SE455563B - Sett for att vid en multifrekvenssignalmottagare bestemma om mottagaren felaktigt reagerar for en enkelfrekvenssignal - Google Patents

Description

455 563 F) krävs är det genom den franska patentskriften känt att beräkna h kamfilterfunk- tionen samtidigt med signalfrekvenserna genom att utnyttja filteröverförings- karaktäristikens sidolober. Detta resulterar emellertid i en koppling mellan ljudsignåldetekteringsfunktionen och detekteringen av en enkel-frekvensstör- signal.

Det är ett ändamål med uppfinningen att åstadkomma en multi-frekvenssig- nalmottagare, i vilken nämnda koppling mellan ljudsignaldetekteringen och stör- signaldetekteringen har förhindrats utan behov av en lång detekteringsperiod eller användning av extra utrustning.

Enligt uppfinningen kännetecknas ett sätt av inledningsvis beskrivet slag av följande steg: - bestämma de digitala ingångssignalernas diskreta Fourier-transfonn varvid denna diskreta Fourier-transfonm sun kärnfunktioner (Kernels) har uttrycken: k = IÉÉIIE w(n,T) . (-1)k . sin [Z Ãf(fo - C/i/2 + kçf f) nffl och k = 0 k = i »Anm . l-nk . eas [zíftfo - off/z + kaff) “Ü k = 0 där w(n,T) är en förutbestämd fönstersignal, p är antalet multi-frekvenssigna- ler, fo är den lägsta multi-frekvenssignalfrekvensen i gruppen av multi-frek- venssignaler, ç/f är frekvensskillnaden mellan två frekvenssekventiella multi- frekvenssignaïer, T är tidsperioden mellan två konsekutiva sampler av de digi- tala ingângssignalerna och n är numret på samplerna av ingångssignalerna; - bestämma en signal ur de diskret Fourier-transformerade ingângssignalerna, vilken är proportionell mot den valda frekvenskomponentens effekt; - jämföra denna signal med summan av multi-frekvenssignalernas effekter i en detekterad multi-frekvenssignalkombination; och - göra den detekterade multi-frekvenskodsignalkombinationen ogiltig om nämnda signal har ett värde som överskrider ett av nämnda summas värde bereonde tröskelvärde.

Fördelen med denna metod för bestämning av en enkel-sinussignal är att en tidigare känd digital multi-frekvenssignalmottagare kan användas med mycket få 455 563 extra kretsar eller utan att extra beräkningstid krävs.

Utföringsformer av uppfinningen och dess fördelar kommer nu att beskrivas såsom exempel med hänvisning till bifogade ritningar, där_jig_1 visar ett blockschema av en första utföringsfonn av en multi-frekvenssignalmottagare, fig 2 visar överföringskaraktäristiken för de i fig 1 visade frekvensselektiva elementen, fig_§ visar ett blockschema för talskyddskretsen i fig 1, §ig_í visar överföringskaraktäristiken för det i fig 3 visade- .kamfrekvensselektiva elementet, fig_§ visar i blockschematisk fonn en andra digital utföringsfonm av en multi-frekvenssignalmottagare i enlighet med uppfinningen, och jïg_§ visar överföringskaraktäristiken för ett kamfilter san användes i multi-frekvens- kodmottagaren enligt fig 5.

Motsvarande komponenter i de olika figurerna har givits samma hänvisnings- siffror.

Den i fig 1 visade multi-frekvenssignalmottagaren kan användas för att detektera multi-frekvensregistersignaler mellan telefonväxlar. Dessa signaler kommer i det efterföljande att benämnas MFC-signaler. För varje transmissions- riktning utnyttjar denna MFC-registersignalering kombinationer av två signaler ur en grupp av sex signaler i ljudbandet för överföring av signaleringsinfonma- tion.

För transmission i en riktning kan således gruppen av MFC-signaler med 700, 900, 1100, 1300, 1500 och 1700 Hz användas, medan för transmission i tvâ riktningar en signalering med gruppen av MFC-signaler 1380, 1500, 1620, 1740, 1860, 1980 Hz kan användas i framriktningen och gruppen av MFC-signaler med 1140, 1020, 900, 780, 660 och S40.Hz kan användas i returriktningen.

För att göra det möjligt att detektera MFC-signalerna innefattar mottaga- ren sex frekvensselektiva kretsar 2 - 7 som är anslutna till ingången 1 och som var och en är känslig för olika MFC-signalfrekvenser i en av nämnda grupper.

För att bestämma om signalen som detekterats av de frekvensselektiva kretsarna innehåller en MFC-signal är en signalkombinationsdetektor 8 ansluten till de frekvensselektiva kretsarna 2-7. På i och för sig känt sätt matar denna detek- tor det tillhörande kodtecknet till utgången 9 om utgângssignaler av enbart tvâ av dessa komponenter uppträder med tillräckligt energiinnehåll.

Emedan MFC-signalerna är belägna 1 ljudbandet innehåller mottagaren också en störsignalsskyddskrets 10 för att hindra att dessa signaler simuleras genom brussignaler.

Skyddskretsen 10 bestämmer t.ex. den totala mängden av mottagen energi.

Denna information matas via en ledare 10-1 till MFC-signalkombinationsdetektorn 455 563 8 där den pâ känt sätt jämföres med energiinnehâllet i den detekterade MFC- signalkombinationen.

Om den energi som detekterats av kretsen 10 överskrider MFC-signalernas energi med en förutbestämd mängd så matas kodtecknet som är tillordnat den detekterade MFC-signalkombinationen inte till utgången 9.

I fig 2 är överföringskaraktäristikerna 11-16 för de frekvensselektiva komponenterna 2-7 avsatta mot frekvensen, varvid f0-f5 är de sex MFC-signal- frekvenserna i en av nämnda grupper av MFC-signaler.

Om en tillräckligt stark, sinusfonmig enkelfrekvenssignal med en frekvens, som ligger i huvudsak halvvägs mellan tvâ konsekutiva MFC-signalfrekvenser, tas emot så kommer de frekvensselektiva kretsarna som är känsliga för dessa två konsekutiva MFC-signalfrekvenser att reagera. För den sinusfonniga enkelfrek- venssignalen med frekvensen f8 i fig 2 kommer således kretsarna 2 och 3, som reagerar för MFC-signalfrekvenserna fl och f2, att reagera och följaktligen kommer en signalkombination att detekteras, vilken är simulerad av en stör- signal med frekvensen f8.

I detta fall detekterar störsignalskyddskretsen 10 inget energiinnehåll annat än den energi, som detekterats av kretsarna 2 och 3, och kommer följakt- ligen inte att förhindra den simulerade MFC-signalkombinationen från att matas till utgången 9.

För att reducera detta problem innefattar den i fig 3 visade störsignal- skyddskretsen 10 förutom en detektor 17, som bestämmer energiinnehâllet i alla mottagna signaler, en Ikám=frekvensselektiv krets 18. Överföringskaraktäristi- ken 19 för denna ' kamfrekvensseléktiva krets 18 är visad i fig 4. Denna över- föringskaraktäristik har nollpunkter eller punkter med maximal dämpning belägna vid MFC-signalfrekvenserna och har maxima eller punkter med minimal dämpning för frekvenser belägna halvvägs mellan MFC-signalfrekvenserna. Följakligen är en sådan I kamfrekvensselektiv krets särskilt lämpad för att detektera en enda sinusfonmig signal med en frekvens belägen i huvudsak halvvägs mellan två kon- sekutiva MFC-signalfrekvenser. Vid mottagning av en sådan signal alstrar den kamfrekvensselektiva kretsen en maximala utgângssignal. Fig 4 visar således en maximal signaltransmission för enkelsignalfrekvensen f8.

Den ' kamfrekvensselektiva kretsens 18 utgângssignal matas till MFC- -signalkombinationsdetektorn 8 via en ledare 10-2. Om energin i denna utgångs- signal överskrider en tröskel, som är avledd från energiinnehållet i en detek- terad MFC-signal, så hindras det kodtecken som är tillordnat den detekterade MFC-signalkombinationen från att matas till utgången 9. På detta sätt hind- '455"5'65 (Il ras MFC-frekvenssignalkombinationer, som är simulerade av enkelfrekvenssigna- ler, från att bli giltiga.

En multi-frekvenssignalmottagare som är utförd att behandla pulskodmodule- rade signaler är visad i fig 5. Denna mottagare är ansluten till en multiplex- kanal 20, t.ex. med en datahastighet av 2048 megabits per sekund, fördelad över 32 delkanaler vardera med 64 kilobits per sekund. PCM-modulerade MFC-signaler matas till mottagaren i var och en av delkanalerna i 8-bitsord, varvid varje 8-bitsord ger ett signalsampel, vilka signalsampel har en upprepningshastighet av 8 K sampler per sekund.

Mottagarens funktion kommer nu att beskrivas ytterligare med hänvisning till signaler som matas till mottagaren via en delkanal. Behandlingen av signa- lerna i de andra kanalerna utföres på ett identiskt lika sätt och kan antingen ske tidssekventiellt i samma mottagare eller i ett flertal parallellt anordnade mottagare. Alternativt kan en kombination av parallell- och seriebehandling användas.

De åtta bitarna i varje signalsampel från en inkommande delkanal läses in i ett buffertsteg i form av ett skiftregister 21 under styrning med en klock- signal, som är avledd från signalerna i multiplexkanalen 20, och tillföres genom ledningen 22. Efter mottagning av en grupp av 8 bitar skrives denna grupp in i parallell form i en minnesanordning 23 vilken kan ha formen av ett RAM- minne under styrning med en pulssignal som är alstrad av en pulssignalanord- ning 24. De mottagna samplerna skrives cykliskt in i detta minne.

I praktiken har det visat sig att för bestämning av den diskreta Fourier- transformen, kallad DFT, 128 sampler av en mottagen MFC-signal bildar en bra approximation mellan detekteringsperioden, som då tiden T = 125 /usek. mellan konsekutiva sampler blir lika med 128.T = 16 msek., bredden av huvudloben hos detektorns överföringskaraktäristik, som krävs för att möjliggöra bestämningen av de individulla MFC-signalerna, och effekten hos den detekterade signalen medan man fortfarande kan skilja den från brus-tal eller andra störsignaler med en tillåten maximal nivå som är föreskriven av myndigheterna. Följaktligen väljes antalet sampler som lagras i RAM-minnet 23 lika med 128. Ett efterföl- jande sampel skrives över det första samplet som är inskrivet i RAM-minnet 23 osv. så att 128 sampler lagras innan det första skrives över.

Mottagaren innefattar vidare en styranordning 25, t.ex. ett programmerbart minne "PROM" såsom är beskrivet i tyska utläggningsskriften 26.03.27O eller en del av en mikroprocessor, t.ex. en Zilog Z80. Det däri lagrade styrprogrammet styr bl.a. programmerbara minnen PROM 26 och PROM 27 som är anslutna till 455 563 denna mikroprocessor i vilka de respektive kärntermerna i DFT a) w(nT) . sin (k w n T) och b) w(nT) . cos (k w n T) såsom är definierat i IEEE Transactions on Communications, volym COM-21, nr. 12, December 1973, sid. 1331-1335, är lagrade.

I dessa uttryck a) och b) som definierar kärntermerna i DFT är T tiden mellan successiva sampler, som i denna utföringsform är 125 /us, medan n = 1, 2, .... N anger numret på samplet, varvid N i denna utföringsform är lika med 128, k är ett heltal, i detta exempel 0, 1, 2 t.o.m. 6, w är ljudfrekvenssamp- lingsintervallet lika med 2 Û77NT, så att kw för den löpande parametern k representerar MFC-frekvenserna och w(nT) är en fönsterfunktion. Fönsterfunk- tioner användes för att förbättra förhållandet mellan energin hos detektor- svaret i huvudloben och detektorsvaret i sidloberna. Sådana fönsterfunktioner är utförligt beskrivna i artikeln “On the Use of Windows for Harmonic Analysis with the Discrete Fourier Transform“ av F.J. Harris publicerad i Proc. of the IEEE, volym 66, nr.1, januari 1978, sid 51-83. _' För detektering av MFC-signalerna är något som vanligen kallas "raised- cosine"-fönsterfunktioner särskilt lämpade.

För att bestämma summorna n=127 S(k,w) = :fo f(n,T) . w(nT) . sin(kwnT) och n: n=127 CUßW) =2 f(n,T) . w(nT-) . cos (kwnT) n: innefattar mottagaren tvâ produktaccumulatorer 30 och 31.

Som svar pâ pulstâget som av pulsanordningen 24 matas till styranordningen 25 exekveras programmet som är lagrat i styranordningen 25 var 125:e mikro- sekund.

Denna styranordning ger via styrledaren 25-1 instruktioner att läsa in- gångssamplerna som är lagrade i anordningen 23 i sex konsekutiva tidsintervall vardera med en längd av 125 /us. Dessa sampler tillföres första ingångar 30-1 och 31-1 på produktaccumulatorerna 30 och 31 via en kodomvandlare 29 som om- vandlar de PCM-kodade signalsamplerna till linjärt binärkodade signalsampler.

Samtidigt instruerar styranordningen 25 anordningarna 26 och 27 via styr- ledarna 25-2 resp. 25-3 att synkront med de lästa ingângssignalsamplerna till- föra samplerna av MFC-signalernas sex olika kärntermer under sex konsekutiva 455 563 intervaller, varvid varje intervall har sig tillordnat en speciell MFC-signal, till en andra ingång 30-2 på produktackumulatorn 30 respektive en andra ingång 31-2 på produktackumulatorn 31.

Summorna S(k,w) och C(k,w) där k = 0, 1, ..5 för intervallen 0, 1, 2,..5 som är bestämda av produktackumulatorerna 30 coh 31 matas såsom adressignaler till en minnesanordning ROM 32 via ledare 30-3 och 31-3. För alla möjliga värden på siganlerna S(k,w) och C(k,w) lagras den amplitud som är tillordnad den valda frekvenskomponenten eller effekten F(k,w) = F(k,w)2 = S(k,w)2 + C(k,w)2 i detta minne, varvid F(k,w) är ingångssignalernas f(nT) DFT för frekvenskomponenten kw.

De sålunda erhållna utgångssignalerna som representerar den mottagna MFC- signalfrekvensens effekt matas via en ledare 32-1 till en logiskt krets 33, i vilken de väljes i enlighet med storlek. Denna krets som är känd genom den nämnda artikeln G.Gara publicerad i IEEE Transactions on Comm., volym COM-21, nr. 12, december 1973, kan t.ex. realiseras medelst en mikroprocessor, såsom en del av nämnda Zilog Z 80.

De två signalfrekvenser som har den största amplituden representerar där- vid en mottagen MFC-signal. Förutom MFC-signaldetekteringen i de sex konseku- tiva intervallen bestämmes den totalt mottagna signalenergin i det efterföljan- de 125/us-intervallet för att skydda mot störsignaler.

För detta ändamål ger styranordningen 25 efter det att MFC-signaldetekte- ringen har slutförts via ledaren 25-1 instruktionen till anordningen 23 att återigen en gång läsa de lagrade ingångssamplerna. Samtidigt instruerar styr- ledaren 25-4 produktackumulatorn 30 att mata ingångssignalsamplerna f(nT) som mottagits på ingångarna 30-1 internt också till ingången 30-2.

Produktackumulatorn 30 bestämmer av ingångssignalsamplerna summasignalen N-1 Z fzlni) n=0 som matas såsom en adressignal, eventuellt komprimerad, till anordningen 32.

Det normaliserade signalvärdet N-1 i 2: n=0 lagras i denna anordning för alla värden på signalen 455 563 a N-1 :E f2(nT) n=0 vilket signalvärde matas till den logiska kretsen 33 under styrning med en signal som uppträder på ledaren 25-4. Denna logiska krets jämför denna signal med summan av de tvâ starkaste detekterade MFC-signalerna, varvid MFC-signal- kombinationen förklaras valid bara om dessa signaler inte skiljer sig från varandra med mera än ett förutbestämt litet värde.

Denna kända MFC-signalmottagare innefattande den beskrivna störsignal- skyddskretsen kan emellertid ej upptäcka en simulering av en MFC-signalkombina- tion genom en enda sinusformig störsignal. För att göra en sådan upptäckt möjlig innefattar mottagaren ett kamfilter, såsom är känt genom den franska patentskriften 2.455.405.

För att upptäcka en ingângssignal, som bildas av en enda sinusformig signal belägen ungefär halvvägs mellan två MFC-signalfrekvenser, skulle det vara nödvändigt att bestämma DFT för frekvenserna f7-fll som är belägna halv- vägs mellan MFC-frekvenserna f0-f5 enligt den i fig 4 visade kamfilteröver- föringskaraktäristiken.

Det totala antalet operationer som krävs, dvs bestämning av sex DFT för att möjliggöra att detektera var och en av MFC-signalfrekvenserna ökat med en operation för bestämning av den totala mottagna effekten, skulle då ökas med sju DFT för att möjliggöra att var och en av signalerna som ligger halvvägs mellan MFC-signalfrekvenserna detekteras.

För att göra det möjligt att-utföra detta antal operationer varje milli- sekund, dvs 8 multiplicerat med 1§5/us, måste antingen behandlingshastigheten ungefär fördubblas, vilket skulle kräva snabbare och följatkligen dyrare elektronik, eller skulle en parallelloperation krävas vilket skulle betyda en dubbling av antalet komponenter.

Det totala antalet operationer som krävs kan reduceras på följande sätt.

DFT för var och en av frekvenserna f(7)-fill) är givet genom F(1<,w') = :i f(n.a*) w(n,T) cos Lzïflfo -jf/z + 1<§f).nf1]+ .i ä f(n.'r) w(n,'r) .sin 1:27? (fo -Jf/z + kåfynq] men för en standardiseringsfaktor, som för enkelhets skull är vald lika med V) 455 563 1 men som vanligen är lika med 2/N, varvid fo är den lägsta MFC-signalfrek- vensen som är 700 Hz för transmission i en riktning och vid tvâvägstransmission är 1380 Hz för framriktningen och 540 Hz för returriktningen, J'f är skillna- den mellan två konsekutiva MFC-signalfrekvenser, vilken för transmission i en riktning är 100 Hz och för tvâvägstransmission är 120 Hz, och k är antalet MFC-signalfrekvenser. Summering över k resulterar i F(:¿z¿É;è F(k,w|)=É;% É:š'f(nT)w(n,T)cos[%TF/fo- Sf/2+kSf)n.%1+ +j å" E f(n"r)w(n,'r)sin[27r(fo- $f/2+k5f)-NT_'}'- k=O n=O Av detta framgår att summorna över k och över n kan bytas ut varför det gäller att 6 _ - Ftmfiw' F: f(k,w' klä :Wnïfiëwühafiaas[2vr(fa-§r/2+1 k=Û n=O N-1 6 ' _ +j Egg f(nT) Egg w(n,T)sinlšflífo-År/2+k§f)_nê]] Delarna 6 man sin [z mn» - (ff/z + k Jf) .nfl och =o åt; wlnl) cos [ZW/(fo -ç/f/Z vßkçff) . nl] kan betraktas såsom kärntennerna i en DFT utförd över summan av sex termer.

I stället för sju extra beräkningar, nämligen en för varje signal som ligger halvvägs mellan MFC-signalfrekvenserna, krävs bara en extra DFT-beräk- ning. Denna förenkling är baserad på insikten om det faktum att man bara önskar bestämma en oönskad sinusformig signalfrekvens medelst _ kamfiltret. Förekoms- ten av mer än två oönskade signalkomponenter, vilket är antalet MFC-frekvens- signaler i en MFC-signalkombination, är skyddad genom detekteringen av den totalt mottagna effekten.

Antalet extra beräkningar som krävs för detekteringen av en enda sinus- formig signal kan reduceras ytterligare vid en föredragen metod. Som redan tidigare nämnts beror bredden på detekteringssvarets huvudlob vid en DFT pâ antalet sampler som summeras vid DFT-beräkningarna. Såsom visas i fig 4 är komb-filtrets huvudlober hälften så breda som de i fig 2 visade individuella 455 ses w MFC-signaifrekvensernas huvudïober. Detta sku11e kräva dubbelt så många in- gångssampïer, viiket inte bara sku11e innebära mycket minneskapacitet utan också ett dubbeït intervaïï om 125 /us. Antaïet samp1er kan eme11ertid reduceras med ungefär 50% och beräkningen utföras 1 bara ett intervaiï utan att reducera fi1trets seïektivitet. Detta åstadkommas genom att med ökande frek- venser omväxïande summera ihop och subtrahera från varandra överföringskarak- täristikerná för DFT-funktionerna som är bestämda av frekvenssignaïerna mitt emeïïan MFC-signaïfrekvenserna.

I stäiiet för det tidigare häriedda uttrycket k . êšö F(k,w') bestämnes uttrycket É- (4) HRM) På motsvarande sätt gäiier uttrycket e k . (N-1) - F' (W)=:("1) F(ksW')=2 fÜIT)lf'(n9Tvk'vW')+j5(n!TIk'9)"H3 (1) t kzÛ 112.0 Kärnfunktionerna r(nT,k',w') och s(nT,k',w') har föijande föïjande fonner 6 _ s(n,T,1<',w')=¿}ï:b(-1)1*w(nT).sin):21r(fo- åf/z + kgf). fyr] (2) och r(n,T,k«,w-)=¿,_6Z (-1)kw(n1~).a°s[2vr(f° - .Sf/z + 1 k=O _ varvid det är möjiigt att antingen använda de två piustecknen eiier de två minustecknen.

Fig 6 visar resuïtatet av denna signaïbehandiing för sekvensen av ïjud- frekvenssignaier av 540, 660, 780, 900, 1020 och 1140 Hz.

De streckade kurvorna 37-43 visar huvudioberna för DFT-funktionernas individueiia överföringskaraktäristik för frekvenserna 480, 600, 720, 840, 960, 1080 och 1200 Hz som är belägna mittemeïian MFC-signaïfrekvenserna.

De jämna ïoberna har ett positivt tecken och de udda ioberna har ett nega- tivt tecken motsvarande (-1)k och ett negativt tecken för kärnfunktionerna (2) och (3).

För ett positivt tecken hos kärnfunktionerna (2) och (3) ska11 fig 6 Il tm 455 563 11 inverteras. Kurvan 44 erhâ11es därvid genom att summera ihop ïoberna 37-43.

Det framgår av ritningen att denna kurva har noïïpunkter för MFC-signa1- frekvenserna och har sitt maximum för frekvenser, som ïigger mitt eme11an MFC-signaïfrekvenserna, varför den utgör den idee11a överföringskaraktäristiken för kamfiitret, vid ett antai signaïsampïer som är ïika med N = 128. Signaï- värdenas tecken är inte väsentiigt då endast signaïvärdenas storïek användes.

För att reaiisera denna kamfi1terfunktion har den i fig 5 visade multi- frekvenskodmottagaren tvâ extra minnesanordningar, ROM-minnena 34 och 35, i viïka kärnfunktionernas (2) respektive (3) sampïer är ïagrade. Dessa ROM-minnen kan aiternativt biïdas av en de1 av ROM-minnena 26 och 27. Styranordningen 25 har vidare ett sådant utförande att den efter bestämning av MFC-signa1frekven- serna i sex konsekutiva intervaii och bestämning av den totaït mottagna effek- ten i det efterföïjande intervaiiet instruerar RAM-minnet 23 via Iedaren 25-1 att i de sedan följande intervaïien på ett identiskt lika sätt ïäsa a11a ïagra- de sampïer ytteriigare en gång. Samtidigt instruerar styranordningen 25 ROM- minnena 34 och 35 via Tedarna 34-1 och 35-1 att ïäsa kärn-funktionernas (2) och (3) sampïer på samma sätt som instruktion ges i den kända anordningen att ïäsa minnena 26 och 27 vid bestämning av MFC-frekvenssignaierna.

På motsvarande sätt som det som beskrivits för MFC-signaifrekvenserna s bestämmes summorna s' (kw) = N form surr, kw) och (4) n: c' (www =å; f(n'T) ruri, kw) (s) n=0 - därav i produktackumuiatorerna 30 och 31.

Dessa summor (4) och (5) biïdar återigen adressignaïer för minnesanord- ningen 32, viiken matar den tiiïhörande utgângssignaien plt (RIWO) ,___ S|2 (klwI)2 + c|2(klwl) ti11 den logiska kretsen 33 via ïedaren 32-1.

Denna ïogiska krets jämför denna signaï med en tröskei som är häriedd från summan av de två starkaste, detekterade MFC-signalerna, t.ex.. 10 dB mindre än nämnda summa, på samma sätt som beskrivits för den kända skyddskretsen mot störningar. Om utgången av den kamfrekvensse1ektiva komponenten ökar ti11 455 563 W ett värde över nämnda tröskel så matas de två starkaste MFC-signalerna inte till en kodomvandlare 36. Denna kodomvandlare har formen av ett ROM-minne i vilket för varje kombination av tvâ MFC-signalfrekvenser det tillhörande kod- tecknet är lagrat eller kan bilda en del av den logiska kretsen 33 och således en del av den mämnda mikroprocessorn. Detta förhindrar att MFC-signaler som är simulerade genom en enda sinusformig signal blir giltiga.

Om storleken av kamfiltrets signal inte svarar mot summan av de tvâ star- kaste detekterade MFC-signalfrekvenserna (om t.ex. den kamfrekvensselektiva komponenten inte alstrar utgângssignalen och den av MFC-signalskyddskretsen detekterade energin inte inom förutbestämda gränser överstiger den detektera- de energin hos de tvà starkaste MFC-signalfrekvenserna) så matas dessa signa- ler till kodomvandlaren 36.

MFC-signalfrekvenserna fungerar såsom adressignaler för ROM-minnet 36 vilket som svar på dessa adressignaler matar MFC-kodsignaler, vilka svarar mot MFC-signalfrekvenserna, till utgången 9.

Den totala tidsperiod som krävs för att utföra beräkningarna för en ej upprepad MFC-signaldetektering är en millisekund bildad av åtta 125 /us intervall,nämligen sex intervall för MFC-signalerna, ett för detekteringen av den totalt mottagna effekten och ett för detekteringen av en enda sinus- formig störsignal. Den extra tid som krävs för detekteringen av den enda sinus- formiga signalen är minimal och den totala MFC-signaldetekteringen sker inom den detekteringsperiod som krävs av myndigheterna utan att det är nödvändigt att öka behandlingshastigheten.

Claims (1)

1. 455 563 ß _Eatentkrav Sätt avsett för användning i en muiti-frekvenssignaïmottagare för att i digi- taïa ingångssignaïer detektera kombinationer av minst två signaïer i en grupp av muïti-frekvenssignaïer och att medeïst ett ' kamfiïter, vars noïïpunkter i sin överföringskaraktäristik i huvudsak sammanfaiïer med de nominelïa frekven- serna i gruppen av multi-frekvenssignaïer, bestämma om mottagaren feïaktigt reagerar för en enke1frekvenssigna1, k ä n n e t e c k n a t av föijande steg: _ - bestämma den diskreta Fourier-transformen för de digitaïa ingängssignaier- na med föïjande uttryck som kärnfunktioner i denna diskreta Fouriertransform: k: ä vom) (mk sin [zí/Üfo - C/f/z + k (ff) . mi] och k=O k= ~ å: WUMT) (_1)k cos [Z l/(fo - Q/f/Z + k Cff) . nT] där w(n,T) är en förutbestämd fönstersignai, p är antaïet muïti-frekvenssignaïer, fo är den ïägsta multi-frekvenssignaïfrekvensen i gruppen av mu1ti-frekvenskod- signaier, s C/f är frekvensskiïinaden me11an tvâ frekvenskonsekutiva mu1ti-frekvenssigna- ïer, T är tidsperioden me11an.två konsekutiva sampïer av de digitaïa ingångssigna- ïerna och n är numret på sampierna av ingångssignaierna; - bestämma en signai av de diskret Fourier-transformerade ingângssignalerna, viïken signaï är proportioneïï mot den utvalda frekvenskomponentens effekt; - jämföra denna signai med summan av mu1ti-frekvenssignaiernas effekter i en detekterad mu1ti-frekvenskodsignaikombination; - och att göra den detekterade mu1ti-frekvenskodsigna1enkombinationen_b-': giitigom nämnda signaï har ett värde som överstiger ett av den nämnda summans värde beroende tröskeïvärde.