JPS6225888A - Controller for induction motor - Google Patents
Controller for induction motorInfo
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- JPS6225888A JPS6225888A JP60162828A JP16282885A JPS6225888A JP S6225888 A JPS6225888 A JP S6225888A JP 60162828 A JP60162828 A JP 60162828A JP 16282885 A JP16282885 A JP 16282885A JP S6225888 A JPS6225888 A JP S6225888A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は誘導電動機の回転速度を検出する速度検出器
を用いることなく速度制御可能な誘導電動機の制御装置
に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to an induction motor control device capable of controlling the speed of the induction motor without using a speed detector for detecting the rotational speed of the induction motor.
第9図は例えば文献(昭和59年電気学会全国大会講演
論文集 講演7g6602.1984)に示された従来
の誘導電動機の制御装置を示すブロック図であり、第9
図において、1は誘導電動機、2は誘導電動機1の1次
電流を検出する電流検出器、3は誘導電動機1の1次電
圧を検出する電圧検出器、4は誘導電動機1を可変電圧
、可変周波数で駆動するための周波数変換器、5は速度
指令信号発生器、6は速度制御回路、7は電流検出器2
および電圧検出器3の出力に基づいて誘導電動機1のす
べり周波数を演算するすべり周波数演算回路。FIG. 9 is a block diagram showing a conventional control device for an induction motor, which is shown in the literature (Proceedings of the 1984 National Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, Lecture 7g6602.1984).
In the figure, 1 is an induction motor, 2 is a current detector that detects the primary current of the induction motor 1, 3 is a voltage detector that detects the primary voltage of the induction motor 1, and 4 is a variable voltage detector that detects the primary voltage of the induction motor 1. 5 is a speed command signal generator, 6 is a speed control circuit, and 7 is a current detector 2.
and a slip frequency calculation circuit that calculates the slip frequency of the induction motor 1 based on the output of the voltage detector 3.
8は速度制御回路6およびすべり周波数演算回路7の出
力に基づいて、誘導電動機1の回転速度を演算する速度
演算回路、9は電流ベクトル演算回路、10は電流制御
回路である。8 is a speed calculation circuit that calculates the rotational speed of the induction motor 1 based on the outputs of the speed control circuit 6 and the slip frequency calculation circuit 7; 9 is a current vector calculation circuit; and 10 is a current control circuit.
上記誘導電動機1の可変速制御方式としてベクトル制御
方式が知られているが、まず、このベクトル制御方式に
ついて説明する。公知のように固定子座標軸(d−9座
標軸とする)上の誘導電動機の2次側(回転子側)の電
圧方程式は次式で与えられる。A vector control method is known as a variable speed control method for the induction motor 1, and first, this vector control method will be explained. As is well known, the voltage equation on the secondary side (rotor side) of the induction motor on the stator coordinate axis (referred to as the d-9 coordinate axis) is given by the following equation.
但し、ids l ;q、 h 1次電流のd軸、q軸
成分Φ2d、Φ2qは2次磁束のd軸、9構成分P=d
/dtは微分演算子
ω、Fi誘導電動機の回転速度
R2,L2.Mはそれぞれ誘導電動機の2次巻線抵抗、
2次巻線インダクタンス及び1次2次相互巻線インダク
タンスである。However, ids l ;q, h The d-axis and q-axis components Φ2d and Φ2q of the primary current are the d-axis of the secondary magnetic flux, and the 9 components P = d
/dt is a differential operator ω, the rotational speed R2, L2 . M is the secondary winding resistance of the induction motor,
The secondary winding inductance and the primary and secondary mutual winding inductance.
次に、(0式を角速度ω0で回転する回転座標軸(de
−9@座標軸とする)上の関係式に変換するために次式
で示される座標回転の関係式を用いる。Next, the rotating coordinate axis (de
-9@coordinate axis) To convert to the above relational expression, the relational expression of coordinate rotation shown by the following expression is used.
但し、oa−4ωodt ・・・・・・・・・
・回目・(41id”龜、 iQ’l i 1 次S&
Iのde軸! q’ @e、分Φ2a@、Φzq@n
2 次a 束tD de軸+ q’ 軸成分+2) 、
(3)式を(1)式に代入してjds 、 jqs及
びΦ2qを消去すると次式が得られる。However, oa-4ωodt...
・Time・(41id”龜、iQ'l i 1st S&
I's de axis! q' @e, minute Φ2a@, Φzq@n
2nd order a bundle tD de axis + q' axis component + 2),
By substituting equation (3) into equation (1) and eliminating jds, jqs, and Φ2q, the following equation is obtained.
(R2+PL2)Φ2ae−MR2id”s −Lz(
ωa−G)、)Φ2Q’ = O・= (5)(R2+
PL2)(1)24”−MR2iq”s+L2(ωo−
ωr)Φ2de=0 ・−・(6)ここで、Φ2q6
=0となる条件を求める。(5) 、 (61式でΦ2
Q@=Oとおくと、次式が得られる。(R2+PL2)Φ2ae-MR2id"s-Lz(
ωa-G),)Φ2Q' = O・= (5)(R2+
PL2) (1) 24”-MR2iq”s+L2(ωo-
ωr) Φ2de=0 ・−・(6) Here, Φ2q6
Find the conditions for =0. (5) , (Φ2 in formula 61
By setting Q@=O, the following equation is obtained.
(5)式より。From equation (5).
Φ2d0=id6s ・・・・・・・・・・・・
・・・(7)1+PT2
(6)式より
但し、T2 = L2 /R2
このとき、誘導電動機の発生トルクTMは公知のように
次式で示される。Φ2d0=id6s ・・・・・・・・・・・・
...(7)1+PT2 From equation (6), however, T2 = L2 /R2 At this time, the generated torque TM of the induction motor is expressed by the following equation as is well known.
但し、Pmは極対数
従って、(8)式に応じて回転座標軸の角速度ω0を定
めれば、常にΦ2 qaは零とすることができる。However, Pm is the number of pole pairs. Therefore, if the angular velocity ω0 of the rotating coordinate axis is determined according to equation (8), Φ2 qa can always be set to zero.
このとき、 id”iを一定に保てば(7)式よりΦ
2d’も一定となるので5発生トルクTM tri (
9)式よりf Q”aに比例する。また(7)式よりi
d’mはΦ2d’と同相の成分であり、1q6sの変化
によってΦ2d”は変化しないので、 jq@aはΦ
2 deと直交する成分であることがわかる。このこと
から!d’a 、 !q6−はそれぞれ励磁電流成分、
トルク電流成分と呼ばれる。At this time, if id"i is kept constant, Φ
Since 2d' is also constant, 5 generated torque TM tri (
From equation (9), f is proportional to Q”a. Also, from equation (7), i
d'm is a component in phase with Φ2d', and Φ2d'' does not change due to a change in 1q6s, so jq@a is Φ
It can be seen that this is a component orthogonal to 2 de. From this! d'a,! q6- is the exciting current component,
This is called the torque current component.
(8)式の右辺第2項は、2次磁束ベクトルと回転のと
きはl q”*に比例する。The second term on the right side of equation (8) is proportional to l q''* in the case of rotation with the secondary magnetic flux vector.
ベクトル制御は以上の原理に基いた制御方式であり、励
磁電流成分id% 、 )ルク電流成分i Q6.のそ
れぞれの指令1ds、IQ−が基準量として外部から与
えられる。このとき、誘導電動機に供給すべき1次電流
の指令は(2)式より次式となる。Vector control is a control method based on the above principle, in which excitation current component id%, ) torque current component i Q6. The respective commands 1ds and IQ- are given from the outside as reference quantities. At this time, the command for the primary current to be supplied to the induction motor becomes the following equation from equation (2).
θo*=Jωo* at ・・・・・・・・
・・ ・・・・αυ(71、(8)式より、
従って、電流制御回路によって、00式で与えられる1
次電流指令に応じた1次電流を誘導電動機1に供給する
ことにより、ベクトル制御が可能となる。θo*=Jωo* at ・・・・・・・・・
......αυ(71, from formula (8), therefore, by the current control circuit, 1 given by formula 00
By supplying the induction motor 1 with a primary current according to the next current command, vector control becomes possible.
第9図の電流ベクトル演算回路9は、周波数変換器4の
回路構成に応じて、前記α〔〜a7J式に基い周波数変
換器4として電流型インバータ回路を用いた場合には、
1次電流の振幅がコンバータ回路で、1次電流の位相が
インバータ回路でそれぞれ独立に制御される。この場合
には、01式を変形することにより次式が得られる。The current vector arithmetic circuit 9 in FIG. 9 is constructed according to the circuit configuration of the frequency converter 4. When a current type inverter circuit is used as the frequency converter 4 based on the α[~a7J formula,
The amplitude of the primary current is independently controlled by the converter circuit, and the phase of the primary current is independently controlled by the inverter circuit. In this case, the following equation can be obtained by transforming equation 01.
ids” = ’17 i d’s*2+ i q’s
*2aos (θ。′十Δθ)−30,Q3)但し、Δ
θ= tan−’ (ig@s”/ id’s”)
・・・・・・・・・ a4従って、電流ベクトル演
算回路9は、トルク電流成分指令1q−及び回転速度ω
rを入力し、1次電流指令の振幅fT】77]]τζ1
−及び位相(θ。′十Δθ)を出力する。このとき、励
磁電流成分指令i d’s*が一定であれば、1d8は
定数として扱うことができる。ids” = '17 i d's*2+ i q's
*2aos (θ.′1Δθ)−30,Q3) However, Δ
θ= tan-'(ig@s"/id's")
...... a4 Therefore, the current vector calculation circuit 9 calculates the torque current component command 1q- and the rotational speed ω.
r, the amplitude of the primary current command fT]77]]τζ1
- and phase (θ.′+Δθ). At this time, if the excitation current component command i d's* is constant, 1d8 can be treated as a constant.
電流制御回路10は、これらの振幅指令及び位相指令を
入力して周波数変換器4(ここでは電流型インバータ回
路〕への制御信号を出力する。そして速度制御を行なう
場合には、速度指令信号発生器5の出力と実際の回転速
度との偏差が速度制御回路6で増幅され、その出力がト
ルク電流成分指令1 q”a として与えられる。The current control circuit 10 inputs these amplitude commands and phase commands and outputs a control signal to the frequency converter 4 (current type inverter circuit here).When performing speed control, it generates a speed command signal. The deviation between the output of the motor 5 and the actual rotational speed is amplified by the speed control circuit 6, and the output thereof is given as a torque current component command 1 q''a.
このように、ベクトル制御を適用した誘導電動機の速度
制御を行なうためには、実際の回転速度を検出する必要
がある。そのために、第9図のすべり周波数演算回路7
及び速度演算回路8が用いられていた。In this way, in order to control the speed of an induction motor using vector control, it is necessary to detect the actual rotational speed. For this purpose, the slip frequency calculation circuit 7 in FIG.
and a speed calculation circuit 8 were used.
まず、すべり周波数演算の原理について説明する。すべ
り周波数ωSは先に述べたように、(8)式の右辺第2
項で与えられるが、これはベクトル制御を適用した場合
にだけ限られる。一般的には、(51、(61式より得
られる。即ち、(5) 、 (6)式の両辺にそれぞれ
Φ2q@、Φ2d@を掛け、整理すると次式が得られる
。First, the principle of slip frequency calculation will be explained. As mentioned earlier, the slip frequency ωS is the second right-hand side of equation (8).
However, this is only applicable when vector control is applied. Generally, it can be obtained from equations (51 and (61). That is, by multiplying both sides of equations (5) and (6) by Φ2q@ and Φ2d@, respectively, and rearranging, the following equation is obtained.
ここで、d6−9e座標軸は角速度ω0で回転している
ことから、この座標軸上において、(Φ2d@。Here, since the d6-9e coordinate axis is rotating at an angular velocity ω0, on this coordinate axis, (Φ2d@.
Φ2q@)及び(p@zd” 、 PΦ2q” ) (
7) 成分’It持ツ2 ツOベクトルは直交する。α
9式の右辺第1項の分子はこれらのベクトルの内積を表
しているので零となる。従って、(1!19.式より次
式が得られる。Φ2q@) and (p@zd”, PΦ2q”) (
7) The component 'It has 2 and 2 O vectors are orthogonal. α
The numerator of the first term on the right side of Equation 9 represents the inner product of these vectors, so it is zero. Therefore, (1!19. From the equation, the following equation is obtained.
更に、(2) 、 (3)式を用いてld”s 、 1
46m、Φ2d@。Furthermore, using equations (2) and (3), ld”s, 1
46m, Φ2d@.
Φ2q′″を消去すると次式が得られる。By eliminating Φ2q''', the following equation is obtained.
従って、Φ2d 、Φ2.がわかればωSが得られる。Therefore, Φ2d, Φ2. If we know ωS, we can obtain ωS.
ところで、公知のようにa−q座標軸上の誘導電動機の
1次側(固定子側)の電圧方程式は次式で与えられる。By the way, as is well known, the voltage equation on the primary side (stator side) of the induction motor on the a-q coordinate axis is given by the following equation.
R+ 、 Llは誘導電動機の1次巻線抵抗及び1次巻
線インダクタンス
(IFj式よジΦ2d 、Φ2qは次式で与えられる。R+ and Ll are the primary winding resistance and primary winding inductance of the induction motor (IFj formula, and Φ2d and Φ2q are given by the following formulas.
従って、ida 、 jqs 、 Vda 、 YQm
を検出すればΦ2d。Therefore, ida, jqs, Vda, YQm
If detected, Φ2d.
Φ2.が演算できるので、(I7)式のω8が得られる
。Φ2. can be calculated, ω8 of equation (I7) can be obtained.
第9図のすべり周波数演算回路7は、電流検出器2の出
力と電圧検出器3の出力と誘導電il1機の定数とから
叩、α罎式の演算を行なって、すべり周波数ω8を出力
する。このとき、電流検出器2゜電圧検出器3によって
通常、誘導電動機の各巻線の1次電流及び1次電圧がそ
れぞれ検出されるが、これらの検出量は、公知のように
次式の関係に利用してd−q座標軸上の成分に変換され
る。The slip frequency calculation circuit 7 in FIG. 9 calculates the α equation based on the output of the current detector 2, the output of the voltage detector 3, and the constant of the induction electric current generator, and outputs the slip frequency ω8. . At this time, the primary current and primary voltage of each winding of the induction motor are usually detected by the current detector 2 and the voltage detector 3, respectively, but these detected amounts are expressed by the following equation as well-known: It is converted into components on the dq coordinate axes.
次に、速度演算回路8における速度演算原理について説
明する。まず、(力式で得られるすべり周波数ω8は、
ベクトル制御の適用の如伺にかかわらず誘導電動機のす
べり周波数を表している。一方、ベクトル制御を適用し
た場合には、すべり周波数は(8)式の右辺第2項とな
る。更に、励vit流成分jd”aを一定に保つ場合に
は、αの式の右辺第2項で示されるすべり周波数指令ω
−が得られる。Next, the principle of speed calculation in the speed calculation circuit 8 will be explained. First, the slip frequency ω8 obtained from the force formula is
It represents the slip frequency of the induction motor regardless of whether vector control is applied. On the other hand, when vector control is applied, the slip frequency becomes the second term on the right side of equation (8). Furthermore, if the excitation vit flow component jd''a is kept constant, the slip frequency command ω shown by the second term on the right side of the equation for α
− is obtained.
従って、すべり周波数指令ωS と丁べり周波数検出回
路7から出力されるすべり周波数ωSが常に一致するよ
うにωrを演算すればよい。Therefore, it is only necessary to calculate ωr so that the slip frequency command ωS and the slip frequency ωS output from the collapsing frequency detection circuit 7 always match.
第10図はこの原理に基い友速度、演算回路8の構成を
示しており1図において、81は計数器、82は減算器
、83は積分器である。FIG. 10 shows the configuration of a speed calculation circuit 8 based on this principle. In FIG. 1, 81 is a counter, 82 is a subtracter, and 83 is an integrator.
次に動作について説明する。速度制御回路6から出力さ
れるトルク電流成分指令1q@ 、を計数器81に入力
すると、出力としてαの式の右辺第2項で・示されるす
べり周波数指令ωS9が得られる。このすべり周波数指
令ωS1とすべり周波数検出回路7から出力されるすべ
り周波数ωSの偏差を減算器82で得、積分器83に入
力することにより回転速度の推定値Qfが得られる。そ
して、この推定値rrが実際の回転速度として用いられ
る。その結果、ωSが常にωS に一致するように制御
されるので、正確な回転速度の推定値ωrが得られる。Next, the operation will be explained. When the torque current component command 1q@ output from the speed control circuit 6 is input to the counter 81, the slip frequency command ωS9 shown by the second term on the right side of the equation for α is obtained as an output. The deviation between this slip frequency command ωS1 and the slip frequency ωS output from the slip frequency detection circuit 7 is obtained by a subtracter 82 and inputted to an integrator 83, thereby obtaining an estimated value Qf of the rotational speed. This estimated value rr is then used as the actual rotational speed. As a result, since ωS is controlled to always match ωS, an accurate estimate of the rotational speed ωr can be obtained.
従来の誘導電動機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、正確なすべり周波数を検出する必要があった
。しかし、2次磁束をH式によって演算するので、低速
回転時には積分器のドリフトなどのため正確な2次磁束
が演算できず、(7)式で演算されるすべり周波数に誤
差を生じるという問題点があつ九。Since the conventional induction motor control device is configured as described above, it is necessary to detect an accurate slip frequency. However, since the secondary magnetic flux is calculated using the H formula, there is a problem that the secondary magnetic flux cannot be calculated accurately due to the drift of the integrator during low-speed rotation, resulting in an error in the slip frequency calculated using the formula (7). But nine.
また、回転速度をすべり周波数の指令値と検出値から積
分動作によって得ているが、積分の時定数を最適に選ば
ないと、過渡状態において回転速度の推定値に誤差を生
じ、良好な過渡応答特性が得られないという問題点があ
った。In addition, the rotational speed is obtained by integral operation from the command value and the detected value of the slip frequency, but if the time constant of integration is not selected optimally, an error will occur in the estimated value of the rotational speed in a transient state, resulting in a poor transient response. There was a problem that the characteristics could not be obtained.
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、低速時にも正確な回転速度を検出でき、しか
も常に良好な過渡を答特性が得られる誘導電動機の制御
装置を得ることを目的とする。This invention was made in order to solve the above-mentioned problems, and it is an object of the present invention to provide a control device for an induction motor that can accurately detect rotational speed even at low speeds and that can always provide good transient response characteristics. purpose.
この発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の
1次電圧と1次電流とから1次周波数とすべり周波数を
検出し、それらの偏差として回転速度を検出する手段を
回転速度検出の手段として用いるものである。The control device for an induction motor according to the present invention detects a primary frequency and a slip frequency from a primary voltage and a primary current of an induction motor, and detects a rotational speed as a deviation thereof. It is used.
この発明における回転速度の検出手段は、2次磁束を情
報量として必要とせず、1次周波数とすベク周波数をそ
れぞれ検出することにより、全速度領域において常に正
確な回転速度の検出手段として有効に作用する。The rotational speed detection means of the present invention does not require secondary magnetic flux as the amount of information, and by detecting the primary frequency and the vector frequency, it is effective as a means for always accurate rotational speed detection in the entire speed range. act.
以下、この発明の一実施例を前記第9図と同一部分に同
一符号を付した第1図について説明する。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. 1, in which the same parts as in FIG. 9 are designated by the same reference numerals.
第1図において、11は周波数演算回路、12は周波数
演算回路11から出力される誘導電動機1の1欠周波数
ωGとすべり周波数ωSとの差(ω〇−ωS)を求め回
転速度ωrt−得るための減算器、13f−t、電流ベ
クトル演算回路で、例えば前記第9図に示した電流ベク
トル演算回路9のような構成をしており、14は電流制
御回路で、例えば前記第9図に示した電流ベクトル演算
回路10のような構成をしている。In FIG. 1, 11 is a frequency calculation circuit, and 12 is for calculating the difference (ω〇−ωS) between the one-miss frequency ωG of the induction motor 1 outputted from the frequency calculation circuit 11 and the slip frequency ωS to obtain the rotational speed ωrt−. , a subtracter 13f-t, a current vector calculation circuit, which has a configuration similar to the current vector calculation circuit 9 shown in FIG. The current vector calculation circuit 10 has a configuration similar to that of the current vector calculation circuit 10.
以下、更に詳細に、各構成部分の実施例を示しながら説
明する。まず、第1図実施例における周波数演算回路1
1の構成について説明する前に、1次周波数およびすべ
り周波数の演算の原理について説明する。前記(3)式
の両辺を微分すると次式が得られる。Hereinafter, each component will be described in more detail while showing examples of the components. First, the frequency calculation circuit 1 in the embodiment shown in FIG.
Before explaining the configuration of Embodiment 1, the principle of calculating the primary frequency and slip frequency will be explained. By differentiating both sides of the above equation (3), the following equation is obtained.
(22)式を変形すると次式が得られる。By transforming the equation (22), the following equation is obtained.
PΦ2 、e−ω0Φ2q”=PΦ2d008θo−1
−PΦ2qffilflθ、 ・(23)PΦ2qe+
ωoΦ2df″=−pΦ2,1 sinθo+PΦ2q
CO8θo ・・−(24)そこで、もし、de −9
6座標軸の角速度(1次周波数)ω0をΦ2q6が常に
零となるように選ぶと、(23) 、 (24)式の左
辺はそれぞれPΦ2d”、QIQΦ2d6となる。従っ
て、Φ2deがわかれば% (24)式の右辺をΦ2
deで割ることによって、角速度(1次周波数)ω0が
推定可能である。PΦ2, e−ω0Φ2q”=PΦ2d008θo−1
−PΦ2qffilflθ, ・(23)PΦ2qe+
ωoΦ2df''=-pΦ2,1 sinθo+PΦ2q
CO8θo...-(24) So, if de -9
If the angular velocity (first-order frequency) ω0 of the 6-coordinate axis is selected so that Φ2q6 is always zero, the left sides of equations (23) and (24) become PΦ2d" and QIQΦ2d6, respectively. Therefore, if Φ2de is known, % (24 ) the right side of the equation is Φ2
By dividing by de, the angular velocity (primary frequency) ω0 can be estimated.
ところで、Φ2Qe=0が常に成り立つ場合には、前に
説明したように、(7)式の関係が成りたつ。そして、
(7)式の計算に必要なid’・は(2)式の関係から
角速度ωOが既知であれば1次電流1dl 、 lqm
から求まる。これらの関係から、(2) 、 (7)式
から演算されたΦ2d6で(24)式の右辺を割ると、
角速度ω0が求まり、(4)式のθ0も得られるので、
(2)式の演算が可能となる。さらに(24)式の演算
も可能となる。By the way, when Φ2Qe=0 always holds true, the relationship of equation (7) holds as explained earlier. and,
If the angular velocity ωO is known from the relationship in equation (2), the id' required for calculating equation (7) is the primary current 1 dl, lqm
Determined from From these relationships, dividing the right side of equation (24) by Φ2d6 calculated from equations (2) and (7), we get
Since the angular velocity ω0 is found and θ0 of equation (4) is also obtained,
The calculation of equation (2) becomes possible. Furthermore, calculation of equation (24) is also possible.
このようにして求めら些た角速度ωOの推定値が間違っ
ている場合には、Φ2q11が零でなくなるので、
(23)式の値が零でなくなる。従って、 (23)式
の値が零となるように、ω0の推定値を補正することに
より常に正確なω0の推定値が得られる。If the estimated value of the trivial angular velocity ωO obtained in this way is wrong, Φ2q11 will not be zero, so
The value of equation (23) is no longer zero. Therefore, by correcting the estimated value of ω0 so that the value of equation (23) becomes zero, an accurate estimated value of ω0 can always be obtained.
(23) 、 (24)式の演算に必要なPΦz、1.
PΦ2qは、aFj式を変形した次式の関係より、1次
電圧Vds 。(23), PΦz required for calculation of equations (24), 1.
PΦ2q is the primary voltage Vds from the following equation, which is a modification of the aFj equation.
vQCs”次電流1dB 、 lq・及び誘導電動機の
定数とから演算できる。しかも積分器を必要としないの
で、全速度領域において常に正確なPΦ2d、PΦ2゜
が得られる。vQCs'' order current 1 dB, lq. It can be calculated from the constant of the induction motor. Moreover, since an integrator is not required, accurate PΦ2d and PΦ2° can always be obtained in the entire speed range.
この時、(2)式の関係からj q”sも得られるので
、(8)式の第2項の演算を行うことによってすべり周
波数ωSが得られる。At this time, since j q''s can also be obtained from the relationship in equation (2), the slip frequency ωS can be obtained by calculating the second term in equation (8).
第2図は以上の原理に基°く周波数演算回路11の一例
である。図において、110は磁束変化量演算回路、1
20.1.40は座標変換回路、130は3相/2相変
換回路、1501,1503.1505は計数器、15
02.1509は減算器、1504は積分器、1506
.1507は割算器、1508は微分器、1510に増
幅器、1511は加算器である。FIG. 2 shows an example of the frequency calculation circuit 11 based on the above principle. In the figure, 110 is a magnetic flux change calculation circuit;
20.1.40 is a coordinate conversion circuit, 130 is a 3-phase/2-phase conversion circuit, 1501, 1503.1505 is a counter, 15
02.1509 is a subtracter, 1504 is an integrator, 1506
.. 1507 is a divider, 1508 is a differentiator, 1510 is an amplifier, and 1511 is an adder.
磁束変化量演算回路110は、1次電圧’1114+v
s及び1次電流1ux、l□を入力して(20) 、
(25)式の演算を行ないPΦ26.PΦ2.を出力す
る(回路構成は後述する)。The magnetic flux change calculation circuit 110 calculates the primary voltage '1114+v
Input s and primary current 1ux, l□ (20),
(25) is calculated and PΦ26. PΦ2. (The circuit configuration will be described later).
座標変換回路120は、PΦ2d、PΦ2qt−人力し
テ(23) 、 (24)式(1) 演K を行ナイ、
PΦz ao−QIO(2)2 q” +PΦ2q″+
ω0Φ2deを出力する回路である(回路構成は後述)
。The coordinate conversion circuit 120 calculates PΦ2d, PΦ2qt-manually (23), (24) and performs equation (1) K.
PΦz ao−QIO(2)2 q” +PΦ2q″+
This is a circuit that outputs ω0Φ2de (circuit configuration will be described later)
.
3相/2相変換回路130は、1次電流i u、 。The three-phase/two-phase conversion circuit 130 has a primary current iu.
i□を入力して(21)式の演算を行ない% 1ds
tiQ”を出力する回路である(回路構成は後述)。Input i□ and perform the calculation of formula (21) to calculate % 1ds
This is a circuit that outputs tiQ'' (the circuit configuration will be described later).
座標変換回路140は、Ida 、 lqmを入力して
id”l + iQ”を出力する回路である。The coordinate conversion circuit 140 is a circuit that inputs Ida and lqm and outputs id "l + iQ".
(7)式の演算が計数器1501,1503.減算器1
502及び積分器1504によって行なわれ、Φ2d@
が得られる。座標変換回路120から出力されるPΦ2
q6+ω0Φ2d@を、このΦ2d”で割算器1507
により割算すると、1次周波数の推定値ω0′が得られ
る。また、上記座標変換回路120から出力されるPΦ
2d”−ω口Φ2q@と微分器1508の出力として得
られるPΦ2d@とを減算器1509で減算して得られ
るーω0Φ2q#′を、増幅器1510で増幅して、加
算器1511によって割算器1507の出力と加算する
ことにより、正確な1欠周波数ω0が得られる。The calculation of equation (7) is performed by the counters 1501, 1503. Subtractor 1
502 and an integrator 1504, Φ2d@
is obtained. PΦ2 output from the coordinate conversion circuit 120
Divider 1507 q6+ω0Φ2d@ by this Φ2d”
By dividing by , the estimated value ω0' of the primary frequency is obtained. Also, PΦ output from the coordinate conversion circuit 120
2d"-ω mouth Φ2q@ and PΦ2d@ obtained as the output of the differentiator 1508 are subtracted by a subtracter 1509 to obtain ω0Φ2q#', which is amplified by an amplifier 1510 and then divided by an adder 1511 into a divider 1507. By adding the output of ω0 to the output of
座標変換回路140の出力として得られるj qZを計
数器1505に入力し、割算器1506でΦ2d@と割
算することにより、(8)式の右辺第2項で与えられる
すべり周波数ωBが得られる。By inputting j qZ obtained as the output of the coordinate conversion circuit 140 into the counter 1505 and dividing it by Φ2d@ in the divider 1506, the slip frequency ωB given by the second term on the right side of equation (8) is obtained. It will be done.
第3図は、第2図における3相/2相変換回路130の
一例である。図において、1301.1302゜130
3は計数器、1304は加算器である。この回路により
、(21)式の演算が行なわれIds 、 jqsが得
られる。FIG. 3 is an example of the three-phase/two-phase conversion circuit 130 in FIG. 2. In the figure, 1301.1302°130
3 is a counter, and 1304 is an adder. This circuit performs the calculation of equation (21) and obtains Ids and jqs.
第4図は、第2図における磁束変化量検出回路110の
一例である。図において、1101,1103゜110
6.1107,1109.1112は計数器、1102
゜1108は微分器、1104.1110は加算器、1
105゜1111は減算器、1113.1114は第3
図に示した構成の3相/2相変換回路である。FIG. 4 is an example of the magnetic flux change amount detection circuit 110 in FIG. 2. In the figure, 1101, 1103° 110
6.1107, 1109.1112 are counters, 1102
゜1108 is a differentiator, 1104.1110 is an adder, 1
105°1111 is the subtracter, 1113.1114 is the third
This is a three-phase/two-phase conversion circuit having the configuration shown in the figure.
まず、3相/2相変換回路1114の出力として得られ
る!da t、計数器1101及び微分器1102に入
力すると、加算器1104の出力としてR+ +PL1
aidmが得られる。さらにこの出力を減算器1105
によって、3相/2相変換回路1113の出力として得
られるVd、から減算すると、計数器1106の出力と
して(25)式のPΦ2dが得られる。同様の動作によ
りPΦ2qも得られる。First, it is obtained as the output of the 3-phase/2-phase conversion circuit 1114! When da t is input to the counter 1101 and the differentiator 1102, R+ +PL1 is output as the output of the adder 1104.
aidm is obtained. Furthermore, this output is subtracted by a subtractor 1105
When subtracted from Vd obtained as the output of the three-phase/two-phase conversion circuit 1113, PΦ2d of equation (25) is obtained as the output of the counter 1106. PΦ2q can also be obtained by a similar operation.
第5図は第2図における座標変換回路120の一例であ
る。図において、1201はV/Fコンバータ、120
2はカウンタ、1203.1204はROM、1205
,1206,1207,1208は乗算機能を持ったD
/ Aコンバータ、1209は加算器、1210は減
算器である。FIG. 5 is an example of the coordinate conversion circuit 120 in FIG. 2. In the figure, 1201 is a V/F converter, 120
2 is a counter, 1203.1204 is a ROM, 1205
, 1206, 1207, 1208 are D with multiplication function.
/A converter, 1209 is an adder, and 1210 is a subtracter.
次に動作について説明する。まず、第2図の加算器15
11の出力として得られるω0のアナログ信号1、V/
Fコンバータ1201に入力することにより、ω0の大
きさに比例した周波数のパルス列を得る。次にこのパル
ス列をカウンタ1202で計数することにより、(4)
式で示される回転座標軸の位相θ0のディジタル量が得
られる。Next, the operation will be explained. First, the adder 15 in FIG.
The analog signal 1 of ω0 obtained as the output of 11, V/
By inputting it to the F converter 1201, a pulse train with a frequency proportional to the magnitude of ω0 is obtained. Next, by counting this pulse train with the counter 1202, (4)
A digital quantity of the phase θ0 of the rotating coordinate axis is obtained as shown by the equation.
そして、正弦波sinθ0及びcogθ0の値を記憶さ
せた2つのROM1203.1204のアドレスとして
カウンタ1202の出力を入力すると、2つの正弦波s
inθ。及びcosθ0のディジタル値が出力される。Then, when the output of the counter 1202 is input as the address of the two ROMs 1203 and 1204 that store the values of the sine waves sinθ0 and cogθ0, the two sine waves s
inθ. and cos θ0 digital values are output.
これらのディジタル値と磁束変化量検出回路110の出
力Φ2d 、Φ2qとをD / Aコンバータ1205
〜1208で乗算し、加算器1209及び減算器121
0に入力すると、(23)、(2り式の演算により、P
Φ2d@−GJ(1Φ2q′及びPΦ2.。+ωoΦ2
deがそれぞれの出力として得られる。These digital values and the outputs Φ2d and Φ2q of the magnetic flux change detection circuit 110 are converted to a D/A converter 1205.
Multiply by ~1208, adder 1209 and subtracter 121
When inputting 0, (23), (by calculation of the following equation, P
Φ2d@-GJ (1Φ2q' and PΦ2..+ωoΦ2
de is obtained as the respective output.
第2図の座標変換回路140も同様にして構成できるの
で、回路構成等の説明は省略する。Since the coordinate conversion circuit 140 in FIG. 2 can be configured in the same manner, explanation of the circuit configuration etc. will be omitted.
第6図は第1図実施例における電流ベクトル演算回路1
3の一例である。図において、1301は割算器、13
02は計数器、1303は加算器、131は座標変換回
路、132は2相/3相変換回路であるO
まず、第1図の速度制御回路6の出力として得られる1
q@、を、割算器1301において、予め設定量とし
て与えられたia−で割算し、計数器1302に入力す
ると、α2式の右辺第2項の演算が行なわれ、すべり周
波数指令ω3が得られる。このω3 と第1図の減算器
12の出力として得られる回転速度の推定値ωr(=ω
O−ωS)とを加、算器1303で加算することにより
、α邊式の演算が行なわれ、1欠周波数指令ω0が得ら
れる。このω0 と1dsylQ8 が座標変換回路1
31に入力され、Ql 、 tiυ式の演算が行なわれ
、jds 、44sが得られる。この座標変換回路1
31の構成は第5図に示した座標変換回路120の構成
と同様なので説明は省略する。FIG. 6 shows the current vector calculation circuit 1 in the embodiment shown in FIG.
This is an example of No. 3. In the figure, 1301 is a divider;
02 is a counter, 1303 is an adder, 131 is a coordinate conversion circuit, and 132 is a 2-phase/3-phase conversion circuit.
When q@ is divided by ia- given as a preset amount in the divider 1301 and inputted to the counter 1302, the second term on the right side of the α2 equation is calculated, and the slip frequency command ω3 becomes can get. This ω3 and the estimated rotational speed ωr (=ω
O−ωS) is added by the adder 1303 to perform the calculation of the α-side formula, and obtain the one-missing frequency command ω0. These ω0 and 1dsylQ8 are the coordinate conversion circuit 1
31, the calculation of the Ql and tiυ expressions is performed, and jds and 44s are obtained. This coordinate conversion circuit 1
The configuration of 31 is similar to the configuration of the coordinate conversion circuit 120 shown in FIG. 5, so a description thereof will be omitted.
そして、上記1ds 、 1q4 を2相/3相変
換回路132に入力することにより、(21)式の関係
から実際に誘導電動機に供給すべき1次電流の指令Su
m、IマSが得られる。Then, by inputting the above 1ds and 1q4 to the two-phase/three-phase conversion circuit 132, the command Su of the primary current to be actually supplied to the induction motor can be obtained from the relationship of equation (21).
m, ImaS are obtained.
第7図は、第1図実施例における周波数変換器4の一例
である。図において、40は直流電源、41はパワート
ランジスタをスイッチング素子としてトランジスタイン
バータ回路で6る。FIG. 7 shows an example of the frequency converter 4 in the embodiment shown in FIG. In the figure, 40 is a DC power supply, and 41 is a transistor inverter circuit using a power transistor as a switching element.
第8図は、第1図実施例における電流制御回路14の一
例であり、この回路は例えば第7図に示した構成の周波
数変換器4により、誘導電動機1に供給される1次電流
を制御する場合に用いられる。図において、1400.
1405及び1410は減算器、1415は加算器、1
420.1425及び1430は増幅器、1435は三
角波発生回路、1440.1445及び1450は比較
器、1455.1460及び1465はNOT回路であ
る。FIG. 8 shows an example of the current control circuit 14 in the embodiment shown in FIG. 1, and this circuit controls the primary current supplied to the induction motor 1 by, for example, the frequency converter 4 having the configuration shown in FIG. Used when In the figure, 1400.
1405 and 1410 are subtracters, 1415 is an adder, 1
420.1425 and 1430 are amplifiers, 1435 is a triangular wave generation circuit, 1440.1445 and 1450 are comparators, and 1455.1460 and 1465 are NOT circuits.
次に、この電流制御回路14の動作について説明する。Next, the operation of this current control circuit 14 will be explained.
まず、誘導電動機1のU相1次電流1usを制御する場
合には、U相の1次電流指令ius”と電流検出器2よ
り得られる実際の1次電流jugとの間の偏差を減算器
1400で求め、この偏差を増幅器1420で増幅する
ことにより、U相1次電圧指令Vus が得られる。同
様の動作により、V相1次電圧指令vw@ 、 v相1
次電圧指令Vwmが得られる。First, when controlling the U-phase primary current 1us of the induction motor 1, the deviation between the U-phase primary current command ius'' and the actual primary current jug obtained from the current detector 2 is calculated using a subtractor. 1400 and amplifying this deviation with an amplifier 1420, the U-phase primary voltage command Vus is obtained.By similar operation, the V-phase primary voltage command vw@, v-phase 1
The next voltage command Vwm is obtained.
これらの1次電圧指令Vus 、 Vvs及びVwa
は、三角波発生回路1435、比較器1440.14
45及び1450、NOT回路1455.1460及び
1465により、トランジスタインバータ回路41の制
御信号に変換される。その結果、電流偏差が零となるよ
うな1次電圧Mum 、 Vvs及びVwsが誘導電動
機1に印加される。These primary voltage commands Vus, Vvs and Vwa
is a triangular wave generation circuit 1435, a comparator 1440.14
45 and 1450, and NOT circuits 1455, 1460 and 1465, the signal is converted into a control signal for the transistor inverter circuit 41. As a result, primary voltages Mum, Vvs, and Vws such that the current deviation becomes zero are applied to the induction motor 1.
なお、第2図の実施例において、Φ2d”を一定に制御
する場合には、微分器1508は省略することができる
。また、増幅器1510に積分特性を持たせゲインを充
分高く設定した場合には、Φ2.@が常に零となるよう
に、ω0の補正量Δω0が演算されるので、ΔωOをそ
のままω0と用いることができ、割算器1507を省略
することができる。In the embodiment shown in FIG. 2, the differentiator 1508 can be omitted if Φ2d'' is controlled to be constant.Also, if the amplifier 1510 is given integral characteristics and the gain is set sufficiently high, , Φ2.@ are always zero, the correction amount Δω0 of ω0 is calculated, so ΔωO can be used as ω0, and the divider 1507 can be omitted.
この実施例におけるω0は2次磁束ベクトルの角速度で
あるので、第6図の実施例において、ωG*の代わりに
第2図の実施例で得られるω0を用いてもよい。第2図
の実施例では!46s 、 Iq−が得られるので、こ
れらがそれぞれの指令に一致するようs 1d6s
11q”sそれぞれのフィードバックループを持った電
流制御回路を構成してもよい。Since ω0 in this embodiment is the angular velocity of the secondary magnetic flux vector, ω0 obtained in the embodiment of FIG. 2 may be used instead of ωG* in the embodiment of FIG. 6. In the example shown in Figure 2! 46s and Iq- are obtained, so that they match the respective commands, s 1d6s
A current control circuit having 11q''s feedback loops may be configured.
第1図の実施例ではベクトル制御を用いた場合について
説明したが、第2図の実施例ではベクトル制御の適用の
如何にかかわらず常に正確なωa及びω8が得られる。In the embodiment shown in FIG. 1, the case where vector control is used has been described, but in the embodiment shown in FIG. 2, accurate ωa and ω8 can always be obtained regardless of whether vector control is applied.
従って、通常のすべり周波数制御を行なう場合だけでな
く、V/F一定制御による誘導電動機の開ループ制御系
の゛速度制御を行なう場合にも適用できることはいうま
でもない。Therefore, it goes without saying that the present invention can be applied not only to ordinary slip frequency control but also to speed control of an open loop control system of an induction motor using constant V/F control.
以上のように、この発明によれば、誘導電動機の1次電
圧と1次電流から1次周波数とすべり周波数を積分器を
用いずに検出するように構成したので、全運転領域にお
いて、常に正確な1次周波数とすべり周波数が検出でき
るという効果がある。As described above, according to the present invention, the primary frequency and slip frequency are detected from the primary voltage and primary current of the induction motor without using an integrator, so it is always accurate in all operating ranges. This has the effect that the primary frequency and slip frequency can be detected.
また、1次周波数とすべり周波数の差として回転速度が
検出できるので、優れた過渡応答特性を持った誘導電動
機の制御装置が得られる効果がある。Furthermore, since the rotational speed can be detected as the difference between the primary frequency and the slip frequency, it is possible to obtain an induction motor control device with excellent transient response characteristics.
第1図はこの発明の一実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図、第2図は第1図の実施例に含まれる周
波数演算回路の一例を示すブロック図、第3図は第2図
の実施例に含まれる3相/2相変換回路のブロック図、
第4図は第2図の実施例に含まれる磁束変化量演算回路
のブロック図、第5図は第2図の実施例に含まれる座標
変換回路のブロック図、第6図は第1図の実施例に含ま
れる電流ベクトル演算回路の一例を示すブロック図、第
7図は第1図の実施例に含まれる周波数変換器の一例を
示すブロック図、第8図は第1図の実施例に含まれる電
流制御回路の一例を示すブロック図、第9図は従来の誘
導電動機の制御装置のブロック図、第10図は第9図に
含まれる速度演算回路のブロック図である。
1・・・誘導電動機、2・・・電流検出器、3・・・電
圧検出器、4・・・周波数変換器、5・・・速度指令信
号発生器、6・・・速度制御回路、11・・・周波数演
算回路、12・・・減算器、13・・・電流ベクトル演
算回路、14・・・電流制御回路。
なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
特許出願人 三菱電機株式会社
代理人 弁理士 1)澤 博 昭
(外2名)
第4rIIJ
第6図
手続補正書(自発)FIG. 1 is a block diagram of a control device for an induction motor according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing an example of a frequency calculation circuit included in the embodiment of FIG. 1, and FIG. A block diagram of a three-phase/two-phase conversion circuit included in the embodiment of
4 is a block diagram of the magnetic flux variation calculation circuit included in the embodiment of FIG. 2, FIG. 5 is a block diagram of a coordinate conversion circuit included in the embodiment of FIG. 2, and FIG. A block diagram showing an example of the current vector calculation circuit included in the embodiment, FIG. 7 is a block diagram showing an example of the frequency converter included in the embodiment of FIG. 1, and FIG. 8 is a block diagram showing an example of the frequency converter included in the embodiment of FIG. FIG. 9 is a block diagram showing an example of the current control circuit included. FIG. 9 is a block diagram of a conventional induction motor control device. FIG. 10 is a block diagram of a speed calculation circuit included in FIG. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Induction motor, 2... Current detector, 3... Voltage detector, 4... Frequency converter, 5... Speed command signal generator, 6... Speed control circuit, 11 . . . frequency calculation circuit, 12 . . . subtracter, 13 . . . current vector calculation circuit, 14 . . . current control circuit. In addition, in the figures, the same reference numerals indicate the same or equivalent parts. Patent Applicant Mitsubishi Electric Co., Ltd. Agent Patent Attorney 1) Hiroshi Sawa (2 others) 4rIIJ Figure 6 Procedural Amendment (Voluntary)
Claims (2)
数変換器によって駆動される誘導電動機と、外部から入
力される速度指令信号を受けて前記誘導電動機の回転速
度を制御する速度制御回路と、前記誘導電動機の1次電
流を検出する電流検出器と、前記誘導電動機の1次電圧
を検出する電圧検出器と、前記電流検出器の出力信号と
前記電圧検出器の出力信号とにより前記誘導電動機の1
次周波数信号とすべり周波数信号とを演算する周波数演
算回路と、前記1次周波数信号と前記すべり周波数信号
との差信号を、前記誘導電動機の速度帰還信号として前
記速度制御回路に加える減算器とを備えた誘導電動機の
制御装置。(1) A variable voltage, variable frequency frequency converter, an induction motor driven by the frequency converter, and a speed control circuit that receives a speed command signal input from the outside and controls the rotational speed of the induction motor. , a current detector that detects the primary current of the induction motor, a voltage detector that detects the primary voltage of the induction motor, and an output signal of the current detector and an output signal of the voltage detector to detect the induction motor. electric motor 1
a frequency calculation circuit that calculates a secondary frequency signal and a slip frequency signal; and a subtracter that adds a difference signal between the primary frequency signal and the sliding frequency signal to the speed control circuit as a speed feedback signal of the induction motor. A control device for an induction motor.
検出器の出力信号と誘導電導機の定数とに基いて磁束の
変化量を演算する磁束変化量演算回路を有したことを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載の誘導電動機の制御
装置。(2) The frequency calculation circuit is characterized by having a magnetic flux change amount calculation circuit that calculates the amount of change in magnetic flux based on the output signal of the voltage detector, the output signal of the current detector, and the constant of the induction machine. A control device for an induction motor according to claim 1.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60162828A JPH0793839B2 (en) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | Induction motor controller |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP60162828A JPH0793839B2 (en) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | Induction motor controller |
Publications (2)
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JPS6225888A true JPS6225888A (en) | 1987-02-03 |
JPH0793839B2 JPH0793839B2 (en) | 1995-10-09 |
Family
ID=15762007
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP60162828A Expired - Lifetime JPH0793839B2 (en) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | Induction motor controller |
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Publication number | Publication date |
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JPH0793839B2 (en) | 1995-10-09 |
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