диненные полосовой усилитель-с регулируемым коэффициентом усилени , вход управлени которого вл етс дополнительным входом БСЗ, след щий фильтр в виде кольца фазовой автоподстройки частоты, формирователь меандра, генератор псевдослучайной последовательности (ПСП) и дешифратор, выход которого вл етс выходом БСЗ, при104 3 чем к выходу формировател меандра подключены последовательно соединенные делитель частоты на два и сумматор по модулю два, выход которого вл етс одним из дополнительных выходов , а другой вход подключен к соответствующему выходу генератора ПСП, вл ющемус другим дополнительным выходом БСЗ.a variable gain bandwidth amplifier whose control input is an additional BSZ input, a tracking filter in the form of a phase locked loop, a meander driver, a pseudo-random sequence generator (PSP), and a decoder, the output of which is an BSZ output, at 104 3 than to the output of the meander shaper connected serially connected frequency divider into two and modulo two adder, the output of which is one of the auxiliary outputs, and the other input is connected to the corresponding corresponding output of the generator PSP, which is another additional output BSZ.
Изобретение относитс к радиотехнике и может использоватьс дл выделени информации, передаваемой сложными фазоманипулированными си1- налами. Известно устройство дл коррел ционного приема сложных фазоманипулированных сигналов,, содержащее кан дл выделени дискретной информации блок слежени за задержкой, формирователи опорных псевдослучайных си налов и сигналов синхронизации дл канала выделени дискретной информа ции 1 3. Однако известное устройство обла ет недостаточно высокой помехоустой чивостью. Наиболее близким техническим решением к предлагаемому вл етс уст ройство дл коррел ционного приема сложных фазоманипулированных сигналов , содержащее первый и второй пер множители, сигнальные входы которых объединены, а выходы подключены к блоку некогерентной обработки ортогональных сигналов и сумматору, к выходу которого подключены последовательно соединенные полосовой фильтр, третий перемножитель и блок слежени за задержкой (БСЗ), выход которого подключен к синхронизирующему входу блока некогерентной обработки ортогональных сигналов Недостаток устройства состоит в том, чТо при частотной расстройке возникают фазовые сдвиги, которые привод т к смещению нул и нарушению симметрии дискриминационной характеристики , а, следовательно, к снижению точности синхронизации опо ных сигналов и помехоустойчивости приемного устройства. Цель изобретени - повышение помехоустойчивости . Поставленна цель достигаетс тем, что в коррел ционный приемник сложных фазоманипулированных сигналов , содержащий первый и второй перемножители , сигнальные входы которых объединены, а выходы подключены к блоку некогерентной обработки ортогональных сигналов и сумматору, к выходу которого подключены последовательно соединенные полосовой фильтр, третий перемножитель и блок слежени за задержкой, выход котврого подключен к синхронизирующему входу блока некогерентной обработки ортогональных сигналов, к выходу сумматора подключены последовательно соединенные блок оценки частоты и амплитуды сигнала, перестраиваемый генератор и объединенные по входу четвертый и п тый перемножители , другие входы которых соеди нены соответственно с дополнительными выходами БСЗ, а выходы соединены с опорными входами первого и второго перемножителей соответственно , при этом амплитудный выход блока оценки частрты и амплитуды сигнала подключен к дополнительному входу БСЗ, а другой вход третьего перемножител подключен к выходу полосового фильтра. Блок оценки частоты и амплитуды сигнала содержит квадратурные каналы , выходы которых подключены к последовательно соединенным вычитателю и выходному фильтру (НИЖНИХ частот , а входы - к выходу входного i регулируемого усилител , причем каждый квадратурный канал содержит последовательно соединенные входной перемножитель, канальный фильтр нижних частот, дифференцирующую цепь и выходной перемножитель, причем к дру гим входам входных перемножителей подключен генератор квадратурных сигналов, а другой вход выходного пе ремножител одного канала подключен к выходу канального фильтра нижних . частот другого канала, а также сумt sTOp , входы которого через соответствующие квадраторы подключены к выходам входных перемножителей каналов а выход через функциональный усилитель - к управл ющему входу регулиру емого усилител , выходы функциональ нЪго усилител и выходного фильтра нижних частот вл ютс амплитудным и частотным выходами блока оценки ча стоты и амплитуды сигнала, при этом БСЗ содержит последовательно соединенные полосовой усилитель с регулируемым коэффициентом усилени , вход управлени которого вл етс до полнительным входом БСЗ, след щий фильтр в виде кольца фазовой автопод стройки частоты, .формирователь меанд ра, генератор псевдослучайной последовательности (ПСП) и дешифратор, выход которого вл етс выходом БСЗ, причем к выходу формировател меандра подключены последовательно соединенные делитель частоты на два и сум матор по модулю два, выход которого вл етс одним из дополнительных выходов, а другой вход подключен к соответствующему выходу генератора ПСП, вл ющемус другим дополнительным выходом БСЗ. На фиг. 1 изображена функциональна схема коррел ционного приемника; на фиг. 2 и 3 - функциональные . схемы блока оценки частоты и амплитуды сигнала и блока слежени за задержкой соответственно. Коррел ционный приемник содержит первый, второй перемножители 1 и 2, сумматор 3, полосовой фильтр k, третий перемножитель 5, блок 6 слежени за задержкой (БСЗ), блок 7 некогерентной обработки ортогональных си(- налов, четвертый и п тый перемножители 8 и 9, перестраиваемый, генератор 10, блок 11 оценки частоты и амплитуды сигнала. Блок 11 оценки частоты и амплитуды сигнала содержит входной регули руемый усилитель 12, квадратурные ка налы 13 и 1, входные перемножители 15 и 16, генератор 17 квадратурных сигналов, канальные ФНЧ 18 и 19, дифференцирующие цепи 20 и 21, выходные перемножители 22 и 23, вычитатель 2, выходной ФНЧ 25, квадраторы 26 и 27, сумматор 28, функциональный усилитель 29. Блок 6 слежени за задержкой содержит полосовой усилитель 30 с ре- гулируемым коэффициентом усилени , лед щи фильтр 31, формирователь , меандра 32, генератор 33 псевдослучайной последовательности, дешифратор 3, делитель 35 частоты на два, сумматор 36 по модулю два. След щий фильтр 31 состоит из перемножител 37, ФНЧ 38, перестраиваемого генератора 39, фазовращател kO. Коррел ционный приемник сложных фазоманипулированных сигналов работает следующим образом. Перестраиваемый генератор 10 вырабатывает опорный синусоидальный сигнал номинальной частоты (); Дл стабилизации частоты генератора 10 предназначен блок 11 оценки частоты и амплитуды сигнала, который также формирует посто нное напр же- ние, пропорциональное мощности входного сигнала. Это напр жение используетс дл автоматической регулировки усилени как в самом блоке 11, так и в блоке 6 БСЗ при измен ющемс уровне входного сигнала. Опорный сигнал с выхода перестраиваемого генератора 10 поступает на входы перемножителей 8 и 9, где . он перемножаетс с двум взаимно ортогональными М-последовательност ми, снимаемыми с выходов блока 6 БСЗ, Фазоманипулированные сигналы несущие частоты ( с выходов перемножителей 8 и 9 поступают на входы перемножителей 1 и 2, Перемножители 1 и 2 служат дл сн ти псевдослучайной модул ции. Сигналы, снимаемые с выходов перемножителей 1 и 2, суммируютс в сумматоре 3. Сигнал на выходе сумматора 3 содержит полезные составл юи ие, перва из которых имеет частоту Ц)., а втора - частотуи 2 г Этот сигнал поступает в блок 11 оценки частоты и амплитуды сигнала и на вход полосового фильтра . Обе составл ющие выдел ютс полосовым фильтром t, настроенным на частоту ш,, с полосой пропускани : 24f 2uJ, причем I. частота выбираетс из услови и)-2 S1 Сигнал с выхода-полосового фильтра поступает на входы перемножител 5, вл ющегос в данном случае квадратором . На выходе перемиожител - 5 образуютс сигналы тактовой частоты, амплитуда и фаза которых завис т отвзаимной расстройки по задержке принимаемого и опорного сигналов. Этот сигнал поступает в блок 6 слежени за задержкой. Блок 11 оценки частоты и амплиту ды сигнала работает следующим образом . Сигнал через -входной регулируемый усилитель 12 поступает на входные перемножители 15 и 16 двухквадратур ных каналов 13 и 14, к другим-входам .которых подключен генератор 17 квад ратурных сигналов, формирующий два крлебани ,сдвинутые Друг относитель . но друга на 90. С выходов перемножителей 15 и 16 сигналы подаютс на входы ФНЧ 18 и 19, на выходе которых выдел ютс сигналы разностной частоты. С выхода канального ФНЧ 18 сигнал разностной частоты поступает через дифференцирующую цепь 20 и выходной перемножитель 22, в котором в качестве опорного напр жени используетс сигнал с выхода канальног ФНЧ 19 на вход вычитател 2. На другой вход вычитател 24 сигнал снимаетс с выхода канального ФНЧ 19 через дифференцирующую цепь 21 и выходной перемножйтель 23, на опорный вход которого сигнал поступает с выхода канального ФНЧ 18. На выходе вычитател 24 формируетс сигнал оши ки,, величина и знак которой определ етс разностью частот входного сигнала блока 11 оценки частоты и амплитуды сигнала и генератора 17 квад ратурных сигналов. Выделенный выходным ФНЧ 25 сигнал используетс дл автоподстройки по частоте генерато-. ра 10. , Формирование сигнала автоматической регулировки усилени осуществл етс с помощью двух, квадраторов 26 и 27, сумматора 28 и функционального усилител 29, формирующего напр жение пропорциональное амплитуде вхо ного сигнала и используемое дл гулировки усилени как регулируемого усилител 12, так и полосового усилител 30, вход щего в.состав БСЗ 6. Блок 6 слежени за задержкой работает следующим образом. Входной сигнал БСЗ 6 поступает через полосовой усилитель 30 с регулируемым коэффициентом усилени на след щий фильтр 31. 8 след щем фильтре 31 входной сигнал перемножаетс в перемножителе 37 с опорным сигналом , снимаемым с выхода фазовращател 4о. Включенный на выходе перемножител ФНЧ 38 выдел ет составл ющую сигнала ошибки, величина и знак которой определ етс взаимной расстройкой по задержке входного и опорного сигналов. Сигнал ошибкиJ,вoздeйствующий на перестраиваемый генератор 39, сводит к нулю расстройку по задержке входного и принимаемого сигналов. Фазовращатель 0 обеспечивает необходимые фазовые соотношени между сигналами тактовой частоты . Сигнал с выхода формировател . меандра 32 тактовой частоты поступает на вход делител 35 частоты на два и на вход генератора 33 псевдослучайной последовательности. Генератор 33 формирует первый опорный . сигнал, который поступает на второй вход второго дополнительного перемножител 9, этот же сигнал поступаВТ на первый вход сумматора Зб по модулю два, на второй вход которого поступает меандр полутактовой частоты с выхода делител 35 частоты на два. Сигнал, формируемый на выходе сумматора 36 по модулю два, вл етс ортогональным первому опорному ей)- налу и поступает на второй вход перемнржител 8. Каждый разр д генератора 33, выполненного в виде регистра сдвига, подключен к дешифратору 34, с выхода которого снимаетс сигнал синхронизации дл блока 7 некогерентной обработки ортогональных сигналов. Предлагаемое устройство позвол ет повысить точность синхронизации опорных сигналов и помехоустойчивость приемного устройства.The invention relates to radio engineering and can be used to extract information transmitted by complex phase-shift keyed signals. A device for correlating reception of complex phase-manipulated signals, comprising a canal for extracting discrete information, a delay tracking tracking unit, shapers of reference pseudo-random signals and synchronization signals for discrete information selection channel 1 3, is known. However, the known device is not sufficiently robust. The closest technical solution to the present invention is a device for the correlation reception of complex phase-shift keyed signals containing the first and second multipliers, the signal inputs of which are combined, and the outputs are connected to a noncoherent processing unit of orthogonal signals and an adder, to the output of which are connected in series a band-pass filter , the third multiplier and delay tracking unit (BSZ), the output of which is connected to the clock input of the non-coherent processing unit is orthogonal Signal signals. The drawback of the device is that phase shifts occur during frequency detuning, which shift the zero and violate the symmetry of the discriminatory characteristic, and, consequently, reduce the accuracy of synchronization of the supporting signals and the noise immunity of the receiver. The purpose of the invention is to improve noise immunity. The goal is achieved by the fact that the correlation receiver of complex phase-shifted signals containing the first and second multipliers, the signal inputs of which are combined, and the outputs are connected to a non-coherent processing unit of orthogonal signals and an adder, to the output of which are connected in series a banded filter, a third multiplier and block tracking the delay, the output is connected to the clock input of the non-coherent processing unit of orthogonal signals, to the output of the adder The signal and frequency amplitude evaluation units connected in series are a tunable oscillator and fourth and fifth multipliers combined at the input, the other inputs of which are connected to the additional BSZ outputs, respectively, and the outputs are connected to the reference inputs of the first and second multipliers, respectively, and the amplitude output of the block Estimations of frequency and amplitude of the signal are connected to the auxiliary input of the BSZ, and another input of the third multiplier is connected to the output of the bandpass filter. The frequency and amplitude evaluation unit of the signal contains quadrature channels, the outputs of which are connected to series-connected subtractor and output filter (LOW, and inputs to the output of input i of the adjustable amplifier, each quadrature channel containing series-connected input multiplier, low-pass channel filter differentiating a circuit and an output multiplier, with the quadrature signal generator connected to other inputs of the input multipliers, and another input of the output multiplier one This channel is connected to the output of the channel filter of the lower frequencies of another channel, as well as the sum of the sTOp, the inputs of which are connected to the control input of the adjustable amplifier and the outputs of the functional amplifier and output filter through the corresponding quadrants. low frequencies are the amplitude and frequency outputs of the frequency and amplitude estimator of the signal, while the BSZ contains a series-connected band amplifier with an adjustable coefficient m gain, the control input of which is the additional input of the BSZ, the following filter in the form of a ring of phase auto-tuning frequency, the meander generator, pseudo-random sequence generator (PSP) and the decoder, the output of which is the output of the BSZ, and to the output of the meander generator connected in series are a frequency divider for two and a sum modulo two module, the output of which is one of the auxiliary outputs, and the other input is connected to the corresponding output of the SRP generator, which is the other auxiliary The output of the BSZ. FIG. 1 shows a functional diagram of a correlation receiver; in fig. 2 and 3 - functional. the frequency and amplitude estimation unit and the delay tracking unit, respectively. The correlation receiver contains the first, second multipliers 1 and 2, the adder 3, the band-pass filter k, the third multiplier 5, block 6 for delay tracking (BSZ), block 7 for non-coherent processing of orthogonal lines (-, fourth and fifth multipliers 8 and 9 tunable generator 10, frequency and amplitude estimation unit 11. The frequency and amplitude evaluation unit 11 contains adjustable input amplifier 12, quadrature channels 13 and 1, input multipliers 15 and 16, generator 17 quadrature signals, channel low-pass filter 18 and 19, differentiating circuit 20 21, the multipliers 22 and 23, the subtractor 2, the output low-pass filter 25, the quadrants 26 and 27, the adder 28, the functional amplifier 29. The delay tracking unit 6 comprises a band-pass amplifier 30 with a controlled gain factor, ice filter 31, a driver, meander 32, pseudo-random sequence generator 33, decoder 3, frequency divider 35 by two, modulo-36 adder 36. The next filter 31 consists of multiplier 37, low-pass filter 38, tunable generator 39, phase shifter kO. The correlation receiver of complex phase-shift keyed signals operates as follows. Tunable oscillator 10 generates a reference sinusoidal signal of nominal frequency (); In order to stabilize the frequency of the generator 10, a block 11 for estimating the frequency and amplitude of the signal is intended, which also forms a constant voltage proportional to the power of the input signal. This voltage is used to automatically adjust the gain in both block 11 and block 6 BSZ when the input signal level changes. The reference signal from the output of the tunable generator 10 is fed to the inputs of the multipliers 8 and 9, where. It is multiplied with two mutually orthogonal M-sequences, taken from the outputs of BSZ block 6, Phase-manipulated carrier signals (from the outputs of multipliers 8 and 9 are fed to the inputs of multipliers 1 and 2, Multipliers 1 and 2 are used to remove pseudo-random modulation. Signals The signals taken from the outputs of multipliers 1 and 2 are summed up in adder 3. The signal at the output of adder 3 contains useful components, the first of which has a frequency C) and the second contains a frequency 2 g. This signal enters the frequency and amplitude estimation unit 11 si Nala and the input of the bandpass filter. Both components are separated by a band-pass filter t tuned to the frequency w, with a passband of 24f 2uJ, and I. the frequency is chosen from the condition) -2 S1 The signal from the output-passband filter is fed to the inputs of the multiplier 5, which is in this case by square At the output of the intermittent - 5, clock frequency signals are generated, the amplitude and phase of which depend on the reciprocal detuning due to the delay of the received and reference signals. This signal enters the delay tracking unit 6. Unit 11 for estimating the frequency and amplitude of the signal operates as follows. The signal through the input adjustable amplifier 12 is fed to the input multipliers 15 and 16 of two-square channels 13 and 14, to the other inputs of which the generator 17 of square signals is connected, forming two crimps, shifted by each other. but differently by 90. From the outputs of the multipliers 15 and 16, the signals are fed to the inputs of the low-pass filter 18 and 19, the output of which separates the signals of the difference frequency. From the output of the channel low-pass filter 18, the differential frequency signal is fed through the differentiating circuit 20 and the output multiplier 22, which uses the signal from the output of the channel low-pass filter 19 to the subtractor 2 as the reference voltage. To another input of the subtractor 24, the signal is removed from the output of the channel low-pass filter 19 through a differentiating circuit 21 and an output multiplier 23, on the reference input of which the signal comes from the output of the channel low-pass filter 18. At the output of the subtractor 24, an error signal is generated, the magnitude and sign of which is determined by the frequency difference of the input sy The unit of the frequency and amplitude of the signal 11 and the generator of 17 square signals were driven. The signal allocated to the output low-pass filter 25 is used for oscillator frequency tuning. 10. The automatic gain control signal is generated using two quadrants 26 and 27, adder 28 and functional amplifier 29, which forms a voltage proportional to the amplitude of the input signal and is used to boost the gain of both the adjustable amplifier 12 and the band amplifier 30 , the incoming in the composition BSZ 6. Unit 6 tracking the delay works as follows. The input signal of the BSZ 6 is fed through a band-pass amplifier 30 with an adjustable gain factor to the next filter 31. With the following filter 31, the input signal is multiplied in multiplier 37 with the reference signal taken from the output of the phase rotator 4o. Switched on the output of the multiplier of the low-pass filter 38, it separates the component of the error signal, the magnitude and sign of which is determined by mutual detuning by the delay of the input and reference signals. The error signal J, appearing on the tunable generator 39, nullifies the detuning of the delay of the input and received signals. Phaser 0 provides the necessary phase relationships between the clock signals. Shaper output signal. The 32 square-frequency clock frequency is fed to the input of the frequency divider 35 by two and to the generator input 33 of a pseudo-random sequence. The generator 33 forms the first reference. the signal that arrives at the second input of the second additional multiplier 9, the same signal enters VT at the first input of the modulo two adder, the second input of which receives the half-frequency frequency meander from the output of the frequency divider 35 by two. The signal generated modulo two at the output of the adder 36 is orthogonal to the first reference signal and is fed to the second input of the multiplier 8. Each bit of the generator 33, made in the form of a shift register, is connected to the decoder 34, from which the signal is removed synchronization for block 7 incoherent processing of orthogonal signals. The proposed device allows to improve the synchronization accuracy of the reference signals and the robustness of the receiving device.