JPS60153249A

JPS60153249A - Ｆｓ変調方式

Info

Publication number: JPS60153249A
Application number: JP878084A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Nishinaga; 西永　博
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd; Fuji Facom Corp; Fuji Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd; Fuji Facom Corp
Priority date: 1984-01-20
Filing date: 1984-01-20
Publication date: 1985-08-12

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の属する技術分野〕本発明は所定の異なった周波数を持つ複数の交流信号を
順次切換えて２進情報などを伝送するいわゆるＦＳ変調
方式に関するものである。

〔従来技術とその問題点〕

以下各図の説明において同一の符号は同−又は相当部分
を示す。まず第１図〜第５図に基づいて従来技術並びに
その問題点を説明する。第１図はＦ８変復調装置を持つ
情報伝送システムの基本的構成を示すブロック図、第２
図は従来のＦＳ変復調装置各部の信号波形例を示す図、
第３図はＦＳ変調器の原理構成図、第４図は第３図の各
部の原理的な波形を示す図、第５図は従来の各種の変調
信号の波形例を示す図である。

さて　１．０　の２進論理信号を用いて情報処理を行う
装置同志の間で行なわれる情報伝送のための装置として
変復調装置がある。これは情報伝送路のノイズ環境に耐
えて正確な情報伝送が行なえるように考えられたもので
あり、送信すべき元の信号（この場合は前記２進論理信
号）を情報伝送路の伝送可能な周波数帯域の信号に変換
（変調と言う）して搬送波として送出する変調装置と、
受信した信号を元の信号に変換（復調という）するため
の復調装置とから構成される。ここで送信した元の信号
のパルス系列はそのまま正確に受信されるものではなく
、各種の原因によって復調波形に歪が生じ、受信情報の
判定誤りのもとになることを考えなければならず、その
原因には次のようなものがある。

■　伝送路で混入するノイズが大きい場合、搬送波は位
相歪を受けやすくなり、受信側での復−調信号にそのま
ま変換されて出現する。

■　復調装置におい−Ｃ回路構成上の諸要因（例えば電
源電圧変動２部品の定数変動・劣化など）によって復調
歪が大きくなり正確な論理情報判定ができなくなる。

■　変調装置において、元の信号を搬送波に変換する時
に、後に復調歪の原因となる変調歪が発生する。変調歪
の程度によっては復調側では重大問題となってくる。

これらの原因は、伝送する情報の速度、変復調方式２機
能実現のための回路構成などと深い関係がある。一般に
伝送速度を上げようとするほど変復調装置と伝送路に対
してめる性能も厳しくなり、復調歪の絶対値も小さいこ
とが必要となる。

一般的に回路構成が簡単でノイズに強い変復調方式とし
てＦＭ方式（周波数変調方式）があり、これは２進情報
の変復調の場合、Ｆ　Ｓ　（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉ
ｆｔＫｅｙｉｎｇ）方式とも称される。この方式による
変復調装置は経済的に実現できるため実用例が多い０次に第１図、第２図によりこのようなＦＳ変復調装置の
構成と動作を述べる。

被変調信号である元入力信号Ｔは第２図のようにビット
間隔τの矩形波状のパルスで構成され、Ｓは論理　Ｏを
示すスペース信号、ｍは論理　１を示すマーク信号であ
る。この元入力信号Ｔは第１図の変調装置１に入力され
、パルス整形回路１１で整形されたのち、ＦＳ変調器１
２でＦＳ変調され変調信号ＣＭ（後述）となり、送信用
帯域フィルタ１３を介し、送信搬送波ＣＴとして伝送路
２へ送出される。送信搬送波ＣＴは第２図のように元入
力信号Ｔの論理値　１　（マーク信号ｍ）、０（スペー
ス信号Ｓ）に対応した各所定のマーク周波数ｆｍ、スペ
ース周波数ｆｓからなる振幅一定の疎密波である。この
送信搬送波ＣＴに伝送路２上でノイズＮが重畳し、第２
図受信搬送波ＣＲのような波形となって第１図復調装置
３に到達する。

復調装置３では受信搬送波ＣＲは受信用帯域フィルタ３
１．振巾制限器３２を介して振巾が制限された第２図整
形受信搬送波ＣＬのような波形の信号となる。この整形
受信搬送波ＣＬはさらに第１図周波数弁別器３３と出力
パルス整形回路３４とを介して復調信号Ｒとして出力さ
れる。

復調信号Ｒは、理想的な場合第２図理想復調信号Ｒｉの
ように、元入力信号Ｔにおけるビット間隔τの矩形波が
正確に復元されるべきである。しかし実際は実復調信号
Ｒａのような復調符号歪（ジッタ）τｊを持った波形が
あられれる。すなわち実復調信号Ｒａにおいて理想復調
信号Ｒｉに対応する波形を実線で示すとすれば、この矩
形波の立上り又は立下りの位相が斜線で示した範囲で進
み又は遅れ側に変動して点線の波形のようになりビット
間隔ては７１〜τ５のように成る部分では狭く成る部分
では広く変化することになる。

先に述べたように復調符号歪τｊが大きくなると、受信
側では実復調信号Ｒａを所定の間隔でサンプリングしつ
つ論理値を判断するので受信情報の　１復 “Ｏ“の判定誤りが生ずるため、実際のＦＳ変−調１装
置では各種の手段によって復調符号歪を小さくする工夫
がされている。例えば■搬送波周波数径ってスペース周
波数ｆｓ及びマーク周波数ｆｍを安定に保つ、■搬送波
周波数の、周波数ｆｓ−＋ｆｍ又はｆ　ｍ−＋　ｆ　ｓ
の切換回路に抵抗とコンデンサ又はインダクタンスを挿
入して一時的に波形をなまらせることなどにより、切換
スイッチング時におけるトランジェントを、少なくする
工夫をする、■送信搬送波ＣＴのエネルギーを限られた
周波数帯域の伝送路２で有効に伝送するための工夫をす
る、■周波数弁別器３３の弁別性能の精度と安定性に注
意をする、■復調のための出力パルス整形回路３４の整
形性能の精度と安定性に注意をする、などの点である。

このなかで■は特に効果が大きいが元入力信号Ｔのビッ
トレートすなわち単位時間当りに送信し得るビット数の
範囲が限定され、ビットレートを広範囲に可変とするこ
とができない欠点がある。

次に以上のことをわかりやすく第３図及び第４図で説明
する。第３図のＦＳ変調器１２の原理構成図において、
マーク周波数発振器Ｏｍとスペース周波数発振器Ｏｓの
各出力（マーク周波数ｆｍ。

スペース周波数ｆＳ）、及び被変調信号である元入力信
号Ｔは、周波数切換器Ｍｄに接続されている。

切換器Ｍｄの出力（変調信号ＣＭ）は前記送信用帯域フ
ィルタ１３に入力され送信搬送波ＣＴとして出力される
。

すなわち第４図のように、マーク周波数ｆｍ（！ニスパ
ー１周波数ｆｓは、切換器Ｍｄにおいて、元入力信号Ｔ
により切換えのスイッチングが行われ、周波数ｆｍとｆ
ｓの各波形の太く画かれた部分がそれぞれ切り取られて
順次組合され変調信号ＣＭとなる。この信号ＣＭは送信
用帯域フィルタ１３に入力されると高調波成分が除かれ
第４図のような正弦波状の送信搬送波ＣＴとして伝送路
２に送出される。ただし第４図ではマーク周波数ｆｍ、
スペース周波数ｆｓは矩形波として示されているが、こ
れに代り予め正弦波とすることもできる。

ところで第４図ではこの変調信号ＣＭは周波数ｆｍ−＋
ｆｓ叉びｆｓ−＋ｆｍの切換時点ｔｌ、ｔ２で連続にな
るように表現されているが、これはきわめて特別な場合
にだけ成り立つ現象である。つまりこのようになるため
には、最初の切換時点ｔ１で画周波数ｆｍ、ｆｓの位相
をそろえたあとはビット間隔てが各周波数ｆｍ、ｆｓの
周期２　Ｔｍ　＝　１　／　ｆ　ｍ　、　２　Ｔｓ＝１
／ｆｓ（なおここでＴｍ、Ｔｓを半周期と呼ぶ）の各々
の整数倍になっていると言う条件が常に保たれねばなら
ず、従って両発振器Ｏｍ、Ｏｓ同志で相互の位相ずれや
周波数のずれが発生してはならないし、元入力信号Ｔと
両発振器Ｏｍ、Ｏｓとの同期もくずれてはならない。し
かしこのことは、特定のビットレート（即ち特定のビッ
ト間隔τ）の場合には実現できるとしても、ビットレー
トを可変にでき、しかも前記切換時点の位相が連続なＦ
Ｓ変調器を実現することは困帷のため、前記のようなジ
ッタは不可避なものとされていたのが実情である。

第５図ではこのようにして現実に生ずる位相跳躍のある
変調信号ＣＭの例ＣＭＩ〜ＣＭ４を示した。

同図切換時点ｔｌ、ｔ２において変調信号ＣＭＩは位相
が連続する場合を示し、変調信号ＣＭ２〜ＣＭ４は位相
が不連続となった場合を示している。

このように従来のＦＳ変調器１２では、変調信号ＣＭ１
のような信号を常に得ることが、はとんど不可能であっ
た。

送信搬送波ＣＴを構成するマーク、スペース周波数ｆｍ
、ｆｓ（搬送波周波数ともいう）の交互の切換時点ｔ１
．ｔ２に位相が不連続であれば、瞬時周波数が所定の伝
送帯域幅から外れてしまい、エネルギー伝達効率が極端
に劣化するため、受信側での復調符号歪τＪが大きくな
る。すなわち第５図切換時点ｔ１．ｔ２における変調信
号ＣＭの波形には、パルス５１．５２のように広幅（半
周期Ｔｍ、■Ｔｓの和）のパルスや、パルス５３．５４
のよウニ狭幅のパルスが含まれるため、切換時点ｔ１．
ｔ２の附近では、これらの変調信号ＣＭの周波数スペク
トラムには周波数ｆｍ、ｆｓよりも高い周波数及び低い
周波数が広範囲に分布することとなるが、伝送路２が伝
送し得る周波数の帯域は周波数ｆｍ。

ｆｓの附近の周波数帯域に限られ、受信搬送波ＣＲの周
波数スペクトラムからは、この帯域外の周波数は除かれ
てしまっているため、復調装置３では切換時点ｔ１．ｔ
２の附近の変調信号ＣＭの波形を忠実に再現することが
できず、従って元入力信号Ｔの復調符号歪τｊが大とな
る。

以上のことは、従来のＦＳ変復調装置における大きな技
術的なネックとなっていた。

〔発明の目的〕

この発明は前記の問題点を除き、ビットレートを可変し
ても搬送波周波数の切換時点における位相の跳躍を生ず
ることなく、信頼性の高い情報伝送システムを構築でき
るＦ８変変調式を提供することを目的とする。

〔発明の要点〕

この発明の要点は相互に振幅が等しく、異なる所定の周
波数（マーク周波数、スペース周波数など）を持つ複数
の矩形波、正弦波などの交流信号を出力するＣＰＵなど
の発振手段、入力する元信号（元入力信号）延対応中の
マーク信号、スペース信号などに対応して前記交流信号
を順次切換えて変調信号とし、フィルタなどを介して送
信出力するＣＰＵなどの交流信号切換手段からなる変調
装置と、前記の送信出力さ７９．た信号を受信搬送波と
して受信し、該信号に含まれる前記元信号を復調信号と
して抽出する復調装置とからなる情報伝送システムにお
いて、前記発振手段は共通の同期信号（クロックパルス
など）を出力する手段（基準クロック発振器など）、該
同期信号を入力し、前記の各交流信号毎の位相角を演算
する演算手段（ＣＰＵなど）、該演算手段によって演算
された位相角に対応する当該の交流信号をそれぞれ出力
する個別周波数発振手段（ＣＰＵなど）からなる吉共に
、前記交流信号切換手段は、前記切換の時点において切
換前後の各交流信号の位相が同一となるように切換える
ようにした点と、前記交流信号切換手段は、前記切換の
時点において、切換前の交流信号の位相がＯを含むπラ
ジアンの整数倍の値と異なるときは、該交流信号の出力
を継続し、該位相が次に最も早く該値に到達した時点で
前記の切換を行うようにした点にある。

〔発明の実施例〕

以下第６図〜第９図に基づいて本発明を説明する。第６
図は本発明における変調装置１の構成を示すブロック図
、第７図、第９図は同じく変調装置１内のＦ８変調器１
２１の動作を各実施例として説明するフローチャート、
第８図は同じ（ＦＳ変調器１２１の動作を説明する各部
信号のタイムチャートである。

第６図において、ＦＳ変調器１２１はＣＰ　Ｕ、ＲＯＭ
。

１’ｔＡＭなどかならるマイクロコンピュータ（マイコ
る基準クロック発振器１２１ｂから成立つ。なお１２１
ｃ、１２１ｄはそれぞれマイコン１２１ａ内の入力ボー
ト、出力ボートである。

このＦＳ変調器１２１内のＣＰＵはパルス整形回路１１
を介して入力ポート１２１Ｃに入力される被変調信号と
しての元入力信号Ｔのマーク信号ｍの部分およびスペー
ス信号Ｓの部分を常に監視し、この信号ｍ又はＳに応じ
て、出カポ−）１２１ｄに判別、演算等の結果であるＨ
ｉｇｈレベル（Ｈレベルと略す）、Ｌｏｗレベル（Ｌレ
ベルと略す）からなる矩形波の変調信号ＣＭを出力する
。

次に第７図〜第９図を用いてＦ８変調器１２１の動作を
説明する。いま第８図時点１１０においてＦ８変調器１
２１内のＣＰＵがプログラムの実行を開始したものとす
ると、第７図ステップ１０１においてマーク周波数ｆｍ
又はスペース周波数ｆｓの発振の位相角φは０に初期設
定され、ステップ１０２において入力ポート１２１Ｃに
入力される元入力信号Ｔがマーク信号ｍであるかスペー
ス信号Ｓであるかを判別する。時点１１０からはマーク
信号ｍが人力されているので、次に第７図ステップｌ１
ｍに入りマーク周波数ｆｍの発振動作が一始される。ス
テップｌ１ｍではマーク周波数ｆｍに対応するｔｊｆＬ
位位相角Δφが設定される。ここで単位位相角Δφ吉は
基準クロック発振器１２１ｂから出力されるクロックパ
ルスｐｋ（ただし必要に応じこれをさらに分周したもの
であってもよい）の１周期ｔｋ毎の、マーク周波数ｆｍ
（この半周期は前記のようにＴｍである）についての位
相角φの変化であり、クロックパルスｐｋの入力毎に単
位位相角Δφたけ−７−り周波数ｆｍの位相角φが進む
ことになる。すなわち位相角をラジアンで表すと、単位
位相角Δφは下式（１）で定められ設定される。

Δφ＝π・ｔｋ／Ｔｍ　・・　・・・・・−・・・−・
・　（１）次に第７図ステップ１２ｍでは、ＣＰＵはク
ロックパルスｐｋの入力ごとに単位位相角Δφを積算し
て位相角φをめ、ステップ１３ｍで位相角φの大きさを
判定する。この判定は、位相角φが０〜π（一般的には
２ｎπ〜（２ｎ＋１）π・・・ただしｎは０を含む任意
の整数）の間にあるか、π〜２π（一般的には（２ｎ＋
Ｄπ〜２（ｎ＋１）π）の間にあるかを調べる。前者で
あれば、第７図ステップ１４ｍに分岐して変調信号ＣＭ
の矩形波を出力ボート１２１ｄからＨレベルとして出力
し、後者の場合はステップ１５ｍに分岐して同じく変調
信号ＣＭをＬレベルとして出力する。

第８図時点１１０からは位相角φはＯからスタートして
いるので変調信号ＣＭはＨレビルとして出テ力され、ステップ１６ｍにおいてス１ツブ１０２と同様
に元入力信号Ｔを判別する。この場合は依然としてマー
ク信号ｍが継続しているので、再びステップ１２ｍに戻
り先の位相角φに単位位相角Δφを加算、積算して前記
のステップ１３ｍ、　１４ｍ（又は１５ｍ）、１５ｍの
手順を繰返えす。このようにして時点ｔ１０（位相角φ
＝０）ののち、（位相角φ）＝π、となる迄、すなわち
マーク周波数ｆｍの半周期Ｔｍの時間を経過する時点ｔ
１ｏ１ｉでは変調信号ＣＭはＨレベルに保たれ、位相角
φがπ〜２πの期間、すなわち次の半周期Ｔｍの期間は
変調信号ＣＭはＬレベルに保たれる。このようにして第
８図時点１１０から時点１１１までのマーク信号ｍの↑ 期間（ビット間隅取ｉｏ）〜には変調信号ＣＭには半周
期Ｔｍのマーク周波数ｆｍの矩形波の波形が表れる。

次に時点ｉｌｌで元入力信号Ｔがスペース信号Ｓに切メ
苓と（この時マーク周波数ｆｍにおける位相角φは第８
図のように（２ｎπ＋απ）であり、変調信号ＣＭには
Ｈレベルが出力されていたものとする、なおここでαは
位相角を表わすために便宜上用いる係数である）、この
切換りは第７図ステップ１６ｍで判別され、次からはス
ペース信号Ｓを発振する側のステップｌｌｓに移り、ス
ペース周波数ｆｓに対応する単位位相角Δφが設定され
る。ステップ１１ｓは前記のステップｌ１ｍに対応する
ものであり、相異は前者の半周期Ｔｍが後者ではスペー
ス周波数ｆｓの半周期Ｔｓに置換わるだけである。すな
わ見ステップｌｌｓで設定される単位位相角Δφはクロ
ックパルスｐｋの１周期ｔｋ毎にスペース周波数ｆｓに
ついて生ずる位相角φの変化であり（１）式と同様に下
式（２）で定められる。

Δφ＝π・ｔｋ／ＴＳ　１０３８９１０．９３１１１１
１０１９９１．１１０１３０３０．（２）ここで留意す
べきは本発明においては元入力信号Ｔがマーク信号ｍか
らスペース信号Ｓへ、あるいはスペース信号Ｓからマー
ク信号ｍへ切換っても位相角φは連続的に持込される点
であり、次のステップ１２Ｂの位相角積算においては位
相角φの初期値としては前記の（２ｎπ十απ）が与え
られ、クロックパルスｐｋの入力毎に前記（２）式で表
わされる単位位相角Δφが加算、積算される。

次にステップ１２ｓ、１３ｓ、１４ｓ、１５ｓの手順の
内容はそれぞれ前記のステップ１２ｍ、　１３ｍ、　１
４ｍ。

１５ｍに全く等しい。又ステップ１６Ｓも前記ステップ
１６ｍと丁度対称的な働きをしており、元入力信号Ｔが
スペース信号Ｓの期間ではステップ１２ｓ〜１６ｓの手
順を繰返えし、元入力信号Ｔが再びマーク信号ｍに切換
るとステップｌ１ｍに分岐させる。

従って時点１１１で前記のように位相角φ（＝２０π＋
απ）が連続となることにより、第８図のように次に位
相角φが（２ｎπ十π）となる時点ｔ】１１（すなわち
時点ｔｌｌから位相角φが（１−α）πだけ追加積算さ
れ、従って時点ｔｌｌから時間（１−α）ＴＳを経過す
る時点）までは、前記のステップ１２ｍ〜１６ｍの説明
から容易に推察できるように、変調信号ＣＭはＨレベル
に保たれたのちＬレベルに切換わり、以後スペース信号
Ｓの維持される時点１１２までの期間（なおここで時点
ｔｌｌ〜ｔ１２の期間をビット間隔τ１１とする）は半
周期Ｔｓ毎にＨレベルとＬレベルが入れ替わるスペース
周波数ｆｓの矩形波の波形が変調信号ＣＭに表われる。

次に第８図時点１１０マーク信号ｍに切換ると（この時点ｔ１２ではスペース
周波数ｆｓの位相角φは第８図のように（（２ｎ＋１）
π＋βπ）で変調信号ＣＭはＬレベルであるものとする
、なおここでβは前記αと同じく便宜土用いる係数であ
１七この切換りはステップ１６ｓ”？：’検出され、マ
ーク周波数ｆｍ発振側のステップｌ１ｍに分岐する。し
かし乍らこの場合にも位相角φの初期値は前記の（（２
ｎ＋１）π＋βπ）として持越されるので、時点ｔ１２
ののち位相角φが（（２ｎ＋１）π＋π）となる時点ｔ
ｌ’２１　（すなわち時点ｔ１２から位相角φが（１−
β）πだけ追加積算され、従って時点１１２から時間（
１−β）Ｔｍを経過する時点）までは変調信号ＣＭはＬ
レベルに保たれたのち、Ｈレベルに切換わり、以後マー
ク信号ｍの維持される時点ｔ１３までの期間（なおここ
で時点ｔ１２〜ｔ１３の期間をビット間隔τ１２とする
）は、前記ビット期間τ１０と同様にマーク周波数ｆｍ
の波形が変調信号、ＣＭに表われる。

次に第８図時点ｔ１３においては、たまたまマーク周波
数ｆｍの位相角φが（２ｎ＋１）πの時点で切換りが生
じた場合を示し、以後位相角φがπだけ追加積算される
時点ｔ１３１までの期間（すなわち半周期Ｔ８を経過す
るまでの期間）Ｌレベルとなる波形で、スペース周波数
ｆｓの波形が変調信号ＣＭとして出力される。

このように本発明では搬送波周波数ｆｍ、ｆｓの切換り
の時点ｔｌｏ、　ｔｌｌ　、　ｔ１２．　ｔ１３・等の
附近で生ずる、周波数ｆｍ、ｆｓのパルス幅（半周期Ｔ
ｍ。

Ｔｓ）以外のパルスの幅は以上の説明から容易に推察で
きるようにＴｍとＴｓの間に納まり、従ってこの変調信
号ＣＭから作られる送信搬送波ＣＴの周波数スペクトラ
ムも伝送路の伝送周波数帯域に納まり、復調信号Ｒの復
調符号歪τｊも極めて少いものとなる。

なお第８図において元入力信号Ｔのビット間隔τ１０．
τ１１．τ１２は説明の便宜上等間隔に画かれていない
が、実際は前記ビット間隔τの所定の値を保っている。

前記のクロックパルスｐｋは一般に精度のよい高周波水
晶発根器などをもとにしそ作られるため、マーク周波数
ｆｍ、スペース周波数ｆｓ従って変調信号ＣＭは精度よ
く管理するこさができる。

またクロックパルスｐｋが低くて、位相計算を厳密に実
行できない場合は、πラジアン単位での切り上げ演算を
実行してやるだけでも前述の復調符号歪τＪを減じ得る
効果がある。すなわちこの方式は第８図を例にとった場
合時点ｔ１１におけるマーク周波数ｆｍからスペース周
波数ｆｓへの切換えは時点ｔｌｌにおけるマーク周波数
ｆｍの位相角φは前記のように（２ｎπ十απ）のため
、このαπの位相角がπとなる時点ｔｌ１２までＨレベ
レのマーク周波数ｆｍの波形を変調信号ＣＭとして出力
を続け、時点ｔ１１２において第８図時点ｔ１３におけ
る切換と同様にスペース周波数ｆｓへの切換えを行うも
のである。

この場合のＣＰＵの実行手順は第９図のように第７図の
フローチャートにステップ１７ｍ、１８ｍ１７８．１８
８が追加される形となる。なおここでステップ１７ｍ、
１８ｍはそれぞれステップ１７ｓ、１８８と全く等しい
内容を持つ。ここでステップ１７ｍ、１８ｍを代表例に
取って説明すると、ステップ１６ｍでマーク信号ｍから
、スペース信号Ｓへの元入力信号Ｔの切換えが検出され
ると、次にスペース信号Ｓの発振掲に移行するに先立っ
てステップ１７ｍでマーク信号ｆｍの位相角φがπの整
数倍（０を含む）になっているかどうかを判別し、整数
倍であればＹの分岐でステップＩＩｓすなわちスペース
周波数ｆｓの発振側に移行するが、整数倍でなければ（
Ｎの分岐）ステップ１８ｍにおいて前記ステップ１２ｍ
と同様の位相角の積算を行い、再びステップ１７ｍに戻
るこきを繰返しつつ、位相角φがπの整数倍になるまで
待つ。この間ステップ１６ｍで搬送波周波数の切換えが
検出された時点と同じＨレベル（ステップ１４ｍ）又は
Ｌレベル（ステップ１５ｍ）と同一のレベルの信号が出
カポ−）　１２１ｄに変調は１５ｍで出カポ−）　１２
１ｄに一度出力されたｌ（又はＬレベルの値は次に変更
出力があるまではハード的にラッチされているものとす
る。

前記の説明においてマーク、スペース両周波数ｆｍ、ｆ
ｓは共に矩形波であるとして説明したが、これは等しい
振幅を持つ正弦波であってもよく、後者とした場合は送
信用帯域フィルタ１３の構成を簡易化することができる
。これは前記フローチャート第７図、第９図におけるス
テップ１４１Ｔ１（１４ｓ）、１５ｍ（１５ｓ）におい
て単にＨ，ＬＬ／ベルの信号を出力ポート１２１ｄに出
力する代りに、この時点の位相角φに対応する正弦波の
振幅瞬時値のデータを出力し、該データを図外のＤ／Ａ
コンバータを介してアナログ信号とすることなどによっ
て実現することができる。

また本発明の実施例としては、以上のような２進情報に
対応した２種類の周波数（マーク周波数ｆｍとスペース
周波数ｆｓ）を含む変調信号を得る方式でなくてもよい
。例えば多値情報に対応した多数の所定周波数を順次結
合する多値ＦＳ変調方式にも本発明は適用でき同様の効
眼がある。

また上記説明において伝送路２は必須のものではなく無
線の場合にも本発明を適用することができる。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように本発明によればＦＳ変調
器の搬送波周波数の谷交流信号の位相角を共通の同期信
号を用いて演産し、該位相角に幼名Ｖる当該の交流信号
をそれぞれ変調信号として出力するとともに、搬送波周
波数の切換時点における前後の各交流信号の位相角を等
しくするようにしたので、次のような効果を挙げること
ができ信頼性の高い情報伝送システムを得ることができ
る。

（１）マーク、スペース周波数の各発振手段の基本部分
を同一のクロック源とし、これに必要に応じデジタル分
周処理を加えて位相（時間）計算を行なうため、安定で
精度の良い変調信号縫従って送信搬送波が得られる。

（２）Ｆ’Ｓ変調器の主要部分をデジタル化により無調
整化して簡単な回路構成とすることができる。

＋３）Ｆ’８変調変調度調歪（主に位相跳躍）がないの
で、搬送波のエネルギーが不必聾に分散することがなく
伝送線の伝送周波数帯域を有効に利用できる。

（４）受信側（ＦＳ復調器）において復調歪を発生させ
ないための理想的な受信搬送波を提供できる。

そのためＦＳ復調器には復調歪を押えるための余分な補
正回路が不要となり、部分の精度なども高くないもので
も使用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はＦＳ変復調装置を持つ情報伝送システムの基本
的な構成を示すブロック図、第２図は従来のＦＳ変復調
装置の各部の信号波形例を示す図、第３図はＦ８変調器
の原理構成を示す図、第４図はＦＳ変調器の各部の原理
的な波形を示す図、第５図は従来の各種の変調信号の波
形例を示す図、第６図は本発明における変調装置の構成
例を示すブロック図、第７図、第９図は本発明のＦＳ変
調器の動作を各実施例として説明するフローチャート。第８図は本発明のＦＳ変調器の動作を説明する各部信号
のタイムチャートである。１・・・変調装置、２・・・伝送路、３・・・復調装置
、１１・・パルス整形回路、１２１・・ＦＳ変調器、１
３．、。送信用帯域フィルタ、３１　受信用帯域フィルタ、３２
　・振幅制限器、３３　・周波数弁別器、３４・出力パ
ルス整形回路、Ｔ・・・元入力信号（被変調信号）、Ｃ
Ｍ・・・変調信号、ＣＴ・送信搬送波、ＣＲ・・・受信
搬送波、Ｒ・・・復調信号、ｍ・マーク信号、Ｓ・・・
スペース信号、ｆｍ・・マーク周波数、ｆｓ・・・スペ
ース周波数、Ｔｍ、Ｔｓ・・半周期、１２１ａ・・マイ
クロコンピュータ（マイコン）、１２１ｂ、・・基準ク
ロック発振器、ｐｋ・　クロックパルス、ｔｋ・・・周
期、Δφ・・・単位位相角、φ・・・位相角、α、β・
・・係数。Ｒ２１−１図 η 第２図

Claims

【特許請求の範囲】１）相互に振幅が等しく、異なる所定の周波数を−持つ
複数の交流信号を出力する発振手段、入力する元信号に
対応して前記交流信号を順次切換えて送信出力する交流
信号切換手段からなる変調装置と、前記の送信出力され
た信号を受信し、該信号に含まれる前記元信号を抽出す
る復調装置とからなる情報伝送システムにおいて、前記
発振手段ｃｔ共通の同期信号を出力する手段、該同期信
号を入力し、前記の各交流信号毎の位相角を演算する演
算手段、該演算手段によって演算された位相角に対応す
る当該の交流信号をそれぞれ出力する個ｇｌＪ周波数発
振手段からなると共に、前記交流信号切換手段は、前記
切換の時点において切換前後の各交流信号の位相が同一
となるように切換えることを特徴とするＦ８変変調式。２、特許請求の範囲第１項に記載の変調方式をこおいて
、前記交流信号切換手段は、前記切換のゝ時点において
、切換前の交流信号の位相がＯを含むπラジアンの整数
倍の値き異なるときは、該交流信号の出力を継続し、該
位相が次に最も早く該値に到達した時点で前記の切換を
行うことを特徴とするＦＳ変調方式。