路についても、 VSUP ライン 12および GNDライン 11に接続して電源の供給を受ければよ!、。
[0055] また本実施形態は、 CPU60を使って無線部 40の間欠送信制御 (EN制御)を行う 以外にもディスクリート部品で構成した例えばマルチバイブレータ回路を用いて所定 の周期で無線部 40の EN制御を行っても勿論かまわない。この場合であっても、上述 したようにコンデンサ C1の静電容量 Cと送信周期を調整して VSUPライン 12の電圧 [ Qmin/C]力 電流モニタ装置 10の回路要素(電源電圧生成部 20、電流検出回路 3 0、無線回路 40)の最低駆動電圧を下回らな!/、ように設定すればよ!、。
[0056] 次に本発明の第 4の実施形態に係る電流モニタ装置について図 7を参照しながら 説明する。この図において上述した第 1〜第 3の実施形態と同機能を備える部位に は同符号を付し、その説明を省略する。この第 4の実施形態に係る電流モニタ装置 が上述した第 1〜第 3の実施形態と異なるところは、電流モニタ装置を構成するアナ ログ回路に供給する電源と、ディジタル回路に供給する電源を別回路構成にした点 にある。具体的には、アナログ回路を構成する電源電圧生成部 20および電流検出 部 30は、上述した VSUPライン 12および GNDライン 11から電源の供給を受ける一 方、無線部 40、 A/Dコンバータ 50および CPU60は、 VSUPライン 12および GND ライン 11間の電圧を所定の電圧に変圧して出力するレギユレータ 70の出力力も電源 の供給を受ける。
[0057] この本発明の第 4の実施形態に係る電流モニタ装置は、アナログ部の電源とデイジ タル部の電源を分離しているので、ディジタル回路が作動することによって電源に重 畳されるノイズの影響がアナログ部の電源ライン (VSUPライン 12)に影響が及ぶこと を抑えることができる。また本実施形態は、アナログ部の作動電圧とディジタル部の 作動電圧をそれぞれ別個の電圧に設定することができ、設計の自由度が向上する。
[0058] 勿論、ディジタル部の作動電圧が単一の値でな 、場合、本実施形態は、図 8に本 発明の第 4の実施形態に係る電流モニタ装置の変形例を示すように、複数のレギュ レータ 70を VSUPライン 12および GNDライン 11間に接続して所定の電圧を取り出 すようにしてもかまわな!/、。このようにすることによって異なる電圧レベルによって作動 する構成部品があつたとしても本発明の電流モニタ装置は実現可能である。
[0059] 次に本発明の第 5の実施形態に係る電流モニタ装置について図 9を参照しながら 説明する。この図において上述した第 1〜第 4の実施形態と同機能を備える部位に は同符号を付し、その説明を省略する。この第 5の実施形態に係る電流モニタ装置 が上述した第 1〜第 4の実施形態と異なるところは、上述したシャントレギユレータの 代わりにシリーズレギユレータを用いた点にある。
[0060] 具体的に本実施形態は、図 9に示すように VSUPライン 12および GNDライン 11の 間に逆バイアスが加わるようにツエナーダイオード ZDを接続し、このツエナーダイォ ード ZDの力ソードと電流モニタ装置を構成する電源電圧生成部 20,電流検出部 30 ,無線部 40、 A/Dコンバータおよび CPU60の正の電源ライン (VSUPライン 12)と の間に Nチャネルの J FET (トランジスタ Q 2)を設け、電源電圧生成部 20のォペア ンプ A1の出力を J FET (トランジスタ Q 2)のゲートに接続して構成する。
[0061] このように構成された本発明の第 5の実施形態に係る電流モニタ装置は、オペアン プ A1の負入力端子の電圧 (検出電圧; VT)が、正入力端子の電位 (基準電位; VR) より高いとき、すなわち VSUPの電圧が所定の電圧より高いとき、トランジスタ Q2のゲ ート端子電圧が低下してドレイン電流が減少する。したがって VSUP電圧は、低下す る。すると電圧検出部 21を構成する抵抗器 Rl, R2の接続点電位 (検出電圧; VT) は、同様に低下する。これによつて抵抗器 Rl, R2の抵抗分割で定まるオペアンプ A 1の負入力端子の電圧は低下する。
[0062] 逆にオペアンプ A1の負入力端子の電圧 (検出電圧; VT)が、正入力端子の電位( 基準電位; VR)より低いとき、トランジスタ Q2のゲート端子電圧が上昇してドレイン電 流は増加する。したがって VSUP電圧は、増加する。すると電圧検出部 21を構成す る抵抗器 Rl, R2の接続点電位 (検出電圧; VT)も上昇する。これによつて抵抗器 R1 , R2の抵抗分割で定まるオペアンプ A1の負入力端子の電圧は上昇する。このような 一連のフィードバック動作によって VSUPライン 12の電圧は、一定に維持される。
[0063] ただし、電流モニタ装置に流れ込む電流は、伝送路 2を流れる信号電流を基にして いる。このため、電流モニタ装置を構成する各部の消費電流以上の電流は、余剰電 流として不要である。換言すれば余剰電流が流れる通路がな 、と計測器 1が伝送路 2に送出する信号電流が流れないのでッヱナ一ダイオード ZDには、この余剰電流を
流す通路の役割を担わせて 、る。
[0064] 次に本発明の第 6の実施形態に係る電流モニタ装置について図 10を参照しながら 説明する。この図において上述した第 1〜第 5の実施形態と同機能を備える部位に は同符号を付し、その説明を省略する。この第 6の実施形態に係る電流モニタ装置 が上述した第 1〜第 5の実施形態と異なるところは、上述したシリーズレギユレータま たはシャントレギユレータの代わりに DC— DCコンバータを用いて構成した点にある。
[0065] この DC— DCコンバータは、ヒューズ Fを介して端子 VPと GNDライン 11との間に 逆バイアスが加わるようにツエナーダイオード ZDを接続し、このツエナーダイオード Z Dと並列に平滑コンデンサ C2を接続する。そしてこのツエナーダイオード ZDのカソー ドと電流モニタ装置を構成する電源電圧生成部 20,電流検出部 30,無線部 40、 A ZDコンバータおよび CPU60の正の電源ライン (VSUPライン 12)との間にはインダ クタ Lおよびダイオード D1を直列に介挿する。このダイオード D1は、インダクタ L側に アノードが接続され、 VSUPライン 12側に力ソードが接続される。そして、このインダ クタ Lとダイオード D1のアノードとの接続点には、 MOSFET(Ml)のソースが接続さ れる。この MOSFET(Ml)のドレインは、 GNDライン 11に接続される。電圧検出部 21を構成する抵抗器 Rl, R2の接続点および基準電圧生成部 22の抵抗器 R6と基 準電圧源 VREFの接続点は、それぞれ DC— DCコンバータの制御を司る制御回路 80に接続される。この制御回路 80は、基準電圧生成部 22から出力される基準電圧 をベースとして電圧検出部 21が検出した VSUP電圧を所定の電圧になるように制御 回路の出力が MOSFET(Ml)のゲートに与えられて MOSFET(Ml)をスィッチン グする。この MOSFET(Ml)をスイッチングすることにより VSUPライン 12の電圧は 、インダクタ Lに生起される逆起電力と、平滑コンデンサ C2の両端における電圧との 和として生成される。つまり VSUPライン 12の電圧は、端子 VP, VM間の電圧より高 く設定することがでさる。
[0066] 力べして、上述したように構成された本発明の第 6の実施形態に係る電流モニタ装 置は、端子 VP, VM間の電圧より VSUPの電圧を高く設定することができる。このた め本実施形態に係る電流モニタ装置は、電流検出部 30、無線部 40、 AZDコンパ ータ 50および CPU60が端子 VP, VM間の電圧より高い作動電圧を要求したとして
も伝送路 2に流れる電流を検出することができる。勿論、本実施形態は、 DC— DCコ ンバータでー且昇圧した電圧を上述した第 4の実施形態に示したレギユレ一タを適 用して降圧し、任意の電圧を作り出しても力まわない。
[0067] ここで、本発明に係る電流モニタ装置が正しく作動するかどうか評価試験を行った 結果を図 11に示す。この図は、 4mA〜20mAの電流が流れる伝送路 2に本発明の 電流モニタ装置を挿入してオペアンプ A2の出力電圧を計測した結果を示すグラフ である。この図の横軸は、伝送路 2に流れる電流を [mA]単位で示し、縦軸は、オペ アンプ A2の出力を [V]単位で示して 、る。この図が示すように伝送路 2に流れる電 流力 mAのとき、オペアンプ A2の出力は IVであり、伝送路 2に流れる電流が 20m Aのとき、オペアンプ A2の出力は 5Vになっていることが読み取れる。このように伝送 路 2に流れる電流に応じてオペアンプ A2の出力が直線的に変化し、本発明に係る 電流モニタの直線性が確保されていることが検証できた。
[0068] 尚、オペアンプ A2の出力電圧は、上述したように抵抗器 R3, R4の比で決定される ものであるから、上述の電圧レンジ以外にも所望の電圧レンジになるように抵抗器 R3 , R4の比を設定すればよい。
[0069] このように本発明に係る電流モニタは、オペアンプ A2の出力に応じて、その出力電 圧値を無線部 40によって無線伝送することができる。更に本発明に係る電流モニタ は、特に図示しないが電流モニタ装置に液晶表示板を設けて伝送路 2に流れる電流 を外部電源がなくても表示させることも可能である。
[0070] 尚、本発明に係る電流モニタ装置は、上述したシャントレギユレータ、シリーズレギュ レータ、 DC— DCコンバータのほ力、どのようなレギユレータの方式を採用したとして も、計測器が出力した信号電流を使って電流モニタ装置が作動する内部電源が生 成できればよぐ上述した回路にレギユレータの構成が限定されるものではない。
[0071] 尚、本発明の電流モニタ装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなぐ 本発明の要旨を逸脱しな 、範囲内にぉ 、て種々変更を加えても力まわな!/、。
Claims
[1] 測定器が測定した物理量を信号電流に変換して 2本の伝送路に出力した電流値を 計測する電流モニタ装置であって、
前記伝送路に介挿されて、前記伝送路に出力された前記信号電流の電流値を計 測する電流検出部と、
前記伝送路に介挿されて、前記信号電流が流れることにより生じた電圧を出力する 電源電圧生成部と
を具備し、
前記電流検出部は、前記電源電圧生成部が出力した電圧により駆動されることを 特徴とする電流モニタ装置。
[2] 前記電源電圧生成部は、前記伝送路に介挿されて、前記信号電流を流すトランジ スタと、
前記介挿されたトランジスタの二つの電極にそれぞれ接続されて、これらの電極間 に前記信号電流が流れて生じた電圧の電圧値を検出する電圧検出部と、 前記トランジスタの二つの電極にそれぞれ接続されて、所定の基準電圧値を出力 する基準電圧生成部と、
この基準電圧生成部が出力した基準電圧値と前記電圧検出部が検出した電圧値 とを比較し、前記トランジスタの内部抵抗を変化させてこのトランジスタにおける二つ の電極間の電圧を所定の電圧値に調整する電圧比較調整部と
を備えることを特徴とする請求項 1に記載の電流モニタ装置。
[3] 請求項 1に記載の電流モニタ装置であって、
更に前記電流検出部が計測した前記電流値を無線伝送する無線部を備え、 この無線部は、前記電源電圧生成部が出力した電圧により駆動されるものである電 流モニタ装置。
[4] 前記無線部は所定の周期で間欠送信し、この無線部の送信停止中は前記電源電 圧生成部から得られる電荷を蓄える一方、前記無線部の送信中は前記蓄えた電荷 を放出して前記無線部が必要とする電流を補う蓄電部を備えることを特徴とする請求 項 3に記載の電流モニタ装置。
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