JPS6284612A - 自動周波数制御装置 - Google Patents
自動周波数制御装置Info
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- JPS6284612A JPS6284612A JP60225142A JP22514285A JPS6284612A JP S6284612 A JPS6284612 A JP S6284612A JP 60225142 A JP60225142 A JP 60225142A JP 22514285 A JP22514285 A JP 22514285A JP S6284612 A JPS6284612 A JP S6284612A
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- JP
- Japan
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- signal
- period
- voltage
- frequency
- circuit
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- Television Receiver Circuits (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はFM変調されたテレビ信号の受信機等における
自動周波数制御回路に関するものである。
自動周波数制御回路に関するものである。
従来の技術
従来のムFG(自動周波数制御)回路例を第5図に示す
。同図でFMテレビ信号aをミキサ回路1に加え、ロー
カル発振回路2からのローカル信号すとによpIF信号
信号数り出し、バンドパスフィルタ(B、P、F)3を
経てIF増幅器4に加え、FM復調器6でビデオ出力信
号dを得る一方、ビデオ出力信号dをゲートパルス発生
器3oに加えてTVの水平期間または垂直期間のゲート
パルスmを得る。工F増幅器4の一部をバッファ増幅器
6で増幅して、7M検波器29に加えてベースバンド復
調し、その出力の基準直流電圧部分をゲートクランプ回
路31でゲートパルスmによυゲートクランプして検出
し、このクランプ電圧と直流比較基準電圧33とを電圧
比較器32で比較しその出力を低域フィルタ34を通し
、制御直流電圧kを得る。この制御直流電圧をローカル
発振器に加えてローカル発振周波数を安定化している。
。同図でFMテレビ信号aをミキサ回路1に加え、ロー
カル発振回路2からのローカル信号すとによpIF信号
信号数り出し、バンドパスフィルタ(B、P、F)3を
経てIF増幅器4に加え、FM復調器6でビデオ出力信
号dを得る一方、ビデオ出力信号dをゲートパルス発生
器3oに加えてTVの水平期間または垂直期間のゲート
パルスmを得る。工F増幅器4の一部をバッファ増幅器
6で増幅して、7M検波器29に加えてベースバンド復
調し、その出力の基準直流電圧部分をゲートクランプ回
路31でゲートパルスmによυゲートクランプして検出
し、このクランプ電圧と直流比較基準電圧33とを電圧
比較器32で比較しその出力を低域フィルタ34を通し
、制御直流電圧kを得る。この制御直流電圧をローカル
発振器に加えてローカル発振周波数を安定化している。
jはチャンネル選局用の同調電圧である。一般にテレビ
信号のFM変調波では、水平あるいは垂直帰線期間等で
は周波数の変動しない周波数一定期間が存在するので、
この周波数一定期間に同期するゲートパルスでFMテレ
ビ信号のFM復調出力をゲートクランプすれば一定直流
電圧が得られ、このことを利用して従来はローカル発振
器を安定化している。すなわち第4図でローカル発振周
波数が変動するとIF倍信号の周波数が変化するので、
7M検波器7の出力直流電圧が変動し、その結果、ゲー
トクランプ回路31の出力直流電圧も変動する。この出
力直流電圧を電圧比較器32に加え、基準直流電圧33
と比較し、その出力を低域フィルタ34を通して、制御
直流電圧kを得てローカル発振器2にフィードバックし
、ローカル周波数を安定化している。
信号のFM変調波では、水平あるいは垂直帰線期間等で
は周波数の変動しない周波数一定期間が存在するので、
この周波数一定期間に同期するゲートパルスでFMテレ
ビ信号のFM復調出力をゲートクランプすれば一定直流
電圧が得られ、このことを利用して従来はローカル発振
器を安定化している。すなわち第4図でローカル発振周
波数が変動するとIF倍信号の周波数が変化するので、
7M検波器7の出力直流電圧が変動し、その結果、ゲー
トクランプ回路31の出力直流電圧も変動する。この出
力直流電圧を電圧比較器32に加え、基準直流電圧33
と比較し、その出力を低域フィルタ34を通して、制御
直流電圧kを得てローカル発振器2にフィードバックし
、ローカル周波数を安定化している。
発明が解決しようとする問題点
このような従来の回路では、FM検波器におけるリミッ
タの不完全性、あるいは温度変化の影響等により、7M
検波直流電圧レベルが変動しローカル発振周波数の温度
等による安定性が良くなく、また基準直流電圧33も温
度特性の良いものが要求されていた。
タの不完全性、あるいは温度変化の影響等により、7M
検波直流電圧レベルが変動しローカル発振周波数の温度
等による安定性が良くなく、また基準直流電圧33も温
度特性の良いものが要求されていた。
本発明はかかる点に鑑みてなされたもので、簡単な構成
でローカル発振周波数の安定で温度特性のすぐれた自動
周波数制御回路を提供することを目的としている。
でローカル発振周波数の安定で温度特性のすぐれた自動
周波数制御回路を提供することを目的としている。
問題点を解決するだめの手段
本発明は上記問題点を解決するために、IF搬送波と同
じ周波数の固定基準発振器をもち、このIF基準発振周
波数信号をFM変調波のIF倍信号水平および垂直帰線
期間以外(すなわち映像信号期間)に挿入し、この基準
信号挿入IF倍信号同一のFM検波器で検波し、この直
流出力電圧をまず基準信号期間内でI)Cクランプして
基準信号期間内の直流レベルを固定する。次にこの出力
を二つの対照な回路のゲートクランプ回路に加え、一方
は水平または垂直帰線期間内のゲートパルスでDCクラ
ンプして帰線期間内の直流電圧を検出し、他方は基準信
号期間内のゲートパルスでDCクランプして同期間内の
直流電圧を検出し、この直流電圧と前記帰線期間内検出
直流電圧を電圧比較器に加え、その出力をR7周波数を
17周波数に変換する周波数変換器のローカル発振器に
フィードバックすることによりローカル発掘周波数を安
定化するものである。
じ周波数の固定基準発振器をもち、このIF基準発振周
波数信号をFM変調波のIF倍信号水平および垂直帰線
期間以外(すなわち映像信号期間)に挿入し、この基準
信号挿入IF倍信号同一のFM検波器で検波し、この直
流出力電圧をまず基準信号期間内でI)Cクランプして
基準信号期間内の直流レベルを固定する。次にこの出力
を二つの対照な回路のゲートクランプ回路に加え、一方
は水平または垂直帰線期間内のゲートパルスでDCクラ
ンプして帰線期間内の直流電圧を検出し、他方は基準信
号期間内のゲートパルスでDCクランプして同期間内の
直流電圧を検出し、この直流電圧と前記帰線期間内検出
直流電圧を電圧比較器に加え、その出力をR7周波数を
17周波数に変換する周波数変換器のローカル発振器に
フィードバックすることによりローカル発掘周波数を安
定化するものである。
作用
本発明は上記した構成により、固定基準発振周波数にI
F搬送波周波数をロック出来るとともに、周波数変動を
検出するFM検波器の出力をまず基準発振周波数期間で
クランプしているので、FM検波器の出力直流電圧レベ
ルが温度等で変動しても基準発振周波数期間の直流電圧
レベルはほとんど変化しないし、直流電圧レベルはクラ
ンプレベルを調整することにより任意に設定出来るので
電圧比較器の動作最適レベルに持っていける。さらに、
クランプ出力直流電圧の帰線期間部と、基準発振周波数
期間部の直流電圧を同型の2個の対照なりランプ回路で
別々にクランプ検出して各部の直流電圧を抽出してホー
ルドし、各検出直流電圧を電圧比較器に加えるので、た
とえ2つのクランプ回路で温度変化があっても二つの回
路を同型で対照に構成しているので、二つの検出直流電
圧の温度変化による差も十分に押えることが出来る。
F搬送波周波数をロック出来るとともに、周波数変動を
検出するFM検波器の出力をまず基準発振周波数期間で
クランプしているので、FM検波器の出力直流電圧レベ
ルが温度等で変動しても基準発振周波数期間の直流電圧
レベルはほとんど変化しないし、直流電圧レベルはクラ
ンプレベルを調整することにより任意に設定出来るので
電圧比較器の動作最適レベルに持っていける。さらに、
クランプ出力直流電圧の帰線期間部と、基準発振周波数
期間部の直流電圧を同型の2個の対照なりランプ回路で
別々にクランプ検出して各部の直流電圧を抽出してホー
ルドし、各検出直流電圧を電圧比較器に加えるので、た
とえ2つのクランプ回路で温度変化があっても二つの回
路を同型で対照に構成しているので、二つの検出直流電
圧の温度変化による差も十分に押えることが出来る。
すなわち、本構成によれば、電圧比較器に加わる直流電
圧レベルの温度による絶対値の変動を押えるとともに、
電圧比較器へ加わえる二つの制御直流電圧間の温度変化
も十分押えることが出来るので、周波数制御信号として
非常に安定な発振周波数制御電圧が得られる自動周波数
制御回路を形成することが出来、この出力電圧で電圧制
御発振器を制御すれば非常に安定なローカル発振信号を
得ることが出来る。
圧レベルの温度による絶対値の変動を押えるとともに、
電圧比較器へ加わえる二つの制御直流電圧間の温度変化
も十分押えることが出来るので、周波数制御信号として
非常に安定な発振周波数制御電圧が得られる自動周波数
制御回路を形成することが出来、この出力電圧で電圧制
御発振器を制御すれば非常に安定なローカル発振信号を
得ることが出来る。
実施例
第1図は本発明の人FG回路における発振周波数制御信
号検出回路の一実施例を示すプロ’Vり図である。第1
図において、aは入力FMテレビ信号、bは電圧制御L
oc2L1発振器2から発生するローカル信号で両信号
はミキサ回路1で混合されてIP(中間周波数)信号C
が出力され、3のB、P、F 、 4のIF増幅器を通
シ5のFM復調器テ検波すれベースバンドビデオ信号d
を得る。6はIF用バッファ増幅器で4のIF増幅器か
らのIF倍信号、バッファ増幅し、一部をIF倍信出力
lとして出し、残りをRの分周器7に加え、その分周出
力を第1のゲートスイッチ回路8に加え、水平又は垂直
等の帰線期間内パルスeで帰線期間部のみスイッチされ
出力pとなり、信号合成器12に加えられ、基準周波数
発振器9かもの基準周波数信号を第2のゲートスイ・ノ
チ回路10でパルスeと逆極性のパルスfでスイ・ソチ
され出力qとなり、pと同様信号合成器12に加えられ
、その出力として合成信号rが得られる。この合成信号
rはFM検波器13で検波され、二つのレベルをもつ直
流電圧、すなわち1つはローカル周波数の変化に追従し
て直流レベルが変わる帰線期間内での電圧と、他は直流
レベルが基本的に変化しない帰線期間以外の基準周波数
信号期間での電圧とを持つ。この検波直流電圧は、クラ
ンプ回路14でパルスfの期間内でパルスfよりパルス
幅の狭いクランプパルスgにより帰線期間以外の直流電
圧部がクランプされ一定に保持され、電圧検出ゲートク
ランプ回路15.16に加えられて、パルス0の期間内
でパルスeよυパルス幅が同等以下のパルスh1および
パルスfの期間内でパルスfよりパルス幅の狭いパルス
1(パルスqと同じでもよい)によりゲートクランプす
る事により、帰線期間内のローカル周波数変化に対応す
る直流電圧Sおよび帰線期間外の基準周波数に対応する
一定直流電圧tを得、それらを電圧比較器17で二つの
電圧差に対応する出力電圧を増幅して検出し、ローパス
フィルタ18を通し、コントロールを圧にとしてスイッ
チ回路20を通して電圧制御ローカル発振回路2に加え
てローカル発振周波数を安定化している。スイッチ回路
20はゲートパルスeを検出する回路21により制御さ
れ、ゲート・パルスeが存在する時はコントロール電圧
kを通過させ、ゲートパルス0が存在しない時は直流電
圧スイッチ回路2oがはたらきコントロール電圧にの代
わりに固定電圧22が強制的にローカル発振回路2に加
えられる。これは受信機の電源オン時にゲートパルスが
発生するまでの期間のみローカル発振回路2の制御電圧
を一定にし、映像信号、ゲートパルス信号を発生しやす
くするためである。
号検出回路の一実施例を示すプロ’Vり図である。第1
図において、aは入力FMテレビ信号、bは電圧制御L
oc2L1発振器2から発生するローカル信号で両信号
はミキサ回路1で混合されてIP(中間周波数)信号C
が出力され、3のB、P、F 、 4のIF増幅器を通
シ5のFM復調器テ検波すれベースバンドビデオ信号d
を得る。6はIF用バッファ増幅器で4のIF増幅器か
らのIF倍信号、バッファ増幅し、一部をIF倍信出力
lとして出し、残りをRの分周器7に加え、その分周出
力を第1のゲートスイッチ回路8に加え、水平又は垂直
等の帰線期間内パルスeで帰線期間部のみスイッチされ
出力pとなり、信号合成器12に加えられ、基準周波数
発振器9かもの基準周波数信号を第2のゲートスイ・ノ
チ回路10でパルスeと逆極性のパルスfでスイ・ソチ
され出力qとなり、pと同様信号合成器12に加えられ
、その出力として合成信号rが得られる。この合成信号
rはFM検波器13で検波され、二つのレベルをもつ直
流電圧、すなわち1つはローカル周波数の変化に追従し
て直流レベルが変わる帰線期間内での電圧と、他は直流
レベルが基本的に変化しない帰線期間以外の基準周波数
信号期間での電圧とを持つ。この検波直流電圧は、クラ
ンプ回路14でパルスfの期間内でパルスfよりパルス
幅の狭いクランプパルスgにより帰線期間以外の直流電
圧部がクランプされ一定に保持され、電圧検出ゲートク
ランプ回路15.16に加えられて、パルス0の期間内
でパルスeよυパルス幅が同等以下のパルスh1および
パルスfの期間内でパルスfよりパルス幅の狭いパルス
1(パルスqと同じでもよい)によりゲートクランプす
る事により、帰線期間内のローカル周波数変化に対応す
る直流電圧Sおよび帰線期間外の基準周波数に対応する
一定直流電圧tを得、それらを電圧比較器17で二つの
電圧差に対応する出力電圧を増幅して検出し、ローパス
フィルタ18を通し、コントロールを圧にとしてスイッ
チ回路20を通して電圧制御ローカル発振回路2に加え
てローカル発振周波数を安定化している。スイッチ回路
20はゲートパルスeを検出する回路21により制御さ
れ、ゲート・パルスeが存在する時はコントロール電圧
kを通過させ、ゲートパルス0が存在しない時は直流電
圧スイッチ回路2oがはたらきコントロール電圧にの代
わりに固定電圧22が強制的にローカル発振回路2に加
えられる。これは受信機の電源オン時にゲートパルスが
発生するまでの期間のみローカル発振回路2の制御電圧
を一定にし、映像信号、ゲートパルス信号を発生しやす
くするためである。
19は発振周波数制御信号検出回路部を示している。ま
たlはIF信号出力の一部で音声信号復調器等へ供給す
るだめのものである。
たlはIF信号出力の一部で音声信号復調器等へ供給す
るだめのものである。
第2図は第1図の中の発振周波数制御信号検出回路部1
9の具体回路例を示す。同図でFM検波器13からの検
波直流電圧をエミッタフォロアトランジスタTR1を通
した後、映像信号通過コンデンサC1を通してFET
トランジスタTR2のド1/インに加え、ゲートパルス
gによりソース。
9の具体回路例を示す。同図でFM検波器13からの検
波直流電圧をエミッタフォロアトランジスタTR1を通
した後、映像信号通過コンデンサC1を通してFET
トランジスタTR2のド1/インに加え、ゲートパルス
gによりソース。
マース間コンデン、すC2と抵抗R2+ R4及び可変
抵抗R3で決定される直流電圧にクランプされ次段のゲ
ートクランプ用FET)ランジスタTR3およびTR4
の各ソースに加えられる。TR3。
抵抗R3で決定される直流電圧にクランプされ次段のゲ
ートクランプ用FET)ランジスタTR3およびTR4
の各ソースに加えられる。TR3。
TR4のゲートにはゲートパルス丘、iが加わり、各ド
レイン端子に各ゲートクランプ出力電圧を得、TR5,
TR6のソースフォロアFET)ランジスタの各ソース
より取り出され、各出力直流電圧を電圧比較器17に加
え、ローパスフィルタ18を通してコントロール電圧k
が取り出される。同図でR4はエミッタ抵抗、R5,R
6はゲート抵抗、c3.c4はクランプ用コンデンサ、
R,、R8はゲート入力抵抗、Rtp r Joはソー
ス抵抗(例、R,:=1にΩ。
レイン端子に各ゲートクランプ出力電圧を得、TR5,
TR6のソースフォロアFET)ランジスタの各ソース
より取り出され、各出力直流電圧を電圧比較器17に加
え、ローパスフィルタ18を通してコントロール電圧k
が取り出される。同図でR4はエミッタ抵抗、R5,R
6はゲート抵抗、c3.c4はクランプ用コンデンサ、
R,、R8はゲート入力抵抗、Rtp r Joはソー
ス抵抗(例、R,:=1にΩ。
R1o=10にΩ)で、TR5の出力ソース電圧を分圧
し、R11,R52はソース抵抗(例、R,、:2にΩ
。
し、R11,R52はソース抵抗(例、R,、:2にΩ
。
R,2= 9 KΩ)で、R,+ R,、o= R,、
+ R1□としTl’t6.TR6の全ソース抵抗を同
じとして、R11の可変抵抗で電圧比較器の基準電圧を
最適に調整出来るようにし、第1図のムFC回路の動作
時に発振周波数の微調整を行なうようにしている。第2
図の回路例ではTR2でFM検波直流電圧をクランプし
ているのでその以前の回路での直流電圧レベルの温度に
よる変動は影響なく、また、TR2のクランプ回路以降
もTR3,TR4およびTR5゜TR6が全く対称なの
で温度による影響も同じと考えられるから電圧比較器1
70入力S、Tの差の温度の影響による変動は殆んどな
くなり、安定な電圧比較器出力が得られ、その結果、温
度安定度の良いAFC回路を構成することが出来る。
+ R1□としTl’t6.TR6の全ソース抵抗を同
じとして、R11の可変抵抗で電圧比較器の基準電圧を
最適に調整出来るようにし、第1図のムFC回路の動作
時に発振周波数の微調整を行なうようにしている。第2
図の回路例ではTR2でFM検波直流電圧をクランプし
ているのでその以前の回路での直流電圧レベルの温度に
よる変動は影響なく、また、TR2のクランプ回路以降
もTR3,TR4およびTR5゜TR6が全く対称なの
で温度による影響も同じと考えられるから電圧比較器1
70入力S、Tの差の温度の影響による変動は殆んどな
くなり、安定な電圧比較器出力が得られ、その結果、温
度安定度の良いAFC回路を構成することが出来る。
第3図にビデオ信号dに対する各信号の時間位置関係を
示している。同図でビデオ信号dのT1は水平(又は垂
直)走査期間、T2は水平(又は垂直)帰線期間で、T
3は帰線期間間のペデスタル等の一定直流電圧期間(ま
たは多重キャリア信号挿入期間)で、T4はT5以外の
期間、Uは水平(または垂直)同期信号である。CはI
F中間周波信号でFM変調波なので、少くともT3期間
は無変調の一定周波数IF信号(または多重された一定
周波数キャリア信号のIF倍信号となり、eのゲートパ
ルスは前述の73期の一定周波数IF濡号のみゲートし
、信号pを得fのゲートパルスはeの逆極性パルスで基
準発振周波数信号をゲートし信号qを得、この信号pと
qは第1図の合成器12でゲートパルスeあるいはfに
よりスイッチ切り換え合成され第3図の合成信号rを得
る。
示している。同図でビデオ信号dのT1は水平(又は垂
直)走査期間、T2は水平(又は垂直)帰線期間で、T
3は帰線期間間のペデスタル等の一定直流電圧期間(ま
たは多重キャリア信号挿入期間)で、T4はT5以外の
期間、Uは水平(または垂直)同期信号である。CはI
F中間周波信号でFM変調波なので、少くともT3期間
は無変調の一定周波数IF信号(または多重された一定
周波数キャリア信号のIF倍信号となり、eのゲートパ
ルスは前述の73期の一定周波数IF濡号のみゲートし
、信号pを得fのゲートパルスはeの逆極性パルスで基
準発振周波数信号をゲートし信号qを得、この信号pと
qは第1図の合成器12でゲートパルスeあるいはfに
よりスイッチ切り換え合成され第3図の合成信号rを得
る。
ゲートパルスgは信号rの中のT4期間(基準発振周波
数期間)の一部をゲートするパルスで、hはT5期間内
のゲートパルス、iはで4期間内のゲートパルスである
。
数期間)の一部をゲートするパルスで、hはT5期間内
のゲートパルス、iはで4期間内のゲートパルスである
。
第4図に他の実施例を示す。同図で同一番号は同一物を
示し、23は第2の電圧制御ローカル発振器で、24は
第2のミキサ回路、26は第2IFのバンドパスフィル
タ、26は第2IFの工F増幅器、27は分周器、28
は基準周波数発振器である。第4図の構成では入力RF
信号はダブルコンバータで第2IF周波数を低くしてい
るので、信号処理がやり易い。、また、帰期期間に音声
信号。
示し、23は第2の電圧制御ローカル発振器で、24は
第2のミキサ回路、26は第2IFのバンドパスフィル
タ、26は第2IFの工F増幅器、27は分周器、28
は基準周波数発振器である。第4図の構成では入力RF
信号はダブルコンバータで第2IF周波数を低くしてい
るので、信号処理がやり易い。、また、帰期期間に音声
信号。
データ信号等をQ、 P、 S、 KあるいはB、 P
、 S、 K変調等でRF多重挿入されている信号を復
調する場合もIF倍信出力lを低くしておくと各復調回
路も取シ扱い易い。またB、P、S、K 、 Q、P、
S、に変調波を復調する場合、変調キャリア周波数は非
常に安定なものが要求されるので、設計に自由度をもた
せるため第2ミキサ回路を導入し、IF周波数を下げ、
第20−カル発振器を十分安定な人FC回路で制御する
ことにより、精度良い第2IF周波数を得ている。
、 S、 K変調等でRF多重挿入されている信号を復
調する場合もIF倍信出力lを低くしておくと各復調回
路も取シ扱い易い。またB、P、S、K 、 Q、P、
S、に変調波を復調する場合、変調キャリア周波数は非
常に安定なものが要求されるので、設計に自由度をもた
せるため第2ミキサ回路を導入し、IF周波数を下げ、
第20−カル発振器を十分安定な人FC回路で制御する
ことにより、精度良い第2IF周波数を得ている。
発明の効果
以上述べたように、本発明によれば、簡単な回路構成で
、従来より安定で温度特性の良い自動周波数制御回路を
得られるので、周波数精度の良い中間周波数信号を得る
ことが出来、Q、 P、 S、 K等のディジタル変調
信号の復調用受信機等に特に有効である。
、従来より安定で温度特性の良い自動周波数制御回路を
得られるので、周波数精度の良い中間周波数信号を得る
ことが出来、Q、 P、 S、 K等のディジタル変調
信号の復調用受信機等に特に有効である。
第1図は本発明の一実施例における自動周波数制御装置
のブロック図、第2図は第1図の発振周波数制御信号検
出回路部の具体回路図、第3図は第1図の各入出力端子
、各ゲート端子における信号波形図、第4図は本発明の
他の実施例における自動周波数制御装置のブロック図、
第5図は従来の自動周波数制御装置のブロック図である
。 1・・・・・・ミキサ回路、2 ・・・・ローカル発振
回路、8.10・・・・・ゲートスイッチ回路、12・
・・・・・信号合成器、9・・・・・・基準周波数発振
器、14・・・・・クランプ回路、15.16・・・・
・・電圧検出ゲートクランプ回路、17・・・・・・電
圧比較器、2o・・・・・直流電圧スイ・ソチ回路 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第3
図 第4図
のブロック図、第2図は第1図の発振周波数制御信号検
出回路部の具体回路図、第3図は第1図の各入出力端子
、各ゲート端子における信号波形図、第4図は本発明の
他の実施例における自動周波数制御装置のブロック図、
第5図は従来の自動周波数制御装置のブロック図である
。 1・・・・・・ミキサ回路、2 ・・・・ローカル発振
回路、8.10・・・・・ゲートスイッチ回路、12・
・・・・・信号合成器、9・・・・・・基準周波数発振
器、14・・・・・クランプ回路、15.16・・・・
・・電圧検出ゲートクランプ回路、17・・・・・・電
圧比較器、2o・・・・・直流電圧スイ・ソチ回路 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第3
図 第4図
Claims (5)
- (1)周期的に一定周波数搬送波期間となる被変調波R
F信号とローカル発振器よりのローカル信号とをミキサ
回路で混合して得た中間周波数信号と、基準周波数発生
器からの基準周波数信号とを信号切換回路で周期的に入
れ換えることにより、前記一定周波数搬送波期間以外の
期間内に基準周波数信号を挿入してできた比較用合成中
間周波信号を周波数検波回路あるいは位相検波回路に加
えて検波直流電圧を得るとともに、この検波直流電圧の
基準周波数信号期間を第1のゲートパルスでクランプし
、このクランプ出力の前記一定周波数搬送波期間および
前記基準周波数信号期間の各直流電圧を第2および第3
のゲートパルスでゲート検出して第1および第2の検出
直流電圧を取り出し、この第1および第2の検出直流電
圧を電圧比較器に加え、その出力直流電圧で前記ローカ
ル発振器の周波数を制御することを特徴とする自動周波
数制御装置。 - (2)合成中間周波信号において、中間周波数の期間を
前記一定周波数搬送波期間を含みかつ、この一定周波数
搬送波期間より長くし、かつ、第2のゲートパルス期間
を一定周波数搬送波期間より短かくした事を特徴とする
特許請求の範囲第1項記載の自動周波数制御装置。 - (3)第1及び第3のゲートパルスを同一としたことを
特徴とする特許請求の範囲第1項または第2項記載の自
動周波数制御装置。 - (4)中間周波信号および前記基準周波数信号のうち少
なくとも一方を分周し、両者の周波数をほゞ同一にした
後、前記信号切り換え回路に加えて周期的に入れ換える
ことにより前記比較用合成中間周波信号を得ることを特
徴とする特許請求の範囲第1項または第2項または第3
項記載の自動周波数制御装置。 - (5)ゲートパルス信号あるいは信号切換用スイッチン
グパルスが存在しない場合、ローカル発振制御電圧とし
て固定直流電圧に切り換えることを特徴とする特許請求
の範囲第1項または第2項または第3項または第4項記
載の自動周波数制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60225142A JPS6284612A (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 自動周波数制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60225142A JPS6284612A (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 自動周波数制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6284612A true JPS6284612A (ja) | 1987-04-18 |
JPH0374967B2 JPH0374967B2 (ja) | 1991-11-28 |
Family
ID=16824607
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60225142A Granted JPS6284612A (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 自動周波数制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6284612A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4941050A (en) * | 1988-04-27 | 1990-07-10 | U.S. Philips Corporation | An afc arrangement for tuning a television receiving apparatus to a select transmission having an actual carrier frequency which differs from a nominal carrrier frequency |
-
1985
- 1985-10-09 JP JP60225142A patent/JPS6284612A/ja active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4941050A (en) * | 1988-04-27 | 1990-07-10 | U.S. Philips Corporation | An afc arrangement for tuning a television receiving apparatus to a select transmission having an actual carrier frequency which differs from a nominal carrrier frequency |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0374967B2 (ja) | 1991-11-28 |
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