KR20230083525A - Mimo 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법 및 시스템 - Google Patents

Abstract

MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법 및 시스템이 개시된다. 복수의 송신 안테나를 통해 송출된 레이더 송신신호가 표적에 의해 반사되어 복수의 수신 안테나를 통해 수신될 때, 각각의 수신신호들에 대한 소정의 신호처리를 통해 각 수신신호의 거리-속도 검출 결과에서의 피크를 찾아내어 해당 피크의 위상정보를 추출한다. 복수의 수신 안테나 전체의 수신신호들로부터 추출된 거리-속도 피크들의 위상 값들을 등차수열을 이루도록 배열하여 그 등차수열로 배열된 위상 값 시퀀스에 기반하여 상기 수신신호들을 각 송신 안테나별로 구분한다. 등차수열로 배열된 위상 값을 이용하여 표적의 올바른 속도를 추정하고 각도 추정 또한 동시에 수행할 수 있다.

Description

MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법 및 시스템 {Target detection method and system based on phase information of MIMO radar signal}

본 발명은 레이더 시스템을 이용한 표적 탐지 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 다중 입력 다중 출력(Multi Input Multi Output: MIMO) 안테나 기반 주파수 변조 연속파(frequency-modulated continuous wave: FMCW) 레이더 시스템에서 각 송신 안테나로부터 수신된 신호들을 송신 안테나별로 구분하여 표적을 정확하게 탐지할 수 있도록 하는 기술에 관한 것이다.

FMCW 레이더는 거리, 속도, 각도와 같은 주변 대상에 대한 정보를 얻기 위한 자동차 센서로 널리 사용된다. 또한, MIMO 안테나 시스템은 제한된 하드웨어 크기로 높은 각도 분해능을 얻기 위해 활용되고 있다. MIMO 기반 FMCW 레이더 시스템에 있어서, 올바르게 동작하기 위해서는 다중 송신(Tx) 안테나에서 전송된 신호들을 수신(Rx) 안테나 측에서 구별할 수 있어야 한다. 이를 위해 다양한 신호 다중화 방식이 사용되고 있다. 예컨대, 시분할 다중화(Time Division Multiplexing: TDM), 주파수 분할 다중화(Frequency Division Multiplexing: FDM), 코드 분할 다중화(Code Division Multiplexing: CDM)와 같은 다양한 신호 다중화 방법이 전송된 신호의 직교성을 유지하는 데 사용할 수 있다. 그 중에서도 각 송신 안테나가 시간 슬롯을 나누어 다른 시간에 송신하는 TDM 방식이 널리 활용되고 있다.

TDM 방식은 구현이 용이한 장점이 있다. 그러나 TDM 방식의 가장 큰 단점은 처프 반복 시간이 길어져 송신 안테나의 개수에 비례하여 검출 가능한 최대 속도 즉, 최대 탐지 속도가 감소한다는 점이다. 또한, 각 송신 안테나는 교대로 신호를 전송하기 때문에 검출하고자 하는 표적이 움직이면 그 표적의 움직임에 의한 도플러 효과로 인해 각도 추정 성능이 저하될 수 있는 단점도 있다.

이러한 이슈를 해결하기 위해 TDM-MIMO 레이더 시스템의 도플러-각도 모호성(Doppler-angle ambiguity)을 해결하려고 몇 가지 제안이 있었다. 아래 비특허문헌 1에서는 통상적인 처프 시퀀스가 각 처프마다 다른 시작 주파수를 할당하도록 수정되었다. 유사하게, 아래 비특허문헌 2에서는 여러 종류의 처프 반복 주파수가 할당되었고 원래의 최대 감지 가능한 속도는 Chinese remainder theorem을 사용하여 복구되었다. 그러나 이러한 방법과 관련된 주요 단점은 기존 하드웨어를 수정해야 한다는 것이다.

또 다른 접근 방식은 각 송신 안테나에 특정 코드를 할당하고 신호를 동시에 전송하는 것이다. 특히 이진 위상천이변조 (Binary Phase-Shift Keying: BPSK) 방식은 전송 신호의 위상을 0 또는 π로 변조하는 방식으로 널리 사용된다. 이 방법은 송신된 신호의 직교성을 이용하여 각 송신 안테나의 신호를 분리할 수 있다. TDM-MIMO 시스템과 달리 BPSK-MIMO 시스템은 각 송신 안테나로부터의 신호를 분리하기 위해 추가적인 디코딩 과정이 필요하다. 그러나 송신 안테나의 완전한 전송 기능을 사용하여 더 높은 신호 대 잡음비(SNR)를 달성할 수 있다.

그런데, BPSK-MIMO 시스템 역시 전송 안테나의 수에 비례하여 속도 추정에 사용되는 블록 시간이 길어지기 때문에 도플러 각도 모호성(Doppler-angle ambiguity)을 겪는다. 즉, BPSK-MIMO 레이더 시스템의 거리-속도 탐지 결과에서 각 표적은 송신 안테나 수만큼 중복되어 나타난다. 달리 말하면, N개의 송신 안테나로 레이더 신호를 송출한 경우, 하나의 표적은 수신 신호의 피크 검출에서 하나의 실제 표적에 해당하는 피크와 (N-1)개의 고스트 표적에 해당하는 피크가 감지된다. BPSK 방식을 사용하는 경우 그 고스트 표적에 해당하는 피크 때문에 최대 탐지속도가 절반으로 줄어드는 문제가 발생한다.

아래 비특허문헌 3에서는 다른 명확한 속도를 가진 다중 프레임이 사용되었고 원래의 최대 감지 가능한 속도는 Chinese remainder theorem 또는 클러스터링 알고리즘을 사용하여 복구되었다. 그러나 이 방법은 비특허문헌 1과 2에서 사용된 방법과 유사하게 기존 하드웨어를 수정해야 한다. 비특허문헌 3에서는 또한 추정된 속도 값을 사용하여 수신 신호의 위상을 보상하여 원래의 최대 감지 가능한 속도를 복원하려고 시도했다. 그러나 이런 식으로 위상을 직접 보정하는 방법은 추정된 속도 값에 작은 오차가 있는 경우 큰 오차를 초래할 수 있기 때문에 매우 불안정하다.

또한, 미국 특허출원공개번호 2018-0011170(A1) (발명의 명칭: Methods and Apparatus for Velocity Detection in MIMO Radar Including Velocity Ambiguity Resolution)은 표적의 움직임으로 인해 발생한 도플러 위상을 추정한 뒤, 이 값만큼 각 송신 안테나의 위상 값을 보정해준 다음, 신호 처리 과정을 통해 표적의 속도 및 각도 정보를 추정하는 기술을 개시한다. 이 기술은 위상 값을 직접 보정해주는 경우 보정해주는 위상 값에 약간의 오차가 있는 경우에도 큰 오류가 발생할 수 있다.

1. 미국 특허출원공개번호 2018-0011170 (A1)

1. K. Thurn, D. Shmakov, G. Li, S. Max, M. Meinecke, and M. Vossiek, "Concept and implementation of a PLL-controlled interlaced chirp sequence radar for optimized range-Doppler measurements," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 64, no. 10, pp. 3280-3289, Oct. 2016. 2. Y. Li, C. Xu, X. Yan, and Q. Liu, "An improved algorithm for Doppler ambiguity resolution using multiple pulse repetition frequencies," in Int. Conf. Wirel. Commun. Signal Process., Nanjing, China, 2017, pp. 1-5. 3. H. A. Gonzalez, C. Liu, B. Vogginger, and C. G. Mayr, "Doppler ambiguity resolution for binary-phase-modulated MIMO FMCW radars," in Int. Radar Conf., Toulon, France, 2019, pp. 1-6.

이러한 문제를 해결하기 위해 본 발명은 MIMO 레이더 시스템에서 수신신호의 위상 정보를 이용하여 고스트 표적 신호를 배제하고 각 송신 안테나별로 실제 표적의 신호를 구별해내어 최대 탐지 속도의 감소 없이 도플러-각도 모호성을 해결하여 원래의 탐지 속도로 표적의 속도를 추정할 수 있음과 동시에, 표적의 움직임 여부에 관계없이 표적의 각도를 정확하고 효율적으로 추정할 수 있는 MIMO 레이더 기반 표적 탐지 방법 및 시스템을 제공하기 위한 것이다.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 상술한 과제들에 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.

상기 본 발명의 목적을 실현하기 위한 실시예들에 따른 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법은, MIMO 레이더 시스템을 이용한 표적 탐지 방법에 있어서, 복수의 송신 안테나를 통해 송출된 레이더 송신신호가 표적에 의해 반사되어 되돌아오는 신호를 복수의 수신 안테나를 통해 동시에 수신하는 단계; 상기 복수의 수신 안테나 각각의 수신신호들에 대한 소정의 신호처리를 통해 각 수신신호의 거리-속도 검출 결과에서의 피크를 찾아내어 해당 피크의 위상정보를 추출하는 단계; 및 상기 복수의 수신 안테나 전체의 수신신호들로부터 추출된 거리-속도 피크들의 위상 값들을 등차수열을 이루도록 배열하여 그 등차수열로 배열된 위상 값 시퀀스에 기반하여 상기 수신신호들을 각 송신 안테나별로 구분하는 단계를 포함한다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 위상정보를 추출하는 단계는 상기 수신신호의 신호처리를 통해 얻어지는 cos 채널(I 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호와 sin 채널(Q 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호에 대하여 2차원 고속푸리에변환(2D FFT)을 적용하여 각 표적에 관한 거리-속도 검출 결과를 얻는 단계; 및 상기 거리-속도 검출 결과에 대하여 일정 오경보율 (constant false alarm rate: CFAR) 알고리즘을 적용하여 각 표적에 해당하는 거리-속도 피크들과 그 피크들의 위상값을 추출하는 단계를 포함할 수 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 레이더 송신신호는 PSK 변조방식으로 변조된 신호일 수 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나는 ULA 형태로 배열된 안테나 어레이일 수 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 각 송신 안테나별로 구분하는 단계에서, 상기 송신 안테나가 두 개일 때, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크의 위상 시퀀스 중 선행 서브 위상 시퀀스(former phase sequence)는 제1 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 서브 위상 시퀀스(latter phase sequence)는 제2 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정될 수 있다. 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스이다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 각 송신 안테나별로 구분하는 단계에서, 상기 송신 안테나가 N(N은 3이상의 자연수)개 있는 경우, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크들의 위상 시퀀스 중 k 번째(여기서, k는 1부터 N까지의 자연수) 서브 위상 시퀀스는 제k 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정될 수 있다. 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스이다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법은, 상기 구분하는 단계 후, 각 송신 안테나별로 구분된 수신 신호를 이용하여 각 표적의 속도와 각도에 관한 추정정보를 산출하는 단계를 더 포함할 수 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 각 표적의 각도는 각 표적별 위상 시퀀스에 고속 푸리에변환을 적용하여 추정될 수 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 레이더 송신신호는 시간에 따라 주파수가 증가하는 처프 신호일 수 있다.

한편, 상기 본 발명의 목적을 실현하기 위한 실시예들에 따른 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템은, 복수의 송신 안테나, 복수의 수신 안테나, 송신부, 수신부, 디지털 신호 처리부, 거리/속도 추정부, 그리고 각도 추정부를 포함할 수 있다. 상기 송신부는 레이더 송신신호를 생성하여 상기 복수의 송신 안테나를 통해 무선 송신하도록 구성된다. 상기 수신부는 전방의 표적에 의해 반사되어 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 수신신호와 상기 송신신호 및 상기 송신신호의 90도 위상천이된 신호를 이용하여 cos 채널(I 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호와 sin 채널(Q 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호를 생성하도록 구성된다. 상기 디지털 신호 처리부는 상기 cos 채널(I 채널)의 중간 주파수 대역 신호와 sin 채널(Q 채널)의 중간 주파수 대역 신호에 대하여 필터링 및 고속 푸리에변환(FFT) 처리를 수행하도록 구성된다. 상기 거리/속도 추정부는 상기 디지털 신호 처리부에서 처리된 신호를 이용하여 거리-속도 피크들을 검출하고 각 피크의 위상 값을 추출하는 처리, 추출된 위상 값들을 등차수열을 이루도록 배열하고, 등차수열로 배열된 위상 값 시퀀스에 기반하여 수신신호들과 각 송신 안테나들 간의 대응관계를 결정하여 수신신호를 송신안테나별로 구분하는 처리, 그리고 각 송신안테나별로 구분된 수신신호를 이용하여 표적의 거리와 속도를 추정하는 처리를 수행하도록 구성된다.

예시적인 실시예에 따르면, 거리/속도 추정부는 상기 디지털 신호 처리부에서 고속 푸리에변환(FFT) 처리된 신호에 대하여 일정 오경보율 (constant false alarm rate: CFAR)알고리즘을 적용하여 각 표적에 해당하는 거리-속도 피크들과 그 피크들의 위상값을 추출하도록 구성될 수 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 거리/속도 추정부는, 상기 송신 안테나가 두 개일 때, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크의 위상 시퀀스 중 선행 서브 위상 시퀀스(former phase sequence)는 제1 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 서브 위상 시퀀스(latter phase sequence)는 제2 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정하도록 구성될 수 있다. 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스이다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 거리/속도 추정부는, 상기 송신 안테나가 N(N은 3이상의 자연수)개 있는 경우, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크들의 위상 시퀀스 중 k 번째(여기서, k는 1부터 N까지의 자연수) 서브 위상 시퀀스는 제k 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정하도록 구성될 수 있다. 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스이다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템은 각 송신안테나별로 구분된 수신신호를 이용하여 소정의 각도 추정 알고리즘을 적용하여 각 표적의 각도정보를 산출하도록 구성된 각도 추정부를 더 포함할 수 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 각도 추정부는 각 표적별 위상 시퀀스에 고속 푸리에변환을 적용하여 각 표적의 각도를 추정하도록 구성될 수 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나는 ULA 형태로 배열된 안테나 어레이일 수 있다.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 레이더 송신신호는 시간에 따라 주파수가 증가하는 처프 신호일 수 있다.

BPSK-MIMO 레이더 시스템의 거리-속도 탐지 결과에서 각 표적은 송신 안테나 수만큼 중복되어 나타난다. 즉, 하나의 실제 표적과 여러 개의 고스트 표적이 감지된다. BPSK-MIMO 레이더 시스템의 수신 신호에서 실제 표적과 고스트 표적을 구별하기 위해 실제 표적과 고스트 표적에 해당하는 피크 신호의 위상 값이 등차수열의 형태를 가져야 한다는 아이디어를 사용한다. 따라서 수신신호에서 이러한 피크의 위상 값을 등차수열로 제대로 배열하면 각 표적이 어느 송신 안테나로부터 생성되었는지를 결정할 수 있다. 즉, 수신 신호에서 실제 표적에 해당하는 피크와 고스트 표적에 해당하는 피크를 구별한 후, 배열된 위상 값을 이용하여 표적의 올바른 속도를 추정하고 각도 추정 또한 동시에 수행할 수 있다.

이와 같은 본 발명의 예시적인 실시예들에 따르면, 추가적인 하드웨어의 설치 없이 기존 레이더 시스템의 디지털 신호 프로세서에서 구현될 수 있다. 신호 처리 과정을 통해 표적의 속도 및 각도 추정 성능을 개선할 수 있다. 즉, 기존의 디지털 신호 처리기에 간단히 구현할 수 있다. 거리-속도 추정을 위한 2차원(2D) 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)은 FMCW 레이더 시스템에서 수행해야 하는 필수 신호 처리이며, 위상 값을 정렬하는 알고리즘만 추가로 구현하면 되기 때문이다.

본 발명은 복수 개의 송신 안테나를 사용했을 때 발생하는 최대 탐지 속도 저하 문제를 해결할 수 있다.

본 발명은 또한, 각 수신 안테나에 동시에 수신된 신호들을 사용하기 때문에 표적의 움직임으로 인해 발생하는 각도 추정 성능 저하 문제를 해결할 수 있다. 즉, 본 발명은 신호를 교대로 수신하는 TDM 방식과 달리 동시에 수신되는 신호를 사용하므로, 서로 다른 시간 슬롯 사이에서 대상의 이동으로 인한 각도 추정의 부정확성 문제를 해결할 수 있다.

도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2는 FMCW 레이더 시스템의 송신 신호 파형을 예시한다.
도 3은 ULA(Uniform Linear Array) 안테나 시스템을 이용한 표적에 대한 각도 추정 방법을 도식적으로 나타낸다.
도 4는 MIMO ULA 안테나 시스템을 사용한 각도 추정을 예시한다.
도 5는 2개의 송신 안테나를 사용하는 BPSK-MIMO 레이더 시스템의 송신 신호를 보여준다.
도 6은 2개의 송신 안테나를 구비한 BPSK-MIMO 레이더 시스템을 이용한 시뮬레이션에서 거리-속도 추정 결과를 보여준다.
도 7은 2개의 송신 안테나 대신 4개의 송신 안테나를 구비한 BPSK-MIMO 레이더 시스템을 이용한 시뮬레이션의 거리-속도 추정 결과를 보여준다.
도 8은 정지 표적(A)과 비정지 표적(A)의 경우에 대한 각도 추정 결과를 보여준다.
도 9는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 수신신호의 송신안테나별 구분 방법을 적용하는 전체적인 절차를 나타낸다.
도 10은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 프로세서를 이용한 신호처리를 통해 수신신호들을 송신안테나별로 구분하여 표적의 속도 및 각도를 추정하는 과정을 도시한다.
도 11은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 2개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 사용하여 시뮬레이션 한 거리-속도 추정 결과를 보여준다: (A)는 3차원도이고, (B)는 위에서 내려본 2차원도이다.
도 12는 위상 시퀀스 [P_a P_b] 및 [P_d P_c]에 해당하는 8개의 가상 안테나의 래핑되지 않은(unwrapped) 위상 값을 보여준다.
도 13은 등차수열로 배열된 위상 시퀀스에 FFT를 적용하여 제1 및 제2 표적의 각도를 추정한 결과를 보여준다.
도 14는 다양한 SNR에 대한 8개의 가상 안테나의 래핑되지 않은 위상 값을 보여준다.
도 15는 3개의 송신 안테나를 사용하는 3-PSK MIMO 레이더 시스템의 전송 신호를 보여준다.
도 16은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 3개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 갖는 3-PSK MIMO 레이더 시스템을 사용하여 시뮬레이션 한 거리-속도 추정 결과를 보여준다: (A)는 3차원도이고, (B)는 위에서 내려본 2차원도이다.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.

본 발명에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다. 또한, 제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는 데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다.

도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템의 구성을 나타내는 블록도이다.

도 1을 참조하면, BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템(10)은 송신부(20)와 이에 연결된 송신 안테나(30), 수신부(40)와 이에 연결된 수신 안테나(50), 그리고 디지털 신호 처리부(60), 거리/속도 추정부(70), 각도 추정부(80)를 포함할 수 있다.

송신부(20)는 신호 발생기(22)와 발진기(24)를 포함할 수 있다. 신호 발생기(22)와 발진기(24)는 시간에 따라 주파수가 증가하는 처프 신호를 생성하여 송신 안테나(30)를 통해 무선 송신하도록 구성될 수 있다. 구체적으로 파형 발생기(22)는 제공되는 송신정보(디지털)에 기초하여 원하는 주기와 모양의 아날로그 신호를 생성할 수 있다. 예를 들어 신호발생기(22)는 삼각파형의 변조된 신호(삼각파)를 발진기(24)에 제공할 수 있다. 발진기(24)는 파형발생기(24)가 제공하는 신호를 무선 송출하기 위해 시간에 따라 주파수가 증가하는 처프 신호로 변환할 수 있다. 그 처프 신호는 무선송출에 필요한 출력으로 증폭되어 송신 안테나(30)를 통해 송신될 수 있다. 발진기(24)는 예컨대 전압제어발진기(Voltage Control Oscillator: VCO)로 구성될 수 있다.

이렇게 송신된 신호가 주변의 표적에 의해 반사되어 수신 안테나(50)를 통해 수신될 수 있다. 수신부(40)의 구성요소들은 수신 안테나(50)에 연결된 cos 채널(I 채널)과 sin 채널(Q 채널)을 형성할 수 있다. cos 채널(I 채널)은 제1 믹서(41), 제1 저역통과필터(LPF, 44), 제1 아날로그-디지털 변환기(ADC, 46)를 포함할 수 있고, sin 채널(Q 채널)도 마찬가지로 제2 믹서(43), 제2 저역통과필터(45), 제2 아날로그-디지털 변환기(ADC, 47)를 포함할 수 있다. cos 채널(I 채널)에서, 제1 믹서(41)는 수신 안테나(50)와 발진기(24)에 연결되어 수신 신호를 송신에 사용한 처프 신호와 곱해준다. 제1 믹서(41)에서 두 개의 정현파 신호를 곱하면 고주파 신호와 저주파 신호가 생성되는데, 제1 LPF(44)를 통해 고주파 신호를 제거해줄 수 있다. 제1 ADC(46)는 제1 LPF(44)의 출력신호의 샘플링을 통해 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환할 수 있다. sin 채널(Q 채널)에서도 cos 채널(I 채널)에서와 동일한 신호처리가 이루어질 수 있다. 다만, 제2 믹서(43)에는, 송신에 사용한 처프 신호(즉, 발진기(24) 출력신호)가 그대로 제공되는 것이 아니라, 위상 쉬프터(42)를 통해 90° 만큼 위상 쉬프트한 처프 신호가 제공된다는 점이 cos 채널(I 채널)에서의 신호처리와 다르다. 이처럼, 제1 믹서(41)는 수신신호에 송신용 처프 신호를 그대로 곱해주고, 또 다른 제2 믹서(43)는 수신신호에 처프 신호를 90도만큼 위상 쉬프트 한 뒤 곱해줌으로써, cos 채널(I 채널) 신호와 sin 채널(Q 채널) 신호를 형성할 수 있다.

디지털 신호 처리부(60)는 수신부(40)의 제1 및 제2 ADC(46, 47)를 통과한 신호에 여러 디지털 신호처리(윈도우잉, 필터링, FFT 등)를 수행할 수 있다. 특히, 디지털화 된 cos 채널(I 채널) 신호와 sin 채널(Q 채널) 신호에 대하여 2D FFT를 수행할 수 있다.

디지털 신호 처리부(60)에서 처리된 디지털 신호는 거리/속도 추정부(70)에 제공되어 표적의 거리와 속도를 추정할 수 있고, 또한 각도 추정부(80)에 제공되어 표적의 각도를 추정할 수 있다. 특히, 거리/속도 추정부(70)는 2D FFT 처리된 신호에 대하여 CFAR 알고리즘을 적용하여 거리-속도 도메인에서의 피크들을 검출하고 각 피크의 위상 값을 추출하는 처리, 추출된 위상 값들이 등차수열을 이루도록 배열하고, 그렇게 등차수열로 배열된 위상 값 시퀀스에 기반하여 수신신호들과 각 송신 안테나들 간의 대응관계를 결정하여 수신신호를 송신안테나별로 구분하는 처리, 그리고 각 송신안테나별로 구분된 수신신호를 이용하여 표적의 거리와 속도를 추정하는 처리를 수행할 수 있다. 각도 추정부(80) 역시 각 송신안테나별로 구분된 수신신호를 이용하여 각도 추정 알고리즘을 적용하여 각 표적의 각도정보를 산출할 수 있다.

디지털 신호 처리부(60), 거리/속도 추정부(70), 그리고 각도 추정부(80)는 처리장치(90)와 같은 하드웨어와 그 처리장치(90)에서 실행될 수 있는 프로그램(이 프로그램은 후술하는 본 발명의 실시예에 따른 방법의 알고리즘을 컴퓨터 프로그램으로 구현한 것임)으로 구현될 수 있다. 처리장치(90)는 예를 들어 프로세서, 콘트롤러, ALU(arithmetic logic unit), 디지털 신호 프로세서(digital signal processor), 마이크로컴퓨터, FPA(field programmable array), PLU(programmable logic unit), 마이크로프로세서, 또는 명령(instruction)을 실행하고 응답할 수 있는 다른 어떠한 장치와 같이, 하나 이상의 범용 컴퓨터 또는 특수 목적 컴퓨터를 이용하여 구현될 수 있다. 처리 장치(90)는 운영 체제(OS) 및 상기 운영 체제 상에서 수행되는 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션을 수행할 수 있다. 또한, 처리 장치는 소프트웨어의 실행에 응답하여, 데이터를 접근, 저장, 조작, 처리 및 생성할 수도 있다.

다음으로, BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템(10)의 기본적인 동작 원리를 좀 더 구체적으로 설명한다. FMCW 레이더는 각 주파수가 시간에 따라 선형적으로 증가하는 주기적 처프 신호를 전송한다. 단일 처프에 대해 전송된 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.

......(1)

여기서 f_c, B 및 T_c는 각각 처프 신호의 캐리어 주파수, 대역폭 및 지속 시간을 각각 나타낸다.

도 2는 FMCW 레이더 시스템의 송신 신호 파형을 나타낸다. 도 2에 도시된 바와 같이, 송신부(20)에 의한 송신은 L개의 연속적인 처프에 대해 반복된다. 그런 다음, 표적에 의해 반사되어 수신부(40)에 수신된 신호는 전송된 신호와 곱해져서 반송파 주파수 성분을 제거한다. 그 결과로 생성된 중간 주파수(IF) 대역 신호는 다음과 같이 2D 지수 함수로 표현될 수 있다.

......(2)

여기서, n과 N은 각 처프 내 샘플링 인덱스와 샘플링 개수를 나타내고, l과 L은 각 처프 내 처프 인덱스와 처프 개수를 나타낸다. 또한, R과 v는 표적의 거리와 속도를 나타내고, T_s는 샘플링 주기, c는 빛의 속도, φ는 고정 위상 성분을 나타낸다. 이 IF 대역 신호는 n-축과 l-축을 따라 각각 2BR/T_cc와 2v/λ의 주파수를 갖는다. 따라서 식 (2)에 2D 푸리에 변환을 적용하면 표적의 거리와 속도를 추정할 수 있다.

또한, 각도 추정은 균일 선형 어레이(Uniform Linear Array: ULA) 안테나 시스템을 사용하여 달성할 수 있다. 도 3은 ULA 안테나 시스템(송신 안테나 1개, 수신 안테나 8개)을 이용하여 표적의 각도 추정을 하는 것을 나타낸다. 도 3에 예시된 ULA 안테나 시스템(100)에서, 다수의 수신 안테나들(Rx1 - Rx8)의 안테나 간격이 d이고, 하나의 송신 안테나(Tx1)에서 송신되어 표적에 의해 반사되어 수신 안테나(Rx1 - Rx8)를 통해 수신되는 수신신호의 파장과 입사각이 각각 λ과 θ인 경우, 인접 수신 안테나 간의 위상차(ω)는 ω= 2π(d sinθ)/λ과 같이 나타낼 수 있다. 이 위상 항 ω은 식 (2)에 통합되어 다음과 같이 표현될 수 있는 3차원 IF 대역 신호를 만들 수 있다.

......(3)

여기서, p는 안테나 인덱스이고, P는 수신 안테나(Rx1 - Rx8)의 수이다. 이 신호는 일반적으로 레이더 데이터 큐브(radar data cube)로 알려져 있다. 레이더 데이터 큐브의 각 차원에 푸리에 변환을 적용하여 표적의 거리, 속도 및 각도를 추정할 수 있다.

도 4는 MIMO ULA 안테나 시스템을 사용한 각도 추정을 예시한다. MIMO 레이더 시스템에서는 레이더의 탐지 성능을 향상시키기 위해 ULA 형태로 배열된 여러 개의 송신안테나 및 수신 안테나가 사용될 수 있다. 예를 들어, 도 4는 2개의 송신 안테나(Tx1, Tx2)와 4개의 수신 안테나(Rx1 - Rx4)가 있는 MIMO 레이더 시스템의 MIMO ULA 안테나 구성을 보여준다. 제2 송신 안테나(Tx2)에서 전송된 신호는 제1 송신 안테나(Tx1)에서 전송된 신호에 비해 4d sinθ의 거리를 더 이동하므로, 제2 송신 안테나(Tx2)에서 전송된 수신 신호의 위상은 제1 송신 안테나(Tx1)에서 전송된 수신신호의 위상보다 2π(4d sinθ)/λ만큼 더 높다. 결과적으로 도 4에 도시된 안테나 구성의 각도 추정 성능은 도 3에 도시된 안테나 구성의 그것과 유사하다. MIMO 안테나 방식의 주요 장점은 전체 안테나 소자의 수를 줄일 수 있다는 점이다.

MIMO 안테나 시스템을 최대한 활용하려면 서로 다른 송신 안테나에서 전송되는 신호를 구별해야 한다. 예를 들어, 도 4의 경우 제1 송신 안테나(Tx1)에서 어떤 신호 성분이 전송되었고, 제2 송신 안테나(Tx2)에서는 어떤 신호 성분이 전송되는지를 수신신호에서 구별할 필요가 있다. 이러한 문제를 해결하기 위해 TDM, FDM, CDM 등 다양한 다중화 방식이 존재한다. 이러한 다양한 기술 중 BPSK는 미리 할당된 코드를 이용하여 송신 신호의 위상을 변조하는 방식이다. 이 코드는 전송된 신호들이 서로 직교하도록 특별히 설계된다.

도 5는 2개의 송신 안테나를 사용하는 BPSK-MIMO 레이더 시스템의 송신 신호를 보여준다. (A)와 (B)의 신호는 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나를 통해 각각 송신될 수 있다. 처프(chirp)에 코드 1이 할당되면, 전송 신호의 위상이 0으로 변조되는데, 이는 아래 식 (4)로 표시되는 신호가 전송됨을 의미한다.

......(4)

반면에 처프에 0의 코드가 할당되면, 전송신호의 위상은 π만큼 변조되고 아래 식 (5)의 신호가 전송된다.

......(5)

도 5와 같이 제1 송신 안테나(Tx1)가 1111의 코드로 송신하고, 제2 송신 안테나(Tx2)가 1010의 코드로 송신할 때, 홀수 인덱스의 수신 신호는 r_odd(t) = r₁(t) + r₂(t)로 표현될 수 있고, 짝수 인덱스의 수신 신호는 r_even(t) = r₁(t) - r₂(t)로 표현될 수 있다. 여기서, r₁(t)는 제1 송신 안테나(Tx1)로부터 수신된 신호 성분을 나타내고, 와 r₂(t)는 제2 송신 안테나(Tx2)로부터 수신된 신호 성분을 나타낸다. 따라서 각 송신 안테나로부터의 수신 신호는 다음과 같은 디코딩 과정을 통해 분해될 수 있다.

......(6)

......(7)

한편, BPSK-MIMO 레이더 시스템을 사용하여 표적을 탐지하는 것은 주로 표적의 거리(range), 속도(velocity), 각도(angle)를 추정하는 것을 포함한다. BPSK-MIMO 레이더 시스템에서 거리 추정은 일반적인 FMCW 레이더 시스템과 유사하게 수행된다. 그러나 기존의 속도 및 각도 추정 방법을 사용하는 경우 MIMO 시스템의 도플러-각도 모호성으로 인해 문제가 발생한다.

FMCW 레이더 시스템에서 표적의 속도 추정은 여러 처프 신호 간의 위상차를 사용하여 수행된다. 예를 들어, 기존의 FMCW 레이더 시스템에서는 식 (2)와 식 (3)에서 관찰된 바와 같이 인접한 처프들 간에 위상이 2π(2v/λ)T_c 만큼 차이가 나고, 속도는 다중 처프 신호들 간의 위상 증분을 이용하여 추정된다. 그러나 BPSK-MIMO 레이더 시스템에서 수신된 신호는 다중 송신 안테나로부터의 다중 신호 성분으로 구성되며, 위상 증가분은 단순히 2π(2v/λ)T_c 로 표현될 수 없다.

........(8)

식 (8)은 도 4와 같은 안테나 구성을 설정하고, 도 5와 같이 송신 신호를 변조한 경우, 제1 수신 안테나(Rx1)의 수신 신호를 나타낸다. 식 (8)에서, 첫 번째 항은 2π(2v/λ)T_c의 위상 증분을 갖는 일반적인 수신 신호를 나타낸다. 그러나 두 번째 항은 부호 반전을 포함하므로 위상이 2π(2v/λ)T_c+π 만큼씩 증가한다. 그 결과 IF대역 신호에 2D 푸리에 변환을 적용하면 거리-속도 검출 결과에서 2 개의 피크가 발생한다.

레이더의 시야에서 3개의 표적이 움직인다고 가정하고, 앞서 언급한 안테나 구성을 사용하여 시뮬레이션을 수행했다. 도 6은 2개의 송신 안테나를 구비한 BPSK-MIMO 레이더 시스템을 이용한 시뮬레이션에서 거리-속도 추정 결과를 보여준다. 이 시뮬레이션을 통해 얻은 거리-속도 추정 결과를 보여준다. 시뮬레이션 파라미터는 기존의 자동차 레이더 파라미터를 사용하는 표 1과 같이 설정하였다. 그 결과 ㅁλ/(4T_c) = ㅁ19.48 m/s의 최대 탐지가능 속도(maximum detectable velocity)가 나타났다. 또한 SNR은 0dB로 설정하였고, 표적들의 거리와 속도는 (30m, 12m/s), (50m, 4m/s), (60m, -3m/s)로 각각 설정하였다.

도 6에서 볼 수 있듯이 각 표적에 대해 거리-속도 검출 결과에서 두 개의 피크가 발생하여 도플러 모호성이 발생함을 알 수 있다. 이는 하나의 피크는 제1 송신 안테나(Tx1)의 신호로 인해 생성되고, 나머지 하나의 피크는 제2 송신 안테나(Tx2)의 신호로 인해 생성되기 때문이다. 예를 들어 30m 떨어진 지점에 위치한 표적의 경우, 제1 송신 안테나(Tx1)로부터의 송신신호로 인해 12m/s에서 피크가 발생하였고, 다른 하나의 피크는 제2 송신 안테나(Tx2)의 신호로 인해 12-19.48 = -7.48 m/s에서 발생했다. 나머지 다른 표적에 대해서도 유사한 결과가 관찰되었으며, 표적의 속도는 유일하게(uniquely) 결정되지 않았다. 그 결과 최대 탐지가능 속도가, 19.48m/s에서 9.74m/s로, 절반으로 감소했다.

앞의 결과는 2개 이상의 송신 안테나로 구성된 BPSK-MIMO 레이더 시스템으로 확장될 수 있다. 도 7은 2개의 송신 안테나 대신 4개의 송신 안테나를 구비한 BPSK-MIMO 레이더 시스템을 이용한 시뮬레이션의 거리-속도 추정 결과를 보여준다. 송신 안테나의 수를 제외하고 레이더 시스템 파라미터와 타겟 정보는 도 6과 동일하게 설정하였다. 또한 4개의 송신 안테나에서 전송되는 신호의 위상은 Hadamard 코딩 방법을 사용하여 코딩하였다. 이 방법은 4개의 송신 안테나가 (1, 1, 1, 1), (1, 0, 1, 0), (1, 1, 0, 0), (1, 0, 0, 1)의 코드로 전송한다. 그리고 각 송신안테나로부터의 수신 신호들은 코드들 사이의 직교성을 이용하여 분해될 수 있다.

도 7에 도시된 것과 같이 각각의 표적에 대해 거리-속도 검출 결과에서 4개의 피크가 발생하였고, 최대 탐지가능 속도는 4분의 1로 감소하였다. 일반적으로 타임 슬롯을 나누어 다중화를 하는 경우, 송신 안테나의 개수만큼 최대 탐지가능 속도가 감소한다. 이는 속도 추정 성능을 상당히 저하시킨다. 이는 특히 표적에 대하여 매우 빠른 탐지 속도가 요구되는 자동차 애플리케이션에 바람직하지 않을 수 있다. 따라서 도플러 모호성을 해결하고 표적에 대한 최대 탐지가능 속도를 유지하기 위해서는 피크와 송신 안테나 간의 대응 관계를 결정해야 한다.

다음으로, BPSK-MIMO 레이다 시스템을 이용한 기존의 각도 추정 방법은 다음과 같다. MIMO 레이더 시스템에서는 앞서 설명한 것처럼 표적의 각도를 추정할 때 각 송신 안테나의 신호를 구분해야 한다. 이를 위해 BPSK-MIMO 레이더 시스템에서 수신된 신호에 식 (6)과 (7)의 디코딩 과정을 적용할 수 있다. 그러나 표적이 비정지(non-stationary) 표적일 때 각 송신 안테나의 신호는 속도 유도 위상 항(Velocity-induced phase term)으로 인해 제대로 구분될 수 없다. 예를 들어, 디코딩 프로세스가 식 (8)에 표시된 수신 신호에 적용될 때 결과 신호는 다음과 같다.

......(9)

......(10)

속도 유도 위상 항 2π(2v/λ)T_c 로 인해, 불필요한 요소가 상쇄되지 못하고 각 송신 안테나로부터의 신호가 제대로 구분될 수 없다.

도 8은 정지 표적(A)과 비정지 표적(A)의 경우에 대한 각도 추정 결과를 보여준다. 도 8을 참조하면, 각도는 -20°로 동일하게 설정하고, 속도는 각각 0m/s 및 15m/s로 설정하였다. 도시된 것과 같이 표적이 정지해 있을 때 표적의 각도가 적절하게 추정되었다. 각도 추정에는 FFT 방법을 사용할 수 있다. FFT 방법을 사용하는 경우, 추정된 각도에 약간의 오차가 있을 수 있다. MUSIC 또는 ESPRIT와 같은 보다 복잡한 알고리즘을 사용하여 추정 정확도를 향상시킬 수 있지만, 빠른 계산을 위해서는 FFT 방법이 유유용하다. 하지만, 표적이 움직이는 경우, 표적의 각도 추정에 큰 오차가 생긴다.

이 문제를 해결하기 위해, 수신 신호의 위상을 보상하여 시간 영역 또는 주파수 영역에서 속도 유도 위상 항을 제거할 수 있다. 시간 영역과 주파수 영역에서 목표물의 속도를 먼저 추정한 다음, 추정한 속도 값을 사용하여 수신 신호의 위상을 -(2v/λ)T_c 만큼 보상했다. 그러나 이러한 위상 보상 방법은 추정된 속도 값이 실제 값과 약간 다를 경우에도 큰 오차가 발생할 수 있다. 예를 들어, 속도 분해능이 v_res인 경우, 속도 bin은 v_res의 간격으로 나뉘며 추정된 속도는 노이즈에 관계없이 실제 값에서v_res/2 만큼 벗어날 수 있다. 속도 분해능은 FMCW 레이더 시스템에서 λ/(2LT_c)로 정의될 수 있다. 따라서 보상된 위상 값은

만큼 오프셋될 수 있다. 이 값은

와 비슷한 차수이므로, 위상 보상을 적용하더라도 표적의 각도를 확실하게 추정할 수 없다.

본 발명의 예시적인 실시예는 표적의 속도와 각도를 추정할 때 전술한 문제들 특히, 도플러-각도 모호성을 해결하기 위해, 수신된 레이더 신호를 각 송신 안테나별로 효율적으로 구별하는 방법을 제공한다. 이하에서는 그 방법을 구체적으로 설명한다.

각 송신 안테나의 신호를 구별하기 위해, 발명자들은 수신된 신호의 거리-속도 검출 결과에서 피크의 위상이 도 3과 같이 등차수열을 형성한다는 사실에 주목한다. 예컨대 도 4에 도시된 것처럼, 두 개의 송신 안테나(Tx1, Tx2)와 4개의 수신 안테나(Rx1 - Rx4)가 ULA 형태로 구비된 MIMO FMCW 레이더 시스템에서, 제1 송신 안테나(Tx1)에서 전송되고 제1 수신 안테나(Rx1)에서 수신된 신호의 위상(P_a1) 값이 φ일 때, 이를 포함한 나머지 다른 수신 신호들의 위상(P_a1 - P_a4, P_b1 - P_b4)은 다음과 같이 표현할 수 있다.

Tx1 → Rx1 : P_a1 = φ

Tx1 → Rx2 : P_a2 = φ+ω

Tx1 → Rx3 : P_a3 = φ+2ω

Tx1 → Rx4 : P_a4 = φ+3ω

Tx2 → Rx1 : P_b1 = φ+4ω

Tx2 → Rx2 : P_b2 = φ+5ω

Tx2 → Rx3 : P_b3 = φ+6ω

Tx2 → Rx4 : P_b4 = φ+7ω ......(11)

이 위상값들은 등차수열을 이룬다. 예컨대, 위의 예에서 두 개의 송신 안테나(Tx1, Tx2)로부터 전송되어 수신된 수신신호의 거리-속도 평면에서의 피크들의 두 위상 시퀀스가 등차수열을 형성할 때, 그 위상 시퀀스 중 선행 서브 위상 시퀀스(former phase sequence)는 제1 송신 안테나(Tx1)로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 서브 위상 시퀀스(latter phase sequence)는 제2 송신 안테나(Tx2)로부터 송신된 신호들에 대응한다. 여기서, 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스이다. 예컨대, 수신신호 위상 시퀀스 [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4 P_b1 P_b2 P_b3 P_b4]가 등차수열을 형성할 때, 선행 위상 시퀀스 [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4]는 제1 송신 안테나(Tx1)로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 위상 시퀀스 [P_b1 P_b2 P_b3 P_b4]는 제2 송신 안테나(Tx2)로부터 송신된 신호들에 대응한다. 만약 위상 시퀀스 [P_b1 P_b2 P_b3 P_b4 P_a1 P_a2 P_a3 P_a4]가 등차수열을 이룬다면, 선행 위상 시퀀스(제1 서브 위상 시퀀스) [P_b1 P_b2 P_b3 P_b4]가 제1 송신 안테나(Tx1)로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 위상 시퀀스(제2 서브 위상 시퀀스) [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4]가 제2 송신 안테나(Tx2)로부터 송신된 신호들에 대응한다. 이러한 등차수열로 배열된 수신신호들의 위상정보는 수신신호들과 송신 안테나들 간의 대응관계를 결정하는 데 활용될 수 있다.

도 9는 예시적인 실시예에 따른 수신신호의 송신안테나별 구분 방법을 적용하는 전체적인 절차를 나타낸다. 이 방법은 도 1에 도시된 MIMO FMCW 레이더 시스템(10)을 이용하여 수행될 수 있다.

도 9를 참조하면, 먼저 MIMO FMCW 레이더 시스템에서 송신부(20)는 송신할 레이더 신호를 생성하여 송신 안테나 어레이(30)를 송신할 수 있다(S100). 송신되는 레이더 신호는 예컨대 PSK 방식으로 변조된 신호일 수 있으며, 대표적인 예로 BPSK 변조방식으로 변조된 신호일 수 있다.

송신된 레이더 신호는 시야각 범위 내에 존재하는 표적들에 의해 반사되어 MIMO FMCW 레이더 시스템(10)의 수신 안테나 어레이(50)를 통해 수신될 수 있다. 수신된 신호들은 소정의 신호처리를 거친 다음, 각 수신신호의 위상 정보를 추출하는 처리가 수행될 수 있다(S200).

단계 S200에서, MIMO FMCW 레이더 시스템(10)의 수신부(40)는 수신 안테나 어레이(50)로부터 각 수신 신호를 전달받고, 송신부(20)로부터는 전송신호를 제공받는다. cos 채널(I 채널) 신호를 얻기 위해, 제1 믹서(41)에서 수신신호와 전송신호를 곱하고, 그 곱해진 신호에 포함된 고주파 신호를 제1 LPF(44)로 제거한 다음, 제1 ADC(46)를 이용하여 디지털 신호로 변환한다. sin 채널(Q 채널) 신호를 얻기 위해, 송신부(20)로부터 제공되는 전송신호를 90도만큼 위상 천이시킨 후 제2 믹서(43)에서 수신신호와 곱한다. 곱해진 신호에 포함된 고주파 신호를 제2 LPF(45)로 제거한 다음, 제2 ADC(47)를 이용하여 디지털 신호로 변환한다. 이와 같은 신호처리를 통해 수신부(40)에서 cos 채널(I 채널) 신호와 sin 채널(Q 채널) 신호가 얻어져 디지털 신호처리부(60)에 제공될 수 있다. 디지털 신호처리부(60)에서는, 제1 및 제2 ADC(46, 47)를 통과한 신호에 대하여 여러 가지 디지털 신호처리(윈도우잉, 필터링, FFT) 등)를 수행할 수 있다. 이와 같이 신호처리된 수신신호는 거리/속도 추정부(70)에 제공되어, 각 수신신호의 위상 정보가 추출될 수 있다.

도 10은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 처리장치(90)를 이용한 신호처리를 통해 수신신호들을 송신안테나 별로 구분하여 표적의 속도 및 각도를 추정하는 과정을 도시한다.

도 10을 참조하면, 수신 안테나 어레이(50)를 통해 수신되어 수신부(40)에서 소정의 신호처리를 거친 레이더 수신 신호들의 위상 정보를 추출하기 위해, 먼저 각 수신 안테나에서 수신되는 IF 대역 신호에 2D FFT를 적용할 수 있다(S210). 이 과정을 통해 예컨대 BPSK 변조의 특성으로 인해 각 표적이 복제되는 (즉, 각 표적의 실제 표적 외에 고스트 표적이 검출되는) 거리-속도 검출 결과를 얻을 수 있다.

그런 다음 예컨대, 일정 오경보율 (constant false alarm rate: CFAR) 알고리즘을 적용하여 각 표적에 해당하는 거리-속도 피크값과 그 피크값의 위상 정보를 추출할 수 있다. 예를 들어, CFAR 알고리즘을 이용한 거리-속도 피크값들의 위상 추출 결과, 제1 수신 안테나(Rx1), 제2 수신 안테나(Rx2), 제3 수신 안테나(Rx3), 제4 수신 안테나(Rx4)를 통해 각각 거리-속도 피크값들의 위상 정보는 [P_a1, P_b1], [P_a2, P_b2], [P_a3, P_b3], [P_a4, P_b4]일 수 있다. 추출된 피크값의 위상 정보는 저장수단에 기록될 수 있다(S220).

그런 다음, 추출된 거리-속도 피크들의 위상 값들을 등차수열을 이루도록 배열할 수 있다(S230). 식 (10)의 8개의 위상 값 즉, 추출된 거리-속도 피크들의 위상 값들(P_a1 - P_a4, P_b1 - P_b4)이 등차수열을 이루도록 배열한다 (S230). 위 예에서, 제1 내지 제4 수신 안테나(Rx1 - Rx4)를 통해 수신된 신호들에서 추출된 위상 값들의 조합은 [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4 P_b1 P_b2 P_b3 P_b4]과 [P_b1 P_b2 P_b3 P_b4 P_a1 P_a2 P_a3 P_a4]이 존재할 수 있다. 이 중에서 한 가지 조합만이 등차수열을 이룰 수 있다.

등차수열을 이루도록 배열된 위상값 시퀀스가 얻어지면, 그 등차수열로 배열된 위상값 시퀀스에 기초하여 수신 안테나 어레이(50)를 통해 수신된 수신신호들을 각 송신 안테나 별로 구분할 수 있다(S300). 즉, 어떤 거리-속도 피크가 어떤 송신 안테나에 해당하는지 결정할 수 있다. 특히, 첫 번째 서브 위상 시퀀스는 첫 번째 송신 안테나로부터의 신호에 해당하고, 두 번째 서브 위상 시퀀스는 두 번째 송신 안테나로부터의 신호에 해당하며, 세 번째 이하의 서브 위상 시퀀스들도 이런 식으로 세 번째 이하의 송신안테나로부터의 신호에 속해야 한다. 여기서, 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 위상들의 시퀀스이다. 즉, 송신 안테나가 N(N은 2이상의 자연수)개 있는 경우, k 번째(여기서, k는 1부터 N까지의 자연수) 위상 시퀀스는 제k 송신 안테나(Txk)로부터의 신호에 해당한다. 이런 관계를 이용하면, 실제 표적에 해당하는 피크와 고스트 표적에 해당하는 피크를 결정할 수 있고, 결국 수신신호들을 각 송신 안테나 별로 구분할 수 있다. 예컨대, 위상 시퀀스 [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4 P_b1 P_b2 P_b3 P_b4]가 등차수열을 이루는 경우, 선행하는 4개의 위상 [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4] 즉, 제1 서브 위상 시퀀스는 제1 송신 안테나(Tx1)로부터 전송되어 제1 내지 제4 수신 안테나(Rx1 - Rx4)를 통해 수신된 4개의 수신신호의 위상을 나타내고, 후행하는 4개의 위상 [P_b1 P_b2 P_b3 P_b4] 즉, 제2 서브 위상 시퀀스는 제2 송신 안테나(Tx2)에서 전송되어 제1 내지 제4 수신 안테나(Rx1 - Rx4)를 통해 수신된 4개의 수신신호의 위상을 나타낸다. 여기서, 수신 신호의 파장과 입사각이 각각 λ과 θ인 경우 인접 안테나 간의 위상차(ω)는

이다.

위와 같은 원리에 기초하여, 수신 안테나 어레이(50)를 통해 수신된 신호들을 각 송신 안테나별로 신호별로 구분한 다음, 각 송신 안테나별로 구분된 수신 신호에 대하여 속도 및 각도 추정 알고리즘을 적용하여 각 표적의 속도와 각도에 관한 추정정보를 산출할 수 있다(S400). 각 수신 안테나에 수신된 신호가 어느 송신 안테나로부터 송신된 신호인지를 알 수 있으므로, 속도 및 각도 추정에 있어서 이른바 도플러각 모호성이 해소되어 정확한 추정이 이루어질 수 있다.

도 11은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 2개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 사용하여 시뮬레이션 한 거리-속도 추정 결과를 보여준다: (A)는 3차원도이고, (B)는 위에서 내려본 2차원도이다.

도 11을 참조하면, 시뮬레이션에는 2개의 송신 안테나(Tx1, Tx2)와 4개의 수신 안테나(Rx1 - Rx4)를 사용하였고, 시뮬레이션 파라미터는 표 1에 따라 설정되었다. 동일한 Range bin에 여러 표적이 있을 때 제안하는 방법을 적용할 수 있음을 입증하기 위해 2개의 표적의 거리, 속도, 각도를 (30m, -15m/s, 20°)와 (30m, 8m/s, -12°)로 각각 설정하였다. CFAR 알고리즘을 사용하여 얻어진 거리-속도 피크의 위상이 도면에 표시되어 있다. 수신 안테나(Rx1 - Rx4)의 수신신호에 있어서, 도시된 것과 같이 각 표적에 대해 2개의 피크가 발생하여 총 4개의 거리-속도 피크가 발생했다. 도플러 모호성으로 인해 최대 감지 가능한 속도의 절반만큼 이동된 또 다른 피크가 발생하기 때문에 (거리, 속도) = (30m, -15m/s) 및 (30m, 4.48m/s)가 제1 표적에 의한 것이고, (거리, 속도) = (30m, -11.48m/s) 및 (30m, 8m/s)는 제2 표적으로 인한 것이다. 따라서 두 표적의 도플러 모호성을 독립적으로 해결할 수 있다.

먼저, 제1 표적의 실제 속도가 -15m/s 또는 4.48m/s인지 조사한다. 피크 위치 (30m, -15m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_a = [40.23° 101.43° 166.01° -134.15°]이고, 피크 위치(30m, 4.48m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_b = [-72.99° -10.48° 51.01° 110.53°]이었다. 이 두 위상 시퀀스를 배열함으로써 우리는 캐스케이드 시퀀스 (cascaded sequence) [P_a P_b]=[40.23° 101.43° 166.01° -134.15° -72.99° -10.48° 51.01° 110.53°]가 실질적인 등차수열을 형성한다는 것을 알 수 있다. 따라서 P_a는 제1 송신 안테나(Tx1)의 신호에 해당하고 P_b는 제2 송신 안테나(Tx2)의 신호에 해당한다고 결정할 수 있다. 또한 제1 송신 안테나(Tx1)의 신호는 일반 FMCW 신호이고, 제2 송신 안테나(Tx2)의 신호는 부호 반전 FMCW 신호이다. 따라서 -15m/s는 표적의 실제 속도를 나타내고, 4.48m/s는 제2 송신 안테나(Tx2)의 부호 반전으로 인한 고스트 표적에 해당한다는 결론을 내릴 수 있다. 이와 같이 각 송신 안테나의 신호를 구별함으로써 도플러 모호성이 해결되었고 최대 감지 속도를 절반으로 줄이지 않고 표적의 속도가 고유하게 결정되었다.

다음으로 제2 표적의 실제 속도가 -11.48m/s인지 또는 8m/s인지 확인하기 위해 동일한 과정을 반복한다. 피크 위치(30m, -11.48m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_c = [3.26° -34.72° -75.04° -111.81°]이고, 피크 위치(30m, 4.48 m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_d = [152.18° 112.91° 75.75° 40.42°]였다. 캐스캐이드 시퀀스 [P_d P_c]가 등차수열을 형성하기 때문에, 위상 시퀀스 P_d 가 제1 송신 안테나 (Tx1)의 신호에 해당하고, 표적의 실제 속도가 8m/s라고 결정할 수 있다.

도 12는 위상 시퀀스 [P_a P_b] 및 [P_d P_c]에 해당하는 8개의 가상 안테나의 래핑되지 않은(unwrapped) 위상 값을 보여준다. 연속된 위상 값의 차이를 180° 미만으로 만들어 불연속성을 방지하기 위해 위상 값을 래핑하지 않았다(unwrap). 올바르게 캐스캐이드된 위상 시퀀스가 등차수열을 형성한다는 것은 도면으로부터 분명하다.

배열된 위상 시퀀스를 사용하여 각도 추정을 동시에 수행할 수도 있다. 각 표적의 각도는 각 표적별 위상 시퀀스에 고속 푸리에변환을 적용하여 추정될 수 있다. 각 송신 안테나로부터의 신호들이 분리되어 있기 때문에 움직이는 표적이나 위상 보상과 같은 문제가 없다. 예를 들어, (30m, -15m/s)에 해당하는 제1 표적의 각도는 위상 시퀀스 [P_a P_b]에 FFT를 적용하여 추정할 수 있다. 마찬가지로 FFT를 위상 시퀀스 [P_c P_d]에 적용하여 (30m, 8m/s)에 해당하는 제2 표적의 각도를 추정할 수 있다.

도 13은 등차수열로 배열된 위상 시퀀스에 FFT를 적용하여 제1 및 제2 표적의 각도를 추정한 결과를 보여준다.

도 13을 참조하면, 제1 및 제2 표적의 각도는 20°와 -12°의 각도로 추정되었다. 이 추정된 각도는 제1 및 제2 표적의 실제 각도와 정확하게 일치함을 알 수 있다.

또한, SNR을 달리하여 제안한 방법의 성능을 분석하였다. 도 14는 다양한 SNR에 대한 8개의 가상 안테나의 래핑되지 않은 위상 값을 보여준다. SNR이 0dB일 때, 비래핑(unwrapped) 위상은 직선을 형성하여 위상 시퀀스가 등차수열을 형성했음을 나타낸다. SNR이 실제 시나리오에서의 SNR보다 훨씬 낮은 -20dB인 경우에도 비래핑 위상 값은 유사한 결과를 보여주었다. 반면에, SNR이 -40dB이고 표적의 각도가 정확하게 추정되지 않는 경우 큰 오차가 발생하였다.

본 발명은 송신 안테나의 개수가 3개 이상인 경우에도 확대 적용될 수 있다. 이를 위해 송신 안테나의 개수에 따라 전송되는 신호의 위상을 변조하는 일반적인 PSK(Phase-Shift Keying) 변조 방식을 사용할 수 있다. 이하에서는 편의상 3개의 송신 안테나 시스템을 예로 하여 설명하지만, 결과는 임의의 갯수의 송신 안테나로 확장될 수 있다.

도 15는 3개의 송신 안테나를 사용하는 3-PSK MIMO 레이더 시스템의 전송 신호를 보여준다.

도 15를 참조하면, 처프에 1, 2, 3의 코드가 할당되면 전송 신호의 위상은 0, 2π/3 및 4π/3으로 각각 변조된다. 각기. 다시 말해, 아래의 신호들이 사용된다.

......(12)

......(13)

......(14)

도 15에 도시된 바와 같이, 제1 송신 안테나(Tx1)는 111111의 코드로 송신하고, 제2 송신 안테나(Tx2)는 123123의 코드로 송신하고, 제3 송신 안테나(Tx3)는 132132의 코드로 송신한다. 이 경우, 수신된 신호는 아래 식 (15)와 같이 표현될 수 있다.

......(15)

첫 번째 항은 2π(2v/λ)T_c만큼 위상이 증가하는 제1 송신 안테나(Tx1)에서 전송되는 신호에 해당한다. 또한, 두 번째 항과 세 번째 항은 제2 송신 안테나(Tx2)와 제3 송신 안테나(Tx3)에서 각각 전송되는 신호에 해당하며, 위상이 2π(2v/λ) T_c+2π/3와 2π(2v/λ)T_c+4π/3만큼 각각 증가한다. 그 결과, IF 대역 신호에 2D FFT를 적용하면 거리-속도 검출 결과에서 3개의 거리-속도 피크가 발생한다. 하나의 피크는 표적의 실제 속도에 해당하고, 나머지 두 피크는 속도가 최대 탐지가능 속도의 1/3과 2/3만큼 이동한 고스트 표적에 해당한다.

도 16은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 3개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 갖는 3-PSK MIMO 레이더 시스템을 사용하여 시뮬레이션 한 거리-속도 추정 결과를 보여준다: (A)는 3차원도이고, (B)는 위에서 내려본 2차원도이다.

도 16을 참조하면, 도플러-각도 모호성을 해결하는 방법을 보여준다. 3개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나가 있다고 가정하고, 전송된 신호는 도 15와 같이 변조되었다. 또한 표적의 거리, 속도, 각도는 (50m, 14m/s, 15°)로 설정되었다. 도 16에 도시된 것처럼, 3-PSK 변조의 특성으로 인해 거리-속도 평면에서 3개의 피크가 발생하였다. 3개의 피크 각각이 어느 송신 안테나에 해당하는지 결정하기 위해, 획득한 위상 값에 대해 등차수열 체크를 수행했다. 피크 위치(50m, -11.97m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_a = [-44.54° 2.21° 47.86° 94.98°]였으며, 피크 위치(50m, 1.01m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_b = [140.71° -172.53° -125.80° -79.10°]이었고, 피크 위치(50m, 14m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_c = [128.34° 174.43° -138.15° -91.51°]이었다. 이 세 가지 위상 시퀀스 P_a, P_b, P_c 를 배열함으로써 캐스캐이드 위상 시퀀스 [P_a P_b P_c]가 등차수열을 형성한다는 것을 알 수 있다. 따라서 P_a, P_b, P_c는 제1 송신 안테나(Tx1), 제2 송신 안테나(Tx2) 및 제3 송신 안테나(Tx3)로부터 송신된 신호에 대응한다고 결론을 내릴 수 있다. 제1 송신 안테나 (Tx1)의 신호는 위상이 2π(2v/λ)T_c만큼 증가하는 일반적인 FMCW 신호이므로 표적의 실제 속도는 14m/s로 추정할 수 있다.

또한, 위상 시퀀스 [P_c P_a P_b]에 FFT를 적용하여 도 13과 유사한 방식으로 표적의 각도 추정을 수행할 수 있다. 따라서 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 방법은 3-PSK 변조 방식을 사용하는 3 송신 안테나 시스템에도 효과적으로 적용되어 도플러-각도 모호성을 해결할 수 있다. 본 발명의 방법은 송신 안테나의 개수가 4개 이상인 경우에도 확대 적용될 수 있다. 즉, 일반화하면, 본 발명의 방법은 N-PSK MIMO 레이더 시스템(단, N은 2 이상의 자연수)에 적용되어 도플러-각도 모호성을 해결하면서 표적들에 대한 거리, 속도, 각도를 정확하고 효과적으로 추정할 수 있다.

위와 같은 시뮬레이션 결과는 FMCW 레이더 센서를 이용한 실제 실험을 통해서도 확인할 수 있었다. 실험에 사용된 FMCW 레이더 센서는 2개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나로 MIMO 모드를 지원하며, 전송되는 신호에 BPSK 변조를 적용할 수 있다. 정지해 있는 표적이나 움직이는 표적 모두에 대하여 측정된 거리-속도 평면에서의 피크들의 캐스케이드 위상 시퀀스가 등차수열을 형성하였고, 최대 탐지가능 속도의 저하 없이 그 등차수열을 이용하여 표적의 속도와 각도를 추정한 값이 실제의 속도와 각도와 정확하게 일치함을 확인할 수 있었다. 따라서 본 발명에 따라 송신 신호의 위상을 변조하고 수신 신호의 위상을 배열하여 각 송신 안테나의 신호를 구별하는 방법은 도플러 각도 모호성을 해결하면서 표적의 명확한 속도와 각도를 추정할 수 있고, 결과적으로 MIMO 레이더 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

이상에서 설명한 바와 같이, BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템에서 각 표적에 해당하는 거리와 속도 값은 송신 안테나 개수만큼 복제되어 고스트 표적으로 탐지되어 도플러-각도 모호성이 생기는데, 본 발명이 제시하는 방법은 이를 해결할 수 있다. 즉, 각 수신 안테나의 거리-속도 검출 결과에서 동일한 표적에 해당하는 신호의 위상 값은 등차수열의 형태를 가져야 한다는 새로운 인식에 기반하여, 각 표적에서 파생된 위상 값을 올바르게 정렬하여 도플러 모호성을 해결할 수 있다.다중 송신 안테나를 사용하는 경우에도 본 발명에 따른 방법을 사용하여 최대 검출 가능한 속도를 유지할 수 있고, 또한 표적의 움직임으로 인한 각도 추정의 부정확성을 해결할 수 있다. 이와 같은 본 발명에 따른 방법은 시뮬레이션 데이터와 측정 데이터를 모두 사용하여 우수한 성능을 나타냄을 확인할 수 있었다.

위에서 설명된 본 발명의 실시예에 따른 방법은 처리장치(90)를 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다.

본 발명에 따른 방법과 시스템은 MIMO 안테나를 이용하는 레이더 시스템에 사용될 수 있다. 특히, MIMO 기반 FMCW 레이더 시스템에서 표적의 속도 및 각도 추정 성능을 높이는 데 활용될 수 있다.

이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다. 그러므로 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.

10: BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템
20: 송신부 30: 송신 안테나
40: 수신부 50: 수신 안테나
60: 디지털 신호 처루비 70: 거리/속도 추정부
80: 각도 추정부 90: 처리 장치

Claims (19)

1. MIMO 레이더 시스템을 이용한 표적 탐지 방법에 있어서,
   복수의 송신 안테나를 통해 송출된 레이더 송신신호가 표적에 의해 반사되어 되돌아오는 신호를 복수의 수신 안테나를 통해 동시에 수신하는 단계;
   상기 복수의 수신 안테나 각각의 수신신호들에 대한 소정의 신호처리를 통해 각 수신신호의 거리-속도 검출 결과에서의 피크를 찾아내어 해당 피크의 위상정보를 추출하는 단계; 및
   상기 복수의 수신 안테나 전체의 수신신호들로부터 추출된 거리-속도 피크들의 위상 값들을 등차수열을 이루도록 배열하여 그 등차수열로 배열된 위상 값 시퀀스에 기반하여 상기 수신신호들을 각 송신 안테나별로 구분하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 위상정보를 추출하는 단계는 상기 수신신호의 신호처리를 통해 얻어지는 cos 채널(I 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호와 sin 채널(Q 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호에 대하여 2차원 고속푸리에변환(2D FFT)을 적용하여 각 표적에 관한 거리-속도 검출 결과를 얻는 단계; 및 상기 거리-속도 검출 결과에 대하여 일정 오경보율 (constant false alarm rate: CFAR) 알고리즘을 적용하여 각 표적에 해당하는 거리-속도 피크들과 그 피크들의 위상값을 추출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 레이더 송신신호는 PSK 변조방식으로 변조된 신호인 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법.
4. 제1항에 있어서, 상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나는 ULA 형태로 배열된 안테나 어레이인 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법.
5. 제1항에 있어서, 상기 각 송신 안테나별로 구분하는 단계에서, 상기 송신 안테나가 두 개일 때, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크의 위상 시퀀스 중 선행 서브 위상 시퀀스(former phase sequence)는 제1 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 서브 위상 시퀀스(latter phase sequence)는 제2 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정되며, 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스인 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법.
6. 제1항에 있어서, 상기 각 송신 안테나별로 구분하는 단계에서, 상기 송신 안테나가 N(단, N은 3이상의 자연수)개 있는 경우, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크들의 위상 시퀀스 중 k 번째(여기서, k는 1부터 N까지의 자연수) 서브 위상 시퀀스는 제k 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정되고, 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스인 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법.
7. 제1항에 있어서, 상기 구분하는 단계 후, 각 송신 안테나별로 구분된 수신 신호를 이용하여 각 표적의 속도와 각도에 관한 추정정보를 산출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법.
8. 제7항에 있어서, 각 표적의 각도는 각 표적별 위상 시퀀스에 고속 푸리에변환을 적용하여 추정되는 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법.
9. 제1항에 있어서, 상기 레이더 송신신호는 시간에 따라 주파수가 증가하는 처프 신호인 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법.
10. 복수의 송신 안테나;
    복수의 수신 안테나;
    레이더 송신신호를 생성하여 상기 복수의 송신 안테나를 통해 무선 송신하도록 구성되는 송신부;
    전방의 표적에 의해 반사되어 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 수신신호와 상기 송신신호 및 상기 송신신호의 90도 위상천이된 신호를 이용하여 cos 채널(I 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호와 sin 채널(Q 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호를 생성하도록 구성된 수신부;
    상기 cos 채널(I 채널)의 중간 주파수 대역 신호와 sin 채널(Q 채널)의 중간 주파수 대역 신호에 대하여 필터링 및 고속 푸리에변환(FFT) 처리를 수행하도록 구성된 디지털 신호 처리부; 및
    상기 디지털 신호 처리부에서 처리된 신호를 이용하여 거리-속도 피크들을 검출하고 각 피크의 위상 값을 추출하는 처리, 추출된 위상 값들을 등차수열을 이루도록 배열하고, 등차수열로 배열된 위상 값 시퀀스에 기반하여 수신신호들과 각 송신 안테나들 간의 대응관계를 결정하여 수신신호를 송신안테나별로 구분하는 처리, 그리고 각 송신안테나별로 구분된 수신신호를 이용하여 표적의 거리와 속도를 추정하는 처리를 수행하도록 구성된 거리/속도 추정부를 구비하는 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템.
11. 제10항에 있어서, 거리/속도 추정부는 상기 디지털 신호 처리부에서 고속 푸리에변환(FFT) 처리된 신호에 대하여 일정 오경보율 (constant false alarm rate: CFAR)알고리즘을 적용하여 각 표적에 해당하는 거리-속도 피크들과 그 피크들의 위상값을 추출하도록 구성된 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템.
12. 제10항에 있어서, 상기 거리/속도 추정부는, 상기 송신 안테나가 두 개일 때, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크의 위상 시퀀스 중 선행 서브 위상 시퀀스(former phase sequence)는 제1 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 서브 위상 시퀀스(latter phase sequence)는 제2 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정하도록 구성되며, 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스인 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템.
13. 제10항에 있어서, 상기 거리/속도 추정부는, 상기 송신 안테나가 N(N은 3이상의 자연수)개 있는 경우, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크들의 위상 시퀀스 중 k 번째(여기서, k는 1부터 N까지의 자연수) 서브 위상 시퀀스는 제k 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정하도록 구성되고, 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스인 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템.
14. 제10항에 있어서, 각 송신안테나별로 구분된 수신신호를 이용하여 소정의 각도 추정 알고리즘을 적용하여 각 표적의 각도정보를 산출하도록 구성된 각도 추정부를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템.
15. 제14항에 있어서, 상기 각도 추정부는 각 표적별 위상 시퀀스에 고속 푸리에변환을 적용하여 각 표적의 각도를 추정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템.
16. 제10항에 있어서, 상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나는 ULA 형태로 배열된 안테나 어레이인 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템.
17. 제10항에 있어서, 상기 레이더 송신신호는 시간에 따라 주파수가 증가하는 처프 신호인 것을 특징으로 하는 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템.
18. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 기재된 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법을 수행하기 위하여 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 저장된 컴퓨터 실행가능 프로그램.
19. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 기재된 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법을 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램이 기록된 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체.

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