JPS6171728A - デイジタル・エコー・キヤンセラー - Google Patents
デイジタル・エコー・キヤンセラーInfo
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- JPS6171728A JPS6171728A JP60201469A JP20146985A JPS6171728A JP S6171728 A JPS6171728 A JP S6171728A JP 60201469 A JP60201469 A JP 60201469A JP 20146985 A JP20146985 A JP 20146985A JP S6171728 A JPS6171728 A JP S6171728A
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- Japan
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- error signal
- echo
- filter
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/237—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using two adaptive filters, e.g. for near end and for end echo cancelling
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
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- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/234—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using double talk detection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明は、エコー・キャンセラーに関し、特に電話装
置に用いる適応エコー・キャンセラーに関する。
置に用いる適応エコー・キャンセラーに関する。
電話装置には、通常、加入者を市内交換機に接続する２
線式電話回線間のインタフェースをすると共に、交換機
内で用いられる伝送信号及び制御信号を供給する加入者
回線インタフェース回路（ＳＬＩＣ）が設けられている
。この加入者回線インタフェース回路（ＳＬＩＣ＞の機
能の一つは、市内加入者と授受する２線式回線のアナロ
グ通話信号を交換機内で伝送されるアナログ又はディジ
タル４線信号に変換することである。
線式電話回線間のインタフェースをすると共に、交換機
内で用いられる伝送信号及び制御信号を供給する加入者
回線インタフェース回路（ＳＬＩＣ）が設けられている
。この加入者回線インタフェース回路（ＳＬＩＣ＞の機
能の一つは、市内加入者と授受する２線式回線のアナロ
グ通話信号を交換機内で伝送されるアナログ又はディジ
タル４線信号に変換することである。
２線式対４線式変換器の重要な機能の一つは、エコーを
防ぐこと、即ち遠方の加入者から受信した通話信号が遠
方の加入者に返送されるのを防止することである。この
ような閤能を完全に実行することは不可能であり、この
ような信号の減衰度はトランス・ハイブリッド損失（Ｔ
ＨＬ）と呼ばれている。もし、このトランス・ハイブリ
ッド損失（ＴＨＬ）が低いときは、通話品質が損なわれ
る。この影響は、通話信号が伝送回路網を通過するとき
に受ける遅延が増加する゛に従って、重要なものとなる
。
防ぐこと、即ち遠方の加入者から受信した通話信号が遠
方の加入者に返送されるのを防止することである。この
ような閤能を完全に実行することは不可能であり、この
ような信号の減衰度はトランス・ハイブリッド損失（Ｔ
ＨＬ）と呼ばれている。もし、このトランス・ハイブリ
ッド損失（ＴＨＬ）が低いときは、通話品質が損なわれ
る。この影響は、通話信号が伝送回路網を通過するとき
に受ける遅延が増加する゛に従って、重要なものとなる
。
従来の技術
「２線式対４線式変換」を実行するために用いることが
できる従来技術には二つある。その第１のものは、通常
の方法で、変圧器結合技術と共に多数の受動部品を用い
るものである。このような回路、「平衡回路網」には、
市内回線のインピーダンスに近似されたｚｂが含まれて
いる。このような回路が発生するトランス・ハイブリッ
ド損失（ＴＨＬ）は、ｚｂが市内回線の入力インピーダ
ンスに一致するかに関係している。
できる従来技術には二つある。その第１のものは、通常
の方法で、変圧器結合技術と共に多数の受動部品を用い
るものである。このような回路、「平衡回路網」には、
市内回線のインピーダンスに近似されたｚｂが含まれて
いる。このような回路が発生するトランス・ハイブリッ
ド損失（ＴＨＬ）は、ｚｂが市内回線の入力インピーダ
ンスに一致するかに関係している。
このような技術の欠点は、単独の回路網を市内回線で検
出される市内回線のインピーダンスに十分一致させるこ
とができないと言うことである。
出される市内回線のインピーダンスに十分一致させるこ
とができないと言うことである。
従って、回線網の設計者にとっては、パフォーマンスが
悪いシステムにするか、又は回線当りの費用が高くなる
が、市外回線の入力インピーダンスに対してｚｂを整合
させること以外とる方法がない。
悪いシステムにするか、又は回線当りの費用が高くなる
が、市外回線の入力インピーダンスに対してｚｂを整合
させること以外とる方法がない。
発明が解決しようとする問題点
最近の従来技術には、集積回路を用いて２線式対４線式
変換をするものもあるが、このような集積回路では満足
できるトランス・ハイブリッド損失（Ｔ）−ＩＬ）を得
ることはできない。この場合、２線式対４線式変換器か
らの４線式アナログ信号は、ディジタル信号に変換され
る。また、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）の技術は、完
全な加入者回線インタフェース回路（ＳＬＩＣ）のトラ
ンス・ハイブリッド損失（ＴＨＬ）を改善するために、
プログラマブル・ディジタル・フィルタを使用可能にす
るものである。
変換をするものもあるが、このような集積回路では満足
できるトランス・ハイブリッド損失（Ｔ）−ＩＬ）を得
ることはできない。この場合、２線式対４線式変換器か
らの４線式アナログ信号は、ディジタル信号に変換され
る。また、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）の技術は、完
全な加入者回線インタフェース回路（ＳＬＩＣ）のトラ
ンス・ハイブリッド損失（ＴＨＬ）を改善するために、
プログラマブル・ディジタル・フィルタを使用可能にす
るものである。
２線式対４線式変換器の４線出力は非常に遠い加入者か
ら受信した会話信号に好ましくないエコー信号を発生す
る。このようなエコー信号を少なくさせるためには、プ
ログラマブル・ディジタル・フィルタを用い、実エコー
をよく近似させた合成エコー信号を発生さけることであ
る。これら二信号間の差を取ることにより、不要なエコ
ー信号の振幅を減少させることができ、この引算によっ
て得た信号を「誤差信号」と言う。
ら受信した会話信号に好ましくないエコー信号を発生す
る。このようなエコー信号を少なくさせるためには、プ
ログラマブル・ディジタル・フィルタを用い、実エコー
をよく近似させた合成エコー信号を発生さけることであ
る。これら二信号間の差を取ることにより、不要なエコ
ー信号の振幅を減少させることができ、この引算によっ
て得た信号を「誤差信号」と言う。
このようなプログラマブル・ディジタル・フィルタにお
ける？Ｉｒ１ｉ組の係数は、特定のｚｂを回路網に適用
し、ある与えられた組が前述した変圧器結合回路により
達成した総合パフォーマンスと同じ結果となるように、
計算することができる。この方法は、加入者回線インタ
フェース回路（ＳＬＩＣ）内で物理的に変化する部品に
よってではなく、ソフトウェア制御に基づいてｚｂの選
択をすることができると言う利点がある。この方法の欠
点は、回線毎に市内回線のパラメータを手動的に設定す
ることに依存し続けていることにある。
ける？Ｉｒ１ｉ組の係数は、特定のｚｂを回路網に適用
し、ある与えられた組が前述した変圧器結合回路により
達成した総合パフォーマンスと同じ結果となるように、
計算することができる。この方法は、加入者回線インタ
フェース回路（ＳＬＩＣ）内で物理的に変化する部品に
よってではなく、ソフトウェア制御に基づいてｚｂの選
択をすることができると言う利点がある。この方法の欠
点は、回線毎に市内回線のパラメータを手動的に設定す
ることに依存し続けていることにある。
また、両方法には、加入者装置の入力インピーダンスが
種々雑多であり、呼の期間において第１の装置から第２
の装置に切換わることがあると言うことは、呼の全体を
通じて良好なトランス・ハイブリッド損失（ＴＨＬ）の
保持が不可能であると言うことを意味している。
種々雑多であり、呼の期間において第１の装置から第２
の装置に切換わることがあると言うことは、呼の全体を
通じて良好なトランス・ハイブリッド損失（ＴＨＬ）の
保持が不可能であると言うことを意味している。
これらの問題は、長距離及びサテライトの呼用に開発さ
れたエコー・キャンセラーについての大量の情報に基づ
き、良好なトランス・ハイブリッド損失を達成する適応
方法に関する多数の論文発表を促すものとなった。
れたエコー・キャンセラーについての大量の情報に基づ
き、良好なトランス・ハイブリッド損失を達成する適応
方法に関する多数の論文発表を促すものとなった。
今日までの研究により、フィルタ係数を適合させるため
に用いることができる多数のアルゴリズムが作成された
。これには、例えば最小平均平方（ＬＭＳ）や、帰納的
最小平方（ＲＬＳ）アルゴリズムが含まれる。いずれの
場合もフィルタ係数が不要なエコー信号の振幅を最小化
するように調整されている。
に用いることができる多数のアルゴリズムが作成された
。これには、例えば最小平均平方（ＬＭＳ）や、帰納的
最小平方（ＲＬＳ）アルゴリズムが含まれる。いずれの
場合もフィルタ係数が不要なエコー信号の振幅を最小化
するように調整されている。
全ての適応方法は遠方の加入者から受信した通話信号内
に含まれている情報に依存している。遠方の加入者から
の信号が欠けたとき、特に近端の加入者が通話している
ときは、適応アルゴリズムにかなりの影響を与える。近
端及び遠端の加入者がいわゆる二重通話の状態となった
ときも適応アルゴリズムに影響を与える。これらの状態
では、フィルタ係数がその理想的なパフォーマンスから
外れるようになり、パフォーマンスが低下する。
に含まれている情報に依存している。遠方の加入者から
の信号が欠けたとき、特に近端の加入者が通話している
ときは、適応アルゴリズムにかなりの影響を与える。近
端及び遠端の加入者がいわゆる二重通話の状態となった
ときも適応アルゴリズムに影響を与える。これらの状態
では、フィルタ係数がその理想的なパフォーマンスから
外れるようになり、パフォーマンスが低下する。
問題点を解決するための手段
このような問題に対する従来技術の解決方法は、適応ア
ルゴリズムが最早機能せず、かつこのような状態におい
て係数を凍結させてしてしまう条件を検出するものであ
った。不適当な収束条件を検出することは、困難なこと
が証明されている。アイデアを実行するにはかなり複雑
となること、従って困難なことが示唆されていた。更に
、これらの技術は、適応フィルタを固定化してしまい、
トランス・ハイブリッド損失（１”ＨＬＬ＞を改善させ
ることが不可能となるいくつかの条件が未だ残っている
。
ルゴリズムが最早機能せず、かつこのような状態におい
て係数を凍結させてしてしまう条件を検出するものであ
った。不適当な収束条件を検出することは、困難なこと
が証明されている。アイデアを実行するにはかなり複雑
となること、従って困難なことが示唆されていた。更に
、これらの技術は、適応フィルタを固定化してしまい、
トランス・ハイブリッド損失（１”ＨＬＬ＞を改善させ
ることが不可能となるいくつかの条件が未だ残っている
。
本発明の目的は、合成エコー信号を発生して２線式対４
線式変換器におけるトランス・ハイブリッド損失（ＴＩ
−ＩＬ）のパフォーマンスを改善させる適応方法を提供
することである。
線式変換器におけるトランス・ハイブリッド損失（ＴＩ
−ＩＬ）のパフォーマンスを改善させる適応方法を提供
することである。
本発明によれば、合成エコー信号を発生する適応フィル
タと、前記適応フィルタの係数を打消すべく実エコー信
号によく一致させる手段と、合成エコー信号を発生する
プログラマブル・フィルタと、前記適応フィルタが前記
プログラマブル・フィルタよりもよく機能するかを判断
し、もしそのようであればプログラマブル・フィルタの
係数を第１の係数に更新させる転送制御論理回路手段と
を備えたディジタル適応フィルタが提供される。
タと、前記適応フィルタの係数を打消すべく実エコー信
号によく一致させる手段と、合成エコー信号を発生する
プログラマブル・フィルタと、前記適応フィルタが前記
プログラマブル・フィルタよりもよく機能するかを判断
し、もしそのようであればプログラマブル・フィルタの
係数を第１の係数に更新させる転送制御論理回路手段と
を備えたディジタル適応フィルタが提供される。
更に、本発明は、前記適応フィルタの前記合成エコー信
号と前記実エコー信号との間の差を表わす第１の誤差信
号を発生する手段と、前記プログラマブル・フィルタの
前記合成エコー信号と前記実エコー信号との間の差を表
わす第２の誤差信号を発生する手段とを備え、前記第２
の誤差信号即ち通話信号を遠端の加入者に伝送されるも
のである。
号と前記実エコー信号との間の差を表わす第１の誤差信
号を発生する手段と、前記プログラマブル・フィルタの
前記合成エコー信号と前記実エコー信号との間の差を表
わす第２の誤差信号を発生する手段とを備え、前記第２
の誤差信号即ち通話信号を遠端の加入者に伝送されるも
のである。
前記転送制御論理回路は、前記第２の誤差信号の大きさ
を調べて第１及び第２の誤差信号となるように前記第２
の誤差信号の倍率を設定する手段と、倍率を設定した前
記第１の誤差信号と前記２の誤差信号との間の差を判断
する手段と、所定の条件に到達したときに前記差に応答
して前記適応フィルタの係数をプログラマブル・フィル
タに転送させる手段とを備えることにより、前記プログ
ラマブル・フィルタの係数を更新させるものであっても
よい。
を調べて第１及び第２の誤差信号となるように前記第２
の誤差信号の倍率を設定する手段と、倍率を設定した前
記第１の誤差信号と前記２の誤差信号との間の差を判断
する手段と、所定の条件に到達したときに前記差に応答
して前記適応フィルタの係数をプログラマブル・フィル
タに転送させる手段とを備えることにより、前記プログ
ラマブル・フィルタの係数を更新させるものであっても
よい。
前記適応フィルタの誤差信号は、全ての直流成分を適応
直流タップにより除去した後に、前記適応直流タップを
再度用いて前記誤差信号の直流成分を最小化してもよい
。前記適応直流タップの出力を用いて前記プログラマブ
ル・フィルタの誤差信号における直流成分を除去した後
に、この出力を前記転送制御論理回路により用い、また
前記第２の誤差信号における直流成分を除去した後に、
他の場所で用いると効果的である。
直流タップにより除去した後に、前記適応直流タップを
再度用いて前記誤差信号の直流成分を最小化してもよい
。前記適応直流タップの出力を用いて前記プログラマブ
ル・フィルタの誤差信号における直流成分を除去した後
に、この出力を前記転送制御論理回路により用い、また
前記第２の誤差信号における直流成分を除去した後に、
他の場所で用いると効果的である。
このフィルタは初期設定を必要とせず、エコー経路のイ
ンパルス応答の変化に対して正しく応答する効果がある
。
ンパルス応答の変化に対して正しく応答する効果がある
。
実施例
本発明の実施態様は、付図を参照すると共に、単なる一
実施例として次の説明から明確に理解できるであろう。
実施例として次の説明から明確に理解できるであろう。
第１図を参照すると、忌日に再度出現する点Ａの通話は
エコーと呼ばれ、またこの信号をバイブリド・インタフ
ェース１を介することにより減衰した減衰度はトランス
・ハイブリッド損失（ＴＨＬ）と呼ばれる。点Ａの通話
は、通常、遠端の加入者から受信されるもので、［受信
通話］と呼ばれる。点Ｂの通話は、通常、遠端の加入者
に伝送されるもので、「送信通話」と呼ばれる。
エコーと呼ばれ、またこの信号をバイブリド・インタフ
ェース１を介することにより減衰した減衰度はトランス
・ハイブリッド損失（ＴＨＬ）と呼ばれる。点Ａの通話
は、通常、遠端の加入者から受信されるもので、［受信
通話］と呼ばれる。点Ｂの通話は、通常、遠端の加入者
に伝送されるもので、「送信通話」と呼ばれる。
エコー打面しの基本技術を第２図に示す。図において、
点Ｃに到達するディジタル通話信号はディジタル・アナ
ログ（Ｄ／Ａ）変換器２によりアナログに変換された後
、バイブリド・インタフェース３に入力されるのに対し
て、加入者電話Ｙからのエコー及び（又は）通話はアナ
ログ・ディジタル（Ａ／Ｄ’）変換器５によりディジタ
ル信号に変換される。
点Ｃに到達するディジタル通話信号はディジタル・アナ
ログ（Ｄ／Ａ）変換器２によりアナログに変換された後
、バイブリド・インタフェース３に入力されるのに対し
て、加入者電話Ｙからのエコー及び（又は）通話はアナ
ログ・ディジタル（Ａ／Ｄ’）変換器５によりディジタ
ル信号に変換される。
同時に、エコー通路のインパルス応答と同じインパルス
応答を有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）ディジタル
・フィルタ６を用いて合成エコーを発生し、引算器７を
用いてこの合成エコーをアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ
）変換器５の出力から引算をすることにより、加入者の
通話信号に全く影響を与えることなく、信号から実エコ
ーを除去する。
応答を有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）ディジタル
・フィルタ６を用いて合成エコーを発生し、引算器７を
用いてこの合成エコーをアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ
）変換器５の出力から引算をすることにより、加入者の
通話信号に全く影響を与えることなく、信号から実エコ
ーを除去する。
第２図に示すこのような装置は、呼の開始時点でブＯグ
ラムされている係数を有し、呼の期間は固定されたまま
となる。これらの係数は典型的な回線について良好なパ
フォーマンスを得るように再計算されているので、典型
的な回線以外の加入者回線を用いたときはこのような良
好なパフォーマンスは得られない。
ラムされている係数を有し、呼の期間は固定されたまま
となる。これらの係数は典型的な回線について良好なパ
フォーマンスを得るように再計算されているので、典型
的な回線以外の加入者回線を用いたときはこのような良
好なパフォーマンスは得られない。
第３図は従来のディジタル適応エコー・キャンセラーの
構成を示す。第２図に示す構成のときは、ＦＩＲディジ
タル・フィルタ１０を用いて合成エコーを発生させる。
構成を示す。第２図に示す構成のときは、ＦＩＲディジ
タル・フィルタ１０を用いて合成エコーを発生させる。
次いで、この信号をアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変
換器１４の出力から引算することにより、実エコーが除
去される。通常、ＦＩＲディジタル・フィルタ１０は最
小平均平方（ＬＭＳ）又は帰納的最小平方（ＲＬＳ）形
式の適応アルゴリズムに基づいており、またこのフィル
タの係数は引算処理の出力を最小値化させるように調整
される。
換器１４の出力から引算することにより、実エコーが除
去される。通常、ＦＩＲディジタル・フィルタ１０は最
小平均平方（ＬＭＳ）又は帰納的最小平方（ＲＬＳ）形
式の適応アルゴリズムに基づいており、またこのフィル
タの係数は引算処理の出力を最小値化させるように調整
される。
ＦＩＲディジタル・フィルタは、典型的でない加入者の
電話器に関連した異ったインパルス応答の補償をし、か
つ加入者電話器装置における変化に基づくインパルス応
答の変化を保証するときに効果的に用いられる。
電話器に関連した異ったインパルス応答の補償をし、か
つ加入者電話器装置における変化に基づくインパルス応
答の変化を保証するときに効果的に用いられる。
従来は加入者の２線式対４線式インタフェースにてエコ
ー打消しのためにＦＩＲディジタル・フィルタ用いるこ
とはなかったが、この技術は国際的な接続に広く用いら
れており、その結果として理論的な根拠が構築された。
ー打消しのためにＦＩＲディジタル・フィルタ用いるこ
とはなかったが、この技術は国際的な接続に広く用いら
れており、その結果として理論的な根拠が構築された。
このような理論的な根拠によってＦＩＲディジタル・フ
ィルタを実現する多数の方法が開発されており、本発明
はこれらのＦＩＬディジタル・フィルタにも等しく適応
できるので、本発明は第３図の説明で先に概説した広範
な条件に適合するかぎり、ＦＩＲディジタル・フィルタ
の形式を制約するものではない。従って、本発明の説明
はこれ以上詳細に適応フィルタの動作を説明するもので
はない。実際には、最小平均平方（ＬＭＳ）アルゴリズ
ムに基づいている。
ィルタを実現する多数の方法が開発されており、本発明
はこれらのＦＩＬディジタル・フィルタにも等しく適応
できるので、本発明は第３図の説明で先に概説した広範
な条件に適合するかぎり、ＦＩＲディジタル・フィルタ
の形式を制約するものではない。従って、本発明の説明
はこれ以上詳細に適応フィルタの動作を説明するもので
はない。実際には、最小平均平方（ＬＭＳ）アルゴリズ
ムに基づいている。
加入者が沈黙している期間に点Ｅにて通話を受信したと
きは、ハイブリッド１２にてエコーを発生し、ディジタ
ル・フィルタ１ｏは引算器１５の出力が零となるように
その係数を調整する。これに対して点Ｅに通話が到達し
てないときは、実エコー及び合成エコー共に零となり、
ディジタル・フィルタ１０の係数は影響されない。しか
し、二人の通話者が同時に話をしたとき、即ち「二重通
話」と呼ばれる状態のときは、問題が発生する。
きは、ハイブリッド１２にてエコーを発生し、ディジタ
ル・フィルタ１ｏは引算器１５の出力が零となるように
その係数を調整する。これに対して点Ｅに通話が到達し
てないときは、実エコー及び合成エコー共に零となり、
ディジタル・フィルタ１０の係数は影響されない。しか
し、二人の通話者が同時に話をしたとき、即ち「二重通
話」と呼ばれる状態のときは、問題が発生する。
二重通話が発生したときは、アナログ・ディジタル（Ａ
／Ｄ’）変換器１４の出力はエコー信号とこれに重畳さ
れた市内加入者の通話とからなる。
／Ｄ’）変換器１４の出力はエコー信号とこれに重畳さ
れた市内加入者の通話とからなる。
合成エコーを除去した後は、通話信号のみが残留してお
り、これが回線の遠端に伝送される。ここで、ＦＩＲデ
ィジタル・フィルタは加入者の出力が零でないのを検出
するので、エコー通路のインパルス応答が変化したもの
とみなす。従って、その係数を修正しようとしてこれを
変化させても、このようなことを行なうことにより、実
際には必要とするインパルス応答から逸脱するものとな
る。
り、これが回線の遠端に伝送される。ここで、ＦＩＲデ
ィジタル・フィルタは加入者の出力が零でないのを検出
するので、エコー通路のインパルス応答が変化したもの
とみなす。従って、その係数を修正しようとしてこれを
変化させても、このようなことを行なうことにより、実
際には必要とするインパルス応答から逸脱するものとな
る。
このような逸脱を防ぐためには、第３図に示すように、
通常、二重通話検出器１６を用いて二重通話の期間は□
係数の変更を禁止させている。二重通話検出器１６のア
ルゴリズムはアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１
４の現在出力（ＹＫ〉と点Ｅに到達するためのＮ最新サ
ンプル（Ｘｋ−１・・・Ｘｋ−Ｎ）とを比較し、ＹＫ〉
１／２ ・ＭＡＸ （Ｘｋ−１，Ｘｋ−２，・・・・
・・Ｘｋ−Ｎ）となったときは二重通話と判断する。
通常、二重通話検出器１６を用いて二重通話の期間は□
係数の変更を禁止させている。二重通話検出器１６のア
ルゴリズムはアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１
４の現在出力（ＹＫ〉と点Ｅに到達するためのＮ最新サ
ンプル（Ｘｋ−１・・・Ｘｋ−Ｎ）とを比較し、ＹＫ〉
１／２ ・ＭＡＸ （Ｘｋ−１，Ｘｋ−２，・・・・
・・Ｘｋ−Ｎ）となったときは二重通話と判断する。
エコー経路にあり得る遅延のために、前のＮサンプルの
Ｘを調べることが必要となり、１／２の係数は少なくと
も６ｄｂのトランス・ハイブリッド損失（ＴＨＬ＞を想
定していることに基づいている。この方法を用いて二重
通話を検出したときは、係数は一定のハングオーバ（ｈ
ａｎｇＯＶｅｒ ）時間だけ凍結される。
Ｘを調べることが必要となり、１／２の係数は少なくと
も６ｄｂのトランス・ハイブリッド損失（ＴＨＬ＞を想
定していることに基づいている。この方法を用いて二重
通話を検出したときは、係数は一定のハングオーバ（ｈ
ａｎｇＯＶｅｒ ）時間だけ凍結される。
この解決方法には多くの問題がある。その第１の問題は
ハイブリッド１２による６ｄｂ損失に起因している。交
換回線の広い領域に加えて加入者の入力インピーダンス
に対してハイブリッド１２が動作しなければならないと
きは、必ずしも何時も５ｄｂＱ失を保証するものではな
い。
ハイブリッド１２による６ｄｂ損失に起因している。交
換回線の広い領域に加えて加入者の入力インピーダンス
に対してハイブリッド１２が動作しなければならないと
きは、必ずしも何時も５ｄｂＱ失を保証するものではな
い。
第２の問題は、近端雑音が高く、かつ遠方の加入者Ｅか
ら受信する信号レベルが低いときは、適応回路はエネー
ブルされず、装置のエコー・パフォーマンスが非常に悪
くなることである。
ら受信する信号レベルが低いときは、適応回路はエネー
ブルされず、装置のエコー・パフォーマンスが非常に悪
くなることである。
第４図を参照すると、エコー通路を模擬するために独立
した２つのフィルタを用いる国際エコー・キャンセラー
の基本的な設計構造が示されている。
した２つのフィルタを用いる国際エコー・キャンセラー
の基本的な設計構造が示されている。
第４図における適応フィルタ２０の動作は、二重通話の
期間に係数の更新を禁止せず、かつ回線の遠端に加入者
２１の出力を伝送しないと言うことを除くと、第３図に
示すものと基本的に同じである。エコーの打消しはプロ
グラマブル・フィルタ２２により実行される。このプロ
グラマブル・フィルタ２２の係数は、転送制御論理回路
２３により適応フィルタ２０がプログラマブル・フィル
タ２２よりもかなりうまく動作していると判断されたと
きに、更新される。
期間に係数の更新を禁止せず、かつ回線の遠端に加入者
２１の出力を伝送しないと言うことを除くと、第３図に
示すものと基本的に同じである。エコーの打消しはプロ
グラマブル・フィルタ２２により実行される。このプロ
グラマブル・フィルタ２２の係数は、転送制御論理回路
２３により適応フィルタ２０がプログラマブル・フィル
タ２２よりもかなりうまく動作していると判断されたと
きに、更新される。
第４図は二重通話検出器を示していないが、これは二重
通話の問題が解決されたと解釈すべきではない。即ち、
この問題は単に二重通話検出器の設計から転送制御ｌ論
理回路２３の設計に置換されたに過ぎない。二組通話の
機関では、適応フィルタ２０にかなりのずれを生じ、こ
れが発生したときは係数の転送が効果的に禁止される。
通話の問題が解決されたと解釈すべきではない。即ち、
この問題は単に二重通話検出器の設計から転送制御ｌ論
理回路２３の設計に置換されたに過ぎない。二組通話の
機関では、適応フィルタ２０にかなりのずれを生じ、こ
れが発生したときは係数の転送が効果的に禁止される。
同様に、国際的な呼、又は独立した３個の比較的複雑な
基準を必要する国際的な呼を制御するために用いる前述
のエコー・キャンセラーは、係数の転送を実行可能とす
る面に満足されることが必要である。このような面倒な
規約では費用が掛かり、転送制御論理回路を実現するの
は困難である。
基準を必要する国際的な呼を制御するために用いる前述
のエコー・キャンセラーは、係数の転送を実行可能とす
る面に満足されることが必要である。このような面倒な
規約では費用が掛かり、転送制御論理回路を実現するの
は困難である。
もつと簡単な本発明の転送料ｔＩｌｌ論理回路２３のブ
ロック図を第５図に示す。一定のプログラマブル・フィ
ルタ誤差信号ｅｐｋの倍率を７／８（＝０．８７５）に
設定して平方し、適応フィルタ誤差信号ｅａｋの平方か
ら引算する。この引算処理の結果が正のときはアップ・
ダウン・カウンタ５０を１だけ増加させ、一方その結果
が負のときはアップ・ダウン・カウンタ５ｏを１だけ減
少させる。このアップ・ダウン・カウンタ５０は出力が
１０ビツトであり、その最大値（１０２３）に初期設定
される。このアップ・ダウン・カウンタ５０が１０２３
〜Ｏで折返しできないようにするため、即ちその出力が
１０２３で飽和しないようにするため、ハードウェアが
備えられている。
ロック図を第５図に示す。一定のプログラマブル・フィ
ルタ誤差信号ｅｐｋの倍率を７／８（＝０．８７５）に
設定して平方し、適応フィルタ誤差信号ｅａｋの平方か
ら引算する。この引算処理の結果が正のときはアップ・
ダウン・カウンタ５０を１だけ増加させ、一方その結果
が負のときはアップ・ダウン・カウンタ５ｏを１だけ減
少させる。このアップ・ダウン・カウンタ５０は出力が
１０ビツトであり、その最大値（１０２３）に初期設定
される。このアップ・ダウン・カウンタ５０が１０２３
〜Ｏで折返しできないようにするため、即ちその出力が
１０２３で飽和しないようにするため、ハードウェアが
備えられている。
アップ・ダウン・カウンタ５０の出力がＯとなったとき
は、適応フィルタ２０からプログラマブル・フィルタ２
２に係数の転送を実行し、アップ・ダウン・カウンタ５
Ｑの出力が１０２３にリセットされる。
は、適応フィルタ２０からプログラマブル・フィルタ２
２に係数の転送を実行し、アップ・ダウン・カウンタ５
Ｑの出力が１０２３にリセットされる。
基本的なアルゴリズムに影響を与えることなく、この設
計を変形し得る方法は、多数ある。第１に、引算処理は
別の方法で実行可能である。この場合は、アップ・ダウ
ン・カウンタ５ｏの出力がその最大値に到達すると、係
数の転送が開始される。
計を変形し得る方法は、多数ある。第１に、引算処理は
別の方法で実行可能である。この場合は、アップ・ダウ
ン・カウンタ５ｏの出力がその最大値に到達すると、係
数の転送が開始される。
第２に、単に両誤差を正にさせるため、平方処理をして
いるので、平方処理をハードウェアにより置換して各誤
差の絶対値を得ることができる。第３に、プログラマブ
ル・フィルタを７／８に設定することは、誤差が正に変
換された後に、実行可能であるが、正への変換が平方に
より実行されたときは、係数は３／４となる得る。最後
に、係数は１／８に、またアルゴリズムの実行に大きな
影響を与えることなく、アップ・ダウン・カウンタ５０
の出力範囲にする小さな変更が可能である。
いるので、平方処理をハードウェアにより置換して各誤
差の絶対値を得ることができる。第３に、プログラマブ
ル・フィルタを７／８に設定することは、誤差が正に変
換された後に、実行可能であるが、正への変換が平方に
より実行されたときは、係数は３／４となる得る。最後
に、係数は１／８に、またアルゴリズムの実行に大きな
影響を与えることなく、アップ・ダウン・カウンタ５０
の出力範囲にする小さな変更が可能である。
第５図に示す構成に対して可能とする他の変更は、アッ
プ・ダウン・カウンタ５０をロー・パス・フィルタによ
り置換することである。このロー・パス・フィルタの出
力は、ある所定値に達すると飽和をし、またその反対側
の限界に達すると係数の転送が開始される。即ち、アッ
プ・ダウン・カウンタ５０の場合は、係数の転送が実行
されると、ロー・パス・フィルタの出力がその飽和レベ
ルにリセットされる。
プ・ダウン・カウンタ５０をロー・パス・フィルタによ
り置換することである。このロー・パス・フィルタの出
力は、ある所定値に達すると飽和をし、またその反対側
の限界に達すると係数の転送が開始される。即ち、アッ
プ・ダウン・カウンタ５０の場合は、係数の転送が実行
されると、ロー・パス・フィルタの出力がその飽和レベ
ルにリセットされる。
アップ・ダウン・カウンタ５０がディジタル積分器とし
て機能しているので、即ち、積分器がロー・パス・フィ
ルタであるので前）本の変更は、アルゴリズムの処理に
影響を与えることはない。アップ・ダウン・カウンタ５
ｏの目的は、誤差信号における単周期の変動を除去して
本質的な動きに追従させることにある。
て機能しているので、即ち、積分器がロー・パス・フィ
ルタであるので前）本の変更は、アルゴリズムの処理に
影響を与えることはない。アップ・ダウン・カウンタ５
ｏの目的は、誤差信号における単周期の変動を除去して
本質的な動きに追従させることにある。
本発明は、第４図の構成に基づき、第５図に示す転送料
ｔＩｌ論理回路の構成に関連しているものである。
ｔＩｌ論理回路の構成に関連しているものである。
第４図を参照すると、アナログ・ディジタル変換器２７
の出力信号に重畳される直流オフセットも、引算器２１
の出力にてプログラマブル・フィルタ誤差信号ｅａｋに
重畳される。従来の適応フィルタはこの信号を誤差信号
とみなし、この直流オフセットを除去するためにその係
数を採石しようとしている。これはある限定された形式
では成功するが、この信号上の直流オフセットが通話チ
ャネル外の対象パフォーマンスに何らの影響を与えない
ので、この試みはうまくないとされ、直流オフセットを
除去しようとすれば、その能力を犠牲にしてハイブリッ
ド２６の出力に現われる受信通話Ｘｋの実エコー信号を
打消すことになる。この影響は、通話信号レベルが直流
オフセットの振幅に比較して小さいときに特に目立ち、
エコーの打消しが不十分となる。
の出力信号に重畳される直流オフセットも、引算器２１
の出力にてプログラマブル・フィルタ誤差信号ｅａｋに
重畳される。従来の適応フィルタはこの信号を誤差信号
とみなし、この直流オフセットを除去するためにその係
数を採石しようとしている。これはある限定された形式
では成功するが、この信号上の直流オフセットが通話チ
ャネル外の対象パフォーマンスに何らの影響を与えない
ので、この試みはうまくないとされ、直流オフセットを
除去しようとすれば、その能力を犠牲にしてハイブリッ
ド２６の出力に現われる受信通話Ｘｋの実エコー信号を
打消すことになる。この影響は、通話信号レベルが直流
オフセットの振幅に比較して小さいときに特に目立ち、
エコーの打消しが不十分となる。
第６図は本発明の一部をなす直流タップ回路の形式を示
す。この直流タップ回路は、受信通話を遅延するのでは
なく、定数Ｃを用いることを除き、１ＭＳアルゴリズム
を用いる適応ＦＩＲフィルタの第１段と同様な形式で動
作する。適応フィルタ２ｏが１ＭＳアルゴリズムを用い
るときは、適応フィルタ２ｏの実行範囲内で直流回路タ
ップに関連させることができるようにするのがよい。こ
のときは、他の係数と同様な方法でこの直流回路タップ
の係数を更新することができる。
す。この直流タップ回路は、受信通話を遅延するのでは
なく、定数Ｃを用いることを除き、１ＭＳアルゴリズム
を用いる適応ＦＩＲフィルタの第１段と同様な形式で動
作する。適応フィルタ２ｏが１ＭＳアルゴリズムを用い
るときは、適応フィルタ２ｏの実行範囲内で直流回路タ
ップに関連させることができるようにするのがよい。こ
のときは、他の係数と同様な方法でこの直流回路タップ
の係数を更新することができる。
第６図を参照すると、引算器６０は、信号Ｇｈｌら、掛
算器６４の出力に現われる信号Ｇの直流成分の電流予測
値を除去して出力信号Ｈを発生させる。この出力信号Ｈ
は、掛算器６１を用いて定数Ｕにより掛算された後、加
算器６２により更新したレジスタ６３の係数値を発生さ
せ、レジスタ６３に保持されている係数を更新させる。
算器６４の出力に現われる信号Ｇの直流成分の電流予測
値を除去して出力信号Ｈを発生させる。この出力信号Ｈ
は、掛算器６１を用いて定数Ｕにより掛算された後、加
算器６２により更新したレジスタ６３の係数値を発生さ
せ、レジスタ６３に保持されている係数を更新させる。
この係数は、掛算器６４により定数Ｃと掛算され、信号
Ｇにおける直流成分の電流予測値を発生させる。
Ｇにおける直流成分の電流予測値を発生させる。
定数Ｃ及びＵの値はこれを用いるチャンネルの物理的な
特性に依存している。これら１又は１以外の定数を除去
することは可能である。必ずではないが、通常、係数は
受信した各入力サンプルにより更新される。
特性に依存している。これら１又は１以外の定数を除去
することは可能である。必ずではないが、通常、係数は
受信した各入力サンプルにより更新される。
第７図は転送制御論理回路２３、適応フィルタ２０、プ
ログラマブル・フィルタ２２及び直流タップ回路を備え
ている本発明の完全な例を示している。ディジタル・ア
ナログ（Ｄ／Ａ）変換器２５、ハイブリッド２６、アナ
ログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２７は第２図の説明
で十分詳細に説明している。アナログ・ディジタル変換
器２７の出力は引算器２１に入力され、ここで適応フィ
ルタ２０からの合成エコーを第３図の説明で詳細に説明
するように除去する。引算器２１の出力信号は引算器６
０に入力される。引算器６０は直流タップ回路の一部を
形成するものである。直流タップ回路は、第６図の説明
でその動作を詳細に説明したが、引算器６０．掛算器６
１、加算器６２、レジスタ６３、及び掛算器６４を集約
したものである。
ログラマブル・フィルタ２２及び直流タップ回路を備え
ている本発明の完全な例を示している。ディジタル・ア
ナログ（Ｄ／Ａ）変換器２５、ハイブリッド２６、アナ
ログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２７は第２図の説明
で十分詳細に説明している。アナログ・ディジタル変換
器２７の出力は引算器２１に入力され、ここで適応フィ
ルタ２０からの合成エコーを第３図の説明で詳細に説明
するように除去する。引算器２１の出力信号は引算器６
０に入力される。引算器６０は直流タップ回路の一部を
形成するものである。直流タップ回路は、第６図の説明
でその動作を詳細に説明したが、引算器６０．掛算器６
１、加算器６２、レジスタ６３、及び掛算器６４を集約
したものである。
発明の効果
引算器６０の出力は誤差信号として用いられ、この誤差
信号を用いて適用フィルタ２０の適用制御をしている。
信号を用いて適用フィルタ２０の適用制御をしている。
更に、引算器６０の出力は、第５図に説明で十分に詳細
に説明した転送制御論理回路２３のプログラマブル・フ
ィルタ信号ｅａｋとなる。
に説明した転送制御論理回路２３のプログラマブル・フ
ィルタ信号ｅａｋとなる。
アナログ・ディジタル変換器２７の出力は引算器２４の
入力にも導かれ、ここでプログラマブル・フィルタ２２
から出力されたエコー信号を除去している。引算器２４
の出力は、遠端の加入者に伝送される信号となる。
入力にも導かれ、ここでプログラマブル・フィルタ２２
から出力されたエコー信号を除去している。引算器２４
の出力は、遠端の加入者に伝送される信号となる。
引算器２４の出力は引算器７１の入力にも導かれ、ここ
で直流タップ回路を形成する掛算器６４の出力信号によ
り引算されることにより、信号の直流成分が大きく除去
される。引算器７１の出力は第５図で詳細に説明した転
送料＠論理回路２３のプログラマブル・フィルタ信号ｅ
ｐｋとなる。
で直流タップ回路を形成する掛算器６４の出力信号によ
り引算されることにより、信号の直流成分が大きく除去
される。引算器７１の出力は第５図で詳細に説明した転
送料＠論理回路２３のプログラマブル・フィルタ信号ｅ
ｐｋとなる。
第１図は加入者を市内交換別に接続する２線式電話回線
と交換は間に用いられる４線式中継線との間の従来のイ
ンタフェースを示す接続図、第２図は固定フィルタを用
いてディジタル・エコーを打消すための基本技術を示す
ブロック接続図、第３図は従来のディジタル適応エコー
・キャンセラーの構成を示すブロック図、第４図は２つ
のディジタル・フィルタによるディジタル・エコー・キ
ャンセラーのブロック接続図、第５図は本発明による転
送制御論理回路のブロック図、第６図は本発明による信
号内の直流成分を除去する直流タップ回路を示すブロッ
ク接続図、第７図は本発明により直流を適応除去するこ
とに関連したディジタル・エコー・キャンセラーを示す
ブロック接続図である。 ７．１５．２１．２４，６０．６２．７１・・・引算器
、１０・・・ディジタル・フィルタ、２ｏ・・・・・・
適応フィルタ、２２・・・プログラマブル・フィルタ、
２３・・・転送制御論理回路、５０・・・アップ・ダウ
ン・カウンタ、６１．６４・・・掛算器。
と交換は間に用いられる４線式中継線との間の従来のイ
ンタフェースを示す接続図、第２図は固定フィルタを用
いてディジタル・エコーを打消すための基本技術を示す
ブロック接続図、第３図は従来のディジタル適応エコー
・キャンセラーの構成を示すブロック図、第４図は２つ
のディジタル・フィルタによるディジタル・エコー・キ
ャンセラーのブロック接続図、第５図は本発明による転
送制御論理回路のブロック図、第６図は本発明による信
号内の直流成分を除去する直流タップ回路を示すブロッ
ク接続図、第７図は本発明により直流を適応除去するこ
とに関連したディジタル・エコー・キャンセラーを示す
ブロック接続図である。 ７．１５．２１．２４，６０．６２．７１・・・引算器
、１０・・・ディジタル・フィルタ、２ｏ・・・・・・
適応フィルタ、２２・・・プログラマブル・フィルタ、
２３・・・転送制御論理回路、５０・・・アップ・ダウ
ン・カウンタ、６１．６４・・・掛算器。
Claims (7)
- （１）２線式対４線式変換器にエコー打消し信号を供給
するディジタル・エコー・キャンセラーにおいて、合成
エコー信号を発生する適応フィルタと、前記合成エコー
信号と打消すべき実エコー信号との間の差に従つて前記
適応フィルタの係数を調整する手段と、一つの合成エコ
ー信号を発生して前記２線式対４線式変換器の出力と混
合させるプログラマブル・フィルタと、前記適応フィル
タの合成エコー信号が前記プログラマブル・フィルタの
合成エコー信号よりもよく一致しているかを判断し、も
しそのようであれば前記適応フィルタの係数に一致させ
るように前記プログラマブル・フィルタの係数を更新さ
せる転送制御論理回路手段とを備えたことを特徴とする
ディジタル・エコー・キャンセラー。 - （２）特許請求の範囲第１項記載のディジタル・エコー
・キャンセラーにおいて、前記転送制御論理回路手段は
前記適応フィルタの前記合成エコー信号と前記実エコー
信号との間の差により第１の誤差信号を発生する第１誤
差信号発生手段と、前記プログラマブル・フィルタの前
記合成エコー信号と前記実エコー信号との間の差により
第２の誤差信号を発生する第２誤差信号発生手段と、前
記第１及び第２の誤差信号を比較して前記第２のプログ
ラマブル・フィルタの係数の更新を実行すべきかについ
ての判断をする手段とを備えたことを特徴とするディジ
タル・エコー・キャンセラー。 - （３）特許請求の範囲第２項記載のディジタル・エコー
・キャンセラーにおいて、前記転送制御論理回路は前記
適応フィルタの合成エコー信号が前記プログラマブル・
フィルタの合成エコー信号よりもよく一致するまで前記
プログラマブル・フィルタの係数を更新させないように
した遅延手段からなることを特徴とするディジタル・エ
コー・キャンセラー。 - （４）特許請求の範囲第３項記載のディジタル・エコー
・キャンセラーにおいて、前記遅延手段は前記第１の誤
差信号が前記第２の誤差信号よりも小さいときは第１方
向にカウントさせ、かつ前記第１の誤差信号が前記第１
の誤差信号よりも小さいときは前記第１方向の逆方向に
カウントさせるようにしたアップ・ダウン・カウンタを
備えると共に、前記転送制御論理回路手段は前記アップ
・ダウン・カウンタが所定値に到達したときは、前記プ
ログラマブル・フィルタの係数を更新させるように構成
されていることを特徴とするディジタル・エコー・キャ
ンセラー。 - （５）特許請求の範囲第２項、第３項又は第４項記載の
ディジタル・エコー・キャンセラーにおいて、前記転送
制御論理回路手段は前記誤差信号の倍率を定める手段と
、前記第１の誤差信号及び前記第２の誤差信号の符号を
同一にさせる手段と、前記倍率を掛けた前記第２の誤差
信号と前記第１の誤差信号との間の差を判定する手段と
、所定の状態に到達したときは前記差に応答して前記適
応フィルタの係数を前記プログラマブル・フィルタに転
送させる手段と備えていることを特徴とするディジタル
・エコー・キャンセラー。 - （６）特許請求の範囲第２項から第５項までのいずれか
の項記載のディジタル・エコー・キャンセラーにおいて
、前記第１の誤差信号における直流成分を減少させるよ
うにした適応直流タップ回路を備えていることを特徴と
するディジタル・エコー・キャンセラー。 - （７）特許請求の範囲第６項記載のディジタル・エコー
・キャンセラーにおいて、前記適応直流タップ回路は前
記第２の誤差信号における直流成分も減少させることを
特徴とするディジタル・エコー・キャンセラー。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB848423017A GB8423017D0 (en) | 1984-09-12 | 1984-09-12 | Echo canceller |
| GB8423017 | 1984-09-12 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6171728A true JPS6171728A (ja) | 1986-04-12 |
Family
ID=10566604
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60201469A Pending JPS6171728A (ja) | 1984-09-12 | 1985-09-11 | デイジタル・エコー・キヤンセラー |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4757527A (ja) |
| EP (1) | EP0174749A1 (ja) |
| JP (1) | JPS6171728A (ja) |
| FI (1) | FI853472L (ja) |
| GB (2) | GB8423017D0 (ja) |
Families Citing this family (63)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| NL8701633A (nl) * | 1987-07-10 | 1989-02-01 | Philips Nv | Digitale echocompensator. |
| US5014263A (en) * | 1987-10-02 | 1991-05-07 | Advanced Micro Devices, Inc. | Adaptive echo-canceller with double-talker detection |
| GB2213686A (en) * | 1987-12-09 | 1989-08-16 | Racal Communications Equip | Radio telephone terminal unit |
| US4922530A (en) * | 1988-03-18 | 1990-05-01 | Tellabs, Inc. | Adaptive filter with coefficient averaging and method |
| FR2629293A1 (fr) * | 1988-03-25 | 1989-09-29 | Trt Telecom Radio Electr | Annuleur d'echo pour signal d'echo a phase variable |
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| US4912758A (en) * | 1988-10-26 | 1990-03-27 | International Business Machines Corporation | Full-duplex digital speakerphone |
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| DE59003360D1 (de) * | 1990-03-27 | 1993-12-09 | Siemens Ag | Zweidraht-Vierdraht-Umsetzer. |
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| JP2794999B2 (ja) * | 1991-08-14 | 1998-09-10 | 国際電信電話株式会社 | エコーキャンセル方式 |
| JP2829129B2 (ja) * | 1991-08-30 | 1998-11-25 | ディジタル サウンド コーポレイション | 音声メッセージシステム用適応型エコーキャンセラー |
| JPH0669834A (ja) * | 1992-08-24 | 1994-03-11 | Mitsubishi Electric Corp | ２線４線変換器 |
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- 1985-09-04 US US06/772,571 patent/US4757527A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-09-11 FI FI853472A patent/FI853472L/fi not_active Application Discontinuation
- 1985-09-11 JP JP60201469A patent/JPS6171728A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI853472A0 (fi) | 1985-09-11 |
| GB2164529B (en) | 1988-12-29 |
| GB2164529A (en) | 1986-03-19 |
| EP0174749A1 (en) | 1986-03-19 |
| GB8423017D0 (en) | 1984-10-17 |
| US4757527A (en) | 1988-07-12 |
| FI853472L (fi) | 1986-03-13 |
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