KR20140043856A - 모터 제어 장치 및 공기 조화기 - Google Patents

Abstract

본 발명의 과제는, 인버터 회로의 상부 아암과 하부 아암에 특성이 다른 스위칭 소자를 배치하였을 때, 회로 부품 개수의 증가나 회로 동작 제어의 복잡화를 초래하지 않도록, 편측 아암 소자의 스위칭 시에 발생하는 역회복 전류를 억제하는 것이다. 모터 제어 장치(100)는, 교류 전력으로 회전하는 모터(4)와, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 교류 전력으로 모터(4)의 구동 제어를 행하는 인버터 회로(2A)를 구비한다. 인버터 회로(2A)는, 직류 전력이 공급되는 정부의 모선(PL, NL) 사이의 상부 및 하부 아암에 접속되고, 상하로 1쌍을 이루는 제n 및 제m 스위칭 소자(11 내지 16)를 3쌍 갖는다. 이 3쌍의 스위칭 소자(11 내지 16) 사이가 모터(4)의 동력선에 접속되고, 모든 쌍으로 되는 스위칭 소자가 서로 다른 특성을 갖고, 제n 스위칭 소자의 IGBT(11)의 스위칭 속도를, 제m 스위칭 소자의 MOSFET(12)의 스위칭 속도보다도 소정값, 느리게 설정한다.

Description

모터 제어 장치 및 공기 조화기{MOTOR CONTROL DEVICE AND AIR CONDITIONER}

본 발명은, 인버터 회로를 사용하여 모터의 구동 제어를 행하는 모터 제어 장치 및 공기 조화기에 관한 것이다.

부하로서 모터를 탑재한 전차나 자동차 및 공기 조화기 등의 기기에서는, 근래 지구 환경 보전의 요청으로부터, 자원 절약, 에너지 절약이 강하게 요구되고 있다. 이와 같은 요구를 충족시키기 위해, 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로(단순히, 인버터 회로라고도 함)의 손실을 개선하는 다양한 기술이 제안되어 있다.

인버터 회로 내의 6개의 스위칭 소자(단순히, 소자라고도 함)에는, IGBT(I㎱ulated-Gate-Bipolar-Tra㎱istor)를 사용하는 것이 일반적이다. 그러나 인버터 회로의 정상 기간 동작 시의 정상 손실 개선을 위해, 상하부 아암 중 편측 아암의 3소자를 IGBT가 아니라, 정상 손실이 작은 MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Tra㎱istor)을 사용하는 기술이 제안되어 있다.

정상 손실이 작은 MOSFET으로서, 슈퍼·정크션·MOSFET(이하, SJ-MOS라고 함)이 있다. 이 SJ-MOS는, 당해 SJ-MOS의 기생 다이오드에서 발생하는 역회복 전류가 크다고 하는 특성이 있다. 이것은, 통상 IGBT에 있어서 역병렬 접속된 환류 다이오드에 사용되는 FRD(Fast-Recovery-Diode)의 역회복 전류와 비교해도 크다. 통상, 하부 아암측 스위칭 소자의 환류 다이오드가 환류 모드 중에, 상부 아암측 스위칭 소자가 스위칭 동작을 행함으로써, 그때까지 환류 다이오드의 순방향과는 반대로 전압이 바이어스된다. 이로 인해, 환류 다이오드에 역회복 전류가 발생하고, 상하부 아암에 단락 전류가 발생한다.

예를 들어, 인버터 회로의 상부 아암측에 IGBT, 하부 아암측에 IGBT와 특성이 다른 소자, 예를 들어 SJ-MOS를 배치한 경우, 하부 아암측의 기생 다이오드가 환류 모드 중에 상부 아암의 IGBT가 스위칭한 경우, 상하부 아암에 큰 단락 전류가 흘러 버린다. 이것은, SJ-MOS의 기생 다이오드에서 발생하는 역회복 전류가 크다고 하는 특성에 기인하고 있다.

따라서 역회복 전류를 억제하는 기술로서, 예를 들어 특허문헌 1에 개시된 바와 같이, 인버터 회로 내의 상하부 아암의 소자의 내부, 어느 한쪽에 MOSFET을 배치하고, MOSFET의 기생 다이오드에 환류 전류가 흐르고 있을 때, 쌍으로 되는 다른 쪽의 소자가 온 되기 전에, MOSFET을 구동하는 전압보다도 낮은 역전압을 환류 다이오드에 인가하여, 역회복 전류를 억제한다고 하는 역전압 인가 회로에 관한 기술이 제안되어 있다.

일본 특허 제4300209호 공보

그러나 특허문헌 1에 있어서는, 역전압 인가 회로를 실현하기 위해, 반도체 소자나 콘덴서 및 저항기 등의 회로 부품의 개수가 많아져 버리고, 또한 역전압 인가 회로를 동작시키기 위한 제어가 복잡하게 되어 버린다고 하는 문제가 있다.

본 발명은, 이와 같은 사정을 감안하여 이루어진 것으로, 인버터 회로의 상부 아암과 하부 아암에 특성이 다른 스위칭 소자를 배치하였을 때에, 회로 부품 개수의 증가나 회로 동작 제어의 복잡화를 초래하지 않도록, 편측 아암 소자의 스위칭 시에 발생하는 역회복 전류를 억제할 수 있는 모터 제어 장치 및 공기 조화기를 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기 과제를 해결하기 위해, 본 발명은, 교류 전력으로 회전하는 모터와, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 이 변환된 교류 전력으로 모터의 구동 제어를 행하는 인버터 회로를 구비하고, 인버터 회로는, 직류 전력이 공급되는 정부의 모선 사이의 상부 아암 및 하부 아암에 접속되고, 상하로 1쌍을 이루는 스위칭 소자를 3쌍 갖고, 이 3쌍의 스위칭 소자 사이가 모터의 동력선에 접속되고, 쌍으로 되는 스위칭 소자가 서로 다른 특성을 갖고, 또한 한쪽의 스위칭 소자의 스위칭 속도가, 다른 쪽의 스위칭 소자의 스위칭 속도보다도 느리게 설정하도록 하였다.

본 발명에 따르면, 인버터 회로의 상부 아암과 하부 아암에 특성이 다른 스위칭 소자를 배치하였을 때에, 회로 부품 개수의 증가나 회로 동작 제어의 복잡화를 초래하지 않도록, 편측 아암 소자의 스위칭 시에 발생하는 역회복 전류를 억제할 수 있는 모터 제어 장치 및 공기 조화기를 제공할 수 있다.

도 1은 본 발명의 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 구성을 도시하는 회로도.
도 2는 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 모터 제어부의 일 구성예를 도시하는 블록도.
도 3은 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 제1 및 제2 스위칭 소자인 IGBT 및 MOSFET의 게이트 회로의 구성을 도시하는 도면.
도 4는 종축에 콜렉터 전류 Ic, 횡축에 시간 t를 나타내고, 하부 아암 소자가 환류 모드 시에 상부 아암 소자가 온 되었을 때의 콜렉터 전류 Ic를, 상부 아암 소자의 온 시의 게이트 저항값의 크기마다 나타낸 도면.
도 5는 종축에 콜렉터 전류 Ic, 횡축에 시간 t를 나타내고, 하부 아암 소자가 환류 모드 시에 상부 아암 소자가 온 되었을 때의 콜렉터 전류 Ic를, 하부 아암 소자의 게이트 저항값의 크기마다 나타낸 도면.
도 6은 종축에 콜렉터 전류 Ic, 횡축에 시간 t를 나타내고, 하부 아암 소자가 환류 모드 시에 상부 아암 소자가 온 되었을 때의 콜렉터 전류 Ic와, 상부 아암 소자의 콜렉터 에미터간 전압의 파형을, 시정수의 비에 따라 나타낸 도면.
도 7은 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 제1 및 제2 스위칭 소자인 IGBT 및 MOSFET의 게이트 회로의 구성을 도시하는 도면이고, MOSFET의 게이트 회로는 저항을 2개와 다이오드를 1개 사용하여 구성한 도면.
도 8은 상부 아암 소자를 구동 제어하는 구동 제어 신호의 드라이브 신호와, 하부 아암 소자를 구동 제어하는 구동 제어 신호의 드라이브 신호를 나타내는 파형도.
도 9는 본 발명의 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 구성을 도시하는 회로도.

이하, 본 발명의 실시 형태를, 도면을 참조하여 설명한다.

<제1 실시 형태>

도 1은 본 발명의 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(100)의 구성을 도시하는 회로도이다. 이 모터 제어 장치(100)를, 3상 인버터 회로(2A)를 사용하여 3상 동기 모터(4)의 구동 제어를 행하는 경우를 예로 들어 설명한다.

모터 제어 장치(100)는, 직류 전원(1)과, PWM(Pulse Width Modulation) 제어에 의해 3상 동기 모터(4)의 구동 제어를 행하는 3상 인버터 회로(단순히, 인버터 회로라고도 함)(2A)와, 전류 검출부(5)와, 직류 전압 검출부(6)와, 모터 제어부(7)와, 인버터 구동부(8)를 구비하여 구성되어 있다. 직류 전원(1)은, 본 예에서는 축전지로 하지만, 이 외에, 출력 직류 전압을 제어 가능한 컨버터 회로(도시하지 않음) 등을 채용해도 된다.

인버터 회로(2A)는, 인버터 구동부(8)로부터 출력되는 펄스폭 변조파 신호(PWM 신호)인 구동 제어 신호(ds)에 기초하여, 직류 전원(1)으로부터 공급되는 직류 전력을, U상·V상·W상의 의사 정현파인 3상 교류 전력으로 변환하고, 이 변환된 3상 교류 전력으로 3상 동기 모터(단순히, 모터라고도 함)(4)의 구동 제어를 행하는 것이고, 제1 내지 제6 스위칭 소자(단순히, 소자라고도 함)(11, 12, 13, 14, 15, 16)를 구비하고 있다.

이들 스위칭 소자(11 내지 16)는, 직류 전원(1)의 정극측에 접속된 직류 모선(PL)과, 부극측에 접속된 직류 모선(NL) 사이의 상하부 아암에 접속되어 있다. 상부 아암에는 제1, 제3, 제5 스위칭 소자(제n 스위칭 소자)(11, 13, 15)로서 IGBT가 접속되고, 하부 아암에는 제2, 제4, 제6 스위칭 소자(제m 스위칭 소자)(12, 14, 16)로서 저소비 전력의 MOSFET이 접속되어 있다. 즉, 상부 아암과 하부 아암에서 특성이 다른 소자가 접속되어 있다.

또한, 상부 아암의 스위칭 소자(11, 13, 15)를, IGBT(11, 13, 15) 또는 상부 아암 소자(11, 13, 15)라고도 표현하고, 하부 아암의 스위칭 소자(12, 14, 16)를, MOSFET(12, 14, 16) 또는 하부 아암 소자(12, 14, 16)라고도 표현한다.

제1 IGBT(11) 및 제2 MOSFET(12)은, 정부의 직류 모선(PL, NL) 사이에, 제1 접속점 Nd1을 통해 직렬 접속되어 있고, 제1 IGBT(11)의 콜렉터 에미터 사이에는 환류 다이오드(21)가 역병렬 접속되고, 제2 MOSFET(12)의 드레인 소스 사이에는 기생 다이오드(22)가 역병렬 접속되어 있다. 제1 접속점 Nd1은, 모터(4)의 U상 동력선에 접속되어 있다.

제3 IGBT(13) 및 제4 MOSFET(14)은, 정부의 직류 모선(PL, NL) 사이에, 제2 접속점 Nd2를 통해 직렬 접속되어 있고, 제3 IGBT(13)의 콜렉터 에미터 사이에는 환류 다이오드(23)가 역병렬 접속되고, 제4 MOSFET(14)의 드레인 소스 사이에는 기생 다이오드(24)가 역병렬 접속되어 있다. 제2 접속점 Nd2는, 모터(4)의 V상 동력선에 접속되어 있다.

제5 IGBT(15) 및 제6 MOSFET(16)은, 정부의 직류 모선(PL, NL) 사이에, 제3 접속점 Nd3을 통해 직렬 접속되어 있고, 제5 IGBT(15)의 콜렉터 에미터 사이에는 환류 다이오드(25)가 역병렬 접속되고, 제6 MOSFET(16)의 드레인 소스 사이에는 기생 다이오드(26)가 역병렬 접속되어 있다. 제3 접속점 Nd3은, 모터(4)의 W상 동력선에 접속되어 있다.

또한, 제1 내지 제6 스위칭 소자(11 내지 16)의 게이트에는, 각각 게이트 회로(31, 32, 33, 34, 35, 36)가 접속되어 있다.

전류 검출부(5)는, 전선과 병행 배치되는 가선 전류 센서 등에 따른 것으로, 부의 직류 모선(NL)에 근접하여 배치되어 있고, 직류 전원(1)으로부터 인버터 회로(2A)로 흐르는 회로 전류(Io)를 검출하고, 이 검출된 회로 전류(Io)를 모터 제어부(7)로 출력한다.

직류 전압 검출부(6)는, 직류 전원(1)의 직류 전압 Vd를 검출하여 모터 제어부(7)로 출력한다.

모터 제어부(7)는, 회로 전류(Io)에 기초하여, 모터(4)에 흐르는 3상 교류 전류 Iu, Iv, Iw(단, Iu, Iv, Iw는 도시하지 않음)를 재현하고, 이 재현된 3상 교류 전류 Iu, Iv, Iw와, 직류 전압 Vd와, 외부로부터 입력되는 모터 회전수 지령값(ir)에 기초하여, 모터(4)에 인가되는 3상 교류 지령 전압 Vu, Vv, Vw(단, Vu, Vv, Vw는 도시하지 않음)를 연산하는 동시에, 모터(4)에 인가되는 정현파 전압의 진폭값 Vs(단, Vs는 도시하지 않음)를 연산하고, 이들 연산 결과를 인버터 구동부(8)로 출력한다.

단, 모터 제어부(7)는, 도 2에 도시한 바와 같이, CPU(Central Processing Unit)(101a), ROM(Read Only Memory)(101b), RAM(Random Access Memory)(101c), 기억 장치(HDD:Hard Disk Drive 등)(101d)를 구비하고, 이들 부호 101a 내지 101d가 버스(102)에 접속된 일반적인 구성으로 되어 있다. 이와 같은 구성에 있어서, 예를 들어 CPU(101a)가 ROM(101b)에 기입된 프로그램(101f)을 실행하여, 상술한 모터 제어부(7)의 연산 등의 제어를 실현하도록 되어 있다.

도 1에 도시하는 인버터 구동부(8)는, 모터 제어부(7)에서의 연산 결과인 3상 교류 지령 전압 Vu, Vv, Vw(도시하지 않음) 및 미리 정해진 정현파 전압의 진폭값 Vs(도시하지 않음)에 따르고, 제1 내지 제6 스위칭 소자(11 내지 16)의 스위칭 제어(PWM 제어)를 행하기 위한 구동 제어 신호(ds)를, 인버터 회로(2A)의 각 게이트 회로(31 내지 36)로 출력한다.

도 3은 제1 및 제2 스위칭 소자인 IGBT(11) 및 MOSFET(12)의 게이트 회로(31, 32)의 구성을 도시하는 도면이다. 단, 도 3에 도시하는 게이트 회로(31)는, 제1, 제3, 제5 스위칭 소자(11, 13, 15)의 각 게이트 회로(31, 33, 35)를 대표하고, 게이트 회로(32)는, 제2, 제4, 제6 스위칭 소자(12, 14, 16)의 각 게이트 회로(32, 34, 36)를 대표한다. 이후, 도 3에 도시하는 게이트 회로(31, 32)를 대표하여 인버터 회로(2A)를 설명한다.

게이트 회로(31)는, IGBT(11)의 게이트와 인버터 구동부(8) 사이에 접속된 게이트 저항기(R1)와, 당해 게이트에 애노드가 접속된 다이오드(D1)와, 이 다이오드(D1)의 캐소드와 인버터 구동부(8) 사이에 접속된 게이트 저항기(R2)를 구비하여 구성되어 있다. 게이트 회로(32)는, MOSFET(12)의 게이트와 인버터 구동부(8) 사이에 접속된 게이트 저항기(R3)를 구비하여 구성되어 있다.

게이트 저항기(R1)는, IGBT(11)가 온 시에 사용된다. 즉, 화살표 Yon으로 나타낸 바와 같이, 인버터 구동부(8)로부터 흘러 오는 전류를 소정의 저항값으로 규제하면서 IGBT(11)의 게이트에 흐르는 것이다. 이에 의해 게이트에 전하가 차지되어 IGBT(11)가 온으로 된다.

다이오드(D1)는, IGBT(11)의 오프 시에 게이트에 축적된 전하의 인발을 행하고, 게이트 저항기(R2)는, 그 인발된 전하를 제거한다. 즉, IGBT(11)가 오프 시에, 게이트에 차지되어 있었던 전하가, 화살표 Yoff로 나타낸 바와 같이 다이오드(D1)에서 인발되어 게이트 저항기(R2)를 통과함으로써, 당해 전하가 제거되고, 이에 의해 IGBT(11)가 완전하게 오프 상태로 된다.

단, 게이트 회로(32)는, 도 3에 도시한 바와 같이 게이트 저항기(R3)만으로 구성되어 있지만, 게이트 회로(31)와 같이, 복수의 저항기와 다이오드를 조합하여 구성해도 된다. 게이트 회로(31, 32)는, 게이트 저항기의 개수나 다이오드의 개수로 제한되는 것은 아니다.

도 4는 종축이 콜렉터 전류 Ic, 횡축이 시간 t이고, 하부 아암 소자(12)가 환류 모드 시에 상부 아암 소자(11)가 온 되었을 때의 콜렉터 전류 Ic를, 상부 아암 소자(11)의 온 시의 게이트 저항값[게이트 저항기(R1)의 저항값] R1N의 크기마다 나타낸 도면이다.

또한, 도 4에서는, 게이트 저항값 R1N의 크기를, R1N 소, R1N 중, R1N 대로 나타내고 있다. 이들 크기는, 하부 아암의 MOSFET(12)의 오프 시의 게이트 저항값[게이트 저항기(R3)의 저항값] R3N에 대한 크기이다. 즉, 하부 아암의 MOSFET(12)의 오프 시의 게이트 저항값 R3N에 대해, 상부 아암의 IGBT(11)의 게이트 저항값 R1N이 커질수록, R1N 소, R1N 중, R1N 대로 커지도록 표현하고 있다.

도 3에 도시하는 하부 아암의 MOSFET(12)이 기생 다이오드(22)에 순방향으로 전류가 흐르는 환류 모드 시에, 상부 아암의 IGBT(11)가 스위칭 동작에 의해 온으로 되면, 하부 아암의 MOSFET(12)의 기생 다이오드(22)에 역바이어스 전압이 인가된다. 이에 의해, 기생 다이오드(22)에 역방향의 역회복 전류가 흐른다. 이로 인해, IGBT(11)에는, 도 4에 나타낸 바와 같은, 크기의 콜렉터 전류 Ic1, Ic2, Ic3이 흘러 버린다.

콜렉터 전류 Ic1은, 상부 아암의 IGBT(11)의 게이트 저항값 R1N이 소(R1N 소)인 경우에 흐르고, 콜렉터 전류 Ic2는, 게이트 저항값 R1N이 중(R1N 중)인 경우에 흐르고, 콜렉터 전류 Ic3은, 게이트 저항값 R1N이 대(R1N 대)인 경우에 흐른다. 또한, 각 콜렉터 전류 Ic1, Ic2, Ic3의 최대값(최대 파고값)을, 각 화살표 h1, h2, h3으로 나타내었다.

이와 같이 콜렉터 전류 Ic가 Ic3, Ic2, Ic1로 나타내는 바와 같이 커질수록, 하부 아암의 MOSFET(12)의 기생 다이오드(22)에 큰 역회복 전류가 흘러 버린다. 이로 인해, 상부 아암의 IGBT(11)의 콜렉터와 하부 아암 소자(12)의 소스 사이에 단락 전류가 흘러 버린다. 이 단락 전류가 과대해지면, 노이즈의 증가나 소자의 파괴 등의 문제가 발생한다.

따라서 본 실시 형태에서는, 하부 아암의 MOSFET(12)의 오프 시의 게이트 저항값 R3N에 대해, 상부 아암의 IGBT(11)의 온 시의 게이트 저항값 R1N을 극단적으로 크게(R1N 대) 하여, 도 4에 Ic3으로 나타낸 바와 같이 콜렉터 전류를 작게(화살표 h3) 함으로써, 기생 다이오드(22)에 흐르는 역회복 전류를 저감시켜, 단락 전류를 억제하도록 하였다.

여기서, 일반적인 인버터 회로 내의 6개의 소자에는, 모두 IGBT를 사용하고, 게이트 저항값의 크기도 6소자 모두 동일한 값으로 설정되어 있다. 그러나 상하부 아암에 IGBT와 MOSFET과 같이 특성이 다른 스위칭 소자를 쌍으로 배치하고, 또한, MOSFET에 SJ-MOS와 같은, 정상 손실은 작지만, 기생 다이오드의 역회복 전류가 큰 소자를 채용한 경우, 기생 다이오드에서 발생하는 역회복 전류가 과대해진다고 하는 문제가 발생하고 있었다.

또한, 하부 아암의 MOSFET(12)이 환류 모드 중에 상부 아암의 IGBT(11)가 스위칭 동작을 행하고, 상하부 아암에 단락 전류가 흐르는 경우, 하부 아암의 MOSFET(12)의 드레인 게이트 사이에 존재하는 귀환 용량을 통과하여, 단락 전류가 MOSFET(12)의 게이트에도 분류한다. 이 분류에 의해, 원래 오프 상태가 아니면 안되는 MOSFET(12)의 게이트가 온 되어 버린다고 하는, 소위 셀프 턴온 현상이 발생한다.

셀프 턴온 현상은, MOSFET(12)의 게이트 저항값 R3N이 클수록 역회복 시간이 길어져, 보다 그 정도가 커진다. 이 셀프 턴온 현상의 정도가 커질수록, 기생 다이오드(22)에서 발생하는 역회복 전류가 커져 버리는 악영향을 받는다. 이로 인해, 스위칭 손실이 커져 소자의 발열이 높아지는 등의 문제가 발생한다. 그러나 스위칭 손실의 증대를 방지하기 위해 MOSFET(12)의 게이트 저항값 R3N을 지나치게 작게 하면, 역회복 전류 소멸 시의 di／dt가 커짐으로써, 노이즈가 커져 버린다.

따라서 제1 실시 형태에서는, 하부 아암의 MOSFET(12)의 게이트 저항값 R3N을, 미리 정해진 저항값(소정 저항값) 이하로 함으로써, 셀프 턴온 현상의 정도를 적게 한다. 단, 소정 저항값이라 함은, 셀프 턴온 현상이, 당해 셀프 턴온 현상에 기인하는 스위칭 손실에 의한 소자의 발열이, 소자에 데미지를 받지 않는, 또한 노이즈가 지나치게 커지지 않는 정도로 되는 저항값이다.

도 5는 종축이 콜렉터 전류 Ic, 횡축이 시간 t이고, 하부 아암 소자(12)가 환류 모드 시에 상부 아암 소자(11)가 온 되었을 때의 콜렉터 전류 Ic를, 하부 아암 소자(12)의 게이트 저항값 R3N의 크기마다 나타낸 도면이다. 단, 도 5에서는, 게이트 저항값 R3N의 크기를, R3N 소, R3N 중, R3N 대로 나타내고 있고, 이들 크기는, 미리 정해진 저항값(소정 저항값)에 대한 크기이다. 즉, 하부 아암 소자(12)의 게이트 저항값 R3N이 커질수록, R3N 소, R3N 중, R3N 대로 커지도록 표현하고 있다.

각 콜렉터 전류 Ic4, Ic5, Ic6은 모두, 최대 파고값은 동일하지만, 전류가 흐르고 있는 시간이, 화살표 폭 T3으로 나타낸 바와 같이 콜렉터 전류 Ic4가 가장 길고, 다음에 T2로 나타내는 콜렉터 전류 Ic5, T1로 나타내는 콜렉터 전류 Ic6의 순으로 짧아져 있다. T1, T2, T3은, 각 콜렉터 전류 Ic4, Ic5, Ic6에 대한 기생 다이오드(22)의 역회복 시간이다.

콜렉터 전류 Ic4는, 하부 아암의 MOSFET(12)의 게이트 저항값 R3N이 대(R3N 대)인 경우에 흐르고, 콜렉터 전류 Ic5는, 게이트 저항값 R3N이 중(R3N 중)인 경우에 흐르고, 콜렉터 전류 Ic6은, 게이트 저항값 R3N이 소(R3N 소)인 경우에 흐른다.

즉, 게이트 저항값 R3N이, R3N 대, R3N 중, R3N 소로 작아질수록, 역회복 시간이 T3, T2, T1로 짧아진다. 이 역회복 시간은 T1, T2, T3으로 길어질수록, 스위칭 소자의 스위칭 손실이 증가한다고 하는 문제가 알려져 있다. 따라서 게이트 저항값 R3N이 가장 작은(R3N 소) 경우에, 가장 짧은 역회복 시간 T1에 콜렉터 전류 Ic6이 흐르고, 이 경우에 가장 스위칭 손실이 작아진다. 노이즈적으로는 R3N 소인 경우가 가장 심해진다.

도 6은 종축이 콜렉터 전류 Ic, 횡축이 시간 t이고, 하부 아암 소자(12)가 환류 모드 시에 상부 아암 소자(11)가 온 되었을 때의 콜렉터 전류 Ic11, Ic12와, 상부 아암 소자(11)의 콜렉터 에미터간 전압 Vce의 파형 Vce1을, 시정수의 비에 따라 나타낸 도면이다.

단, 시정수의 비는, 하부 아암 소자(12)의 온 시의 시정수에 대한 상부 아암 소자(11)의 온 시의 시정수이고, 하부 아암 소자(12)의 시정수에 대해 상부 아암 소자(11)의 시정수가, 동일한(1배) 경우에 콜렉터 전류 Ic11이 흐르고, 3배인 경우에 콜렉터 전류 Ic12가 흐른다. 또한, 1배 및 3배인 경우에, 상부 아암 소자(11)의 콜렉터 에미터간 전압 파형이 Vce1로 나타내는 파형과 같이 된다. 또한, 이후 설명하는 각 소자(11, 12)의 시정수는, 각 소자(11, 12)가 온 시의 시정수이고, 단순히 시정수라고 표현해도, 그것은 온 시의 시정수를 가리킨다.

콜렉터 전류 Ic11의 최대 파고값을 h11, 역회복 시간을 T11로 나타내고, 콜렉터 전류 Ic12의 최대 파고값을 h12, 역회복 시간을 T12로 나타낸다. 즉, 콜렉터 전류 Ic11의 최대 파고값 h11은, 콜렉터 전류 Ic12의 최대 파고값 h12보다도 화살표 Y1로 나타내는 값만큼 높고, 콜렉터 전류 Ic11의 역회복 시간 T11은, 콜렉터 전류 Ic12의 역회복 시간 T12보다도 적어도 3배 이상 긴 것을 알 수 있다.

이들 관계로부터, 하부 아암의 MOSFET(12)의 시정수에 대해 상부 아암의 IGBT(11)의 시정수가 3배인 경우에, 시정수가 동등한(1배) 경우에 비해, 최대 파고값이 h11로부터 h12로 화살표 Y1로 나타내는 높이만큼 낮아져 개선되고, 역회복 시간이 T11로부터 T12로 대폭 짧아져(대략 3배 이상 짧아져) 개선되어 있다.

단, 3배인 경우의 상부 아암의 IGBT(11)의 시정수 Rg·Cg는, Rg·Cg＝400㎱로 설정하고 있다. 이 설정에 대해 설명한다. 도 3에 도시한 바와 같이, 상부 아암의 IGBT(11)의 게이트 콜렉터 사이에는 용량 성분 C1이 있고, 하부 아암의 MOSFET(12)의 게이트 소스 사이에도 용량 성분 C2가 있다. 이것으로부터, 상부 아암의 IGBT(11)에서는, 게이트 저항값 R1N과 용량 성분 C1의 용량값 C1N(도시하지 않음)으로 시정수가 정해지고, 하부 아암의 MOSFET(12)에서는, 게이트 저항값 R3N과 용량 성분 C2의 용량값 C2N(도시하지 않음)으로 시정수가 정해진다.

여기서, 각 용량값 C1N, C2N은 대략 동일하므로, 상부 아암의 IGBT(11)의 게이트 저항값 R1N을, 하부 아암의 MOSFET(12)의 게이트 저항값 R3N의 3배로 함으로써, IGBT(11)의 시정수를, MOSFET(12)의 시정수의 3배로 하고 있다.

이와 같이, 상부 아암의 IGBT(11)의 시정수를, 하부 아암의 MOSFET(12)의 3배 이상으로 함으로써, MOSFET(12)이 환류 모드 중에 IGBT(11)가 스위칭 동작을 행하였을 때에 발생하는 MOSFET(12)의 기생 다이오드(22)의 역회복 전류를 억제할 수 있다. 이 억제에 따라 상하부 아암에 흐르는 단락 전류를 억제하는 것이 가능해진다.

바꿔 말하면, 상부 아암의 IGBT(11)의 스위칭 속도를, 하부 아암의 MOSFET(12)의 스위칭 속도보다도 극단적으로 느리게 함으로써, MOSFET(12)이 환류 모드 중에 IGBT(11)가 스위칭 동작을 행하였을 때에 발생하는 MOSFET(12)에 관한 역회복 전류를 억제하여, 단락 전류를 억제할 수 있고, 또한 스위칭 손실을 억제하는 것이 가능해진다.

단, 상부 아암 소자(11)의 온 시의 시정수를, 하부 아암 소자(12)의 온 시의 시정수에 대해 3배로 하였지만, 억제하고자 하는 원하는 파고값 및 역회복 시간에 맞추어, 시정수를 4배, 5배, …로 늘림으로써, 보다 역회복 전류를 억제하여, 단락 전류를 억제하고, 또한 스위칭 손실을 억제하는 것이 가능해진다.

이와 같이, 역회복 전류를 억제하여 스위칭 손실을 억제할 수 있으면, 하부 아암의 MOSFET(12)에 SJ-MOS를 사용하는 것이 가능해진다. SJ-MOS는, 상술한 바와 같이, 정상 손실은 작지만, 역회복 전류가 크다. 그러나 상기한 바와 같이 상부 아암의 IGBT(11)의 시정수를 크게 하여 역회복 전류를 억제 가능하므로, SJ-MOS를 사용하여 정상 손실을 작게 한다고 하는 등의 효과를 도입하는 것이 가능해진다.

상기에서는, 상하부 아암의 용량값 C1N, C2N이 대략 동일하고, 상부 아암의 IGBT(11)의 게이트 저항값 R1N을 3배로 하는 예에 대해 설명하였다. 그러나 상하부 아암의 용량값 C1N, C2N이 다른 경우에는, 이 다른 용량값에 따라, 상하부 아암의 게이트 저항값 R1N, R3N을 가변하고, 결과적으로, 상부 아암의 IGBT(11)의 게이트 저항값 R1N을 3배 이상으로 하면 된다. 또한, 3배 이상으로 한정하지 않고, 그 이하의 배수이어도, 역회복 전류의 억제를 할 수 있어, 상하부 아암에 흐르는 단락 전류를 억제할 수 있으면 된다.

단, 게이트 저항값(R1, R3)을 가변 저항기로 하여, 역회복 전류를 계측하면서 원하는 전류값으로 되도록, 게이트 저항값 R1N, R3N을 가변 제어해도 된다.

또한, 하부 아암의 게이트 회로는, 도 7에 도시하는 게이트 회로(32a)와 같이, 게이트 저항(R3과 R4), 그리고 다이오드(D2)를 사용한 구성으로 한 경우, 오프측의 게이트 저항값(R4)에 대해, 상부 아암의 IGBT(11)의 게이트 저항값 R1N을 3배 이상, 즉 IGBT(11)의 시정수를 MOSFET(12)의 시정수의 3배 이상으로 하면 된다.

실제로 설정하는 저항값으로서, 예를 들어 상부 아암 게이트 회로(31)의 게이트 저항(R1)은 300 내지 540Ω의 범위에서 설정하는 것에 대해, 하부 아암 게이트 회로(32)의 게이트(R3), 혹은 게이트 회로(32a)의 게이트 저항(R4)은 56 내지 200Ω의 범위에서 설정하면 된다.

도 8은 상부 아암 소자(11)를 구동 제어하는 구동 제어 신호(ds)의 드라이브 신호 11DV와, 하부 아암 소자(12)를 구동 제어하는 구동 제어 신호(ds)의 드라이브 신호 12DV를 나타내는 파형도이다.

제1 실시 형태의 구성은, 상술한 바와 같이, 상부 아암 소자(11)의 스위칭 속도를 3배 이상으로 극단적으로 저속화하고 있다. 이로 인해, 도 8에 나타낸 바와 같이, 저속화 전에 비해 상부 아암의 IGBT(11)의 온 타이밍이 지연 시간 Δt만큼 늦어진다. 곡선 11G1로 나타내는 게이트 전압은, 게이트 저항값 R1N이 소(R1N 소)인 경우이다. 곡선 11G2로 나타내는 게이트 전압은, 게이트 저항값 R1N이 소(R1N 소)인 경우보다도 극단적으로 큰(R1N 대) 경우이다. 이와 같이 대(R1N 대)로 함으로써 게이트 전압 11G2의 온 시의 상승 시간이 Δt만큼 늦어진다.

이 Δt만큼 늦어짐으로써, 하부 아암 소자(12)가 오프로 된 후에, 상부 아암 소자(11)를 온으로 할 때까지의 동안의 데드 타임 td가, 설계상의 값에 비해, Δt만큼 길어진다. 따라서 제1 실시 형태에서는, 설계상의 데드 타임 td로부터, 실제의 데드 타임의 지연분 Δt를 감산한 값 td-Δt를, 데드 타임으로서 채용한다. 이에 의해, 전류 파형의 변형을 악화시키는 일 없이 인버터 회로(2A)의 구동을 행할 수 있다.

<제1 실시 형태의 효과>

이와 같이 제1 실시 형태의 모터 제어 장치(100)는, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 이 교류 전력으로 모터(4)의 구동 제어를 행하는 인버터 회로(2A)를 구비한다. 인버터 회로(2A)는, 직류 전력이 공급되는 정부의 모선(PL, NL) 사이의 상부 아암 및 하부 아암에 접속되고, 상하로 1쌍을 이루는 제n 및 제m 스위칭 소자(11 내지 16)를 3쌍 갖는다. 이 3쌍의 제n 및 제m 스위칭 소자(11 내지 16) 사이가 모터(4)의 동력선에 접속되고, 모든 쌍으로 되는 제n 및 제m 스위칭 소자(예를 들어, 부호 11, 12)가 서로 다른 특성을 갖고, 또한 제n 스위칭 소자(11)의 스위칭 속도를, 제m 스위칭 소자(12)의 스위칭 속도보다도 느리게 설정하였다. 단, 쌍으로 되는 제n 스위칭 소자가 IGBT(11)이고, 제m 스위칭 소자가 MOSFET(12)이고, IGBT(11)의 스위칭 속도를, MOSFET(12)의 스위칭 속도보다도 미리 정해진 값 이상 느리게 설정하였다.

이 구성에 따르면, 상부 아암의 IGBT(11)의 스위칭 속도를, 하부 아암의 MOSFET(12)의 스위칭 속도보다도 미리 정해진 값 이상 느리게 함으로써, MOSFET(12)이 환류 모드 중에 IGBT(11)가 스위칭 동작을 행하였을 때에 발생하는 MOSFET(12)에 관한 역회복 전류를 억제할 수 있다. 이에 의해 상하부 아암에 흐르는 단락 전류를 억제할 수 있다. 즉, 역회복 전류 억제를 위해, 인버터 회로(2A)의 쌍으로 되는 한쪽의 IGBT(11)의 스위칭 속도를, 다른 쪽의 MOSFET(12)보다도 미리 정해진 값 이상 느리게 하는 것만으로도 된다. 따라서 회로 부품 개수의 증가나 회로 동작 제어의 복잡화를 초래하지 않도록, 편측 아암 소자(11)의 스위칭 시에 발생하는 역회복 전류를 억제할 수 있다.

또한, 쌍으로 되는 한쪽의 IGBT(11)의 온 시의 시정수를, 다른 쪽의 MOSFET(12)의 온 시의 시정수보다도 미리 정해진 값 이상 크게 설정하였다. 보다 구체적으로는, IGBT(11)의 시정수를, MOSFET(12)의 시정수보다 3배 이상 크게 설정하였다. 또한, IGBT(11)의 시정수를, 400㎱ 이상으로 하였다.

이 구성에 따르면, 한쪽의 IGBT(11)의 시정수를, 다른 쪽의 MOSFET(12)의 시정수보다도 미리 정해진 값 이상 또는 3배 이상 크며, 구체적인 값으로서는 400㎱ 이상으로 함으로써, MOSFET(12)이 환류 모드 중에 IGBT(11)가 스위칭 동작을 행하였을 때에 발생하는 MOSFET(12)에 관한 역회복 전류를 억제할 수 있고, 이에 따라 상하부 아암에 흐르는 단락 전류를 억제할 수 있다. 즉, 쌍으로 되는 한쪽의 IGBT(11)의 시정수를, 다른 쪽의 MOSFET(12)보다도 미리 정해진 값 이상 크게 하는 것만으로도 되므로, 회로 부품 개수의 증가나 회로 동작 제어의 복잡화를 초래하지 않도록, 편측 아암 소자(11)의 스위칭 시에 발생하는 역회복 전류를 억제할 수 있다.

또한, 쌍으로 되는 한쪽의 IGBT(11)의 게이트 저항값을, 다른 쪽의 MOSFET(12)의 게이트 저항값보다도 미리 정해진 값 이상 크게 설정하였다. 이 구성에 따르면, IGBT(11)에 흐르는 콜렉터 전류 Ic가 작아지므로, MOSFET(12)에 관한 역회복 전류가 감소하여, 상하부 아암에 흐르는 단락 전류를 억제할 수 있다.

또한, MOSFET(12)의 게이트 저항값을, 미리 정해진 값보다도 작게 설정하였다. 이 구성에 따르면, MOSFET(12)의 게이트 저항값이 미리 정해진 값보다도 작게 설정되어 있으므로, MOSFET(12)에 관한 역회복 시간이 짧아져, MOSFET(12)에 발생하는 셀프 턴온 현상의 정도가 감소한다. 이 감소에 의해 MOSFET(12)의 스위칭 손실을 억제할 수 있고, 또한 MOSFET(12)의 발열을 억제할 수 있다. 또한, 노이즈의 영향도 지나치게 커지는 일은 없다.

IGBT(11)의 게이트 저항기(R1) 및 MOSFET의 게이트 저항기(R3)를 가변 저항기로 하여, 그들 게이트 저항값 R1N, R3N을 가변 제어하도록 하였다. 이에 의해, 예를 들어 역회복 전류를 계측하면서 원하는 전류값으로 되도록, 게이트 저항값 R1N, R3N을 가변 제어하여 설정하는 것이 가능해진다.

또한, 인버터 회로(2A)의 데드 타임에는, 설계상의 데드 타임 td로부터, IGBT(11)의 스위칭 속도의 지연분의 시간 Δt를 감산한 값을 설정하였다.

이 구성에 따르면, 다음과 같은 효과가 얻어진다. IGBT(11)의 스위칭 속도를 MOSFET(12)의 스위칭 속도보다도 미리 정해진 값 이상 느리게 하면, 이 저속화 전의 설계상의 온 타이밍에 비해 IGBT(11)의 온 타이밍이 지연 시간 Δt만큼 늦어진다. 이로 인해, MOSFET(12)이 오프 후에 IGBT(11)가 온으로 되는 동안의 데드 타임 td가, 설계상의 값에 비해, Δt만큼 커진다. 따라서 설계상의 데드 타임 td로부터, IGBT(11)의 스위칭 속도의 지연분의 시간 Δt를 감산한 값 td-Δt를, 데드 타임으로서 설정하면, 전류 파형의 변형을 악화시키는 일 없이 인버터 회로(2A)의 구동을 행할 수 있다.

또한, MOSFET(12)을, SJ-MOS로 하였다. 이 구성에 따르면, SJ-MOS는 정상 손실이 보다 작으므로, 모터(4)를, 가일층 고효율로 구동시킬 수 있다.

<제2 실시 형태>

도 9는 본 발명의 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(200)의 구성을 도시하는 회로도이다. 단, 제2 실시 형태의 모터 제어 장치(200)가 실시 형태의 모터 제어 장치(100)와 다른 점은, 인버터 회로(2B)의 구성뿐이다. 따라서 다른 구성 요소에 대해서는 그 설명을 적시 생략한다.

제2 실시 형태의 인버터 회로(2B)가, 제1 실시 형태의 인버터 회로(2A)와 다른 점은, 상부 아암과 하부 아암의 구성 요소를 반전시킨 점에 있다. 따라서 도 9에 도시한 바와 같이, 상부 아암에, MOSFET(12, 14, 16)과, 기생 다이오드(22, 24, 26)와, 게이트 회로(32, 34, 36)를 사용하고, 하부 아암에, IGBT(11, I3, 15)와, 환류 다이오드(21, 23, 25)와, 게이트 회로(31, 33, 35)를 사용하였다. 또한, 하부 아암의 게이트 회로(32, 34, 36)는 도 7의 게이트 회로(32a)와 같이 저항 2개와 다이오드를 1개 사용한 구성으로 해도 된다.

이 구성의 인버터 회로(2B)의 경우, 상부 아암의 MOSFET(12)의 온 시의 시정수에 대한 하부 아암의 IGBT(11)의 온 시의 시정수를 3배 이상으로 한다. 단, 하부 아암의 IGBT(11)의 온 시의 시정수는, 억제하고자 하는 원하는 파고값과 역회복 시간에 맞추어, 4배, 5배, …로 늘림으로써, 보다 역회복 전류를 억제하여, 단락 전류를 억제하는 것이 가능해진다.

또한, 제2 실시 형태에서는, 제1 실시 형태와는 반대로, 하부 아암의 IGBT(11)의 온 속도가 느려지는 것을 고려하여, 즉 실제의 데드 타임 Δt의 지연분을 고려한다. 즉, 상부 아암 오프로부터 하부 아암 온 동안의 데드 타임에, 통상의 데드 타임 td로부터 Δt를 감산한 td-Δt의 값을 채용한다. 이에 의해, 전류 파형의 변형을 악화시키는 일 없이 인버터 구동을 행할 수 있다.

<제2 실시 형태의 효과>

제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(200)에 따르면, 인버터 회로(2B)에 있어서, 상하부 아암의 스위칭 소자(11, 12)를 포함하는 구성 요소를, 상하 반전시켰지만, 이 구성에 있어서도, 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(100)와 동일한 효과를 발휘할 수 있다.

<제1 및 제2 실시 형태의 적용예>

제1 및 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(100, 200) 중 어느 하나를, 도시하지 않는 공기 조화기에 탑재하고, 또한 그들 모터 제어 장치(100, 200) 중 어느 하나를, 공기 조화기의 실외 팬 모터(도시하지 않음)의 구동 제어 용도에 적용한다.

공기 조화기는, 저입력 영역(중간·정격 영역)에서의 효율을 향상시킴으로써, 에너지 절약 성능을 나타내는 지수인 APF(Annual Performance Factor)를 크게 향상시킬 수 있다. 단, 중간 영역이라 함은, 연중 공기 조화기의 운전 시간이 가장 긴 운전 영역이며, 정격 영역이라 함은, 공조 부하에 따른 필요 능력으로 운전하는 영역이다.

모터 제어 장치(100, 200)에서는, 스위칭 소자로서, 저입력 영역에서 IGBT에 비해 손실이 작은 MOSFET을 사용하는 구성을 채용하고 있다. 이로 인해, 모터 제어 장치(100, 200)를 적용함으로써, 고효율로 높은 에너지 절약 성능을 갖는 공기 조화기를 실현할 수 있다.

이 외에, 모터 제어 장치(100, 200) 중 어느 하나를, 공기 조화기의 압축기(도시하지 않음)의 구동 제어 용도에 적용해도, 고효율로 높은 에너지 절약 성능을 갖는 공기 조화기를 실현할 수 있다.

또한, 본 발명은 상기한 실시 형태로 한정되는 것은 아니고, 다양한 변형예가 포함된다. 예를 들어, 상기한 실시 형태는 본 발명을 이해하기 쉽게 설명하기 위해 상세하게 설명한 것이고, 반드시 설명한 모든 구성을 구비하는 것으로 한정되는 것은 아니다. 또한, 어느 실시 형태의 구성의 일부를 다른 실시 형태의 구성으로 치환하는 것도 가능하고, 또한 어느 실시 형태의 구성에 다른 실시 형태의 구성을 추가하는 것도 가능하다. 또한, 각 실시 형태의 구성의 일부에 대해, 다른 구성의 추가·삭제·치환을 하는 것이 가능하다.

또한, 상기한 각 구성, 기능, 처리부(제어부), 처리 수단 등은, 그들의 일부 또는 전부를, 예를 들어 집적 회로로 설계하는 등에 의해 하드웨어에서 실현해도 된다. 또한, 상기한 각 구성, 기능 등은, 프로세서가 각각의 기능을 실현하는 프로그램을 해석하고, 실행함으로써 소프트웨어에서 실현해도 된다. 각 기능을 실현하는 프로그램, 테이블, 파일 등의 정보는, 메모리나, 하드 디스크, SSD(Solid State Drive) 등의 기록 장치, 또는 IC(Integrated Circuit) 카드, SD(Secure Digital memory) 카드, DVD(Digital Versatile Disc) 등의 기록 매체에 둘 수 있다.

또한, 제어선이나 정보선은 설명상 필요하다고 생각되는 것을 나타내고 있고, 제품상 반드시 모든 제어선이나 정보선을 나타내고 있다고 할 수는 없다. 실제로는 거의 모든 구성이 서로 접속되어 있다고 생각해도 된다.

1 : 직류 전원
2A, 2B : 3상 인버터 회로(인버터 회로)
4 : 3상 동기 모터(모터)
5 : 전류 검출부
6 : 직류 전압 검출부
7 : 모터 제어부
8 : 인버터 구동부
21, 23, 25 : 환류 다이오드
22, 24, 26 : 기생 다이오드
11, 13, 15 : IGBT(스위칭 소자)
12, 14, 16 : MOSFET(스위칭 소자)
31, 33, 35 : IGBT의 게이트 회로
32, 34, 36, 32(a) : MOSFET의 게이트 회로
100, 200 : 모터 제어 장치
R1, R2, R3, R4 : 게이트 저항기
D1, D2 : 다이오드
Io : 회로 전류
PL : 정의 직류 모선
NL : 부의 직류 모선
ds : 구동 제어 신호
ir : 모터 회전수 지령값

Claims (11)

1. 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 이 변환된 교류 전력으로 모터의 구동 제어를 행하는 인버터 회로를 구비하고,
   상기 인버터 회로는,
   상기 직류 전력이 공급되는 정부의 모선 사이의 상부 아암 및 하부 아암에 접속되고, 상하로 1쌍을 이루는 제n 및 제m 스위칭 소자를 3쌍 갖고, 이 3쌍의 제n 및 제m 스위칭 소자 사이가 상기 모터의 동력선에 접속되고, 모든 쌍으로 되는 제n 및 제m 스위칭 소자가 서로 다른 특성을 갖고, 또한 제n 스위칭 소자의 스위칭 속도가, 제m 스위칭 소자의 스위칭 속도보다도 느리게 설정되어 있는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
2. 제1항에 있어서,
   상기 제n 스위칭 소자가 IGBT이고, 상기 제m 스위칭 소자가 MOSFET인 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
3. 제2항에 있어서,
   상기 IGBT의 온 시의 시정수가, 상기 MOSFET의 오프 시의 시정수보다도 미리 정해진 값 이상 크게 설정되어 있는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
4. 제3항에 있어서,
   상기 IGBT가 온 시의 시정수는, 상기 MOSFET이 오프 시의 시정수보다 3배 이상 크게 설정되어 있는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
5. 제3항에 있어서,
   상기 IGBT의 온 시의 시정수는, 400㎱ 이상인 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
6. 제3항에 있어서,
   상기 IGBT의 게이트 저항값은, 상기 MOSFET의 게이트 저항값보다도 미리 정해진 값 이상 크게 설정되어 있는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
7. 제6항에 있어서,
   상기 MOSFET의 게이트 저항값은, 미리 정해진 값보다도 작게 설정되어 있는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
8. 제6항에 있어서,
   상기 IGBT의 게이트 저항값 및 상기 MOSFET의 게이트 저항값을 정하는 각 저항기를, 가변 저항기로 하고, 그들 게이트 저항값을 가변 설정하는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
9. 제2항에 있어서,
   상기 인버터 회로의 데드 타임에는, 설계상의 데드 타임으로부터, 상기 IGBT의 스위칭 속도의 지연분의 시간을 감산한 값이 설정되는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
10. 제2항에 있어서,
    상기 MOSFET은, 슈퍼·정크션 MOSFET인 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 기재된 모터 제어 장치를 탑재하는 것을 특징으로 하는, 공기 조화기.

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