JPS60153249A - Fs変調方式 - Google Patents
Fs変調方式Info
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- JPS60153249A JPS60153249A JP878084A JP878084A JPS60153249A JP S60153249 A JPS60153249 A JP S60153249A JP 878084 A JP878084 A JP 878084A JP 878084 A JP878084 A JP 878084A JP S60153249 A JPS60153249 A JP S60153249A
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- signal
- switching
- signals
- frequency
- modulation
- Prior art date
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2021—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change per symbol period is not constrained
- H04L27/2025—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change per symbol period is not constrained in which the phase changes in a piecewise linear manner within each symbol period
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
本発明は所定の異なった周波数を持つ複数の交流信号を
順次切換えて2進情報などを伝送するいわゆるFS変調
方式に関するものである。
順次切換えて2進情報などを伝送するいわゆるFS変調
方式に関するものである。
以下各図の説明において同一の符号は同−又は相当部分
を示す。まず第1図〜第5図に基づいて従来技術並びに
その問題点を説明する。第1図はF8変復調装置を持つ
情報伝送システムの基本的構成を示すブロック図、第2
図は従来のFS変復調装置各部の信号波形例を示す図、
第3図はFS変調器の原理構成図、第4図は第3図の各
部の原理的な波形を示す図、第5図は従来の各種の変調
信号の波形例を示す図である。
を示す。まず第1図〜第5図に基づいて従来技術並びに
その問題点を説明する。第1図はF8変復調装置を持つ
情報伝送システムの基本的構成を示すブロック図、第2
図は従来のFS変復調装置各部の信号波形例を示す図、
第3図はFS変調器の原理構成図、第4図は第3図の各
部の原理的な波形を示す図、第5図は従来の各種の変調
信号の波形例を示す図である。
さて 1.0 の2進論理信号を用いて情報処理を行う
装置同志の間で行なわれる情報伝送のための装置として
変復調装置がある。これは情報伝送路のノイズ環境に耐
えて正確な情報伝送が行なえるように考えられたもので
あり、送信すべき元の信号(この場合は前記2進論理信
号)を情報伝送路の伝送可能な周波数帯域の信号に変換
(変調と言う)して搬送波として送出する変調装置と、
受信した信号を元の信号に変換(復調という)するため
の復調装置とから構成される。ここで送信した元の信号
のパルス系列はそのまま正確に受信されるものではなく
、各種の原因によって復調波形に歪が生じ、受信情報の
判定誤りのもとになることを考えなければならず、その
原因には次のようなものがある。
装置同志の間で行なわれる情報伝送のための装置として
変復調装置がある。これは情報伝送路のノイズ環境に耐
えて正確な情報伝送が行なえるように考えられたもので
あり、送信すべき元の信号(この場合は前記2進論理信
号)を情報伝送路の伝送可能な周波数帯域の信号に変換
(変調と言う)して搬送波として送出する変調装置と、
受信した信号を元の信号に変換(復調という)するため
の復調装置とから構成される。ここで送信した元の信号
のパルス系列はそのまま正確に受信されるものではなく
、各種の原因によって復調波形に歪が生じ、受信情報の
判定誤りのもとになることを考えなければならず、その
原因には次のようなものがある。
■ 伝送路で混入するノイズが大きい場合、搬送波は位
相歪を受けやすくなり、受信側での復−調信号にそのま
ま変換されて出現する。
相歪を受けやすくなり、受信側での復−調信号にそのま
ま変換されて出現する。
■ 復調装置におい−C回路構成上の諸要因(例えば電
源電圧変動2部品の定数変動・劣化など)によって復調
歪が大きくなり正確な論理情報判定ができなくなる。
源電圧変動2部品の定数変動・劣化など)によって復調
歪が大きくなり正確な論理情報判定ができなくなる。
■ 変調装置において、元の信号を搬送波に変換する時
に、後に復調歪の原因となる変調歪が発生する。変調歪
の程度によっては復調側では重大問題となってくる。
に、後に復調歪の原因となる変調歪が発生する。変調歪
の程度によっては復調側では重大問題となってくる。
これらの原因は、伝送する情報の速度、変復調方式2機
能実現のための回路構成などと深い関係がある。一般に
伝送速度を上げようとするほど変復調装置と伝送路に対
してめる性能も厳しくなり、復調歪の絶対値も小さいこ
とが必要となる。
能実現のための回路構成などと深い関係がある。一般に
伝送速度を上げようとするほど変復調装置と伝送路に対
してめる性能も厳しくなり、復調歪の絶対値も小さいこ
とが必要となる。
一般的に回路構成が簡単でノイズに強い変復調方式とし
てFM方式(周波数変調方式)があり、これは2進情報
の変復調の場合、F S (FrequencyShi
ftKeying)方式とも称される。この方式による
変復調装置は経済的に実現できるため実用例が多い0 次に第1図、第2図によりこのようなFS変復調装置の
構成と動作を述べる。
てFM方式(周波数変調方式)があり、これは2進情報
の変復調の場合、F S (FrequencyShi
ftKeying)方式とも称される。この方式による
変復調装置は経済的に実現できるため実用例が多い0 次に第1図、第2図によりこのようなFS変復調装置の
構成と動作を述べる。
被変調信号である元入力信号Tは第2図のようにビット
間隔τの矩形波状のパルスで構成され、Sは論理 Oを
示すスペース信号、mは論理 1を示すマーク信号であ
る。この元入力信号Tは第1図の変調装置1に入力され
、パルス整形回路11で整形されたのち、FS変調器1
2でFS変調され変調信号CM(後述)となり、送信用
帯域フィルタ13を介し、送信搬送波CTとして伝送路
2へ送出される。送信搬送波CTは第2図のように元入
力信号Tの論理値 1 (マーク信号m)、0(スペー
ス信号S)に対応した各所定のマーク周波数fm、スペ
ース周波数fsからなる振幅一定の疎密波である。この
送信搬送波CTに伝送路2上でノイズNが重畳し、第2
図受信搬送波CRのような波形となって第1図復調装置
3に到達する。
間隔τの矩形波状のパルスで構成され、Sは論理 Oを
示すスペース信号、mは論理 1を示すマーク信号であ
る。この元入力信号Tは第1図の変調装置1に入力され
、パルス整形回路11で整形されたのち、FS変調器1
2でFS変調され変調信号CM(後述)となり、送信用
帯域フィルタ13を介し、送信搬送波CTとして伝送路
2へ送出される。送信搬送波CTは第2図のように元入
力信号Tの論理値 1 (マーク信号m)、0(スペー
ス信号S)に対応した各所定のマーク周波数fm、スペ
ース周波数fsからなる振幅一定の疎密波である。この
送信搬送波CTに伝送路2上でノイズNが重畳し、第2
図受信搬送波CRのような波形となって第1図復調装置
3に到達する。
復調装置3では受信搬送波CRは受信用帯域フィルタ3
1.振巾制限器32を介して振巾が制限された第2図整
形受信搬送波CLのような波形の信号となる。この整形
受信搬送波CLはさらに第1図周波数弁別器33と出力
パルス整形回路34とを介して復調信号Rとして出力さ
れる。
1.振巾制限器32を介して振巾が制限された第2図整
形受信搬送波CLのような波形の信号となる。この整形
受信搬送波CLはさらに第1図周波数弁別器33と出力
パルス整形回路34とを介して復調信号Rとして出力さ
れる。
復調信号Rは、理想的な場合第2図理想復調信号Riの
ように、元入力信号Tにおけるビット間隔τの矩形波が
正確に復元されるべきである。しかし実際は実復調信号
Raのような復調符号歪(ジッタ)τjを持った波形が
あられれる。すなわち実復調信号Raにおいて理想復調
信号Riに対応する波形を実線で示すとすれば、この矩
形波の立上り又は立下りの位相が斜線で示した範囲で進
み又は遅れ側に変動して点線の波形のようになりビット
間隔ては71〜τ5のように成る部分では狭く成る部分
では広く変化することになる。
ように、元入力信号Tにおけるビット間隔τの矩形波が
正確に復元されるべきである。しかし実際は実復調信号
Raのような復調符号歪(ジッタ)τjを持った波形が
あられれる。すなわち実復調信号Raにおいて理想復調
信号Riに対応する波形を実線で示すとすれば、この矩
形波の立上り又は立下りの位相が斜線で示した範囲で進
み又は遅れ側に変動して点線の波形のようになりビット
間隔ては71〜τ5のように成る部分では狭く成る部分
では広く変化することになる。
先に述べたように復調符号歪τjが大きくなると、受信
側では実復調信号Raを所定の間隔でサンプリングしつ
つ論理値を判断するので受信情報の 1復 “O“の判定誤りが生ずるため、実際のFS変−調1装
置では各種の手段によって復調符号歪を小さくする工夫
がされている。例えば■搬送波周波数径ってスペース周
波数fs及びマーク周波数fmを安定に保つ、■搬送波
周波数の、周波数fs−+fm又はf m−+ f s
の切換回路に抵抗とコンデンサ又はインダクタンスを挿
入して一時的に波形をなまらせることなどにより、切換
スイッチング時におけるトランジェントを、少なくする
工夫をする、■送信搬送波CTのエネルギーを限られた
周波数帯域の伝送路2で有効に伝送するための工夫をす
る、■周波数弁別器33の弁別性能の精度と安定性に注
意をする、■復調のための出力パルス整形回路34の整
形性能の精度と安定性に注意をする、などの点である。
側では実復調信号Raを所定の間隔でサンプリングしつ
つ論理値を判断するので受信情報の 1復 “O“の判定誤りが生ずるため、実際のFS変−調1装
置では各種の手段によって復調符号歪を小さくする工夫
がされている。例えば■搬送波周波数径ってスペース周
波数fs及びマーク周波数fmを安定に保つ、■搬送波
周波数の、周波数fs−+fm又はf m−+ f s
の切換回路に抵抗とコンデンサ又はインダクタンスを挿
入して一時的に波形をなまらせることなどにより、切換
スイッチング時におけるトランジェントを、少なくする
工夫をする、■送信搬送波CTのエネルギーを限られた
周波数帯域の伝送路2で有効に伝送するための工夫をす
る、■周波数弁別器33の弁別性能の精度と安定性に注
意をする、■復調のための出力パルス整形回路34の整
形性能の精度と安定性に注意をする、などの点である。
このなかで■は特に効果が大きいが元入力信号Tのビッ
トレートすなわち単位時間当りに送信し得るビット数の
範囲が限定され、ビットレートを広範囲に可変とするこ
とができない欠点がある。
トレートすなわち単位時間当りに送信し得るビット数の
範囲が限定され、ビットレートを広範囲に可変とするこ
とができない欠点がある。
次に以上のことをわかりやすく第3図及び第4図で説明
する。第3図のFS変調器12の原理構成図において、
マーク周波数発振器Omとスペース周波数発振器Osの
各出力(マーク周波数fm。
する。第3図のFS変調器12の原理構成図において、
マーク周波数発振器Omとスペース周波数発振器Osの
各出力(マーク周波数fm。
スペース周波数fS)、及び被変調信号である元入力信
号Tは、周波数切換器Mdに接続されている。
号Tは、周波数切換器Mdに接続されている。
切換器Mdの出力(変調信号CM)は前記送信用帯域フ
ィルタ13に入力され送信搬送波CTとして出力される
。
ィルタ13に入力され送信搬送波CTとして出力される
。
すなわち第4図のように、マーク周波数fm(!ニスパ
ー1周波数fsは、切換器Mdにおいて、元入力信号T
により切換えのスイッチングが行われ、周波数fmとf
sの各波形の太く画かれた部分がそれぞれ切り取られて
順次組合され変調信号CMとなる。この信号CMは送信
用帯域フィルタ13に入力されると高調波成分が除かれ
第4図のような正弦波状の送信搬送波CTとして伝送路
2に送出される。ただし第4図ではマーク周波数fm、
スペース周波数fsは矩形波として示されているが、こ
れに代り予め正弦波とすることもできる。
ー1周波数fsは、切換器Mdにおいて、元入力信号T
により切換えのスイッチングが行われ、周波数fmとf
sの各波形の太く画かれた部分がそれぞれ切り取られて
順次組合され変調信号CMとなる。この信号CMは送信
用帯域フィルタ13に入力されると高調波成分が除かれ
第4図のような正弦波状の送信搬送波CTとして伝送路
2に送出される。ただし第4図ではマーク周波数fm、
スペース周波数fsは矩形波として示されているが、こ
れに代り予め正弦波とすることもできる。
ところで第4図ではこの変調信号CMは周波数fm−+
fs叉びfs−+fmの切換時点tl、t2で連続にな
るように表現されているが、これはきわめて特別な場合
にだけ成り立つ現象である。つまりこのようになるため
には、最初の切換時点t1で画周波数fm、fsの位相
をそろえたあとはビット間隔てが各周波数fm、fsの
周期2 Tm = 1 / f m 、 2 Ts=1
/fs(なおここでTm、Tsを半周期と呼ぶ)の各々
の整数倍になっていると言う条件が常に保たれねばなら
ず、従って両発振器Om、Os同志で相互の位相ずれや
周波数のずれが発生してはならないし、元入力信号Tと
両発振器Om、Osとの同期もくずれてはならない。し
かしこのことは、特定のビットレート(即ち特定のビッ
ト間隔τ)の場合には実現できるとしても、ビットレー
トを可変にでき、しかも前記切換時点の位相が連続なF
S変調器を実現することは困帷のため、前記のようなジ
ッタは不可避なものとされていたのが実情である。
fs叉びfs−+fmの切換時点tl、t2で連続にな
るように表現されているが、これはきわめて特別な場合
にだけ成り立つ現象である。つまりこのようになるため
には、最初の切換時点t1で画周波数fm、fsの位相
をそろえたあとはビット間隔てが各周波数fm、fsの
周期2 Tm = 1 / f m 、 2 Ts=1
/fs(なおここでTm、Tsを半周期と呼ぶ)の各々
の整数倍になっていると言う条件が常に保たれねばなら
ず、従って両発振器Om、Os同志で相互の位相ずれや
周波数のずれが発生してはならないし、元入力信号Tと
両発振器Om、Osとの同期もくずれてはならない。し
かしこのことは、特定のビットレート(即ち特定のビッ
ト間隔τ)の場合には実現できるとしても、ビットレー
トを可変にでき、しかも前記切換時点の位相が連続なF
S変調器を実現することは困帷のため、前記のようなジ
ッタは不可避なものとされていたのが実情である。
第5図ではこのようにして現実に生ずる位相跳躍のある
変調信号CMの例CMI〜CM4を示した。
変調信号CMの例CMI〜CM4を示した。
同図切換時点tl、t2において変調信号CMIは位相
が連続する場合を示し、変調信号CM2〜CM4は位相
が不連続となった場合を示している。
が連続する場合を示し、変調信号CM2〜CM4は位相
が不連続となった場合を示している。
このように従来のFS変調器12では、変調信号CM1
のような信号を常に得ることが、はとんど不可能であっ
た。
のような信号を常に得ることが、はとんど不可能であっ
た。
送信搬送波CTを構成するマーク、スペース周波数fm
、fs(搬送波周波数ともいう)の交互の切換時点t1
.t2に位相が不連続であれば、瞬時周波数が所定の伝
送帯域幅から外れてしまい、エネルギー伝達効率が極端
に劣化するため、受信側での復調符号歪τJが大きくな
る。すなわち第5図切換時点t1.t2における変調信
号CMの波形には、パルス51.52のように広幅(半
周期Tm、■Tsの和)のパルスや、パルス53.54
のよウニ狭幅のパルスが含まれるため、切換時点t1.
t2の附近では、これらの変調信号CMの周波数スペク
トラムには周波数fm、fsよりも高い周波数及び低い
周波数が広範囲に分布することとなるが、伝送路2が伝
送し得る周波数の帯域は周波数fm。
、fs(搬送波周波数ともいう)の交互の切換時点t1
.t2に位相が不連続であれば、瞬時周波数が所定の伝
送帯域幅から外れてしまい、エネルギー伝達効率が極端
に劣化するため、受信側での復調符号歪τJが大きくな
る。すなわち第5図切換時点t1.t2における変調信
号CMの波形には、パルス51.52のように広幅(半
周期Tm、■Tsの和)のパルスや、パルス53.54
のよウニ狭幅のパルスが含まれるため、切換時点t1.
t2の附近では、これらの変調信号CMの周波数スペク
トラムには周波数fm、fsよりも高い周波数及び低い
周波数が広範囲に分布することとなるが、伝送路2が伝
送し得る周波数の帯域は周波数fm。
fsの附近の周波数帯域に限られ、受信搬送波CRの周
波数スペクトラムからは、この帯域外の周波数は除かれ
てしまっているため、復調装置3では切換時点t1.t
2の附近の変調信号CMの波形を忠実に再現することが
できず、従って元入力信号Tの復調符号歪τjが大とな
る。
波数スペクトラムからは、この帯域外の周波数は除かれ
てしまっているため、復調装置3では切換時点t1.t
2の附近の変調信号CMの波形を忠実に再現することが
できず、従って元入力信号Tの復調符号歪τjが大とな
る。
以上のことは、従来のFS変復調装置における大きな技
術的なネックとなっていた。
術的なネックとなっていた。
この発明は前記の問題点を除き、ビットレートを可変し
ても搬送波周波数の切換時点における位相の跳躍を生ず
ることなく、信頼性の高い情報伝送システムを構築でき
るF8変変調式を提供することを目的とする。
ても搬送波周波数の切換時点における位相の跳躍を生ず
ることなく、信頼性の高い情報伝送システムを構築でき
るF8変変調式を提供することを目的とする。
この発明の要点は相互に振幅が等しく、異なる所定の周
波数(マーク周波数、スペース周波数など)を持つ複数
の矩形波、正弦波などの交流信号を出力するCPUなど
の発振手段、入力する元信号(元入力信号)延対応中の
マーク信号、スペース信号などに対応して前記交流信号
を順次切換えて変調信号とし、フィルタなどを介して送
信出力するCPUなどの交流信号切換手段からなる変調
装置と、前記の送信出力さ79.た信号を受信搬送波と
して受信し、該信号に含まれる前記元信号を復調信号と
して抽出する復調装置とからなる情報伝送システムにお
いて、前記発振手段は共通の同期信号(クロックパルス
など)を出力する手段(基準クロック発振器など)、該
同期信号を入力し、前記の各交流信号毎の位相角を演算
する演算手段(CPUなど)、該演算手段によって演算
された位相角に対応する当該の交流信号をそれぞれ出力
する個別周波数発振手段(CPUなど)からなる吉共に
、前記交流信号切換手段は、前記切換の時点において切
換前後の各交流信号の位相が同一となるように切換える
ようにした点と、前記交流信号切換手段は、前記切換の
時点において、切換前の交流信号の位相がOを含むπラ
ジアンの整数倍の値と異なるときは、該交流信号の出力
を継続し、該位相が次に最も早く該値に到達した時点で
前記の切換を行うようにした点にある。
波数(マーク周波数、スペース周波数など)を持つ複数
の矩形波、正弦波などの交流信号を出力するCPUなど
の発振手段、入力する元信号(元入力信号)延対応中の
マーク信号、スペース信号などに対応して前記交流信号
を順次切換えて変調信号とし、フィルタなどを介して送
信出力するCPUなどの交流信号切換手段からなる変調
装置と、前記の送信出力さ79.た信号を受信搬送波と
して受信し、該信号に含まれる前記元信号を復調信号と
して抽出する復調装置とからなる情報伝送システムにお
いて、前記発振手段は共通の同期信号(クロックパルス
など)を出力する手段(基準クロック発振器など)、該
同期信号を入力し、前記の各交流信号毎の位相角を演算
する演算手段(CPUなど)、該演算手段によって演算
された位相角に対応する当該の交流信号をそれぞれ出力
する個別周波数発振手段(CPUなど)からなる吉共に
、前記交流信号切換手段は、前記切換の時点において切
換前後の各交流信号の位相が同一となるように切換える
ようにした点と、前記交流信号切換手段は、前記切換の
時点において、切換前の交流信号の位相がOを含むπラ
ジアンの整数倍の値と異なるときは、該交流信号の出力
を継続し、該位相が次に最も早く該値に到達した時点で
前記の切換を行うようにした点にある。
以下第6図〜第9図に基づいて本発明を説明する。第6
図は本発明における変調装置1の構成を示すブロック図
、第7図、第9図は同じく変調装置1内のF8変調器1
21の動作を各実施例として説明するフローチャート、
第8図は同じ(FS変調器121の動作を説明する各部
信号のタイムチャートである。
図は本発明における変調装置1の構成を示すブロック図
、第7図、第9図は同じく変調装置1内のF8変調器1
21の動作を各実施例として説明するフローチャート、
第8図は同じ(FS変調器121の動作を説明する各部
信号のタイムチャートである。
第6図において、FS変調器121はCP U、ROM
。
。
1’tAMなどかならるマイクロコンピュータ(マイコ
る基準クロック発振器121bから成立つ。なお121
c、121dはそれぞれマイコン121a内の入力ボー
ト、出力ボートである。
る基準クロック発振器121bから成立つ。なお121
c、121dはそれぞれマイコン121a内の入力ボー
ト、出力ボートである。
このFS変調器121内のCPUはパルス整形回路11
を介して入力ポート121Cに入力される被変調信号と
しての元入力信号Tのマーク信号mの部分およびスペー
ス信号Sの部分を常に監視し、この信号m又はSに応じ
て、出カポ−)121dに判別、演算等の結果であるH
ighレベル(Hレベルと略す)、Lowレベル(Lレ
ベルと略す)からなる矩形波の変調信号CMを出力する
。
を介して入力ポート121Cに入力される被変調信号と
しての元入力信号Tのマーク信号mの部分およびスペー
ス信号Sの部分を常に監視し、この信号m又はSに応じ
て、出カポ−)121dに判別、演算等の結果であるH
ighレベル(Hレベルと略す)、Lowレベル(Lレ
ベルと略す)からなる矩形波の変調信号CMを出力する
。
次に第7図〜第9図を用いてF8変調器121の動作を
説明する。いま第8図時点110においてF8変調器1
21内のCPUがプログラムの実行を開始したものとす
ると、第7図ステップ101においてマーク周波数fm
又はスペース周波数fsの発振の位相角φは0に初期設
定され、ステップ102において入力ポート121Cに
入力される元入力信号Tがマーク信号mであるかスペー
ス信号Sであるかを判別する。時点110からはマーク
信号mが人力されているので、次に第7図ステップl1
mに入りマーク周波数fmの発振動作が一始される。ス
テップl1mではマーク周波数fmに対応するtjfL
位位相角Δφが設定される。ここで単位位相角Δφ吉は
基準クロック発振器121bから出力されるクロックパ
ルスpk(ただし必要に応じこれをさらに分周したもの
であってもよい)の1周期tk毎の、マーク周波数fm
(この半周期は前記のようにTmである)についての位
相角φの変化であり、クロックパルスpkの入力毎に単
位位相角Δφたけ−7−り周波数fmの位相角φが進む
ことになる。すなわち位相角をラジアンで表すと、単位
位相角Δφは下式(1)で定められ設定される。
説明する。いま第8図時点110においてF8変調器1
21内のCPUがプログラムの実行を開始したものとす
ると、第7図ステップ101においてマーク周波数fm
又はスペース周波数fsの発振の位相角φは0に初期設
定され、ステップ102において入力ポート121Cに
入力される元入力信号Tがマーク信号mであるかスペー
ス信号Sであるかを判別する。時点110からはマーク
信号mが人力されているので、次に第7図ステップl1
mに入りマーク周波数fmの発振動作が一始される。ス
テップl1mではマーク周波数fmに対応するtjfL
位位相角Δφが設定される。ここで単位位相角Δφ吉は
基準クロック発振器121bから出力されるクロックパ
ルスpk(ただし必要に応じこれをさらに分周したもの
であってもよい)の1周期tk毎の、マーク周波数fm
(この半周期は前記のようにTmである)についての位
相角φの変化であり、クロックパルスpkの入力毎に単
位位相角Δφたけ−7−り周波数fmの位相角φが進む
ことになる。すなわち位相角をラジアンで表すと、単位
位相角Δφは下式(1)で定められ設定される。
Δφ=π・tk/Tm ・・ ・・・・・−・・・−・
・ (1)次に第7図ステップ12mでは、CPUはク
ロックパルスpkの入力ごとに単位位相角Δφを積算し
て位相角φをめ、ステップ13mで位相角φの大きさを
判定する。この判定は、位相角φが0〜π(一般的には
2nπ〜(2n+1)π・・・ただしnは0を含む任意
の整数)の間にあるか、π〜2π(一般的には(2n+
Dπ〜2(n+1)π)の間にあるかを調べる。前者で
あれば、第7図ステップ14mに分岐して変調信号CM
の矩形波を出力ボート121dからHレベルとして出力
し、後者の場合はステップ15mに分岐して同じく変調
信号CMをLレベルとして出力する。
・ (1)次に第7図ステップ12mでは、CPUはク
ロックパルスpkの入力ごとに単位位相角Δφを積算し
て位相角φをめ、ステップ13mで位相角φの大きさを
判定する。この判定は、位相角φが0〜π(一般的には
2nπ〜(2n+1)π・・・ただしnは0を含む任意
の整数)の間にあるか、π〜2π(一般的には(2n+
Dπ〜2(n+1)π)の間にあるかを調べる。前者で
あれば、第7図ステップ14mに分岐して変調信号CM
の矩形波を出力ボート121dからHレベルとして出力
し、後者の場合はステップ15mに分岐して同じく変調
信号CMをLレベルとして出力する。
第8図時点110からは位相角φはOからスタートして
いるので変調信号CMはHレビルとして出テ 力され、ステップ16mにおいてス1ツブ102と同様
に元入力信号Tを判別する。この場合は依然としてマー
ク信号mが継続しているので、再びステップ12mに戻
り先の位相角φに単位位相角Δφを加算、積算して前記
のステップ13m、 14m(又は15m)、15mの
手順を繰返えす。このようにして時点t10(位相角φ
=0)ののち、(位相角φ)=π、となる迄、すなわち
マーク周波数fmの半周期Tmの時間を経過する時点t
1o1iでは変調信号CMはHレベルに保たれ、位相角
φがπ〜2πの期間、すなわち次の半周期Tmの期間は
変調信号CMはLレベルに保たれる。このようにして第
8図時点110から時点111までのマーク信号mの↑ 期間(ビット間隅取io)〜には変調信号CMには半周
期Tmのマーク周波数fmの矩形波の波形が表れる。
いるので変調信号CMはHレビルとして出テ 力され、ステップ16mにおいてス1ツブ102と同様
に元入力信号Tを判別する。この場合は依然としてマー
ク信号mが継続しているので、再びステップ12mに戻
り先の位相角φに単位位相角Δφを加算、積算して前記
のステップ13m、 14m(又は15m)、15mの
手順を繰返えす。このようにして時点t10(位相角φ
=0)ののち、(位相角φ)=π、となる迄、すなわち
マーク周波数fmの半周期Tmの時間を経過する時点t
1o1iでは変調信号CMはHレベルに保たれ、位相角
φがπ〜2πの期間、すなわち次の半周期Tmの期間は
変調信号CMはLレベルに保たれる。このようにして第
8図時点110から時点111までのマーク信号mの↑ 期間(ビット間隅取io)〜には変調信号CMには半周
期Tmのマーク周波数fmの矩形波の波形が表れる。
次に時点illで元入力信号Tがスペース信号Sに切メ
苓と(この時マーク周波数fmにおける位相角φは第8
図のように(2nπ+απ)であり、変調信号CMには
Hレベルが出力されていたものとする、なおここでαは
位相角を表わすために便宜上用いる係数である)、この
切換りは第7図ステップ16mで判別され、次からはス
ペース信号Sを発振する側のステップllsに移り、ス
ペース周波数fsに対応する単位位相角Δφが設定され
る。ステップ11sは前記のステップl1mに対応する
ものであり、相異は前者の半周期Tmが後者ではスペー
ス周波数fsの半周期Tsに置換わるだけである。すな
わ見ステップllsで設定される単位位相角Δφはクロ
ックパルスpkの1周期tk毎にスペース周波数fsに
ついて生ずる位相角φの変化であり(1)式と同様に下
式(2)で定められる。
苓と(この時マーク周波数fmにおける位相角φは第8
図のように(2nπ+απ)であり、変調信号CMには
Hレベルが出力されていたものとする、なおここでαは
位相角を表わすために便宜上用いる係数である)、この
切換りは第7図ステップ16mで判別され、次からはス
ペース信号Sを発振する側のステップllsに移り、ス
ペース周波数fsに対応する単位位相角Δφが設定され
る。ステップ11sは前記のステップl1mに対応する
ものであり、相異は前者の半周期Tmが後者ではスペー
ス周波数fsの半周期Tsに置換わるだけである。すな
わ見ステップllsで設定される単位位相角Δφはクロ
ックパルスpkの1周期tk毎にスペース周波数fsに
ついて生ずる位相角φの変化であり(1)式と同様に下
式(2)で定められる。
Δφ=π・tk/TS 1038910.931111
101991.11013030.(2)ここで留意す
べきは本発明においては元入力信号Tがマーク信号mか
らスペース信号Sへ、あるいはスペース信号Sからマー
ク信号mへ切換っても位相角φは連続的に持込される点
であり、次のステップ12Bの位相角積算においては位
相角φの初期値としては前記の(2nπ十απ)が与え
られ、クロックパルスpkの入力毎に前記(2)式で表
わされる単位位相角Δφが加算、積算される。
101991.11013030.(2)ここで留意す
べきは本発明においては元入力信号Tがマーク信号mか
らスペース信号Sへ、あるいはスペース信号Sからマー
ク信号mへ切換っても位相角φは連続的に持込される点
であり、次のステップ12Bの位相角積算においては位
相角φの初期値としては前記の(2nπ十απ)が与え
られ、クロックパルスpkの入力毎に前記(2)式で表
わされる単位位相角Δφが加算、積算される。
次にステップ12s、13s、14s、15sの手順の
内容はそれぞれ前記のステップ12m、 13m、 1
4m。
内容はそれぞれ前記のステップ12m、 13m、 1
4m。
15mに全く等しい。又ステップ16Sも前記ステップ
16mと丁度対称的な働きをしており、元入力信号Tが
スペース信号Sの期間ではステップ12s〜16sの手
順を繰返えし、元入力信号Tが再びマーク信号mに切換
るとステップl1mに分岐させる。
16mと丁度対称的な働きをしており、元入力信号Tが
スペース信号Sの期間ではステップ12s〜16sの手
順を繰返えし、元入力信号Tが再びマーク信号mに切換
るとステップl1mに分岐させる。
従って時点111で前記のように位相角φ(=20π+
απ)が連続となることにより、第8図のように次に位
相角φが(2nπ十π)となる時点t】11(すなわち
時点tllから位相角φが(1−α)πだけ追加積算さ
れ、従って時点tllから時間(1−α)TSを経過す
る時点)までは、前記のステップ12m〜16mの説明
から容易に推察できるように、変調信号CMはHレベル
に保たれたのちLレベルに切換わり、以後スペース信号
Sの維持される時点112までの期間(なおここで時点
tll〜t12の期間をビット間隔τ11とする)は半
周期Ts毎にHレベルとLレベルが入れ替わるスペース
周波数fsの矩形波の波形が変調信号CMに表われる。
απ)が連続となることにより、第8図のように次に位
相角φが(2nπ十π)となる時点t】11(すなわち
時点tllから位相角φが(1−α)πだけ追加積算さ
れ、従って時点tllから時間(1−α)TSを経過す
る時点)までは、前記のステップ12m〜16mの説明
から容易に推察できるように、変調信号CMはHレベル
に保たれたのちLレベルに切換わり、以後スペース信号
Sの維持される時点112までの期間(なおここで時点
tll〜t12の期間をビット間隔τ11とする)は半
周期Ts毎にHレベルとLレベルが入れ替わるスペース
周波数fsの矩形波の波形が変調信号CMに表われる。
次に第8図時点110
マーク信号mに切換ると(この時点t12ではスペース
周波数fsの位相角φは第8図のように((2n+1)
π+βπ)で変調信号CMはLレベルであるものとする
、なおここでβは前記αと同じく便宜土用いる係数であ
1七この切換りはステップ16s”?:’検出され、マ
ーク周波数fm発振側のステップl1mに分岐する。し
かし乍らこの場合にも位相角φの初期値は前記の((2
n+1)π+βπ)として持越されるので、時点t12
ののち位相角φが((2n+1)π+π)となる時点t
l’21 (すなわち時点t12から位相角φが(1−
β)πだけ追加積算され、従って時点112から時間(
1−β)Tmを経過する時点)までは変調信号CMはL
レベルに保たれたのち、Hレベルに切換わり、以後マー
ク信号mの維持される時点t13までの期間(なおここ
で時点t12〜t13の期間をビット間隔τ12とする
)は、前記ビット期間τ10と同様にマーク周波数fm
の波形が変調信号、CMに表われる。
周波数fsの位相角φは第8図のように((2n+1)
π+βπ)で変調信号CMはLレベルであるものとする
、なおここでβは前記αと同じく便宜土用いる係数であ
1七この切換りはステップ16s”?:’検出され、マ
ーク周波数fm発振側のステップl1mに分岐する。し
かし乍らこの場合にも位相角φの初期値は前記の((2
n+1)π+βπ)として持越されるので、時点t12
ののち位相角φが((2n+1)π+π)となる時点t
l’21 (すなわち時点t12から位相角φが(1−
β)πだけ追加積算され、従って時点112から時間(
1−β)Tmを経過する時点)までは変調信号CMはL
レベルに保たれたのち、Hレベルに切換わり、以後マー
ク信号mの維持される時点t13までの期間(なおここ
で時点t12〜t13の期間をビット間隔τ12とする
)は、前記ビット期間τ10と同様にマーク周波数fm
の波形が変調信号、CMに表われる。
次に第8図時点t13においては、たまたまマーク周波
数fmの位相角φが(2n+1)πの時点で切換りが生
じた場合を示し、以後位相角φがπだけ追加積算される
時点t131までの期間(すなわち半周期T8を経過す
るまでの期間)Lレベルとなる波形で、スペース周波数
fsの波形が変調信号CMとして出力される。
数fmの位相角φが(2n+1)πの時点で切換りが生
じた場合を示し、以後位相角φがπだけ追加積算される
時点t131までの期間(すなわち半周期T8を経過す
るまでの期間)Lレベルとなる波形で、スペース周波数
fsの波形が変調信号CMとして出力される。
このように本発明では搬送波周波数fm、fsの切換り
の時点tlo、 tll 、 t12. t13・等の
附近で生ずる、周波数fm、fsのパルス幅(半周期T
m。
の時点tlo、 tll 、 t12. t13・等の
附近で生ずる、周波数fm、fsのパルス幅(半周期T
m。
Ts)以外のパルスの幅は以上の説明から容易に推察で
きるようにTmとTsの間に納まり、従ってこの変調信
号CMから作られる送信搬送波CTの周波数スペクトラ
ムも伝送路の伝送周波数帯域に納まり、復調信号Rの復
調符号歪τjも極めて少いものとなる。
きるようにTmとTsの間に納まり、従ってこの変調信
号CMから作られる送信搬送波CTの周波数スペクトラ
ムも伝送路の伝送周波数帯域に納まり、復調信号Rの復
調符号歪τjも極めて少いものとなる。
なお第8図において元入力信号Tのビット間隔τ10.
τ11.τ12は説明の便宜上等間隔に画かれていない
が、実際は前記ビット間隔τの所定の値を保っている。
τ11.τ12は説明の便宜上等間隔に画かれていない
が、実際は前記ビット間隔τの所定の値を保っている。
前記のクロックパルスpkは一般に精度のよい高周波水
晶発根器などをもとにしそ作られるため、マーク周波数
fm、スペース周波数fs従って変調信号CMは精度よ
く管理するこさができる。
晶発根器などをもとにしそ作られるため、マーク周波数
fm、スペース周波数fs従って変調信号CMは精度よ
く管理するこさができる。
またクロックパルスpkが低くて、位相計算を厳密に実
行できない場合は、πラジアン単位での切り上げ演算を
実行してやるだけでも前述の復調符号歪τJを減じ得る
効果がある。すなわちこの方式は第8図を例にとった場
合時点t11におけるマーク周波数fmからスペース周
波数fsへの切換えは時点tllにおけるマーク周波数
fmの位相角φは前記のように(2nπ十απ)のため
、このαπの位相角がπとなる時点tl12までHレベ
レのマーク周波数fmの波形を変調信号CMとして出力
を続け、時点t112において第8図時点t13におけ
る切換と同様にスペース周波数fsへの切換えを行うも
のである。
行できない場合は、πラジアン単位での切り上げ演算を
実行してやるだけでも前述の復調符号歪τJを減じ得る
効果がある。すなわちこの方式は第8図を例にとった場
合時点t11におけるマーク周波数fmからスペース周
波数fsへの切換えは時点tllにおけるマーク周波数
fmの位相角φは前記のように(2nπ十απ)のため
、このαπの位相角がπとなる時点tl12までHレベ
レのマーク周波数fmの波形を変調信号CMとして出力
を続け、時点t112において第8図時点t13におけ
る切換と同様にスペース周波数fsへの切換えを行うも
のである。
この場合のCPUの実行手順は第9図のように第7図の
フローチャートにステップ17m、18m178.18
8が追加される形となる。なおここでステップ17m、
18mはそれぞれステップ17s、188と全く等しい
内容を持つ。ここでステップ17m、18mを代表例に
取って説明すると、ステップ16mでマーク信号mから
、スペース信号Sへの元入力信号Tの切換えが検出され
ると、次にスペース信号Sの発振掲に移行するに先立っ
てステップ17mでマーク信号fmの位相角φがπの整
数倍(0を含む)になっているかどうかを判別し、整数
倍であればYの分岐でステップIIsすなわちスペース
周波数fsの発振側に移行するが、整数倍でなければ(
Nの分岐)ステップ18mにおいて前記ステップ12m
と同様の位相角の積算を行い、再びステップ17mに戻
るこきを繰返しつつ、位相角φがπの整数倍になるまで
待つ。この間ステップ16mで搬送波周波数の切換えが
検出された時点と同じHレベル(ステップ14m)又は
Lレベル(ステップ15m)と同一のレベルの信号が出
カポ−) 121dに変調は15mで出カポ−) 12
1dに一度出力されたl(又はLレベルの値は次に変更
出力があるまではハード的にラッチされているものとす
る。
フローチャートにステップ17m、18m178.18
8が追加される形となる。なおここでステップ17m、
18mはそれぞれステップ17s、188と全く等しい
内容を持つ。ここでステップ17m、18mを代表例に
取って説明すると、ステップ16mでマーク信号mから
、スペース信号Sへの元入力信号Tの切換えが検出され
ると、次にスペース信号Sの発振掲に移行するに先立っ
てステップ17mでマーク信号fmの位相角φがπの整
数倍(0を含む)になっているかどうかを判別し、整数
倍であればYの分岐でステップIIsすなわちスペース
周波数fsの発振側に移行するが、整数倍でなければ(
Nの分岐)ステップ18mにおいて前記ステップ12m
と同様の位相角の積算を行い、再びステップ17mに戻
るこきを繰返しつつ、位相角φがπの整数倍になるまで
待つ。この間ステップ16mで搬送波周波数の切換えが
検出された時点と同じHレベル(ステップ14m)又は
Lレベル(ステップ15m)と同一のレベルの信号が出
カポ−) 121dに変調は15mで出カポ−) 12
1dに一度出力されたl(又はLレベルの値は次に変更
出力があるまではハード的にラッチされているものとす
る。
前記の説明においてマーク、スペース両周波数fm、f
sは共に矩形波であるとして説明したが、これは等しい
振幅を持つ正弦波であってもよく、後者とした場合は送
信用帯域フィルタ13の構成を簡易化することができる
。これは前記フローチャート第7図、第9図におけるス
テップ141T1(14s)、15m(15s)におい
て単にH,LL/ベルの信号を出力ポート121dに出
力する代りに、この時点の位相角φに対応する正弦波の
振幅瞬時値のデータを出力し、該データを図外のD/A
コンバータを介してアナログ信号とすることなどによっ
て実現することができる。
sは共に矩形波であるとして説明したが、これは等しい
振幅を持つ正弦波であってもよく、後者とした場合は送
信用帯域フィルタ13の構成を簡易化することができる
。これは前記フローチャート第7図、第9図におけるス
テップ141T1(14s)、15m(15s)におい
て単にH,LL/ベルの信号を出力ポート121dに出
力する代りに、この時点の位相角φに対応する正弦波の
振幅瞬時値のデータを出力し、該データを図外のD/A
コンバータを介してアナログ信号とすることなどによっ
て実現することができる。
また本発明の実施例としては、以上のような2進情報に
対応した2種類の周波数(マーク周波数fmとスペース
周波数fs)を含む変調信号を得る方式でなくてもよい
。例えば多値情報に対応した多数の所定周波数を順次結
合する多値FS変調方式にも本発明は適用でき同様の効
眼がある。
対応した2種類の周波数(マーク周波数fmとスペース
周波数fs)を含む変調信号を得る方式でなくてもよい
。例えば多値情報に対応した多数の所定周波数を順次結
合する多値FS変調方式にも本発明は適用でき同様の効
眼がある。
また上記説明において伝送路2は必須のものではなく無
線の場合にも本発明を適用することができる。
線の場合にも本発明を適用することができる。
以上の説明から明らかなように本発明によればFS変調
器の搬送波周波数の谷交流信号の位相角を共通の同期信
号を用いて演産し、該位相角に幼名Vる当該の交流信号
をそれぞれ変調信号として出力するとともに、搬送波周
波数の切換時点における前後の各交流信号の位相角を等
しくするようにしたので、次のような効果を挙げること
ができ信頼性の高い情報伝送システムを得ることができ
る。
器の搬送波周波数の谷交流信号の位相角を共通の同期信
号を用いて演産し、該位相角に幼名Vる当該の交流信号
をそれぞれ変調信号として出力するとともに、搬送波周
波数の切換時点における前後の各交流信号の位相角を等
しくするようにしたので、次のような効果を挙げること
ができ信頼性の高い情報伝送システムを得ることができ
る。
(1)マーク、スペース周波数の各発振手段の基本部分
を同一のクロック源とし、これに必要に応じデジタル分
周処理を加えて位相(時間)計算を行なうため、安定で
精度の良い変調信号縫従って送信搬送波が得られる。
を同一のクロック源とし、これに必要に応じデジタル分
周処理を加えて位相(時間)計算を行なうため、安定で
精度の良い変調信号縫従って送信搬送波が得られる。
(2)F’S変調器の主要部分をデジタル化により無調
整化して簡単な回路構成とすることができる。
整化して簡単な回路構成とすることができる。
+3)F’8変調変調度調歪(主に位相跳躍)がないの
で、搬送波のエネルギーが不必聾に分散することがなく
伝送線の伝送周波数帯域を有効に利用できる。
で、搬送波のエネルギーが不必聾に分散することがなく
伝送線の伝送周波数帯域を有効に利用できる。
(4)受信側(FS復調器)において復調歪を発生させ
ないための理想的な受信搬送波を提供できる。
ないための理想的な受信搬送波を提供できる。
そのためFS復調器には復調歪を押えるための余分な補
正回路が不要となり、部分の精度なども高くないもので
も使用することができる。
正回路が不要となり、部分の精度なども高くないもので
も使用することができる。
第1図はFS変復調装置を持つ情報伝送システムの基本
的な構成を示すブロック図、第2図は従来のFS変復調
装置の各部の信号波形例を示す図、第3図はF8変調器
の原理構成を示す図、第4図はFS変調器の各部の原理
的な波形を示す図、第5図は従来の各種の変調信号の波
形例を示す図、第6図は本発明における変調装置の構成
例を示すブロック図、第7図、第9図は本発明のFS変
調器の動作を各実施例として説明するフローチャート。 第8図は本発明のFS変調器の動作を説明する各部信号
のタイムチャートである。 1・・・変調装置、2・・・伝送路、3・・・復調装置
、11・・パルス整形回路、121・・FS変調器、1
3.、。 送信用帯域フィルタ、31 受信用帯域フィルタ、32
・振幅制限器、33 ・周波数弁別器、34・出力パ
ルス整形回路、T・・・元入力信号(被変調信号)、C
M・・・変調信号、CT・送信搬送波、CR・・・受信
搬送波、R・・・復調信号、m・マーク信号、S・・・
スペース信号、fm・・マーク周波数、fs・・・スペ
ース周波数、Tm、Ts・・半周期、121a・・マイ
クロコンピュータ(マイコン)、121b、・・基準ク
ロック発振器、pk・ クロックパルス、tk・・・周
期、Δφ・・・単位位相角、φ・・・位相角、α、β・
・・係数。 R 21−1図 η 第2図
的な構成を示すブロック図、第2図は従来のFS変復調
装置の各部の信号波形例を示す図、第3図はF8変調器
の原理構成を示す図、第4図はFS変調器の各部の原理
的な波形を示す図、第5図は従来の各種の変調信号の波
形例を示す図、第6図は本発明における変調装置の構成
例を示すブロック図、第7図、第9図は本発明のFS変
調器の動作を各実施例として説明するフローチャート。 第8図は本発明のFS変調器の動作を説明する各部信号
のタイムチャートである。 1・・・変調装置、2・・・伝送路、3・・・復調装置
、11・・パルス整形回路、121・・FS変調器、1
3.、。 送信用帯域フィルタ、31 受信用帯域フィルタ、32
・振幅制限器、33 ・周波数弁別器、34・出力パ
ルス整形回路、T・・・元入力信号(被変調信号)、C
M・・・変調信号、CT・送信搬送波、CR・・・受信
搬送波、R・・・復調信号、m・マーク信号、S・・・
スペース信号、fm・・マーク周波数、fs・・・スペ
ース周波数、Tm、Ts・・半周期、121a・・マイ
クロコンピュータ(マイコン)、121b、・・基準ク
ロック発振器、pk・ クロックパルス、tk・・・周
期、Δφ・・・単位位相角、φ・・・位相角、α、β・
・・係数。 R 21−1図 η 第2図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1)相互に振幅が等しく、異なる所定の周波数を−持つ
複数の交流信号を出力する発振手段、入力する元信号に
対応して前記交流信号を順次切換えて送信出力する交流
信号切換手段からなる変調装置と、前記の送信出力され
た信号を受信し、該信号に含まれる前記元信号を抽出す
る復調装置とからなる情報伝送システムにおいて、前記
発振手段ct共通の同期信号を出力する手段、該同期信
号を入力し、前記の各交流信号毎の位相角を演算する演
算手段、該演算手段によって演算された位相角に対応す
る当該の交流信号をそれぞれ出力する個glJ周波数発
振手段からなると共に、前記交流信号切換手段は、前記
切換の時点において切換前後の各交流信号の位相が同一
となるように切換えることを特徴とするF8変変調式。 2、特許請求の範囲第1項に記載の変調方式をこおいて
、前記交流信号切換手段は、前記切換のゝ時点において
、切換前の交流信号の位相がOを含むπラジアンの整数
倍の値き異なるときは、該交流信号の出力を継続し、該
位相が次に最も早く該値に到達した時点で前記の切換を
行うことを特徴とするFS変調方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP878084A JPS60153249A (ja) | 1984-01-20 | 1984-01-20 | Fs変調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP878084A JPS60153249A (ja) | 1984-01-20 | 1984-01-20 | Fs変調方式 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60153249A true JPS60153249A (ja) | 1985-08-12 |
Family
ID=11702390
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP878084A Pending JPS60153249A (ja) | 1984-01-20 | 1984-01-20 | Fs変調方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS60153249A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62141836A (ja) * | 1985-12-16 | 1987-06-25 | Ayao Miura | 多周波数値のパルス状波を用いた情報伝送方式 |
JPS62189844A (ja) * | 1986-02-15 | 1987-08-19 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 変調装置 |
US6751262B1 (en) | 1999-01-07 | 2004-06-15 | Polytrax Information Technology Akgiengesellschaft | Data transmission method |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5315706A (en) * | 1976-07-28 | 1978-02-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Communicaiton control unit |
-
1984
- 1984-01-20 JP JP878084A patent/JPS60153249A/ja active Pending
Patent Citations (1)
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