JPS59136097A - Controlling and stabilizing device for synchronous motor without damper - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、過渡状態または外乱状態の間、ならびに安定
状態の作動中、ダンパーのない同期モータの作動を制御
しかつこれを安定化させてモータのトルク角を安定化さ
せかつこれ？安定限度内に維持するための制御装置に関
″１−ろっ巻線ロ一り（借磁）型もしくは永久磁石ロー
タ型のθＬ１何を問わず同期モータにおいては、１糺の
ステータ巻線により生じる回転ステータ磁界がロータを
歩進状態もしくはステータ磁界、ロータの回転速度また
シま周波数に同期させて回転させろことπよりステータ
の磁界の周波数を等化するっロータの磁＊は１回転する
ステータの磁界により吸引され、またこの磁ｙトに先金
に追従して磁気的なＩ目Ｌｊｉ、作用によりトルクを生
じろっ　トルク角ｔｅ１４ち伺加されたステータ′出圧
とステータに誘起された無負荷の逆Ｅ　ｌｖｉ　Ｆ間の
角度は若干変化する（モータに対する機械的負荷が増加
するに伴って増加し、負荷が減少すると減少する）が、
ステークとロータの電圧の周波数は同じままであろっ一
般に、前記トルク角は無負荷状態におい、て０°　に近
く　また全負荷状態においてｌま２０乃至６０°　のど
こかにあろうもしあまりに大きな機械的負荷が付加され
ると、モータのトルク角は同期動作か失われろ程度まで
増加するうこの状態か生じろ角度は［安定限度−１と呼
ばれ、モータの諸パラメータならひにモータに対して付
加されろ負荷および電圧によって決定されろっ例えば、
ある同期モータにおいて）ｊ、安定限度は９０°付近で
あるっもし前記限度を超えモータが同期状態から脱する
（　「障害状態」と呼ばれろ）と七の結果生じろ過渡ト
ルクおよび電流は破壊作用を及はすおそれがあるため。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention controls and stabilizes the operation of a damperless synchronous motor to stabilize the motor torque angle during transient or disturbance conditions as well as during steady state operation. Is this what you want? Concerning the control system for maintaining the stability within the limits.In any synchronous motor, θL1 of the single-rotor winding (borrowed) type or permanent magnet rotor type, a single stator winding is required. The resulting rotating stator magnetic field causes the rotor to rotate in step or synchronized with the stator magnetic field, the rotor's rotational speed, or the stripe frequency, which equalizes the frequency of the stator's magnetic field from π. It is attracted by the magnetic field of the magnet, and following the lead metal, a torque is generated by the action of the magnetic I. The angle between the unloaded reverse E lvi F changes slightly (increases as the mechanical load on the motor increases and decreases as the load decreases), but
The frequency of the stake and rotor voltages will remain the same. Generally, the torque angle will be close to 0° at no-load conditions and anywhere from 20 to 60° at full-load conditions. When a certain load is applied, the torque angle of the motor increases to the extent that synchronous operation is lost. Determined by the applied load and voltage, e.g.
For a given synchronous motor), the stability limit is around 90°, but if said limit is exceeded and the motor goes out of synchronization (referred to as a ``fault condition''), the resulting torque and current will be destructive. Because there is a risk that it may affect

前記トルク角が前記安定限度内に保持されろことが最も
望ましいっ 緑間埠王即ち負荷トルクの擾乱または過渡状態は、同期
モータのロータが回転づ−ろ際このロータにハンチング
即ち振動を生じさせるおそれがあるっ二の振動は、安定
限度を越えるほど大きくなり。It is most desirable that the torque angle be maintained within the stability limits. Disturbances or transients in the load torque cause hunting or vibrations in the rotor of a synchronous motor as it rotates. The second vibration that may occur becomes larger as it exceeds the stability limit.

このような状態Ｉま急激な負荷トルクの変化が生じろ待
時ＶＣｇ当￥ろっこの理由から、同期モータ装置の作動
ケ安定化させろようにこのような過渡状、ｊルおよび擾
乱の効果を最低に抑制するため色々な形式の素子および
装置が過去において開発されている。１つの試み１′：
ｌ：、ロータに：１６けろ短絡Ｓａであろダンパーを使
用１−ろことであった、このようなターツバ−巻線は、
ロータのハンチング即ち振動の大きさを減少させようと
する傾向ケ有するっ大きな重力の静的周波数変更装置の
出現により、必要な減衰機能か今や′磁気的に提供する
ことができろためダンパー巻線馨全く必要としない同期
モータの細部装置ｉｉｉ、′乞設計１−ろことが可能と
なったっこの時までに開発された同期モータ装置′Ｙ′
！、一般に強１ｉ１１８Ａ：ｚη凸ｂり流ソースまた（
工電圧ソース型インパーク（その−・くつかσ）変形〜
エブラシレスＤＧモータと呼ばれろ）、または縦続変流
による電流ソース・インバータ父使用したっ本）頭と同
じ期日の出１親σ）係属中の禾１遍特許出願第４５２．
５６０号［電圧制御インバータ・モータ・／ステム」に
記駕された如き新しい技術１（↓、非常にか）単かつ安
傭）なモータ付勢装置の構造製可能にｆろ縦続変流によ
る箪田ソース・インバータである。電流ソース・インバ
ータにおいて使用されろ同期モータシ工、整流過程ケ補
佐するダンパー巻線乞依然として必要とするが５笥田ソ
ース悔インバータに用いｌ−）れ石同期モータはこの過
８ＶＣダンパー２必要としな℃・っ電子ソース付勢装置
において使用されろモータのダンパー巻緋ン除去すれば
いくつかの利点が技供されろっ第１に、モータは比戦的
小さく、幹く。In such a situation, when a sudden change in load torque occurs, due to the VCg fluctuation during standby, in order to stabilize the operation of the synchronous motor device, it is necessary to reduce the effects of such transient states, fluctuations, and disturbances. Various types of devices and devices have been developed in the past to minimize this. One attempt 1':
l:, on the rotor: 16 short circuit Sa, use a damper 1 - rotor, such a tart bar winding is,
With the advent of large gravity static frequency changing devices, which tend to reduce the magnitude of rotor hunting or vibration, the required damping function can now be provided magnetically by damper windings. The synchronous motor device 'Y' developed by this time made it possible to use detailed synchronous motor equipment that did not require any additional design.
! , generally strong 1i118A:zη convex b current source also (
Engineering voltage source type impark (so-・kutsuka σ) transformation ~
(referred to as an electric brushless DG motor), or a current source inverter with cascading current transformation.
560 [Voltage Controlled Inverter Motor/Stem] New technology 1 (↓, very simple and cheap) structure of the motor energizing device can be made by cascading current transformation. It is a field source inverter. Synchronous motors used in current source inverters still require damper windings to assist in the rectification process, but synchronous motors used in current source inverters do not require two VC dampers. Eliminating the damper winding of a motor used in an electronic source energizer provides several advantages. First, the motor is relatively small and powerful.

かつ安価になろう第２に、非正弦波形のイノパータ＠王
により生じろ高調波重圧に対するインピーダンスが大き
く上昇して、その結果渦調波′串泥か減少し、それに伴
って高調波損失の減少を招く。Second, the impedance to the harmonic pressure caused by the non-sinusoidal waveform increases greatly, resulting in a decrease in vortex harmonics and a corresponding decrease in harmonic loss. invite.

従って、モータ効率Ｖｔ向上し、モータ（肋に、ロータ
）の耐却か更に容易になろっ 本発明に先立って２モータ軸上にＩｆ：伺けられロータ
の磁束または磁界の位置を有効に決定する勅。Therefore, the motor efficiency Vt is improved, and the motor (rotor, rotor) is easily destroyed. Prior to the present invention, if: on the two motor shafts, the position of the magnetic flux or magnetic field of the rotor can be effectively determined. An edict to do so.

位置センサの使用によりダンパーを使用する、−となく
可変周波数で市川制御された強制整流型インバータによ
り作動する同期モータの安定化が得られているっ軸位ｊ
６センサがらのイ言号がインバータの周彼数乞！ｔｉ１
．！徊ｊしてステータのＭ　Ｍ　Ｆ’　（起磁力）がロ
ータのＭ　Ｍ　Ｆより太き（、・１らないように保持１
−ろ。インバータ周波数をセンサにより判定されろよう
にロータの位置に［隷属」させろことにより、ステータ
およびロータの磁界が相互に充分に近く維持されて、過
渡状態、擾乱もしくは急詭な負荷トルクの変化の存在に
も拘らず安定限度内にトルク角馨比較的安定状態に保持
するっこのような軸位１′ｉ４−センザは安定な細部装
置の提供に有効であるが、このような付勢装置は同期モ
ータのコストおよび複雑度を増大するが、更にもし装置
が密閉されろ場合は、センサからのワイヤ乞密閉され／
こ装置から外部に取出さねばならない。The stabilization of a synchronous motor operated by a forced commutation type inverter controlled by Ichikawa with a variable frequency without using a damper is achieved through the use of a position sensor.
The name of the 6 sensor is that of the inverter! ti1
．． ! Hold it so that the stator's MMF' (magnetomotive force) is thicker than the rotor's MMF (,・1).
-Ro. By slaving the inverter frequency to the rotor position as determined by the sensors, the stator and rotor magnetic fields are maintained close enough to each other to prevent the presence of transients, disturbances or abrupt load torque changes. Although such an axial position 1'i4-sensor that maintains the torque angle relatively stable within stability limits is effective in providing a stable detail device, such a biasing device cannot be synchronized. This increases the cost and complexity of the motor, but also reduces the need for wires from the sensor if the device is sealed.
This must be taken out from the device.

前述のりＩＪ＜、縦続変流による電田ソース・インパー
クＶＣついてｉ−１、Ａ４］述の係属中の弊出願に記載
された成果以前には知られていないっこのような装置（
において使用されろモータの安定イヒもまた。Such a device, which was not known prior to the work described in our pending application mentioned above (IJ<, Concerning electric field source impark VC by cascading current transformation i-1, A4])
It is also used to stabilize the motor.

従来技術の位置センサの使用により可能であるが。Although it is possible through the use of prior art position sensors.

す下本文に開示ずろ技術によっても唇、易に達成可能で
ある５本発明のｉｔ’ｌｌ　ＷＡＩ装置はこのような従
来の装置に勝る重要な改善を構成１−イ）ものであるが
。The WAI device of the present invention constitutes a significant improvement over such prior art devices, which is readily achievable even with the technology disclosed below.

これにおいては１ａＥソース・インバータにより作動す
る同ル１モータの安定イヒはダンパーもしく、まモータ
軸の位置上ンザ乞必要とすることなく達成されろ。本発
明（工、従来の装置よりもへかに構造において簡単かつ
安価である非常に効率のよい装置により、充分にモータ
の安定限度内で安定トルク角馨維持するものであろっ 本発明の制御装置は、制御されたＤＣＣ電炉もＤＣバス
上で受取った訓１整可能なりＣバス土用か１”：、’ｆ
ｌｆＥ　７−ス・インバータにより生成された出力のＡ
Ｃ電ｒｆＶＣより付勢されろダンパーのない同期モータ
の動作を制御してこれを安定化させ、モータにおけろＤ
Ｃバス箱千およびトルク角の双方か過渡状態において過
渡的な変動を受けろっ制御装置Ｖ工、速度安定状態のレ
ベルにおけろインバータ出力電田の振幅および周波数を
確保する装＠を含んでいろっＤ○バス止：圧またはモー
タ電圧の関数であり色原なトルク角の変化を表示する情
報を含む！ｔｉｌｌ病ｊ宙Ｅ馨生成する装置が存在する
う　トルク角が変化しようとする程度を減少させろこと
により（・ルク１イ］ヲ過画状態において比較的安定な
状態でモータの安定限度内に維持するため、トルク角が
狛、へに変化しようと１″ろ時常シこインパークの周波
数？迅速に調整１−ろだめの制御電圧により制御されろ
安定化装置か設けられろっ 本発明１７）更に詳細な特質によれは、ＤＣＣパス王オ
６よひモータ１圧がトルク角と反対に関連するという事
実かも利となるっ例えば５もしＤＣバスηｊ叱およびモ
ータ′電圧が減少する場合、モータにン・１判−ろ瞬間
的に小さな電流か流れて、モータの速度以下に伴ってト
ルクの損失およびトルク角の増加２住しろ、Ｋｉｌ、ｌ
狽Ｊ市Ｈ］耐、ＤＣＣパス電田しくはモーフ′市１．ｆ
、に正比例させら几ろっ■正対時間の積分ｉ１ｊ制御装
置ケ含む安定化装置は、制御電圧におけろ過渡的な変化
に応答してインバータに対して過ＩＩＷ的な制御乞有効
に行なって、バス′出田また（佳モータ霜゛圧における
過渡的な変化と同じ方向にこれと共に段階的に変化し、
これによりｌ・ルク角馨比較的安定状態に保持してモー
タの安定限度を超えないようにするようインバータの周
波数を迅速に変化させろっ実際には、この安定化装置は
インバータの各作動サイクル毎にインバータ出力重圧を
数回インバータの周波数と比較し、各比ｌｌＩ！２動作
に応答して、モータ巻線におけろ霜圧対時間の粕分の一
定の値、従ってインバータ周波数に対１−ろインバータ
％’Ｅの一定の比率を常に維持ｆろようにインバータ周
波数？調整し、その結果トルク角が動的変化ｌＮ１４ち
過渡的条件下ならびに静的な即ち安定状態に保持されろ
っ 斬新であると信じられろ本発明の諸特徴についてｌま特
１て頭書の特許請求の範囲において記載されているつじ
かし、本発明（工図面に関して以下の記述馨照合￥ろこ
とにより最もよく理解されよう。In this case, stability of the 1A motor operated by the 1AE source inverter is achieved without the need for dampers or changes in the position of the motor shaft. The control of the present invention maintains a stable torque angle well within the stability limits of the motor by a highly efficient device that is simpler and cheaper in construction than conventional devices. The device can also be used to control DCC electric furnaces received on the DC bus, or the C bus.
A of the output produced by the lfE 7-sce inverter
Controls and stabilizes the operation of a damper-less synchronous motor energized by C electric rfVC, and
Both the C bus box and the torque angle are subject to transient fluctuations in transient conditions. D○ bus stop: Contains information that displays the change in torque angle, which is a function of pressure or motor voltage and is chromogenic! There is a device that generates till disease.By reducing the degree to which the torque angle tends to change, it is maintained within the stability limits of the motor in a relatively stable state in the overshooting state. In order to do this, even if the torque angle changes from 1" to 1", the frequency of the engine park should be adjusted quickly. A stabilizing device should be provided to be controlled by the control voltage of the 1-rod. Further detailed characteristics may also benefit from the fact that the DCC path voltage is inversely related to the torque angle. For example, if the DC bus η and motor voltages decrease, the motor A small current momentarily flows, causing a loss of torque and an increase in torque angle as the motor speed decreases.
狽J市H] Tai, DCC pass Denda or Morph'shi 1. f
The stabilizer, which includes a control device that is directly proportional to the time integral i1j, effectively performs over IIW control over the inverter in response to transient changes in the control voltage. Then, the bus's output also changes stepwise in the same direction as the transient change in the motor frost pressure,
This allows the frequency of the inverter to be changed rapidly to keep the l-lux angle relatively stable and not exceed the stability limits of the motor. Compare the inverter output pressure with the inverter frequency several times, and calculate each ratio! 2. In response to the operation, a constant value of the frost pressure vs. time fraction in the motor windings, thus always maintaining a constant ratio of 1-%'E to the inverter frequency, so that the inverter frequency ? The torque angle can be adjusted so that the torque angle can be maintained under dynamic or transient conditions as well as in a static or steady state. DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention, as claimed, is best understood by reference to the following description with reference to the drawings.

初めに、本文に開示する安定化手法が使用されろ亀子制
御装置の形態にその有効作動が依存ｉ−ろものではない
ことが明らかであろうっ必要に応じて速度また１まトル
クの制御の如き他の目的のため必要とさ、）ｔ、ζ）’
；’２ｉ１ぎ′山田の制衛１に用いられろどんな形式の
制位１１装置でも１本発明と共に使用するため適してい
る。尚技術において周知の神々のＤＧ／ＤＣコンノ仁−
夕、ＡＣ／Ｄ’Ｃコンバータ等モ使用−４−ろことがで
きろっ史してまた、インバータの霜′圧オ６よびモータ
７ト王は周汲数従って速度はモータの基本速度について
一般に行なわれろように変更されろか、インバータの町
田およびモータの電圧は略々一定に保持することかでき
７；：）。−田ソースに関１−ろ帷−の要件は、第１図
、第６図および第５図にボされろ安定化技術〉適正に機
能させろように負荷の変化により充分な調寂（変更）が
行なわ」］ろことて゛ル）ろっ第４図の回路は、負荷の
変化により不充分な変化しか生じないほどＤＣ＠田が堅
固である場合において便用することかで゛きろうり、下
に述べろ安定化手法の一般的な有効性？示すためこれま
での記述２更に拡張′１−れは、以下の考察が可能てあ
ろっ前述の本願と同じ期日出願の１糸属中の木［勾持論
−出願第４５２，５６０号に記載の通り、ダンパーのな
い縦続変ｌａ型インバータのターミナルに対して加えろ
ねるＤＣｄ、王（工、平均ＤＣＣパスＥ７基準電工に比
軸しまた誤差ン用いて片（、ｌ抽１田）装置？し〔，１
負二躍にジ入れ衝ろ１展庶内に補正することによってｌ
ｉｊ御することができろつあるいはまた。調整装置１ま
低域特性７有する電流調整装置でもよいっ後者について
史に詳細に述べ牙１は、この調整装置（・工平均ＤＣ電
流に応答１ろことかでき、従って′屯王制値・装置をし
てこの平均電流と基準電流間の誤差を補正させろことか
できるも、モータの逆Ｅ　Ｉｖｉ　Ｆにより生じろリン
プル電流に対しては応答し得ないつ従って、このような
イ？１１成（工、真の電圧ソース型インバータにおけろ
如く電流ケ自然に零に下落させるも、平均負荷妬流に関
する限り通電特性を保持１″ろことぞ可能に１−ろっこ
０）平均値箱流給電型イノバータは９位相制御された６
個ＬＴ′）ｓ（，８人カブリッジ、適尚なＩ）　Ｃ！Ｊ
ンクまたはバス誘導子および６個のＳ　ＣＩ（からなろ
出力インバータにより構成されており、本文に記載する
安定化手法によりダンパーのない永久磁石モータを良好
［＋ｊ勢するのであるっこのため１本文およ０・頭淋の
特許請求の範囲において用いられろ用語「７Ｇ干ノース
・インバータ」とは、従来の電流ソース・インバータに
おけろ如くその制御装置が電流を同定値に拘束しないが
、半サイクルの終了前に電流か自然に零に降下するよう
にモータの逆Ｅ１可Ｆ′により指定されろ略々正弦波状
のみ口形に電流ｔ′流１−とんなインバータ馨も包含ず
ろっ前述の計重において＜）１本装置の完全な理解を確
実にするため、ＬＣフィルタ乞２えた従来の位相制御波
（Δ７第１図に示して詳細に記述することに１−ろ３次
に第１図においては、導体線り、　、Ｌ２．　Ｌ３し丁
、通常のＡＣ都卵でよい従来の６相ＡＣ亀伽１０に１妾
わ゛「シ、このため６４目のＡＣ電圧、ｖ目ち正弘誠状
に変動して同じ振幅および周波数７有ずろか相互に１２
０°だけ位相がすれた６つの交…１電千ヶ提供１−ろっ
ＡＣ想間電電圧周波数は１通常毎秒５０または６０サイ
クル即ち）′ｌＺとなり、この′山田の大計ａ尤細部即
ち、Ｗ、動されろべき負荷の特性に従ってコ菌当な１直
ケとり得ろっＡＣ市、源からは中立の導掠は存在しなし
・ため、３つの位相即ち線間昂田の谷々（ま線間贅１壬
であり、別の１つの害鳥；に対′１−ろ導線Ｌ＋　、Ｌ
２　、Ｌ３の各々に現ゎ牙ｔろっ導線上で受取ったＡＣ
エネルギは整流され、公知の構造である位相ＩＩＩ御さ
れた金沢整流ブリッジ１１によってＤＣＣ方力変俟され
ろ、特に、整流ブリッジ１１は６対に配置された同じ形
式の６イ固のシリコン制御整流器即ち５ＣＲ１２〜１７
ケイ」し２前記各対にはろ相の電源１０により与えら２
・シる６つの交香する位相即ち載間凭゛圧の各々が加え
られろ、この６個のＳＣＨの起動角は、正と負の出力タ
ーミナル（それぞれ蚤号１９と２０で示されろ）（（お
いて所留の大きさの整流電圧を確保するため、また電源
１０からブリッジ１１娶介して与えられろ知力を１ｈ１
」御１−ろため、信号娶整流６，１１彷４１装置１８か
らゲートづ−ろことにより制御されろっ更に、ブリッジ
の出力１９．２０におけろＤＣ電圧レベルおよびこのブ
リッジＹＭＬれろ知力（ま、付加されたＡＣＣ電圧各半
サイクル毎に５ＣＩ（１２〜１７の起動ｍ７調整するこ
とにより調整されろっブリッジ１１におけろ各５ＣＰｔ
（工、ＳＣＲθ）了ノートかそのカソードに対して正で
ある時、６４目Ａ　Ｃ昂源１０からこれに相加された龜
王の各半ザイクル毎に導通することができろつじかし。At the outset, it will be clear that the stabilization techniques disclosed in this text are not dependent on the configuration of the control device used for its effective operation, such as speed or torque control as required. needed for other purposes, )t, ζ)'
;'2i1gi' Any type of control 11 device used in the Yamada Control 1 is suitable for use with the present invention. DG/DC Konno Jin, a well-known god in technology.
In the evening, the AC/D'C converter etc. can be used. Also, the frost pressure of the inverter 6 and the motor 7 are the number of laps and therefore the speed is generally about the basic speed of the motor. However, the inverter Machida and motor voltages can be held approximately constant7;:). -Requirements for 1-Rolling sauce are shown in Figures 1, 6, and 5.Stabilization technology: Sufficient adjustment (change) due to changes in load to ensure proper functioning. The circuit of Figure 4 may be useful in cases where the DC field is so rigid that changes in the load will cause insufficient changes. Describe below the general effectiveness of stabilization techniques? In order to show that the previous description 2 is further expanded, the following consideration can be made. As a general rule, the DCd applied to the terminals of a cascade variable type inverter without a damper is compared to the average DCC path E7 standard electrician, and the error line is used in a single device. [,1
By correcting it within the range of 1.
Is it possible to control it? The regulating device 1 may be a current regulating device having a low-frequency characteristic 7.The latter will be described in detail in this paper. Although it is possible to correct the error between this average current and the reference current by using However, as in a true voltage source type inverter, the current naturally drops to zero, but as far as the average load current is concerned, the current carrying characteristics are maintained and it is possible to maintain the current conductivity throughout the 1" range. The feed type inverter has 9 phase controlled 6
Individual LT')s (, 8 people bridge, appropriate I) C! J
It is composed of a link or bus inductor and six SCI (Karanaro output inverters), and the stabilization method described in the text gives a permanent magnet motor without a damper a good [+j] force. The term "7G dry-north inverter" as used in the claims of Yoo Headin means that the controller does not constrain the current to a specified value as in a conventional current source inverter, but rather The inverse E1 of the motor is specified by F' so that the current naturally drops to zero before the end of the current t' flows in a roughly sinusoidal shape. In order to ensure a thorough understanding of this device, a conventional phase-controlled wave (Δ7) with an LC filter is shown in Figure 1 and described in detail. In this case, the conductor wires, , L2. 7 or 12 with the same amplitude and frequency.
Six alternating currents that are out of phase by 0 degrees...1 electric current voltage frequency is 1 usually 50 or 60 cycles per second, i.e.)'lZ, and this 'Yamada's grand plan a--small details, i.e. , W, according to the characteristics of the load to be moved, one direct current can be taken from the AC source, since there is no neutral conduit from the source, there are three phases, namely the valleys between the lines ( There is one line between the lines and another harmful bird;
2. AC received on the current wire to each of L3.
The energy is rectified and converted to DCC by a phase-III controlled Kanazawa rectifier bridge 11 of known construction; in particular, the rectifier bridge 11 consists of 6-piece silicon-controlled rectifiers of the same type arranged in 6 pairs. That is, 5CR12-17
2. Each pair is supplied with a power supply 10 of the filter phase.
Each of the six intersecting phases or mounting pressures is applied; the activation angles of these six SCHs are determined by the positive and negative output terminals (denoted by numbers 19 and 20, respectively). ((In order to ensure a rectified voltage of the size of the current, the power is also given from the power supply 10 through the bridge 11.
19.20, the signal rectifier 6, 11 is controlled by the gate 41 from the device 18, and the DC voltage level at the output 19.20 of the bridge and the YML output of this bridge. , the applied ACC voltage is regulated by adjusting the starting m7 for each half cycle (5 CI for each half cycle).
(Work, SCRθ) When the completion note is positive to its cathode, it can be conductive for each half cycle of the King added to it from the 64th AC Kogen 10.

ケート電流が整流制御装め１Ｂから５ＣＦＩのケートに
対して与えられるまで、半サイクルの間は生じ１【いっ
このｌｉ、；ｊ間において、Ｓ　ＣＦ（１１導通状態に
起動即ちＯＮの状態Ｋ　１１７Ｊ換わり、負荷短離か１
２［’ｌ１０にわたり流れろことを許容し、この侍医の
ＳＣＨの起動が祷辿状態のＳＣＨに逆バイアスを与えて
こね、７ＯＦＦ状態にするう半サイクルの開始とＳＯＲ
の導通状態へ・′＋）起動との間の角度即ち時間的遅れ
か太きければ大きいほど、ターミナル１９゜２０１ｉｌ
の平均整流％ｌｆは小さくない、その極性は、４ｊｊｌ
、論ターミナル２０に対してターミナル１９において正
の極性となろっ 直夕１］接続されたチョーク２２と分路接続されたコン
デンサ２ろからなるフィルタ２１は１回線２６．２７に
より提供されろＤＣバス上を電圧ソース・イノバーク２
５に対して付加されるフィルタされたＤＣ電圧を生じろ
ためブリッジからの整流′町田をフィルタ１−ろっ従っ
て、正の極性のＤＣＣパス町王、第１図の図示した実施
例」におけろ基準電位の接地面即ち回路の共通の零ホル
トに対して接続されろ回線２７に対して回線２６上に現
われろことになるっ ５Ｃ８１２〜１７の始動角２制御することにより、バス
２６．２７Ｙ介してインバータ２５に対して加えられろ
ＤＣＣパス王か１仙御されろっ制旬１１されたＤＣ％源
（Ｅｌｉち、整流ブリッジ１１とフィルタ２１）Ｖ′ｆ
、ろ相のＡＣエネルギではなく単相に応答して作動する
ことができろ。単相の場合には。Until the gate current is applied from the rectifier control device 1B to the gate of 5CFI, for half a cycle, S CF (11 is activated to the conducting state, ie, ON state K 117J). Alternatively, the load may be shortened or 1.
2['l10], the activation of this Samurai's SCH gives a reverse bias to the SCH in the 7OFF state, and the start of the second half cycle and SOR.
The larger the angle or time delay between the conduction state and the start of the terminal 19°201il
The average rectification %lf of is not small, its polarity is 4jjl
A filter 21 consisting of a choke 22 connected and a capacitor 2 connected in shunt is provided by a line 26, 27 of positive polarity at terminal 19 with respect to terminal 20. Voltage source Innovak 2 on top
To produce a filtered DC voltage that is applied to the rectifier from the bridge, the positive polarity DCC path is applied to the illustrative embodiment of FIG. By controlling the starting angle 2 of 5C812-17, the starting angle 2 of 5C812-17 will be connected to the ground plane of the reference potential, ie the common zero point of the circuit, and will appear on line 26 to line 27. A controlled DC% source (Eli, rectifier bridge 11 and filter 21) V'f is applied to the inverter 25 via
, can operate in response to single-phase rather than filter-phase AC energy. In case of single phase.

環線Ｌ３および５ＣＲ１４，１７は省略されろことにな
ろっ熱論、正の極性のＤＣバス電圧（ま、依然として回
線２７に対ずろ回線２６上に生成されろことになろっ 電圧ソース・インバータ２５Ｖ″ｓ、、ろ相形式のもの
で下記の如き２つの形式の内の一方でよいっ即チ、　強
制整流型インパークの場合は、このイノバークは５ＣＥ
（３１〜６６の形態の６個のソリッド・ステート・スイ
ッチング素子と、６つの枝路に配置された６個のダイオ
ード５１〜５６乞含んでいろ、各枝路（ま２つのＳＯＲ
およびＤＣバス導線２６間に直列に接続されたその関連
するグイオートからなっているつインバータのＳＣＨに
対￥ろ通信回路（工１種々の良好な回路か当枝陥が当技
術において存７Ｊ：するため図示しないつあろい１工呼
た。Ring lines L3 and 5CR 14, 17 would have been omitted; however, the positive polarity DC bus voltage (well, it would still have been generated on line 27 versus line 26). Voltage source inverter 25V''s ,,For the filter phase type, one of the following two types is suitable.In the case of forced rectification type impark, this Innovaku is 5CE.
Each branch (or two SOR
A communication circuit (1) for the inverter's SCH consisting of a communication circuit (1) consisting of a DC bus conductor (26) and its associated wires connected in series between the DC bus conductors (26) and its associated wires (1) is known in the art. Therefore, one piece of gear (not shown) was required.

５ＣＥ（Ｖ工ＧＴ○、バイポーラ型トランジスタまた１
工整流回路を必要としない他の素子により置換すること
かできる。また１周知の如く、ダイオード５１〜５６１
ｃ工反動エネルギの流れのための部品を提供しかつ広範
囲の力率てわたる作動を可能にするように機能するつ あろい＋Ｓまた。縦続変流によるイノバークのための′
ｄ（千ノース・インバータ２５はまた、６他１の５ＣＥ
（３１〜ろ６および６個のダイオード５１〜５６かもな
り、あるいはまた更に簡単な個において警ユ、反動型ダ
イオード５１〜５６を必要とすることなく６個のｓ　Ｃ
Ｅ（３１〜５６のみからなろこともできろ、これら両方
の構成につし・ては、前掲の係蕩中の弊米国特許出願に
おいて記載されているっ 更にまた、本文に記載されろ安定化法はその使用のため
の特定の形態に依存１−ろものて′Ｙまないっこのため
、単相、２相、６相のイノバーク等と共に、中央タップ
を設けた変成器またシエモータ巻紛乞必要とするインバ
ータも使用することができろっこのような構成は当業者
にレエ周知であるっ６つの枝路の回路接合点ろ７．ろ８
．６９に。5CE (V engineering GT○, bipolar transistor 1
The rectifier circuit can be replaced by other elements that do not require the rectifier circuit. Also, as is well known, diodes 51 to 561
+S also serves to provide a component for the flow of recoil energy and to enable operation over a wide range of power factors. ′ for innovak by cascading current transformation
d (thousand north inverter 25 is also 6 other 1 5ce
(31 to 6 and 6 diodes 51 to 56 may also be used, or in an even simpler arrangement, 6 sC without the need for reaction type diodes 51 to 56)
E (31 to 56 only), but both of these configurations are described in our above-mentioned pending U.S. patent application. The method depends on the particular configuration for its use.1-For various types of equipment, single-phase, two-phase, six-phase innovators, etc., as well as center-tapped transformers or shear motor windings Such configurations are well known to those skilled in the art and can also be used with inverters as required.
．． At 69.

その出力軸４２がある機械的負荷４５を５駆動するろ相
のダンパーのない同期モータ４１のろつの巻線に対して
接続している。６相モータ４１（ま１巻形メロータ形式
のものでもあろい（工永久７Ｂ石ロータ形式のものでも
よく、また他の適当な同期モータでもよい、更に、前述
の如（１本装置は６相以外。Its output shaft 42 is connected to two windings of a filter-phase damperless synchronous motor 41 that drives a mechanical load 45 . The 6-phase motor 41 (or a single-wound merrotor type motor, a 7B stone rotor type motor, or any other suitable synchronous motor may be used. other than.

即ち単相、２相、６相等で構成することもできろっモー
タが安定性ぞ得ろためダンパー巻緋乞必要としないこと
が軍装である。最適の形態はモータにダンパー巻緋の使
用昏ま必要としないが、もしダンパー巻線が他のある理
由のため便用されろ場合でも良好に作動するもので゛あ
ることは明らかて゛あろう。That is, it can be configured with single phase, two phase, six phase, etc. It is military equipment that the motor has stability and does not require a damper winding. Although the optimum configuration does not require the use of a damper winding in the motor, it will be clear that the motor will still work well if the damper winding is used for some other reason.

必要な安定化作用シエ、以下に説明する方法において本
発明によって達成されろ。６個のＳＣＲろ１〜ろ６のゲ
ートに対してトリガー動作Ｒ１］ちゲ−ト５ｒ）＋　作
”を予め定めた回数予め定めたシーケンスで与えろこと
により、ＤＣバス２６．２７間のＤＣ市°田がモータ４
１の６つの巻線に対して与えろね、ろ時ろ相のＡＣ沖田
に有効に変換され、これにより６つのモーフ巻線に対し
てろ相の交流乞提供してインバータ出力のＡＣ市山田周
波数によりこれに正比例１−ろように決定されろ速度に
おけろモータの回転運動ケ生じろ。The necessary stabilizing effect is achieved by the present invention in the manner described below. By applying the trigger operation R1] to gate 5r) + operation to the six SCR gates 1 to 6 in a predetermined sequence a predetermined number of times, the DC bus between DC buses 26 and 27 is applied. °Motor 4
1 for the six windings of the inverter, it is effectively converted into a filter phase AC Okita, thereby providing a filter phase AC signal for the six morph windings, resulting in an AC output of the inverter output by the Yamada frequency. This results in a rotational motion of the motor at a speed determined as being directly proportional to 1.

所要の状態でモータ４１２回転させかつ負荷４６ケ付勢
−Ｊ−６よ５に、５ＣＲ３１〜３６’ＹＪ正なノーケン
スかつ適正な同数だけＯＮおよびＯＦＦ状態に切換えろ
ゲート動作用］ちトリカー動作パルスを与えろための制
御回路は、当業者にはよく理ｊＩｊイされようつ第１図
に示されろ実施態様において）ｊ：、「インバータＩｊ
ｌｌ　ｔ４ｉ回路」として示されブロック４５は１回線
４７」二で゛受取られろ周期的に循王舅１−ろタイミン
グ・パルスに応答してインバータにおけろ適正なＳＣＨ
に対してケート・パルス即ち始動パルスを指向させてこ
れら５ＣＲｙ所要の７−ダンスでＯＮに切換える論理回
路を含んでいろっ周知の如く１図示された６個の５ＣＦ
ｉの６相インバータは６つの位相がすれた６段階の交番
重圧を生じ、ぞの香々；尤ろ″）の七−り巻線の各々に
対して付加するため正弦波形を近似回転し、６つの凝似
正弦波状に変化する電圧は相互に１２０°だけ位相かす
れている。従って、６つの段階の波形を生じろためにＶ
′！、１つの１／Ｉ：動サイクル６００毎に異なるｔＪ
Ｊ換え動作即ち始動動作がインパークに生じなげればな
らない、、換言すれは、６ｏ０毎に。Rotate the motor 412 in the required state, energize the 46 loads - J-6 to 5, and switch 5CR31 to 36'YJ to the ON and OFF states with a positive no-kense and appropriate equal number for gate operation] and trigger operation pulse The control circuit for providing the inverter Ij (in the embodiment shown in FIG. 1) will be well understood by those skilled in the art.
Block 45 is shown as ``t4i circuit'' and block 45 receives periodic cycle timing pulses on line 47 to output the appropriate SCH at the inverter.
The six 5CFs shown in FIG.
The 6-phase inverter of i generates 6 stages of alternating pressure with 6 phases out of sync, and approximately rotates the sine waveform to apply it to each of the 7-turn windings. The two sinusoidally changing voltages are 120 degrees out of phase with each other.
′! , one 1/I: different tJ for every 600 dynamic cycles
A J change operation, that is, a starting operation, must occur in impark, in other words, every 6o0.

導通状態にあるＳＧＨの１つはＯＦＦに切換えられなけ
ればならず、新たなＳＣＲが導通状態に起動されなげれ
ばならないっこの切換え回数は、回線４７上で受取らね
ろタイミング・パルスによって決定されろ、タイミング
・パルスがインバータ制御回路４５に対して加えられろ
毎に異なる組のＳ！ＪＲは導通状態となり、６つの連続
するタイミング・パルスがインバータ２５により生じろ
６つの位相のずれたＡＣ矩圧毎にそれぞれ６段の作動サ
イクルを完了することが要求さハるっ明らかなように、
タイミング−パルスは、所要のインバータ周波数がイン
バータにおけろ各作動サイクルの６０’毎に有効に確保
されるように生成される。One of the SGHs in the conducting state must be switched OFF and a new SCR must be activated into the conducting state. The number of times this switching must be determined by the timing pulses received on line 47. , a different set of S! timing pulses are applied to the inverter control circuit 45 each time. JR becomes conductive and six successive timing pulses are generated by inverter 25. Each of the six out-of-phase AC rectangular pressures is required to complete a six-stage operating cycle. ,
Timing-pulses are generated such that the required inverter frequency is effectively ensured in the inverter every 60' of each operating cycle.

このように、もし周波数の変更がインパークにおいて行
なわれろことが決定されろならば、このような変更ｊ′
１６００の作動サイクル範囲内で行なうことかできろつ
インバータに対するこの迅速な周仮数制御が、以下に説
明する方法でモータ４１におけろトルク角の安定化乞容
易にするものであろう整流制御装置１Ｂの作用を制御Ｊ
してインバータ出力のＡＣ協王の振幅の調整を行ないか
つ制御回路４５０作用を制御」してインバータ１′王を
周波数の調整ケ行なうために、調整可能な設定点電圧−
か固定抵抗５８と可変抵抗５９０回路の接合点５７に与
えられろう明らかなように、電圧分割器５８゜５９から
の設定点電圧か安定状態の作動条件を決定し、モータ４
１に対して右えろためインバータ２５により生成された
ＡＣ外圧に対する断髪の振幅および所要の周波数７表わ
すっこの設定点は。Thus, if it is determined that a frequency change is to be made in impark, then such a change j′
This rapid cycle mantissa control for the inverter, which can be performed within a range of 1600 operating cycles, will facilitate the stabilization of the torque angle in the motor 41 in the manner described below. Controls the action of 1B
An adjustable set point voltage is used to adjust the amplitude of the AC frequency at the inverter output and to control the operation of control circuit 450 to adjust the frequency of the inverter 1'.
The set point voltage from the voltage divider 58-59 will determine the steady-state operating condition and will be applied to the junction 57 of the fixed resistor 58 and variable resistor 590 circuits, as shown in FIG.
The set point here represents the amplitude of hair cutting and the required frequency 7 for the AC external pressure generated by the inverter 25 for the right side.

機械的負荷４６により要求されろ速度ン満たすように選
定されることになるっ ＤＣバス電圧の関数で゛あろ制御龜王は、ＤＣバス２６
．２７の間に直列接続された抵抗６２，６ろにより形成
されろ電圧分割器の回路接合点６１において生成されろ
５更に、この別個］′山田はり、ＣバスＳ田の縮少され
た即ち裾幅が減少したバージョンであり、このためバス
重圧に正比例するうこの制御′＊′田は、コンパレータ
６４の反転入カ即ち（−）入力に対して与えられるが、
このコンパレータの非反転入力即ち（＋）入力は設定点
電圧を受取るように接合点５７に対して接続されてぃろ
っ従って、コンパレータ６４は、設定点市ｒｆを８ｊ１
」軸箱［と比較して、比較された電圧間の差の関数であ
る誤差’ＭＥ’Ｙ生じろっ周知の構捨の整’ｔｊＬ器；
１・１１、卸装置１８は、コンパレータ６４がも補償回
路６５馨経て受取った誤差電圧に応答して５Ｃ８１２〜
１７のゲート（てイ」加する適正に調時されたゲート・
パルスを生じ、所要の安定状態の１辰幅レベルにインバ
ータ出力７ト叱を確保してこれ？維持するため８四な大
きさに回＆！２６．２７間のＤＣバス電圧ケイ、“（ｌ
保するために必要な々１」きｓｃＲの始動角りｊＩｊ衛
ｊずろっもしＤＣＣパス田川所要の安定状態のレベルか
ら変動しようとする傾向を有′ｆろならば、誤差ｆワ王
が変イヒして適正な安定状態の振幅レベルが４１」ひ確
保されるまでＤＣバス−１圧を調整￥ろに必要なよ５　
Ｋ４＋、ｚ流器制御御装置１８娶して自動的に始動μ」
７変化させろ。The control voltage of the DC bus 26 is a function of the DC bus voltage which will be selected to meet the speed required by the mechanical load 46.
．． 27 is formed by a resistor 62, 6 connected in series between 27 and 27, which is generated at the circuit junction 61 of the voltage divider 5. Furthermore, this separate Yamada beam, the reduced or tail of the C bus S field, is A reduced-width version, and therefore directly proportional to bus pressure, is provided for the inverting or (-) input of comparator 64.
The non-inverting or (+) input of this comparator is connected to junction 57 to receive the set point voltage.
When compared with the axle box, an error occurs which is a function of the difference between the compared voltages.
1.11, the wholesale device 18 responds to the error voltage received by the comparator 64 through the compensation circuit 65 and outputs 5C812~
Properly timed gates to add 17 gates
Generate a pulse and secure the inverter output at the required stable state level of 7 degrees? To maintain 84 times &! 26. DC bus voltage between 27 k, “(l
If the starting angle of scR is as large as 1" required to maintain the DCC path, if the DCC path has a tendency to fluctuate from the required steady-state level, the error f will change. It is necessary to adjust the DC bus-1 pressure until a proper steady-state amplitude level is achieved.
K4+, Z flow control device 18 and automatically starts
7 Change it.

更に、安定状態においては、誤差電Ｅ　ｌｊ：略々零と
なろっもしバス箱田がこの時例えば降下しようとｆろな
らば制御重圧は減少し、このため誤差田用を正の方向に
増加させ、これにより５ＣＲ１２〜１７の始動角を減少
させてバス重圧ケ再び所要の安定状態レベルまで戻し、
これと同時に誤差′市川か零ボルトに戻る。一方、その
所要の安定状態のレベルからのバス′町圧の増加が反対
方向の自動補止を開始する。即ちバス電圧がその所要の
安定状態のレベルに戻るまで誤差電圧が零から弁の方向
に増加してＳＣＲの始動角乞増“加さぜ、この時誤差重
圧はその零の振幅レベルまで戻ることになるっ当業者に
１工明らかなように、安定状態の動作およびインバータ
の安定化回路と干渉しないことを保証するため墾田調整
装置の応答特性？指定するように神々の補償回路、積分
回路等（６５）が回路中に使用″ｆろことかでき４）っ そのｆ”ｔｌ、制御電圧が時間に関する重圧の積分制御
装置６６に対して掬えられ、あるパルス反復周波数にお
いて６回インパークを出力電圧に対する所要の安定状態
の周波数を周期的に循環させろタイミング・パルスケ回
線４７上に生じ、これによりインバータの周波数をＩｖ
Ｔ要のレベルに確保１−ろっこの時、制御装置６６は、
制御重圧の積分された振幅に応答して連続するタイミン
グ・パルス間の時間的間隔を決定するっ安定状態におけ
るインバータの出力電圧の振幅および周阪数の双方が同
じ設定点８．ＦＩＥによって決定されろことに圧目され
たい。以下に説明する方法により、インバータ電圧のこ
のような２つの特性の比率は安定状、；、’ｑ　ＶＣお
いて一定に保持され、またモータのターミナルに対して
与えられた市川対時間の積分結果は過渡状態７’ｆｌ”
ｐひニ安定状態の沢方においてインバータ・スイッチの
連続するスイッチング動作の間一定に保持されろことに
なろっ安定状態においてシま、インバータの周」波数に
対′１−ろインバータの出力ｑ１．田の一定比率Ｉ工、
モーク４１の過熱２避げろため、またモータの速度の如
何に拘らずモータに一定のトルクを出力Ｉ−ろ、あろい
はモータまたＶ丁インバータの性能馨最適化１−ろ能力
馨モークに与えろＲＩＪき種々のＪ］４１由にのために
望ましい、明らかなように、動的ＶＣ変化する即ち過渡
的な条件において一定の市川と時間間の積分結果を維持
することにより。Furthermore, in a stable state, the error electric current E lj will be approximately zero. If the bus Hakoda at this time, for example, descends or f, the control pressure will decrease, and therefore the error electric current will increase in the positive direction. , thereby reducing the starting angle of 5CR12-17 and returning the bus pressure to the required steady state level again.
At the same time, the error returns to Ichikawa or Zero Volt. Meanwhile, an increase in bus pressure from its desired steady-state level initiates automatic compensation in the opposite direction. That is, the SCR starting angle increases as the error voltage increases from zero toward the valve until the bus voltage returns to its desired steady-state level, at which time the error pressure returns to its zero amplitude level. As is clear to those skilled in the art, the response characteristics of the adjustment device to ensure steady-state operation and no interference with the inverter's stabilizing circuit?Specify the God's compensation circuit, integration circuit, etc. (65) can be used in the circuit as ``f'' tl, where the control voltage is applied to the integral controller 66 with respect to time and imparked 6 times at a certain pulse repetition frequency. The required steady-state frequency for the output voltage is generated on the timing pulseke line 47, thereby changing the frequency of the inverter to Iv.
When the T level is secured at the required level, the control device 66:
8. Determine the time interval between successive timing pulses in response to the integrated amplitude of the control load; set point where both the amplitude and frequency of the inverter's output voltage in steady state are the same; I am impressed that the decision will be made by the FIE. By the method described below, the ratio of two such characteristics of the inverter voltage is held constant at steady state, ;,'q VC, and the integral result of Ichikawa versus time given for the terminals of the motor. is the transient state 7'fl”
In the steady state, the output of the inverter, q1, should be held constant during successive switching operations of the inverter switch. Fixed ratio I-engineering of rice field,
In order to avoid overheating of the motor 41, and to output a constant torque to the motor regardless of the speed of the motor, optimize the performance of the motor or V-inverter. Obviously, it is desirable for dynamic VC to maintain a constant Ichikawa and time-to-time integration result under changing or transient conditions.

トルク角シま比較的安定状態でモータの充分に安定限度
内に保持されろことになろっ 電圧の時間的な積分制御装置６６について説明すると、
制御１　＠ｒｉＥ’ｔ″Ｓ、槓分器６７において積分さ
れ、部分された霜千（零ボルトから始まる正になる傾斜
部分）がコンパレーク６８の非反転入力即ち（＋）入力
に対して加えられ、その反転入力即ち（−）入力警工基
準ＤＣ雷ｒｆを受取ろっ秋分器６７の出力電圧が基準環
ｒｌＥまで゛積分されろと、コンパレータ６８（工回線
４７に対して付加するためタイミング・パルスを生じ、
このバス・・スもまた新たな積分サイクル２開始するた
めフィードバックされて積分器６７のリセットを生じろ
っ換言すれは。The torque angle is to be maintained well within the stability limits of the motor under relatively stable conditions.
Control 1 ＠riE't″S, the integrated and divided frost value (the positive slope portion starting from zero volts) in the comparator 67 is added to the non-inverting input, that is, the (+) input of the comparator 68. , its inverted input, i.e., (-) input, receives the reference DC lightning rf.The output voltage of the separator 67 is integrated up to the reference ring rlE. produces a pulse,
In other words, this bus is also fed back to cause a reset of integrator 67 to start a new integration cycle 2.

コンパレータ６８が傾斜部分の積分器出力協圧が基準レ
ベルに達したことを判定１−ろ時、タイミング・パルス
が生成されてインバータのＳＣＨの新たな絹を起動させ
ろか、同時にタイミング・パルスが秋分器６７ぞ零に再
びリセットして別の積分サイクル馨開始するのであろう
このように、一定の時間的なｔＥの積分が連続するタイ
ミング・パルス間に得られ、その結果、連続するインバ
ータの起動間で、この電圧対時間の積分値がコンパレー
ク６８に対して与えられろ基準乳用のレベルにより設定
され、この基準レベルは最適な性能７得ろように選定さ
れろっ実際に、インバータの周波数はインパーツのサイ
クル与りこ６回Ｐ！ＩＩも６０１δ１！ｉ整さＪｔろつ
インバータの６０°のサイクル毎に。When the comparator 68 determines that the integrator output cooperation of the ramp section has reached the reference level, a timing pulse is generated to start a new pulse on the SCH of the inverter. Thus, a constant time integral of tE is obtained between successive timing pulses, resulting in successive inverter activations. This voltage versus time integral value is given to the comparator 68 between 68 and 68. This reference level is set by a reference level which is selected to obtain optimum performance.In practice, the frequency of the inverter is In parts cycle 6 times P! II is also 601δ1! Every 60° cycle of the inverter.

モータ・ターミナルに関１−ろ一定の脊圧対時間の積分
結果ケ得ろｔこめどのインバータ周波数でなげ、１１．
はならないかについて判定が行なわれろ。モータ・ター
ミナル電圧を耐ＤＣバス電圧と比例するため、ＤＣＣパ
ス上の積分１直はモータにおけろステータの磁束て比例
し、このためＤＧ、＜ス軍王の積分値？一定に糺持する
ことによりステータのピーク儒束強さリエ陥今一定に保
持されろことになる。1. Obtain the integral result of constant spinal pressure versus time for the motor terminal at the inverter frequency; 11.
A judgment will be made as to whether this is true or not. Since the motor terminal voltage is proportional to the withstand DC bus voltage, the integral 1 on the DCC path is proportional to the magnetic flux of the stator in the motor, and therefore DG, the integral value of <S Gun King? By keeping it constant, the peak flux strength of the stator will be kept constant.

更に、安定状態においてに：Ｅ　、インバータＩ：′）
周波数に対する平均モータ・ターミナルＳ田の比率に作
動周波数または電圧の如何に拘らず一定に保持されろこ
とになろっ従って、所謂型Ｅ／）１ｚの比率Ｖ１安定状
態においては一定に維持されろ。Furthermore, in steady state: E, inverter I:')
The ratio of the average motor terminal S to the frequency shall be kept constant regardless of the operating frequency or voltage, and therefore the so-called ratio V1 of type E/)1z shall be kept constant in steady state.

このように、イン・く−クの周波数はＤＣノ々ス電圧の
大きさと正比例することが判るであろう。バス箱田Ｖ工
比戦的低℃・時、積分器の出力′電圧が基準電圧に達す
るのに比較的長い時間を要し、タイミング・パルスに比
較的長い時間的な間隔を持たせ。It will thus be seen that the frequency of the in/out is directly proportional to the magnitude of the DC noise voltage. At low degrees Celsius, the integrator's output voltage takes a relatively long time to reach the reference voltage, and the timing pulses have a relatively long time interval.

−イン・く−夕に比較的低い周波数を持たせろっもしバ
ス電圧かこの時増加１−れば、積分器の出力和７（己が
基準電圧のレベルに一達ｆろに要する時間１工鐵少し、
その結果インバータの周波数（工減少させり」１゜ろ。If the bus voltage increases by 1 at this time, then the sum of the integrator outputs is 7 (the time it takes for the bus voltage to reach the reference voltage level is 1 step). A little iron,
As a result, the frequency of the inverter was reduced by 1°.

負荷需要に正常の変動かあり、これにより異なる安定状
態のモータ速度２求めろ時、抵抗５９はインバーター田
の周波数を新たに必要な速度でモータ４１を駆動するた
め必要なレベルに確保−「ろため必要なように、ＤＣバ
ス搦…および制御霜…を変化させるに必要な程度まで設
定小電圧？変化させろようＶＣ調節することができろっ
新たな〕くス霜、田により確保されろ如き新たなインノ
く一タ出力重圧、および新たなインバータ周波数は、コ
ン・くレータ６Ｂに対して与えろオｔろ基準電圧によっ
て決定されろものと同じ一定の比率２有づ−ろことにな
ろっ 更に、例えば比較的早いモータ速度が娑求されろものと
仮定しようっ従って、抵抗５９（工設定７６％田を増加
するように調節されろことになり、これにより、整流ブ
リッジ１１Ｖｃおける３０１’（１２〜１７の起動角度
を減少させろため、誤差豫圧ｉｆ零から正の方向に増加
するっ従ってＤＣＣパス電圧よＯ−制御重子は糸“加し
て　イン・く−夕の周波数馨、またその結果モータの速
度乞増加させろっ新たに所要の安定状態のモータ速度が
Ｉｊ’ｌ＋−保され装置ｔが力またな安定状態の作動特
性によって＋ｉｂ状態にある時、誤差部子は零ボルトに
戻ろっしかし、５Ｃ８１２〜１７の起動角はその比較的
小さな角度乞清ｆ悄してバス電Ｅン新たに必要な比較的
筒いレベルに維持１−６つ当業者にはよ゛く］ψ解さ、
ｈろように、この状態は通常、バス電圧がその新たな安
定状、憔θ）レベルに達しかつ誤差電圧が再び零まで減
少され（ここで常に安定状態に置かれろ）だ後。When there is a normal fluctuation in the load demand and a different stable state motor speed 2 is to be determined, the resistor 59 secures the frequency of the inverter at the level required to drive the motor 41 at the new required speed. To change the DC bus voltage and control frost as needed, set a small voltage to the extent necessary to change the VC. The new inverter output pressure and the new inverter frequency will have the same constant ratio 2 as determined by the external reference voltage given to converter 6B. Suppose, for example, that a relatively high motor speed is desired, then the resistor 59 would be adjusted to increase the setting by 76%, thereby increasing the voltage at 301' (12 Since the starting angle of ~17 is decreased, the error pressure if increases from zero in the positive direction, so the DCC pass voltage and the O-control factor are added to the in-output frequency, and the result is Increase the motor speed. When the new desired steady-state motor speed is maintained at Ij'l+- and the device t is at +ib due to the force or steady-state operating characteristics, the error element returns to zero volts. However, the starting angle of 5C812-17 is relatively small, so that the bus electric power can be maintained at the relatively narrow level required for the new bus.
This state is usually reached after the bus voltage has reached its new steady state, θ) level and the error voltage has been reduced to zero again (where it is always kept in steady state).

正の方向に増加する誤差電圧を有効に格納して起動角度
？その減少した値に保持する整流器制御装置ｉ−ｉ　１
８内の積分器（図示せず）によって達成されるのである
。Starting angle by effectively storing error voltage that increases in the positive direction? Rectifier controller i-i 1 holding at its reduced value
This is accomplished by an integrator (not shown) within 8.

反対に、もし比較的低いモータ速度が８袂な場合１．工
、設定点電圧が減少させられ、これと同時に、誤差電圧
が零から負の方向に増加してバス■（ｌｆ。Conversely, if the relatively low motor speed is 8. In the process, the set point voltage is decreased and at the same time the error voltage increases from zero in the negative direction to the bus (lf).

制阻薗圧およびインバータの周波数を新たに必要な比較
的低いモータ速度をイ砦ろために必要な程庶減少するた
め必要なだけＳ（、Ｆｔ１２〜１７の起動角を増加させ
ろっ新たな安定状態が確保されろ時誤差を田（１一旦再
び零まで回復させられろが、起動角度は整流６器：ｔｉ
！制御装置１Ｂにおけろ積分器に格納されたその薪たな
比較的大きな角度に保搗さねろことになろっ 熱論　モータ速度は手動て変更可能］’、Ｃｊ：’Ｔｈ
抗５９゛によって変更することかできろか、設定７壱■
う圧（工あろパラメータ即ち装置の特性により得ろこと
ができろか、この場合形成された情報に応答してモータ
速度を自ｉｉ１＋的にｆｌｉ制御するため、外圧制御さ
れたインバータ・モータ・システムが内蔵されているっ 本発明によらなけれは、（張械的負荷即ち負荷ｌ・ルク
の急益な変化の如き外乱即ち過渡的条件の場合には、モ
ータ４１のローンは、トルク角がモータの安定限度を越
えて増加し得る程度まで振動ＤＩ］ちハンチングを生じ
て、その結果モータが同期状！川から逸脱して破壊的な
宙゛流およびトルク２生じろことになろっ本発明によれ
ば２回転するステータのＭ　Ｍ　Ｆ　’ｒま過渡状態に
基づいて有効に制御され。Increase the starting angle of Ft12-17 by as much as necessary to reduce the constraint pressure and inverter frequency as necessary to maintain the relatively low motor speed required to maintain the new stability. If the state is secured, the time error will be reduced to zero (1), but the starting angle will be 6 rectifiers: ti.
! In the control device 1B, the firewood rack stored in the integrator must be held at a relatively large angle.The motor speed can be changed manually]', Cj:'Th
Is it possible to change it by anti-59゛? Setting 7ⅱ■
In this case, an external pressure controlled inverter motor system is built in to automatically control the motor speed in response to the information generated by the internal pressure (processing parameters, i.e., the characteristics of the device). (In the case of disturbances or transient conditions, such as sudden changes in tensile mechanical loads, i.e., sudden changes in the load L.L.), the rotation of the motor 41 is such that the torque angle is According to the present invention, the vibration DI may increase to an extent that exceeds the limit, resulting in hunting, which would cause the motor to deviate from the synchronous state, resulting in destructive drift and torque2. MMF'r is effectively controlled based on the transient state of the stator rotating twice.

このためトルク角が安定化して安定ｌ晟度内に保持さ、
ｈろように回転−４−７−ＩロータのＭ　Ｍ　Ｆに常し
で近づくことになるっステークのＭ　Ｍ’　Ｆ　１ｒｓ
、ロータのＭＭ　Ｆ”か安定限度乞充分に揮えるたけス
テータのＭＭＦより後に決して遅れないように制御され
ろ。As a result, the torque angle is stabilized and maintained within a stable 1° range.
Rotating slowly - 4-7-I The stake's M M' F 1rs will always approach the M M F of the rotor.
The MMF of the rotor must be controlled so that it never lags behind the MMF of the stator, as long as the stability limit is sufficiently maintained.

このように、ステータのＭ　Ｍ　ＦはロータのＭＭＦを
あまり越えないようにされろ。実際に、ステータのＭＭ
Ｆは、充分て安定ｉ浪度内にある比較的一定の角度だけ
ロータのＭＭＦよりも進相ケとるように動的１（調整さ
れろっ 接着のｔこめ１例えば、モータ４１におけろ負荷トルク
が急ω〜・に増加するものとすれば、これによリモーク
は速度が低下しようとし、その結果トルクぜ〕シエ増加
しようと１−ろ。狗荷が急激に増加−「ろ時、モータ矩
流と関連するバス聞流か急酷に増加し、この増加した電
流はフィルタ・コンデンサ２乙から引込まれ、これが更
にバス電圧およびモータ・ターミナル雷圧乞低下させろ
。熱論１適常の安定状態の作動においては、平均電流は
フィルタ・コンデンサに関して入出せず、全ての下流を
耐インバータを経てモーフ巻厳に対して流ハ、ろうしか
し、電流は急酷な負荷の増加の際フィルタ・コンデンサ
から引出されてコンテンザ箪田従ってバス電圧を降下さ
せろう従って、ＤＣバスπ１′王およびトルク角の双方
が過渡状態の下で過渡的な変化を受けろことが明らかで
あるが、２つの特性は反対の方向に変化しようとする傾
向暑有する。明らかなように、トルク角が変化しようと
する時バス電圧におけろ過渡的な変化が生じろため、こ
のような過渡豹変イヒはトルク角の急＃に変化しようと
する傾向に有効に対抗するように求められろことが望ま
しく、これによりトルク角？安定化させてこれ乞安定限
度内に保持づ−ろっ最も望ましい結果は、制御されたＤ
Ｏ市ｍ、１１．２１かある笛源の整合状態を呈する時に
達成され、モータ（（おけろ負荷トルクが急〜に変化す
る時にＤＣバスが急激に変化することになるっ熱論、フ
ィルタ・コンデンサ２６の電気的太き水が、ある負荷の
変化に応じてバス電圧がどれだけ変イヒするが？判定す
る。Thus, the stator MMF should not exceed the rotor MMF by much. In fact, the stator's MM
F is dynamic (adjusted) such that it advances the MMF of the rotor by a relatively constant angle that is within a sufficiently stable degree. If the torque suddenly increases from The bus current associated with the rectangular current increases sharply, and this increased current is drawn from the filter capacitor 2, which further reduces the bus voltage and motor terminal voltage.Thermal theory 1 Normal steady state. In operation, the average current does not flow in or out with respect to the filter capacitor, but flows all downstream through the inverter to the morph winding. Therefore, it is clear that both the DC bus π1′ and the torque angle should undergo transient changes under transient conditions, but the two characteristics are opposite. Obviously, when the torque angle is about to change, there will be a transient change in the bus voltage. It is desirable to effectively counteract the tendency of the torque angle to change, thereby stabilizing the torque angle and keeping it within stability limits.
O City m, 11.21 It is achieved when a certain whistle source matching condition is exhibited, and the DC bus will change suddenly when the motor load torque changes suddenly. 26 determines how much the bus voltage changes in response to a change in load.

キャパシタンスが小さけれは小さいほど、バス部上の亥
イヒ届が太きくなろっフィルタ・コンデンサの什類を問
わすこれン用いない場合に前述の変化か太キくなる。こ
σ）ように、フィルタ・コンテンザｌ工本発明の実施の
ためて必須のもので（工ないっ回路接合点６１において
生じろ制御電圧’、′ｉＤ　Ｃバス電圧の振幅が小さな
変形であるため、増加した負荷トルクにより生じろバス
電圧における負方向の過渡的な変化か泄ｊ徊ｊ重子にお
いて同じ方向の過渡的な変化として現われろことになろ
う従って。The smaller the capacitance, the thicker the capacitance on the bus section will be.If a filter capacitor or the like is not used, the above-mentioned change will be thicker. As shown in σ), the filter condenser is essential for the implementation of the present invention. Therefore, any negative-going transient change in bus voltage caused by the increased load torque will appear as a transient change in the same direction in the output voltage.

ｆｉｉｌｌ徊ｉ霜゛圧警耐、魚節なトルク角およびこの
角度が変化しつつある方向？表示する情報を保有１−ろ
っ過渡的に減少１″′ろ制御＄、田は、基糸重子に達す
る前に市Ｉｆ／時口４」の績分制狽ｊ装置６６におけろ
比較的長い積分−間乞もたら￥結果となり、コンパレー
タ６Ｂはインバータｉ山ｆ；１１回路４５に対するタイ
ミンク・パルスケ生じろ。従って、インバータの周波数
は側斜ｍ王か低下しようとする時急速に減少し、その結
果回転１−るステータ起磁力ＭＭＦが低下してトルク角
が増加しようとイろ程しヶ′ｆｆ：減少させ、これＯて
よりトルク角乞儂渡的状態の下で充分にモータの安定限
閥内で比軟的安定状態に維持す７１′）っ 熱論、負荷トールクの急へな減、少（１反対方向の補正
作用を開始することになろっモータ１は迎度乞急ａに増
し、トルク角は狭くなろうと１−ろ、インバータ２５を
介してモータ４１にびＴ、れろＤＧバス宙＃′、は急酷
に減少し、誘導子の１ｈ流はフィルターコンデンサ２ろ
に流れて、離１記コンテンザ乞安定状態のバス隼′田よ
りも充分に商い′！ｉ′田まで充電１−ろっ動的に増加
−・１−ろバスｚｒｆｓｓ、タイミング・パルス間の間
隔？比較的短くさせてインパーク周波数娶急急に増加さ
せてトルク角を安定化させろ結果となるのであろう このように、電圧対時間積分制御装置６６は。Does the torque angle change and the direction in which this angle is changing? The information to be displayed is 1 - 1, which is transiently decreased by 1'', and is relatively relatively low in the performance control device 66 of the city If/time 4'' before reaching Shigeko Moito. As a result, the comparator 6B generates a timing pulse for the inverter circuit 45. Therefore, the frequency of the inverter decreases rapidly when the side slope is about to decrease, and as a result, the stator magnetomotive force MMF due to rotation 1 decreases, and even if the torque angle increases, the inverter frequency decreases. This allows the motor to maintain a comparatively stable state well within the stability limits under varying conditions of torque angle. The corrective action in the opposite direction will start.The motor 1 will increase rapidly, and even if the torque angle becomes narrower, the motor 41 will be transferred to the motor 41 via the inverter 25, and the DG bus will be rotated. , decreases sharply, and the inductor's 1h current flows to the filter capacitor 2, which is more than enough to charge up to the 1-rotation bus than the bus in the stable condition. Dynamically increasing - 1- Robuss ZRFSS, the interval between timing pulses?The impark frequency can be made relatively short and the torque angle can be stabilized by rapidly increasing the torque angle.This way, Voltage versus time integral control device 66.

制御龜′田（でおけろ過渡的な変化に応答して、インバ
ータに対する過渡的制御馨有効に行ない、バス電圧にお
けろ過渡的変化と共にこれと同じ方向に段階的に変ｆヒ
１″ろことによりトルク角乞比慾的安屋状態に保持しこ
のトルク角がモータの安定限度ヶ越えろことを１泪止１
−ろようにインバータの周波数ケ迅速Ｖｃ変１ヒさせろ
安定化装置として機能することが明らかであろう。この
安定化装置は、インバータ周１伎数に対ずろ静的および
動的な両方の制ｆｉ＋４１ｖ行ない、過妓状態の間なら
ひに静的な即ち安定状態ににいて常にインパーク周波数
に対するインバータ出力電圧の比率を一定に保持するっ
実際に、トルク角は、インバータのＳＣＨの連続的な起
動間でモータ・ターミナルに関する一定な電子対１埒［
Ｉ３１の積分動作ケ維持することによって安定限度内に
仙、持されろ。In response to transient changes in the bus voltage, a transient control function is effectively applied to the inverter to gradually change the voltage in the same direction as the transient change in the bus voltage. By doing so, the torque angle is kept in a stable state and the torque angle is prevented from exceeding the stability limit of the motor.
- It will be clear that the inverter's frequency can be quickly changed to Vc to function as a stabilizing device. This stabilizing device performs both static and dynamic control fi+41v for each frequency of the inverter, and is always in a static or stable state during an overload condition, and always increases the inverter output to the impark frequency. In practice, the torque angle is kept constant with respect to the motor terminals between successive starts of the SCH of the inverter.
It is kept within stability limits by maintaining the integral action of I31.

スイッチング素子６１〜ろ６と反動型ダイオード５１〜
５６の両方、および１８０°のゲート信号を用いろ７［
）田ソース・インパークにおいて（工。Switching element 61 ~ ro 6 and reaction type diode 51 ~
56, and a gate signal of 180°7[
) At Source Impark (Eng.

ＤＣバスＴｉ圧はモータ・ターミナル間に現ワｉｎ、　
ｂ？に田に１賂々比例する０重要な電王警エモータ・タ
ーミナル７ｂ田で・あるが、ＤＣＣパス圧乞匍ｊ御霜、
王として使用′１−ろことＹ工今述べた許りの比例性の
故に望ましいつ半導体におけろ電子低下、配線の漂遊損
失等のため、この比例性に１ま若干の矛盾があろっもし
更に正確な制衝１が必要であれば、モータの整流ターミ
ナル重圧ゲ第２図に示すように使用することもできろう 従って、第２図に示されろように１本発明（す。The DC bus Ti pressure is current between the motor and terminal.
b? There is an important Denou Kei Emota Terminal 7b field that is proportional to 1 bribe in the field, but the DCC pass pressure is low,
It is desirable because of the proportionality just mentioned, but there may be some inconsistency in this proportionality due to electron drop in semiconductors, stray loss in wiring, etc. If more accurate damping 1 is required, the commutator terminal of the motor may be used as shown in FIG. 2.Therefore, as shown in FIG.

インバータ出力音圧におけろ過腹的な亥化に応答してイ
ンパークの周波数を調整１−ろことにより実施すること
もできろつインバータ２５により生じろろ相ＡＣ宵田は
、インバータに加えられろＤＧバス雷田と略々同じ大き
さ２有するＤＣ連１ｌｌｆ馨生じろように整流器７１に
より整流されろ、更に。Adjustment of the impark frequency in response to a significant increase in the inverter output sound pressure can also be carried out by adjusting the frequency of the impark. It is further rectified by a rectifier 71 so that a DC chain 1llf having approximately the same size as the DG bus thunder field is generated.

ＤＣＣパス圧子おけろ過渡的な変化髪ま、整流器７１の
ＤＣ出力ｍＦＥにおけろ過幾的変化として現われろこと
になるっこの出力１ｇ　ｒＩＥは重圧分割器７２．７３
により降圧されて回路の接合点７４において第１図の実
施例において生じろ制御電圧と略４同じ制御％Ｉｉ′田
ケ提供する。このように、第２図の制御室８Ｅはコンパ
レータ６４および積分器６７に対して加えられ１本装置
は第１図に関連して述べたと略々同じように作動づ−ろ
ことになろっ前掲σ）係属中の弊米国特許出願により開
示された如き６個の５ＣＦ（および６個の反動型ダイオ
ードからなり、または単に６個のＳＣＲを有するいずれ
も１２Ｄ０のゲート信号乞有する形態の縦続変流型イン
バータにおいてＹｌ、ＤＣバス軍田とモータ′山田間の
比例性・）工、連続しない導通状態か生じろ時１、ま小
さな負荷において失われろ。この場合、０！、２図に示
されろθＵき整流モータ側田乞使用することが望ましい
同期方法となる。The DCC pass indenter filtration transient change will appear as a filtration geometrical change in the DC output mFE of the rectifier 71. This output 1g rIE is the heavy pressure divider 72.73
1 to provide a control voltage approximately 4 the same as the control voltage produced in the embodiment of FIG. 1 at junction 74 of the circuit. Thus, control room 8E of FIG. 2 is added to comparator 64 and integrator 67, and the device operates in substantially the same manner as described in connection with FIG. σ) Cascading current transformation in the form of 6 5CFs (and 6 reaction diodes, or simply 6 SCRs, each with a gate signal of 12D0, as disclosed by our pending US patent application) In a type inverter, the proportionality between the DC bus and the motor is lost when a discontinuous conduction condition occurs, even at small loads. In this case, 0! A desirable synchronization method is to use a commutator motor with θU as shown in FIG.

別の同期・方式か第６図および第４図において示さねて
いるうこれらの方式はある用途において利点を呈′１−
ろっこれらの回路におけろ制御電圧し工、ｉ１■述の如
く、ＤＣバスまたはモータ餉王のいずれかか（っ待るこ
とがて゛きろっ最初に第６図によれば、設定点乱圧かコ
ンパレータ７６と積分器７Ｂに対して加えられろことが
判る。制御室圧レエコンパレータ７６により設定点’ｉ
’Ｗ　Ｅと比較され、その差はオリ得ブロック７７によ
り乗算が行なわれて、積分器７８の（−）入力ターミナ
ルに対して加えられろ３積分器７８の出力１′ｉ、コン
パレーク７９によって基準レベルと比較されろっこθ）
コンパレータの出力・イま積分器７８乞零にリセットす
るつ算６図の回路の咋Ｉ！１は下記の如くである。即ち
、もしあ７−）脚間設定点重子とル制御電圧が等しいも
のとすれば、コンパレータ７６の出力は零となり。Alternative synchronization schemes, not shown in FIGS. 6 and 4, may offer advantages in certain applications.
In these circuits, the control voltage controller, as mentioned in I1, can be either the DC bus or the motor controller. It can be seen that pressure is applied to comparator 76 and integrator 7B.
'W E, and the difference is multiplied by the original block 77 and added to the (-) input terminal of the integrator 78. It will be compared with the level θ)
The output of the comparator and the integrator 78 are reset to zero. 1 is as follows. That is, if 7-) the inter-leg setting point weight and the control voltage are equal, the output of the comparator 76 will be zero.

積分器７８の（−）入力ターミナルに対して＄田が付加
されない、この場合、積分器７Ｂの出力（工前記設定点
重子の積分値でル・す、この重圧基準レベルに達スると
、コンパレーク７６ｉＪ出力パルスを生じて積分器出力
を零にリセットさせろ。このため、秘゛分器の出力１ニ
一連の畑斜′小′圧となり、積分器のリセット動作は５
ＧＲｆクートさせろ信号として取上げられろう従ってコ
ンパレータ７９の出力（工匍、＋　！＋＋回路４５に対
するタイミング・パルスを与えろっこのような動作は、
第１図および第２図の回路のそれと同じである。If no $ field is added to the (-) input terminal of the integrator 78, in this case, the output of the integrator 7B (the integral value of the set point weight), when this pressure reference level is reached, Generate a comparator output pulse of 76iJ to reset the integrator output to zero. Therefore, the output of the divider will be a series of 'small' pressures, and the integrator reset operation will be 5
Therefore, the output of comparator 79 (+!++ gives a timing pulse to circuit 45).
It is the same as that of the circuit of FIGS. 1 and 2.

もし制御電圧が減少する（ＤＧバス市重子たはモータ■
王か減少したことケ示す）ものとすれは。If the control voltage decreases (DG bus city Shigeko or motor ■
This indicates that the king has decreased.

正の誤差′町田がコノパレータ７６の出力に現われ。A positive error 'Machida' appears at the output of the conoparator 76.

利得ブロック７７により乗算され積分器７８に与えられ
ろ設定点電圧から控除されろっその結果、積分器７８の
出力１工基準レベルに達するため長い時間乞要し、イン
バータ周波数′Ｙ工その後減少１−ろっ前に説明したよ
うに、これシエトルク角を維持する適正な方向にル）ろ
。割病Ｉ重圧が増加１−ろと、類似の動作が生じろうこ
の回路の利点（工、過渡的状態においてのみ作動状態と
なろオニ１３得ブロツク７）によりオ゛１−１得Ｇが設
定で゛きろことである。従って、実際には、安定状態の
［電圧対Ｈ２」直は過渡的な［電圧対Ｈｚ　ｊ値とは独
立的に設定することができろ。この回路をいくつかの用
途において使用することが有利であることが判った。Multiplied by gain block 77 and subtracted from the set point voltage applied to integrator 78, the result is that the output of integrator 78 takes a long time to reach the reference level and the inverter frequency 'Y' then decreases. - As explained earlier, move this in the proper direction to maintain the torque angle. Similar behavior will occur as the I burden increases (1-1). Due to the advantage of this circuit (operating only in transient conditions), O1-1 G can be set. It's Kirokoto. Therefore, in practice, the steady-state voltage vs. H2 value could be set independently of the transient voltage vs. Hz j value. It has been found advantageous to use this circuit in several applications.

次に第４図においては、この形態において制御電圧が積
分器８１に対して加えられろことが判ろう積分器８１の
出力（工、基準重圧と共にコンパレータ８ろに対して加
えられろ。コンパレータ８ろの出力ＣＩ”＋、積分器８
１の出力が基準電圧と等しい時常に積分器８１をリセツ
トするように機能するう更に、Ｄｅｌｌンク１却ちバス
電流に比例ｆろ信号が帯域フィルタ８２に対して加えら
ね、ろ、この帯域フィルタの出力（ｌマ、補償回路８０
・ど介して１６分器８１の（−）入力ターミナルに対し
て加えろね、ろ。Next, in FIG. 4, it can be seen that in this configuration, the control voltage is applied to the integrator 81. output CI”+, integrator 8
In addition, a signal proportional to the Dell link 1 or bus current is applied to the bandpass filter 82, which functions to reset the integrator 81 whenever the output of the Dell link 1 is equal to the reference voltage. Output of the filter (lma, compensation circuit 80
・Add it to the (-) input terminal of the 16 divider 81 via some means.

この回路の作用についての記述において１工、ＤＣバス
−流に比例′１−ろ信号が一定であることケとりあえず
仮定″′１−ろっ従って、帯域フィルタ８２０制御（１
零となり、その結集積分器８１の（−）入力ターミナル
に対して加えられる市′圧は零となろうこの場合、積分
器８１の出力１１″ｌ：制御霜、壬の積分値である。こ
の積分された電圧が基準重圧と等しけれは、積分器ハリ
セットされろうこのような動作１工第１図、第２図およ
び第ろ図において説明したことと同じであり、コンパレ
ータ８ろ＋Ｓイン・く−夕制御回路４５に対して付加す
るためのタイミング・パルスを生じろ。In describing the operation of this circuit, it is assumed for now that the signal proportional to the DC bus flow is constant. Therefore, the bandpass filter 820 control (1)
In this case, the output 11''l of the integrator 81 is the integrated value of the control frost. If the integrated voltage is equal to the reference pressure, the integrator will be reset. This operation is the same as explained in Figures 1, 2 and 2, and the comparator 8 filter + S input filter. - generate timing pulses for application to the evening control circuit 45;

もしこの時ＤＣｉ光の変化がフィルタ８２の帯域特性内
の周波数において生じろならば、信号１工積分器８１の
（−）入力ターミナルに対して加えられろう例えば、も
しモーフ負荷か増加してモータの速度ン低下させるなら
ば、ＤＣＣパスちリンク電流は増加し、従って、フィル
タ８２の出力は正となりζその結果精分器８１により積
分されろｌｉ制御穿゛田からの電子の控除を行なうつ従
って、積分器の出力（″ｌ：基準レベルに達するに長い
時間を要し、インバータ周波数はトルク角を維持するた
め減少されることになろっ 第４図の回路しよ、インパークを柔軟性が非常に少′な
いソースにより作動させろ時有効である。このような用
途においては、ＤＣＣパス゛圧川用ちモータ市Ｃ＋ま適
当に変化せず、前記回路はｒ′Ｆ動のため？１戸Ｆの変
動を要するため有効に機能し得ない、電子を変化させよ
うとずろのは電、流におけろ変化でおるため、第４図σ
）回路′Ｙ′ｉ、例え適当な電圧の変化が生じなくても
、良好に作動することになる。If a change in the DCi light then occurs at a frequency within the band characteristic of the filter 82, a signal will be applied to the (-) input terminal of the integrator 81. For example, if the morph load increases and the motor If the speed of li is decreased, the DCC path link current will increase and therefore the output of filter 82 will be positive so that it is integrated by separator 81. Therefore, the output of the integrator ('l) will take a long time to reach the reference level and the inverter frequency will be reduced to maintain the torque angle. This is effective when the circuit is operated by a very small source. In such applications, the DCC path does not change properly due to the pressure of the motor, and the circuit is It cannot function effectively because it requires fluctuations in F. Changing electrons only results in changes in current and current, so Figure 4 σ
) The circuit 'Y'i will work well even if no suitable voltage change occurs.

第５　図に！、ダンパーのないモータをインバータ出力
に同期させろ別の方法を示している。この回路に、６イ
［＾ｊのＳＧＨまたは６個のＳＣＲと反動型ダイオード
？含む後者の形式の強制整流もしくはモータ整流形式の
いずれかの電子ソース９インバータと共（（使用するこ
とができ７）。第５図においては、モータ８４の緋間龜
“圧は６個の分離変成器８５．８６．８７により検出さ
れろっろつの単相の変成器を図に示したが、単一のろ相
変成器または異なる増巾器の種々の構成が検出装置とし
て使用することもできる。変成器の二次側圧現われる６
つの出力常圧ＥＡＢ、ＥＢＣ，ＥＣＡは、その出力か更
に積分された線間柘゛王を表わす積分器８８．８９．９
０に対して加えられろっこの積分器の出力ｆＬ　コンパ
レータ９４，９５．９６に対して直接送られ、またイン
バータ９１．９２゜９乙ン経てコンパレータ９７．９Ｂ
、９９に対して送られろっこれらコンパレータの矩形波
出力（工。Figure 5! , shows another method of synchronizing a motor without a damper to the inverter output. In this circuit, 6 I[^j SGH or 6 SCR and reaction type diode? Either the latter type of forced commutation or the motor commutated type can be used with an electronic source 9 inverter (7). In FIG. Although two single-phase transformers are shown in the figure, a single filter-phase transformer or different configurations of different amplifiers can also be used as detection devices. .The secondary side pressure of the transformer appears 6
The outputs normal pressure EAB, EBC, and ECA are further integrated by the integrator 88.89.9
The output fL of the integrator added to
, 99. The square wave outputs of these comparators (engine.

微分器１００〜１０５において微分されてトリガー・ク
リップフロッグ１０６〜１１１＋ｃ対するパルスを生じ
ろうこれらフリップフロップの出力はゲート駆動回路に
与えられ、この回路は更に第５図におけろインパーク１
１２の５ＧＦ（１〜６乞ゲ−）ｊ、ｂ。インバータにお
けろこの回路のターミナル即ちＡ、Ｂ、Ｇで示された接
合点（工、熱論それぞれモータＢ４の回線Ａ、Ｂ、Ｃに
対して接続すら。The outputs of these flip-flops, which will be differentiated in differentiators 100-105 to produce pulses for trigger clip frogs 106-111+c, are fed to a gate drive circuit which is further connected to impark 1 in FIG.
12 5GF (1-6 begging games) j, b. In the inverter, the terminals of this circuit, ie, the junction points indicated by A, B, and G, are connected to the lines A, B, and C of motor B4, respectively.

作用においてｔ’：ｆ：、積分された線間′ＩｆｒｉＥ
は基準信号と比較されろっ積分された市川が基準値と等
しけねは、コンパレータ・ば、微分動作の後フリップフ
ロップ？して状態を変化させかつＳＣＨのゲート動作を
開始する出力２生じろっゲート信号シま、第２の微分器
からのパルスにより１２００だけ遅り、て終丁さぜられ
ろっこのように１丁度前に説明しｌこ回路におけろよう
に、モータに対して加えられろ電圧の電圧対時間の積分
器がザイクルの６０’毎に一定に維持されろ。従って、
同じ安定化効果か得られろう 例えインパークか固定されたＤＣ％千ンースにより作動
さぜられろ場合でも、補償回路が機能することになるこ
と（を前に述べた。即ち、その電圧がモータの速度とは
独立的に略々一定である（必要な１４：８：圧の調整ン
除いて）ソースの場合である。In the action t':f:, the integrated line interval 'IfriE
If the integrated Ichikawa is equal to the reference value, then the comparator will be compared with the reference signal, and the flip-flop will be used after the differentiation operation? The output 2, which changes state and starts gating SCH, is delayed by 1200 by the pulse from the second differentiator and ends up as 1. As in the circuit just described above, the voltage versus time integrator of the voltage applied to the motor is maintained constant every 60' of the cycle. Therefore,
The same stabilizing effect would be obtained even if the impark was operated by a fixed DC% 1,000 volts, the compensation circuit would function (as mentioned earlier). This is the case for a source that is approximately constant (with the exception of the necessary 14:8:pressure adjustment), independent of the speed.

このモードにおけろ動作は通常、霜′圧が一定に保持さ
れかつ周波数か贈加させられろ基本速度より早く行なわ
れろっ比率Ｖ／ｆ（１王／Ｈ２）が減少することになる
ため、機械のトルク容量ｌま速曵と共に減少し。この領
域は一般に定常電力域と呼ばれるっ 固定１千モードにおいて第１図の回路を作動させろため
ＶＣは、設定点゛ボ田（ま固定状態に維持され。In this mode, operation is normally carried out faster than the base speed while the frost pressure is held constant and the frequency is increased so that the ratio V/f (1 King/H2) is reduced. The torque capacity of the machine decreases with the speed. This region is commonly referred to as the steady-state power region.To operate the circuit of FIG.

速度の変イヒは基準電圧を変化させろことにより達成さ
れろ５例えは、積分器６７に対して固定入力を用いろ場
合は、基準筒°圧の減少！′ｊ：積分器６７の出力に対
して積分された電圧７羊く基準指圧に到達サセ、コンパ
レーク６８は早く出力パルス’Ｙ生じろことになろっ従
って、比率Ｖ／ｆが減少する同周波数は上昇する。ある
基準電圧において（工。Variations in speed are achieved by varying the reference voltage.For example, if a fixed input is used for the integrator 67, the reference cylinder pressure decreases! 'j: When the voltage 7 integrated with respect to the output of the integrator 67 reaches the standard acupressure, the comparator 68 should generate the output pulse 'Y as soon as possible. Therefore, the frequency at which the ratio V/f decreases is Rise. At a certain reference voltage (Eng.

安定化動作は前に述べたものと同じであろっ設定層電圧
？固定状態に維持しかつ基準重圧を変化させろことによ
り、第６図、第４図および第５図の補償回路によって同
様な作動が得られろっThe stabilization operation will be the same as mentioned before setting layer voltage? Similar operation could be obtained with the compensation circuits of FIGS. 6, 4, and 5 by keeping it fixed and varying the reference pressure.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の一実施態様に従って拘成された制御装
置、およびモータか電圧制御されたインバータにより運
転されるダンパーのない同期モータである場合に、該：
１ｉｌＪ御装置がインバータ・モータ装置に対して接続
されてその作用を制御しかっこ、ｉ″１を安定化させろ
方法を示す回路図、第２図は本発明の別の実施態様に従
って修正された第１図の６ｉ制御装置の一部ン示す図、
算６図は本発明の更に別の実施態様により修正された第
１図の制御装置の一部？示ず図、第４図は本発明の更に
他の実施態様に従って修正された第１図の制御装置の一
部馨示１−図、および築５図は本発明の他の実施態様と
しての交番安定化手法を示す回路図であろっ１１．２１
・・ｊ！ｊＨ御されたＤＣ＠柳、　　１５．４５゜５７
〜６６・・インバータ出力電圧振幅／周波数確保装置、
　　１８・・整流制＠ＡＩ装置、　　２５・・・土用ン
ース・インバータ、　２６．２７・・・ＤＣバス、３１
〜ろ６・、５ＣＲ１４１・・・ダンパーのな℃・同ｊυ
ｊモータ、　　４ろ・・・機械的負荷、　　４５．６６
・・・安定化装置、　　５７〜５９・・・設定点電圧装
置、６１〜６３，７１〜７４・・・制御電圧生成装置。 ６４・・・比較装隆、　　７７・・・利得ブロック、　
　８０．８２・・・補償回路、　　８１．８３・・・積
分器、　　８５．９ろ・・・分離変成器、　　９４〜１
１１・・・コンパレータっ ％許出願人　　　ポータ・ワーナー・コーポレーション
（外４名）FIG. 1 shows a control device constrained according to one embodiment of the invention, and when the motor is a damperless synchronous motor operated by a voltage-controlled inverter:
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating how an inverter-motor device is connected to the inverter-motor device to control its operation and to stabilize i″1. FIG. A diagram showing some parts of the 6i control device in Figure 1,
Figure 6 is a portion of the control device of Figure 1 modified in accordance with yet another embodiment of the present invention. 4 shows a partial view of the control device of FIG. 1 modified in accordance with a further embodiment of the invention, and FIG. This is a circuit diagram showing the stabilization method.11.21
...j! jH controlled DC@Yanagi, 15.45゜57
~66...Inverter output voltage amplitude/frequency securing device,
18... Rectification system @AI device, 25... Doyo-Nose inverter, 26.27... DC bus, 31
〜Ro6・、5CR141...damper's temperature ℃・same jυ
j Motor, 4ro...Mechanical load, 45.66
... Stabilization device, 57-59... Set point voltage device, 61-63, 71-74... Control voltage generation device. 64...Comparative Souryu, 77...Gain block,
80.82...Compensation circuit, 81.83...Integrator, 85.9...Separation transformer, 94~1
11...Comparator% Applicant: Porta Warner Corporation (4 others)

Claims (1)

【特許請求の範囲】 ｆｌ）　　！ｔＪ制御されたＤＣ電源（１１，２１）か
らのＤＣバス（２６，２７）」二で受取る調整可能なり
’Ｃバス’１３圧から７ｂ１圧ンース・インバー７（２
５）［より生成さ牙′シろ出力ＡＣ電５圧により伺勢さ
れろダンパーσ）ない同期モータ（４１）の作用を制側
］シかつ安定化させ、ＤＣＣパス田と前記モータにおけ
ろトルク角の水力が過渡的状態の下で過渡的な変化を受
けろ制御装置において。 所４１０安定状態レベルにおいて前記インバータの出力
電子の振幅および周波数を確信、する装部゛（１５，４
５，５７〜６６）と。 ＤＣＣパス圧抜たＩエモータ賜圧の関数でありかつ急匁
なトルク角の変化を表示する情報を含む制？１）１１油
圧ケ生成する装置（６１〜６６．７１〜７４）と、 前記トルク角が変化しようとする程度を減少させろため
、トルク角が急ｆｌｙに変化しようとする毎にインバー
タの周波数を迅速に調整″１−ることにより、前記トル
ク角乞過渡的状態の下て比較的安定状態で前記モータの
安定限度内に維持′ｆろ前記制御電圧により制御されろ
安定化装＃＜　４５゜６６）と２設けろことケ特徴と１
−ろ制御装置っ（２＋　　前記インバータの周波数に対
するインノ（−り出力電圧の比率が、安定状態ならびに
過渡的状態の下で前記安定化装置により比較的一定の状
態に維持されろことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の制御装置っ ＋３１　　インバータにより生じろＡＣ’ｄｉ、壬に対
１−ろ所要の安定状態の振幅および所要の安定状態の周
波数を衣わす設定点電工を提供する装置（５７〜５９）
乞設け、＠配設定点′出、田か前記の所要の安定状態の
振幅と周波数レベルにおけろインバータ出力和：王？確
保するため用いられろことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の制御装置っ（４）　　前記設定点電圧乞前
記制徊１電圧と比較して。 比較された電圧間の差の関数である誤差袖口を生じろ装
置（６４）馨設け、前記誤差電圧が前記所要の安定状態
の振幅におけろ前記インバータの出力１う圧を確保する
ため用いられ、前記安定イヒ装置（４５，６６）がイン
バータの周波数にわたり静的および動的の両方の制御を
行なって、過渡的状態ならひに静的状態の間常に前記イ
ノパークの周波数に対するインバータ出カ圧抜の比率乞
一定π維持１−ろことゲ特徴とする特許請求の範囲第６
項記載の制御装置っ （５）　　薊δ己制従１雷田が前記ＤＣＣパス千からこ
れに正比例１−ろように生成され、前記の急激なトルク
角の変化が前記の制御電圧におけろ過渡的変化により示
されろことケ特徴とする特許請求の範囲第１項記載の制
御装置。 （６）変更用能な機械的負荷（４６）が前記のダンパー
のない同期モータ（４１）により細部され。 急激な負荷トルクの変化は前記ＤＣバス指圧とトルク角
の双方πおけろ過渡的変化を生じようとし。 ｍＩ記安定化装置（４５，６６）は、前記トルク角が急
激な負荷トルクの変化に応答して急激に変化しようとす
る傾向に有効に対抗し、これによりトルク角を比較的安
定した状態に保持１−ろことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の制御装置っ（７）　　前記トルク角およ
びＤＯバス市田か過渡的状態の間反対の方向に変化しよ
うとし、前記の制律１電圧は過渡的状態ならびに安定状
態の間ＤＣＣパス田に正比例して、前記バス１田におけ
ろ過渡的変化Ｑ′よこれにより前記制御電圧におけろ同
じ方向の過渡的変化として現われ、前記安定化装しく４
５゜６６）は前記制御電圧におけろ過渡的変化に応答し
て、前記インバータに対する過を度的制狽１を有効に行
ない、前記バス箱゛圧における過渡的変化と同じ方向に
かつこれと段階的に変化ずろように前記イノパーク周波
数ケ迅速に変化させ、これによりトルク角２安定状態に
物゛、持しかつこれがモータの安定限度ケ越えろことを
防止１−ろごとを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の制御装置っ（８）前記制御１田が整流手段（７１）に
より前記インバータの出力鶏ｒｉＥを整流１−ろことに
より生成されろことケ特徴とする特許請求の鍮四第１項
記載のｊ＋ｉｌｌ徊１装倣。 （９）　　貨１言己の１ｈ１１宿ｊさねたＤＣ電酌（１
１，２１）が、前記モータにおけろ損失トルクが急？Ｖ
Ｃ変化する時前記ＤＣバス？ｂ圧か急激に変化するよう
にある′出源調整作用ケ呈することを特徴とする特許８
青求の範囲第１項記載の制御装置っ （１０）　　前記の制徊ｊされたＤＣ箪ωが、ＡＣ電源
から受取るＡＣエネルギからＤＣバス雷王を生成するた
め位相制御されたＳＣＲ整＋Ｗブリッジ（１１）とフィ
ルタ（２１）とを含むことを特徴とする特許請求の０１
囲第１項記載の制御装置っａｔ＋　　前記安定化装！（
４５，６６）が電圧／時間し分！ｌ；ＩＪ帥装置（６６
）乞含み、静的かつ動的にモータ巻線に関する一定の電
圧／時間の積分値７維」＼５し、従ってｉ′１Ｔ８ｉ［
′、インバータの周波数に対するインバータ出カミ田の
固定された比率を維持することケ特徴と１−ろ特許請求
の範囲第１項記載の制御装置〜。 （１力　　前記１ゲ定化装置（４５，６６）が、例え負
荷トルクまたはバス軍、圧また（まインバータの周波数
が過媒的変化馨生じようとも前記トルク角を安定限度内
に保持するため、インバータに対して与えられろ連続す
るトリガルーパルス間にモータ・ターミナルにおけろ一
定の％ａＥ／時間の積分値？有効に維持１−ろことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の別個ｊ装置。 ０３）前記安定化装置（４５，６６）が、前記インバー
タの各作動サイクル毎に数回Ａｆｒ　記インバータ周波
数に対し前記インバータの出力１１王？有効に比較し、
モータ巻線に関する一定の電圧／時間の積分値、祈って
インバータ筒波数に対するインバータ出力釦圧の固定さ
れた比率？有効に維持するヨウニイノバータ周波数を調
整し、これによりトルク角を動的な変化状態ならひに静
的な状態の下で比較的安定状態にかつ安定限度内に保持
′１−ろこと暑特徴とずろ特許請求の範囲第１項記載の
制御装置っ 鵠　前記安定化装置が、前記制御１２壬を積分して所要
の一定な電８Ｅ／時間積分値乞表示する基準電田に対し
て積分さハ、た重圧を比較して、各比較毎πこれに応答
してタイミング・パルスを生じる電子／時間積分！ｔｉ
ｌｌ　ｔｌｌ装ｆｉｔ（６６）を含み、このようすＬ・
くつかのタイミング・パルスか′−王ソース・インバー
タ（２５）の各作動サイクル毎に生成され７これらタイ
ミング・パルスは連続ｆろトリガー動作問に一定の′山
田／時間の積分値を得ろため８砂な駒間におし・て前記
インバータＹトリガーするため便用され、これにより前
記インバータ周波数を耐過渡的状態ならひに安定状態の
間常にＤＣバス箱王の振幅によって決定されろことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の制御装置。 Ｑ５）　　前記匍］！１１市田が積分され、各作動サイ
クル６０°毎Ｋ　ＫＪ記インバータの周波数を有効に調
整して、負荷トルクまたはバス重圧またはインパーク周
波数の過渡的変化にも拘らず前記トルク角が比較的安定
状態で安定限度内に保持されろように、ＤＣバス′１ｔ
−１千の瞬間的な振幅に対するインバータ周波数σ）正
確な追跡を維持′ｆ石ため、前記の積分された電圧が各
作動サイクルの間６回比較されろことを特徴とする特許
請求の範囲第１４項記載の制御装置っ （１６）￥５制御されたＤＣ電ω（１１，２１）からの
ＤＣバス（２６，２７）上で受取る調整可能なりＣバス
電圧から一連のソリッド・ステート・スイッチング素子
を有′１−る重子ソース・インバータ（２５）により生
成されろ出力ＡＣ電圧により付勢されろダンパーのない
同期モータ（４１）の作用に市１ｉｉ４１しかつ安定化
させ、前記インバータ出力のＡＣ％王の振幅は前記ＤＧ
Ｃバス電圧大きさにより決定され、インバータ１１王（
ｒ）周波数はインバータにおけろスイッチング素子に対
して加えられろタイミング・パルスの周波数によって決
定され、ＤＣＣバス電圧前記モータにおけろトルク角の
双方が過渡的状態の下で反対方向の過渡的変化を受けろ
制御装置において、 インバータにより生じろＡＣ電圧に対す石所要の安定状
態の振幅および所要の安定状態の周波数を表わす設定点
電圧を提供する装置（５７〜５９）と。 前記設定点電圧を前記ＤＣＣパスｌｌｆに正比例しかつ
４ｉ　Ｄ　Ｃバス電圧におけろ過渡的変化に対するｉ）
べ渡的な振幅の変化２有する前記制御箱圧と比較して、
比軟された電圧間の差の開数である誤差市１：ＩＥケ生
じろ装置（６４）と、 前記誤差部子に応答して、負１記の所要の安定状態０）
振幅におけろ前記インバータの出力ＡＣＴ千乞イ１ｍ保
するため必要な安定状態レベルに前記ＤＣＣパスｒｌＥ
？調整するように齢記ＤＧ部源を制御′１−６１ｊｌｊ
御装ｂ’、　（１３）と、前記開側」乳用に応答して、
前記制御箱圧の瞬間的な振幅により決定さね、ろ時間的
区分を有ｊろ周其お的に循環するタイミング・パルス娶
生じろよ５１’ｌ−動する％印／時間積分制御装置（６
６）と。 １￥ｆ−ｉ　ｉＱタイミング・パル、スに応答して、前
記の速度安定状態の周波数におけろインバータ出力のＡ
Ｃ知印を６４Ｌ保するためインバータにおける賃ｊ記ス
イソチノグ素子に対してタイミング・パルス暑供給しこ
れにより前記モータ速度を所要のレベルに設定するイン
バータ制御回路（４５〕とを設け。 前記制徘」電圧ｌま、前記狗荷トルクまたシまＤＧバス
〜ＩＥＩＥまたはインバータ周波数の比較広く＠、帆な
変化の存在にも拘らず、前記トルク角乞制御しかつこ牙
１を前記モータの安定限度内で比較的安定状態に維持す
るために、前記インバ〜りの周波数を前記ＤＣＣバス電
圧共にこれと同じ方向に変化させろことを特徴とする匍
ｉ御装置っ （１７）過渡ｖ、態のインパーク１圧／インバータ周波
数の比率と（ま独立的に安定状態のインバータ′４１．
王／インバータ周波数の比率ン設定１−ろ装置（７７）
乞設けろこと乞特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
制御装置っ ０８）開側」されたＤＣ篭諒（１１，２１）からのＤＣ
バス（２６，２７）上で受取る調整用能なりＣバスＮＦ
ｆｆＥから馬子ソース・インバータ（２５）により生成
されろ出力ＡＣ′市田重圧り付勢されろダンパーのない
同期モータ（４１）のｆ年月４火ｆｔｊｌＪ佃、しかつ
安定化させ、モータの動子と薊記モークにおげろトルク
角の双方が過渡的状態の下で過渡的な変化７受けろ制御
装置において。 所要の安定状態レベルにおいて前記イノパークの出力市
川の振幅および周波数ケ確保する装置（１８，４５，５
７〜６６）と、 モータ重圧の関数でありかつ急公なトルク角の渡化暑表
示する悩報を含む制御電圧を生成する装面（７１〜７４
）と。 前記トルク角が変化しようとする程度乞減少させろため
、トルク角が急激に変化しようとする旬に前記インバー
タの周波数を迅速に調整１−ろことにより、前記トルク
角ゲ過渡的状態の下で比較的安定状態で前記モータの安
定１奴度内に維持する前記制御部田によって制御されろ
安定化装置（４５，６６）と７設けろこと乞特徴と１−
ろ制御装置っ （ＩＪ　　１ｔｊＩＪ飢されたＤＣ電源（１１，２１）
からのＤＣバス（２６，２７）ｌで受取る調整可能なり
Ｃバス電圧かｂ＝田ンース・インバータ（２５）Ｋより
生成されろ出力ＡＣ電圧により付勢されろダンパー・フ
）ない同期モータ（４１）の作用２制伍しかつ安定化さ
せ、ＤＣバス電流と前記モータにおけろトルク角の双方
が過１１化的状態の下でＡ渡的な変化乞受けろ制御装置
において。 所要ノ安定状態レベルにおいて前記インバータの出力獅
°圧の振幅および周波数を確保する装置６（１８，４５
，５７〜６６．８１，８ろ）と、ＤＣバス電流の関数で
あり、急激なトルク角の変化を表示する情報ケ含む制御
電圧を生成する装置（８０，８２）と。 前記トルク角が変化しようとする程度に減少させろため
、トルク角が急際に変化しようと１−ろ毎にインバータ
の周波数を迅速に詭、整づ−ろことにより、前記トルク
角を過渡的状態の下で比較的安定状態でかつ前記モータ
の安定限度内に維持１−ろ罰１記制御電田により制御さ
れろ安定化装置（４５゜８１．８ろ）と馨設けろことケ
特徴とｆろ制御装置っ （２０ｊＤＣ竜卵からのＤＣバス（２６，２７）上で受
取るＤＧバス霜゛王から１；圧ソース・インバータ（２
５）により生成される出力ＡＣ竜田によって付勢されろ
ダンパーのない同期モータ（４１）の作用を！１７：Ｉ
御しかつ安定化させ、ＤＣＣパス田七前記モータにおけ
ろトルク角の双方が過渡的状態の下で過渡的な変化を受
けろ制御装置において。 所要の安定状１ｊ４レベルにおいて前記インバータの出
力重圧の振幅および周波数を確保する装置（１８，４，
５，５７〜６６）と。 ＤＣバス１ｂ田また９丁モータ電圧の関数て゛ありかつ
急峻なトルク角の変化を表示する情報？含む制ω１１８
困乞生成１−ろ装面（６１〜６ろ、７１〜７４）と。 ｉ′）］記ｌ・ルク角が変化しようとする程膿を減少さ
せろため、トルク角か急醋に変化しようとする一７ｉ　
（Ｋ−イア　パークの周波数を迅速に調整することによ
り、貨」紀トルク角を過渡的状態の下で比較的安定状態
で前記モータの安定限度内に維持１−ろ前記１１ｉ１１
　ｈｓ、ｌ　ＴＦｉ、　ｌｌｆ　ＶＣヨリＩｌｌ　ａｌ
ｌ　サｉ　７−、安定化装置（４５，６６）と。 前記インパークの安定状態の作動周波数を制御するよう
にＡｉｔ記安定化装置を制御する装尚（６８）と７設け
ろことを特徴とする制御装置っ（２１）制御されたＤＣ
電源（１１，２１）からのＤＣバス（２６，２７’）上
で受取る調整可能なりＣパスル田から電圧ソース・イン
バータ（１１２”）により生成されろ出力ＡＧ市川用よ
り付勢されろダンパーのない同期モータ（８４）の作用
乞制御しかつ安定化させ、モータ電圧と前記モータにお
けろトルク角の双方が過渡的状態の下で過渡的な変化乞
受けろ開側ｊ装置において。 前記モータ電圧馨積分する装置（８５，９６）と、 前記インバータ周波数に対１−ろ前記インパーク出力電
圧の所要の比率を衣わ１−基草電印に対して前記の積分
されたモータルＥｖ比較してインバータに対するトリガ
ー信号を生じろ装尚（９４〜１１１）と。 前記トルク角か変化しようとする程度ビ減少させるため
、トルク角か急激に変化しようとする毎にインバータの
周波数乞迅速に調整ようにトリカー信号を用いてインバ
ータを制御ｆろことにより、前記トルク角を過渡的状態
の下で比戦的安定状態でかつ前記モータの安定限度内に
維持する装置（ゲート）とを設けることを特徴と１−ろ
制御装置。[Claims] fl)! The DC bus (26, 27) from the tJ controlled DC power supply (11, 21) is adjustable to receive the DC bus (26, 27) from 13 voltage to 7b 1 voltage inverter 7 (2
5) [The damper σ) which is generated by the output AC voltage 5 voltage controls the action of the synchronous motor (41)] and stabilizes the DCC pass field and the motor. In a control device where the torque angle hydraulic force is subjected to transient changes under transient conditions. A device (15, 4) for ascertaining the amplitude and frequency of the output electrons of the inverter at the steady state level
5, 57-66). A system that includes information that is a function of the I emulator pressure after DCC pass pressure relief and that displays sudden changes in torque angle? 1) A device (61-66.71-74) that generates 11 hydraulic pressures, and in order to reduce the degree to which the torque angle is about to change, the frequency of the inverter is quickly changed every time the torque angle is about to change rapidly. The stabilizer is controlled by the control voltage to maintain the motor within stability limits in a relatively stable state under transient conditions by adjusting the torque angle to <45°66). and 2 should be provided and features and 1
- control device (2+) characterized in that the ratio of the output voltage to the frequency of the inverter is maintained relatively constant by the stabilization device under steady state as well as transient conditions; Control device according to claim 1 (31) Apparatus for providing a set point electrical system for determining the desired steady-state amplitude and desired steady-state frequency relative to the AC'di generated by the inverter. (57-59)
The sum of the inverter outputs at the required steady-state amplitude and frequency levels as described above: (4) A control device according to claim 1, characterized in that it is used to ensure that the set point voltage is compared to the limiting voltage. A device (64) is provided to generate an error cap that is a function of the difference between the compared voltages, and is used to ensure that the error voltage is at the output voltage of the inverter at the desired steady-state amplitude. , the stabilization device (45, 66) provides both static and dynamic control over the frequency of the inverter to ensure that the inverter output pressure is relieved for the frequency of the Innopark at all times during static conditions as well as during transient conditions. Claim 6, characterized in that the ratio of π is kept constant 1-
The control device described in Section (5) 薊δ self-control 1 thunder field is generated from the DCC path 1 in direct proportion to this, and the sudden change in torque angle is caused by the control voltage. 2. A control device according to claim 1, characterized in that the change is indicated by a transient change. (6) A variable mechanical load (46) is provided by the damperless synchronous motor (41). A sudden change in load torque tends to cause a transient change in both the DC bus pressure and the torque angle. The stabilizing device (45, 66) effectively counters the tendency of the torque angle to change rapidly in response to sudden changes in load torque, thereby keeping the torque angle in a relatively stable state. (7) The control device according to claim 1, characterized in that the torque angle and the DO bus Ichida tend to change in opposite directions during a transient state, and the control device according to claim 1 is 1 voltage is directly proportional to the DCC pass field during transient as well as steady state conditions, resulting in a transient change Q' in the bus 1 field, which appears as a transient change in the same direction in the control voltage; Stabilization equipment 4
5.66) effectively imposes an overload limit on the inverter in response to a transient change in the control voltage in the same direction and in the same direction as the transient change in the busbox pressure. Claims characterized in that the Innopark frequency is rapidly changed in a stepwise manner, thereby maintaining the torque angle in a stable state and preventing it from exceeding the stability limit of the motor. (8) The control device according to claim 1 is characterized in that the control device is generated by rectifying the output power of the inverter by the rectifying means (71). Imitation of j + ill 1 as described in Section 1. (9) Money 1 word own 1 h 11 inn j Saneta DC electric cup (1
1, 21), but is the torque loss sudden in the motor? V
When does the DC bus change? Patent 8 characterized by exhibiting a source adjustment effect such that the pressure changes rapidly.
The control device according to item 1 of the scope of the request (10) The SCR control + W bridge in which the restricted DC signal is phase-controlled to generate DC bus Raiou from AC energy received from an AC power source. (11) and a filter (21)
The control device described in item 1 above is the stabilizing device! (
45, 66) is the voltage/time! l; IJ controller (66
), statically and dynamically the integral value of a constant voltage/time on the motor windings 7′\5, and thus i′1T8i[
1. A control device according to claim 1, characterized in that: 1) maintaining a fixed ratio of inverter output to inverter frequency; (1 force) The first gear stabilizing device (45, 66) maintains the torque angle within a stable limit even if the load torque, bus force, pressure or (or inverter frequency) undergoes a superfluous change. , effectively maintaining a constant integral value of %aE/time at the motor terminal between successive trigger pulses applied to the inverter. 03) said stabilizing device (45, 66) effectively compares the output of said inverter against the inverter frequency several times for each operating cycle of said inverter;
A constant voltage/time integral on the motor windings, a fixed ratio of inverter output button pressure to inverter tube wave number? Adjust the inverter frequency to effectively maintain the torque angle under dynamically changing conditions, while keeping it relatively stable under static conditions and within stability limits. The control device according to claim 1, wherein the stabilizing device integrates the control unit 12 with respect to a reference voltage to display a required constant voltage 8E/time integral value; Compare the weight pressures and generate a timing pulse in response to each comparison π/electron/time integral! Ti
Including ll tll fitting (66), like this L・
Several timing pulses are generated for each operating cycle of the source inverter (25), and these timing pulses are used to obtain a constant Yamada/time integral value during continuous f trigger operation. It is conveniently used to trigger the inverter Y by passing it between the sand pieces, so that the inverter frequency is always determined by the amplitude of the DC bus box during the steady state and in the transient state. A control device according to claim 1. Q5) Said 匍]! 11 Ichida is integrated every 60° for each working cycle, effectively adjusting the frequency of the inverter so that the torque angle is relatively stable despite transient changes in load torque or bus pressure or impark frequency. The DC bus '1t is maintained within stability limits under the condition
- an inverter frequency σ for an instantaneous amplitude of 1,000) In order to maintain accurate tracking, said integrated voltage is compared six times during each operating cycle. The control device according to paragraph 14 (16) ￥5 A series of solid-state switching elements receives on the DC bus (26, 27) from the controlled DC voltage ω (11, 21) from an adjustable C bus voltage. Due to the action of a damperless synchronous motor (41) energized by the output AC voltage generated by a double source inverter (25) having The amplitude of the king is the DG
Determined by the C bus voltage size, inverter 11 King (
r) The frequency is determined by the frequency of the timing pulses applied to the switching elements in the inverter and the DCC bus voltage and the torque angle in the motor are both subject to transient changes in opposite directions under transient conditions. In a receiver control system: means (57-59) for providing a set point voltage representative of a desired steady-state amplitude and a desired steady-state frequency for an AC voltage produced by an inverter; i) making the set point voltage directly proportional to the DCC path llf and for filtered transient changes in the DC bus voltage;
Compared to the control box pressure having a vertical amplitude change 2,
an error unit (64) which is the fraction of the difference between the softened voltages;
The DCC path rlE is brought to the steady-state level required to maintain the amplitude of the output of the inverter ACT at 1 m.
? Control the age record DG source to adjust '1-61jlj
(13) and in response to the open side' milk,
A timing pulse is generated which is determined by the instantaneous amplitude of the control box pressure and which circulates around the temporal interval. 6
6) and. 1\f-i In response to the iQ timing pulse, the A of the inverter output at the frequency of the stable speed state is
An inverter control circuit (45) is provided which supplies timing pulse heat to the switching element in the inverter to maintain the C mark at 64L, thereby setting the motor speed to a required level. Despite the existence of significant changes in the voltage l, the load torque and the DG bus or inverter frequency, the torque angle can be controlled and kept within the stability limits of the motor. In order to maintain a relatively stable state, the frequency of the inverter is changed in the same direction as the DCC bus voltage. (17) Transient impark 1 voltage/inverter frequency ratio and (independently the steady state inverter '41.
King/Inverter frequency ratio setting 1-ro device (77)
08) The control device according to claim 1, which is characterized in that: 08) DC from the open side DC cage (11, 21)
C bus NF received on bus (26, 27)
The output AC' produced by the Umako source inverter (25) from ffE is energized by the synchronous motor (41) without a damper, and stabilizes and stabilizes the motor operation. In the control device, both the torque angle and the torque angle are subject to transient changes under transient conditions. A device (18, 45, 5
7 to 66), and an equipment (71 to 74) that generates a control voltage that is a function of the motor pressure and that displays the alarm of the sudden torque angle.
)and. In order to reduce the extent to which the torque angle is about to change, the frequency of the inverter is quickly adjusted when the torque angle is about to change rapidly, so that the torque angle is compared under transient conditions. A stabilizing device (45, 66) controlled by the control unit to maintain the motor within one degree of stability in a stable state is provided.Features and 1-
Control device (IJ 1tjIJ starved DC power supply (11, 21)
The adjustable C bus voltage received on the DC bus (26, 27) from the damper is energized by the output AC voltage generated from the damper inverter (25) K and the synchronous motor (41). ) in a control device that is both constrained and stabilized and that allows both the DC bus current and the torque angle in the motor to undergo changes across A under extreme conditions. A device 6 (18, 45) for ensuring the amplitude and frequency of the output power of the inverter at the required steady state level.
, 57-66, 81, 8) and a device (80, 82) for generating a control voltage that is a function of the DC bus current and that contains information indicating a rapid change in torque angle. In order to reduce the torque angle to the extent that it is about to change, the frequency of the inverter is quickly adjusted every time even if the torque angle suddenly changes.By adjusting the frequency of the inverter, the torque angle is kept in a transient state. Maintaining the motor in a relatively stable state and within the stability limits of the motor is controlled by a control electric field with a stabilizing device (45°81.8°) and a lock. Control device (20j 1 from the DG bus received on the DC bus (26, 27) from the DC dragon; pressure source inverter (2
5) The action of the synchronous motor (41) without a damper is energized by the output AC Tatsuta produced by! 17:I
In the controller, both the torque angle in the motor and the torque angle in the motor are controlled and stabilized under transient conditions. A device (18, 4,
5, 57-66). DC bus 1b data 9 data is a function of motor voltage and information that displays a steep change in torque angle? Including control ω118
Poverty generation 1 - filtering surface (61-6, 71-74). i')] Note: As the torque angle is about to change, the amount of heat should be reduced, so the torque angle is about to change rapidly.
(By rapidly adjusting the frequency of the K-ear park, the torque angle is kept relatively stable under transient conditions and within the stability limits of the motor.
hs, l TFi, llf VC Yori Ill al
l Sai 7-, with stabilizing devices (45, 66). A control device (21) characterized in that it comprises a device (68) and a device (7) for controlling the stabilization device so as to control the steady state operating frequency of the impark.
The adjustable voltage source received on the DC bus (26, 27') from the power supply (11, 21) is generated by the voltage source inverter (112'') from the C pulse field and is energized by the output AG Ichikawa without damper. The operation of the synchronous motor (84) is controlled and stabilized, and both the motor voltage and the torque angle in the motor are subject to transient changes under transient conditions. a device for integrating (85, 96); and a device (85, 96) for comparing the integrated motor Ev with respect to the inverter frequency by applying a desired ratio of the impark output voltage to the inverter frequency; In order to reduce the extent to which the torque angle is about to change, the trigger signal is generated to quickly adjust the frequency of the inverter whenever the torque angle is about to change rapidly. 1. A device (gate) for controlling an inverter using a signal to maintain the torque angle in a comparatively stable state under transient conditions and within stability limits of the motor. - Filter control device.