SE445282B - CONVERTER - Google Patents

Description

7909505-0 10 15 20 25 30 35 V --...._.,__...._.---__._____ » 2 tad utspänning e3 erhållas, såsom visat i fig 2(c). Under ett intervall mellan t=O och t=tl laddas kondensatorn Cl enligt fig 2(c) av utsignalen från helvågslikriktaren 2, så att den glättade utspänningen e3 ökar med den pulse- rande spänningen e2. Eftersom ledspänningsfallet för fyra dioder dl, d2, d3 och d4, vilka bildar helvågslik- riktaren 2, är endast ungefär 0,7 V, förbises det emel- lertid. ' Efter en tidpunkt t=tl, då inspänningen minskar un- der den över kondensatorn Cl,-såsom visat med streckade 'linjer, blir dioderna dl-d4 i hålvågslikriktaren 2 ole- dande. Den i kondensatorn Cl lagrade elektriska ladd- ningen urladdas följaktligen via resistorn Rl och lasten R, så att spänningen e3 avtar med en tidkonstant Cl(Rl+R). 7909505-0 10 15 20 25 30 35 V --...._., __...._. --- __._____ »2 tad output voltage e3 is obtained, as shown in Fig. 2 (c). During an interval between t = 0 and t = t1, the capacitor C1 according to Fig. 2 (c) is charged by the output signal from the full-wave rectifier 2, so that the smoothed output voltage e3 increases with the pulsating voltage e2. However, since the conduction voltage drop of four diodes d1, d2, d3 and d4, which form the full-wave rectifier 2, is only about 0.7 V, it is overlooked. After a time t = t1, when the input voltage decreases below that of the capacitor C1, as shown by dashed lines, the diodes d1-d4 in the hollow wave rectifier 2 become non-conductive. The electric charge stored in the capacitor C1 is consequently discharged via the resistor R1 and the load R, so that the voltage e3 decreases with a time constant C1 (R1 + R).

Vid en tidpunkt t=t2 göres dioderna dl-d4 ledande av spän- ningen e2, som ökar i motsvarighet till den nästa halv- perioden av källspänningen el, varigenom spänningen e3 åter ökar i överensstämmelse med spänningens e2 vågform.At a time t = t2, the diodes d1-d4 are made conductive by the voltage e2, which increases in correspondence with the next half period of the source voltage el, whereby the voltage e3 again increases in accordance with the waveform e2 of the voltage.

Eftersom kraftsystemet blir felbehäftat vid tidpunkten t=t0 och toppspänningen för den nästa halvperioden mins- kar från Em till En, fortsätter emellertid kondensatorns Cl spänning e3, vilken har minskat genom urladdningen efter t=t3, att minska som följd av urladdningen fram tiIl_en tidpunkt t=t4, då spänningen e2 blir större än spänningen e3. Efter tidpunkten t=t4 laddas kondensatorn Cl åter av spänningen e2.However, since the power system fails at time t = t0 and the peak voltage for the next half period decreases from Em to En, the voltage e3 of the capacitor C1, which has decreased by the discharge after t = t3, continues to decrease due to the discharge until time t = t4, when the voltage e2 becomes greater than the voltage e3. After the time t = t4, the capacitor C1 is recharged by the voltage e2.

Om det nu antages att utspänningens e3 värde vid tid- punkten t=t4 är lika med spänningsminskningsdetekterings- nivån Ld, så är intervallet (t4-t0) mellan uppträdandet av felet i kraftsystemet vid t=0 och detekteringstidpunk- ten t4 fördröjningstiden för feldetektering. I detta exempel är denna fördröjningstid lika med en halvperiod av källspänningen el. I Ehuru utspänningen e3 i viss utsträckning är glättad innehåller den fortfarande en väsentlig mängd av pulse- ringskomponenten. För ytterligare glättning är det nöd- vändigt att öka värdena på resistorn Rl och kondensatorn Cl. Allteftersom tidkonstanten Cl(Rl+R) för glättnings~ . _...__............._.__._.-__.-_..__v -V I 10 20 25 30 7909305-0 3 kretsen 3 och lasten R ökas kan med andra ord en jämnare likströmsutspänning, vilken innehåller en mindre mängd av pulseringskomponenten, erhållas, såsom visat i fig 2(d).If it is now assumed that the value of the output voltage e3 at the time t = t4 is equal to the voltage reduction detection level Ld, then the interval (t4-t0) between the occurrence of the fault in the power system at t = 0 and the detection time t4 is the delay time for error detection. In this example, this delay time is equal to half a period of the source voltage el. Although the output voltage e3 is to some extent smoothed, it still contains a significant amount of the pulsation component. For further smoothing, it is necessary to increase the values of the resistor R1 and the capacitor C1. As the time constant C1 (R1 + R) for smoothing ~. _...__............._.__._.-__.-_..__ v -VI 10 20 25 30 7909305-0 3 circuit 3 and the load R can be increased by in other words, a smoother DC output voltage, which contains a smaller amount of the pulsation component, is obtained, as shown in Fig. 2 (d).

Detta ökar emellertid intervallet för detektering av den variation i källspänningen el som utgör uppträdandet av felet. I den i fig 2(d) visade vågformen för utspänning- en e3' är intervallet (t5-t0) mellan tidpunkten t=t0, vid vilken felet har inträffat, och tidpunkten, vid vil- ken spänningen e3' har minskat till spänningsminsknings- detekteringsnivån Ld, mer än 1,5 perioder av källspän- ningen el. Om källans frekvens är 50 Hz, så detekteras således felet med en fördröjning på ungefär 35 ms.However, this increases the interval for detecting the variation in the source voltage el which constitutes the occurrence of the fault. In the waveform of the output voltage e3 'shown in Fig. 2 (d), the interval (t5-t0) is between the time t = t0 at which the error has occurred and the time at which the voltage e3' has decreased to the voltage decrease. detection level Ld, more than 1.5 periods of the source voltage el. Thus, if the source frequency is 50 Hz, then the error is detected with a delay of approximately 35 ms.

En tendens på senare tid är att skydda och styra kraft- system via en digital, elektronisk dator. För upprätthål- lande av kraftsystemens stabilitet är det nödvändigt att insamla och behandla kraftsystemens data i reelltid. Om i detta fall datainsamlingssektionens gensvarshastighet är låg, förbrukas mycken tid på att behandla data och det är ej möjligt att upprätthålla kraftsystemens stabi- litet. Den tidigare teknikens omformare är därför ej läm- pad för den ovan beskrivna datainsamlingssektionen.A recent trend is to protect and control power systems via a digital, electronic computer. In order to maintain the stability of the power systems, it is necessary to collect and process the power systems' data in real time. If in this case the response speed of the data collection section is low, a lot of time is spent processing data and it is not possible to maintain the stability of the power systems. The inverters of the prior art are therefore not suitable for the data collection section described above.

Ett ändamål med föreliggande uppfinning är följakt- ligen att åstadkomma en omformare, vilken har enkel kon- struktion och kan eliminera den ovan nämnda tidigare tek- nikens nackdelar och ge en likströmsutspänning, vilken snabbt reagerar för variationen i växelströmsinspänningen. 3. Sammanfattning av uppfinningen.Accordingly, an object of the present invention is to provide a converter which has a simple construction and can eliminate the disadvantages of the above-mentioned prior art and give a direct current output voltage which reacts rapidly to the variation in the alternating current input voltage. 3. Summary of the Invention.

Uppfinningen åstadkommer en omformare, som innefattar första organ, som är anordnade att mottaga en enda växel- strömsinsignalsstorhet för likriktning och glättning samt är kopplade för alstring av två pulseringsutsignaler, vilka är i fas men har olika storlek och vilka pulseringsut- signaler har ett sådant förhållande, att den ena pulse- ringsutsignalens mínimivärde är i huvudsak lika med den andra pulscringsutsignalens maxímivärde, en elektrisk laddningsanordning, som är kopplad att laddas av den andra pulseringsutsignalen, samt andra organ, vilka bringar laddningsanordningens utsignal att reduceras mot nämnda en pulseringsutsignal, då laddningsanordningens utsignal 7909305-0 10 15 20 25 30 35 .. -_....».---» I 4 är större än nämnda ena pulseringsutsignal. 4. Kort beskrivning av ritningarna.The invention provides a converter which comprises first means which are arranged to receive a single AC input signal quantity for rectification and smoothing and are connected for generating two pulsation output signals which are in phase but have different sizes and which pulsation output signals have such a ratio. , that the minimum value of one pulsation output signal is substantially equal to the maximum value of the other pulsation output signal, an electric charging device coupled to be charged by the other pulsating output signal, and other means which cause the output signal of the charging device to be reduced against said pulsating output signal. 7909305-0 10 15 20 25 30 35 .. -_.... ».---» I 4 is greater than said one pulsation output signal. 4. Brief description of the drawings.

Fig I är ett kretsschema och visar ett exempel på den tidigare teknikens omformare. Fig 2 visar signalvågformer, användbara för förklaring av arbetssättet för den i fig l visade kretsen. Fig 3 är ett kretsschema och visar ett exempel på omformaren enligt uppfinningen. Fig 4, 5 och 6 visar signalvågformer, som är användbara för att för- klara arbetssättet för den i fig 3 visade kretsen. Fig 7 är ett kretsschema och visar en modifiering av den i fig 3 visade kretsen, varvid en nivâdetekteringskrets är kopp- lad till den kretsens utgångssida. Fig 8, 10, ll, l2, 13, H15, 17 och 18 är kretsscheman, som visar andra modifie- rade utföringsformer av omformaren enligt föreliggande uppfinning. Fig 9, 14 och 16 visar signalvågformer, som är användbara för förklaring av arbetssätten för de i fig 8, 13 resp 15 visade omformarna. Fig 19 är ett block- schema, som visar användningen av omformaren enligt före- liggande uppfinning vid detekteringen av tillståndet i ett kraftsystem. 5. Bästa realisering av uppfinningen.Fig. 1 is a circuit diagram showing an example of a prior art converter. Fig. 2 shows signal waveforms useful for explaining the operation of the circuit shown in Fig. 1. Fig. 3 is a circuit diagram showing an example of the converter according to the invention. Figs. 4, 5 and 6 show signal waveforms which are useful for explaining the operation of the circuit shown in Fig. 3. Fig. 7 is a circuit diagram showing a modification of the circuit shown in Fig. 3, a level detection circuit being connected to the output side of that circuit. Figs. 8, 10, 11, 12, 13, H15, 17 and 18 are circuit diagrams showing other modified embodiments of the converter according to the present invention. Figs. 9, 14 and 16 show signal waveforms which are useful for explaining the operation of the converters shown in Figs. 8, 13 and 15, respectively. Fig. 19 is a block diagram showing the use of the converter according to the present invention in detecting the state of a power system. Best Mode for Carrying Out the Invention.

Utföringsformer av uppfinningen skall nu beskrivas i detalj under hänvisning till de åtföljande ritningarna.Embodiments of the invention will now be described in detail with reference to the accompanying drawings.

I fig 3 är båda anslutningarna från en växelströms- källa ll, som lämnar en växelutspänning ell, kopplade till växelströmsingângsanslutningarna till en helvågs- likriktare l2 av diodbryggtyp, vilken utgöres av dioder dl, d2, d3 och d4. Som växelströmskällan ll kan en ström- transformator eller spänningstransformator användas, vil- ken är kopplad till ett kraftsystem för alstring av växelspänningen ell med ett värde, vilket motsvarar kraftsystemets tillstånd.In Fig. 3, both connections from an AC source l1, which leaves an AC voltage ell, are connected to the AC input terminals of a full-wave rectifier 12 of the diode bridge type, which consists of diodes d1, d2, d3 and d4. As the AC power source II, a current transformer or voltage transformer can be used, which is connected to a power system for generating the AC voltage or with a value which corresponds to the state of the power system.

Av helvågslikriktarens 12 likströmsutgångsanslutningar är den positiva anslutningen TP via en strömbegränsnings- resistor RL kopplad till den ena änden av en kondensator Cll, den ena änden av en resistor Rll och till katodelek- troden av en diod Dll, medan den negativa anslutningen TN är kopplad till kondensatorns Cll andra ände och till den ena änden av en resistor Rl2 och den ena änden av en 10 15 20 25 30 35 7909305-0 5 kondensator C12. Resistorerna Rll och Rl2 är kopplade i serie över anslutningarna TP och TN. På samma sätt är dio- den Dll och kondensatorn C12 kopplade i serie över anslut- ningarna TP och TN. En diods D12 anodelektrod är kopplad till förbindningspunkten TC mellan resistorerna Rll och Rl2, medan diodens D12 katodelektrod är kopplad till en förbindningspunkt TO mellan dioden Dll och kondensatorn C12. En last R är kopplad över kondensatorns C12 anslut- ningar.Of the DC output terminals of the full-wave rectifier 12, the positive terminal TP is connected via a current limiting resistor RL to one end of a capacitor C11, one end of a resistor R1 and to the cathode electrode of a diode D11, while the negative terminal TN is connected to the other end of the capacitor C11 and to one end of a resistor R12 and one end of a capacitor C12. Resistors R11 and R12 are connected in series across the TP and TN terminals. In the same way, the diode D11 and the capacitor C12 are connected in series across the connections TP and TN. An anode electrode of a diode D12 is connected to the connection point TC between the resistors R1 and R12, while the cathode electrode of the diode D12 is connected to a connection point TO between the diode D11 and the capacitor C12. A load R is connected across the C12's connections of the capacitor.

~Arbetssättet för den i fig 3 visade utföringsformen skall nu beskrivas under hänvisning till fig 4, 5 och 6.The operation of the embodiment shown in Fig. 3 will now be described with reference to Figs. 4, 5 and 6.

Fig 4(a) visar vågformen för växelströmskällans utspän- ning ell, varvid Em är toppvärdet under stationärt till- stånd, En är toppvärdet efter en variation i utspänningen ell som följd av ett fel i kraftsystemet, vilket fel in- träffade vid en tidpunkt t=t0. Växelutspänningen ell lik- riktas av helvågslikriktaren 12 i det nästa steget. Den pulserande utspänningen i helvâgslikriktarens 12 utsig- nal har en sådan vågform som är visad med streckade lin- jer i fig 4(b). Denna pulserande spänning påtryckes via en strömbegränsningsresistor RL över kondensatorn Cll och över en spänningsdelarkrets, som består av resistorerna Rll och R12. Som följd härav glättas den pulserande spän- ningen, så att den med en heldragen linje i fig 4(b) vi- sade spänningen el2 påtryckes över kondensatorn Cll. Våg- formen för denna spänning el2 är densamma som den för in- signalen ell mellan t=0 och t=tll och kondensatorn Cll laddas under detta intervall. Under intervallet mellan t=tll och t=tl2 urladdas kondensatorn Cll via resisto- rerna Rll och R12. När kondensatorns Cll anslutnings- spänning minskar till El vid en tidpunkt t=tl2, är den lika med spänningen av den nästa halvperioden av käll- spänningen tll. Urladdningen av kondensatorn Cll upphör således och kondensatorn laddas åter. När ett fel upp- träder i kraftsystemet vid en tidpunkt t=t0, blir den efterföljande halvperiodens toppspänning En, som är mindre än toppspänningen Em under det stationära tillståndet.Fig. 4 (a) shows the waveform of the output voltage ell of the AC source, where Em is the peak value under steady state, En is the peak value after a variation in the output voltage ell as a result of a fault in the power system, which error occurred at a time t = t0. The alternating voltage or is rectified by the full-wave rectifier 12 in the next step. The pulsating output voltage in the output signal of the full-wave rectifier 12 has such a waveform as is shown in broken lines in Fig. 4 (b). This pulsating voltage is applied via a current limiting resistor RL across the capacitor C11 and across a voltage divider circuit consisting of the resistors R11 and R12. As a result, the pulsating voltage is smoothed so that the voltage el2 shown by a solid line in Fig. 4 (b) is applied across the capacitor C11. The waveform of this voltage el2 is the same as that of the input signal ell between t = 0 and t = t11 and the capacitor C11 is charged during this interval. During the interval between t = t11 and t = t12, the capacitor C11 is discharged via the resistors R11 and R12. When the connection voltage of the capacitor C11 decreases to E1 at a time t = t12, it is equal to the voltage of the next half period of the source voltage t11. The discharge of the capacitor C11 thus ceases and the capacitor is recharged. When a fault occurs in the power system at a time t = t0, the peak voltage of the following half period becomes En, which is less than the peak voltage Em during the steady state.

Värdena för kondensatorns Cll, resistorerna Rll och Rl2 är så valda, att kondensatorns Cll anslutningsspänning 10 15 20 25 30 35 7909505-0 6 el2 blir lägre än värdet En som följd av urladdningen un- eder ett intervall mellan t=t0 och en tidpunkt, vid vilken toppvärdet En uppträder. Kondensatorns Cll anslutnings- spänning el2 skulle variera på det sätt, som är visat med den heldragna linjen i fig 4(b) efter uppträdandet av felet vid en tidpunkt t=t0.The values of the capacitor C11, the resistors R11 and R12 are selected so that the connection voltage of the capacitor C11 becomes lower than the value En as a result of the discharge during an interval between t = t0 and a time, at which the peak value A occurs. The connection voltage el2 of the capacitor C11 would vary in the manner shown by the solid line in Fig. 4 (b) after the occurrence of the fault at a time t = t0.

Den så erhållna, glättade spänningen el2 delas av resistorerna Rll och Rl2, så att en delspänning el3 med en vågform, som är visad med punktstreckade linjer i fig 4(c), skulle uppträda över resistornfl Rl2. Om spännings- delningskvoten för spänningsdelarkretsen, vilken består av resistorerna Rll och Rl2, betecknas med K, så erhålles: _ Rl2 K"R11+R12 (l) Värdet på spänningen el3 vid tidpunkten t=tll är följakt- ligen visat genom KEm och det vid tidpunkten t=tl2 är visat genom KER.The smoothing voltage el2 thus obtained is divided by the resistors R1 and R12, so that a partial voltage el3 with a waveform, which is shown in dotted lines in Fig. 4 (c), would appear across the resistor fl R112. Accordingly, if the voltage division ratio of the voltage divider circuit, which consists of the resistors R11 and R12, is denoted by K, then: _ R12 K "R11 + R12 (1) The value of the voltage at the time t = tl2 is shown by KER.

Spänningsdelningskvoten K är vald att uppfylla ett samband: ' [KE m ~ Eßl < e .... (2) (Där e är en konstant med försumbart värde i förhållande till KEm.) Anslutningsspänningen el3 över spänningsdelarresis- torn Rl2 påtryckes över kondensatorn C12 via dioden D12 för hindrande av att backström urladdar kondensatorn.The voltage division ratio K is selected to satisfy a relationship: '[KE m ~ Eßl <e .... (2) (Where e is a constant with negligible value in relation to KEm.) The connection voltage el3 across the voltage divider resistor R12 is applied across the capacitor C12 via diode D12 to prevent reverse current from discharging the capacitor.

Kondensatorns C12 anslutningsspänning el4 bibehåller topp- värdet KEm på resistorns Rl2 anslutningsspänning el3, såsom visat av den heldragna linjen i fig 4(c), medan in- spänningen är i det stationära tillståndet (från t=0 till t=tl). Vid beaktande av kondensatorns C12 urladdning via lasten samt läckströmmen är denna spänning el4 strängt taget en likströmsstorhet, som innehåller pulserings- komponenter. Som värdet av den genom ekvation (1) ut- tryckta spänningsdelningskvoten K är erhållet, blir följakt- ligen likströmsutsignalen el4 proportionell mot inspän- ningen ell, och det är önskvärt att ett sådant värde väl- jes att utsignalen el4 ej innehåller någon väsentlig an- del av pulseri ïskomponenten.The connection voltage el4 of the capacitor C12 maintains the peak value KEm of the connection voltage el3 of the resistor R112, as shown by the solid line in Fig. 4 (c), while the input voltage is in the steady state (from t = 0 to t = t1). When considering the discharge of the capacitor C12 via the load and the leakage current, this voltage el4 is strictly a direct current quantity, which contains pulsation components. Accordingly, as the value of the voltage division ratio K expressed by equation (1) is obtained, the direct current output signal el4 becomes proportional to the input voltage ell, and it is desirable that such a value be selected that the output signal el4 does not contain any significant difference. part of the pulsar ice component.

Ett värde K=0,43 erhölls, när resistorernas Rll och 10 15 20 30 35 7909505-0 7 R12 värden ändrades till olika värden för bestämning av ett värde på K, vilket uppfyller ovan beskrivna villkor, under observering av vågformen för anslutningsspänningen el3 över resistorn Rl2 med ett oscilloskop. Värdet på K, vid vilket pulseringen börjar uppträda, var K=0,5l. Vid denna tidpunkt var det minsta värdet KEß på resistorns Rl2 anslutningsspänning 2,57 V, det maximala värdet KEm därav var 3,05 V och den minsta anslutningsspänningen Eß för kondensatorn Cll var _ KEZ _ 2 57 _ EßT-fiï* Istället för användning av ekvation (2) på grundval av dessa aktuella värden beräknades kvoten (KEm-El)/ER 5,98 (V). enligt följande: m _ 5,98 Då värdet på e i ekvation (2) är noll, uppnås ett idealt tillstånd KEm=Eß. För praktisk användning är det emeller- tid tillräckligt då värdet på e är så inställt, att det är mindre än det genom ekvation (3) erhållna 0,08. Då skillnaden mellan KEm och EL är mindre än 8% av spän- ningens el2 toppvärde, är det närmare bestämt möjligt att erhålla en från fel fri utsignal el4, Det antages nu att ett fel inträffar i kraftsystemet vid tidpunkten t=t0 med den följden, att spänningens el2 värde blir mindre än värdet KEm för spänningen el4 vid tidpunkten t=tl. Kondensatorns C12 laddning skulle snabbt urladdas via dioden Dll och resistorerna Rll och Rl2.A value K = 0.43 was obtained when the values of the resistors R1 and R12 were changed to different values for determining a value of K, which satisfies the conditions described above, while observing the waveform of the connection voltage el3 across resistor R12 with an oscilloscope. The value of K, at which the pulsation begins to occur, was K = 0.5l. At this time, the minimum value KEß on the connection voltage of the resistor R12 was 2.57 V, the maximum value KEm thereof was 3.05 V and the minimum connection voltage Eß for the capacitor C11 was _ KEZ _ 2 57 _ EßT- fi ï * Instead of using equation (2) on the basis of these actual values, the ratio (KEm-El) / ER was calculated 5.98 (V). as follows: m _ 5.98 When the value of e in equation (2) is zero, an ideal state KEm = Eß is achieved. For practical use, however, it is sufficient when the value of e is set so that it is less than the 0.08 obtained by equation (3). Since the difference between KEm and EL is less than 8% of the peak value of the voltage el2, it is more precisely possible to obtain a fault-free output signal el4. It is now assumed that a fault occurs in the power system at time t = t0 with that consequence, that the value of the voltage el2 becomes less than the value KEm of the voltage el4 at the time t = t1. The charge of the capacitor C12 would be rapidly discharged via the diode D11 and the resistors R1 and R112.

Dioden D12 blir sedan oledande och urladdningen fortsät- ter till dess att absolutvärdesrelationen |el4|=|el2| upp- nås. Efter tidpunkten t=tl urladdas således kondensatorn C12 via dioden Dll och spänningen el4 avtar med samma våg- form som den för spänningen el2. Spänningen el4 fortsät- ter att bibehålla toppvärdet KEn, vilket uppträder efter felet, vid och efter tidpunkten t=tl5, varvid det första ÉEEZÉÅ - ÉLQÉIÉLÉZ = 0,03 ___, (3) toppvärdet av KEm av spänningen el3 blir lika med Éïïgàzñïï - En (toppvärde av el2) efter variationen i inspänningen ell vid tidpunkten t=t0. a79o9zn5-oi- 10 15 20 25 30 35 8 Dioden Dll ger med andra ord en sådan omkoppling, att de två likspänningarna el2 och el4, vilka innehåller pulse- ringar, jämföres samt kondensatorn C2 håller värdet av den mindre likspänningen.The diode D12 then becomes non-conductive and the discharge continues until the absolute value relation | el4 | = | el2 | achieved. After the time t = t1, the capacitor C12 is thus discharged via the diode D11 and the voltage el4 decreases with the same waveform as that of the voltage el2. The voltage el4 continues to maintain the peak value KEn, which occurs after the error, at and after the time t = tl5, whereby the first ÉEEZÉÅ - ÉLQÉIÉLÉZ = 0.03 ___, (3) the peak value of KEm of the voltage el3 becomes equal to Éïïgàzñïï - (peak value of el2) after the variation in the input voltage ell at the time t = t0. a79o9zn5-oi- 10 15 20 25 30 35 8 In other words, the diode D11 provides such a switching that the two direct voltages el2 and el4, which contain pulsations, are compared and the capacitor C2 holds the value of the smaller direct voltage.

Ekvation (2) kan omskrivas som KEm=Eß. Ett fall, i vilket detta samband ej är uppfyllt,skall nu betraktas.Equation (2) can be described as KEm = Eß. A case in which this connection is not fulfilled will now be considered.

Fig 5(a) visar således en vågform, där KEm fall skulle kondensatorns C12 anslutningsspänning el4A innehålla en pulseringskomponent, när resistorns Rl2 an- slutningsspänning el3A når toppvärdet KEm. Fig 5(b) vi- sar vågformen då KEm mycket lägre än inspänningen el2, varför det korrekta, proportionella sambandet mellan dem skulle gå förlorat och felet därmed ökas. Såvida ej sambandet mellan ekva- tion (2) är uppfyllt, skulle således pulseringskomponen- ten i utspänningen el4 öka och därmed öka felet. Som' följd härav blir det svårt att erhålla likströmsutspän- ningen el4 korrekt proportionell mot växelströmsinspän- ningen ell.Fig. 5 (a) thus shows a waveform in which KEm case the connection voltage el4A of the capacitor C12 would contain a pulsation component, when the connection voltage el3A of the resistor R112 reaches the peak value KEm. Fig. 5 (b) shows the waveform when KEm is much lower than the input voltage el2, so that the correct, proportional relationship between them would be lost and the error thereby increased. Unless the relationship between equation (2) is fulfilled, the pulsation component in the output voltage el4 would thus increase and thus increase the error. As a result, it becomes difficult to obtain the DC voltage el4 correctly proportional to the AC voltage ell.

I fig 4(c) representerar intervallet mellan tl och tl5 det intervallet, i vilket kondensatorns C12 laddning snabbt urladdas via dioden Dll, varför utspänningen el4 reagerar med hög hastighet på variationen i inspänningen ell efter tidpunkten t=t0.In Fig. 4 (c), the interval between t1 and t15 represents the interval in which the charge of the capacitor C12 is rapidly discharged via the diode D11, so that the output voltage el4 reacts at a high speed to the variation in the input voltage ell after the time t = t0.

I syfte att hindra läckström från kondensatorn C12 är det fördelaktigt att som lasten R i fig 3 använda en välkänd spänningsföljarkrets, vilken utnyttjar en opera- tionsförstärkare med hög ingångsimpedans.In order to prevent leakage current from the capacitor C12, it is advantageous to use as the load R in Fig. 3 a well-known voltage follower circuit, which uses an operational amplifier with a high input impedance.

I fig 3 användes Cll=0,53 nF, Rll3Rl2=5 kohm, Cl2=O,l UF och de med dessa parametrar uppmätta spänning- arna ell, el2 och el4 är visade i fig 6. Såsom visat i fig 6 ändrar sig inspänningen vid en tidpunkt t2l från 5 V till 3 V och återgår åter till 5 V vid en tidpunkt t23. Såsom visat med en punktstreckad linje följer ut- spänningen el4 variationen i inspänningen ell vid tid- punkter t22 resp t24. Intervallet mellan t2l och t22, under vilket utspänningen el4 har varierat, uppgår till 12 ms, medan intervallet mellan t23 och t24, under vilket 10 15 20 25 , BQVM 35 7909305-0 9 utspänningen el4 har återställts, uppgår till 8 ms. I det i fig 2(d) visade exemplet enligt tidigare teknik är intervallet mellan t0 och t5 35 ms, medan enligt före- liggande uppfinning intervallet mellan t2l och t22 är 12 ms, vilket visar att utspänningen el4 varierar snabbt som gensvar på felet i kraftsystemet. 7 Fig 7 visar en modifierad utföringsform av förelig- gande uppfinning, varvid nivåvariationen i utspänningen el4 detekteras snabbt med en nivådetektor. Mot i fig 3 visade element svarande element har i fig 7 samma hänvis- ningsbeteckningar. I fig 7 är anslutningen TO på en kon- densators C12 positiva sida kopplad till den inverterande ingången (-) till en operationsförstärkare ICl via en resistor R23 och till operationsförstärkarens ICl utgångs- anslutning via en zenerdiod ZDl. Spänningsdelningsresis- torer R20 och R2l är kopplade i serie mellan en negativ ledning, som är kopplad till kondensatorns C12 anslut- ning på den negativa sidan, och en negativ källa -E, och förbindningspunkten TF mellan resistorerna R20 och R2l är via en resistor R22 kopplad till operationsförstärka- rens ICl inverterande ingång (-). Operationsförstärkarens ICl icke-inverterande ingång (+) är kopplad till en av utgångsanslutningarna via den negativa ledningen.In Fig. 3, C11 = 0.53 nF, R113R12 = 5 kohm, Cl2 = 0.1, UF and the voltages ell, el2 and el4 measured with these parameters are shown in Fig. 6. As shown in Fig. 6, the input voltage changes. at a time t21 from 5 V to 3 V and returns again to 5 V at a time t23. As shown by a dotted line, the output voltage el4 follows the variation in the input voltage ell at times t22 and t24, respectively. The interval between t21 and t22, during which the output voltage el4 has varied, amounts to 12 ms, while the interval between t23 and t24, during which the output voltage el4 has been reset, amounts to 8 ms. In the prior art example shown in Fig. 2 (d), the interval between t0 and t5 is 35 ms, while according to the present invention the interval between t21 and t22 is 12 ms, which shows that the output voltage el4 varies rapidly in response to the fault in the power system. . Fig. 7 shows a modified embodiment of the present invention, wherein the level variation in the output voltage el4 is detected quickly with a level detector. Corresponding elements shown in Fig. 3 have the same reference numerals in Fig. 7. In Fig. 7, the connection TO on the positive side of a capacitor C12 is connected to the inverting input (-) of an operational amplifier IC1 via a resistor R23 and to the output connection of the operational amplifier IC1 via a zener diode ZD1. Voltage division resistors R20 and R21 are connected in series between a negative line, which is connected to the connection of the capacitor C12 on the negative side, and a negative source -E, and the connection point TF between the resistors R20 and R21 is connected via a resistor R22 to the inverting input (-) of the operational amplifier IC1. The non-inverting input (+) of the operational amplifier IC1 is connected to one of the output terminals via the negative line.

För att i denna modifierade krets utföra nivådetek- tering matas utspänningen el4 och en referensspänning e2l, som uppträder i förbindningspunkten TF mellan spännings- delarresistorerna R20 och R2l, till operationsförstärka- rens ICl inverterande ingång. När utspänningen el4 blir lägre än absolutvärdet |e2l| av referensspänningen vid Qnntiflpunkt tl4, uppträder en positív_utspänning-e22»påÅ~-~~~~» operationsförstärkarens ICl utgång (se åter fig 4(c)).To perform level detection in this modified circuit, the output voltage e14 and a reference voltage e21, which occurs at the connection point TF between the voltage divider resistors R20 and R21, are supplied to the inverting input of the operational amplifier IC1. When the output voltage el4 becomes lower than the absolute value | e2l | of the reference voltage at Qnnti fl point tl4, a positive_voltage-e22 »appears on the output of the operational amplifier IC1 () again Fig. 4 (c)).

Det är därmed möjligt att efter önskan variera punkten för detektering av en minskad nivå hos utspänningen el4 genom variation av spänningsdelarkvoten för spänningsde- larresistorerna R20 och R2l.It is thus possible, if desired, to vary the point for detecting a reduced level of the output voltage el4 by varying the voltage divider ratio of the voltage divider resistors R20 and R2.

Medan helvågslikriktaren 12 i den i fig 3 visade ut- föringsformen har fyra dioder dl-d4 visar fig 8 en modi- fiering, som utnyttjar en halvvâgslikriktare l3'med en- 10 15 20 25 30 35 7909305-0 10 dast en diod d. Kretskonstruktionen i övrigt är densamma som i fig 3 och samma hänvisningsbeteckningar användes. _Arbetssättet för den i fig 8 visade utföringsformen skall nu beskrivas under hänvisning till de i fig 9 visa- de vâgformerna. I fig 8 likriktas källans ll växelströms- inspänning ell av halvvågslikriktaren 13. Vågformen för kondensatorns Cll anslutningsspänning el2' är visad med en heldragen linje i fig 9(a)¿ Denna likspänning el2' som innehåller en pulseringskomponent, jämföres med en lik- strömsutspänning el3', som innehåller en pulseringskompo- nent och alstras av en spänningsdelarkrets 15, vilken är bildad av resistorer Rll och Rl2. Under ett intervall t toppvärdet av spänningen el3'. Vid tidpunkten t=tO, då inspänningen ell varierar för åstadkommande av en lägre spänning el2' än toppvärdet av utspänningen el3', skulle en utsignal med samma nivå som spänningen el2' alstras.While the full-wave rectifier 12 in the embodiment shown in Fig. 3 has four diodes d1-d4, Fig. 8 shows a modification which utilizes a half-wave rectifier 13 'with only one diode d. The circuit construction is otherwise the same as in Fig. 3 and the same reference numerals are used. The operation of the embodiment shown in Fig. 8 will now be described with reference to the waveforms shown in Fig. 9. In Fig. 8, the AC voltage of the source 11 is rectified or by the half-wave rectifier 13. The waveform of the connection voltage el2 'of the capacitor C11 is shown by a solid line in Fig. 9 (a). This DC voltage el2' containing a pulsation component is compared with a DC output. ', which contains a pulsation component and is generated by a voltage divider circuit 15, which is formed by resistors R1 and R2. During an interval t the peak value of the voltage el3 '. At the time t = t0, when the input voltage ell varies to produce a lower voltage el2 'than the peak value of the output voltage el3', an output signal with the same level as the voltage el2 'would be generated.

Den slutliga utsignalens el4' vågform reagerar således för variationen i inspänningen ell vid en tidpunkt t=t0 med en fördröjning på tl5'-t0.The waveform of the final output el4 'thus reacts to the variation in the input voltage ell at a time t = t0 with a delay of tl5'-t0.

Fig 10 visar ännu en modifiering av föreliggande upp- finning, varvid den i fig 3 visade dioden D12 är ersatt med en transistor TRll och en transistor Rl3. Transistorns TRll kollektorelektrod är kopplad till en källa Vcc, me- dan emitterelektroden är kopplad till den negativa led- ningen via resistorn Rl3 samt till förbindningspunkten mellan en kondensator C12 och en diod Dll. Transistorns TRll baselektrod är kopplad till förbindningspunkten mel- lan spänningsdelarresistorerna Rll och Rl2. I den i fig 3 visade utföringsformen tillföres kondensatorns C12 ladd- ningsström från förbindningspunkten TC via dioden D12, medan i den i fig.l0 visade utföringsformen laddnings- strömmen tillföres från källan Vcc via transistorn TRll.Fig. 10 shows another modification of the present invention, in which the diode D12 shown in Fig. 3 is replaced by a transistor TR11 and a transistor R13. The collector electrode of the transistor TR11 is connected to a source Vcc, while the emitter electrode is connected to the negative lead via the resistor R13 and to the connection point between a capacitor C12 and a diode D11. The base electrode of the transistor TR11 is connected to the connection point between the voltage divider resistors R1 and R112. In the embodiment shown in Fig. 3, the charging current of the capacitor C12 is supplied from the connection point TC via the diode D12, while in the embodiment shown in Fig. 10, the charging current is supplied from the source Vcc via the transistor TR11.

Storleken på denna laddningsström styres av storleken av den basström som tillföres transistorns TRll baselektrod från förbindningspunkten TC. Källans Vcc spänning väljes att vara högre än toppvärdet En av inspänningen ell.The magnitude of this charging current is controlled by the magnitude of the base current supplied to the base electrode of the transistor TR11 from the connection point TC. The source's Vcc voltage is chosen to be higher than the peak value One of the input voltage ell.

Den i fig ll visade utföringsformen skiljer sig från 10 15 20 25 30 35 79o9zo5-0 ll den i fig 3 visade genom att dioden D11 är ersatt av en transistor TRl2 i diodkoppling. Eftersom i detta fall lik- spänningen el2 påtryckes transistorns TR12 emitterelek- trod, medan utspänningen el4 påtryckes kollektorelektroden, blir transistorns TRl2 kollektor-emitterbana ledande, när spänningen el2 på emittersidan blir lägre än spänningen el4 på kollektorsidan som följd av variationen i inspän- ningen ell, så att anslutningsspänningen över kondensa- torn C12, dvs den slutliga utsignalen, hålles på en lik- spänning med låg nivå. När transistorn TRl2 är en kisel- transistor, är dess inre spänningsfall ungefär 0,2 V.The embodiment shown in Fig. 11 differs from that shown in Fig. 3 in that the diode D11 is replaced by a transistor TR12 in diode connection. Since in this case the DC voltage el2 is applied to the emitter electrode of the transistor TR12, while the output voltage el4 is applied to the collector electrode, the collector-emitter path of the transistor TR12 becomes conductive, when the voltage el2 on the emitter side becomes lower than the voltage el4 on the collector side due to the variation in input voltage. , so that the connection voltage across the capacitor C12, ie the final output signal, is kept at a low voltage DC. When the transistor TR12 is a silicon transistor, its internal voltage drop is approximately 0.2 V.

Spänningsfallet i dioden D11 är å andra sidan ungefär 0,7 V. Av detta skäl kan i den i fig 3 visade utförings- formen en nivåskillnad mellan spänningarna el4 och el2 ej detekteras, såvida den ej är större än ungefär 0,7 V, - medan då transistorn TR12 användes det är möjligt att jämföra spänningarna el4 och el2 upp till en punkt, där nivåskillnaden är så liten som 0,2 V, vilket således ökar gensvarshastigheten för variationer i inspänningen.On the other hand, the voltage drop in the diode D11 is approximately 0.7 V. For this reason, in the embodiment shown in Fig. 3, a level difference between the voltages el4 and el2 cannot be detected, unless it is greater than approximately 0.7 V while when the transistor TR12 is used it is possible to compare the voltages el4 and el2 up to a point where the level difference is as small as 0.2 V, which thus increases the response rate for variations in the input voltage.

I den i fig 12 visade utföringsformen är kondensatorn C11 och resistorerna Rll och R12 ersatta av en spännings- delarkrets, som utgöres av kondensatorer C13 och C14, vilka är parallellkopplade med en resistor Rl4, som är kopplad över helvågslikriktarens 12 likströmsutgångsan- slutningar. Konstruktionen i övrigt för den i fig 12 vi- sade kretsen är densamma som för den i fig 3 visade.In the embodiment shown in Fig. 12, the capacitor C11 and the resistors R11 and R12 are replaced by a voltage divider circuit, which consists of capacitors C13 and C14, which are connected in parallel with a resistor R14, which is connected across the DC output terminals of the full-wave rectifier 12. The construction otherwise for the circuit shown in Fig. 12 is the same as for the one shown in Fig. 3.

Den i fig 12 visade utföringsformen arbetar på föl- jande sätt. Den pulserande spänning som alstrats av hel- vågslikriktaren 12 glättas av kondensatorerna C13, C14 och resistorn Rl4 och laddar sedan kondensatorn C12. Där- efter är arbetssättet detsamma som det för utföringsfor- men i fig 3. 7 I de ovan beskrivna utföringsformerna användes en resistans- eller kapacitansspänningsdelarkrets i syfte att erhålla två likströmsutspänningar, som är proportio- nella mot växelströmsinspänningen, medan i ännu en annan utföringsform, visad i fig 13, en transformator 18 med två sekundärlindningar användes för erhållande av två 10 15 20 25 30 35 7909305-0 12 växelspänningar ella och ellb, vilka sedan likriktas för erhållande av två likströmsutspänningar.The embodiment shown in Fig. 12 operates in the following manner. The pulsating voltage generated by the full-wave rectifier 12 is smoothed by the capacitors C13, C14 and the resistor R14 and then charges the capacitor C12. Thereafter, the mode of operation is the same as that of the embodiment of Fig. 3. In the embodiments described above, a resistance or capacitance voltage divider circuit is used in order to obtain two DC voltages, which are proportional to the AC voltage, while in yet another embodiment, shown in Fig. 13, a transformer 18 with two secondary windings is used to obtain two AC voltages ella and ellb, which are then rectified to obtain two DC voltages.

Närmare bestämt likriktas en av de två växelspänning- arna ella och ellb av en första helvågslikriktare l2a för laddning av en kondensator C15 via en strömbegränsnings- resistor RLl. En resistor Rl5 är parallellkopplad med kondensatorn C15. Den pulserande likströmsutsignalen från likriktaren l2a glättas av kondensatorn C15 och resistorn Rl5, så att en väsentlig andel av pulserings- .komponenten fortfarande kvarstår, såsom visas i fig 14.More specifically, one of the two AC voltages 11a and 1b is rectified by a first full-wave rectifier 12a for charging a capacitor C15 via a current limiting resistor RL1. A resistor R115 is connected in parallel with capacitor C15. The pulsating direct current output signal from the rectifier 12a is smoothed by the capacitor C15 and the resistor R15, so that a substantial portion of the pulsating component still remains, as shown in Fig. 14.

Den positiva sidan av den glättade utsignalen kopplas till den positiva sidan av lasten R via en backkopplad diod D13, medan den negativa sidan är kopplad till las- tens R negativa sida. Den första likströmsutsignalen, som innehåller en pulseringskomponent, är visad genom el5 i fig 14.The positive side of the smoothed output signal is connected to the positive side of the load R via a reverse diode D13, while the negative side is connected to the negative side of the load R. The first DC output signal, which contains a pulsation component, is shown by el5 in Fig. 14.

Den andra växelspänningen ellb likriktas av en andra helvågslikriktare l2b och påtryckes en glättningskrets, som innefattar en kondensator C16 och en resistor Rl6, via en strömbegränsningsresistor RL2 för âstadkommande av en andra likströmsutsignal el6 över resistorn Rl6.The second AC voltage ellb is rectified by a second full-wave rectifier 12b and a smoothing circuit comprising a capacitor C16 and a resistor R16 is applied via a current limiting resistor RL2 to provide a second DC output signal el6 across the resistor R16.

Resistorn Rl6 har ett högre resistansvärde än resistorn R15, så att utsignalen från glättningskretsen är i hög grad glättad, såsom visat med hänvisningsbeteckningen el6 i fig 14.The resistor R16 has a higher resistance value than the resistor R15, so that the output signal from the smoothing circuit is highly smoothed, as shown by the reference numeral el6 in Fig. 14.

Dioden D13 utför tillkoppling-frånkoppling i beroende av den relativa storleken av de tvâ likströmsutspänning- arna el5 och el6, och dioden D16 blir ledande, när växel- inspänningens ell nivå vid en tidpunkt t=tl6 minskar till följd av ett fel. Kondensatorns Cl2 anslutningsspänning, dvs den slutliga utsignalen, varierar i överensstämmelse med utspänningens el5 nivå. Det är ej nödvändigt att ut- signalen el6 användes som den slutliga utsignalen utan ut- spänningens el6 vågform kan glättas ytterligare.The diode D13 performs connection-disconnection depending on the relative magnitude of the two DC voltages el5 and el6, and the diode D16 becomes conductive when the level or voltage of the alternating voltage at a time t = tl6 decreases due to a fault. The connection voltage of the capacitor Cl2, ie the final output signal, varies in accordance with the level of the output voltage el5. It is not necessary that the output signal el6 be used as the final output signal, but the waveform of the output voltage el6 can be further smoothed.

I en annan i fig 15 visad utföringsform är den i fig 3 visade helvågslikriktaren 12 ersatt av en välkänd, ut- ökad faslikriktarkrets 14, vilken består av en transforma- tor 19 med en sekundärlindning l9a med mittuttag l9T, re- -.._....~_.....:_..- ....._:...-.--.._ .,....._.__,- ___... ..._ _ ..-__ ......._._..... 10 15 20 30 35 7909505-0 13 sistorer R25 och R26, kondensatorer C25 och C26 samt två helvågslikriktare l2a och l2b. Uttaget l9T är utdraget vid sekundärlindningens l9a mittpunkt. Sekundärlindning- ens l9a ena ände är kopplad via en resistor R25 och en kondensator C25 i serie. Denna seriekrets är dessutom pa- rallellkopplad med en seriekrets, som innefattar en kon- densator C26 och en resistor R26. En av den första hel- vågslikriktarens l2a växelströmsingângar är kopplad till en anslutning till sekundärlindningen l9a, medan den and- ra växelströmsingången är kopplad till förbindningspunk- ten mellan kondensatorn C26 och resistorn R26. Likrikta- rens l2a positiva likströmsutgångsanslutning är kopplad till förbindningspunkten mellan en diods Dll katodelek- trod och en resistor Rll, medan den negativa utgångsan- slutningen är kopplad till förbindningspunkten mellan en resistor Rl2 och en kondensator C12. Den andra helvågs- likriktarens l2b ena växelströmsingångsanslutning är kopp- lad till förbindningspunkten mellan resistorn R25 och -kondensatorn C25, medan den andra växelströmsingångsan- slutningen är kopplad till sekundärlindningens l9a andra anslutning. Den andra helvågslikriktarens l2b positiva och negativa utgângsanslutningar är kopplade gemensamt med de positiva och negativa utgångsanslutningarna från den första helvågslikriktaren l2a. Konstruktionen av de återstående elementen är densamma som i fig 3.In another embodiment shown in Fig. 15, the full-wave rectifier 12 shown in Fig. 3 is replaced by a well-known, extended phase rectifier circuit 14, which consists of a transformer 19 with a secondary winding 19a with center terminal 19T, re- -.._. ... ~ _.....: _..- ....._: ...-. - .._., ....._.__, - ___... .. ._ _ ..-__ ......._._..... 10 15 20 30 35 7909505-0 13 systems R25 and R26, capacitors C25 and C26 and two full-wave rectifiers l2a and l2b. The socket 19T is extended at the center of the secondary winding 19a. One end of the secondary winding l9a is connected via a resistor R25 and a capacitor C25 in series. This series circuit is also connected in parallel with a series circuit which comprises a capacitor C26 and a resistor R26. One of the AC inputs of the first full-wave rectifier 12a is connected to a connection to the secondary winding 19a, while the second AC input is connected to the connection point between the capacitor C26 and the resistor R26. The positive DC output terminal of the rectifier 12a is connected to the connection point between a cathode electrode of a diode D11 and a resistor R1, while the negative output terminal is connected to the connection point between a resistor R12 and a capacitor C12. One AC inverter one2b is connected to the connection point between resistor R25 and capacitor C25, while the other AC input terminal is connected to the second terminal of the secondary winding 19a. The positive and negative output terminals of the second full-wave rectifier l2b are connected in common with the positive and negative output terminals of the first full-wave rectifier l2a. The construction of the remaining elements is the same as in Fig. 3.

Såsom välkänt inom tekniken och visat med en heldra-- gen linje i fig l6(a) är frekvensen för pulseringskompo- nenten i utsignalen från likriktarkretsen 14 högre än den hos en konventionell helvågslikriktare, men likströmskom- ponenten är höjd. Distorsionen av vâgformen som följd av transienta fenomen vid spänningens el7 uppbyggnad är dock försummad här. När denna likriktarutsignal el7 användes för att ladda kondensatorn C12 via spänningsdelarresisto- rer Rll och Rl2, likartade de i fig 3 visade, skulle en med den heldragna linjen i fig l6(b) visade utsignalen erhållas. Den punktstreckade linjen representerar vågfor- men för anslutningsspänningen el8 över resistorn Rl2. Un- der växelströmskällans ll stationära tillstånd bibehåller , HV- ___..-.--.-_. 7909305-0 10 15 20 25 30 35 i ...___.._._....___......_........-_._.~._.__.. 14 den slutliga utsignalen el9 nivån för anslutningsspänning- en KEm på utgången el8 över resistorn Rl2, medan den upp- rätthåller nivån KEn för spänningen el7 efter det att käl- lans ll spänning har minskat vid t0. I likhet med den i fig 3 visade utföringsformen uppträder också vid denna mo- difiering den mindre av de två pulserande likströmsutsig- nalerna el7 och el9 över kondensatorn C12 som den slutliga utsignalen.As is well known in the art and shown by a solid line in Fig. 16 (a), the frequency of the pulsation component in the output of the rectifier circuit 14 is higher than that of a conventional full wave rectifier, but the DC component is elevated. However, the distortion of the waveform as a result of transient phenomena in the construction of the voltage el7 is neglected here. When this rectifier output signal el7 is used to charge the capacitor C12 via voltage divider resistors R1 and R12, similar to those shown in Fig. 3, an output signal shown with the solid line in Fig. 16 (b) would be obtained. The dotted line represents the waveform of the connection voltage el8 across the resistor R112. Under the steady state of the AC source ll maintains, HV- ___..-. -.-_. 7909305-0 10 15 20 25 30 35 i ...___.._._....___......_........-_._. ~ ._.__. 14 the final output signal el9 the level of the connection voltage KEm at the output el8 across the resistor R12, while maintaining the level KEn of the voltage el7 after the voltage of the source ll has decreased at t0. Similar to the embodiment shown in Fig. 3, in this modification also the smaller of the two pulsating direct current output signals el7 and el9 across the capacitor C12 appears as the final output signal.

I en annan i fig 17 visad modifiering är den i fig 3 visade dioden D11 ersatt med en strömställare 16 och en komparator 17. Tillslagningen och frånslagningen av kon- takterna i strömställarna 16 styres av utsignalen från komparatorn l7. I fig 17 är förbindningspunkten mellan diodens D12 katodelektrod och kondensatorns C12 positiva sida kopplad till en ingång till komparatorn 17, vilken exempelvis består av en operationsförstärkare. Kompara- torns 17 andra ingång är kopplad till kondensatorns C11 positiva anslutning och till diodens D12 katodelektrod via ett kontaktpar i strömställaren 16. Strömställarens 16 rörliga kontakt påverkas av komparatorns 17 utsignal.In another modification shown in Fig. 17, the diode D11 shown in Fig. 3 is replaced by a switch 16 and a comparator 17. The switching on and off of the contacts in the switches 16 is controlled by the output signal from the comparator 17. In Fig. 17, the connection point between the cathode electrode of the diode D12 and the positive side of the capacitor C12 is connected to an input of the comparator 17, which for example consists of an operational amplifier. The second input of the comparator 17 is connected to the positive connection of the capacitor C11 and to the cathode electrode of the diode D12 via a contact pair in the switch 16. The movable contact of the switch 16 is affected by the output signal of the comparator 17.

I den i fig 17 visade utföringsformen jämföres konden- satorns C11 anknytningsspänning e24-med kondensatorns C12 anslutningsspänning e2O av komparatorn 17. När ett till- stånd e24 17 till strömställaren 16 för slutning av denna. Som följd härav urladdas kondensatorns C12 laddning snabbt via strömställaren 16 och resistorerna Rll och Rl2, så att spänningen e2O avtar till nivån för spänningen e24 och bibehålles på denna nivå. När spänningen e24 exempelvis är 0,2 V lägre än spänningen e20, kan komparatorn 17 alstra en utsignal. Likströmsutspänningen e2O kan följakt- ligen reagera snabbt för variationen i spänningen ell men en spänningsskillnad på 0,7 V, vid vilken kiseldioden Dll blir ledande, såsom har beskrivits vid utföringsformen enligt fig ll.In the embodiment shown in Fig. 17, the connection voltage e24 of the capacitor C11 is compared with the connection voltage e2O of the capacitor C12 of the comparator 17. When a state e24 17 to the switch 16 for closing it. As a result, the charge of the capacitor C12 is rapidly discharged via the switch 16 and the resistors R1 and R12, so that the voltage e2O decreases to the level of the voltage e24 and is maintained at this level. For example, when the voltage e24 is 0.2 V lower than the voltage e20, the comparator 17 may generate an output signal. Accordingly, the DC output voltage e2O can react rapidly to the variation in the voltage ell but a voltage difference of 0.7 V, at which the silicon diode D11 becomes conductive, as has been described in the embodiment according to Fig. 11.

Fig 18 åskådliggör ännu en annan utföringsform av föreliggande uppfinning, varvid en mittuttagsförsedd trans- formator 19 användes liksom i den i fig 15 visade utförings- _ ____..._....._..__._...._.._.V.,_. i -__ 10 15 20 25 30 35 7909305-0 15 formen. Båda anslutningarna till transformatorns 19 sekun- därlindning l9a är tillsammans kopplade till en ände av en strömbegränsningsresistor RL via var sin diod D15 och D16, medan resistorns RL andra ände är kopplad till den positiva anslutningen hos en kondensator C11. Mittuttaget l9T är kopplat till kondensatorns Cll negativa anslutning.Fig. 18 illustrates yet another embodiment of the present invention, in which a center-socketed transformer 19 is used as in the embodiment shown in Fig. 15. .._. V., _. i -__ 10 15 20 25 30 35 7909305-0 15 form. Both connections to the secondary winding 19a of the transformer 19 are connected together to one end of a current limiting resistor RL via their respective diodes D15 and D16, while the other end of the resistor RL is connected to the positive connection of a capacitor C11. The center terminal 19T is connected to the negative connection of the capacitor C11.

Konstruktionen av de återstående elementen är densamma som den i fig 3.The construction of the remaining elements is the same as that in Fig. 3.

Eftersom i fallet med denna utföringsform helvâgs- likriktaren 12, innefattande de fyra dioderna dl-d4, är ersatt med den helvågslikriktare som innefattar två dio- der dl5 och dl6, är det möjligt att uppnå en enklare konstruktion. Arbetssättet för kretsen är detsamma som det i fig 3.Since in the case of this embodiment the full-wave rectifier 12, comprising the four diodes dl-d4, is replaced by the full-wave rectifier comprising two diodes dl5 and dl6, it is possible to achieve a simpler construction. The operation of the circuit is the same as that of Fig. 3.

Såsom ovan beskrivits bildas enligt föreliggande upp- två utsignaler, som innehåller pulseringskompo- och är proportionella mot storleken av en enda finning nenter, växelström eller växelspänning, exempelvis el2 i fig 3, el2' och el4' i fig 8, el5 och el6 i el7 och el9 i fig 15 samt e20 och e24 i fig 17, inmatad och el4 fig 13, jämföres dessa två utsignaler samt alstras en slutlig likströmsutsignal, som motsvarar den senare utsignalen i händelse av att den förra exempelvis är större än den senare. En omformare har således âstadkommits med enkel kretskonstruktion men ändå förmåga att snabbt reagera för variationen i spänningen, exempelvis i växelström- men på ingången. 6. Industriell användbarhet.As described above, according to the present invention, two output signals are formed which contain pulsation components and are proportional to the magnitude of a single finding, alternating current or alternating voltage, for example el2 in Fig. 3, el2 'and el4' in Fig. 8, el5 and el6 in el7 and el9 in Fig. 15 and e20 and e24 in Fig. 17, input and el4 in Fig. 13, these two outputs are compared and a final DC output signal is generated, which corresponds to the latter output signal in the event that the former is, for example, larger than the latter. A converter has thus been provided with a simple circuit construction but still the ability to react quickly to the variation in the voltage, for example in the alternating current at the input. 6. Industrial usability.

Omformaren enligt föreliggande uppfinning är särskilt lämpad att användasi_ett snabbt behandlingssystem, vilket tillföras tillståndet för strömmen eller spänningen i ett växelströmskraftsystem»för att exempelvis snabbt detekte- ra den spänningsvariation som förorsakas av ett fel. Så- som het och exempelvis visat i fig 19 härledes en elektrisk stor- i ett kraftsystem 31 via en ingångstransformator 32 modifieras sedan medelst en extra transformator 33 för uppvisande av en nivå, som är lämplig för tillförsel som insignalen ell till en omformare 34 enligt uppfinningen. ___.. . _ .___.-._......_........._-_.--.-_..___...-. 10 15 20 7909305-Q 16 En av omformaren 34 alstrad elektrisk likströmsstorlek el4 omformas till en digital storhet av en analog-digi- talomvandlare 35 och matas sedan till en behandlingsen- het 36, exempelvis en centralenhet CPU i en elektronisk dator. Behandlingsenheten 36 beräknar ständigt kraftsys- temets tillstånd för utförande av nödvändig styrning och nödvändigt skydd av kraftsystemet. I ett digitalt relä- system, i vilket ett kraftsystems elektriska växelströms- storhet samplas, omvandlas till en digital storhet och sedan beräknas digitalt för skydd eller styrning av kraft- systemet, bör samplingsfrekvensen vara tillräckligt hög för att återge den ursprungliga insignalens vâgform.The converter according to the present invention is particularly suitable for use in a fast processing system, which is applied to the state of the current or voltage in an alternating current power system »in order, for example, to quickly detect the voltage variation caused by a fault. As shown hot and for example in Fig. 19, an electrical quantity in a power system 31 via an input transformer 32 is then modified by means of an additional transformer 33 to have a level which is suitable for supply as the input signal or to a converter 34 according to the invention. . ___ ... _ .___.-._......_........._-_. -.-_..___...-. 7 159 7909305-Q 16 An electric current size el4 generated by the converter 34 is converted to a digital quantity by an analog-to-digital converter 35 and then fed to a processing unit 36, for example a central unit CPU in an electronic computer. The treatment unit 36 constantly calculates the state of the power system for performing the necessary control and the necessary protection of the power system. In a digital relay system, in which a power system's electrical current quantity is sampled, converted to a digital quantity and then calculated digitally for protection or control of the power system, the sampling frequency should be high enough to reproduce the waveform of the original input signal.

Normeringsteoremet visar att samplingsfrekvensen bör vara åtminstone två gånger insignalsfrekvensen. I ett kraft- system med frekvensen 50 Hz kan exempelvis utmärkt åter- givning uppnås med en samplingsfrekvens på 600 Hz. Efter- _som växelströmsinsignalsstorheten i ett kraftsystem er- hâlles som en analog likströmsstorhet enligt föreliggande uppfinning, är det speciellt möjligt att direkt omforma den till en digital storhet utan användning av en samp- lings-hållkrets, vilket således gör det möjligt att styra kraftsystemet med en dator under utnyttjande av billig maskinvara. _- _ ..,..__.___,.. ._ ,The standardization theorem shows that the sampling frequency should be at least twice the input signal frequency. In a power system with a frequency of 50 Hz, for example, excellent reproduction can be achieved with a sampling frequency of 600 Hz. In particular, since the AC input quantity in a power system is obtained as an analog DC quantity according to the present invention, it is possible to directly convert it to a digital quantity without the use of a sampling holding circuit, thus making it possible to control the power system with a computer using cheap hardware. _- _ .., ..__.___, .. ._,

Claims (15)

10 15 20 30 79o9sns-0 17 PATENTKRAV10 15 20 30 79o9sns-0 17 PATENT CLAIMS 1. l. Omformare, innefattande första organ, som är anordnade att mottaga en enda växelströmsinsignalsstor- het för likriktning och glättning samt är kopplade för alstring av två pulseringsutsignaler, vilka är i fas men har olika storlek och vilka pulseringsutsignaler har ett sådant förhållande, att den ena pulseringsut- signalens minimivärde är i huvudsak lika med den andra pulseringsutsignalens_maximivärde, en elektrisk ladd- ningsanordning, som är kopplad att laddas av den andra pulseringsutsignalen, samt andra organ, vilka bringar laddningsanordningens utsignal att reduceras mot nämnda en pulseringsutsignal, då laddningsanordningens utsignal är större än nämnda ena pulseringsutsignal.1. Converters, comprising first means, which are arranged to receive a single AC input quantity for rectification and smoothing and are connected to generate two pulsation output signals, which are in phase but have different sizes and which pulsation output signals have such a ratio that the minimum value of one pulsation output signal is substantially equal to the maximum value of the second pulsation output signal, an electric charging device coupled to be charged by the other pulsation output signal, and other means which cause the output signal of the charging device to be reduced against said pulsation output signal. greater than said one pulsation output signal. 2. Omformare enligt patentkravet l, varvid de första organen innefattar en likriktarkrets, som är anordnad att mottaga växelströmsinsignalsstorheten för likrikt~ ning, en glättningskrets för glättning av likriktarkret- sens pulseringsutsignal och en spänningsdelarkrets (15) för spänningsdelning av utsignalen från glättningskretsen, varvid en större anslutningsspänning från spännings- delarkretsen användes som nämnda ena pulseringsutsignal och en mindre anslutningsspänning från spänningsdelar- kretsen användes som den andra pulseringsutsignalen.A transducer according to claim 1, wherein the first means comprises a rectifier circuit arranged to receive the AC input signal quantity for rectification, a smoothing circuit for smoothing the pulsing output of the rectifier circuit and a voltage divider circuit (15) for voltage dividing the output signal from each smoothing circuit. larger connection voltage from the voltage divider circuit is used as the said one pulsation output signal and a smaller connection voltage from the voltage divider circuit is used as the second pulsation output signal. 3. Omformare enligt patentkravet 2, varvid likriktar- kretsen innefattar en helvågslikriktare (12) med fyra dioder (dl~d4).A converter according to claim 2, wherein the rectifier circuit comprises a full wave rectifier (12) with four diodes (dl ~ d4). 4. Omformare enligt patentkravet 2, varvid likriktar- kretsen innefattar en helvågslikriktare med tvâ dioder (D15, D16).A converter according to claim 2, wherein the rectifier circuit comprises a full-wave rectifier with two diodes (D15, D16). 5. Omformare enligt patentkravet 2, varvid likriktar~ kretsen innefattar en helvågslikriktare med en enda diod (d).A converter according to claim 2, wherein the rectifier circuit comprises a full-wave rectifier with a single diode (d). 6. Omformare enligt patentkravet 2, varvid glättnings- kretsen innefattar en kondensator (Cll), som är kopplad 10 20 30 35 7909305-0 ' 18 till likriktarkretsens utgång via en strömbegränsnings- resistor (RL), samt tvâ spänningsdelarresistorer (Rll, R12), vilka är parallellkopplade med kondensatorn (C11) och bildar spänningsdelarkretsen.A converter according to claim 2, wherein the smoothing circuit comprises a capacitor (C11), which is connected to the output of the rectifier circuit via a current limiting resistor (RL), and two voltage divider resistors (R11, R12). , which are connected in parallel with the capacitor (C11) and form the voltage divider circuit. 7. Omformare enligt patentkravet 2, varvid glättnings- kretsen innefattar en resistor (R14), som är kopplad till likriktarkretsens utgång via en strömbegränsningsresis- tor (RL), samt två spänningsdelarkondensatorer (C13, C14), vilka är parallellkopplade med resistorn (Rl4) och bil- idar spänningsdelarkretsen.A converter according to claim 2, wherein the smoothing circuit comprises a resistor (R14), which is connected to the output of the rectifier circuit via a current limiting resistor (RL), and two voltage divider capacitors (C13, C14), which are connected in parallel with the resistor (R14). and forms the voltage divider circuit. 8. Omformare enligt patentkravet 2, varvid de första organen innefattar en transformator för alstring av två väkelströmsstorheter, som motsvarar en växelströmsinsig- nalsstorhet, på transformatorns sekundärlindning, första och andra helvågslikriktare för likriktning av de två växelströmsstorheterna samt tvâ glättningskretsar för glättning av de två helvågslikriktarnas utsignaler. _A converter according to claim 2, wherein the first means comprise a transformer for generating two alternating current quantities, corresponding to one alternating current signal variable, on the secondary winding of the transformer, first and second full-wave rectifiers for rectifying the two alternating currents of the two alternating magnitudes and two output signals. _ 9. Omformare enligt patentkravet 2, varvid de första organen innefattar en transformator (19), vilken har en sekundärnnaning (ma) med ett mittuttag (1911) för alst- ring av en växelströmsstorhet i överensstämmelse med växelströmsinsignalsstorheten, en flerfaslikriktarkrets (14), som är kopplad till sekundärlindningen och utgöres av resistorer (R25, R26), kondensatorer (C25, C26) och två helvågslikriktarkretsar (l2a, l2b), samt organ för att gemensamt koppla de tvâ helvågslikriktarkretsarnas (l2a, l2b) positiva och negativa utgångsanslutningar över spänningsdelarkretsens (15) anslutningar.The converter of claim 2, wherein the first means comprises a transformer (19) having a secondary converter (ma) having a center terminal (1911) for generating an AC quantity in accordance with the AC input quantity, a multiphase rectifier circuit (14) which is connected to the secondary winding and consists of resistors (R25, R26), capacitors (C25, C26) and two full-wave rectifier circuits (l2a, l2b), and means for jointly connecting the positive and negative output terminals of the two full-wave rectifier circuits (l2a, l2b). 15) connections. 10. Omformare enligt patentkravet 2, varvid de andra organen innefattar en laddningskrets med ett backströms- hindrande don för laddning av kondensatorn (C12) i överens- stämmelse med en förutbestämd, delad utsignal från spän- ningsdelarkretsen (15), en urladdningskrets, som inne- fattar ett strömställarelement, kopplad mellan konden- satorns (C12) positiva anslutning och spänningsdelar- kretsens (15) positiva anslutning, samt organ för att som omformareus utsignal avge spänningen över kondensa~ torns (C12) anslutningar. . .-.._,..___ _..- 10 15 20 30 35 7909305-0 19A converter according to claim 2, wherein the second means comprises a charging circuit with a backflow preventing device for charging the capacitor (C12) in accordance with a predetermined, divided output signal from the voltage divider circuit (15), a discharge circuit which - comprises a switch element, connected between the positive connection of the capacitor (C12) and the positive connection of the voltage divider circuit (15), and means for outputting the voltage across the connections of the capacitor (C12) as the output signal of the converter. . .-.._, ..___ _..- 10 15 20 30 35 7909305-0 19 11. ll. Omformare enligt patentkravet 10, varvid det backströmshindrande donet är en diod (D12) och det ström- ställande eleme tet är en diod (D11), som har en anod- elektrod kopplad till kondensatorns (C12) positiva anslut- ning och en katodelektrod kopplad till spänningsdelarkret- sens (15) positiva anslutning. I11. ll. Converter according to claim 10, wherein the backflow preventing device is a diode (D12) and the switching element is a diode (D11), which has an anode electrode connected to the positive connection of the capacitor (C12) and a cathode electrode connected to positive connection of the voltage divider circuit (15). IN 12. Omformare enligt patentkravet 10, varvid det back- strömshindrande donet är en transistor med en baselektrod, som tillföres den förutbestämda, delade utsignalen från spänningsdelarkretsen (15), med en kollektorelektrod, som är kopplad till en förutbestämd likströmskälla, och med en emitterelektrod, som är kopplad till kondensatorns (C12) positiva anslutning.A converter according to claim 10, wherein the backflow preventing device is a transistor having a base electrode applied to the predetermined split output of the voltage divider circuit (15), having a collector electrode connected to a predetermined direct current source, and having an emitter electrode, which is connected to the positive connection of the capacitor (C12). 13. Omformare enligt patentkravet 10, varvid det strömställande elementet är en diodkopplad transistor, vars kollektor- och baselektroder gemensamt är kopplade till kondensatorns (C12) positiva anslutning och vars emitterelektrod är kopplad till spänningsdelarkretsens (15) positiva anslutning.A converter according to claim 10, wherein the switching element is a diode-connected transistor, whose collector and base electrodes are jointly connected to the positive connection of the capacitor (C12) and whose emitter electrode is connected to the positive connection of the voltage divider circuit (15). 14. Omformare enligt patentkravet 10, varvid de andra organen innefattar en nivådetekteringskrets, bil- dad av en operationsförstärkare (ICl), en krets för mat- ning av kondensatorns (C12) positiva spänning och en re- ferensspänning till operationsförstärkarens inverterande ingångsanslutning samt en krets för matning av kondensa- torns (C12) rens icke-inverterande ingångsanslutning. negativa spänning till operationsförstärka~A converter according to claim 10, wherein the other means comprise a level detection circuit formed by an operational amplifier (IC1), a circuit for supplying the positive voltage of the capacitor (C12) and a reference voltage to the inverting input terminal of the operational amplifier and a circuit for supplying the non-inverting input connection of the capacitor (C12). negative voltage to amplify surgery ~ 15. Omformare enligt patentkravet 10, varvid de andra organen innefattar en strömställare (16) med fasta kontakter, vilka är kopplade till kondensatorns (C12) positiva anslutning respektive spänningsdelarkretsens (15) positiva anslutning, samt en rörlig kontakt för slutning av de första kontakterna, en komparator (17) med ingångsanslutningar, som påtryckes spänningen över kondensatorn (C12) och spänningen över spänningsdelar- kretsen (15), samt organ för att påverka strömställaren (16) som gensvar på utsignalen från komparatorn (17). .._......-__,-.-«->..-.-<~_.__., _ .A converter according to claim 10, wherein the second means comprise a switch (16) with fixed contacts, which are connected to the positive connection of the capacitor (C12) and the positive connection of the voltage divider circuit (15), and a movable contact for closing the first contacts, a comparator (17) with input terminals, which is applied to the voltage across the capacitor (C12) and the voltage across the voltage divider circuit (15), and means for actuating the switch (16) in response to the output signal from the comparator (17). .._......-__, -.- «-> ..-.- <~ _.__., _.