WO2004034543A1 - Verfahren und vorrichtung zum einschalten eines zwischen kapazitiven elementen angeordneten leistungsschalters - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zum einschalten eines zwischen kapazitiven elementen angeordneten leistungsschalters Download PDF

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WO2004034543A1
WO2004034543A1 PCT/DE2003/003053 DE0303053W WO2004034543A1 WO 2004034543 A1 WO2004034543 A1 WO 2004034543A1 DE 0303053 W DE0303053 W DE 0303053W WO 2004034543 A1 WO2004034543 A1 WO 2004034543A1
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switch
resistor
circuit breaker
connection
circuit
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PCT/DE2003/003053
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French (fr)
Inventor
Stephan Bolz
Rainer Knorr
Günter LUGERT
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/34—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering
    • H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices

Definitions

  • the invention relates to a method for switching on a circuit breaker arranged between capacitive elements according to the preamble of claim 1, in particular a relay-operated circuit breaker in a motor vehicle equipped with an integrated starter generator (ISG).
  • ISG integrated starter generator
  • the invention also relates to a device for performing this method according to claim.
  • the prerequisite for this is that the switch current flowing through it is brought to OA before a switch is opened, and that the switch voltage between its switch contacts is brought to 0V before the switch is closed, so that the switch can be operated without power.
  • a switch current OA can occur, for example, by switching off the AC / DC converter or DC / DC switching regulator and is not a problem in practice.
  • this regulation can also be carried out by a converter or a switching regulator located between it and the vehicle electrical system.
  • the intermediate circuit capacitor has, for example, a capacitance of several 100,000 ⁇ F, the double-layer capacitor, for example, a capacitance of 200F, the accumulators a capacitance of several Ah.
  • the switch voltage to be equalized can be up to 60V.
  • the accuracy of the voltage equalization that can be achieved in this way is not sufficient, because the currents and powers that occur during normal operation require the use of components (capacitors, switches) with very small resistances. With existing voltage differences, the compensation currents across the switch to be closed are correspondingly high. In extreme cases, this leads to the destruction of the switches.
  • the invention encompasses the technical teaching of bringing about equipotential bonding between the open switch contacts of the circuit breaker by means of a lossy choke which can be connected in parallel with these switch contacts, by means of compensating currents flowing through the choke and decaying until there is almost no potential difference at the switch contacts of the circuit breaker, and no compensation current flows before the circuit breaker is closed.
  • FIG. 1 shows a basic circuit diagram of a 14V / 42V motor vehicle electrical system
  • FIG. 2 shows a partial circuit from FIG. 1 with a choke
  • FIG. 3 shows the course of the equalizing current with and without a choke
  • FIG. 4 shows a circuit for determining the compensation current via the voltage drop across the inductor L
  • Figure 5 shows a control unit, insofar as it relates to the control of switches S1 to S3, and
  • Figure 6 is a signal diagram of the switching commands and switch positions of this control unit.
  • FIG. 1 shows a basic circuit diagram of a 14V / 42V motor vehicle electrical system with an integrated starter generator ISG coupled to an internal combustion engine (not shown), on the basis of which the invention is explained.
  • This ISG is via a bidirectional AC / DC converter AC / DC a) directly with an intermediate circuit capacitor Cl, b) via a circuit breaker S1 with a 36V battery B36 and a 42V electrical system N42, c) via a circuit breaker S2 with a double layer capacitor DLC, and d) connected via a bidirectional DC / DC converter DC / DC to a 12V battery B12 and a 14V electrical system N14.
  • FIG. 2 shows the sub-circuit framed in dotted lines from FIG. 1, into which a series circuit of an inductor L (shown with its ohm 'see resistor R, which can also represent another real resistor in series with it) and a changeover switch S3 are inserted is.
  • This series connection is in position a of switch S3 pa- parallel to the switch contacts of switch S1, and in position b of switch S3 parallel to the switch contacts of switch S2.
  • the switch S3 can also consist of two switches.
  • the switches S1, S2 and S3 are operated by a control unit SG.
  • the exemplary embodiment according to FIG. 2 enables the intermediate circuit capacitor C1 to be connected to the accumulator B36 and alternatively to the double-layer capacitor DLC.
  • the switch-on command UM for switching on a circuit breaker is accordingly a switchover command and the switch S3 instead of a switch is accordingly a switchover switch.
  • the intermediate circuit capacitor Cl is connected to the double-layer capacitor DLC via the closed (conductive) switch S2, to which the series circuit comprising resistor R, inductor L and changeover switch S3 (in position b) is connected in parallel, while it is connected by the accumulator B36 via the open (non-conductive) switch Sl is separated.
  • the control unit SG first opens switch S2; Switch S3 remains in its switch position b until both switches S1 and S2 are safely open and is only then switched to switch position a (FIG. 4).
  • FIG. 4 shows a detection circuit DTS for detecting the equalizing current which flows when two capacitive elements of different voltages are connected to one another, ie here when the intermediate circuit capacitor C1 is separated from the double-layer capacitor DLC to which it is connected in FIG. 2 and with the accumulator B36 is connected (or vice versa).
  • FIG. 4 shows the subcircuit from FIG. 2, in which switch S1 is still open and switch S3 is switched from position b (FIG. 2) to its position a.
  • a series circuit made up of a resistor Rl and the emitter collector extend a pnp transistor Ql, likewise at the connection point B between the choke L and switch S3, a series circuit a resistor R3 and the emitter-collector path of a PNP transistor Q2.
  • the collectors of the two transistors Q1 and Q2 are connected to one another and to the reference potential GND via the series connection of two resistors R7 and R8.
  • connection point A and the reference potential GND there is a series circuit comprising a diode D1 that conducts current to the reference potential GND and a resistor R2, and there is also a series circuit comprising a diode D2 that conducts current to the reference potential GND and a resistor R4 between the connection point B and the reference potential GND.
  • the connection point between diode Dl and resistor R2 and the base of pnp transistor Q2 are connected by a resistor R5, as is the connection point between diode D2 and resistor R4 and the base of pnp transistor Ql through a resistor R5.
  • connection point between the two resistors R7 and R8 is connected to the base of an npn transistor Q3, whose emitter is connected to reference potential GND, and whose collector is connected on the one hand via a resistor R9 to a supply voltage Vcc of, for example, + 5V, and on the other hand with 5 of the control unit SG is connected to a connection shown in FIG.
  • switch S2 Before switch S3 is switched, switch S2 is opened. From the moment switch S3 is switched to its switching position a, a compensating current from Cl via R and L to B36 according to FIG. 3 begins to flow. This compensating current causes a voltage drop at the choke L (and R). In this case there is accordingly a higher potential at connection point A than at connection point B.
  • connection point B In the event that the potential at connection point B is higher than at connection point A, pnp transistor Q2 and thus also npn transistor Q3 becomes conductive. For this reason, the circuit around the transistors Q1 and Q2 is designed symmetrically.
  • FIG. 5 shows the control unit SG insofar as it concerns the control of the switches S1 to S3. This will be discussed in more detail later.
  • Tl is a two-edge-triggered delay element. It delays the switching of the switch S3 caused by both edges of the switchover command (from switch position b to a or vice versa) by a delay time Tl and is intended to ensure that after this delay time Tl all switches, which in this exemplary embodiment are relay switches, are safely in have reached their new switch position. Due to the currents to be switched, relays with a larger design and consequently with significantly longer switching times than for switch S3 are required for circuit breakers S1 and S2.
  • T2 is designed as a two-edge triggered monoflop, it generates an L pulse of duration T2, which is longer than T1, on both the rising and the falling edge of the switching signal.
  • This monoflop prevents the switch to be switched on, now S1, from being switched on before the delay time T2 has elapsed, for example if there is no large charge equalization, which is difficult to detect but would nevertheless cause a large compensating current.
  • timing elements T1 and T2 only need to be triggered by the switch-on flank (from L to H) of the switching signal Um. be flank triggered since the circuit breaker is opened without current and voltage.
  • switch S2 is first opened (from H to L in FIG. 6).
  • Switch S1 which was open before time tl, remains in this position.
  • the measurement signal measurement of the circuit from FIG. 4 is H, since before the switchover command and until the delay time Tl (time t2) the charges were balanced and no balance current flows.
  • switch S3 is switched from switch position b (L level) to switch position a (H level) at time t2.
  • switch position b L level
  • switch position a H level
  • switch S3 is switched from switch position b (L level) to switch position a (H level) at time t2.
  • Aus Morganst rom Cl (60V) to B36 (36V) which causes the measuring signal measuring jumps at the time t2 from H to L and stays at this level as long, has decayed to the compensation current.
  • switch S1 is first opened (from H to L in FIG. 6).
  • Switch S2 which was open before time t5 (L level), remains in this position.
  • the measurement signal measurement is high, because before the switchover command and until the delay time Tl (time t6) the charges were balanced and no balance current flows.
  • switch S3 When the delay time Tl has elapsed, switch S3 is switched from switch position a (H level) to switch position b (L level) at time t6. From this point in time t6, a compensation current flows from DLC (60V) to Cl (36V), which causes the measurement signal Mess to jump from H to L at time t6 and remains at this level until the compensation current has decayed.
  • switch S2 is then switched on (from L to H level), but this again cannot take place before the delay time T2 has expired, ie not before point in time t7. Switch S2 has now been switched off again.
  • the two timing elements T1 and T2 have already been described in the circuit of the control unit SG according to FIG.
  • Timer Tl implements the switching command Um to switch switch S3 from position a to b or vice versa, delayed by the delay time Tl.
  • Timer T2 goes to L level with every edge change of the changeover signal Um for the duration of the delay time T2.
  • Two subsequent flip-flops FF1 and FF2 are reset with the output signal of the timing element T2 inverted by the inverter N2.
  • AND element U1 or AND element U2 sets the flip-flop FF1 or FF2 after the delay time T2 has elapsed.

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Abstract

Verfahren und Vorrichtung zum Einschalten eines zwischen kapazitiven Elementen (C1, DLC, B36) angeordneten Leistungsschalters (S1, S2), wonach den Schaltkontakten des noch geöffneten Leistungsschalters (S1, S2) eine Drossel (L) parallelgeschaltet wird, über welche zwischen den miteinander zu verbindenden Elementen (C1, B36, DLC) Ausgleichströme fließen und abklingen können, bevor anschließend der Leistungsschalter (S1, S2) strom- und spannungslos geschlossen wird.

Description

Beschreibung
Verfahren und Vorrichtung zum Einschalten eines zwischen kapazitiven Elementen angeordneten Leistungsschalters.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Einschalten eines zwischen kapazitiven Elementen angeordneten Leistungsschalters nach dem Oberbegriff von Anspruch 1, insbesondere eines relaisbetätigten Leistungsschalters in einem mit einem Integrierten Starter-Generator (ISG) ausgerüsteten Kraftfahrzeug. Die Erfindung betrifft auch eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens nach Anspruch .
Im einem Kraftfahrzeug-Bordnetz mit ISG sind Schaltvorgänge zwischen Energiespeichern - Akkumulatoren verschiedener Nennspannungen und Kondensatoren (Zwischenkreiskondensatoren, Doppelschichtkondensatoren) - über Umrichter oder Schaltregler mittels Leistungsschaltern erforderlich, die mittels der Befehle eines Steuergeräts durchgeführt werden.
Bedingung dabei ist, dass vor dem Öffnen eines Schalters der durch ihn fließende Schalterstrom auf OA gebracht wird, und dass vor dem Schließen eines Schalters die zwischen seinen Schaltkontakten liegende Schalterspannung auf 0V gebracht wird, damit der Schalter leistungsfrei betätigt werden kann.
Ein Schalterstrom OA kann beispielsweise durch Abschalten von AC/DC-Umrichter oder DC/DC-Schaltregler erfolgen und stellt in der Praxis kein Problem dar.
Die Regelung auf 0V Schalterspannung, d.h., keine Potentialdifferenz zwischen den Polen des (geöffneten = nicht leitenden) Schalters, erfolgt in der Regel durch gezieltes Umladen eines der Energiespeicher, beispielsweise eines Zwischen- kreiskondensators, da dieser in der Regel der kleinere der E- nergiespeicher ist. Diese Regelung kann auch prinzipiell durch einen Umrichter oder einen zwischen diesem und dem Bordnetz befindlichen Schaltregler erfolgen.
Der Zwischenkreiskondensator hat beispielsweise eine Kapazität von mehreren lO.OOOμF, der Doppelschichtkondensator beispielsweise eine Kapazität von 200F, die Akkumulatoren eine Kapazität von mehreren Ah. Die auszugleichende Schalterspannung kann dabei bis zu 60V betragen.
Bedingt durch das ungünstige Verhältnis von Leistungsfähigkeit von Umrichter (z.B. 6kW) oder Schaltregler (z.B. 1kW) zu der für den Ladungsausgleich (bis 40 Joule) erforderlichen Energie sind dem Spannungsausgleich jedoch in der Praxis enge Grenzen gesetzt.
Sollen nun beispielsweise die Schalter mit Relais aufgebaut werden, so reicht die so erzielbare Genauigkeit des Spannungsausgleichs nicht aus, denn die im normalen Betrieb auftretenden Ströme und Leistungen erfordern die Verwendung von Bauelementen (Kondensatoren, Schaltern) mit sehr kleinen Widerständen. Entsprechend hoch fallen bei vorhandenen Spannungsdifferenzen die Ausgleichströme über dem zu schließenden Schalter aus. Im Extremfall führt dies zur Zerstörung der Schalter.
Eine Begrenzung des durch den Schalter fließenden Ausgleichstromes auf einen ungefährlichen Wert setzt üblicherweise eine Strommessung voraus, die bei der Höhe der auftretenden Ströme einen kostenintensiven Stromsensor erfordert. Dies gilt aber nicht nur für das Zusammenschalten kapazitiver Ele- mente in Verbindung mit Integrierten Startergeneratoren, sondern ganz allgemein für das Zusammenschalten von Kondensatoren, Akkumulatoren oder auch Brennstoffzellen.
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine entsprechende Vorrichtung zum Einschalten eines zwischen kapazitiven Elementen angeordneten Leistungsschalters zu schaffen, die ohne kostenintensiven Stromsensor auskommt und bei welcher der Einschaltvorgang und der Einschaltzustand so geregelt werden, dass auch bei großer Potentialdifferenz zwischen den Schaltkontakten des Leistungsschalters vor dessen Einschalten eine Beschädigung des Leistungsschalters ausgeschlossen ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren gemäß den Merkmalen von Anspruch 1 und eine Vorrichtung gemäß den Merkmalen des Anspruchs 4 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Die Erfindung umfasst die technische Lehre, einen Potentialausgleich zwischen den geöffneten Schaltkontakten des Leistungsschalters mittels einer zu diesen Schaltkontakten parallel schaltbaren, verlustbehafteten Drossel herbeizuführen, indem Ausgleichströme über die Drossel fließen und abklingen können, bis an den Schaltkontakten des Leistungsschalters nahezu keine Potentialdifferenz mehr besteht, und kein Ausgleichstrom mehr fließt, bevor der Leistungsschalter eingeschaltet wird.
Ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung wird nachstehend anhand einer schematischen Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen: Figur 1 ein Prinzipschaltbild eines 14V/42V-Kraftfahrzeug- Bordnetzes,
Figur 2 eine Teilschaltung aus Figur 1 mit Drossel,
Figur 3 den Verlauf des Ausgleichstroms mit und ohne Drossel,
Figur 4 eine Schaltung zur Ermittlung des Ausgleichstroms ü- ber den Spannungsabfall an der Drossel L,
Figur 5 ein Steuergerät, soweit es die Steuerung der Schalter Sl bis S3 betrifft, und
Figur 6 ein Signaldiagramm der Schaltbefehle und Schalterstellungen dieses Steuergeräts.
Figur 1 zeigt ein Prinzipschaltbild eines 14V/42V-Kraftfahr- zeug-Bordnetzes mit einem mit einer nicht dargestellten Brennkraftmaschine gekoppelten integrierten Starter-Generator ISG, anhand dessen die Erfindung erläutert wird.
Dieser ISG ist über einen bidirektionalen AC/DC-Wandler AC/DC a) direkt mit einem Zwischenkreiskondensator Cl, b) über einen Leistungsschalter Sl mit einem 36V-Akkumulator B36 und einem 42V-Bordnetz N42, c) über einen Leistungsschalter S2 mit einem Doppelschichtkondensator DLC, und d) über einen bidirektionalen DC/DC-Wandler DC/DC mit einem 12V-Akkumulator B12 und einem 14V-Bordnetz N14 verbunden .
Figur 2 zeigt die gepunktet eingerahmte Teilschaltung aus Figur 1, in welche eine Reihenschaltung einer Drossel L (dargestellt mit ihrem Ohm' sehen Widerstand R, der auch einen weiteren, mit ihm in Reihe liegenden, realen Widerstand repräsentieren kann), und eines Umschalters S3 eingefügt ist. Diese Reihenschaltung liegt in Stellung a des Schalters S3 pa- rallel zu den Schaltkontakten des Schalters Sl, und in Stellung b des Schalters S3 parallel zu den Schaltkontakten des Schalters S2. Der Umschalter S3 kann auch aus zwei Einschal- tern bestehen. Die Schalter Sl, S2 und S3 werden von einem Steuergerät SG betätigt.
Das Ausführungsbeispiel gemäß Figur 2 ermöglicht ein Verbinden des Zwischenkreiskondensators Cl mit dem Akkumulator B36 und alternativ mit dem Doppelschichtkondensator DLC. Der Einschaltbefehl UM zum Einschalten eines Leistungsschalters ist dem gemäß ein Umschaltbefehl und der Schalter S3 statt eines Einschalters dementsprechend ein Umschalter.
In Figur 2 ist der Zwischenkreiskondensator Cl mit dem Doppelschichtkondensator DLC über den geschlossenen (leitenden) Schalter S2 verbunden, zu welchem die Reihenschaltung aus Widerstand R, Drossel L und Umschalter S3 (in Stellung b) parallelgeschaltet ist, während er von dem Akkumulator B36 über den geöffneten (nichtleitenden) Schalter Sl getrennt ist.
Soll nun der Zwischenkreiskondensator Cl, an welchem eine hohe Spannung von 60V anliegt, die ihm beispielsweise vom Doppelschichtkondensator DLC eingeprägt wurde, mit dem Akkumulator B36, der eine Spannug von 36V aufweist, verbunden werden, so wird vom Steuergerät SG zunächst Schalter S2 geöffnet; Schalter S3 verbleibt noch in seiner Schaltstellung b, bis beide Schalter Sl und S2 sicher geöffnet sind, und wird erst dann in Schaltstellung a (Figur 4) gebracht.
Da der Zwischenkreiskondensator Cl ein anderes Potential aufweist, als der nun - über die Drossel L - mit ihm verbundene Akkumulator B36, wird ein Ausgleichstrom über die Drossel L fließen. Da diese einen Stromsprung nicht zulässt, wird der Strom von OA zu steigen beginnen, wie dies in Figur 3 dargestellt ist. Ohne die über Schalter S3 parallelgeschaltete Drossel würde beim Schließen des Leistungsschalters Sl ein hoher Stromstoß entstehen, wie die gepunktete Kurve in Figur 3 zeigt, welche den Leistungsschalter zerstören könnte.
Da der Potentialausgleich mit zunehmendem Strom geringer wird, fällt der Ausgleichstrom wieder ab. Somit kommt es rasch zu einem Strommaximum und anschließend zu einem expo- nentiellen Ausklingen des Ausgleichstroms, der mit einem Potentialausgleich endet.
Ist der Ausgleichstrom abgeklungen, so besteht keine Gefahr mehr, den Akkumulator B36 mit dem Zwischenspeicher Cl über den Schalter Sl direkt zu verbinden. Der große Vorteil liegt darin, dass der jeweilige Schalter Sl oder - im umgekehrten Fall S2 - ström- und spannungslos geschaltet werden kann.
Da der Ausgleichstrom keinen stationären Wert erreicht, wird über der Drossel L eine Spannung U = L*di/dt induziert, die dem Strom proportional ist. Zusätzlich ergibt sich ein Spannungsabfall über dem Ohm' sehen Widerstand R der Drossel L, der am Scheitelpunkt des Ausgleichstroms zur Wirkung kommt. Dort ist di/dt = 0. Zusätzlich begrenzt dieser Ohm' sehe Widerstand R den maximalen Strom und bedämpft das Gesamtsystem (Schwingkreis) aus Kondensator, Akkumulator und Drossel.
Weil der Stromanstieg eine Spannungsänderung an der Drossel hervorruft, kann auf eine direkte Strommessung verzichtet werden und diese über die Messung der an der Drossel L (und ihrem Ohm' sehen Widerstand R) liegenden, zum Strom proportionalen Spannung erfolgen. Figur 4 zeigt eine Detektionsschaltung DTS zur Detektion des Ausgleichstroms, welcher fließt, wenn zwei kapazitive Elemente unterschiedlicher Spannung miteinander verbunden werden, d.h. hier, wenn der Zwischenkreiskondensator Cl vom Doppelschichtkondensator DLC, mit welchem er in Figur 2 verbunden ist, getrennt wird und mit dem Akkumulator B36 verbunden wird (oder umgekehrt) .
In Figur 4 ist die Teilschaltung aus Figur 2 dargestellt, in welcher Schalter Sl weiterhin geöffnet ist und Schalter S3 von Stellung b (Figur 2) in seine Stellung a geschaltet wird.
Die Elemente Cl, B3β, R, L, Sl und S3 und ihre Verbindungen sind aus Figur 2 bekannt.
Am Verbindungspunkt A zwischen dem Zwischenkreiskondensator Cl und dem Widerstand R (bzw. der Drossel) zweigt eine Reihenschaltung aus einem Widerstand Rl und der Emitter-Kollektor strecke eines pnp-Transistors Ql ab, ebenso am Verbindungspunkt B zwischen Drossel L und Schalter S3 eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R3 und der Emitter-Kollektorstrecke eines pnp-Transistors Q2 ab. Die Kollektoren der beiden Transistoren Ql und Q2 sind miteinander und über die Reihenschaltung zweier Widerstände R7 und R8 mit Bezugspotential GND verbunden.
Zwischen dem Verbindungspunkt A und Bezugspotential GND liegt eine Reihenschaltung aus einer zum Bezugspotential GND hin stromleitenden Diode Dl und einem Widerstand R2, ebenso liegt zwischen dem Verbindungspunkt B und Bezugspotential GND eine Reihenschaltung aus einer zum Bezugspotential GND hin stromleitenden Diode D2 und einem Widerstand R4. Der Verbindungspunkt zwischen Diode Dl und Widerstand R2 und die Basis des pnp-Transistors Q2 sind durch einen Widerstand R5 verbunden, ebenso der Verbindungspunkt zwischen Diode D2 und Widerstand R4 und die Basis des pnp-Transistors Ql durch einen Widerstand R5.
Der Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen R7 und R8 ist mit der Basis eines npn-Transistors Q3 verbunden, dessen Emitter mit Bezugspotential GND verbunden ist, und dessen Kollektor einerseits über einen Widerstand R9 mit einer Versorgungsspannung Vcc von beispielsweise +5V verbunden ist, und andererseits mit einem in Figur 5 dargestellten Anschluss Mess des Steuergeräts SG verbunden ist.
Wie bereits bei der Beschreibung der Figur 2 erwähnt, liegt beispielsweise am Zwischenkreiskondensator Cl eine hohe Spannung von 60V und am Akkumulator B36 eine Spannung von 36V.
Vor dem Umschalten des Schalters S3 wird Schalter S2 geöffnet. Von dem Augenblick an, in dem Schalter S3 in seine Schaltstellung a überführt wird, beginnt ein Ausgleichstrom von Cl über R und L zu B36 gemäß Figur 3 zu fließen. Dieser Ausgleichstrom bewirkt an der Drossel L (und R) einen Spannungsabfall. In diesem Fall liegt dem gemäß am Verbindungspunkt A ein höheres Potential als am Verbindungspunkt B.
Bei entsprechender Auslegung der Schaltung (Figur 4) liegt am Emitter des Transistors Ql dann ein höheres Potential als an seiner Basis, an der ein dem Potential des Verbindungspunktes B proportionales Potential liegt, so dassQl leitend geschaltet wird. Solange der Ausgleichstrom eine gewisse Größe übersteigt und damit die Emitter-Basis-Spannung des pnp-Transistors Ql überschritten wird, wird Transistor Ql leitend bleiben und ein Strom vom Verbindungspunkt A über Rl, Ql, R7 und R8 nach Bezugspotential GND fließen, was die Basisspannung des npn- Transistors Q3 anhebt, wodurch dieser leitend wird und bewirkt, dass das Signal Mess von einem H-Signal zu einem L- Signal wird.
Im Fall, dassdas Potential am Verbindungspunkt B höher ist als am Verbindungspunkt A, so wird pnp-Transistor Q2 und damit auch npn-Transistor Q3 leitend. Aus diesem Grund ist die Schaltung um die Transistoren Ql und Q2 symmetrisch ausgelegt.
Figur 5 zeigt das Steuergerät SG, soweit es die Steuerung der Schalter Sl bis S3 betrifft. Darauf wird später noch näher eingegangen.
Aus Figur 6 sind die entsprechenden Signalpegel und Schaltstellungen der Schalter Sl bis S3 zu bestimmten Zeitpunkten zu entnehmen.
Beide Figuren werden nachstehend beschrieben, wobei im wesentlichen auf Figur 6 Bezug genommen wird.
Ausgehend von den Schalterstellungen in Figur 2 (Sl offen, S2 geschlossen und S3 in Stellung b) soll der Zwischenkreiskondensator Cl, der bisher mit dem Doppelschichtkondensator DLC verbunden war, nun mit Akkumulator B36 verbunden werden.
Ein Umschaltbefehl Um von einem nicht dargestellten Teil des Steuergeräts SG, der vor dem Zeitpunkt tl ein L-Signal (Low- Signal) war, springt zum Zeitpunkt tl von L nach H (High-Sig- nal) .
Zugleich mit einem Umschaltbefehl werden zwei Zeitglieder Tl und T2 angestoßen.
Dabei ist Tl ein zweiflankengetriggertes Verzögerungsglied. Es verzögert das von beiden Flanken des Umschaltbefehls Um bewirkte Umschalten des Schalters S3 (von Schaltstellung b nach a oder umgekehrt) um eine Verzögerungszeit Tl und soll sicherstellen, dass nach Ablauf dieser Verzögerungszeit Tl alle Schalter, die ja in diesem Ausführungsbeispiel Relaisschalter sind, sicher in ihrer neuen Schaltstellung angelangt sind. Bedingt durch die zu schaltenden Ströme sind für die Leistungsschalter Sl und S2 Relais mit größerer Bauform und folglich mit wesentlich größeren Schaltzeiten als für Schalter S3 erforderlich.
T2 ist als zweiflankengetriggertes Monoflop ausgebildet, es erzeugt sowohl bei der aufsteigenden als auch bei der absteigenden Flanke des Umschaltsignals Um einen L-Impuls der Dauer T2, die länger als Tl ist. Dieses Monoflop verhindert, dass das Einschalten des zuzuschaltenden Schalters, jetzt Sl, vor Ablauf der Verzögerungszeit T2 erfolgen kann, wenn beispielsweise kein großer Ladungsausgleich stattfindet, welcher schlecht detektiert werden kann, aber trotzdem einen großen Ausgleichstrom verursachen würde.
Wenn nur zwei Elemente, beispielsweise Cl und B36, vorhanden sind, die miteinander verbunden oder voneinander getrennt werden sollen, brauchen die Zeitglieder Tl und T2 nur von der Einschaltflanke (von L nach H) des UmsehaltSignals Um getrig- gert werden, also einflankengetriggert sein, da ein Ausschalten des Leistungsschalters ström- und spannungslos erfolgt.
Zugleich mit Erscheinen des Umschaltbefehls Um wird zunächst Schalter S2 geöffnet (in Figur 6 von H nach L) . Schalter Sl, der vor Zeitpunkt tl geöffnet war, verbleibt weiterhin in dieser Stellung. Das Messsignal Mess der Schaltung aus Figur 4 ist H, da vor dem Umschaltbefehl und bis zum Ablauf der Verzögerungszeit Tl (Zeitpunkt t2) die Ladungen ausgeglichen waren und kein Ausgleichstrom fließt.
Nach Ablauf der Verzögerungszeit Tl wird Schalter S3 zum Zeitpunkt t2 von Schaltstellung b (L-Pegel) nach Schaltstellung a (H-Pegel) umgelegt. Ab diesem Zeitpunkt t2 fließt ein Ausgleichst'rom von Cl (60V) zu B36 (36V), der bewirkt, dass das Messsignal Mess zum Zeitpunkt t2 von H nach L springt und auf diesem Pegel solange verweilt, bis der Ausgleichstrom abgeklungen ist.
Das erfolgt zum Zeitpunkt t4, der je nach Ladungsdifferenz früher oder später liegen kann. Zu diesem Zeitpunkt t4 wird dann Schalter Sl eingeschaltet, was jedoch nicht vor Ablauf der Verzögerungszeit T2, also nicht vor Zeitpunkt t3 erfolgen kann. Damit ist Schalter Sl ström- und spannungslos zugeschaltet worden.
Ein Zurückschalten, d.h., ein erneutes Verbinden des Zwi- schenkreiskondensators Cl mit dem Doppelschichtkondensator DLC, erfolgt in gleicher Reihenfolge, wie nachstehend beschrieben. Der dazu erfolgende Umschaltbefehl Um springt zum Zeitpunkt t5 von H nach L. Gleichzeitig werden wieder beide Zeitglieder Tl und T2 angestoßen.
Zugleich mit dem Umschaltbefehl Um wird zunächst Schalter Sl geöffnet (in Figur 6 von H nach L) . Schalter S2, der vor Zeitpunkt t5 geöffnet (L-Pegel) war, verbleibt weiterhin in dieser Stellung. Das Messsignal Mess ist H, da vor dem Umschaltbefehl und bis zum Ablauf der Verzögerungszeit Tl (Zeitpunkt t6) die Ladungen ausgeglichen waren und kein Ausgleichstrom fließt.
Mit Ablauf der Verzögerungszeit Tl wird Schalter S3 zum Zeitpunkt t6 von Schaltstellung a (H-Pegel) nach Schaltstellung b (L-Pegel) umgelegt. Ab diesem Zeitpunkt t6 fließt ein Ausgleichstrom von DLC (60V) zu Cl (36V), der bewirkt, dass das Messsignal Mess zum Zeitpunkt t6 von H nach L springt und auf diesem Pegel solange verweilt, bis der Ausgleichstrom abgeklungen ist.
Das erfolgt zum Zeitpunkt t8, der wieder je nach Ladungsdifferenz früher oder später liegen kann. Zu diesem Zeitpunkt t8 wird dann Schalter S2 eingeschaltet (von L- nach H-Pegel) , was jedoch wieder nicht vor Ablauf der Verzögerungszeit T2, also nicht vor Zeitpunkt t7 erfolgen kann. Damit ist Schalter S2 wieder stromlos zugeschaltet worden.
In der Schaltung des Steuergeräts SG nach Figur 5 sind die beiden Zeitglieder Tl und T2 bereits beschrieben.
Zeitglied Tl setzt den Schaltbefehl Um zum Umschalten des Schalters S3 von Stellung a nach b oder umgekehrt, um die Verzögerungszeit Tl verzögert, um. Zeitglied T2 geht mit jedem Flankenwechsel des Umschaltsignals Um für die Dauer der Verzögerungszeit T2 auf L-Pegel.
Zwei Dreifach-UND-Glieder Ul und U2 vereinen die Signale Um (UND-Glied Ul) oder (über den Inverter Nl invertiert) „Um- invertiert* (UND-Glied U2), Ausgangssignal von T2, und Strommesssignal Mess. Nur wenn alle drei Eingangssignale von Ul o- der U2 H-Pegel haben, hat auch das entsprechende Ausgangssignal H-Pegel. Dies entspricht einer Verriegelung, die sicherstellt, dass der Ausgleichsvorgang über Schalter S3 abgeschlossen ist und über ihn kein Strom mehr fließt.
Zwei nachfolgende Flip-Flops FFl und FF2 werden mit dem durch den Inverter N2 invertierten Ausgangssignal des Zeitgliedes T2 zurückgesetzt. UND-Glied Ul oder UND-Glied U2 setzt nach Ablauf der Verzögerungszeit T2 das Flip-Flop FFl oder FF2.
Mit Hilfe der Inverter N3, N4 und der UND-Glieder U3 und U4 wird schließlich sichergestellt, dass die Schalter Sl und S2 nicht gleichzeitig eingeschaltet sein können.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Einschalten eines zwischen kapazitiven Elementen (Cl, DLC, B36) angeordneten Leistungsschalters (Sl, S2),
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,
dass den Schaltkontakten des noch geöffneten Leistungsschalters (Sl, S2) wenigstens ein Ausgleichselement (L) parallelgeschaltet wird, über welches zwischen den miteinander zu verbindenden Elementen (Cl, B36, DLC) Ausgleichströme fließen und abklingen können, bevor anschließend der Leistungsschalter (Sl, S2) ström- und spannungslos geschlossen wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Parallelschalten des Ausgleichselements (L) gegenüber dem Einschaltbefehl (Um) zum Einschalten des Leistungsschalters (Sl, S2) um eine erste Verzögerungszeit (Tl) verzögert erfolgt.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Einschalten des Leistungsschalters (Sl, S2) erst nach Abklingen eines Ausgleichstroms und nur dann erfolgt, wenn eine mit dem Einschaltbefehl (Um) beginnende zweite Verzögerungszeit (T2) abgelaufen ist.
4. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgleichselement (L) eine Drossel ist, welche den Schaltkontakten des noch geöffneten Leistungsschalters (Sl, S2) mittels eines weiteren Schalters (S3) parallel- schaltbar ist, dass eine Detektionsschaltung (DTS) vorgesehen ist, welche einen zwischen den miteinander zu verbindenden Elementen (Cl, DLC, B36) fließenden Strom detektiert, und dass ein Steuergerät (SG) vorgesehen ist, von welchem der Leistungsschalter (Sl, S2) geschlossen wird, sobald von der Detektionsschaltung (DTS) kein über die Drossel (L) fließender Ausgleichstrom festgestellt wird.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass mit der Drossel (L) ein Widerstand (R) in Reihe liegt, welcher der Ohm' sehe Widerstand der Drossel oder ein realer Widerstand ist.
6. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Detektionsschaltung (DTS) so ausgebildet ist, dass von dem einen Anschluss (A) der Drossel (L) eine Reihenschaltung aus einem Widerstand (Rl) und der Emitter-Kollektor-Strecke eines pnp-Transistors (Ql) abzweigt, ebenso von dem anderen Anschluss (B) der Drossel (L) eine Reihenschaltung aus einem Widerstand (R3) und der Emitter-Kollektor-Strecke eines pnp-Transistors (Q2) abzweigt, dass die Kollektoren der beiden Transistoren (Ql, Q2) miteinander und über eine Reihenschaltung zweier Widerstände (R7 und R8) mit Bezugspotential (GND) verbunden sind, dass zwischen dem einen Anschluss (A) und Bezugspotential (GND) eine Reihenschaltung aus einer zum Bezugspotential (GND) hin stromleitenden Diode (Dl) und einem Widerstand R2 liegt, und ebenso zwischen dem anderen Anschluss (B) und Bezugspotential (GND) eine Reihenschaltung aus einer zum Bezugspotential (GND) hin stromleitenden Diode (D2) und einem Widerstand R4 liegt, dass der Verbindungspunkt zwischen Diode (Dl) und Widerstand (R2) und die Basis des pnp-Transistors (Q2) durch einen Widerstand (R5) verbunden sind, und ebenso der Verbindungspunkt zwischen Diode (D2) und Widerstand (R4) und die Basis des pnp-Transistors (Ql) durch einen Widerstand (R5) verbunden sind, und dass der Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen (R7 und R8) mit der Basis eines npn-Transistors (Q3) verbunden ist, dessen Emitter mit Bezugspotential (GND) verbunden ist, und dessen Kollektor einerseits über einen Widerstand (R9) mit einer VersorgungsSpannung (Vcc) verbunden ist, und andererseits mit einem Anschluss (Mess) des Steuergeräts (SG) verbunden ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuergerät (SG) ein erstes Verzögerungsglied (Tl) aufweist, welches das Parallelschalten der Drossel (L) zu dem geöffneten Leistungsschalter (Sl, S2) um eine vorgegebene erste Verzögerungszeit (Tl) ab dem Einschaltbefehl (Um) verzögert, und ein als Monoflop ausgebildetes zweites Verzögerungsglied (T2) aufweist, welches das Einschalten des Leistungsschalters (Sl, S2) frühestens nach Ablauf einer zweiten Verzögerungszeit (T2) erlaubt, welche länger als die erste Verzögerungszeit (Tl) ist und mit dem Beginn des Einschaltbefehls (Um) zu laufen beginnt.
8. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausschalten des Leistungsschalters (Sl, S2) mit dem Ende des Einschaltbefehls (Um) erfolgt.
9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 8 zum alternativen Verbinden eines kapazitiven Elements (Cl) mit weiteren Elementen (DLC, B36) , dadurch gekennzeichnet, dass der weitere Schalter (S3) ein Umschalter ist, dass das erste Verzögerungsglied (Tl) ein zweiflankengetriggertes Verzögerungsglied ist, dass das zweite Verzögerungsglied (T2) als zweiflankengetriggertes Monoflop ausgebildet ist, und dass mit Erscheinen des Einschaltbefehls (Um) , der in diesem Fall ein Umschaltbefehl ist, sämtliche Leistungsschalter (Sl, S2) geöffnet werden.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsschalter (Sl bis S3) relaisgesteuerte Schalter sind.
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