WO2002035691A1 - Noyau magnetique, composant de bobine le contenant, et circuit de source d"energie - Google Patents

Noyau magnetique, composant de bobine le contenant, et circuit de source d"energie Download PDF

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permanent magnet
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Hatsuo Matsumoto
Teruhiko Fujiwara
Hisao Nishino
Toru Ito
Takao Yamada
Masahiro Kondo
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Definitions

  • the present invention relates to a magnetic core frequently used in electronic equipment, a wire ring component and a power supply circuit using the same, and particularly to a magnetic core and a choke coil used for a switching power supply and the like, and a downsized and low-loss transformer. Relates to technology that contributes to circuit simplification, higher efficiency, and resource saving. Background art
  • switching power supplies have been designed in order to reduce the size and increase the efficiency of power supplies.However, in order to obtain an output greatly exceeding 100 W with an insulation type using a transformer, a single-ended forward Type DC-DC converter circuits and full-bridge type DC-DC converter circuits have been frequently used.
  • switching power supplies in recent years eliminate the reduction of power factor due to distortion of current and voltage to the input of commercial power, and in order to comply with the so-called harmonic regulation, commercial power has to be replaced by conventional choke input rectification.
  • the reactor After the commutation, the reactor is grounded via a switching transistor, and after turning off, the main function is to release the magnetic energy accumulated in the reactor during the on period to the output capacitor. It has a so-called active filter configuration that outputs immediately after the DC-DC converter.
  • an object of the present invention is to reduce the size and low loss of a magnetic core, a choke coil, and a transformer used in a switching power supply and the like, and to further simplify, reduce the size, increase the efficiency, and save resources of the circuit. And to provide an economical magnetic core.
  • Another object of the present invention is to provide a wire ring component using the magnetic core.
  • Still another object of the present invention is to provide a power supply circuit using the wire component. Disclosure of the invention
  • a permanent magnet is arranged at at least one magnetic path end of a magnetic body having a soft magnetic property, which is a magnetic core of the open magnetic path and forms a magnetic path in the open magnetic path. Is obtained.
  • a wire loop component using a magnetic core of an open magnetic path wherein a permanent magnet is provided on at least one magnetic path end of a magnetic body having a soft magnetic property for forming a magnetic path in the open magnetic path. At least one or more windings of at least one turn are applied to the magnetic core on which the wire is disposed.
  • the wire loop component has a permanent magnet on at least one magnetic path end of a magnetic body having a soft magnetic property that forms a magnetic path in an open magnetic path. At least one or more turns and one or more turns are applied to the arranged magnetic core, and an input voltage is applied to the winding applied to the wire component.
  • the polarities of the magnetic field applied to the magnetic material having the soft magnetic characteristics caused by the exciting current flowing through the magnet and the polarity of the magnetic field applied to the magnetic material having the soft magnetic characteristics by the permanent magnet are opposite to each other.
  • FIG. 1 (A) is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply having an active filter according to the prior art
  • FIG. 1 (B) is a cross-sectional view showing an example of the configuration of a transformer used for an active fill device according to the prior art
  • Fig. 1 (C) shows the operation B_H characteristic diagram of the transformer used for the active fill circuit according to the prior art
  • Fig. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional single-ended forward DC-DC converter
  • Fig. 3 (A) is a circuit diagram showing an example of the configuration of a conventional full-bridge DC-DC converter
  • Fig. 3 (B) is a BH characteristic diagram of the DC-DC converter of Fig. 3 (A);
  • Fig. 4 (A) is a configuration diagram of a switching power supply having an active filter according to the prior art;
  • Fig. 4 (B) is a cross-sectional view of a transformer used in an active filter according to the prior art
  • Fig. 4 (C) is a B-H characteristic diagram of the operation of the transformer used in the active filter according to the prior art
  • FIG. 4 (D) is a waveform diagram showing main operation waveforms in FIG. 4 (C);
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply having an active filter according to the present invention.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view showing a configuration example of a magnetic core according to the present invention and a wire loop component using the same
  • Fig. 7 is an operation B-H characteristic diagram of the magnetic core according to the present invention and a wire loop component using the same
  • FIG. 8 is a diagram showing main operation waveforms in a switching power supply having an active filter according to the present invention
  • Fig. 9 is a diagram of DC superimposed inductance characteristics of a magnetic core according to the present invention and a wire component using the same;
  • FIG. 10 (A) is a circuit diagram showing a configuration example of a single-ended fly-pack type DC-DC converter according to the present invention.
  • FIG. 10 (B) is a main operation waveform diagram of the DC-DC converter of FIG. 10 (A);
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of an RCC converter according to the present invention.
  • FIG. 12 (A) is a configuration diagram of a switching power supply having an active filter according to a fourth embodiment of the present invention.
  • Fig. 12 (B) is a cross-sectional configuration diagram of the magnetic core of the switching power supply of Fig. 12 (A) and wire components using the same.
  • Fig. 12 (C) shows the BH characteristic diagram of the magnetic core of Fig. 12 (A) and the wire loop parts using it.
  • Fig. 12 (D) is a waveform diagram showing the main operation waveforms in Fig. 12 (C);
  • Fig. 12 (E) is the DC superposition of the magnetic core of Fig. 12 (A) and the wire parts using it. Explanatory diagram illustrating the conductance;
  • FIG. 13 (A) shows a single-ended flyback type according to a fifth embodiment of the present invention.
  • Fig. 13 (B) is a waveform diagram showing the main operation waveforms in Fig. 13 (A);
  • Fig. 13 (C) is the operation of the magnetic core of Fig. 13 (A) and the wire loop parts using the same. H characteristic diagram;
  • FIG. 14 (A) is a configuration diagram of a switching power supply having an active filter according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 (B) is an operation waveform diagram showing main operation waveforms in FIG. 14 (A);
  • FIG. 15 (A) is a magnetic core according to a seventh embodiment of the present invention and a wire ring component using the same; And power supply circuit configuration diagram;
  • FIG. 15 (B) is a waveform diagram showing main operation waveforms in FIG. 15 (A);
  • FIG. 16 (A) is a configuration diagram of a switching power supply having an active filter according to an eighth embodiment of the present invention.
  • Fig. 16 (B) is a cross-sectional view of the magnetic core of Fig. 16 (A) and a wire ring component using the magnetic core
  • Fig. 16 (C) is a magnetic core of Fig. 16 (A) and a wire loop using the same.
  • Fig. 16 (D) is a waveform diagram showing the main operation waveforms in Fig. 16 (C);
  • Fig. 16 (E) is the DC superposition of the magnetic core of Fig. 16 (A) and the wire ring parts using it. Diagram to explain the dusk;
  • FIG. 17 (A) shows a single-ended flyback type according to a ninth embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 (B) is an operation waveform diagram showing main operation waveforms in FIG. 17 (A);
  • FIG. 17 (C) is an operation B of the magnetic core of FIG. 17 (A) and a wire loop component using the same. —H characteristic diagram;
  • FIG. 18 is a configuration diagram of a self-excited RCC converter according to a tenth embodiment of the present invention
  • FIG. 19 (A) is a magnetic core according to an eleventh embodiment of the present invention, a wire ring component using the same, and a power supply circuit. Diagram;
  • FIG. 19 (B) is a waveform diagram showing main operation waveforms in FIG. 19 (A);
  • FIG. 20 (A) is a magnetic core according to a twelfth embodiment of the present invention, and a wire ring component using the same, and Power supply circuit configuration diagram; and
  • FIG. 20 (B) is a waveform diagram showing main operation waveforms in FIG. 20 (A).
  • FIGS. 1 (A), 1 (B), 1 (C), 2 (C), 2 (C), 2 (C), 2 (C), 2 (C) and 2 (C) show the prior art in order to facilitate understanding of the present invention. This will be described with reference to FIG. 3, FIG. 3 and FIG.
  • the reactor L4 is intentionally grounded via the switching transistor Q1 after the rectification, and after the power supply is turned off, the magnetic energy accumulated in the reactor L4 during the ON period is removed. After obtaining the form of discharging to the output capacitor C1, it outputs the main function to the DC-DC converter, so-called active filter configuration.
  • the control circuit Cont.4 is turned on and off so that the peak value of the current waveform flowing through the reactor L4 is similar to the full-wave rectified waveform voltage via the commercial power supply D1. By adjusting the ratio, a power factor of almost 1 is obtained.
  • a full-bridge configuration as shown in Fig. 3 (A) is adopted, as shown in Fig. 3 (B), in the first and third quadrants of the BH characteristic of the transformer.
  • the number of main transistors is four and the conducting transistors are Q61 and Q62 or Q6. 3 and 2 equivalent to Q64, and there was a serious drawback that the industrial disadvantage increased further in terms of economics and loss.
  • the size of the reactor L4 is almost the same as the output transformer of the DC-DC converter connected to the subsequent stage. Copper losses due to windings reduce overall power supply efficiency There was a drawback of letting go.
  • conventional switching power supplies as shown in Fig. 4 (A), also comply with so-called harmonic regulations that eliminate the reduction in power factor due to current and voltage distortions to the commercial power supply VA CIN input.
  • the commercial power supply VA CIN is not used as the input-input rectifier, but after the rectification, the reactor L5 is grounded via the switch element (mainly a transistor) Q1.
  • It has a so-called active filter configuration that outputs the magnetic energy stored in the DC-DC converter, which is the main function, after obtaining the form of discharging the magnetic energy to the output capacitor C1.
  • the cores 41A and 41B used in the active fill circuit shown in Fig. 4 (B) and the reactor L5 using the cores 41A and 41B are a pair of EE type or pot type.
  • the windings 43 are applied so that the magnetic flux interlinks the deep part of the cores 41A, 41B, and between the inner legs of the facing surfaces of the pair of cores 41A, 41B facing each other.
  • a gap 45 is provided.
  • a magnetic field is formed in the magnetic cores 41 A and 41 B by the coil current i L flowing from the diode D 1 on the input side according to the conduction of the switch element Q 1.
  • the prior art has the following industrially significant disadvantages.
  • the size of the reactor L5 is almost equal to the output transformer of the DC-DC converter connected in the subsequent stage, and There was a serious drawback in that the copper loss due to the winding 43 reduced the efficiency of the entire power supply.
  • a full-bridge comparator configuration as shown in Fig. 3 (A) is adopted, so that the above-mentioned forward method can be applied to the half-wave excitation as shown in Fig. 2 (B).
  • Fig. 3 (B) by increasing the utilization rate of the transformer T6 by symmetrically expanding and using not only the first quadrant but also the third quadrant of the BH characteristic, it is possible to support high output.
  • not only four switch elements (main transistors) are required, but also the switching operation is performed by the switch element Q61 and the switch element Q62 or the switch element Q63 and the switch element Q64 at the same time.
  • a magnetic core of a closed magnetic circuit made of a magnetic material having soft magnetic characteristics wherein a permanent magnet is disposed at an end of at least one of the magnetic paths.
  • This magnetic core has an air gap in at least one location of a magnetic path, and a permanent magnet having a specific resistance of 1 ⁇ cm or more and a specific coercive force of 5 kOe or more is inserted into the air gap.
  • the permanent magnet is preferably a pound magnet composed of a rare earth magnet powder and a binder made of a synthetic resin.
  • the rare earth magnet powder preferably has a particle diameter of substantially 150 jm or less.
  • the wire loop component of the present invention is such that at least one and one or more turns are applied to the magnetic core.
  • the power supply circuit of the present invention uses the above-mentioned wire component, and the wire component has a polarity of a magnetic field applied to the magnetic body, which is generated by an excitation current flowing when an input voltage is applied to an excitation winding.
  • the polarity of the magnetic field applied to the magnetic body by the permanent magnet has polarities opposite to each other.
  • the magnetic path of the magnetic core of the open magnetic path in which a permanent magnet is disposed at least at one end of the magnetic path end of the soft magnetic material forming the magnetic path, Apply at least one winding so that The polarity of the magnetic field applied to the magnetic material having the soft magnetic characteristics generated by the exciting current flowing when the input voltage is applied to the exciting winding applied to the winding component, which constitutes the wire component such as a 1-mer. And the polarities of the magnetic fields applied to the soft magnetic material by the permanent magnet are opposite to each other.
  • the magnetic material having the soft magnetic characteristic has the permanent magnet in advance even if the excitation direction is in the first quadrant direction of the BH characteristic curve.
  • the residual magnetic flux density B r is also substantially shifted to the third quadrant, so that the magnetic flux density width ⁇ ⁇ that can be used can be greatly increased, and the winding applied to the magnetic core can be increased. Not only can this greatly reduce the size and reduce the loss of the wire loop components, but also greatly simplify the circuit configuration that would be complicated when the switching power supply in the prior art described above required higher output. Can be
  • the magnetic core and the wire ring component L1 according to the first configuration example of the present invention are configured as in the cross-sectional structure shown in FIG. 6, and a switching power supply 47 having an active filter is configured. did.
  • a magnetic core provided for the active filter circuit of the present invention and a wire ring component using the same are a pair of EE-type or crucible-type magnetic cores having soft magnetic characteristics such as Mn-Zn ferrite.
  • a winding 53 is applied to the cores of 51 A and 51 B so that the magnetic flux interlinks, and the outer legs of the pair of opposed magnetic cores 51 A and 51 B are joined to each other.
  • a gap is provided in the section, and the coil current I flows from the input side in accordance with the conduction of the main transistor shown in FIG. 5 so that the polarity is opposite to the direction of the magnetic field formed in the magnetic core by the coil current I shown in FIG.
  • the film-shaped permanent magnets 55A and 55B are arranged in the gap at the joint of the magnetic cores.
  • the magnetic core and the wire ring component according to the present invention are used, as shown in FIG. 7, the magnetic core is placed on the third quadrant side in the direction opposite to the direction of the magnetic field formed by the current flowing through the winding in advance. Since the performance that the bias is applied by ⁇ H in advance by the magnet is formed, The allowable operating width ⁇ of the magnetic flux density generated by the voltage and current applied to the winding can be increased, and the dashed line as shown in Fig. 9 shows the DC superimposed inductance characteristic for the exciting current flowing through the winding. If the magnetic cores have the same induction coefficient as compared with the characteristics of the conventional wire ring component shown in (1), as shown by the arrow (1), the inductance is simply made the same and the superimposed current value is dramatically increased.
  • the inductance is dramatically increased to secure the allowable current value of the superimposed current of the wire loop component according to the conventional technology.
  • the output power P (W) contributing to the boost of the active filter is: If the operating frequency is f and the peak value of the current flowing through the winding is ⁇ I p as shown in Fig. 8,
  • the output power can be increased up to four times with the same core size and frequency by ⁇ Ip, that is, the square effect on the expansion of the current superimposition value allowed for the exciting winding described above. It becomes possible.
  • a magnetic core according to a second embodiment of the present invention a wire loop component and a power supply circuit using the same are applied to a single-ended flyback type DC-DC converter. .
  • FIG. 10 (B) shows the main circuit operation waveforms.
  • the output transformer T2 has the same configuration as the magnetic core of FIG. 6 shown in the first embodiment, and the winding portion is composed of output windings 1-2 and output windings 3-4. .
  • the choke coil L5 is adopted by using a single-ended forward system with a complicated circuit configuration. It can be provided with a simple configuration, small size and high efficiency without hindering economy and miniaturization.
  • a magnetic core according to a third embodiment of the present invention a wire component using the magnetic core, and a power supply circuit are applied to a self-excited RCC converter.
  • the output transformer T3 is biased by the sheet-like permanent magnet shown in FIG. 6 in the opposite direction to the magnetic field formed by the current flowing through the exciting windings 112, so that the output winding 3-4 Is transmitted to the load side much more than the conventional magnetic core and coil components indicated by broken lines as in Fig. 10 (B), and a small size, large capacity, and low loss can be achieved.
  • the coercive force disappears due to a DC magnetic field which can be applied to a soft magnetic material such as Mn-Zn ferrite.
  • a soft magnetic material such as Mn-Zn ferrite.
  • Higher coercivity permanent magnet material such as SmCo magnet The material is effective.
  • the powder obtained by kneading the powder of the magnet material and the thermoplastic resin in order to eliminate the eddy current factor and then forming the sheet into a sheet shape is used.
  • the magnet must be in the form of a magnet. In this case, the specific resistance is 1 ⁇ ⁇ cm or more, and the maximum particle size of the powder is 150 m or less.
  • the magnetic core according to the first to third embodiments of the present invention As described above, if the magnetic core according to the first to third embodiments of the present invention, the wire ring component and the power supply circuit using the same are used, the magnetic core, the choke coil, the transformer, etc. used for the switching power supply and the like can be obtained. This greatly reduces the size and loss of the wire components, and can greatly contribute to the simplification, higher efficiency, and resource saving of the power supply circuit. It is a great thing.
  • the magnetic core of the present invention is a magnetic core of an open magnetic circuit, wherein a permanent magnet is arranged at at least one magnetic path end of a magnetic body having a soft magnetic property that forms a magnetic path in the open magnetic circuit. .
  • the wire loop component of the present invention is a wire loop component using a magnetic core of an open magnetic path, wherein at least one end of a magnetic path of a magnetic material having a soft magnetic characteristic that forms a magnetic path in the open magnetic path. At least one and at least one or more turns are provided on the magnetic core on which the permanent magnets are arranged.
  • a permanent magnet is arranged on at least one magnetic path end of a magnetic body having a soft magnetic property that forms a magnetic path in an open magnetic circuit.
  • the magnetic core is provided with at least one or more turns of at least one turn, and the soft magnetic characteristic generated by an exciting current flowing when an input voltage is applied to the winding applied to the coil component.
  • the polarity of the magnetic field applied to the magnetic body of the present invention and the polarity of the magnetic field applied to the magnetic body having the soft magnetic properties by the permanent magnet are opposite to each other.
  • the magnetic core having an open magnetic path which has a soft magnetic characteristic and forms a magnetic path
  • a coil component having at least one or more windings formed on the coil is applied to a magnetic material having a soft magnetic characteristic generated by an excitation current flowing when an input voltage is applied to the winding applied to the coil component. Characteristics of the magnetic field applied to the magnetic material by the permanent magnet And have opposite characteristics.
  • a magnetic material having soft magnetic characteristics can be first set by a permanent magnet even if the excitation direction is in the first quadrant direction of the BH characteristic curve. Since the bias is applied in three quadrants, the residual magnetic flux density B r is also substantially shifted to the third quadrant, so the available magnetic flux density width ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ can be greatly expanded, and the number of windings applied to the magnetic core is greatly reduced. It is possible to contribute to downsizing and low loss of coil components.
  • the current waveform can be designed in a trapezoidal waveform without the sawtooth waveform in the conventional technology described above. Effective value can be reduced to the same level as the complicated forward converter with full-bridge converter described above, which greatly simplifies high-power switching power supplies without complicating the circuit configuration. it can.
  • At least one or more windings are applied to the power supply circuit, that is, a newly provided extremely small magnetic core for delaying the turn-on current of the switch element, and the excitation voltage and the switch element are applied to the input voltage with respect to the input voltage.
  • the two ends of the core winding are connected in series to the switch element, and the switch element is configured as a power supply circuit in which at least a circuit including a parallel resonance capacitor at the time of turn-off is connected in parallel.
  • Fig. 12 (B) magnetic flux is linked to the cores of a pair of EE-type or crucible-type cores 65A and 65B having soft magnetic properties such as Mn-Zn ferrite.
  • the winding 69 is provided, and a gap is provided at the joint of the outer legs in the opposing surfaces of the pair of magnetic cores 65 A and 65 B facing each other.
  • L1 is a wire loop component
  • Q1 is a switching element (main transistor)
  • Cont. 1 is a control circuit
  • Dl and D2 are diodes
  • RL and R1 are resistors.
  • the cores 65 A, 65B used in the active filter circuit and the wire ring component L 1 are made up of the cores 65 A, 65 B by the coil current i L flowing from the input side 1 according to the conduction of the switch element (main transistor) Q 1.
  • Film-shaped permanent magnets 67A, 67B are arranged in the gap between the joints of the magnetic cores 65A, 65B so as to have the opposite polarity to the direction of the magnetic field formed in the magnetic cores 65A, 65B. That is, at least one or more magnetic cores 65A and 65B in which permanent magnets 67A and 67B are disposed at least one magnetic path end of a magnetic material having a soft magnetic property that forms a magnetic path in an open magnetic path, and One or more turns 69 are provided.
  • the magnetic cores 65A and 65B and the wire ring component L1 according to the present invention are used, as shown in FIG. 12 (C), the magnetic cores 65A and 65B are formed by a magnetic field previously formed by a current flowing through the winding.
  • the film-like permanent magnets 67 A and 67 B create a state in which the bias is applied by ⁇ in advance, so the magnetic flux density generated by the voltage and current applied to the winding
  • the permissible operating range ⁇ B value can be enlarged as shown in the figure, and the conventional wire ring component indicated by a dashed line like the DC superimposed inductance characteristic with respect to the exciting current flowing through the winding shown in Fig.
  • the output power P o (W) contributing to the boosting of the active filter is reduced. If the operating frequency is f and the peak value of the winding current is ip and ir as shown in Fig. 12 (D),
  • a magnetic core according to a fifth embodiment of the present invention, a wire loop component (transformer) using the same, and a power supply circuit are applied to a single-ended flyback type DC-DC converter 71.
  • T2 is a transformer
  • Q1 is a switching element (main transistor)
  • Cont. 2 is a control circuit
  • D2 is a diode
  • C1 and C2 are capacitors
  • RL is a resistor. is there.
  • the transformer T2 has the same configuration as the magnetic core of FIG. 12 (B) shown in the fourth embodiment, and the winding portion is composed of output windings 1 and 2 and output windings 3 and 4. Therefore, since the inductance of the exciting winding can secure a sufficiently high value, when the switch element Q1 conducts, as shown in FIG. 13 (B), a trapezoidal current flows through the exciting winding and the magnetism is increased. The energy is charged, and at the same time as the switching element Q1 is cut off, the trapezoidal output current also flows through the output windings 3, 4 and the diode D2 to transmit the power, and the operation of the control circuit C on t. Repeat as directed.
  • the output power P o (W) is the same as in the case of the fourth embodiment.
  • FIG. 14 (A) a magnetic core according to a sixth embodiment of the present invention, a wire component (reactor) using the same, and a power supply circuit are shown in an active filter circuit 73 described in the fourth embodiment.
  • the loss of the switch element is significantly reduced, and the main waveform is shown in FIG. 14 (B).
  • L1 is a reactor
  • Q1 is a switching element (main transistor)
  • Cont. 3 is a control circuit
  • Dl, D2 and D3 are diodes
  • Cr and C1 are capacitors
  • RL, R31 and R32 are resistors
  • Ld is a saturable coil.
  • the effective value of the winding current of the reactor is reduced and the loss is reduced, but the cross current loss of the switch element itself is reduced.
  • a small winding X-y is applied to a very small magnetic core newly provided for delay, and the transformer is turned on.
  • a saturable coil Ld is connected in series between the excitation winding and the switch element Q1.
  • a capacitor Cr is provided so as to resonate in parallel with the switch element Q1.
  • the saturable coil Ld is still in the non-saturated state and the exciting current corresponding to the switch element Q1 flows through the switch element Q1, and when the saturation is reached, the exciting current to the reactor L1 is reduced. Because of conduction, the problem cross-current loss can be extremely small.
  • the inductance of the sum of the reactor L1 and the saturable coil Ld and the capacitor Cr start parallel resonance via the diode D3. Since the voltage of the switch element Q1 rises while being constrained by the natural vibration frequency 1 / ((Ll + Ld) XCr) 1/2 , the cross-current loss can be extremely reduced similarly.
  • the diode D3 is interposed in the above parallel resonance operation, and when the switch element Q1 is turned on, the resistor R is connected so that the charge charged in the capacitor Cr is discharged instantaneously and cross-current loss is not increased. 31 and in parallel You.
  • FIG. 15 (A) a magnetic core according to a seventh embodiment of the present invention, a wire loop component (transformer) using the same, and a power supply circuit are described in a single-end flyback described in the fourth embodiment.
  • converter circuit 75 Applied to converter circuit 75. In this circuit, the loss of the switch element is greatly reduced, and its main waveform is shown in Fig. 15 (B).
  • T4 is a transformer
  • Q1 is a switching element (main transistor)
  • Cont. 4 is a control circuit
  • D2 and D3 are diodes
  • RL, R31 and R32 are resistors
  • Ld is a saturable coil.
  • the inductance of the exciting winding also has a sufficiently high value in the wide operating width of the magnetic flux density as described above.
  • the transformer utilization rate can be increased without using the conventional single-ended feed-through method with a complicated circuit configuration or the full-bridge configuration.
  • a single-ended fly-pack converter that can sufficiently reduce the effective current value of the winding. It is clear that rates can be provided.
  • magnetic cores 65A and 65B having excellent core loss characteristics as well as DC superimposition characteristics are provided easily and economically. It is essential that the properties of the sheet-like permanent magnets 67 A and 67 B be important.
  • the magnetic cores 65A and 65B have air gaps in at least one location in the magnetic path, and the air gap has a specific resistance of 1 ⁇ cm or more and a specific coercive force of 395 kAZm or more.
  • the permanent magnets 67 A and 67 B are placed.
  • the coercive force disappears due to the DC magnetic field that can be applied to the soft magnetic magnetic material such as Mn-Zn ferrite.
  • a permanent magnet material with coercive force for example, SmCo-based magnet material is effective, and in order to prevent the increase of core loss, a powder of the above magnet material and a thermoplastic resin should be used to eliminate the eddy current factor. It must be in the form of a pound magnet obtained by kneading and then shaping into a sheet.At this time, the specific resistance is 1 ⁇ cm or more, and the maximum particle size of the powder is 150 m or less.
  • the permanent magnets 67 A and 67 B are bonded magnets composed of rare earth magnet powder and a binder made of synthetic resin, and the particle size of the rare earth magnet powder used for the bonded magnet is substantially reduced. It shall be 150 m or less.
  • the magnetic core of the open magnetic circuit is A coil of a magnetic material with soft magnetic characteristics that forms a path, with at least one or more windings applied to a magnetic core with a permanent magnet disposed on at least one end of the magnetic path so as to interlink the magnetic path ⁇ Constructs a wire loop component such as a transformer, and applies an input voltage to the exciting winding applied to the wire loop component.
  • a power supply circuit characterized in that the characteristics of a magnetic field applied to a magnetic material having a soft magnetic characteristic by a permanent magnet have characteristics opposite to each other.
  • a magnetic material having soft magnetic characteristics can be first set by a permanent magnet even if the excitation direction is in the first quadrant direction of the BH characteristic curve.
  • the usable magnetic flux density width ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ can be greatly expanded, so that the number of windings applied to the magnetic core can be greatly reduced.
  • the magnetic core according to the present invention and the wire ring component using the magnetic core not only the first quadrant of the BH loop but also the third quadrant of the BH loop is sufficiently wide for the half-wave excitation circuit due to the above-described bias effect.
  • the current waveform can be designed to be trapezoidal, instead of the sawtooth wave in the above-mentioned conventional technology.
  • the effective value of the switching power supply can be reduced to the same level as that of the full-bridge converter with the complicated structure of the above-mentioned configuration, so that the output of the switching power supply can be increased without complicating the circuit configuration. Can be greatly simplified.
  • the power supply circuit is provided with at least one or more windings on a newly formed very small magnetic core for delaying the turn-on current of the switch element, and the input voltage is applied between the excitation winding and the switch element.
  • the two ends of the core winding are connected in series with each other, and the switch element is a power supply circuit in which at least a circuit including a parallel resonance capacitor at the time of turn-off is connected in parallel, so that the switch element is turned on.
  • the magnetic core of the present invention is a magnetic core of a closed magnetic circuit, wherein a permanent magnet is arranged in at least one gap of a magnetic material having a soft magnetic property that forms a magnetic path in the closed magnetic circuit.
  • the wire loop component of the present invention is a wire loop component using a magnetic core of a closed magnetic circuit, wherein the wire component is permanently provided in at least one or more voids of a magnetic material having a soft magnetic property that forms a magnetic path in the closed magnetic circuit. Arrange magnets and apply at least one winding and one turn or more Wire parts.
  • the power supply circuit of the present invention is a power supply circuit using the wire component, wherein the wire component has a polarity of a magnetic field generated by an excitation current flowing when an input voltage is applied to an excitation winding;
  • the power supply circuit has polarities of a magnetic field generated by a permanent magnet and polarities opposite to each other.
  • the permanent magnet has at least one selected from a polyamide imide resin, a polyimide resin, an epoxy resin, a polyphenylene sulfide resin, a silicon resin, a polyester resin, an aromatic polyamide resin, and a liquid crystal polymer.
  • Rare earth magnet powder with specific coercivity of 790 kA / m (10 kOe) or more, TC of 500 or more, powder particle size of 2.5 to 25 m, and maximum particle size of 50 m is dispersed in each type of resin.
  • the magnet powder is coated with at least one of Zn, Al, Bi, Ga, In, Mg, Pb, Sb, and Sn or an alloy thereof, and has a specific resistance of 0.1. ⁇ cm or higher, the resin content is 30% or more by volume, and it is an inductance component equipped with this permanent magnet.
  • the rare earth magnet composition of the powder is Sm (Co bal. F e o . 15 _ 0. 25 Cu 0.
  • the rare earth magnet powder may be coated with an inorganic glass having a softening point of 220 ° C. or more and 550 ° C. or less, or the metal coating layer of Zn or the like may be a non-metal having a melting point of at least 300 ° C. or more. May be coated.
  • the amount of the coating layer that is, the addition amount of metal or alloy, or inorganic glass, or metal and nonmetal is preferably 0.1 to 10% by volume.
  • the magnet powder may be made anisotropic by the rare earth magnet powder being oriented in the thickness direction in a magnetic field at the time of its production.
  • the permanent magnet preferably has a magnetizing magnetic field of 2.5 T or more and a center line average roughness Ra of 10 m or less.
  • a magnetic core having a closed magnetic path which has a soft magnetic property and forms a magnetic path, and has a permanent magnet disposed in at least one or more air gaps, is linked to the magnetic path.
  • At least one more The polarity of the magnetic field generated by the exciting current that flows when the input voltage is applied to the windings that constitute the wire-wound component, and the winding applied to the wire-wound component is the same as the polarity of the magnetic field generated by the permanent magnet. , So that the characteristics are opposite to each other.
  • a magnetic material having soft magnetic characteristics is determined in advance by a permanent magnet even if the excitation direction is in the direction of the first quadrant of the BH characteristic curve. Since the bias is applied in the third quadrant, the residual magnetic flux density B r is also substantially shifted to the third quadrant, so that the usable magnetic flux density width ⁇ can be greatly increased, and the winding applied to the magnetic core is greatly increased. It is possible to reduce the size and reduce the loss of the coil components.
  • the magnetic core according to the present invention and the wire ring component using the magnetic core not only the first quadrant but also the third quadrant of the BH loop can be applied to the half-wave excitation circuit due to the bias effect described above. Since it can be widely used, even if the single-ended flyback method, which has the simplest configuration, is adopted, the current waveform can be designed in a trapezoidal shape without the sawtooth shape in the conventional technology described above. Since the effective value of the switching power supply can be reduced to a level completely equivalent to that of the complicated forward converter / full bridge converter having the above-described configuration, it is possible to greatly simplify the increase in output of the switching power supply without complicating the circuit configuration.
  • the power supply circuit of the present invention that is, at least one or more windings is applied to a newly provided extremely small magnetic core for delaying the turn-on current of the switch element.
  • the two ends of the core winding are connected in series between the switch element and the switch element, respectively, and at least a circuit including a parallel resonance capacitor at the time of turn-off is connected in parallel to the switch element.
  • the permanent magnet by using SmCo-based magnet powder having a high Tc (Curie temperature) and a high iHe (coercive force) for the permanent magnet, the permanent magnet is placed in a heated state in the reflow soldering process. In this case, thermal demagnetization does not occur, and even if a DC magnetic field due to excessive current is applied, the coercive force disappears and the initial characteristics can be maintained without demagnetization. it can.
  • Tc Cosmetic temperature
  • iHe coercive force
  • the magnet powder by kneading the magnet powder with the resin at a volume ratio of 30% or more, it is possible to increase the specific resistance, and to greatly reduce the eddy current loss of the permanent magnet.
  • a winding 85 is applied so that the magnetic flux interlinks the cores of a pair of EE-type magnetic cores 83 A and 83 B having soft magnetic properties such as Mn—Zn ferrite.
  • a gap is provided at the joint of the inner leg in the opposing surfaces of the pair of opposing magnetic cores 83A and 83B.
  • L 11 is a wire loop component
  • Ql 1 is a switching element (mainly a transistor)
  • Cont. 1 is a control circuit
  • D 11 and D 12 are diodes
  • C 11 is a capacitor
  • RL and R 11 are resistors.
  • the cores 83A and 83B used for the active filter circuit and the wire ring component 81 (L11) using the cores are formed by the coil current i L flowing from the input side 1 according to the conduction of the switch element (mainly a transistor) Q11.
  • the magnetic cores 83A and 83B are biased by ⁇ in advance by the permanent magnet 91 in the third quadrant opposite to the direction of the magnetic field formed by the current flowing through the winding in advance. Since the state is formed, the allowable operating width ⁇ of the magnetic flux density generated by the voltage and current applied to the winding can be expanded as shown in the figure, and the winding shown in Fig. 16 (E) can be expanded. Compared to the characteristics of the conventional loop components shown by the broken line, such as the characteristics of the DC superimposed inductance with respect to the exciting current flowing through the wire, if the cores 83A and 83B have the same AL value, as shown in Fig. 16 (E).
  • the output power P Q [W] contributing to the boost of the active filter is reduced.
  • the operating frequency is f
  • the peak value of the winding current is ip, ir shown in Fig. 17D, it is defined by the following equation (4).
  • the output power can be increased up to four times the size and frequency of the same magnetic core 83A, 83B.
  • T21 is a transformer
  • Q21 is a switching element (mainly a transistor)
  • Cont. 2 is a control circuit
  • D21 is a diode
  • C21 and C22 are capacitors
  • RL is a resistor.
  • the transformer T21 has the same configuration as the magnetic core of FIG. 17 (B) shown in the eighth embodiment, and the winding part is composed of input windings 1 and 2 and output windings 3 and 4. . Therefore, since the inductance of the exciting winding can secure a sufficiently high value, when the switch element Q1 is turned on, a trapezoidal current flows through the exciting winding and magnetic energy is generated as shown in FIG. 2 (b). Charging, switching element Q 1 shuts off and output winding
  • T31 is a transformer
  • Q31 is a switching element (mainly a transistor)
  • D31, D32, and D33 are diodes
  • C31, C32, and C33 are capacitors
  • R31 and R32 , RL is the resistance.
  • the transformer T31 has the same configuration as the magnetic core of FIG. 17 (B) shown in the seventh embodiment, and the windings are composed of input windings 1 and 2, output windings 3 and 4, and auxiliary winding 5 , And 6.
  • the output from the output windings 3 and 4 is It is transmitted to the load side significantly compared to magnetic cores and wire parts made by technology, and can be configured with small size, large capacity, and low loss.
  • L41 is a reactor
  • Q41 is a switching element (mainly a transistor)
  • Cont. 3 is a control circuit
  • D41, D42, and D43 are diodes
  • Cr and C1 are capacitors
  • R42 is a resistor
  • L6 is a saturable coil.
  • the effective value of the winding current of the reactor is reduced and the loss is reduced, but the cross current loss of the switch element itself is reduced.
  • a small winding X-y is applied to a very small core newly provided for delay, and the excitation winding of the transformer is turned on.
  • a saturable coil Ld is connected in series between the line and the switch element Q41.
  • a capacitor Cr is provided so as to resonate in parallel with switch element Q41.
  • the saturable coil Ld is still in the non-saturated state, and the exciting current corresponding to the switch element Q41 flows into the switch element Q41. Since the excitation current is conducted, the cross current loss in question can be extremely small.
  • the switch element Q41 since the inductance of the sum of the reactor L41 and the saturable coil Ld and the capacitor Cr start parallel resonance via the diode D43, the switch element Q41 Voltage rises while being constrained by the natural vibration frequency 1Z ((L41 tens Ld) XC r) 1/2. Similarly, the cross current loss can be extremely reduced.
  • the diode D43 is interposed in the above parallel resonance operation, and when the switch element Q41 is turned on, the resistor charged so that the charge charged in the capacitor Cr is discharged instantaneously so as not to increase the cross current loss. It is configured in parallel with R43.
  • T51 is a transformer
  • Q51 is a switching element (mainly a transistor)
  • Cont. 5 is a control circuit
  • D51 and D52 are diodes
  • Cr are diodes
  • C51 and C52 are Capacitors
  • RL is resistors
  • Ld is a saturable coil.
  • the configuration used in the eighth embodiment was provided with a permanent magnet having a Tc of 770 used in the eighth embodiment, and the Tc used in the prior art was 450 ° C.
  • the inductance component using the high Tc material in the present invention has no change in the DC superimposed inductance characteristics before and after reflow, whereas the Ba ferrite magnet with a low Tc of 450 ° C reduces irreversibly due to heat. Magnetism occurred, and the DC superimposed inductance characteristics deteriorated.
  • composition Sm (C o ba I. F e .. 15 _ 0. 25 Cu 0 .. 5 over 0. 06 Z r o. 02 _ 0 .. 3) 7.
  • the composition used in the eighth embodiment is, Sm (Co 0. 7 42 F e 0. 2 .Cu 0 .. 55 Z r 0 .. 29) 7. 7 to that the permanent magnet is mounted at a composition of Sm (C o 0. 78 F e 0. uCiio. 10 ⁇ r 0. 01) 7. and that the permanent magnet is mounted which is 7 under the condition of the reflow furnace
  • Table 2 shows the results of measuring the DC superimposed inductance characteristics after holding for one hour in a constant temperature bath at 270 ° C and cooling to room temperature.
  • the composition as shown in claim 6 is the third generation Sm (Co ba 1.Fe 5-0.25 CU 0 _ 05 -0.0.06
  • the structure used in the eighth embodiment is equipped with a permanent magnet with a coercive force of 2 OKOe (1.58 MA / m) used in the eighth embodiment, and the coercive force used in the prior art.
  • Table 3 shows the results of DC superconducting inductance measurement after applying an excessive current of 300 A and 50 S to a magnet equipped with a 2KOe (158 kA / m) magnet.
  • the inductance component using the high iHe material in the present invention has a DC coercivity of only 2 kOe (158 kA / m) while the DC superimposed inductance characteristic does not change before and after the application of an excessive current.
  • the inductance component coated with the coating according to the present invention has no change in the direct current superimposed inductance characteristic before and after the PCT, whereas the magnet powder without the Zn coating is reduced due to the progress of oxidation over time. A magnet was generated, and the DC superimposed inductance characteristics deteriorated.
  • magnet powder such as Zn, A1, Bi, Ga, In, Mg, Pb, Sb, and Sn.
  • the average powder particle size to 2.5 to 25 m and the maximum particle size to 50 m, oxidation during the manufacturing process can be suppressed.
  • the improvement of the direct current superimposed inductance characteristics by the magnetic bias is 50%, whereas that of the component with the average particle size of 2 m is only 15%.
  • the average particle size of the powder must be 2.5 to 25 m and the maximum particle size must be 50 m.
  • the amount of resin used in the eighth embodiment was 4 OVo 1%, and a permanent magnet having a specific resistance of 0.5 ⁇ cm was attached.
  • a permanent magnet with 2 OVo 1% and a specific resistance of 0.05 ⁇ cm was installed, and a resin with 3 OVo 1% and a specific resistance of 0.1 ⁇ cm was installed.
  • Table 6 below shows the results of the measurement of the error.
  • the amount of resin in order to suppress an increase in core loss due to a decrease in specific resistance, the amount of resin must be 30% or more in volume and the specific resistance must be 0.1 l Qcm or more.
  • the magnetic core according to the eighth to sixteenth embodiments of the present invention a wire component using the magnetic core, and a power supply circuit are used, a magnetic core used for a switching power supply, a transformer, a wire such as a choke coil, etc. It is possible to reduce the size of parts and reduce loss, and to make a dramatic contribution to the simplification, downsizing, high efficiency, resource saving, and high reliability of the power supply circuit. It is an extremely dog-like place. Industrial applicability
  • the magnetic core according to the present invention and the wire loop component and the power supply circuit using the same, are intended to improve the efficiency, resource saving and simplification of the magnetic core yoke coil and the transformer power supply circuit used for the switching power supply and the like. Optimal.

Description

明 細 書 磁心、 それを用いた線輪部品及び電源回路 技術分野
本発明は、電子機器に多用される磁心、それを用いた線輪部品及び電源回路に関 し、特にスイッチング電源等に使用される磁心やチョークコイル、及びトランスの 小型化、 低損失化、 更には回路の簡素化、 高効率化、 省資源化に寄与する技術に関 する。 背景技術
従来より電源の小型化と高効率化を図るためスイッチング電源ィ匕が図られてき たが、一般にトランスを用いた絶縁型で 1 0 0 Wを大きく超える出力を得るために は、シングルェンドフォワード型の D C— D Cコンバータ回路やフルブリッジ型の D C— D Cコンバ一夕回路が多用されてきた。
また、近年のスイッチング電源では商用電源入力への電流、電圧の歪みに起因す る力率の低下を排除する、 いわゆる、 高調波規制に対応するため、 商用電源を従来 のチョークインプット整流せずに、 あえて整流後に、 リアクタをスイッチングトラ ンジス夕を介して地絡し、そのオフ後は、オン期間中にリアクタに蓄積した磁気ェ ネルギーを出力コンデンサに放出する形態を得た後に、主たる機能である D C—D Cコンパ一夕に出力する、 いわゆるアクティブフィルタ構成をとつている。
しかしながら、 上述した従来の技術においては、 工業上、 次のような重大な欠点 があった。
即ち、従来技術において、 ある程度出力の大きい D C— D Cコンバータを使用す る際は、 トランスの大型化を避けるためにシングルェンドフォワード型コンバータ の構成を採る必要があり、 その結果、 主トランジスタのオン期間、 オフ期間の電力 伝送の円滑化を得るため、平滑用のチヨ一クコイルも必要となり、回路の複雑化と ともに、 経済性をも阻害してしまう結果となる。 更に高い出力を得る場合には、 フルブリッジ構成を採ることによって、 トランス の B— H特性の第 1象限と第 3象限とを対象に拡大活用することによってトラン スの利用率を高めて高出力を得ることは可能になるものの、主トランジスタが 4個 となり、 かつ導通するトランジスタも同等に 2つであり、 経済的な面でも、損失の 面でも工業的な不利益が更に増大するという重大な欠点があった。
また、従来技術によるアクティブフィルタ回路においても、 リアクタのサイズが 後段に接続される D C _ D Cコンバ一夕の出力トランスとほぼ同等のサイズとな り、かつその巻線による銅損が電源全体の効率を低下せしめるという欠点があつた。 そこで、本発明の目的は、スイッチング電源などに使用される磁心やチヨ一クコ ィル、及びトランスの小形化、低損失化、更には回路の簡素化、小形化、高効率化、 省資源化、 かつ経済的に優れた磁心を提供することにある。
また、本発明のもう一つの目的は、前記磁心を用いた線輪部品を提供することに ある。
さらに、 本発明のさらにもう一つの目的は、 前記線輪部品を用いた電源回路を 提供することにある。 発明の開示
本発明によれば、 開磁路の磁心であって、 前記開磁路において磁路を形成する 軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の磁路端に永久磁石が配置されてい ることを特徴とする磁心が得られる。
また、 本発明によれば、 開磁路の磁心を用いた線輪部品であって、 前記開磁路 において磁路を形成する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の磁路端に 永久磁石を配置した前記磁心に、 少なくとも一つ以上でかつ 1ターン以上の巻線 が施されていることを特徴とする線輪部品が得られる。
さらに、本発明によれば、線輪部品を含む電源回路において、前記線輪部品は、 開磁路において磁路を形成する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の磁 路端に永久磁石を配置した磁心に、 少なくとも一つ以上でかつ 1ターン以上の巻 線を施したものであり、 前記線輪部品に施された前記巻線に入力電圧が印加され て流れる励磁電流によって生じる前記軟磁気特性の前記磁性体に印加される磁界 の極性と、 前記永久磁石によつて前記軟磁気特性の前記磁性体に印加される磁界 の極性とが、 互いに逆極性となるよう構成したことを特徴とする電源回路が得ら れる。 図面の簡単な説明
第 1図（A)は従来技術によるアクティブフィル夕を具備したスイッチング電源 の構成例を示す回路図；
第 1図（B ) は、 従来技術によるアクティブフィル夕に用いるトランスの構成例 を示す断面図；
第 1図（C) は、従来技術によるアクティブフィル夕に用いるトランスの動作 B _ H特性図；
第 2図は従来技術によるシングルエンドフォワード型 D C— D Cコンバータの 構成例を示す回路図；
第 3図（A)は従来技術によるフルブリッジ型 D C— D Cコンバータの構成例を 示す回路図；
第 3図 （B) は第 3図 （A) の D C— D Cコンバータの B— H特性図； 第 4図 （A) は従来技術によるアクティブフィルタを具備したスイッチング電 源構成図；
第 4図 （B ) は従来技術によるアクティブフィルタに用いるトランスの断面構 成図；
第 4図 （C) は従来技術によるアクティブフィルタに用いるトランスの動作 B 一 H特性図；
第 4図 （D) は第 4図 （C) における主な動作波形を示す波形図；
第 5図は本発明によるアクティブフィル夕を具備したスイッチング電源の構成 例を示す回路図；
第 6図は本発明による磁心とそれを用いた線輪部品の構成例を示す断面図； 第 7図は本発明による磁心とそれを用いた線輪部品の動作 B— H特性図； 第 8図は本発明によるアクティブフィルタを具備したスイッチング電源におけ る主な動作波形図；
第 9図は本発明による磁心とそれを用いた線輪部品の直流重畳インダクタンス 特性図；
第 10図（A)は本発明によるシングルエンドフライパック型 DC— DCコンパ 一夕の構成例を示す回路図；
第 10図 （B) は第 10図 （A) の DC— DCコンバータの主な動作波形図； 第 11図は本発明による RCCコンバータの構成例を示す回路図；
第 12図 （A) は本発明の第 4の実施例によるアクティブフィルタを具備した スイッチング電源の構成図；
第 12図 （B) は第 12図 （A) のスイッチング電源の磁心とそれを用いた線 輪部品の断面構成図；
第 12図 （C) は第 12図 （A) の磁心とそれを用いた線輪部品の動作 B— H 特性図；
第 12図 （D) は第 12図 （C) における主な動作波形を示す波形図； 第 12図 （E) は第 12図 （A) の磁心とそれを用いた線輪部品の直流重畳ィ ンダクタンスを説明した説明図；
第 13図 （A) は本発明の第 5の実施例によるシングルエンドフライバック型
DC—DCコンパ一夕構成図；
第 13図 （B) は第 13図 （A) における主な動作波形を示す波形図； 第 13図 （C) は第 13図 （A) の磁心とそれを用いた線輪部品の動作 B—H 特性図；
第 14図 （A) は本発明の第 6の実施例によるアクティブフィルタを具備した スイッチング電源の構成図；
第 14図 （B) は第 14図 （A) における主な動作波形を示す動作波形図； 第 15図 （A) は本発明の第 7の実施例による磁心とそれを用いた線輪部品、 及び電源回路構成図；
第 15図 （B) は第 15図 （A) における主な動作波形を示す波形図； 第 16図 （A) は本発明の第 8の実施例によるアクティブフィルタを具備した スイッチング電源の構成図；
第 16図（B)は第 16図（A)の磁心とそれを用いた線輪部品の断面構成図； 第 16図 （C) は第 16図 （A) の磁心とそれを用いた線輪部品の動作 B— H 特性図；
第 16図 （D) は第 16図 （C) における主な動作波形を示す波形図； 第 16図 （E) は第 16図 （A) の磁心とそれを用いた線輪部品の直流重畳ィ ンダク夕ンスを説明するための図；
第 17図 （A) は本発明の第 9の実施例によるシングルエンドフライバック型
DC— DCコンバータ構成図；
第 17図 （B) は第 17図 （A) における主な動作波形を示す動作波形図； 第 17図 （C) は第 17図 （A) の磁心とそれを用いた線輪部品の動作 B—H 特性図；
第 18図は本発明の第 10の実施例による自励式の RCCコンバータ構成図； 第 19図（A)は本発明の第 11の実施例による磁心とそれを用いた線輪部品、 及び電源回路構成図；
第 19図 （B) は第 19図 （A) における主な動作波形を示す波形図； 第 20図 (A)は本発明の第 12の実施例による磁心とそれを用いた線輪部品、 及び電源回路構成図；及び
第 20図 （B) は第 20図 （A) における主な動作波形を示す波形図である。 発明を実施するための最良の形態
本発明の実施例を説明する前に、本発明の理解を容易にするために、従来技術に ついて、 第 1図 （A) 、 第 1図 （B) 、 第 1図 （C) 、 第 2図、 第 3図及び第 4図 を参照しながら説明する。
従来より電源の小型化と高効率化を図るためスィッチング電源化が図られてき たが、一般にトランスを用いた絶縁型で 100Wを大きく超える出力を得るために は、第 2図に示すようなシングルェンドフォワード型の DC— DCコンバ一夕回路 や第 3図（A) に示すようなフルブリッジ型の D C— D Cコンバータ回路が多用さ れてきた。
また、近年のスイッチング電源では商用電源入力への電流、電圧の歪みに起因す る力率の低下をお除する、 いわゆる、 高調波規制に対応するため、 第 1図 （A) に 示すように、商用電源を従来のチョークインプット整流せずに、 あえて整流後にリ ァクタ L 4をスイッチングトランジスタ Q 1を介して地絡し、そのオフ後は、オン 期間中にリアクタ L 4に蓄積した磁気エネルギーを出力コンデンサ C 1に放出す る形態を得た後に、主たる機能である D C— D Cコンバータに出力する、 いわゆる アクティブフィル夕構成をとつている。
なお、 制御回路 C o n t . 4は、 リアクタ L 4に流れる電流波形のピ一ク値が商 用電源の D 1を介した全波整流波形電圧に相似の値となるようにオンとオフの時 比率を調節してほぼ力率が 1の電源特性を得ている。
しかしながら、 前述したように、 従来の技術においては、 工業上、 下記のような 重大な欠点があった。
即ち、従来技術において、 ある程度出力の大きい D C— D Cコンバータを使用す る際は、 トランスの大型化を避けるために第 2図のようなシングルエンドフォヮ一 ド型コンバータの構成を採る必要があり、 その結果、 主トランジスタのオン期間、 オフ期間の電力伝送の円滑化を得るため、平滑用のチョークコイル L 5も必要とな り、 回路の複雑ィ匕とともに、 経済性をも阻害してしまう結果となる。
更に、 高い出力を得る場合には、 第 3図 （A) のようなフルブリッジ構成を採る ことによって、 第 3図 （B) のようにトランスの B—H特性の第 1象限と第 3象限 とを対象に拡大活用することによってトランスの利用率を高めて高出力を得るこ とは可能になるものの、主トランジスタが 4個となり、かつ導通するトランジスタ も Q 6 1と Q 6 2あるいは Q 6 3と Q 6 4と同等に 2つであり、 経済的な面でも、 損失の面でも工業的な不利益が更に増大するという重大な欠点があった。
また、 第 1図 （A) に示した従来技術によるアクティブフィルタ回路において も、 リアクタ L 4のサイズが後段に接続される D C— D Cコンバ一夕の出力トラ ンスとほぼ同等のサイズとなり、 かつその巻線による銅損が電源全体の効率を低 下せしめるという欠点があつた。
また、 従来のスイッチング電源では、 第 4図 （A) に示すものも同様に、 商用 電源 VA C I N入力への電流 ·電圧の歪みに起因する力率の低下を排除するいわ ゆる高調波規制に対応するため、 商用電源 VA C I Nをチヨ一クインプット整流 とせずに、 あえて整流後にリアクタ L 5をスィッチ素子 （主にトランジスタ） Q 1を介して地絡し、 オフ後は、 オン期間にリアクタ L 5に蓄積した磁気エネルギ 一を出力コンデンサ C 1に放出する形態を得た後に主たる機能である D C— D C コンバータに出力するいわゆるアクティブフィルタ構成をとつている。
尚、 制御回路 C o n t . 5は、 リアクタ L 5に流れる電流波形のピーク値が商 用電源 VA C I Nからダイオード D 1を介した全波整流波形電圧 V C Eに相似の 値となる様にオンとオフの時比率を調整することによって、 入力の力率をほぼ 1 とする電源特性を得ている。
第 4図（B)に示したアクティブフィル夕回路に供する磁心 4 1 A， 4 1 Bと、 磁心 4 1 A, 4 1 Bを用いたリアクタ L 5は、 一対の E E型、 或いはつぼ型の磁 心 4 1 A, 4 1 Bの巻深部に磁束が鎖交する様に巻線 4 3を施し、 かつ対向する 一対の磁心 4 1 A, 4 1 Bの対向面のうち、 内脚間に空隙 4 5を設けている。 ス ィツチ素子 Q 1の導通に従って入力側のダイォード D 1から流れ込むコイル電流 i Lによって磁心 4 1 A, 4 1 Bに磁界が形成される。
しかしながら、 従来技術においては、 工業上下記の様な重大な欠点がある。 つ まり、第 4図（A)に示した従来技術によるアクティブフィルタ回路においては、 リアクタ L 5のサイズが、 後段に接続される D C—D Cコンバータの出カトラン スとほぼ同等のサイズとなり、 しかも、 その巻線 4 3による銅損が電源全体の効 率を低下せしめると云う重大な欠点があつた。
また、ある程度出力の大きい D C _ D Cコンバータを従来技術にて構成する際、 構成が簡素で経済的にも望ましいシングルエンドフライバック方式では、 励磁電 流が鋸歯状波となり、 電流波形の実効値が増大してトランスの大型化がを避けら れないため、 第 2図の様なシングルェンドフォワード型コンバー夕の構成を止む なく採る必要があった。
その結果、 回路構成を複雑化して経済性をも阻害してしまうという欠点を招い ている。
また更に高い出力を得る場合には、 第 3図 （A) の様なフルブリッジコンパ一 タ構成を採ることによって、 上記フォワード方式が第 2図 （B ) の様な半波励磁 に対して、 第 3図 （B ) の様に、 B—H特性の第 1象限のみならず第 3象限まで 対称に拡大活用することによってトランス T 6の利用率を高めて高出力対応を可 能としているが、 この場合には、 スィッチ素子 （主トランジスタ） も 4個必要と するのみならず、 スイッチング動作もスィッチ素子 Q 6 1とスィッチ素子 Q 6 2 或いはスィッチ素子 Q 6 3とスィッチ素子 Q 6 4が同時に 2つオンオフするため、 経済的な面のみならず、 損失の面でも工業的に大きな不利益もたらすという重大 な欠点があった。
それでは、 本発明の一つの発明について説明する。
本発明の軟磁気特性の磁性体からなる閉磁路の磁心であって、少なくとも一方の 磁路の端部に永久磁石が配置された磁心である。 この磁心であって、磁路の少なく とも 1箇所以上にエアギャップを有し、該エアギャップに比抵抗が 1 Ω · c m以上 でかつ固有保磁力が 5 k O e以上の永久磁石が挿入されている。 この永久磁石は、 前記磁石は、希土類磁石粉末と合成樹脂からなるバインダ一とで構成されたポンド 磁石であることが好ましい。
この磁心に用いられる永久磁石において、前記希土類磁石粉末の粒径が実質的に 1 5 0 j m以下であることが好ましい。
また、 本発明の線輪部品は、 この磁心に、 少なくとも一つ以上で、 かつ 1ターン 以上の巻線が施されてなるものである。
また、 本発明の電源回路は、 上記線輪部品を用いており、 この線輪部品は、 励磁 巻線に入力電圧が印加されて流れる励磁電流によって生じる前記磁性体に印加さ れる磁界の極性と、前記永久磁石によって前記磁性体に印加される磁界の極性とが、 互いに逆極性を有する。
即ち、本発明の電源回路では、 開磁路の磁心であって前記磁路を形成する軟磁気 特性の磁性体の少なくとも一方の磁路端に永久磁石を配置した磁心に対して、前記 磁路に鎖交するように少なくとも一つ以上の巻線を施 i 一マー等の線輪部品を構成し、かつ前記線輪部品に施された励磁巻線に、入力電圧 が印加されて流れる励磁電流によって生じる前記軟磁気特性の磁性体に印加され る磁界の極性と、前記永久磁石によって前記軟磁気特性の磁性体に印加される磁界 の極性とが、 互いに逆極性となるように構成したものである。
この構成によって、半波励磁のコイル、あるいはトランスフォーマーであっても、 前記軟磁気特性を有する磁性体は、励磁方向が B— H特性曲線の第 1象限方向であ つても、予め、 前記永久磁石によって第 3象限方向にバイアスされているため、 実 質的に残留磁束密度 B rも第 3象限にシフトするため、活用できる磁束密度幅 Δ Β も大幅に拡大でき、前記磁心に施す巻線を大幅に低減することが可能となり、線輪 部品の小型化と低損失化に寄与できるのみならず、前述した従来技術におけるスィ ツチング電源の高出力化の際に煩雑化する回路構成を大幅に簡素化できる。
次に本発明の実施例による磁心、 それを用いた線輪部品及び電源回路について、 以下図面を参照して詳細に説明する。
(第 1の実施例）
第 5図を参照すると、本発明の第 1構成例による磁心と線輪部品 L 1を第 6図に 示した断面構造のように構成して、アクティブフィルタを具備したスイッチング電 源 4 7を構成した。
即ち、第 6図において、本発明のアクティブフィルタ回路に供する磁心とそれを 用いた線輪部品は、 M n— Z nフェライト等の軟磁気特性を有する一対の E E型あ るいはつぼ型の磁心 5 1 A、 5 1 Bの巻芯部に磁束が鎖交するように卷線 5 3を施 し、かつ前記対向する一対の磁心 5 1 A、 5 1 Bの対向面のうち外脚の接合部に空 隙を設け、第 5図に示した主トランジス夕の導通にしたがって入力側から流れ込む 第 8図に示すコイル電流 I こよって前記磁心に形成する磁界の方向と逆極性とな るように前記磁心の接合部の空隙にフィルム状の永久磁石 5 5 A、 5 5 Bを配置し たものである。
本発明による磁心と線輪部品を用いれば、第 7図に示すように、磁心は予め卷線 に流れる電流によって形成される磁界方向とは逆方向の第 3象限側に前記フィル ム状の永久磁石によつて予めバイァスが△ H分だけかかる性能が形成されるため、 巻線に印加される電圧、電流によって生じる磁束密度の動作許容幅 ΔΒ値を拡大す ることができるとともに、第 9図に示す巻線を流れる励磁電流に対する直流重畳ィ ンダクタンス特性のように、破線で示した従来技術の線輪部品の特性に比較して同 じインダクション係数 の磁心どうしであれば、 矢印 （1) のように、 単純にィ ンダクタンスを同じくして、電流重畳値を飛躍的に伸ばすことができるし、逆に矢 印 （2) のように空隙を狭めて前記 直を高めた場合でも、 飛躍的にインダク夕 ンスを高めて従来技術による線輪部品の重畳電流許容値を確保することもできる。 即ち、上記の本発明の第 1の実施例に示した磁心及び線輪部品をァクティブフィ ル夕の L 1に適用することによって、アクティブフィル夕の昇圧に寄与する出力電 力 P (W) は、 動作周波数を f、 巻線を流れる電流のピーク値を第 8図に示すよう に Δ I pとすれば
P= (1/2) L (Δ I p) 2 · f · · · (1)
で定義されるため、 Δ I p、即ち上述した励磁巻線に許容する電流重畳値拡大に対 する二乗の効果によって、同一磁心のサイズと周波数で最大 4倍まで出力電力を高 めることが可能となる。
また、磁心の実効体積を Ve、比例定数を kとして、上記（1)式を変形すれば、
P= (k/2) (ΔΒ) 2 · Ve · f (2)
となるため、明らかに磁心の小型化を図り、かつ高い ΔΒ設計値を許容することか ら、 巻線の巻回数を下げた銅損低減効果によって、 小型、 高効率のアクティブフィ ルタを具備するスイッチング電源を提供することが可能になることは明白である。
(第 2の実施例）
第 10図 （A) を参照すると、 本発明の第 2の実施例による磁心、 それを用いた 線輪部品及び電源回路は、シングルエンドフライバック型の DC— DCコンパ一夕 に適用されている。
第 10図 （B) は、 その主な回路動作波形を示している。
出力トランス T 2は、前記第 1の実施例で示した第 6図の磁心と同様の構成であ り、 巻線部は出力巻線 1一 2と出力巻線 3— 4とからなっている。
したがって、 主トランジスタ Q1が導通すると第 10図 （B) のように励磁巻線 に鋸歯波状の電流が流れるとともに磁気エネルギーを充電し、 D 1が遮断すると同 時に出力巻線 3— 4とダイォード D 2を介して出力側に電力が伝達される動作を 制御回路 Con t. 2の指令にしたがって繰り返す。
したがって、この場合も前述した本発明による磁心とそれを用いた線輪部品 T 2 を用いているため、 第 10図（A) に示した DC— DCコンバータの場合でも出力 電力 Po (W) は、 式（1) より、 Po = (1/2) L (Δ I p) 2 · f及び式 (2) より、 Po= (k/2) (ΔΒ) 2 · Ve · fで示されるため、 第 3図 （A) 及び 第 3図（B) に示した従来技術による比較的大出力の DC— DCコンバータに対し ても、回路構成の複雑なシングルエンドフォワード方式を採ってチョークコイル L 5まで具備して経済性と小型化を阻害することなく、簡素な構成で、 小型、 高効率 に提供することができる。
更に大容量となった場合でも図 3に示したような従来技術のフルブリッジ構成 として、更なる回路の複雑さを招くことなく、 同様のトランス磁心の利用率で極め て簡素かつ低損失で小型の D C— D Cコンバ一夕を提供することができる。
(第 3の実施例）
第 11図を参照すると、本発明の第 3の実施例による磁心とそれを用いた線輪部 品及び電源回路を自励式の R C Cコンバー夕に適用している。出力トランス T 3に、 同様に励磁巻線 1一 2に流れる電流によって形成される磁界と逆方向に第 6図に 示すシート状の永久磁石によるバイアスがかかっているため、出力巻線 3— 4から の出力は第 10図（B) と同様に破線で示した従来技術による磁心及び線輪部品と 比較して大幅に負荷側に伝達され、 小型、 大容量、 低損失化が達成できる。
加えて、上述した本発明による磁心、それを用いた線輪部品及び電源回路におい ては、直流重畳特性とともに優れたコアロス特性を有する磁心を容易かつ経済的に 提供することが必須であって、かつそのためには前記シート状永久磁石の特性が重 要であるといえる。
即ち、まず安定動作のためには固有保磁力が 5 kOe (395 A/m)以下では、 Mn— Z nフェライト等の軟磁気特性の磁性体に印加され得る直流磁界によって 保磁力が消失するので、それ以上の保磁力の永久磁石材料、例えば SmCo系磁石 材料が有効であって、懸案のコアロス増大防止対策のためには、渦電流因子を排除 するため上記磁石材料の粉体と熱可塑性樹脂とを混練した後、シート状に成形して 得られるポンド磁石の形態とする必要があるが、 更にその際、 比抵抗は 1 Ω■ c m 以上、 かつ粉末の最大粒径は 1 5 0 m以下としている。
以上説明したように、本発明の第 1乃至第 3の実施例による磁心、それを用いた 線輪部品及び電源回路を用いれば、スィツチング電源等に使用される磁心やチョー クコイル、 卜ランス等の線輪部品の小型化、 低損失化が大きく図られ、更には電源 回路の簡素化、 高効率化、 省資源化に対して飛躍的に寄与することができるため、 工業的に益するところ極めて大なるものである。
次に本発明のもう一つの発明について具体的に説明する。
本発明の磁心は、 開磁路の磁心であって、 前記開磁路において磁路を形成する 軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の磁路端に永久磁石が配置されてい る構成である。
また、 本発明の線輪部品は、 開磁路の磁心を用いた線輪部品であって、 前記開 磁路において磁路を形成する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の磁路 端に永久磁石を配置した前記磁心に、 少なくとも一つ以上でかつ 1ターン以上の 卷線が施されている構成である。
さらに、 本発明の線輪部品を含む電源回路においては、 前記線輪部品は、 開磁 路において磁路を形成する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の磁路端 に永久磁石を配置した磁心に、 少なくとも一つ以上でかつ 1ターン以上の卷線を 施したものであり、 前記線輪部品に施された前記巻線に入力電圧が印加されて流 れる励磁電流によって生じる前記軟磁気特性の前記磁性体に印加される磁界の極 性と、 前記永久磁石によって前記軟磁気特性の前記磁性体に印加される磁界の極 性とが、 互いに逆極性となるよう構成したものである。
本発明では、 開磁路の磁心であって、 磁路を形成する軟磁気特性の磁性体の、 少なくとも一方の磁路端に永久磁石を配置した磁心に対して、 磁路に鎖交する様 に少なくとも 1つ以上の巻線を施した線輪部品を構成し、 かつ、 線輪部品に施さ れた卷線に、 入力電圧が印加されて流れる励磁電流によって生じる軟磁気特性の 磁性体に印加される磁界の特性が永久磁石によって磁性体に印加される磁界の磁 性とが互いに逆特性となる様にする。
これによつて、 半波励磁のコイル、 或いはトランスフォーマであっても、 軟磁 気特性を有する磁性体は励磁方向が B— H特性曲線の第 1象限方向であっても、 予め、 永久磁石によって第 3象限方向にバイアスされているため、 実質的に残留 磁束密度 B rも第 3象限にシフトするので、 活用できる磁束密度幅 Δ Βも大幅に 拡大できるため、 磁心に施す巻線を大幅に低減できる可能となり、 線輪部品の小 形化と低損失化に寄与できる。
しかも、 本発明による磁心、 磁心を用いた線輪部品においては、 上述したバイ ァス効果によって半波励磁回路に対しても B— Hループの第一象限のみならず第 3象限までも充分広く活用出来るため、 構成が最も簡素なシングルエンドフライ バック方式を採っても、 電流波形を前述した従来技術における鋸状波とすること なく台形波状に設計することが可能となるので、 巻線電流の実効値は、 前述した 構成の煩雑なフォワードコンバータゃフルブリッジコンバー夕と全く同等のレべ ルまで低減できるため、 スイッチング電源の高出力化を回路構成を煩雑化するこ と無しに大幅に簡素化できる。
加えて、 電源回路、 つまりスィッチ素子のターンオン電流の遅延用として新た に設けた極めて小形の磁心に少なくとも 1つ以上の巻線を施し、 前記入力電圧に 対し、 励磁巻線とスィツチ素子との間に直列に磁心の巻線の両端末をそれぞれ接 続するとともに、 スィッチ素子には、 少なくともターンオフ時の並列共振用コン デンサを含む回路が並列に接続された電源回路とすることで、 スィッチ素子の夕 —ンオン、 ターンオフ期間における時電流、 電圧のクロスに伴うスイッチング損 失を大幅に低減する電源回路を簡素な構成のままで実現する。
以下、 本発明の磁心とそれを用いた線輪部品及び電源回路について、 図面を参 照して詳細に説明する。
(第 4の実施例）
第 1 2図 （B) において、 M n— Z nフェライトなどの軟磁気特性を有する一 対の E E型、 或いはつぼ型の磁心 6 5 A, 6 5 Bの卷芯部に磁束が鎖交する様に 巻線 6 9を施し、 かつ対向する一対の磁心 6 5 A, 6 5 Bの対向面のうち、 外脚 の接合部に空隙を設けている。 第 12図 （A) に示したアクティブフィル夕回路において、 L 1は線輪部品、 Q 1はスイッチング素子 （主トランジスタ）、 Con t. 1は制御回路、 D l, D 2はダイオード、 C 1はコンデンサ、 RL, R 1は抵抗である。
アクティブフィルタ回路に供する磁心 65 A, 65Bとそれを用いた線輪部品 L 1は、 スィッチ素子 （主トランジスタ） Q 1の導通に従って入力側 1から流れ 込むコイル電流 i Lによって磁心 65 A, 65 Bに形成する磁界の方向と逆極性 となる様に磁心 65A, 65 Bの接合部の空隙にフィルム状の永久磁石 67 A, 67 Bが配置されている。 即ち、 開磁路において磁路を形成する軟磁気特性を有 する磁性体の少なくとも一方の磁路端に永久磁石 67A, 67 Bを配置した磁心 65 A, 65 Bに、 少なくとも一つ以上でかつ 1ターン以上の巻線 69が施され ている。
本発明による磁心 65 A， 65 Bと線輪部品 L 1を用いれば、 第 12図 （C) に示す様に、 磁心 65A, 65Bは， 予め巻線に流れる電流によて形成される磁 界方向とは逆方向の第 3象限側にフィルム状の永久磁石 67 A, 67 Bによって 予めバイアスが ΔΗ分だけかかる状態が形成されるため、巻線に印加される電圧、 電流によって生じる磁束密度の動作許容幅 Δ B値を図に示す如く拡大することが 出来るとともに、 第 12図 （E) に示す巻線を流れる励磁電流に対する直流重畳 インダクタンス特性の様に波線で示した従来技術の線輪部品の特性に比較して、 同じインダクション係数 A Lの磁心 65A, 65 B同士であれば、第 12図（E) に示した矢印 （1) の様に、 単純にインダクタンスを同じくして、 電流重畳値を 飛躍的に伸ばすことが出来る。 逆に、 第 12図 （E) に示した矢印 （2) の様に 空隙を狭めて AL値を高めた場合でも、 飛躍的にインダクタンスを高めて従来技 術による線輪部品の重畳電流許容値を確保することもできる。
つまり、 本発明の第 4の実施例に示した磁心並びに線輪部品 63をアクティブ フィルタの線輪部品 L 1に適用することによって、 アクティブフィル夕の昇圧に 寄与する出力電力 P o (W) は、 動作周波数を f、 巻線電流のピーク値を第 12 図 （D) に示す i p、 i rとすれば、
P o= ( 1 /2) XLX ((i p) 2— ( i r) 2) X f… （3) によって定義 されるため、 上述した励磁巻線に許容する電流重畳値拡大に対する二乗の効果に よって、 同一磁心 65A， 65 Bのサイズと周波数で最大 4倍まで出力電力を高 めることが可能となる。
また、 磁心 65A, 65Bの実効体積を Ve、 比例定数を k、 励振磁束幅を Δ Bm axとして上記 （3) 式を変形すれば、 Po= (k/2) X (ABma x) 2XVeX f となるため、 明らかに磁心の小形化をはかり、 かつ高い ΔΒ設計値 を許容することから、 巻線の巻回数を下げた銅損低減効果によって、 小形、 高効 率のアクティブフィルタを具備するスイッチング電源を提供することが可能とな ることは明白である。
(第 5の実施例）
第 13図 （A) を参照すると、 本発明の第 5実施例による磁心とそれを用いた 線輪部品（トランス）、及び電源回路をシングルェンドフライバック型の DC— D Cコンバータ 71に適用している。 第 13図 （A) において、 T 2はトランス、 Q 1はスィツチング素子（主トランジス夕）、 Con t. 2は制御回路、 D 2はダ ィオード、 C l， C 2はコンデンサ、 RLは抵抗である。
トランス T2は、 第 4の実施例で示した第 12図 （B) の磁心と同様の構成で あり卷線部は出力巻線 1, 2と出力巻線 3， 4とからなっている。 従って、 励磁 巻線のィンダクタンスは充分高い値が確保出来るため、 スィツチ素子 Q 1が導通 すると、 第 13図 （B) に示したように、 励磁巻線に台形波状の電流が流れると ともに磁気エネルギーを充電し、 スィッチ素子 Q 1が遮断すると同時に出力巻線 3, 4とダイオード D2とを介して、 やはり台形波状の出力電流が流れて電力を 伝達する動作を制御回路 C on t. 2の指令に従って繰り返す。
従って、 この第 13図 (A) に示したシングルエンドフライバック型の DC— DCコンバータ 71の場合でも出力電力 P o (W) は、 第 4の実施例の場合と同 様に、
P o= (1/2) XLX (( i p) 2- ( i r) 2) X f、 Po= (k/2) X (ABma x) 2XVeX fで示され、 大出力の D C—D Cコンパ一夕に対して も、 あえて回路構成の複雑な従来技術のシングルエンドフォワード方式や、 フル ブリッジ構成を採らなくとも、 トランス T 2の利用率を高め、 かつ巻線の実効電 流値も充分低減出来るシングルェンドフライバック型コンパ一夕を、 経済性と小 形化を阻害することなく簡素な構成で小形高効率に提供することができる。
(第 6の実施例）
第 14図 （A) を参照すると、 本発明の第 6の実施例による磁心とそれを用い た線輪部品（リアクタ）、及び電源回路を、第 4の実施例に記述したアクティブフ ィルタ回路 73に対して適用している。 この例においては、 スィッチ素子の損失 を大幅に低減しており、 その主な波形は、 第 14図 （B) に示されている。 第 14図 （A) において、 L 1はリアクタ、 Q1はスイッチング素子 （主トラ ンジス夕）、 Con t. 3は制御回路、 Dl, D 2, D 3はダイオード、 C r, C 1はコンデンサ、 RL, R 31, R32は抵抗、 L dは可飽和コイルである。 電源として高出力化するためにスィッチ素子に流れる電流を鋸歯状から台形波 状とすれば、 リアクタの巻線電流の実効値は低減して損失も低減するものの、 ス イッチ素子自体のクロスカレント損失はターンオンを軸に増大するため、 まず， スィツチ素子 Q 1のタ一ンオン期間に対しては、 遅延用として新たに設けた極め て小形の磁心にわずかの巻線 X— yを施し、 トランスの励磁卷線とスィツチ素子 Q1との間に直列に可飽和コイル Ldとして接続する。 そして、 スィッチ素子 Q 1のターンオフ期間用としては、 スィッチ素子 Q1と並列共振するようにコンデ ンサ C rを設けている。
つまり、 スィッチ素子 Q1のタ一ンオン期間は、 上記可飽和コイル Ldが未だ 非飽和状態でスィッチ素子 Q1には、 その励磁電流分が流れ、 飽和に達した時点 でリアクタ L 1への励磁電流を導通させるため、 問題クロスカレント損失は極め て小さくできる。
また、 スィッチ素子 Q 1の夕一ンオフ期間についても、 リアクタ L 1と可飽和 コイル Ldとの和のインダク夕ンスと、 コンデンサ C rとがダイオード D 3を介 して並列共振を開始するため、 スィッチ素子 Q1の電圧は、 固有振動周波数 1 / ((L l+Ld) XC r) 1/2 に拘束されて上昇するため、 同様にクロスカレ ン卜損失は極めて小さくできる。
ダイオード D3については、 上記並列共振動作に介在させるとともに、 スイツ チ素子 Q 1がターンオンする際にコンデンサ C rにチャージアップされた電荷を 瞬時に放電してクロスカレント損失を増さぬ様に抵抗 R 31と並列に構成してい る。
尚、 このような商用電源 VA C I N入力に供するアクティブフィルタの場合に は、 ダイオード D 2にファストリカバリダイオードを用いざるを得ないが、 従来 技術の構成の場合には、 スィツチ素子 Q 1をターンオンすると同時にダイォード D 2のリカバリ期間と重なるため、 大きな貫通電流が出力からスィッチ素子 Q 1 にが逆流して効率を低下させるとともに、大きな EM I障害をもたらしているが、 上述した本発明の構成によれば可飽和リアクタ L dが上記貫通電流をも阻止出来 るため、 更なる高効率と低ノイズのアクティブフィル夕の提供が可能となる点も 工業的に益するところ極めて大といえる。
(第 7の実施例）
第 1 5図 （A) を参照すると、 本発明の第 7の実施例による磁心とそれを用い た線輪部品（トランス）、 及び電源回路を、第 4の実施例に記述したシングルェン ドフライバックコンバータ回路 7 5に対して適用している。 この回路において、 スィッチ素子の損失は大幅に低減されており、 その主な波形は第 1 5図 （B) に 示されている。
第 1 5図 （A) において、 T 4はトランス、 Q 1はスイッチング素子 （主トラ ンジス夕）、 C o n t . 4は制御回路、 D 2 , D 3はダイオード、 C r , C 1 , C 2はコンデンサ、 R L， R 3 1 , R 3 2は抵抗、 L dは可飽和コイルである。 上述した第 6の実施例の場合と同様に、 高出力化するため卜ランスの巻線電流 を台形波状としても、 遅延用の可飽和コイル L dと、 並列共振用のコンデンサ C rを設けているためスィッチ素子 Q 1自体のクロスカレント損失を同様に大幅低 減出来る。
従って、 本発明による磁心とそれを用いたトランス T 4によってシングルェン ドフライバックコンバ一夕を形成すれば、 前述した通り広い磁束密度の動作幅に おいて、 励磁巻線のインダクタンスも充分高い値が確保出来るため、 大出力の D C一 D Cコンバ一タを構成する際でも、 あえて回路構成の複雑な従来技術のシン グルェンドフォヮ一ド方式や、 フルブリッジ構成を採らなくとも、 トランスの利 用率を高め、 かつ巻線の実効電流値も充分低減出来るシングルエンドフライパッ ク型コンバータを、 経済性と小形化を阻害することなく簡素な構成で小形、 高効 率に提供することができることは明白である。
尚、 上述した本発明による磁心とそれを用いた線輪部品、 及び電源回路におい ては、 直流重畳特性とともに優れたコアロス特性を有する磁心 6 5 A， 6 5 Bを 容易かつ経済的に提供することが必須であって、 かつそのためにはシ一ト状の永 久磁石 6 7 A, 6 7 Bの特性が重要であるといえる。
したがって、 磁心 6 5 A, 6 5 Bには、 磁路の少なくとも 1箇所以上にエアギ ヤップを有し、 エアギャップに比抵抗が 1 Ω · c m以上でかつ固有保磁力が 3 9 5 k AZm以上の永久磁石 6 7 A， 6 7 Bを配置する。
つまり、 まず安定動作のためには固有保磁力が 3 9 5 k A/m以下では M n— Z nフェライト等の軟磁性磁性体に印加され得る直流磁界によって保磁力が消失 するのでそれ以上の保磁力の永久磁石材料、 たとえば S mC o系磁石材料が有効 であって、 懸案のコアロス増大防止対策のためには、 渦電流因子を排除するため 上記磁石材料の粉体と熱可塑性樹脂とを混練した後にシ一ト状に成形して得られ るポンド磁石の形態とする必要があるが、更にその際、比抵抗は 1 Ω · c m以上、 かつ粉末の最大粒径は 1 5 0 m以下としている。
よって、 永久磁石 6 7 A， 6 7 Bは、 希土類磁石粉末と合成樹脂からなるバイ ンダ一とで構成されているボンド磁石とし、 ボンド磁石に使用する希土類磁石粉 末の粒径が実質的に 1 5 0 m以下とする。
以上、 詳細に説明したように、 本発明の第 4乃至第 7の実施例に係る磁心、 磁 心を用いた線輪部品、 及び電源回路によれば、 開磁路の磁心であって、 磁路を形 成する軟磁気特性の磁性体の、 少なくとも一方の磁路端に永久磁石を配置した磁 心に対して、 磁路に鎖交する様に少なくとも 1つ以上の巻線を施したコイルゃト ランスフォーマなどの線輪部品を構成し、かつ、線輪部品に施された励磁巻線に、 入力電圧が印加されて流れる励磁電流によって生じる軟磁気特性の磁性体に印加 される磁界の特性が永久磁石によって軟磁気特性の磁性体に印加される磁界の磁 性とが互いに逆特性となる様にしたことを特徴とした電源回路である。
これによつて、 半波励磁のコイル、 或いはトランスフォーマであっても、 軟磁 気特性を有する磁性体は励磁方向が B— H特性曲線の第 1象限方向であっても、 予め、 永久磁石によって第 3象限方向にバイアスされているため、 実質的に残留 磁束密度 B rも第 3象限にシフトする為、 活用できる磁束密度幅 Δ Βも大幅に拡 大できるため、 磁心に施す巻線を大幅に低減できる可能となり、 線輪部品の小形 化と低損失化に寄与できる。
しかも、 本発明による磁心、 磁心を用いた線輪部品においては、 上述したバイ ァス効果によって半波励磁回路に対しても B— Hループの第一象限のみならず第 3象限までも充分広く活用出来るため、 構成が最も簡素なシングルェンドフライ バック方式を採っても、 電流波形を前述した従来技術における鋸状波とすること なく台形波状に設計することが可能となるため、 巻線電流の実効値は、 前述した 構成の煩雑なフォヮ一ドコンパ一夕ゃフルブリッジコンバ一タと全く同等のレべ ルまで低減できるため、 スイッチング電源の高出力化を回路構成を煩雑化するこ と無しにを大幅に簡素化できる。
加えて、 電源回路を、 スィッチ素子のターンオン電流の遅延用として新たに設 けた極めて小形の磁心に少なくとも 1つ以上の巻線を施し、前記入力電圧に対し、 励磁巻線とスィッチ素子との間に直列に磁心の巻線の両端末をそれぞれ接続する とともに、 スィッチ素子には、 少なくともターンオフ時の並列共振用コンデンサ を含む回路が並列に接続された電源回路とすることで、 スィツチ素子のターンォ ン、 ターンオフ期間における時電流、 電圧のクロスに伴うスイッチング損失を大 幅に低減する電源回路を簡素な構成のままで実現することが出来る。
したがって、 本発明の第 4乃至第 7の実施例によれば、 スイッチング電源など に使用される磁心やチョークコイル、 トランス等の線輪部品の小形化、 低損失化 が図ることができ、 更に、 電源回路の簡素化、 高効率化、 省資源化に対して飛躍 的に寄与する事が出来るため、 工業的に益するところ極めて犬なるものである。 それでは、 本発明のさらにもう一つの発明について更に具体的に説明する。 本発明の磁心は、 閉磁路の磁心であって、 前記閉磁路において磁路を形成する 軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも 1ケ所以上の空隙に永久磁石を配置して なる磁心である。
また、 本発明の線輪部品は、 閉磁路の磁心を用いた線輪部品であって、 前記閉 磁路において磁路を形成する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも 1ケ所以上 の空隙に永久磁石を配置し、 少なくとも 1つ以上でかつ 1ターン以上の巻線が施 されている線輪部品である。
さらに、 本発明の電源回路は、 前記線輪部品を用いた電源回路であって、 前記 線輪部品は、 励磁巻線に入力電圧が印加されて流れる励磁電流によって生じる磁 界の極性と、 前記永久磁石によって生じる磁界の極性とが、 互いに逆極性を有す る電源回路である。
ここで、 本発明のインダクタンス部品は、 永久磁石がポリアミドイミド樹脂、 ポリイミド樹脂、 エポキシ樹脂、 ポリフエ二レンサルファイド樹脂、 シリコン樹 脂、 ポリエステル樹脂、 芳香族系ポリアミド樹脂、 液晶ポリマーから選択された 少なくとも一種類の樹脂に、 固有保磁力が 790 kA/m (10 kOe) 以上、 T Cが 500 以上、 粉末粒径が 2. 5〜 25 mでかつ最大粒径が 50 mの 希土類磁石粉末が分散されてなり、 前記磁石粉末を Zn, A l， B i, Ga, I n, Mg， Pb, S b, 及び S nの内の少なくとも 1種の金属あるいはその合金 で被覆し、 比抵抗を 0. 1 Ω cm以上に高め、 樹脂含有量が体積比で 30%以上 であり、 この永久磁石を装着したインダクタンス部品である。
ここで、 前記希土類磁石粉末の組成は Sm (Cobal. F e o. 15_0. 25Cu0.
05-0. 06 Z Γ 0. 02-0. 03) 7. 0-8. 5でめ しと力好ましレ °
また、 前記希土類磁石粉末は軟化点が 220°C以上 550°C以下の無機ガラス で被覆されていても良いし、 前記した Zn等の金属被覆層が少なくとも 300°C 以上の融点を有する非金属の無機化合物で被覆されていても良い。
加えて、 その被覆層の量、 すなわち、 金属または合金、 あるいは無機ガラス、 あるいは金属と非金属の添加量は体積比で 0. 1〜10%含有されていることが 好ましい。
また、 前記磁石粉末はその作製時に希土類磁石粉末が磁場中で厚み方向に配向 されることにより異方性化されていてもよい。
また、 永久磁石は、 その着磁磁場が 2. 5 T以上であること、 中心線平均粗さ Raが 10 m以下であることが好ましい。
以下、 本発明についてさらに詳しく説明する。 本発明では、 閉磁路の磁心であ つて、 磁路を形成する軟磁気特性の磁性体の、 少なくとも 1ケ所以上の空隙に永 久磁石を配置した磁心に対して、 磁路に鎖交するように少なくとも 1つ以上の巻 線を施した線輪部品を構成し、 かつ、 線輪部品に施された巻線に、 入力電圧が印 加されて流れる励磁電流によって生じる磁界の極性と、 永久磁石によって生じる 磁界の極性とが、 互いに逆特性となるようにする。
これによつて、 半波励磁のコイル、 或いはトランスであっても、 軟磁気特性を 有する磁性体は励磁方向が B— H特性曲線の第 1象限方向であっても、 予め、 永 久磁石によって第 3象限方向にバイアスされているため、 実質的に残留磁束密度 B rも第 3象限にシフ卜するので、 活用できる磁束密度幅 ΔΒも大幅に拡大でき るため、 磁心に施す巻線を大幅に低減できることが可能となり、 線輪部品の小型 化と低損失化に寄与できる。
しかも、 本発明による磁心、 ならびに、 磁心を用いた線輪部品においては、 上 述したバイアス効果によって半波励磁回路に対しても B— Hループの第 1象限の みならず第 3象限までも幅広く活用できるため、 構成が最も筒素なシングルェン ドフライバック方式を採っても、 電流波形を前述した従来技術における鋸歯状と することなく台形状に設計することが可能となるので、 巻線電流の実効値は、 前 述した構成の煩雑なフォワードコンバータゃフルブリッジコンバータと全く同等 レベルまで低減できるため、 スイッチング電源の高出力化を、 回路構成を煩雑化 することなしに大幅に簡素化できる。
加えて、 本発明の電源回路、 つまりスィッチ素子のターンオン電流の遅延用と して新たに設けた極めて小型の磁心に少なくとも 1つ以上の巻線を施し、 前記入 力電圧に対し、 励磁巻線とスィツチ素子との間に直列に磁心の巻線の両端末をそ れぞれ接続するとともに、 スィッチ素子には、 少なくともターンオフ時の並列共 振用コンデンサを含む回路が並列に接続されたことを特徴とする電源回路とする ことで、 スィッチ素子のターンオン、 タ一ンオフ期間における電流、 電圧のクロ スに伴うスイッチング損失を大幅に低減する電源回路を筒素な構成のままで実現 する。
また、 本発明においては、 永久磁石には高 T c (キュリー温度） '高 i H e (保 磁力） である S mC o系磁石粉末を用いることにより、 リフロー半田工程におけ る加熱状態に置かれても、 熱減磁を起こさないとともに、 過大電流による直流磁 界が印加されても、 保磁力が消失し減磁することなく初期特性を維持することが できる。
加えて、 永久磁石に用いる磁石粉末の表面を Znなど金属でコーティングを施 すことにより、 経時的な酸化が進行することによる永久減磁を引き起こすことが ない。
さらに、 磁石粉末を樹脂と体積比 30%以上で混練することにより、 高比抵抗 化が可能となり、 永久磁石の渦電流損失を大幅に低減することができる。
以下、 本発明の実施例について図面に基づき詳細に説明する。
(第 8の実施例）
第 16図 （B) において、 Mn— Znフェライトなどの軟磁気特性を有する 1 対の EE型の磁心 83 A， 83 Bの卷芯部に磁束が鎖交するように巻線 85を施 し、 かつ対向する 1対の磁心 83 A, 83 Bの対向面のうち、 内脚の接合部に空 隙を設けている。
第 16図（A)に示したアクティブフィルタ回路において、 L 1 1は線輪部品、 Ql 1はスイッチング素子（主にトランジスタ）、 Con t. 1は制御回路、 D 1 1, D 12はダイオード、 C 11はコンデンサ、 RL, R 11は抵抗である。 アクティブフィルタ回路に供する磁心 83A, 83 Bとそれを用いた線輪部品 81 (L 11) は、 スィッチ素子 （主にトランジスタ） Q 11の導通に従って入 力側 1から流れ込むコイル電流 i Lによって磁心 83 A， 83 Bに形成する磁界 の方向と逆極性となるように磁心 83 A, 83 Bの接合部の空隙に永久磁石 91 を配置した磁心 83A, 83Bに、 少なくとも 1つ以上で 1ターン以上の卷線 8 5が施されている。
本発明による磁心 83A， 83 Bと線輪部品 20 (L 1 1) を用いれば、 第 1
6図 （C) に示すように、 磁心 83A， 83 Bは予め巻線に流れる電流によって 形成される磁界方向とは逆方向の第 3象限側に永久磁石 91によって予めバイァ スが ΔΗ分だけかかる状態が形成されるため、 巻線に印加される電圧、 電流によ つて生じる磁束密度の動作許容幅 ΔΒ値を図に示す如く拡大することが出来ると ともに、 第 16図 （E) に示す巻線を流れる励磁電流に対する直流重畳インダク タンス特性のように破線で示した従来技術の線輪部品の特性に比較しで同じ AL 値の磁心 83A， 83B同士であれば、 第 16図 （E) に示した矢印 （1) のよ うに、 単純にインダクタンスを同じくして、 電流重畳値を飛躍的に伸ばすことが 出来る。 逆に、 第 16図 （E) に示した矢印 （2) のように空隙を狭めて AL値 を高めた場合でも、 飛曜的にインダクタンスを高めて従来技術による線輪部品の 重畳電流許容値を確保することも出来る。
つまり、 本発明の第 8の実施例に示した磁心並びに線輪部品 20をアクティブ フィルタの線輪部品 L I 1に適用することによって、 アクティブフィル夕の昇圧 に寄与する出力電力 PQ [W] は、 動作周波数を f、 巻線電流のピーク値を図 1 7Dに示す i p， i rとすれば、 下記数式 （4) によって定義されるため、 上述 した励磁巻線に許容する電流重畳値拡大に対する二乗の効果によって、 同一磁心 83 A, 83 Bのサイズと周波数を最大 4倍まで出力電力を高めることができる。
P0= ( 1 /2) X L X (U p) 2— ( i r) 2) X f ... (4) また、 磁心 83A， 83Bの実効体積を Ve、 比例定数を k、 磁束密度幅を△ Bmaxとして上記式 1を変形すれば、 P。= (kZ2) X (ABmax) 2 XVe X f となるため、 明らかに磁心の小型化をはかり、 かつ高い ΔΒの設計値を許容す ることから、 巻線の巻回数を下げた銅損低減効果によって、 小型、 高効率のァク ティブフィル夕を具備するスィツチング電源を提供することが可能となることは 明白である。
(第 9の実施例）
第 17図 （A) において、 T21はトランス、 Q21はスイッチング素子 （主 にトランジスタ）、 Con t. 2は制御回路、 D 21はダイオード、 C21， C 2 2はコンデンサ、 RLは抵抗である。
トランス T2 1は、 第 8の実施例で示した第 17図 （B) の磁心と同様の構成 であり、 巻線部は入力巻線 1， 2と出力巻線 3， 4とからなっている。 従って、 励磁巻線のインダクタンスは十分に高い値が確保出来るため、 スィッチ素子 Q1 が導通すると、 第 2図 （b) に示したように励磁卷線に台形状の電流が流れると ともに磁気エネルギーを充電し、 スィッチ素子 Q 1が遮断すると同時に出力巻線
3, 4とダイオード D 21とを介して、 やはり台形状の出力電流が流れて電力を 伝達する動作を制御回路 C on t. 2の指令に従って繰り返す。
従って、 この第 17図 （A) に示したシングルエンドフライバック DC— DC コンバータの場合でも出力電力 P。 [W] は、 第 1の実施例と同様に、 P。= (1 /2) XLX (( i r) 2 - ( i r) 2) X f、 P。= (k/2) X (ABmax) 2 XVe X fで示され、 大出力の DC— DCコンバータに対しても、 あえて回路構 成の複雑な従来技術のシングルエンドフォワード方式やフルブリッジ構成を採ら なくとも、 トランス T21の利用率を高め、 かつ巻線の実効電流値も十分低減出 来るシングルェンドフライバック型コンバータを、 経済性と小型化を阻害するこ となく簡素な構成で小型高効率に提供できる。
(第 10の実施例）
第 18図において、 T31はトランス、 Q31はスイッチング素子 （主にトラ ンジス夕）、 D 3 1, D 32, D 33はダイオード、 C 31， C 32, C 33はコ ンデンサ、 R3 1， R 32, RLは抵抗である。
トランス T3 1は、 第 7の実施例で示した第 17図 （B) の磁心と同様の構成 であり、 巻線部は入力巻線 1， 2と出力巻線 3， 4、 補助巻線 5， 6とからなつ ている。
出力トランス T 31が励磁巻線 1一 2に流れる電流によって形成される磁界と 逆方向にバイアス磁界が印加するように永久磁石を配置しているため、 出力巻線 3, 4からの出力は従来技術による磁心及び線輪部品と比較して大幅に負荷側に 伝達され、 小型、 大容量、 低損失に構成できる。
(第 1 1の実施例）
第 19図 （A) において、 L41はリアクタ、 Q41はスイッチング素子 （主 にトランジスタ）、 Con t. 3は制御回路、 D41， D42, D43はダイォー ド、 C r， C 1はコンデンサ、 RL, R41, R42は抵抗、 L 6は可飽和コィ ルである。
電源として高出力化するためにスィッチ素子に流れる電流を鋸歯状から台形状 とすれば、 リアクタの巻線電流の実効値は低減して損失も低減するものの、 スィ ツチ素子自体のクロスカレント損失はターンオンを軸に増大するため、 まず、 ス イッチ素子 Q 41のターンオン期間に対しては、 遅延用として新たに設けた極め て小型の磁心にわずかの巻線 X— yを施し、 トランスの励磁巻線とスィツチ素子 Q41との間に直列に可飽和コイル Ldとして接続する。 そして、 スィッチ素子 Q41のターンオフ期間用としては、 スィッチ素子 Q41と並列に共振するよう にコンデンサ C rを設けている。
つまり、 スィッチ素子 Q 41の夕一ンオン期間は、 上記可飽和コイル Ldが未 だ非飽和状態でスィッチ素子 Q 41には、 その励磁電流分が流れ、 飽和に達した 時点でリァクタ L 41への励磁電流を導通させるため、 問題のクロスカレント損 失は極めて小さくできる。
また、 スィッチ素子 Q 41のターンオフ期間についても、 リアクタ L 41と可 飽和コイル Ldとの和のインダクタンスと、 コンデンサ C rとがダイオード D 4 3を介して並列共振を開始するため、 スィツチ素子 Q 41の電圧は固有振動周波 数 1Z ((L41十 Ld) XC r) 1 / 2に拘束されて上昇するため、 同様にクロ スカレント損失は極めて小さく出来る。
ダイオード D 43については、 上記並列共振動作に介在させるとともに、 スィ ツチ素子 Q 41がターンオンする際にコンデンサ C rにチャージアップされた電 荷を瞬時に放電してクロスカレント損失を増やさぬように抵抗 R 43と並列に構 成している。
尚、 このような商用電源 VACIN入力に供するアクティブフィル夕の場合には、 ダイオード D 42にファストリカバリダイォ一ドを用いざるを得ないが、 従来技 術の構成の場合には、 スィッチ素子 Q 41をターンオンすると同時にダイオード D42のリカバリ期間と重なるため、 大きな貫通電流が出力からスィッチ素子 Q 41に逆流して効率を低下させるとともに、 大きな EMI障害をもたらしている が、 上述した本発明の構成によれば可飽和リアクタ L dが上記貫通電流をも阻止 出来るため、 更なる高効率と低ノイズのアクティブフィル夕の提供が可能となる 点も工業的に益するところ極めて大といえる。
(第 12の実施例）
第 20図 （A) において、 T51はトランス、 Q 51はスイッチング素子 （主 にトランジスタ）、 Con t. 5は制御回路、 D 51， D 52はダイォ一ド、 C r , C 51 , C 52はコンデンサ、 RL， R 51, R 52は抵抗、 L dは可飽和コィ ルである。
上述した第 11の実施例の場合と同様に、 第 12の実施例において、 高出力化 するためトランスの巻線電流を台形状としても、 遅延用の可飽和コイル L dと、 並列共振用のコンデンサ C rを設けているためスィッチ素子 Q 5 1自体のクロス カレント損失を同様に大幅低減出来る。
続いて、 上述した本発明による磁心、 磁心を用いた線輪部品、 及び電源回路に 用いるバイアス用永久磁石に関する実施例を以下に記す。
(第 1 3の実施例）
従来技術の問題に記述した熱減磁に対しては,以下の方策を施している。即ち、 リフ口一半田工程における熱に耐えるために、 磁石粉末には高 T cである S mC o系磁石粉末を用いることで、 熱減磁を生じさせない方策を施している。
第 8の実施例に用いた構成に、 第 8の実施例で用いた T cが 7 7 0 の永久磁 石を装着したものと、 従来技術で用いられていた T cが 4 5 0 °Cと低い B aフエ ライト磁石を装着したものを、 リフロー炉の条件である 2 7 0 °Cの恒温槽で 1時 間保持し常温まで冷却後の直流重畳ィンダク夕ンス特性を測定した結果を下記表 1に示す。
表 1
Figure imgf000029_0001
本発明における高 Tc材を使用したインダクタンス部品はリフロー前後で、 直 流重畳インダク夕ンス特性の変化がないのに対して、 Tcが 450°Cと低い B a フェライト磁石の場合、 熱によって不可逆減磁が生じ、 直流重畳インダク夕ンス 特性の劣化が生じた。
従って、 リフ口一半田工程による加熱などに絶えるためには、 丁(が500 以上の磁石粉末を用いる必要がある。
加えて SmC o系磁石粉末の中でも、 組成が Sm (C oba I. F e。. 15_0. 25 Cu0.。5ー0. 06Z r o.02_0.。3) 7. o_8. 5である俗に第 3世代 Sm2Co17磁石 と呼ばれる組成の磁石粉末を用いることにより、 熱による減磁はさらに抑えられ る。
第 8の実施例で用いた構成に、 第 8の実施例で用いた組成が、 Sm (Co0. 7 42F e 0. 2。Cu0.。55Z r 0.。29) 7.7である永久磁石を装着したものと、 組成 が Sm (C o0. 78F e 0. uCiio. 10Ζ r 0. 01) 7.7である永久磁石を装着した ものとをリフロー炉の条件である 270 °Cの恒温槽で 1時間保持し、 常温までの 冷却後の直流重畳ィンダク夕ンス特性を測定した結果を下記表 2に示す。
表 2
リフロー前 L リフロー後 L
(a t 3 A) (a t 3 A) 本発明例 8
Sm (C o 0. 742 F e 0. 20 1 1. 5 ( H) 1 1. 4 (iiH) し Uo. 055 Γ 0. 029) 7. 7
本発明例 8の磁石
Sm (C o 0. 78F e 0. 1 1 1 1. 2 H) 7. 0 (^H) し . l() r 0. 01) 7. 7 本発明における組成が第 3世代である Sm (Cobal. Fe0. 15一。.25Cii。.
05-0. 06 Z r 0. 02-0. 03 0-8. 5を用いたインダクタンス部品はリフロー前後 で、 直流重畳インダク夕ンス特性の変化がないのに対して、 俗に第 2世代 Sm2 Co17と呼ばれるものの磁石粉末を用いたものは、 直流重畳ィンダクタンス特性 の劣化が起こった。
従って、 リフロー半田工程による加熱などに耐えるためには、 請求項 6に示す ような組成が第 3世代である Sm (Co b a 1. F e 5-0. 25 C U 0_ 05 -0. 06
0. 02-0 03ノ 7. 0-8. 5を用いる必要がある。
(第 i 4の実施例）
従来技術の問題に記載した過大電流による減磁に対しては以下の方策を施して いる。 即ち、 過大電流に伴う直流磁界によって、 7久磁石の保磁力が消失しない ように、 高 i Heである SmCo系磁石粉末を用いる方策を施している。
第 8の実施例で用いた構成に、第 8の実施例で用いた保磁力が 2 OKOe (1. 58 M A/m) の永久磁石を装着したものと、 従来技術で用いられていた保持力 が 2KOe (158 kA/m) の磁石を装着したものに 300 A · 50 Sの過 大電流を印加後、直流重畳ィンダクタンス特性を測定した結果を下記表 3に示す。
表 3
Figure imgf000030_0001
本発明における高 i He材を用いたインダクタンス部品は、 過大電流印加前後 で、直流重畳ィンダクタンス特性の変化がないのに対して、保磁力が 2 kOe (1 58 kA/m) しかない B aフェライト磁石の場合、 磁石に印加される逆向きの 磁界による減磁が起こり、 直流重畳ィンダク夕ンス特性が低下した。 従って、 過大電流による直流磁界に耐えるためには、 固有保磁力が l OKOe (790 kA/m) 以上の磁石粉末を用いる必要がある。
(第 15の実施例）
従来技術の問題に記述した経時的な酸化が進むことによる永久減磁に対しては 以下の実施を施している。 即ち、 磁石粉末が酸化を起こさないように金属や合金 によるコーティングをする方策を施している。
第 8の実施例で用いた構成に、 第 8の実施例で用いた Z nの被覆をした永久磁 石を装着したものと、 Znの被覆をしていない永久磁石を装着したものを、 塩水' に浸した後、 2 0 0時間自然放置し、 直流重畳インダクタンス特性を測定した結 果を下記表 4に示す。
表 4
Figure imgf000031_0001
本発明におけるコーティングを施したインダク夕ンス部品は PC T前後で、 直 流重畳ィンダクタンス特性の変化がないのに対して、 Z nコートなしの磁石粉末 は、 経時的な酸化が進むことで減磁を生じ、 直流重畳インダクタンス特性の劣化 が生じた。
従って、 酸化の進行による永久減磁を抑えるためには、 Zn， A 1 , B i， G a， I n, Mg, Pb, S b及び S n等の磁石粉末をコーティングする必要があ る。
加えて、粉末平均粒径を 2.5〜25 mで最大粒径が 50 mとすることで、 作製工程中の酸化も抑えることが可能になる。
第 8の実施例で用いた構成に、 第 8の実施例で用いた平均粒径が 5 mで最大 粒径が 45 m磁石粉末を用いた永久磁石を装着したものと、 平均粒径を 2 xm にした永久磁石を装着したもので、 直流重畳インダクタンス特性を測定した結果 を下記表 5に示す。 表 5
Figure imgf000032_0001
本発明における粒径を用いたインダクタンス部品は、 磁気バイアスによる直流 重畳インダクタンス特性の向上が 50 %であるのに対して、 平均粒径を 2 mに したものは 15%しか仲びていない。
従って、 作製工程中の酸化を抑えるには、 粉末平均粒径を 2. 5〜25 mで 最大粒径が 50 mとする必要がある。
(第 16の実施例）
従来技術の問題に記載した比抵抗が低いことによるコアロスの増加に対しては 以下の実施を施している。即ち、高比抵抗にするために、樹脂量を体積比で 30 % 以上にする方策を施している。
第 8の実施例で用いた構成に、 第 8の実施例で用いた樹脂量が 4 OVo 1 %と し、 比抵抗を 0. 5 Ω cmにした永久磁石を装着したものと、 樹脂量を 2 OVo 1 %とし比抵抗を 0. 05 Ω cmにした永久磁石を装着したもの、 および樹脂量 を 3 OVo 1 %とし比抵抗を 0. 1 Ω cmにした永久磁石を装着したもので、 コ ァロスの測定を行った結果を下記表 6に示す。
表 6
コアロス （kWZm3) 比抵抗
(a t 300 kHz, (Ω · cm)
10 OmT) 本発明例 8
0. 5 515
(樹脂量 40 V o 1 %)
本発明例 8に用いた磁石粉末
0. 05 1230
(樹脂量 20 V o 1 %)
本発明例 8に用いた磁石粉末
0. 1 530
(樹脂量 30 V o 1 %) 本発明における樹脂量を 30 Vo 1 %以上としたインダクタンス部品のコア口 スに対して、 樹脂量を体積比で 20%として比抵抗が 0. 05 Ω cmと低いもの は、 渦電流が流れることにより損失が生じ、 コアロスが悪化している。 また、 樹 脂量を体積比で 30%とし比抵抗を 0. l Qcmとしたものは、 第 1の実施例に 用いた、 樹脂量を体積比で 40%とし比抵抗を 0. 5 Ω cmとしたものと同じ程 度のコアロスを示している。
従って、 比抵抗の低下に伴うコアロスの増加を抑えるためには、 樹脂量は体積 で 30 %以上とし、 比抵抗は 0. l Qcm以上必要である。
以上、 述べた通り、 本発明の第 8乃至第 16実施例による磁心、 磁心を用いた 線輪部品、 及び電源回路を用いれば、 スイッチング電源などに用いられる磁心や トランス、 チョークコイル等の線輪部品の小型化 ·低損失化が図れるとともに、 更に電源回路の簡素化、 小型化、 高効率化、 省資源化、 高信頼性に対して飛躍的 に寄与することが出来るため、 工業的に益するところ極めて犬なるものである。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明に係る磁心及びそれを用いた線輪部品及び電源回路は、 スィツチング電源等に使用される磁心ゃチヨークコイル及びトランスゃ電源回路 の高効率化、 省資源化、 簡素化に最適である。

Claims

請 求 の 範 囲
1. 開磁路の磁心であって、 前記開磁路において磁路を形成する軟磁気特性 を有する磁性体の少なくとも一方の磁路端に永久磁石が配置されていることを特 徴とする磁心。
2. 請求項 1記載の磁心において、 前記磁路の少なくとも 1箇所以上にエア ギャップを有し、 該エアギャップに比抵抗が 1 Ω · cm以上でかつ固有保磁力が 395 kAZm以上の前記永久磁石が配置されていることを特徴とする磁心。
3. 請求項 2記載の磁心において、 前記永久磁石は希土類磁石粉末と合成樹 脂からなるバインダーとで構成されているポンド磁石であることを特徴とする磁 心。
4. 請求項 3記載の磁心において、 前記ポンド磁石に使用する希土類磁石粉 末の粒径が実質的に 150 m以下であることを特徴とする磁心。
5. 請求項 4記載の磁心において、 前記希土類磁石粉末は、 固有保磁力が 7 90k A/m以上、 T cが 500 °C以上、 粉末平均粒径が 2. 5 25 mであ ることを特徴とする磁心。
6. 請求項 3記載の磁心において、 前記希土類磁石粉末の組成は、 Sm (C ba i， . i s - 0. 25 ^10. 05 - 0. 06 1 " θ. 02-0. 03^ 7. 0- 8. 5 を特徴とする磁心。
7. 請求項 3記載の磁心において、 前記永久磁石は、 前記合成樹脂の含有量 が体積比で 30%以上であることを特徴とする磁心。
8. 請求項 3記載の磁心において、前記合成樹脂は、ポリアミドイミド樹脂、 ポリイミド樹脂、 エポキシ樹脂、 ポリフエ二レンサルファイド樹脂、 シリコン樹 脂、 ポリエステル樹脂、 芳香族系ポリアミド樹脂、 液晶ポリマーから選択された 少なくとも一種類であることを特徴とする磁心。 '
9. 請求項 3記載の磁心において、 前記希土類磁石粉末は、 Zn A l B i Ga I n Mg Pb S b及び S nの内の少なくとも 1種の金属あるい はその合金で被覆されたものからなることを特徴とする磁心。
10. 請求項 9記載の磁心において、 前記希土類磁石粉末において、 粉末に 被覆された金属あるいは合金は、 更に、 少なくとも 300°C以上の融点を有する 非金属の無機化合物で被覆されていることを特徴とする磁心。
1 1. 請求項 9記載の磁心において、 前記希土類磁石粉末の被覆層としての 金属あるいは合金、 または無機ガラス、 または金属あるいは合金と 300°C以上 の融点を有する非金属の無機化合物の添加量は、 体積比で 0. 1〜10%である ことを特徴とする磁心。
12. 請求項 3記載の磁心において、前記希土類磁石粉末を軟化点が 220°C 以上 55 Ot以下の無機ガラスで被覆したことを特徴とする磁心。
13. 請求項 12記載の磁心において、 前記希土類磁石粉末の被覆層として の金属あるいは合金、 または無機ガラス、 または金属あるいは合金と 300 以 上の融点を有する非金属の無機化合物の添加量は、 体積比で 0. 1〜 10 %であ ることを特徴とする磁心。
14. 請求項 3記載の磁心において、 前記永久磁石の作製時に希土類磁石粉 末が磁場中で、 当該磁心の厚み方向に配向されることにより磁気的に異方性化さ れていることを特徴とする磁心。
15. 請求項 2記載の磁心において、 前記永久磁石の着磁磁場が 2. 5T以 上であることを特徴とする磁心。
16. 請求項 2記載の磁心において、 前記永久磁石において中心線平均粗さ &が10 im以下であることを特徴とする磁心。
17. 開磁路の磁心を用いた線輪部品であって、 前記開磁路において磁路を 形成する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の磁路端に永久磁石を配置 した前記磁心に、 少なくとも一つ以上でかつ 1ターン以上の巻線が施されている ことを特徴とする線輪部品。
18. 請求項 17記載の線輪部品において、 前記磁路の少なくとも 1箇所以 上にエアギャップを有し、 該エアギヤップに比抵抗が 1 Ω · cm以上でかつ固有 保磁力が 395 kA/m以上の前記永久磁石が配置されていることを特徴とする 線輪部品。
1 9. 請求項 18記載の線輪部品において、 前記永久磁石は希土類磁石粉末 と合成樹脂からなるバインダーとで構成されているポンド磁石であることを特徴 とする線輪部品。
20. 請求項 19記載の線輪部品において、 前記ポンド磁石に使用する希土 類磁石粉末の粒径が実質的に 1 50 zm以下であることを特徴とする線輪部品。
21. 請求項 20記載の線輪部品において、 前記希土類磁石粉末は、 固有保 磁力が 790 k AZm以上、 T cが 500 °C以上、 粉末平均粒径が 2. 5 25 mであることを特徴とする線輪部品。
22. 請求項 19記載の線輪部品において、 前記希土類磁石粉末の組成は、 T1 (し Oba t G 0. 15-0. 25 ^ U 0. 05-0. 06 ^ 0. 02一 0. 03 7. 0-8. 5 し あることを特徴とする線輪部品。
23. 請求項 19記載の線輪部品において、 前記永久磁石は、 前記合成樹脂 の含有量が体積比で 30 %以上であることを特徴とする線輪部品。
24. 請求項 19記載の線輪部品において、 前記合成樹脂は、 ポリアミドィ ミド樹脂、 ポリイミド樹脂、 エポキシ樹脂、 ポリフエ二レンサルファイド樹脂、 シリコン樹脂、 ポリエステル樹脂、 芳香族系ポリアミド樹脂、 液晶ポリマーから 選択された少なくとも一種類であることを特徴とする線輪部品。
25. 請求項 19記載の線輪部品において、 前記希土類磁石粉末は、 Zn A l B i Ga I n Mg Pb S b及び S nの内の少なくとも 1種の金 属あるいはその合金で被覆されたものからなることを特徴とする線輪部品。
26. 請求項 25記載の線輪部品において、 前記希土類磁石粉末において、 粉末に被覆された金属あるいは合金は、 更に、 少なくとも 300°C以上の融点を 有する非金属の無機化合物で被覆されていることを特徴とする線輪部品。
27. 請求項 25記載の線輪部品において、 前記希土類磁石粉末の被覆層と しての金属あるいは合金、または無機ガラス、または金属あるいは合金と 300°C 以上の融点を有する非金属の無機化合物の添加量は、 体積比で 0. 1 10 %で あることを特徴とする線輪部品。
28. 請求項 19記載の線輪部品において、 前記希土類磁石粉末を、 軟化点 が 220°C以上 550°C以下の無機ガラスで被覆したことを特徴とする線輪部品。
29. 請求項 28記載の線輪部品において、 前記希土類磁石粉末の被覆層と しての金属あるいは合金、または無機ガラス、または金属あるいは合金と 300°C 以上の融点を有する非金属の無機化合物の添加量は、 体積比で 0 . ト 1 0 %で あることを特徴とする線輪部品。
3 0 . 請求項 1 8記載の線輪部品において、 前記永久磁石の作製時に希土類 磁石粉末が磁場中で、 当該磁心の厚み方向に配向されることにより磁気的に異方 性化されていることを特徴とする線輪部品。
3 1 . 請求項 1 8記載の線輪部品において、 前記永久磁石の着磁磁場が 2 . 5 T以上であることを特徴とする線輪部品。
3 2 . 請求項 1 8記載の線輪部品において、 前記永久磁石において中心線平 均粗さ R aが 1 以下であることを特徴とする線輪部品。
3 3 . 線輪部品を含む電源回路において、 前記線輪部品は、 開磁路において 磁路を形成する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも一方の磁路端に永久磁石 を配置した磁心に、 少なくとも一つ以上でかつ 1ターン以上の卷線を施したもの であり、 前記線輪部品に施された前記巻線に入力電圧が印加されて流れる励磁電 流によって生じる前記軟磁気特性の前記磁性体に印加される磁界の極性と、 前記 永久磁石によって前記軟磁気特性の前記磁性体に印加される磁界の極性とが、 互 いに逆極性となるよう構成したことを特徴とする電源回路。
3 4. 請求項 3 3記載の電源回路において、 更に， 少なくとも一つの磁心を 備え、 前記少なくとも一つの前記磁心に少なくとも 1つ以上の巻線を施し、 前記 入力電圧に対し前記巻線とスィッチ素子との間に直列に前記少なくとも一つの磁 心の巻線の両端末をそれぞれ接続するとともに、 前記スィッチ素子には、 少なく ともコンデンサを含む回路が並列に接続されていることを特徴とする電源回路。
3 5 . 請求項 3 3記載の電源回路において、 前記磁路の少なくとも 1箇所以 上にエアギャップを有し、 該エアギャップに比抵抗が 1 Ω · c m以上でかつ固有 保磁力が 3 9 5 k A/m以上の前記永久磁石が配置されていることを特徴とする 電源回路。
3 6 . 請求項 3 5記載の電源回路において、 前記永久磁石は希土類磁石粉末 と合成樹脂からなるバインダーとで構成されているポンド磁石であることを特徴 とする電源回路。
3 7 . 請求項 3 6記載の電源回路において、 前記ポンド磁石に使用する希土 類磁石粉末の粒径が実質的に 150 以下であることを特徴とする電源回路。
38. 請求項 35記載の電源回路において、 前記永久磁石は、 合成樹脂に固 有保磁力が 790 k A/m以上、 T cが 500 °C以上、 粉末平均粒径が 2. 5〜 25 mの希土類磁石粉末が分散されてなることを特徴とする電源回路。
39. 請求項 36記載の電源回路において、 前記希土類磁石粉末の組成は、 丄 II b a [ 9 F β 0 1 5 - 0. 25 ^ ^- 0. 05 - 0. 062 Γ 0. Q 2- 0. 0 3, 7. 0— 8. 5乙 あることを特徴とする電源回路。
40. 請求項 36記載の電源回路において、 前記永久磁石は、 前記合成樹脂 の含有量が体積比で 30%以上であり、前記合成樹脂は、ポリアミドイミド樹脂、 ポリイミド榭脂、 エポキシ樹脂、 ポリフエ二レンサルファイド樹脂、 シリコン樹 脂、 ポリエステル樹脂、 芳香族系ポリアミド樹脂、 液晶ポリマーから選択された 少なくとも一種類であることを特徴とする電源回路。
41. 請求項 36記載の電源回路において、 前記希土類磁石粉末は、 Zn、 A l、 B i、 Ga、 I n、 Mg、 Pb、 S b及び S nの内の少なくとも 1種の金 属あるいはその合金で被覆されたものからなることを特徴とする電源回路。
42. 請求項 41記載の電源回路において、 前記希土類磁石粉末において、 粉末に被覆された金属あるいは合金は、 更に、 少なくとも 300°C以上の融点を 有する非金属の無機化合物で被覆されていることを特徴とする電源回路。
43. 請求項 41記載の電源回路において、 前記希土類磁石粉末の被覆層と しての金属あるいは合金、または無機ガラス、または金属あるいは合金と 300°C 以上の融点を有する非金属の無機化合物の添加量は、 体積比で 0. 1〜10%で あることを特徴とする電源回路。
44. 請求項 36記載の電源回路において、 前記希土類磁石粉末を軟化点が 220 以上 550°C以下の無機ガラスで被覆したことを特徴とする電源回路。
45. 請求項 44記載の電源回路において、 前記希土類磁石粉末の被覆層と しての金属あるいは合金、または無機ガラス、または金属あるいは合金と 300°C 以上の融点を有する非金属の無機化合物の添加量は、 体積比で 0. 1〜10%で あることを特徴とする電源回路。
46. 請求項 35記載の電源回路において、 前記永久磁石の作製時に希土類 磁石粉末が磁場中で、 当該磁心の厚み方向に配向されることにより磁気的に異方 性化されていることを特徴とする電源回路。
4 7 . 請求項 3 5記載の電源回路において、 前記永久磁石の着磁磁場が 2 . 5 T以上であることを特徴とする電源回路。
4 8 . 請求項 3 5記載の電源回路において、 前記永久磁石において中心線平 均粗さ R aが 1 0 i m以下であることを特徴とする電源回路。
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