NL1015153C2 - Method and device for sensorless estimation of the relative angular position between the stator and rotor of a synchronous three-phase motor. - Google Patents
Method and device for sensorless estimation of the relative angular position between the stator and rotor of a synchronous three-phase motor. Download PDFInfo
- Publication number
- NL1015153C2 NL1015153C2 NL1015153A NL1015153A NL1015153C2 NL 1015153 C2 NL1015153 C2 NL 1015153C2 NL 1015153 A NL1015153 A NL 1015153A NL 1015153 A NL1015153 A NL 1015153A NL 1015153 C2 NL1015153 C2 NL 1015153C2
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- low
- rotor
- stator
- stator winding
- filtered
- Prior art date
Links
Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
- B60L15/002—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles for control of propulsion for monorail vehicles, suspension vehicles or rack railways; for control of magnetic suspension or levitation for vehicles for propulsion purposes
- B60L15/005—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles for control of propulsion for monorail vehicles, suspension vehicles or rack railways; for control of magnetic suspension or levitation for vehicles for propulsion purposes for control of propulsion for vehicles propelled by linear motors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/006—Controlling linear motors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L2220/00—Electrical machine types; Structures or applications thereof
- B60L2220/10—Electrical machine types
- B60L2220/14—Synchronous machines
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Transportation (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
Description
Korte aanduiding: Werkwijze en inrichting voor het sensorloos schatten van de relatieve hoekpositie tussen de stator en rotor van een synchrone draaistroommotor.Short designation: Method and device for sensorless estimation of the relative angular position between the stator and rotor of a synchronous three-phase motor.
5 De uitvinding heeft betrekking op een werkwijze en inrichting voor het tijdens bedrijf van een synchrone draaistroommotor, omvattende een stator voorzien van een statorwikkel ing met aansluitklemmen voor het aansluiten van klemspanning en klemstroom en een magnetische rotor, sensorloos schatten van de relatieve positie tussen de stator en 10 de rotor.The invention relates to a method and device for operating a synchronous three-phase motor, comprising a stator with a stator winding with terminals for connecting terminal voltage and terminal current and a magnetic rotor, sensorless estimation of the relative position between the stator and 10 the rotor.
Voor het optimaal sturen van het door een synchrone motor ontwikkelde koppel is het noodzakelijk om de hoek te kennen tussen de door de statorwikkel ing tijdens bedrijf ontwikkelde magneetfluxvector en de stroomvector van de door de statorwikkeling opgenomen stroom.In order to optimally control the torque developed by a synchronous motor, it is necessary to know the angle between the magnetic flux vector developed by the stator winding during operation and the current vector of the current absorbed by the stator winding.
15 Voor het bepalen van deze hoek wordt in de praktijk onder andere gebruik gemaakt van sensoren op de as van een roterende synchrone motor of bij een lineaire synchrone motor, door middel van bijvoorbeeld een groot aantal hall sensoren langs de baan, dat wil zeggen de stator van de lineaire synchrone motor.In order to determine this angle, in practice use is made, inter alia, of sensors on the axis of a rotating synchronous motor or of a linear synchronous motor, for example by means of a large number of hall sensors along the track, ie the stator of the linear synchronous motor.
20 In de praktijk geniet de toepassing van dergelijke sensoren geenszins de voorkeur. Dit, omdat deze sensoren in het algemeen kwetsbaar zijn, gevoel ig voor trilling, vervuiling, niet bestand zijn tegen hoge temperaturen, statische elektriciteit enzovoorts, maar ook omdat voor het aansluiten van de sensoren een afzonderlijke bedrading naar 25 stuurelektronica nodig is. Deze bedrading betekent een verdere bron van storingen en heeft in het algemeen ook een sterk kostenverhogende invloed op de installatie als geheel.In practice, the use of such sensors is by no means preferred. This is because these sensors are generally fragile, sensitive to vibration, contamination, cannot withstand high temperatures, static electricity, etc., but also because a separate wiring to control electronics is required to connect the sensors. This wiring is a further source of malfunction and generally also has a strong cost-increasing effect on the installation as a whole.
Het bepalen van de hoek tussen de magneetfluxvector en de statorstroomvector zonder het gebruik van mechanische sensoren, ook 30 wel sensorloze sturing genoemd, is voor de industrie zeer interessant.Determining the angle between the magnetic flux vector and the stator current vector without the use of mechanical sensors, also referred to as sensorless control, is very interesting for industry.
Bekende sensorloze werkwijzen maken vaak gebruik van de positie-afhankelijke eigenschappen van een synchrone motor zoals een (klein) verschil in de inductiviteit van de statorontwikkeling langs de zogeheten (directe) d-as en quadratuur (q-as) van de rotor. Bij lineaire 35 motoren is deze werkwijze echter onbruikbaar, omdat er bij deze motoren sprake is van een relatief veel grotere luchtspleet tussen de stator en de rotor (dat wil zeggen de zich langs de baan voortbewegende wagen of 1015153 2 dergelijke). Bovendien wordt bij lineaire motoren slechts een gedeelte van de stator (de baan) door de rotor bedekt. Een aanvullend probleem voor het bepalen van de inductiviteit van de statorwikkel ing treedt bij 1 ineaire motoren ook dan op, wanneer er sprake is van geschakelde statoren, dat 5 wil zeggen, waarbij steeds een gedeelte van de totale stator (de baan) actief wordt gemaakt afhankelijk van de positie van de rotor (de wagen). Bij 1 ineaire synchrone motoren voor hoge vermogens en hoge snelheden kunnen de systeemparameters, zoals de momentane inductiviteit en weerstand van de statorwikkeling, voorts vele malen per seconde met grote percentages 10 veranderen.Known sensorless methods often make use of the position-dependent properties of a synchronous motor, such as a (small) difference in the inductance of the stator development along the so-called (direct) d-axis and quadrature (q-axis) of the rotor. However, this method is useless with linear motors, because these motors have a relatively much larger air gap between the stator and the rotor (ie the carriage traveling along the track or the like). In addition, with linear motors, only part of the stator (the track) is covered by the rotor. An additional problem for determining the inductance of the stator winding occurs with 1 inair motors even when there are switched stators, that is to say 5, in which part of the total stator (the track) is always made active depending on the position of the rotor (the carriage). In addition, with 1 high power and high speed inline synchronous motors, the system parameters, such as the instantaneous inductance and resistance of the stator winding, can change many times per second by large percentages.
Aan de uitvinding ligt daarom in eerste instantie de opgave ten grondslag, een werkwijze aan te geven voor het sensorloos verschaffen van een schatting van de relatieve hoekpositie tussen de stator en de rotor van een synchrone elektrische motor, welke werkwijze zowel 15 toepasbaar is voor roterende motoren als lineaire motoren.The object of the invention is therefore primarily to indicate a method for providing an estimate without sensor of the relative angular position between the stator and the rotor of a synchronous electric motor, which method is applicable to rotary motors as linear motors.
Overeenkomstig de uitvinding wordt deze opgave opgelost middels een werkwijze die de stappen omvat van het: 1aagdoorlaatfilteren van de klemspanning; laagdoorlaatfilteren van de klemstroom; 20 - hoogdoorlaatfilteren van de klemstroom; bepalen van de snelheid van de rotor; en uit de gefilterde grootheden bepalen van de relatieve hoekpositie gecorrigeerd met een uit de snelheid afgeleide hoekcorrectie.In accordance with the invention, this problem is solved by a method comprising the steps of: 1-pass filtering the clamp voltage; low-pass filtering of the clamp current; 20 - high-pass filtering of the clamping current; determining the speed of the rotor; and determining the relative angular position corrected from the filtered quantities corrected with a velocity-derived angular correction.
25 De uitvinding is gebaseerd op het inzicht dat een schatting van de magneetveldflux kan worden verkregen door het zoals bovenbeschreven filteren van de klemspanning en klemstroom, waardoor elektronisch moeilijk realiseerbare schakelingen voor het differentiëren van de stroom en het openlusintegratie van de spanning worden verhinderd. 30 Voor het bepalen van de relatieve hoekpositie dient de momentane impedantie van de statorwikkeling bekend te zijn.The invention is based on the insight that an estimate of the magnetic field flux can be obtained by filtering the clamping voltage and clamping current as described above, whereby electronically difficult to realize circuits for the differentiation of the current and the open loop integration of the voltage are prevented. The instantaneous impedance of the stator winding must be known to determine the relative angular position.
In een uitvoeringsvorm van de uitvinding, waarin de statorwikkel ing door een pul sbreedtemodul ator van elektrische energie wordt voorzien wordt de impedantie bepaald uit een door de modulator in de 35 klemspanning en klemstroom veroorzaakte schakel rimpel.In an embodiment of the invention, in which the stator winding is supplied with electrical energy by a pulse width modulator, the impedance is determined from a switching ripple caused by the modulator in the clamp voltage and clamp current.
Voor het bepalen van de schakel rimpel is het noodzakelijk om de grondharmonische uit de door de pulsbreedtemodulator 1015153 3 aan de statorwikkeling afgegeven elektrische energie te verwijderen. Dit, omdat de grondharmonische component geen informatie verschaft omtrent de momentane inductiviteit en weerstand van de statorwikkeling. Omdat de synchrone motor in de praktijk zeer snel kan accelereren, is het door 5 middel van gebruikelijke laagdoorlaatfilters wegfilteren van de grondharmonische component dan ook geen optie.To determine the switching ripple, it is necessary to remove the ground harmonic from the electrical energy delivered to the stator winding by the pulse width modulator 1015153 3. This is because the ground harmonic component does not provide information regarding the instantaneous inductance and resistance of the stator winding. Because the synchronous motor can accelerate very quickly in practice, filtering away the ground harmonic component by means of conventional low-pass filters is therefore not an option.
Overeenkomstig een verdere uitvoeringsvorm van de uitvinding wordt de grondharmonische component effectief uit de aan de statorwikkeling toegevoerde energie verwijderd middels transformatie naar 10 een met de rotor synchroon assenstelsel. In dit assenstelsel wordt bij iedere mogelijke snelheid van de rotor de grondharmonische component tot een gelijkspanningscomponent getransformeerd. Na het verwijderen van deze gelijkspanningscomponent resteert slechts de schakelrimpel op de statorstroom en de statorklemspanning.In accordance with a further embodiment of the invention, the ground harmonic component is effectively removed from the energy supplied to the stator winding by transformation to a rotor synchronous coordinate system. In this coordinate system, the ground harmonic component is transformed into a DC voltage component at every possible speed of the rotor. After removing this DC voltage component, only the switching ripple remains on the stator current and the stator terminal voltage.
15 In een verdere uitvoeringsvorm van de werkwijze volgens de uitvinding worden voorafgaand aan de transformatie de klemspanning van de synchrone motor laagdoorlaat- en de statorstroom hoogdoorlaat- en laagdoorlaatgefilterd, waarbij de grondharmonische door hoogdoorlaatfiltering uit de getransformeerde statorklemspanning en 20 statorstroom wordt verwijderd, hetgeen resulteert in een getransformeerde statorklemspanningsrimpel en getransformeerde statorstroomrimpel.In a further embodiment of the method according to the invention, before the transformation, the clamp voltage of the synchronous motor low-pass and the stator current are high-pass and low-pass filtered, whereby the ground harmonic is removed from the transformed stator clamp voltage and stator current by high-pass filtering, which results in a transformed stator clamp voltage ripple and transformed stator current ripple.
Als gevolg van de laagdoorlaatfiltering van de statorklemspanning komt de getransformeerde statorklemspanningsrimpel overeen met de klemflux van de statorwikkeling, zodat overeenkomstig een 25 weer verdere uitvoeringsvorm van de werkwijze volgens de uitvinding de momentane inductiviteit van de statorwikkeling kan worden geschat uit het quotiënt van de statorklemspanningsrimpel en de statorstroomrimpel, waarbij is aangenomen, dat de relatie tussen de stroom en flux in een spoel lineair is, uiteraard zolang de spoel magnetisch onverzadigd is.Due to the low-pass filtering of the stator clamp voltage, the transformed stator clamp voltage ripple corresponds to the clamp flux of the stator winding, so that according to a still further embodiment of the method according to the invention the instantaneous inductance of the stator winding can be estimated from the quotient of the stator clamp voltage ripple and the stator current ripple, assuming that the relationship between current and flux in a coil is linear, of course as long as the coil is magnetically unsaturated.
30 Overeenkomstig de uitvinding kan het genoemde quotiënt met voordeel worden bepaald uit het lopende gemiddelde van het product van de statorklemspanningsrimpel en de statorstroomrimpel gedeeld door het lopende gemiddelde van het kwadraat van de statorstroomrimpel, waarbij de lopende gemiddelden kunnen worden bepaald uit laagdoorlaatfiltering 35 van de betreffende producten.According to the invention, said quotient can advantageously be determined from the running average of the product of the stator clamp voltage ripple and the stator current ripple divided by the running average of the square of the stator current ripple, the running averages being determined from low-pass filtering 35 of the respective Products.
Gebleken is, dat bij motoren van relatief hoog vermogen de impedantie van de statorwikkeling bij enige snelheid doorgaans dominant 1015153 4 is ten opzichte van de weerstand van de statorwikkeling. In een weer verdere uitvoeringsvorm van de werkwijze volgens de uitvinding kan volstaan worden om de weerstand van de statorwikkeling vast te kiezen, waaronder begrepen een weerstand gelijk aan nul. In het algemeen wordt hierdoor 5 slechts een geringe fout in de geschatte hoekpositie geïntroduceerd.It has been found that in motors of relatively high power, the impedance of the stator winding at any speed is generally 1015153 4 relative to the resistance of the stator winding. In yet a further embodiment of the method according to the invention, it is sufficient to select the resistance of the stator winding, including a resistance equal to zero. In general, this only introduces a slight error in the estimated angular position.
Bij lage snelheden van de motor en hoge stromen kan de klemspanning van de statorwikkeling tot meer dan 100 maal groter zijn dan de interne spanning van de statorwi kkel ing, waardoor de inductiviteit en weerstand voor het met een gewenste nauwkeurigheid schatten van de 10 relatieve hoekpositie niet meer uit de schakelrimpel kunnen worden afgeleid.At low motor speeds and high currents, the clamping voltage of the stator winding may be up to 100 times greater than the internal voltage of the stator winding, preventing the inductance and resistance for estimating the relative angular position with a desired accuracy more can be derived from the switching ripple.
Voor het rond stilstand van de rotor bepalen van de relatieve hoekpositie voorziet de werkwijze volgens de uitvinding in een nog weer verdere uitvoeringsvorm daarin, dat de door de 15 pulsbreedtemodulator aan de statorwikkel ing toegevoerde elektrische energie wordt onderbroken, waarbij de statorklemspanning wordt gemeten en de hoekpositie wordt geschat uit de gemeten statorklemspanning bij onderbroken energievoorziening.For determining the relative angular position around the rotor at a standstill, the method according to the invention in yet a further embodiment provides that the electrical energy supplied by the pulse width modulator to the stator winding is interrupted, the stator clamp voltage is measured and the angular position is estimated from the measured stator terminal voltage with interrupted power supply.
Aan deze uitvoeringsvorm ligt de gedachte ten grondslag, 20 dat de gemeten statorklemspanning, wanneer de statorstroom gelijk aan nul is, precies gelijk is aan de interne spanning, welke op zijn beurt wordt bepaald door de magneetfluxverandering. Uit de gemeten klemspanning kan bijgevolg de magneetflux worden bepaald en bijgevolg de relatieve hoekpositie tussen de stator en de rotor.This embodiment is based on the idea that the measured stator clamp voltage, when the stator current is zero, is exactly equal to the internal voltage, which in turn is determined by the magnetic flux change. The magnetic flux can therefore be determined from the measured clamping voltage and, consequently, the relative angular position between the stator and the rotor.
25 Door het volgens een uitvoeringsvorm van de uitvinding afwisselend bekrachtigen en weer onderbreken van de energievoorziening aan de statorwikkel ing kan ook rond stilstand van de rotor een effectieve bepaling van de hoekpositie worden verkregen.By alternately energizing and interrupting the energy supply to the stator winding according to an embodiment of the invention, an effective determination of the angular position can also be obtained around the standstill of the rotor.
De uitvinding voorziet tevens in het automatisch 30 omschakelen van de bepaling van de hoekpositie uit enerzijds de schakelrimpel en anderzijds het onderbreken van de energievoorziening, zodanig, dat de hoekpositie wanneer de gemeten statorklemspanning tijdens onderbroken energievoorziening hoger is dan een vooraf bepaalde waarde, wordt geschat aan de hand van de schakelrimpel. Deze wijze van 35 overschakelen kan voor alle typen motoren met alle mogelijke stator- en rotorconfiguraties aan de hand van de hoogst toelaatbare stroom in de statorwikkel ing en een wenswaarde van de stroom worden toegepast.The invention also provides for automatic switching of the determination of the angular position from the switching ripple on the one hand and the interruption of the energy supply on the other, such that the angular position when the measured stator clamp voltage during interrupted energy supply is higher than a predetermined value is estimated at the hand of the switch ripple. This switching mode can be applied for all types of motors with all possible stator and rotor configurations, based on the highest allowable current in the stator winding and a desired current value.
1015153 51015153 5
De werkwijze volgens de uitvinding is geschikt voor het bepalen van de relatieve hoekpositie tussen de stator en de rotor van synchrone motoren omvattende een permanent magnetische rotor, een elektrisch bekrachtigde rotor, éénfasige motoren, meerfasige motoren, 5 roterende motoren en lineaire motoren ongeacht het vermogen daarvan.The method according to the invention is suitable for determining the relative angular position between the stator and the rotor of synchronous motors comprising a permanent magnetic rotor, an electrically powered rotor, single-phase motors, multiphase motors, rotary motors and linear motors regardless of their power .
De uitvinding heeft tevens betrekking op een inrichting voor het volgens de boven besproken werkwijze schatten van de relatieve hoekpositie tussen de stator en rotor van een synchrone motor, waarbij de statorwikkeling door een pulsbreedtemodulator van elektrische energie 10 wordt voorzien.The invention also relates to a device for estimating the relative angular position between the stator and rotor of a synchronous motor according to the method discussed above, wherein the stator winding is supplied with electrical energy by a pulse width modulator.
Fig. 1 toont in blokschemavorm een uitvoeringsvorm van een inrichting voor het uitvoeren van de werkwijze volgens de uitvinding.Fig. 1 shows in block diagram form an embodiment of a device for carrying out the method according to the invention.
Fig. 2 toont in blokschemavorm een schakeling voor het schatten van het momentane inductiviteitsdeel van de impedantie van de 15 statorwikkeling volgens de uitvinding.Fig. 2 shows in block diagram form a circuit for estimating the instantaneous inductance part of the impedance of the stator winding according to the invention.
Fig. 3 toont in blokschemavorm een schakeling voor het schatten van het weerstandsdeel van de statorwikkeling volgens de uitvinding.Fig. 3 shows in block diagram form a circuit for estimating the resistance part of the stator winding according to the invention.
Fig. 4 toont in blokschemavorm een schakeling voor het 20 bepalen van de schakel rimpel uit de gefilterde klemspanning en klemstroom volgens de uitvinding.Fig. 4 shows in block diagram form a circuit for determining the switching ripple from the filtered clamp voltage and clamp current according to the invention.
In het navolgende wordt, voor het meer in detail uitleggen van de uitvinding, uitgegaan van synchrone draaistroommachines, in het algemeen drie-fasig, waarbij permanente magneten zijn toegepast. 25 In de Engelstalige vakliteratuur zijn dergelijke synchrone draaistroommachi nes bekend onder het acronym PMSM ("Permanent Magnet Synchronous Machines"). Voorts wordt aangenomen dat de permanente magneten op het bewegende deel, dat wil zeggen de rotor, van de motor zijn aangebracht en dat de wikkelingen op het niet-bewegende deel, de stator, worden 30 bekrachtigd met behulp van een regelbare voedingsbron, bij voorkeur een pulsbreedtemodulator., welke zo nodig drie-fasig kan zijn uitgevoerd. Voorts wordt aangenomen dat een lineaire motor kan worden beschouwd als een "uitgerolde" roterende motor.In the following, for the purpose of explaining the invention in more detail, synchronous three-phase machines are generally used, in which permanent magnets are used. In the English specialist literature such synchronous three-phase machines are known under the acronym PMSM ("Permanent Magnet Synchronous Machines"). It is further assumed that the permanent magnets are mounted on the moving part, ie the rotor, of the motor and that the windings on the non-moving part, the stator, are energized by means of an adjustable power supply, preferably a pulse width modulator, which may be three-phase if necessary. It is further believed that a linear motor can be considered as an "unrolled" rotary motor.
In het geval van een drie-fasige synchrone motor wordt de magneetveldflux als een fluxvector beschouwd. De stromen in een drie-fasige statorwikkeling kunnen eveneens worden vereenvoudigd tot een 1015153 6 effectieve stroomvector i.In the case of a three-phase synchronous motor, the magnetic field flux is considered a flux vector. The currents in a three-phase stator winding can also be simplified to a 1015153 6 effective current vector i.
Indien de fluxvector wordt geschreven als een complexe grootheid volgens: 5 \ = * · ej (1) waarin: Ψ = magneetfluxsterkte Θ = relatieve hoekpositie tussen de magneetfluxvector 10 van de stator en de rotor, kan eenvoudig worden ingezien dat een verandering van de relatieve hoekpositie tussen de stator en de rotor een fluxverandering in de statorwikkeling veroorzaakt, hetgeen kan worden waargenomen als een 15 geïnduceerde spanning e.If the flux vector is written as a complex quantity according to: 5 \ = * · ej (1) where: Ψ = magnetic flux strength Θ = relative angular position between the magnetic flux vector 10 of the stator and the rotor, it is easy to see that a change of the relative angular position between the stator and the rotor causes a flux change in the stator winding, which can be observed as an induced voltage e.
De geïnduceerde spanning e is een interne, niet direct op de aansl uitklemmen van de statorwikkel ing meetbare grootheid, als gevolg van de impedantie van de statorwikkeling.The induced voltage e is an internal quantity not measurable directly at the terminal of the stator winding due to the impedance of the stator winding.
20 Aangenomen dat de impedantie van de statorwikkeling een ohms weerstandsdeel R en een inductiviteitsdeel L bezit, kan de spanning op de klemmen van de statorwikkeling worden berekend volgens: -* d^ 25 e ~ir <2) F-ixi, (3) 30 u = R*i+L — + e (4) dt 35 waarin: F = op de rotor uitgeoefend koppel of aandrijfkracht. Uit vergelijking (4) blijkt dat de geïnduceerde spanning e kan worden bepaald wanneer de waarden van R en L evenals de actuele 40 waarden van i, di/dt en u bekend zijn.Assuming that the impedance of the stator winding has an ohmic resistor part R and an inductance part L, the voltage at the terminals of the stator winding can be calculated according to: - * d ^ 25 e ~ ir <2) F-ixi, (3) 30 u = R * i + L - + e (4) dt 35 where: F = torque or driving force applied to the rotor. Equation (4) shows that the induced voltage e can be determined when the values of R and L as well as the actual 40 values of i, di / dt and u are known.
Een probleem hierbij wordt daardoor gevormd dat bij lage rotorsnelheden en hoge statorstromen, de spanning u wel meer dan 100 1015153 7 maal groter kan zijn dan de spanning e, waardoor deze met onvoldoende nauwkeurigheid kan worden bepaald. Voor het bij lage snelheden bepalen van de gewenste hoek dient de stroom i gelijk aan nul te worden gemaakt, hetgeen echter impliceert dat er dan ook geen aandrijfkracht F wordt 5 ontwikkeld.A problem here is that at low rotor speeds and high stator currents, the voltage u can be more than 100 1015153 7 times greater than the voltage e, so that it can be determined with insufficient accuracy. In order to determine the desired angle at low speeds, the current i must be made equal to zero, which implies, however, that no driving force F is therefore developed.
Om de met elektronische schakelingen problematisch realiseerbare term di/dt te vermijden, wordt vaak getracht om vergelijking (4) in de vorm van een integraal vergelijking te schrijven volgens: 10 = / (u-i.R)dt - L . i (5)In order to avoid the term di / dt which is problematically achievable with electronic circuits, attempts are often made to write equation (4) in the form of an integral equation according to: 10 = / (u-i.R) dt - L. i (5)
Voor het met elektronische schakelingen realiseren van de vergelijking (5) is er echter sprake van een openlusintegratie, hetgeen eveneens zeer problematisch te realiseren is, zelfs bij nauwkeurige 15 schattingen van R en L, als gevolg van drift en dergelijke.However, for the realization of the equation (5) with electronic circuits there is an open loop integration, which is also very problematic to realize, even with accurate estimates of R and L, due to drift and the like.
De uitvinding is gebaseerd op het inzicht dat vergelijking (5), na het vermenigvuldigen van de linker- en rechterdelen daarvan met de overdrachtsfunctie van een hoogdoorlaatfilter, overeenkomstig de schrijfwijze volgens Laplace resulteert in: 20The invention is based on the insight that equation (5), after multiplying its left and right parts by the transfer function of a high-pass filter, according to the Laplace notation, results in: 20
A ST T STA ST T ST
Ψ =-- · =-· (u—i»R)--· i*L (6) 1+ST 1+ST 1+ST 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 1015153 waarin: Λ 2 Ψ = geschatte magneetflux 3 s = Laplace operator 4 r = tijdconstante hoogdoorlaatfilter 5 waarbij: 6 0^ = 1/7 = kantel frequentie hoogdoorlaatfilter.Ψ = - · = - · (u — i »R) - · i * L (6) 1 + ST 1 + ST 1 + ST 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 1015 153 where: Λ 2 Ψ = estimated magnetic flux 3 s = Laplace operator 4 r = time constant high-pass filter 5 where: 6 0 ^ = 1/7 = tilt frequency high-pass filter.
77
Uit vergelijking (6) is te zien dat een integrator 8 vermenigvuldigt met een hoogdoorlaatfilter tot een laagdoorlaatfilter 9 resulteert r/(l+sr), zodat voor het doel van de uitvinding kan worden 10 volstaan met laagdoorlaatfiltering van de klemspanning en klemstroom van 11 de statorwikkeling. De elektronisch problematisch realiseerbare openlusintegratie wordt op deze manier vermeden, echter een resterendIt can be seen from equation (6) that an integrator 8 multiplies by a high-pass filter until a low-pass filter 9 results r / (l + sr), so that for the purpose of the invention, low-pass filtering of the clamp voltage and clamp current of 11 th is sufficient. stator winding. The electronically problematic open loop integration can be avoided in this way, but a residual one
Aa
8 effect is dat de hoek van de geschatte fluxvector ψ in vergelijking (6) verdraaid is met de fasehoek van het betreffende hoogdoorlaatfilter bij de frequentie waarop de synchrone machine werkt.The effect is that the angle of the estimated flux vector vergelijking in equation (6) is rotated with the phase angle of the relevant high-pass filter at the frequency at which the synchronous machine operates.
Bijgevolg omvat de uitvinding een effectieve compensatie 5 van deze fasehoek in de geschatte fluxvector, waardoor effectief een integratorfunctie ontstaan zonder openlusproblemen (drift en offset) en waarin na deze compensatie uiteraard geen sprake meer is van fasedraaiing.Consequently, the invention comprises an effective compensation of this phase angle in the estimated flux vector, whereby an integrator function is effectively created without open loop problems (drift and offset) and in which phase rotation is of course no longer involved after this compensation.
Voorts volgt uit vergelijking (6) dat tussen deFurthermore, it follows from equation (6) that between the
Aa
10 werkelijke magneetveldflux en de geschatte flux ϋ bij stilstand een hoek van 90° bestaat, bij een hoekfrequentie ω = ω: = 1/r bedraagt deze fasedraaiing 45° en bij zeer hoge snelheden gaat de fasefout uiteindelijk naar 0°.10 actual magnetic field flux and the estimated flux ϋ when stationary there is an angle of 90 °, at an angular frequency ω = ω: = 1 / r this phase rotation is 45 ° and at very high speeds the phase error eventually goes to 0 °.
De fasefout kan voor positieve waarden van ω worden 15 beschreven als: 7Γ φ = -- arctan (ω·τ) (7) 2 20 waarin: φ = fasefout.The phase error can be described for positive values of ω 15 as: 7Γ φ = - arctan (ω · τ) (7) 2 20 where: φ = phase error.
Aan de hand van vergelijking (7) kan een schatting van de momentane snelheid van de motor worden bepaald, welke evenredig is met de hoekfrequentie ω.Equation (7) provides an estimate of the instantaneous speed of the motor which is proportional to the angular frequency ω.
25 Beschouw thans het blokschema van Fig. 1.Now consider the block diagram of FIG. 1.
Hierin geldt dat alle signalen met subscript αβ vectoren zijn welke bestaan uit een a- en een β-component in een orthogonaal assenstelsel α, β dat refereert aan de "vaste" wereld.Herein applies that all signals with subscript αβ are vectors which consist of an α and β component in an orthogonal coordinate system α, β that refers to the "fixed" world.
Ua)S is de klemspanning op de statorwikkeling en Ia(Sis 30 de klemstroom in de statorwikkeling.Ua) S is the clamping voltage on the stator winding and Ia (Sis 30 is the clamping current in the stator winding.
Vergelijking (6) wordt hierin gerealiseerd middels de laagdoorlaatfliters 1, 2, het hoogdoorlaatfilter 3, een schatting Rest zijnde een schatting voor het weerstandsdeel van de impedantie van de statorwikkeling, een schatting Lest zijnde het inductiviteitsdeel van de 35 impedantie van de statorwikkel ing en sommatie-organen 4, 5 geschakeld zoals getoond.Equation (6) is realized herein by means of the low-pass flashes 1, 2, the high-pass filter 3, an estimate Remaining being an estimate for the resistance part of the impedance of the stator winding, an estimate Lest being the inductance part of the impedance of the stator winding and summation means 4, 5 switched as shown.
Dat wil zeggen, laagdoorlaatfiltering van UejS verschaft een term evenredig met de hoogdoorlaatgefilterde magneetflux Ψ2Λ/,, 1015153 9 laagdoorlaatfiltering van de klemstroom Ιαβ verschaft een ladingsterm Q2e/} en de hoogdoorlaatgefilterde stroom Ια/Ι verschaft een hoogdoorlaat-gefilterde stroomterm I2e/J.That is, low-pass filtering of UejS provides a term proportional to the high-pass filtered magnetic flux Ψ2Λ / ,, 1015153 9 low-pass filtering of the clamp current Ιαβ provides a charge term Q2e /} and the high-pass filtered current Ια / Ι provides a high pass filtered current term I2e / J.
Vermenigvuldiging van Q20,/Jmet Rest en vermenigvuldiging 5 van 12^ met Lest en het via de sommatie-organen 4, 5 respectievelijk aftrekken van de aldus vermenigvuldigde termen van ν2αβ leidt tot een schatting van de magneetflux welke overeenkomt met de geschatte flux Λ Ψ volgens vergelijking (6).Multiplication of Q20, / J with Rest and multiplication of 12 ^ by Lest and subtracting the thus multiplied terms of ν2αβ via the summation elements 4, 5 respectively leads to an estimate of the magnet flux corresponding to the estimated flux Ψ Ψ according to equation (6).
10 De index "2" in de gefilterde grootheden verwijst naar de tijdconstante r2 van de betreffende filters 1, 2, 3.The index "2" in the filtered quantities refers to the time constant r2 of the respective filters 1, 2, 3.
Zoals boven uiteengezet, is er voor het bepalen van de werkelijke magneetveldflux een correctie van de geschatte flux ^αβ met de fasefout φ uit vergelijking (7) noodzakelijk. Dit wordt in de 15 inrichting volgens de uitvinding bewerkstelligd middels een vertragingsloos laagdoorlaatfilter 6 met een PLL (Phase Locked Loop)-structuur.As explained above, in order to determine the actual magnetic field flux, correction of the estimated flux ^ αβ with the phase error φ from equation (7) is necessary. In the device according to the invention this is effected by means of a delayless low-pass filter 6 with a PLL (Phase Locked Loop) structure.
Het filter 6 bestaat uit een vectorrotator 7, welke de geschatte magneet veldflux 411^ in een component ^ en een component ^Md verwerkt, dat wil zeggen een component langs de directe of d-as en een 20 component langs de kwadratuur of q-as van de rotor.The filter 6 consists of a vector rotator 7, which processes the estimated magnetic field flux 411 ^ into a component ^ and a component ^ Md, ie a component along the direct or d-axis and a component along the quadrature or q-axis of the rotor.
Door middel van de bewerking arctan2(^Mq, ^Md) wordt door middel van een hiervoor ingerichte schakeling 8 een schatting van de hoekfrequentie yhs verkregen. Door middel van een controller 9 wordt hieruit een schatting voor de frequentie ω waarmee de rotor draait 25 bepaald. Deze frequentie ω wordt gebruikt voor het volgens vergelijking (7) bepalen van de hoekfasefout φ middels een daartoe geschikt geïmplementeerde schakeling 10. Uit de door de controller 9 bepaalde hoek en snelheid van de magneetfluxvector * en de fasefout φ volgens de schakeling 10, wordt door middel van een sommator 11 een terugkoppel hoek 30 ef aan de vectorrotator verschaft, voor het geschikt roteren van de geschatte magneetfluxvector ΨΜβ„.By means of the operation arctan2 (^ Mq, ^ Md), an estimate of the angular frequency yhs is obtained by means of a circuit 8 arranged for this purpose. An estimate for the frequency ω at which the rotor rotates 25 is determined from this by means of a controller 9. This frequency ω is used for determining the angular phase error φ according to equation (7) by means of a circuit 10 suitably implemented for this purpose. From the angle and speed of the magnetic flux vector * determined by the controller 9 and the phase error φ according to the circuit 10, provides a feedback angle 30 ef to the vector rotator by means of a summator 11 for appropriately rotating the estimated magnetic flux vector ΨΜβ „.
Kennis van de waarden van L en R is van wezenlijk belang om de relatieve hoekpositie Θ te bepalen, zoals duidelijk volgt uit vergelijking (6).Knowledge of the values of L and R is essential to determine the relative angular position Θ, as clearly follows from equation (6).
35 In grote machines wordt de impedantie van de statorwikkeling bij enige snel heid doorgaans gedomineerd door de reactantie <jL, dat wil zeggen ωί is doorgaans dominant ten opzichte van de ohmse 1015153 10 weerstand R. Zoals in de aanhef reeds beschreven, kunnen het inductiviteitsdeel L en het weerstandsdeel R vele malen per seconde met forse percentages veranderen, zodat in elk geval niet kan worden uitgegaan van een voorafbepaal de waarde van de inductiviteit L.In large machines, the impedance of the stator winding at some speed is usually dominated by the reactance <jL, that is, ωί is usually dominant with respect to the ohmic resistor R. As already mentioned in the preamble, the inductance part L and changing the resistance part R many times per second by substantial percentages, so that in any case it is not possible to start from a predetermined value of the inductance L.
5 Om de momentane waarde van L te bepalen, wordt overeenkomstig de uitvinding gebruik gemaakt van de schakelrimpel welke door een regelbare stroombron, zoals een pulsbreedtemodulator die de motor van elektrische energie voorziet, wordt veroorzaakt. De grondharmonische component van zowel de stroom als de spanning geven geen informatie omtrent 10 R en L omdat de spanning e de fase en amplitude van de stroom I ten opzichte van u zeer sterk beïnvloedt. Bijgevolg zal de grondharmonische component van zowel de stroom als de flux moeten worden verwijderd om een schatting van L te bewerkstelligen.In order to determine the instantaneous value of L, according to the invention use is made of the switching ripple which is caused by an adjustable current source, such as a pulse width modulator which supplies the motor with electric energy. The ground harmonic component of both the current and the voltage do not provide information about 10 R and L because the voltage e strongly influences the phase and amplitude of the current I with respect to u. Consequently, the ground harmonic component of both the current and the flux will have to be removed in order to obtain an estimate of L.
In een voorkeursuitvoeringsvorm van de uitvinding wordt 15 de grondharmonische component effectief verwijderd door transformatie van de laagdoorlaatgefilterde klemspanning, de laagdoorlaatgefilterde klemstroom en de hoogdoorlaatgefilterde klemstroom naar een met de rotor synchroon assenstelsel, gerelateerd aan de hoek Θ van de actuele geschatte fluxvector. In dit assenstelsel wordt bij iedere mogelijke snelheid de 20 grondharmonische component tot een gelijkspanningscomponent getransformeerd. Door middel van een hoogdoorlaatfilter kan deze gelijkstroomcomponent worden verwijderd zodat slechts de rimpel op de stroom en de klemflux, dat wil zeggen de laagdoorlaatgefilterde klemspanning, overblijft. Omdat de relatie tussen de klemstroom en de 25 klemflux in een spoel lineair is, mits de betreffende spoel of wikkeling niet verzadigd is, kan door middel van een correlator het best passende quotiënt, de geschatte inductiviteit, uit deze rimpels worden bepaald volgens: ΔΨ Δψ · Δΐ 30 Lest--- -— (8) Δΐ (Δΐ)2 waarin: Δψ = magneetfluxrimpel 35 Δΐ = stroomrimpel.In a preferred embodiment of the invention, the ground harmonic component is effectively removed by transforming the low-pass filtered clamp voltage, the low-pass filtered clamp current and the high-pass filtered clamp current to a rotor synchronous coordinate system, related to the angle Θ of the current estimated flux vector. In this coordinate system, the ground harmonic component is transformed into a DC voltage component at any possible speed. This DC component can be removed by means of a high-pass filter, so that only the ripple on the current and the clamping flux, i.e. the low-pass filtered clamping voltage, remain. Because the relationship between the clamping current and the clamping flux in a coil is linear, provided that the coil or winding in question is not saturated, the best fitting quotient, the estimated inductance, can be determined from these ripples by means of a correlator according to: ΔΨ Δψ · Δΐ 30 Lest --- -— (8) Δΐ (Δΐ) 2 where: Δψ = magnetic flux ripple 35 Δΐ = current ripple.
Beschouw opnieuw Fig. 1. Om duidelijk te maken dat voor het bepalen van de stroomrimpel en fluxrimpel filtering van de klemspanning Ue/J en de klemstroom Ia/J met filters op een andere kantel frequent ie kan 1015153 11 worden uitgevoerd, zijn verdere laagdoorlaatfliters 12, 13 en een hoogdoorlaatfilter 14 getoond, met tijdconstante r3, welke respectievelijk de gefilterde grootheden Ψ3αρ, Q3a/, en 13^ verschaffen. Deze grootheden worden toegevoerd aan een schakeling 15 voor het uit de gefilterde 5 grootheden verwijderen van de grondharmonische of fundamentele componenten, middels transformatie naar een met de rotor synchroon assenstelsel. Door middel van correlatoren 16, 17 worden hieruit schattingen voor het inductiviteitsdeel Lest en het weerstandsdeel Rest bepaald.Consider again Fig. 1. To clarify that for determining the current ripple and flux ripple filtering of the clamping voltage Ue / J and the clamping current Ia / J with filters on a different tilt frequency, 1015153 11 can be carried out, further low-pass flashes 12, 13 and a high-pass filter 14, with time constant r3, which provide the filtered quantities gro3αρ, Q3a /, and 13 ^, respectively. These quantities are supplied to a circuit 15 for removing the ground harmonic or fundamental components from the filtered quantities, by transformation into a rotor synchronous system. Estimates for the inductance part Lest and the resistance part Rest are determined from these by means of correlators 16, 17.
Fig. 2 toont een uitvoeringsvorm van een correlator 10 16 waarbij de magneetfluxrimpel ΨΓΐρ en de stroomrimpel Irip hoogdoorlaat worden gefilterd door middel van filters 18, 19. Vervolgens wordt door middel van schakelingen 20, 21 in-producten bepaald van respectievelijk φΜρ en Ir1p en van Ir1p en Ir1p, hetgeen vectoren zijn. De aldus verkregen in-producten worden laagdoorlaatgefilterd doormiddel van respectievelijk 15 filters 22, 23 waarna het quotiënt wordt bepaald middels een deler 24. Een en ander overeenkomstig vergelijking (9).Fig. 2 shows an embodiment of a correlator 10 16 in which the magnetic flux ripple ΨΓΐρ and the current ripple Irip are high-pass filtered by means of filters 18, 19. Subsequently, in-products of φΜρ and Ir1p and of Ir1p are determined by means of circuits 20, 21 and Ir1p, which are vectors. The in-products thus obtained are low-pass filtered by means of filters 22, 23 respectively, after which the quotient is determined by a divider 24. All this in accordance with equation (9).
Een schatting voor het weerstandsdeel Rest wordt verkregen uit de fluxrimpel *r1p en de ladingsrimpel Qrip, door hoogdoorlaatfiltering middels filters 25, 26, het vervolgens bepalen van 20 het in-product van ΨΓΐρ en Qr1p door middel van een geschikte schakeling 27, het bepalen van het in-product van ΨΗρ en Qr1p door middel van een betreffende schakeling 28, het vervolgens laagdoorlaatfilteren van de bepaalde in producten door middel van respectieve laagdoorlaatf liters 29, 30 en het vervolgens uit deze gefilterde in-producten bepalen van het 25 quotiënt door middel van een deler 31.An estimate for the resistive part Rest is obtained from the flux ripple * r1p and the charge ripple Qrip, by high-pass filtering through filters 25, 26, then determining the in-product of ΨΓΐρ and Qr1p by determining an appropriate circuit 27, determining the in-product of ΨΗρ and Qr1p by means of a relevant circuit 28, then low-pass filtering of the determined in products by means of respective low-pass liters 29, 30 and subsequently determining the 25 quotient from these filtered in-products by means of a divisor 31.
Fig. 4 toont een mogelijke implementatie van de schakeling 15 voor het transformeren van de gefilterde grootheden Ψ3αΡ, Q3ajS en I3a/J. In Fig. 4 zijn voor een willekeurige van deze grootheden, aangeduid met Xap, de verschillende bewerkingen getoond middels een eerste 30 vectorrotatie 32, hoogdoorlaatfiltering 33 en het vervolgens weer terug transformeren door middel van vectorrotatie 34. Uit de vectorrotator 34 volgen weer de componenten in het α, β assenstelsel.Fig. 4 shows a possible implementation of the circuit 15 for transforming the filtered quantities Ψ3αΡ, Q3ajS and I3a / J. In FIG. 4 for any of these quantities, indicated by Xap, the different operations are shown by means of a first vector rotation 32, high-pass filtering 33 and then transforming it again by means of vector rotation 34. From the vector rotator 34 the components in the α follow again, β coordinate system.
Rond stilstand wordt een schatting bepaald waarbij uitgegaan wordt van een vaste waarde van R, waaronder de waarde nul.An estimate is determined around standstill based on a fixed value of R, including the value zero.
35 De uitvinding voorziet tevens in het overschakelen van de schatting van de waarden van de impedantie rond stilstand en wanneer de betreffende motor enigszins op toeren is.The invention also provides for switching the estimate of the values of the impedance around standstill and when the motor in question is slightly up to speed.
10151531015153
Claims (16)
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL1015153A NL1015153C2 (en) | 2000-05-10 | 2000-05-10 | Method and device for sensorless estimation of the relative angular position between the stator and rotor of a synchronous three-phase motor. |
| EP01201728A EP1162106B1 (en) | 2000-05-10 | 2001-05-10 | A method and a device for sensorless estimating the relative angular position of the rotor of a three-phase synchronous motor |
| DE60143636T DE60143636D1 (en) | 2000-05-10 | 2001-05-10 | Method and apparatus for sensorless estimation of the relative angular position of the rotor of a three-phase synchronous motor |
| US09/852,812 US6552509B2 (en) | 2000-05-10 | 2001-05-10 | Method and a device for sensorless estimating the relative angular position between the stator and rotor of a three-phase synchronous motor |
| AT01201728T ATE491595T1 (en) | 2000-05-10 | 2001-05-10 | METHOD AND DEVICE FOR SENSORLESS ESTIMATION OF THE RELATIVE ANGLE POSITION OF THE ROTOR OF A THREE-PHASE SYNCHRONOUS MOTOR |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL1015153 | 2000-05-10 | ||
| NL1015153A NL1015153C2 (en) | 2000-05-10 | 2000-05-10 | Method and device for sensorless estimation of the relative angular position between the stator and rotor of a synchronous three-phase motor. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL1015153C2 true NL1015153C2 (en) | 2001-11-22 |
Family
ID=19771348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NL1015153A NL1015153C2 (en) | 2000-05-10 | 2000-05-10 | Method and device for sensorless estimation of the relative angular position between the stator and rotor of a synchronous three-phase motor. |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1162106B1 (en) |
| AT (1) | ATE491595T1 (en) |
| DE (1) | DE60143636D1 (en) |
| NL (1) | NL1015153C2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3659852A1 (en) | 2018-11-27 | 2020-06-03 | ENGIE Electroproject B.V. | Electric multi-mode drive system and method for operating the same, a track and a vehicle for use in such a drive system |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3303961A1 (en) * | 1982-02-10 | 1983-08-18 | Thyssen Industrie Ag, 4300 Essen | Device for the incremental detection of the position of a magnetically levitated vehicle |
| US4978895A (en) * | 1988-10-17 | 1990-12-18 | Schwarz Marcos G | Electronic control circuit for brushless direct current motor |
| EP0757432A2 (en) * | 1995-08-04 | 1997-02-05 | The Boeing Company | Starting of synchronous machine without rotor position of speed measurement |
-
2000
- 2000-05-10 NL NL1015153A patent/NL1015153C2/en not_active IP Right Cessation
-
2001
- 2001-05-10 EP EP01201728A patent/EP1162106B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-05-10 AT AT01201728T patent/ATE491595T1/en not_active IP Right Cessation
- 2001-05-10 DE DE60143636T patent/DE60143636D1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3303961A1 (en) * | 1982-02-10 | 1983-08-18 | Thyssen Industrie Ag, 4300 Essen | Device for the incremental detection of the position of a magnetically levitated vehicle |
| US4978895A (en) * | 1988-10-17 | 1990-12-18 | Schwarz Marcos G | Electronic control circuit for brushless direct current motor |
| EP0757432A2 (en) * | 1995-08-04 | 1997-02-05 | The Boeing Company | Starting of synchronous machine without rotor position of speed measurement |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1162106B1 (en) | 2010-12-15 |
| EP1162106A1 (en) | 2001-12-12 |
| ATE491595T1 (en) | 2011-01-15 |
| DE60143636D1 (en) | 2011-01-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6552509B2 (en) | Method and a device for sensorless estimating the relative angular position between the stator and rotor of a three-phase synchronous motor | |
| Acarnley et al. | Review of position-sensorless operation of brushless permanent-magnet machines | |
| KR102446699B1 (en) | Method for sensor-free control of a PMSM motor | |
| EP1334552B1 (en) | Method and apparatus for encoderless operation of a permanent magnet synchronous motor in an elevator | |
| EP1998435B1 (en) | Method and system for estimating rotor angular position and rotor angular velocity at low speeds or standstill | |
| CN1322667C (en) | Sensorless controller of AC motor and control method | |
| US8217605B2 (en) | Motor controller for determining a position of a rotor of an AC motor, AC motor system, and method of determining a position of a rotor of an AC motor | |
| EP2061147B1 (en) | Initial rotor position detection and start-up system for a dynamoelectric machine | |
| JP3971741B2 (en) | Magnetic pole position detector | |
| Caruana et al. | Flux position estimation in cage induction machines using synchronous HF injection and Kalman filtering | |
| EP1608058A2 (en) | A control system and method for electric drives with a.c. motors | |
| EP1808956A2 (en) | Driving apparatus and driving system for electric motor | |
| WO2004019269A2 (en) | Position estimation and demagnetization detection of a permanent magnet motor | |
| CN108631680A (en) | The vibration induction salient pole of permanent magnet synchronous machine | |
| EP3747119B1 (en) | Slotless synchronous permanent magnet motor | |
| JP2018033301A (en) | Method for determining orientation of rotor of non-iron pmsm motor in sensor free manner | |
| US8344672B2 (en) | Motor drive control circuit | |
| US7042186B2 (en) | Decoupling a harmonic signal from a signal path | |
| Liu et al. | A new sensorless control strategy by high-frequency pulsating signal injection into stationary reference frame | |
| NL1015153C2 (en) | Method and device for sensorless estimation of the relative angular position between the stator and rotor of a synchronous three-phase motor. | |
| JP2014110755A (en) | Motor drive control device, motor drive control method, and motor using the same | |
| JP4596200B2 (en) | Control device for permanent magnet type synchronous motor | |
| US11342871B2 (en) | Angular position error estimation at standstill for high-frequency voltage injection | |
| JP5055835B2 (en) | Synchronous motor drive | |
| CN109874395B (en) | Control system for a synchronous machine and method for operating a synchronous machine |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PD2B | A search report has been drawn up | ||
| V1 | Lapsed because of non-payment of the annual fee |
Effective date: 20111201 |