JPS59136097A - Controlling and stabilizing device for synchronous motor without damper - Google Patents
Controlling and stabilizing device for synchronous motor without damperInfo
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- JPS59136097A JPS59136097A JP58243648A JP24364883A JPS59136097A JP S59136097 A JPS59136097 A JP S59136097A JP 58243648 A JP58243648 A JP 58243648A JP 24364883 A JP24364883 A JP 24364883A JP S59136097 A JPS59136097 A JP S59136097A
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- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
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- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
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- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
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- Cyclones (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、過渡状態または外乱状態の間、ならびに安定
状態の作動中、ダンパーのない同期モータの作動を制御
しかつこれを安定化させてモータのトルク角を安定化さ
せかつこれ?安定限度内に維持するための制御装置に関
″1−ろっ巻線ロ一り(借磁)型もしくは永久磁石ロー
タ型のθL1何を問わず同期モータにおいては、1糺の
ステータ巻線により生じる回転ステータ磁界がロータを
歩進状態もしくはステータ磁界、ロータの回転速度また
シま周波数に同期させて回転させろことπよりステータ
の磁界の周波数を等化するっロータの磁*は1回転する
ステータの磁界により吸引され、またこの磁yトに先金
に追従して磁気的なI目Lji、作用によりトルクを生
じろっ トルク角te14ち伺加されたステータ′出圧
とステータに誘起された無負荷の逆E lvi F間の
角度は若干変化する(モータに対する機械的負荷が増加
するに伴って増加し、負荷が減少すると減少する)が、
ステークとロータの電圧の周波数は同じままであろっ一
般に、前記トルク角は無負荷状態におい、て0° に近
く また全負荷状態においてlま20乃至60° のど
こかにあろうもしあまりに大きな機械的負荷が付加され
ると、モータのトルク角は同期動作か失われろ程度まで
増加するうこの状態か生じろ角度は[安定限度−1と呼
ばれ、モータの諸パラメータならひにモータに対して付
加されろ負荷および電圧によって決定されろっ例えば、
ある同期モータにおいて)j、安定限度は90°付近で
あるっもし前記限度を超えモータが同期状態から脱する
( 「障害状態」と呼ばれろ)と七の結果生じろ過渡ト
ルクおよび電流は破壊作用を及はすおそれがあるため。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention controls and stabilizes the operation of a damperless synchronous motor to stabilize the motor torque angle during transient or disturbance conditions as well as during steady state operation. Is this what you want? Concerning the control system for maintaining the stability within the limits.In any synchronous motor, θL1 of the single-rotor winding (borrowed) type or permanent magnet rotor type, a single stator winding is required. The resulting rotating stator magnetic field causes the rotor to rotate in step or synchronized with the stator magnetic field, the rotor's rotational speed, or the stripe frequency, which equalizes the frequency of the stator's magnetic field from π. It is attracted by the magnetic field of the magnet, and following the lead metal, a torque is generated by the action of the magnetic I. The angle between the unloaded reverse E lvi F changes slightly (increases as the mechanical load on the motor increases and decreases as the load decreases), but
The frequency of the stake and rotor voltages will remain the same. Generally, the torque angle will be close to 0° at no-load conditions and anywhere from 20 to 60° at full-load conditions. When a certain load is applied, the torque angle of the motor increases to the extent that synchronous operation is lost. Determined by the applied load and voltage, e.g.
For a given synchronous motor), the stability limit is around 90°, but if said limit is exceeded and the motor goes out of synchronization (referred to as a ``fault condition''), the resulting torque and current will be destructive. Because there is a risk that it may affect
前記トルク角が前記安定限度内に保持されろことが最も
望ましいっ
緑間埠王即ち負荷トルクの擾乱または過渡状態は、同期
モータのロータが回転づ−ろ際このロータにハンチング
即ち振動を生じさせるおそれがあるっ二の振動は、安定
限度を越えるほど大きくなり。It is most desirable that the torque angle be maintained within the stability limits. Disturbances or transients in the load torque cause hunting or vibrations in the rotor of a synchronous motor as it rotates. The second vibration that may occur becomes larger as it exceeds the stability limit.
このような状態Iま急激な負荷トルクの変化が生じろ待
時VCg当¥ろっこの理由から、同期モータ装置の作動
ケ安定化させろようにこのような過渡状、jルおよび擾
乱の効果を最低に抑制するため色々な形式の素子および
装置が過去において開発されている。1つの試み1′:
l:、ロータに:16けろ短絡Saであろダンパーを使
用1−ろことであった、このようなターツバ−巻線は、
ロータのハンチング即ち振動の大きさを減少させようと
する傾向ケ有するっ大きな重力の静的周波数変更装置の
出現により、必要な減衰機能か今や′磁気的に提供する
ことができろためダンパー巻線馨全く必要としない同期
モータの細部装置iii、′乞設計1−ろことが可能と
なったっこの時までに開発された同期モータ装置′Y′
!、一般に強1i118A:zη凸bり流ソースまた(
工電圧ソース型インパーク(その−・くつかσ)変形〜
エブラシレスDGモータと呼ばれろ)、または縦続変流
による電流ソース・インバータ父使用したっ本)頭と同
じ期日の出1親σ)係属中の禾1遍特許出願第452.
560号[電圧制御インバータ・モータ・/ステム」に
記駕された如き新しい技術1(↓、非常にか)単かつ安
傭)なモータ付勢装置の構造製可能にfろ縦続変流によ
る箪田ソース・インバータである。電流ソース・インバ
ータにおいて使用されろ同期モータシ工、整流過程ケ補
佐するダンパー巻線乞依然として必要とするが5笥田ソ
ース悔インバータに用いl−)れ石同期モータはこの過
8VCダンパー2必要としな℃・っ電子ソース付勢装置
において使用されろモータのダンパー巻緋ン除去すれば
いくつかの利点が技供されろっ第1に、モータは比戦的
小さく、幹く。In such a situation, when a sudden change in load torque occurs, due to the VCg fluctuation during standby, in order to stabilize the operation of the synchronous motor device, it is necessary to reduce the effects of such transient states, fluctuations, and disturbances. Various types of devices and devices have been developed in the past to minimize this. One attempt 1':
l:, on the rotor: 16 short circuit Sa, use a damper 1 - rotor, such a tart bar winding is,
With the advent of large gravity static frequency changing devices, which tend to reduce the magnitude of rotor hunting or vibration, the required damping function can now be provided magnetically by damper windings. The synchronous motor device 'Y' developed by this time made it possible to use detailed synchronous motor equipment that did not require any additional design.
! , generally strong 1i118A:zη convex b current source also (
Engineering voltage source type impark (so-・kutsuka σ) transformation ~
(referred to as an electric brushless DG motor), or a current source inverter with cascading current transformation.
560 [Voltage Controlled Inverter Motor/Stem] New technology 1 (↓, very simple and cheap) structure of the motor energizing device can be made by cascading current transformation. It is a field source inverter. Synchronous motors used in current source inverters still require damper windings to assist in the rectification process, but synchronous motors used in current source inverters do not require two VC dampers. Eliminating the damper winding of a motor used in an electronic source energizer provides several advantages. First, the motor is relatively small and powerful.
かつ安価になろう第2に、非正弦波形のイノパータ@王
により生じろ高調波重圧に対するインピーダンスが大き
く上昇して、その結果渦調波′串泥か減少し、それに伴
って高調波損失の減少を招く。Second, the impedance to the harmonic pressure caused by the non-sinusoidal waveform increases greatly, resulting in a decrease in vortex harmonics and a corresponding decrease in harmonic loss. invite.
従って、モータ効率Vt向上し、モータ(肋に、ロータ
)の耐却か更に容易になろっ
本発明に先立って2モータ軸上にIf:伺けられロータ
の磁束または磁界の位置を有効に決定する勅。Therefore, the motor efficiency Vt is improved, and the motor (rotor, rotor) is easily destroyed. Prior to the present invention, if: on the two motor shafts, the position of the magnetic flux or magnetic field of the rotor can be effectively determined. An edict to do so.
位置センサの使用によりダンパーを使用する、−となく
可変周波数で市川制御された強制整流型インバータによ
り作動する同期モータの安定化が得られているっ軸位j
6センサがらのイ言号がインバータの周彼数乞!ti1
.!徊jしてステータのM M F’ (起磁力)がロ
ータのM M Fより太き(、・1らないように保持1
−ろ。インバータ周波数をセンサにより判定されろよう
にロータの位置に[隷属」させろことにより、ステータ
およびロータの磁界が相互に充分に近く維持されて、過
渡状態、擾乱もしくは急詭な負荷トルクの変化の存在に
も拘らず安定限度内にトルク角馨比較的安定状態に保持
するっこのような軸位1′i4−センザは安定な細部装
置の提供に有効であるが、このような付勢装置は同期モ
ータのコストおよび複雑度を増大するが、更にもし装置
が密閉されろ場合は、センサからのワイヤ乞密閉され/
こ装置から外部に取出さねばならない。The stabilization of a synchronous motor operated by a forced commutation type inverter controlled by Ichikawa with a variable frequency without using a damper is achieved through the use of a position sensor.
The name of the 6 sensor is that of the inverter! ti1
.. ! Hold it so that the stator's MMF' (magnetomotive force) is thicker than the rotor's MMF (,・1).
-Ro. By slaving the inverter frequency to the rotor position as determined by the sensors, the stator and rotor magnetic fields are maintained close enough to each other to prevent the presence of transients, disturbances or abrupt load torque changes. Although such an axial position 1'i4-sensor that maintains the torque angle relatively stable within stability limits is effective in providing a stable detail device, such a biasing device cannot be synchronized. This increases the cost and complexity of the motor, but also reduces the need for wires from the sensor if the device is sealed.
This must be taken out from the device.
前述のりIJ<、縦続変流による電田ソース・インパー
クVCついてi−1、A4]述の係属中の弊出願に記載
された成果以前には知られていないっこのような装置(
において使用されろモータの安定イヒもまた。Such a device, which was not known prior to the work described in our pending application mentioned above (IJ<, Concerning electric field source impark VC by cascading current transformation i-1, A4])
It is also used to stabilize the motor.
従来技術の位置センサの使用により可能であるが。Although it is possible through the use of prior art position sensors.
す下本文に開示ずろ技術によっても唇、易に達成可能で
ある5本発明のit’ll WAI装置はこのような従
来の装置に勝る重要な改善を構成1−イ)ものであるが
。The WAI device of the present invention constitutes a significant improvement over such prior art devices, which is readily achievable even with the technology disclosed below.
これにおいては1aEソース・インバータにより作動す
る同ル1モータの安定イヒはダンパーもしく、まモータ
軸の位置上ンザ乞必要とすることなく達成されろ。本発
明(工、従来の装置よりもへかに構造において簡単かつ
安価である非常に効率のよい装置により、充分にモータ
の安定限度内で安定トルク角馨維持するものであろっ
本発明の制御装置は、制御されたDCC電炉もDCバス
上で受取った訓1整可能なりCバス土用か1”:、’f
lfE 7−ス・インバータにより生成された出力のA
C電rfVCより付勢されろダンパーのない同期モータ
の動作を制御してこれを安定化させ、モータにおけろD
Cバス箱千およびトルク角の双方か過渡状態において過
渡的な変動を受けろっ制御装置V工、速度安定状態のレ
ベルにおけろインバータ出力電田の振幅および周波数を
確保する装@を含んでいろっD○バス止:圧またはモー
タ電圧の関数であり色原なトルク角の変化を表示する情
報を含む!till病j宙E馨生成する装置が存在する
う トルク角が変化しようとする程度を減少させろこと
により(・ルク1イ]ヲ過画状態において比較的安定な
状態でモータの安定限度内に維持するため、トルク角が
狛、へに変化しようと1″ろ時常シこインパークの周波
数?迅速に調整1−ろだめの制御電圧により制御されろ
安定化装置か設けられろっ
本発明17)更に詳細な特質によれは、DCCパス王オ
6よひモータ1圧がトルク角と反対に関連するという事
実かも利となるっ例えば5もしDCバスηj叱およびモ
ータ′電圧が減少する場合、モータにン・1判−ろ瞬間
的に小さな電流か流れて、モータの速度以下に伴ってト
ルクの損失およびトルク角の増加2住しろ、Kil、l
狽J市H]耐、DCCパス電田しくはモーフ′市1.f
、に正比例させら几ろっ■正対時間の積分i1j制御装
置ケ含む安定化装置は、制御電圧におけろ過渡的な変化
に応答してインバータに対して過IIW的な制御乞有効
に行なって、バス′出田また(佳モータ霜゛圧における
過渡的な変化と同じ方向にこれと共に段階的に変化し、
これによりl・ルク角馨比較的安定状態に保持してモー
タの安定限度を超えないようにするようインバータの周
波数を迅速に変化させろっ実際には、この安定化装置は
インバータの各作動サイクル毎にインバータ出力重圧を
数回インバータの周波数と比較し、各比llI!2動作
に応答して、モータ巻線におけろ霜圧対時間の粕分の一
定の値、従ってインバータ周波数に対1−ろインバータ
%’Eの一定の比率を常に維持fろようにインバータ周
波数?調整し、その結果トルク角が動的変化lN14ち
過渡的条件下ならびに静的な即ち安定状態に保持されろ
っ
斬新であると信じられろ本発明の諸特徴についてlま特
1て頭書の特許請求の範囲において記載されているつじ
かし、本発明(工図面に関して以下の記述馨照合¥ろこ
とにより最もよく理解されよう。In this case, stability of the 1A motor operated by the 1AE source inverter is achieved without the need for dampers or changes in the position of the motor shaft. The control of the present invention maintains a stable torque angle well within the stability limits of the motor by a highly efficient device that is simpler and cheaper in construction than conventional devices. The device can also be used to control DCC electric furnaces received on the DC bus, or the C bus.
A of the output produced by the lfE 7-sce inverter
Controls and stabilizes the operation of a damper-less synchronous motor energized by C electric rfVC, and
Both the C bus box and the torque angle are subject to transient fluctuations in transient conditions. D○ bus stop: Contains information that displays the change in torque angle, which is a function of pressure or motor voltage and is chromogenic! There is a device that generates till disease.By reducing the degree to which the torque angle tends to change, it is maintained within the stability limits of the motor in a relatively stable state in the overshooting state. In order to do this, even if the torque angle changes from 1" to 1", the frequency of the engine park should be adjusted quickly. A stabilizing device should be provided to be controlled by the control voltage of the 1-rod. Further detailed characteristics may also benefit from the fact that the DCC path voltage is inversely related to the torque angle. For example, if the DC bus η and motor voltages decrease, the motor A small current momentarily flows, causing a loss of torque and an increase in torque angle as the motor speed decreases.
狽J市H] Tai, DCC pass Denda or Morph'shi 1. f
The stabilizer, which includes a control device that is directly proportional to the time integral i1j, effectively performs over IIW control over the inverter in response to transient changes in the control voltage. Then, the bus's output also changes stepwise in the same direction as the transient change in the motor frost pressure,
This allows the frequency of the inverter to be changed rapidly to keep the l-lux angle relatively stable and not exceed the stability limits of the motor. Compare the inverter output pressure with the inverter frequency several times, and calculate each ratio! 2. In response to the operation, a constant value of the frost pressure vs. time fraction in the motor windings, thus always maintaining a constant ratio of 1-%'E to the inverter frequency, so that the inverter frequency ? The torque angle can be adjusted so that the torque angle can be maintained under dynamic or transient conditions as well as in a static or steady state. DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention, as claimed, is best understood by reference to the following description with reference to the drawings.
初めに、本文に開示する安定化手法が使用されろ亀子制
御装置の形態にその有効作動が依存i−ろものではない
ことが明らかであろうっ必要に応じて速度また1まトル
クの制御の如き他の目的のため必要とさ、)t、ζ)’
;’2i1ぎ′山田の制衛1に用いられろどんな形式の
制位11装置でも1本発明と共に使用するため適してい
る。尚技術において周知の神々のDG/DCコンノ仁−
夕、AC/D’Cコンバータ等モ使用−4−ろことがで
きろっ史してまた、インバータの霜′圧オ6よびモータ
7ト王は周汲数従って速度はモータの基本速度について
一般に行なわれろように変更されろか、インバータの町
田およびモータの電圧は略々一定に保持することかでき
7;:)。−田ソースに関1−ろ帷−の要件は、第1図
、第6図および第5図にボされろ安定化技術〉適正に機
能させろように負荷の変化により充分な調寂(変更)が
行なわ」]ろことて゛ル)ろっ第4図の回路は、負荷の
変化により不充分な変化しか生じないほどDC@田が堅
固である場合において便用することかで゛きろうり、下
に述べろ安定化手法の一般的な有効性?示すためこれま
での記述2更に拡張′1−れは、以下の考察が可能てあ
ろっ前述の本願と同じ期日出願の1糸属中の木[勾持論
−出願第452,560号に記載の通り、ダンパーのな
い縦続変la型インバータのターミナルに対して加えろ
ねるDCd、王(工、平均DCCパスE7基準電工に比
軸しまた誤差ン用いて片(、l抽1田)装置?し〔,1
負二躍にジ入れ衝ろ1展庶内に補正することによってl
ij御することができろつあるいはまた。調整装置1ま
低域特性7有する電流調整装置でもよいっ後者について
史に詳細に述べ牙1は、この調整装置(・工平均DC電
流に応答1ろことかでき、従って′屯王制値・装置をし
てこの平均電流と基準電流間の誤差を補正させろことか
できるも、モータの逆E Ivi Fにより生じろリン
プル電流に対しては応答し得ないつ従って、このような
イ?11成(工、真の電圧ソース型インバータにおけろ
如く電流ケ自然に零に下落させるも、平均負荷妬流に関
する限り通電特性を保持1″ろことぞ可能に1−ろっこ
0)平均値箱流給電型イノバータは9位相制御された6
個LT′)s(,8人カブリッジ、適尚なI) C!J
ンクまたはバス誘導子および6個のS CI(からなろ
出力インバータにより構成されており、本文に記載する
安定化手法によりダンパーのない永久磁石モータを良好
[+j勢するのであるっこのため1本文およ0・頭淋の
特許請求の範囲において用いられろ用語「7G干ノース
・インバータ」とは、従来の電流ソース・インバータに
おけろ如くその制御装置が電流を同定値に拘束しないが
、半サイクルの終了前に電流か自然に零に降下するよう
にモータの逆E1可F′により指定されろ略々正弦波状
のみ口形に電流t′流1−とんなインバータ馨も包含ず
ろっ前述の計重において<)1本装置の完全な理解を確
実にするため、LCフィルタ乞2えた従来の位相制御波
(Δ7第1図に示して詳細に記述することに1−ろ3次
に第1図においては、導体線り、 、L2. L3し丁
、通常のAC都卵でよい従来の6相AC亀伽10に1妾
わ゛「シ、このため64目のAC電圧、v目ち正弘誠状
に変動して同じ振幅および周波数7有ずろか相互に12
0°だけ位相がすれた6つの交…1電千ヶ提供1−ろっ
AC想間電電圧周波数は1通常毎秒50または60サイ
クル即ち)′lZとなり、この′山田の大計a尤細部即
ち、W、動されろべき負荷の特性に従ってコ菌当な1直
ケとり得ろっAC市、源からは中立の導掠は存在しなし
・ため、3つの位相即ち線間昂田の谷々(ま線間贅1壬
であり、別の1つの害鳥;に対′1−ろ導線L+ 、L
2 、L3の各々に現ゎ牙tろっ導線上で受取ったAC
エネルギは整流され、公知の構造である位相III御さ
れた金沢整流ブリッジ11によってDCC方力変俟され
ろ、特に、整流ブリッジ11は6対に配置された同じ形
式の6イ固のシリコン制御整流器即ち5CR12〜17
ケイ」し2前記各対にはろ相の電源10により与えら2
・シる6つの交香する位相即ち載間凭゛圧の各々が加え
られろ、この6個のSCHの起動角は、正と負の出力タ
ーミナル(それぞれ蚤号19と20で示されろ)((お
いて所留の大きさの整流電圧を確保するため、また電源
10からブリッジ11娶介して与えられろ知力を1h1
」御1−ろため、信号娶整流6,11彷41装置18か
らゲートづ−ろことにより制御されろっ更に、ブリッジ
の出力19.20におけろDC電圧レベルおよびこのブ
リッジYMLれろ知力(ま、付加されたACC電圧各半
サイクル毎に5CI(12〜17の起動m7調整するこ
とにより調整されろっブリッジ11におけろ各5CPt
(工、SCRθ)了ノートかそのカソードに対して正で
ある時、64目A C昂源10からこれに相加された龜
王の各半ザイクル毎に導通することができろつじかし。At the outset, it will be clear that the stabilization techniques disclosed in this text are not dependent on the configuration of the control device used for its effective operation, such as speed or torque control as required. needed for other purposes, )t, ζ)'
;'2i1gi' Any type of control 11 device used in the Yamada Control 1 is suitable for use with the present invention. DG/DC Konno Jin, a well-known god in technology.
In the evening, the AC/D'C converter etc. can be used. Also, the frost pressure of the inverter 6 and the motor 7 are the number of laps and therefore the speed is generally about the basic speed of the motor. However, the inverter Machida and motor voltages can be held approximately constant7;:). -Requirements for 1-Rolling sauce are shown in Figures 1, 6, and 5.Stabilization technology: Sufficient adjustment (change) due to changes in load to ensure proper functioning. The circuit of Figure 4 may be useful in cases where the DC field is so rigid that changes in the load will cause insufficient changes. Describe below the general effectiveness of stabilization techniques? In order to show that the previous description 2 is further expanded, the following consideration can be made. As a general rule, the DCd applied to the terminals of a cascade variable type inverter without a damper is compared to the average DCC path E7 standard electrician, and the error line is used in a single device. [,1
By correcting it within the range of 1.
Is it possible to control it? The regulating device 1 may be a current regulating device having a low-frequency characteristic 7.The latter will be described in detail in this paper. Although it is possible to correct the error between this average current and the reference current by using However, as in a true voltage source type inverter, the current naturally drops to zero, but as far as the average load current is concerned, the current carrying characteristics are maintained and it is possible to maintain the current conductivity throughout the 1" range. The feed type inverter has 9 phase controlled 6
Individual LT')s (, 8 people bridge, appropriate I) C! J
It is composed of a link or bus inductor and six SCI (Karanaro output inverters), and the stabilization method described in the text gives a permanent magnet motor without a damper a good [+j] force. The term "7G dry-north inverter" as used in the claims of Yoo Headin means that the controller does not constrain the current to a specified value as in a conventional current source inverter, but rather The inverse E1 of the motor is specified by F' so that the current naturally drops to zero before the end of the current t' flows in a roughly sinusoidal shape. In order to ensure a thorough understanding of this device, a conventional phase-controlled wave (Δ7) with an LC filter is shown in Figure 1 and described in detail. In this case, the conductor wires, , L2. 7 or 12 with the same amplitude and frequency.
Six alternating currents that are out of phase by 0 degrees...1 electric current voltage frequency is 1 usually 50 or 60 cycles per second, i.e.)'lZ, and this 'Yamada's grand plan a--small details, i.e. , W, according to the characteristics of the load to be moved, one direct current can be taken from the AC source, since there is no neutral conduit from the source, there are three phases, namely the valleys between the lines ( There is one line between the lines and another harmful bird;
2. AC received on the current wire to each of L3.
The energy is rectified and converted to DCC by a phase-III controlled Kanazawa rectifier bridge 11 of known construction; in particular, the rectifier bridge 11 consists of 6-piece silicon-controlled rectifiers of the same type arranged in 6 pairs. That is, 5CR12-17
2. Each pair is supplied with a power supply 10 of the filter phase.
Each of the six intersecting phases or mounting pressures is applied; the activation angles of these six SCHs are determined by the positive and negative output terminals (denoted by numbers 19 and 20, respectively). ((In order to ensure a rectified voltage of the size of the current, the power is also given from the power supply 10 through the bridge 11.
19.20, the signal rectifier 6, 11 is controlled by the gate 41 from the device 18, and the DC voltage level at the output 19.20 of the bridge and the YML output of this bridge. , the applied ACC voltage is regulated by adjusting the starting m7 for each half cycle (5 CI for each half cycle).
(Work, SCRθ) When the completion note is positive to its cathode, it can be conductive for each half cycle of the King added to it from the 64th AC Kogen 10.
ケート電流が整流制御装め1Bから5CFIのケートに
対して与えられるまで、半サイクルの間は生じ1【いっ
このli、;j間において、S CF(11導通状態に
起動即ちONの状態K 117J換わり、負荷短離か1
2[’l10にわたり流れろことを許容し、この侍医の
SCHの起動が祷辿状態のSCHに逆バイアスを与えて
こね、7OFF状態にするう半サイクルの開始とSOR
の導通状態へ・′+)起動との間の角度即ち時間的遅れ
か太きければ大きいほど、ターミナル19゜201il
の平均整流%lfは小さくない、その極性は、4jjl
、論ターミナル20に対してターミナル19において正
の極性となろっ
直夕1]接続されたチョーク22と分路接続されたコン
デンサ2ろからなるフィルタ21は1回線26.27に
より提供されろDCバス上を電圧ソース・イノバーク2
5に対して付加されるフィルタされたDC電圧を生じろ
ためブリッジからの整流′町田をフィルタ1−ろっ従っ
て、正の極性のDCCパス町王、第1図の図示した実施
例」におけろ基準電位の接地面即ち回路の共通の零ホル
トに対して接続されろ回線27に対して回線26上に現
われろことになるっ
5C812〜17の始動角2制御することにより、バス
26.27Y介してインバータ25に対して加えられろ
DCCパス王か1仙御されろっ制旬11されたDC%源
(Eliち、整流ブリッジ11とフィルタ21)V′f
、ろ相のACエネルギではなく単相に応答して作動する
ことができろ。単相の場合には。Until the gate current is applied from the rectifier control device 1B to the gate of 5CFI, for half a cycle, S CF (11 is activated to the conducting state, ie, ON state K 117J). Alternatively, the load may be shortened or 1.
2['l10], the activation of this Samurai's SCH gives a reverse bias to the SCH in the 7OFF state, and the start of the second half cycle and SOR.
The larger the angle or time delay between the conduction state and the start of the terminal 19°201il
The average rectification %lf of is not small, its polarity is 4jjl
A filter 21 consisting of a choke 22 connected and a capacitor 2 connected in shunt is provided by a line 26, 27 of positive polarity at terminal 19 with respect to terminal 20. Voltage source Innovak 2 on top
To produce a filtered DC voltage that is applied to the rectifier from the bridge, the positive polarity DCC path is applied to the illustrative embodiment of FIG. By controlling the starting angle 2 of 5C812-17, the starting angle 2 of 5C812-17 will be connected to the ground plane of the reference potential, ie the common zero point of the circuit, and will appear on line 26 to line 27. A controlled DC% source (Eli, rectifier bridge 11 and filter 21) V'f is applied to the inverter 25 via
, can operate in response to single-phase rather than filter-phase AC energy. In case of single phase.
環線L3および5CR14,17は省略されろことにな
ろっ熱論、正の極性のDCバス電圧(ま、依然として回
線27に対ずろ回線26上に生成されろことになろっ
電圧ソース・インバータ25V″s、、ろ相形式のもの
で下記の如き2つの形式の内の一方でよいっ即チ、 強
制整流型インパークの場合は、このイノバークは5CE
(31〜66の形態の6個のソリッド・ステート・スイ
ッチング素子と、6つの枝路に配置された6個のダイオ
ード51〜56乞含んでいろ、各枝路(ま2つのSOR
およびDCバス導線26間に直列に接続されたその関連
するグイオートからなっているつインバータのSCHに
対¥ろ通信回路(工1種々の良好な回路か当枝陥が当技
術において存7J:するため図示しないつあろい1工呼
た。Ring lines L3 and 5CR 14, 17 would have been omitted; however, the positive polarity DC bus voltage (well, it would still have been generated on line 27 versus line 26). Voltage source inverter 25V''s ,,For the filter phase type, one of the following two types is suitable.In the case of forced rectification type impark, this Innovaku is 5CE.
Each branch (or two SOR
A communication circuit (1) for the inverter's SCH consisting of a communication circuit (1) consisting of a DC bus conductor (26) and its associated wires connected in series between the DC bus conductors (26) and its associated wires (1) is known in the art. Therefore, one piece of gear (not shown) was required.
5CE(V工GT○、バイポーラ型トランジスタまた1
工整流回路を必要としない他の素子により置換すること
かできる。また1周知の如く、ダイオード51〜561
c工反動エネルギの流れのための部品を提供しかつ広範
囲の力率てわたる作動を可能にするように機能するつ
あろい+Sまた。縦続変流によるイノバークのための′
d(千ノース・インバータ25はまた、6他1の5CE
(31〜ろ6および6個のダイオード51〜56かもな
り、あるいはまた更に簡単な個において警ユ、反動型ダ
イオード51〜56を必要とすることなく6個のs C
E(31〜56のみからなろこともできろ、これら両方
の構成につし・ては、前掲の係蕩中の弊米国特許出願に
おいて記載されているっ
更にまた、本文に記載されろ安定化法はその使用のため
の特定の形態に依存1−ろものて′Yまないっこのため
、単相、2相、6相のイノバーク等と共に、中央タップ
を設けた変成器またシエモータ巻紛乞必要とするインバ
ータも使用することができろっこのような構成は当業者
にレエ周知であるっ6つの枝路の回路接合点ろ7.ろ8
.69に。5CE (V engineering GT○, bipolar transistor 1
The rectifier circuit can be replaced by other elements that do not require the rectifier circuit. Also, as is well known, diodes 51 to 561
+S also serves to provide a component for the flow of recoil energy and to enable operation over a wide range of power factors. ′ for innovak by cascading current transformation
d (thousand north inverter 25 is also 6 other 1 5ce
(31 to 6 and 6 diodes 51 to 56 may also be used, or in an even simpler arrangement, 6 sC without the need for reaction type diodes 51 to 56)
E (31 to 56 only), but both of these configurations are described in our above-mentioned pending U.S. patent application. The method depends on the particular configuration for its use.1-For various types of equipment, single-phase, two-phase, six-phase innovators, etc., as well as center-tapped transformers or shear motor windings Such configurations are well known to those skilled in the art and can also be used with inverters as required.
.. At 69.
その出力軸42がある機械的負荷45を5駆動するろ相
のダンパーのない同期モータ41のろつの巻線に対して
接続している。6相モータ41(ま1巻形メロータ形式
のものでもあろい(工永久7B石ロータ形式のものでも
よく、また他の適当な同期モータでもよい、更に、前述
の如(1本装置は6相以外。Its output shaft 42 is connected to two windings of a filter-phase damperless synchronous motor 41 that drives a mechanical load 45 . The 6-phase motor 41 (or a single-wound merrotor type motor, a 7B stone rotor type motor, or any other suitable synchronous motor may be used. other than.
即ち単相、2相、6相等で構成することもできろっモー
タが安定性ぞ得ろためダンパー巻緋乞必要としないこと
が軍装である。最適の形態はモータにダンパー巻緋の使
用昏ま必要としないが、もしダンパー巻線が他のある理
由のため便用されろ場合でも良好に作動するもので゛あ
ることは明らかて゛あろう。That is, it can be configured with single phase, two phase, six phase, etc. It is military equipment that the motor has stability and does not require a damper winding. Although the optimum configuration does not require the use of a damper winding in the motor, it will be clear that the motor will still work well if the damper winding is used for some other reason.
必要な安定化作用シエ、以下に説明する方法において本
発明によって達成されろ。6個のSCRろ1〜ろ6のゲ
ートに対してトリガー動作R1]ちゲ−ト5r)+ 作
”を予め定めた回数予め定めたシーケンスで与えろこと
により、DCバス26.27間のDC市°田がモータ4
1の6つの巻線に対して与えろね、ろ時ろ相のAC沖田
に有効に変換され、これにより6つのモーフ巻線に対し
てろ相の交流乞提供してインバータ出力のAC市山田周
波数によりこれに正比例1−ろように決定されろ速度に
おけろモータの回転運動ケ生じろ。The necessary stabilizing effect is achieved by the present invention in the manner described below. By applying the trigger operation R1] to gate 5r) + operation to the six SCR gates 1 to 6 in a predetermined sequence a predetermined number of times, the DC bus between DC buses 26 and 27 is applied. °Motor 4
1 for the six windings of the inverter, it is effectively converted into a filter phase AC Okita, thereby providing a filter phase AC signal for the six morph windings, resulting in an AC output of the inverter output by the Yamada frequency. This results in a rotational motion of the motor at a speed determined as being directly proportional to 1.
所要の状態でモータ412回転させかつ負荷46ケ付勢
−J−6よ5に、5CR31〜36’YJ正なノーケン
スかつ適正な同数だけONおよびOFF状態に切換えろ
ゲート動作用]ちトリカー動作パルスを与えろための制
御回路は、当業者にはよく理jIjイされようつ第1図
に示されろ実施態様において)j:、「インバータIj
ll t4i回路」として示されブロック45は1回線
47」二で゛受取られろ周期的に循王舅1−ろタイミン
グ・パルスに応答してインバータにおけろ適正なSCH
に対してケート・パルス即ち始動パルスを指向させてこ
れら5CRy所要の7−ダンスでONに切換える論理回
路を含んでいろっ周知の如く1図示された6個の5CF
iの6相インバータは6つの位相がすれた6段階の交番
重圧を生じ、ぞの香々;尤ろ″)の七−り巻線の各々に
対して付加するため正弦波形を近似回転し、6つの凝似
正弦波状に変化する電圧は相互に120°だけ位相かす
れている。従って、6つの段階の波形を生じろためにV
′!、1つの1/I:動サイクル600毎に異なるtJ
J換え動作即ち始動動作がインパークに生じなげればな
らない、、換言すれは、6o0毎に。Rotate the motor 412 in the required state, energize the 46 loads - J-6 to 5, and switch 5CR31 to 36'YJ to the ON and OFF states with a positive no-kense and appropriate equal number for gate operation] and trigger operation pulse The control circuit for providing the inverter Ij (in the embodiment shown in FIG. 1) will be well understood by those skilled in the art.
Block 45 is shown as ``t4i circuit'' and block 45 receives periodic cycle timing pulses on line 47 to output the appropriate SCH at the inverter.
The six 5CFs shown in FIG.
The 6-phase inverter of i generates 6 stages of alternating pressure with 6 phases out of sync, and approximately rotates the sine waveform to apply it to each of the 7-turn windings. The two sinusoidally changing voltages are 120 degrees out of phase with each other.
′! , one 1/I: different tJ for every 600 dynamic cycles
A J change operation, that is, a starting operation, must occur in impark, in other words, every 6o0.
導通状態にあるSGHの1つはOFFに切換えられなけ
ればならず、新たなSCRが導通状態に起動されなげれ
ばならないっこの切換え回数は、回線47上で受取らね
ろタイミング・パルスによって決定されろ、タイミング
・パルスがインバータ制御回路45に対して加えられろ
毎に異なる組のS!JRは導通状態となり、6つの連続
するタイミング・パルスがインバータ25により生じろ
6つの位相のずれたAC矩圧毎にそれぞれ6段の作動サ
イクルを完了することが要求さハるっ明らかなように、
タイミング−パルスは、所要のインバータ周波数がイン
バータにおけろ各作動サイクルの60’毎に有効に確保
されるように生成される。One of the SGHs in the conducting state must be switched OFF and a new SCR must be activated into the conducting state. The number of times this switching must be determined by the timing pulses received on line 47. , a different set of S! timing pulses are applied to the inverter control circuit 45 each time. JR becomes conductive and six successive timing pulses are generated by inverter 25. Each of the six out-of-phase AC rectangular pressures is required to complete a six-stage operating cycle. ,
Timing-pulses are generated such that the required inverter frequency is effectively ensured in the inverter every 60' of each operating cycle.
このように、もし周波数の変更がインパークにおいて行
なわれろことが決定されろならば、このような変更j′
1600の作動サイクル範囲内で行なうことかできろつ
インバータに対するこの迅速な周仮数制御が、以下に説
明する方法でモータ41におけろトルク角の安定化乞容
易にするものであろう整流制御装置1Bの作用を制御J
してインバータ出力のAC協王の振幅の調整を行ないか
つ制御回路450作用を制御」してインバータ1′王を
周波数の調整ケ行なうために、調整可能な設定点電圧−
か固定抵抗58と可変抵抗590回路の接合点57に与
えられろう明らかなように、電圧分割器58゜59から
の設定点電圧か安定状態の作動条件を決定し、モータ4
1に対して右えろためインバータ25により生成された
AC外圧に対する断髪の振幅および所要の周波数7表わ
すっこの設定点は。Thus, if it is determined that a frequency change is to be made in impark, then such a change j′
This rapid cycle mantissa control for the inverter, which can be performed within a range of 1600 operating cycles, will facilitate the stabilization of the torque angle in the motor 41 in the manner described below. Controls the action of 1B
An adjustable set point voltage is used to adjust the amplitude of the AC frequency at the inverter output and to control the operation of control circuit 450 to adjust the frequency of the inverter 1'.
The set point voltage from the voltage divider 58-59 will determine the steady-state operating condition and will be applied to the junction 57 of the fixed resistor 58 and variable resistor 590 circuits, as shown in FIG.
The set point here represents the amplitude of hair cutting and the required frequency 7 for the AC external pressure generated by the inverter 25 for the right side.
機械的負荷46により要求されろ速度ン満たすように選
定されることになるっ
DCバス電圧の関数で゛あろ制御龜王は、DCバス26
.27の間に直列接続された抵抗62,6ろにより形成
されろ電圧分割器の回路接合点61において生成されろ
5更に、この別個]′山田はり、CバスS田の縮少され
た即ち裾幅が減少したバージョンであり、このためバス
重圧に正比例するうこの制御′*′田は、コンパレータ
64の反転入カ即ち(−)入力に対して与えられるが、
このコンパレータの非反転入力即ち(+)入力は設定点
電圧を受取るように接合点57に対して接続されてぃろ
っ従って、コンパレータ64は、設定点市rfを8j1
」軸箱[と比較して、比較された電圧間の差の関数であ
る誤差’ME’Y生じろっ周知の構捨の整’tjL器;
1・11、卸装置18は、コンパレータ64がも補償回
路65馨経て受取った誤差電圧に応答して5C812〜
17のゲート(てイ」加する適正に調時されたゲート・
パルスを生じ、所要の安定状態の1辰幅レベルにインバ
ータ出力7ト叱を確保してこれ?維持するため8四な大
きさに回&!26.27間のDCバス電圧ケイ、“(l
保するために必要な々1」きscRの始動角りjIj衛
jずろっもしDCCパス田川所要の安定状態のレベルか
ら変動しようとする傾向を有′fろならば、誤差fワ王
が変イヒして適正な安定状態の振幅レベルが41」ひ確
保されるまでDCバス−1圧を調整¥ろに必要なよ5
K4+、z流器制御御装置18娶して自動的に始動μ」
7変化させろ。The control voltage of the DC bus 26 is a function of the DC bus voltage which will be selected to meet the speed required by the mechanical load 46.
.. 27 is formed by a resistor 62, 6 connected in series between 27 and 27, which is generated at the circuit junction 61 of the voltage divider 5. Furthermore, this separate Yamada beam, the reduced or tail of the C bus S field, is A reduced-width version, and therefore directly proportional to bus pressure, is provided for the inverting or (-) input of comparator 64.
The non-inverting or (+) input of this comparator is connected to junction 57 to receive the set point voltage.
When compared with the axle box, an error occurs which is a function of the difference between the compared voltages.
1.11, the wholesale device 18 responds to the error voltage received by the comparator 64 through the compensation circuit 65 and outputs 5C812~
Properly timed gates to add 17 gates
Generate a pulse and secure the inverter output at the required stable state level of 7 degrees? To maintain 84 times &! 26. DC bus voltage between 27 k, “(l
If the starting angle of scR is as large as 1" required to maintain the DCC path, if the DCC path has a tendency to fluctuate from the required steady-state level, the error f will change. It is necessary to adjust the DC bus-1 pressure until a proper steady-state amplitude level is achieved.
K4+, Z flow control device 18 and automatically starts
7 Change it.
更に、安定状態においては、誤差電E lj:略々零と
なろっもしバス箱田がこの時例えば降下しようとfろな
らば制御重圧は減少し、このため誤差田用を正の方向に
増加させ、これにより5CR12〜17の始動角を減少
させてバス重圧ケ再び所要の安定状態レベルまで戻し、
これと同時に誤差′市川か零ボルトに戻る。一方、その
所要の安定状態のレベルからのバス′町圧の増加が反対
方向の自動補止を開始する。即ちバス電圧がその所要の
安定状態のレベルに戻るまで誤差電圧が零から弁の方向
に増加してSCRの始動角乞増“加さぜ、この時誤差重
圧はその零の振幅レベルまで戻ることになるっ当業者に
1工明らかなように、安定状態の動作およびインバータ
の安定化回路と干渉しないことを保証するため墾田調整
装置の応答特性?指定するように神々の補償回路、積分
回路等(65)が回路中に使用″fろことかでき4)っ
そのf”tl、制御電圧が時間に関する重圧の積分制御
装置66に対して掬えられ、あるパルス反復周波数にお
いて6回インパークを出力電圧に対する所要の安定状態
の周波数を周期的に循環させろタイミング・パルスケ回
線47上に生じ、これによりインバータの周波数をIv
T要のレベルに確保1−ろっこの時、制御装置66は、
制御重圧の積分された振幅に応答して連続するタイミン
グ・パルス間の時間的間隔を決定するっ安定状態におけ
るインバータの出力電圧の振幅および周阪数の双方が同
じ設定点8.FIEによって決定されろことに圧目され
たい。以下に説明する方法により、インバータ電圧のこ
のような2つの特性の比率は安定状、;、’q VCお
いて一定に保持され、またモータのターミナルに対して
与えられた市川対時間の積分結果は過渡状態7’fl”
pひニ安定状態の沢方においてインバータ・スイッチの
連続するスイッチング動作の間一定に保持されろことに
なろっ安定状態においてシま、インバータの周」波数に
対′1−ろインバータの出力q1.田の一定比率I工、
モーク41の過熱2避げろため、またモータの速度の如
何に拘らずモータに一定のトルクを出力I−ろ、あろい
はモータまたV丁インバータの性能馨最適化1−ろ能力
馨モークに与えろRIJき種々のJ]41由にのために
望ましい、明らかなように、動的VC変化する即ち過渡
的な条件において一定の市川と時間間の積分結果を維持
することにより。Furthermore, in a stable state, the error electric current E lj will be approximately zero. If the bus Hakoda at this time, for example, descends or f, the control pressure will decrease, and therefore the error electric current will increase in the positive direction. , thereby reducing the starting angle of 5CR12-17 and returning the bus pressure to the required steady state level again.
At the same time, the error returns to Ichikawa or Zero Volt. Meanwhile, an increase in bus pressure from its desired steady-state level initiates automatic compensation in the opposite direction. That is, the SCR starting angle increases as the error voltage increases from zero toward the valve until the bus voltage returns to its desired steady-state level, at which time the error pressure returns to its zero amplitude level. As is clear to those skilled in the art, the response characteristics of the adjustment device to ensure steady-state operation and no interference with the inverter's stabilizing circuit?Specify the God's compensation circuit, integration circuit, etc. (65) can be used in the circuit as ``f'' tl, where the control voltage is applied to the integral controller 66 with respect to time and imparked 6 times at a certain pulse repetition frequency. The required steady-state frequency for the output voltage is generated on the timing pulseke line 47, thereby changing the frequency of the inverter to Iv.
When the T level is secured at the required level, the control device 66:
8. Determine the time interval between successive timing pulses in response to the integrated amplitude of the control load; set point where both the amplitude and frequency of the inverter's output voltage in steady state are the same; I am impressed that the decision will be made by the FIE. By the method described below, the ratio of two such characteristics of the inverter voltage is held constant at steady state, ;,'q VC, and the integral result of Ichikawa versus time given for the terminals of the motor. is the transient state 7'fl”
In the steady state, the output of the inverter, q1, should be held constant during successive switching operations of the inverter switch. Fixed ratio I-engineering of rice field,
In order to avoid overheating of the motor 41, and to output a constant torque to the motor regardless of the speed of the motor, optimize the performance of the motor or V-inverter. Obviously, it is desirable for dynamic VC to maintain a constant Ichikawa and time-to-time integration result under changing or transient conditions.
トルク角シま比較的安定状態でモータの充分に安定限度
内に保持されろことになろっ
電圧の時間的な積分制御装置66について説明すると、
制御1 @riE’t″S、槓分器67において積分さ
れ、部分された霜千(零ボルトから始まる正になる傾斜
部分)がコンパレーク68の非反転入力即ち(+)入力
に対して加えられ、その反転入力即ち(−)入力警工基
準DC雷rfを受取ろっ秋分器67の出力電圧が基準環
rlEまで゛積分されろと、コンパレータ68(工回線
47に対して付加するためタイミング・パルスを生じ、
このバス・・スもまた新たな積分サイクル2開始するた
めフィードバックされて積分器67のリセットを生じろ
っ換言すれは。The torque angle is to be maintained well within the stability limits of the motor under relatively stable conditions.
Control 1 @riE't″S, the integrated and divided frost value (the positive slope portion starting from zero volts) in the comparator 67 is added to the non-inverting input, that is, the (+) input of the comparator 68. , its inverted input, i.e., (-) input, receives the reference DC lightning rf.The output voltage of the separator 67 is integrated up to the reference ring rlE. produces a pulse,
In other words, this bus is also fed back to cause a reset of integrator 67 to start a new integration cycle 2.
コンパレータ68が傾斜部分の積分器出力協圧が基準レ
ベルに達したことを判定1−ろ時、タイミング・パルス
が生成されてインバータのSCHの新たな絹を起動させ
ろか、同時にタイミング・パルスが秋分器67ぞ零に再
びリセットして別の積分サイクル馨開始するのであろう
このように、一定の時間的なtEの積分が連続するタイ
ミング・パルス間に得られ、その結果、連続するインバ
ータの起動間で、この電圧対時間の積分値がコンパレー
ク68に対して与えられろ基準乳用のレベルにより設定
され、この基準レベルは最適な性能7得ろように選定さ
れろっ実際に、インバータの周波数はインパーツのサイ
クル与りこ6回P!IIも601δ1!i整さJtろつ
インバータの60°のサイクル毎に。When the comparator 68 determines that the integrator output cooperation of the ramp section has reached the reference level, a timing pulse is generated to start a new pulse on the SCH of the inverter. Thus, a constant time integral of tE is obtained between successive timing pulses, resulting in successive inverter activations. This voltage versus time integral value is given to the comparator 68 between 68 and 68. This reference level is set by a reference level which is selected to obtain optimum performance.In practice, the frequency of the inverter is In parts cycle 6 times P! II is also 601δ1! Every 60° cycle of the inverter.
モータ・ターミナルに関1−ろ一定の脊圧対時間の積分
結果ケ得ろtこめどのインバータ周波数でなげ、11.
はならないかについて判定が行なわれろ。モータ・ター
ミナル電圧を耐DCバス電圧と比例するため、DCCパ
ス上の積分1直はモータにおけろステータの磁束て比例
し、このためDG、<ス軍王の積分値?一定に糺持する
ことによりステータのピーク儒束強さリエ陥今一定に保
持されろことになる。1. Obtain the integral result of constant spinal pressure versus time for the motor terminal at the inverter frequency; 11.
A judgment will be made as to whether this is true or not. Since the motor terminal voltage is proportional to the withstand DC bus voltage, the integral 1 on the DCC path is proportional to the magnetic flux of the stator in the motor, and therefore DG, the integral value of <S Gun King? By keeping it constant, the peak flux strength of the stator will be kept constant.
更に、安定状態においてに:E 、インバータI:′)
周波数に対する平均モータ・ターミナルS田の比率に作
動周波数または電圧の如何に拘らず一定に保持されろこ
とになろっ従って、所謂型E/)1zの比率V1安定状
態においては一定に維持されろ。Furthermore, in steady state: E, inverter I:')
The ratio of the average motor terminal S to the frequency shall be kept constant regardless of the operating frequency or voltage, and therefore the so-called ratio V1 of type E/)1z shall be kept constant in steady state.
このように、イン・く−クの周波数はDCノ々ス電圧の
大きさと正比例することが判るであろう。バス箱田V工
比戦的低℃・時、積分器の出力′電圧が基準電圧に達す
るのに比較的長い時間を要し、タイミング・パルスに比
較的長い時間的な間隔を持たせ。It will thus be seen that the frequency of the in/out is directly proportional to the magnitude of the DC noise voltage. At low degrees Celsius, the integrator's output voltage takes a relatively long time to reach the reference voltage, and the timing pulses have a relatively long time interval.
−イン・く−夕に比較的低い周波数を持たせろっもしバ
ス電圧かこの時増加1−れば、積分器の出力和7(己が
基準電圧のレベルに一達fろに要する時間1工鐵少し、
その結果インバータの周波数(工減少させり」1゜ろ。If the bus voltage increases by 1 at this time, then the sum of the integrator outputs is 7 (the time it takes for the bus voltage to reach the reference voltage level is 1 step). A little iron,
As a result, the frequency of the inverter was reduced by 1°.
負荷需要に正常の変動かあり、これにより異なる安定状
態のモータ速度2求めろ時、抵抗59はインバーター田
の周波数を新たに必要な速度でモータ41を駆動するた
め必要なレベルに確保−「ろため必要なように、DCバ
ス搦…および制御霜…を変化させるに必要な程度まで設
定小電圧?変化させろようVC調節することができろっ
新たな〕くス霜、田により確保されろ如き新たなインノ
く一タ出力重圧、および新たなインバータ周波数は、コ
ン・くレータ6Bに対して与えろオtろ基準電圧によっ
て決定されろものと同じ一定の比率2有づ−ろことにな
ろっ
更に、例えば比較的早いモータ速度が娑求されろものと
仮定しようっ従って、抵抗59(工設定76%田を増加
するように調節されろことになり、これにより、整流ブ
リッジ11Vcおける301’(12〜17の起動角度
を減少させろため、誤差豫圧if零から正の方向に増加
するっ従ってDCCパス電圧よO−制御重子は糸“加し
て イン・く−夕の周波数馨、またその結果モータの速
度乞増加させろっ新たに所要の安定状態のモータ速度が
Ij’l+−保され装置tが力またな安定状態の作動特
性によって+ib状態にある時、誤差部子は零ボルトに
戻ろっしかし、5C812〜17の起動角はその比較的
小さな角度乞清f悄してバス電Eン新たに必要な比較的
筒いレベルに維持1−6つ当業者にはよ゛く]ψ解さ、
hろように、この状態は通常、バス電圧がその新たな安
定状、憔θ)レベルに達しかつ誤差電圧が再び零まで減
少され(ここで常に安定状態に置かれろ)だ後。When there is a normal fluctuation in the load demand and a different stable state motor speed 2 is to be determined, the resistor 59 secures the frequency of the inverter at the level required to drive the motor 41 at the new required speed. To change the DC bus voltage and control frost as needed, set a small voltage to the extent necessary to change the VC. The new inverter output pressure and the new inverter frequency will have the same constant ratio 2 as determined by the external reference voltage given to converter 6B. Suppose, for example, that a relatively high motor speed is desired, then the resistor 59 would be adjusted to increase the setting by 76%, thereby increasing the voltage at 301' (12 Since the starting angle of ~17 is decreased, the error pressure if increases from zero in the positive direction, so the DCC pass voltage and the O-control factor are added to the in-output frequency, and the result is Increase the motor speed. When the new desired steady-state motor speed is maintained at Ij'l+- and the device t is at +ib due to the force or steady-state operating characteristics, the error element returns to zero volts. However, the starting angle of 5C812-17 is relatively small, so that the bus electric power can be maintained at the relatively narrow level required for the new bus.
This state is usually reached after the bus voltage has reached its new steady state, θ) level and the error voltage has been reduced to zero again (where it is always kept in steady state).
正の方向に増加する誤差電圧を有効に格納して起動角度
?その減少した値に保持する整流器制御装置i−i 1
8内の積分器(図示せず)によって達成されるのである
。Starting angle by effectively storing error voltage that increases in the positive direction? Rectifier controller i-i 1 holding at its reduced value
This is accomplished by an integrator (not shown) within 8.
反対に、もし比較的低いモータ速度が8袂な場合1.工
、設定点電圧が減少させられ、これと同時に、誤差電圧
が零から負の方向に増加してバス■(lf。Conversely, if the relatively low motor speed is 8. In the process, the set point voltage is decreased and at the same time the error voltage increases from zero in the negative direction to the bus (lf).
制阻薗圧およびインバータの周波数を新たに必要な比較
的低いモータ速度をイ砦ろために必要な程庶減少するた
め必要なだけS(、Ft12〜17の起動角を増加させ
ろっ新たな安定状態が確保されろ時誤差を田(1一旦再
び零まで回復させられろが、起動角度は整流6器:ti
!制御装置1Bにおけろ積分器に格納されたその薪たな
比較的大きな角度に保搗さねろことになろっ
熱論 モータ速度は手動て変更可能]’、Cj:’Th
抗59゛によって変更することかできろか、設定7壱■
う圧(工あろパラメータ即ち装置の特性により得ろこと
ができろか、この場合形成された情報に応答してモータ
速度を自ii1+的にfli制御するため、外圧制御さ
れたインバータ・モータ・システムが内蔵されているっ
本発明によらなけれは、(張械的負荷即ち負荷l・ルク
の急益な変化の如き外乱即ち過渡的条件の場合には、モ
ータ41のローンは、トルク角がモータの安定限度を越
えて増加し得る程度まで振動DI]ちハンチングを生じ
て、その結果モータが同期状!川から逸脱して破壊的な
宙゛流およびトルク2生じろことになろっ本発明によれ
ば2回転するステータのM M F ’rま過渡状態に
基づいて有効に制御され。Increase the starting angle of Ft12-17 by as much as necessary to reduce the constraint pressure and inverter frequency as necessary to maintain the relatively low motor speed required to maintain the new stability. If the state is secured, the time error will be reduced to zero (1), but the starting angle will be 6 rectifiers: ti.
! In the control device 1B, the firewood rack stored in the integrator must be held at a relatively large angle.The motor speed can be changed manually]', Cj:'Th
Is it possible to change it by anti-59゛? Setting 7ⅱ■
In this case, an external pressure controlled inverter motor system is built in to automatically control the motor speed in response to the information generated by the internal pressure (processing parameters, i.e., the characteristics of the device). (In the case of disturbances or transient conditions, such as sudden changes in tensile mechanical loads, i.e., sudden changes in the load L.L.), the rotation of the motor 41 is such that the torque angle is According to the present invention, the vibration DI may increase to an extent that exceeds the limit, resulting in hunting, which would cause the motor to deviate from the synchronous state, resulting in destructive drift and torque2. MMF'r is effectively controlled based on the transient state of the stator rotating twice.
このためトルク角が安定化して安定l晟度内に保持さ、
hろように回転−4−7−IロータのM M Fに常し
で近づくことになるっステークのM M’ F 1rs
、ロータのMM F”か安定限度乞充分に揮えるたけス
テータのMMFより後に決して遅れないように制御され
ろ。As a result, the torque angle is stabilized and maintained within a stable 1° range.
Rotating slowly - 4-7-I The stake's M M' F 1rs will always approach the M M F of the rotor.
The MMF of the rotor must be controlled so that it never lags behind the MMF of the stator, as long as the stability limit is sufficiently maintained.
このように、ステータのM M FはロータのMMFを
あまり越えないようにされろ。実際に、ステータのMM
Fは、充分て安定i浪度内にある比較的一定の角度だけ
ロータのMMFよりも進相ケとるように動的1(調整さ
れろっ
接着のtこめ1例えば、モータ41におけろ負荷トルク
が急ω〜・に増加するものとすれば、これによリモーク
は速度が低下しようとし、その結果トルクぜ〕シエ増加
しようと1−ろ。狗荷が急激に増加−「ろ時、モータ矩
流と関連するバス聞流か急酷に増加し、この増加した電
流はフィルタ・コンデンサ2乙から引込まれ、これが更
にバス電圧およびモータ・ターミナル雷圧乞低下させろ
。熱論1適常の安定状態の作動においては、平均電流は
フィルタ・コンデンサに関して入出せず、全ての下流を
耐インバータを経てモーフ巻厳に対して流ハ、ろうしか
し、電流は急酷な負荷の増加の際フィルタ・コンデンサ
から引出されてコンテンザ箪田従ってバス電圧を降下さ
せろう従って、DCバスπ1′王およびトルク角の双方
が過渡状態の下で過渡的な変化を受けろことが明らかで
あるが、2つの特性は反対の方向に変化しようとする傾
向暑有する。明らかなように、トルク角が変化しようと
する時バス電圧におけろ過渡的な変化が生じろため、こ
のような過渡豹変イヒはトルク角の急#に変化しようと
する傾向に有効に対抗するように求められろことが望ま
しく、これによりトルク角?安定化させてこれ乞安定限
度内に保持づ−ろっ最も望ましい結果は、制御されたD
O市m、11.21かある笛源の整合状態を呈する時に
達成され、モータ((おけろ負荷トルクが急〜に変化す
る時にDCバスが急激に変化することになるっ熱論、フ
ィルタ・コンデンサ26の電気的太き水が、ある負荷の
変化に応じてバス電圧がどれだけ変イヒするが?判定す
る。Thus, the stator MMF should not exceed the rotor MMF by much. In fact, the stator's MM
F is dynamic (adjusted) such that it advances the MMF of the rotor by a relatively constant angle that is within a sufficiently stable degree. If the torque suddenly increases from The bus current associated with the rectangular current increases sharply, and this increased current is drawn from the filter capacitor 2, which further reduces the bus voltage and motor terminal voltage.Thermal theory 1 Normal steady state. In operation, the average current does not flow in or out with respect to the filter capacitor, but flows all downstream through the inverter to the morph winding. Therefore, it is clear that both the DC bus π1′ and the torque angle should undergo transient changes under transient conditions, but the two characteristics are opposite. Obviously, when the torque angle is about to change, there will be a transient change in the bus voltage. It is desirable to effectively counteract the tendency of the torque angle to change, thereby stabilizing the torque angle and keeping it within stability limits.
O City m, 11.21 It is achieved when a certain whistle source matching condition is exhibited, and the DC bus will change suddenly when the motor load torque changes suddenly. 26 determines how much the bus voltage changes in response to a change in load.
キャパシタンスが小さけれは小さいほど、バス部上の亥
イヒ届が太きくなろっフィルタ・コンデンサの什類を問
わすこれン用いない場合に前述の変化か太キくなる。こ
σ)ように、フィルタ・コンテンザl工本発明の実施の
ためて必須のもので(工ないっ回路接合点61において
生じろ制御電圧’、′iD Cバス電圧の振幅が小さな
変形であるため、増加した負荷トルクにより生じろバス
電圧における負方向の過渡的な変化か泄j徊j重子にお
いて同じ方向の過渡的な変化として現われろことになろ
う従って。The smaller the capacitance, the thicker the capacitance on the bus section will be.If a filter capacitor or the like is not used, the above-mentioned change will be thicker. As shown in σ), the filter condenser is essential for the implementation of the present invention. Therefore, any negative-going transient change in bus voltage caused by the increased load torque will appear as a transient change in the same direction in the output voltage.
fiill徊i霜゛圧警耐、魚節なトルク角およびこの
角度が変化しつつある方向?表示する情報を保有1−ろ
っ過渡的に減少1″′ろ制御$、田は、基糸重子に達す
る前に市If/時口4」の績分制狽j装置66におけろ
比較的長い積分−間乞もたら¥結果となり、コンパレー
タ6Bはインバータi山f;11回路45に対するタイ
ミンク・パルスケ生じろ。従って、インバータの周波数
は側斜m王か低下しようとする時急速に減少し、その結
果回転1−るステータ起磁力MMFが低下してトルク角
が増加しようとイろ程しヶ′ff:減少させ、これOて
よりトルク角乞儂渡的状態の下で充分にモータの安定限
閥内で比軟的安定状態に維持す71′)っ
熱論、負荷トールクの急へな減、少(1反対方向の補正
作用を開始することになろっモータ1は迎度乞急aに増
し、トルク角は狭くなろうと1−ろ、インバータ25を
介してモータ41にびT、れろDGバス宙#′、は急酷
に減少し、誘導子の1h流はフィルターコンデンサ2ろ
に流れて、離1記コンテンザ乞安定状態のバス隼′田よ
りも充分に商い′!i′田まで充電1−ろっ動的に増加
−・1−ろバスzrfss、タイミング・パルス間の間
隔?比較的短くさせてインパーク周波数娶急急に増加さ
せてトルク角を安定化させろ結果となるのであろう
このように、電圧対時間積分制御装置66は。Does the torque angle change and the direction in which this angle is changing? The information to be displayed is 1 - 1, which is transiently decreased by 1'', and is relatively relatively low in the performance control device 66 of the city If/time 4'' before reaching Shigeko Moito. As a result, the comparator 6B generates a timing pulse for the inverter circuit 45. Therefore, the frequency of the inverter decreases rapidly when the side slope is about to decrease, and as a result, the stator magnetomotive force MMF due to rotation 1 decreases, and even if the torque angle increases, the inverter frequency decreases. This allows the motor to maintain a comparatively stable state well within the stability limits under varying conditions of torque angle. The corrective action in the opposite direction will start.The motor 1 will increase rapidly, and even if the torque angle becomes narrower, the motor 41 will be transferred to the motor 41 via the inverter 25, and the DG bus will be rotated. , decreases sharply, and the inductor's 1h current flows to the filter capacitor 2, which is more than enough to charge up to the 1-rotation bus than the bus in the stable condition. Dynamically increasing - 1- Robuss ZRFSS, the interval between timing pulses?The impark frequency can be made relatively short and the torque angle can be stabilized by rapidly increasing the torque angle.This way, Voltage versus time integral control device 66.
制御龜′田(でおけろ過渡的な変化に応答して、インバ
ータに対する過渡的制御馨有効に行ない、バス電圧にお
けろ過渡的変化と共にこれと同じ方向に段階的に変fヒ
1″ろことによりトルク角乞比慾的安屋状態に保持しこ
のトルク角がモータの安定限度ヶ越えろことを1泪止1
−ろようにインバータの周波数ケ迅速Vc変1ヒさせろ
安定化装置として機能することが明らかであろう。この
安定化装置は、インバータ周1伎数に対ずろ静的および
動的な両方の制fi+41v行ない、過妓状態の間なら
ひに静的な即ち安定状態ににいて常にインパーク周波数
に対するインバータ出力電圧の比率を一定に保持するっ
実際に、トルク角は、インバータのSCHの連続的な起
動間でモータ・ターミナルに関する一定な電子対1埒[
I31の積分動作ケ維持することによって安定限度内に
仙、持されろ。In response to transient changes in the bus voltage, a transient control function is effectively applied to the inverter to gradually change the voltage in the same direction as the transient change in the bus voltage. By doing so, the torque angle is kept in a stable state and the torque angle is prevented from exceeding the stability limit of the motor.
- It will be clear that the inverter's frequency can be quickly changed to Vc to function as a stabilizing device. This stabilizing device performs both static and dynamic control fi+41v for each frequency of the inverter, and is always in a static or stable state during an overload condition, and always increases the inverter output to the impark frequency. In practice, the torque angle is kept constant with respect to the motor terminals between successive starts of the SCH of the inverter.
It is kept within stability limits by maintaining the integral action of I31.
スイッチング素子61〜ろ6と反動型ダイオード51〜
56の両方、および180°のゲート信号を用いろ7[
)田ソース・インパークにおいて(工。Switching element 61 ~ ro 6 and reaction type diode 51 ~
56, and a gate signal of 180°7[
) At Source Impark (Eng.
DCバスTi圧はモータ・ターミナル間に現ワin、
b?に田に1賂々比例する0重要な電王警エモータ・タ
ーミナル7b田で・あるが、DCCパス圧乞匍j御霜、
王として使用′1−ろことY工今述べた許りの比例性の
故に望ましいつ半導体におけろ電子低下、配線の漂遊損
失等のため、この比例性に1ま若干の矛盾があろっもし
更に正確な制衝1が必要であれば、モータの整流ターミ
ナル重圧ゲ第2図に示すように使用することもできろう
従って、第2図に示されろように1本発明(す。The DC bus Ti pressure is current between the motor and terminal.
b? There is an important Denou Kei Emota Terminal 7b field that is proportional to 1 bribe in the field, but the DCC pass pressure is low,
It is desirable because of the proportionality just mentioned, but there may be some inconsistency in this proportionality due to electron drop in semiconductors, stray loss in wiring, etc. If more accurate damping 1 is required, the commutator terminal of the motor may be used as shown in FIG. 2.Therefore, as shown in FIG.
インバータ出力音圧におけろ過腹的な亥化に応答してイ
ンパークの周波数を調整1−ろことにより実施すること
もできろつインバータ25により生じろろ相AC宵田は
、インバータに加えられろDGバス雷田と略々同じ大き
さ2有するDC連1llf馨生じろように整流器71に
より整流されろ、更に。Adjustment of the impark frequency in response to a significant increase in the inverter output sound pressure can also be carried out by adjusting the frequency of the impark. It is further rectified by a rectifier 71 so that a DC chain 1llf having approximately the same size as the DG bus thunder field is generated.
DCCパス圧子おけろ過渡的な変化髪ま、整流器71の
DC出力mFEにおけろ過幾的変化として現われろこと
になるっこの出力1g rIEは重圧分割器72.73
により降圧されて回路の接合点74において第1図の実
施例において生じろ制御電圧と略4同じ制御%Ii′田
ケ提供する。このように、第2図の制御室8Eはコンパ
レータ64および積分器67に対して加えられ1本装置
は第1図に関連して述べたと略々同じように作動づ−ろ
ことになろっ前掲σ)係属中の弊米国特許出願により開
示された如き6個の5CF(および6個の反動型ダイオ
ードからなり、または単に6個のSCRを有するいずれ
も12D0のゲート信号乞有する形態の縦続変流型イン
バータにおいてYl、DCバス軍田とモータ′山田間の
比例性・)工、連続しない導通状態か生じろ時1、ま小
さな負荷において失われろ。この場合、0!、2図に示
されろθUき整流モータ側田乞使用することが望ましい
同期方法となる。The DCC pass indenter filtration transient change will appear as a filtration geometrical change in the DC output mFE of the rectifier 71. This output 1g rIE is the heavy pressure divider 72.73
1 to provide a control voltage approximately 4 the same as the control voltage produced in the embodiment of FIG. 1 at junction 74 of the circuit. Thus, control room 8E of FIG. 2 is added to comparator 64 and integrator 67, and the device operates in substantially the same manner as described in connection with FIG. σ) Cascading current transformation in the form of 6 5CFs (and 6 reaction diodes, or simply 6 SCRs, each with a gate signal of 12D0, as disclosed by our pending US patent application) In a type inverter, the proportionality between the DC bus and the motor is lost when a discontinuous conduction condition occurs, even at small loads. In this case, 0! A desirable synchronization method is to use a commutator motor with θU as shown in FIG.
別の同期・方式か第6図および第4図において示さねて
いるうこれらの方式はある用途において利点を呈′1−
ろっこれらの回路におけろ制御電圧し工、i1■述の如
く、DCバスまたはモータ餉王のいずれかか(っ待るこ
とがて゛きろっ最初に第6図によれば、設定点乱圧かコ
ンパレータ76と積分器7Bに対して加えられろことが
判る。制御室圧レエコンパレータ76により設定点’i
’W Eと比較され、その差はオリ得ブロック77によ
り乗算が行なわれて、積分器78の(−)入力ターミナ
ルに対して加えられろ3積分器78の出力1′i、コン
パレーク79によって基準レベルと比較されろっこθ)
コンパレータの出力・イま積分器78乞零にリセットす
るつ算6図の回路の咋I!1は下記の如くである。即ち
、もしあ7−)脚間設定点重子とル制御電圧が等しいも
のとすれば、コンパレータ76の出力は零となり。Alternative synchronization schemes, not shown in FIGS. 6 and 4, may offer advantages in certain applications.
In these circuits, the control voltage controller, as mentioned in I1, can be either the DC bus or the motor controller. It can be seen that pressure is applied to comparator 76 and integrator 7B.
'W E, and the difference is multiplied by the original block 77 and added to the (-) input terminal of the integrator 78. It will be compared with the level θ)
The output of the comparator and the integrator 78 are reset to zero. 1 is as follows. That is, if 7-) the inter-leg setting point weight and the control voltage are equal, the output of the comparator 76 will be zero.
積分器78の(−)入力ターミナルに対して$田が付加
されない、この場合、積分器7Bの出力(工前記設定点
重子の積分値でル・す、この重圧基準レベルに達スると
、コンパレーク76iJ出力パルスを生じて積分器出力
を零にリセットさせろ。このため、秘゛分器の出力1ニ
一連の畑斜′小′圧となり、積分器のリセット動作は5
GRfクートさせろ信号として取上げられろう従ってコ
ンパレータ79の出力(工匍、+ !++回路45に対
するタイミング・パルスを与えろっこのような動作は、
第1図および第2図の回路のそれと同じである。If no $ field is added to the (-) input terminal of the integrator 78, in this case, the output of the integrator 7B (the integral value of the set point weight), when this pressure reference level is reached, Generate a comparator output pulse of 76iJ to reset the integrator output to zero. Therefore, the output of the divider will be a series of 'small' pressures, and the integrator reset operation will be 5
Therefore, the output of comparator 79 (+!++ gives a timing pulse to circuit 45).
It is the same as that of the circuit of FIGS. 1 and 2.
もし制御電圧が減少する(DGバス市重子たはモータ■
王か減少したことケ示す)ものとすれは。If the control voltage decreases (DG bus city Shigeko or motor ■
This indicates that the king has decreased.
正の誤差′町田がコノパレータ76の出力に現われ。A positive error 'Machida' appears at the output of the conoparator 76.
利得ブロック77により乗算され積分器78に与えられ
ろ設定点電圧から控除されろっその結果、積分器78の
出力1工基準レベルに達するため長い時間乞要し、イン
バータ周波数′Y工その後減少1−ろっ前に説明したよ
うに、これシエトルク角を維持する適正な方向にル)ろ
。割病I重圧が増加1−ろと、類似の動作が生じろうこ
の回路の利点(工、過渡的状態においてのみ作動状態と
なろオニ13得ブロツク7)によりオ゛1−1得Gが設
定で゛きろことである。従って、実際には、安定状態の
[電圧対H2」直は過渡的な[電圧対Hz j値とは独
立的に設定することができろ。この回路をいくつかの用
途において使用することが有利であることが判った。Multiplied by gain block 77 and subtracted from the set point voltage applied to integrator 78, the result is that the output of integrator 78 takes a long time to reach the reference level and the inverter frequency 'Y' then decreases. - As explained earlier, move this in the proper direction to maintain the torque angle. Similar behavior will occur as the I burden increases (1-1). Due to the advantage of this circuit (operating only in transient conditions), O1-1 G can be set. It's Kirokoto. Therefore, in practice, the steady-state voltage vs. H2 value could be set independently of the transient voltage vs. Hz j value. It has been found advantageous to use this circuit in several applications.
次に第4図においては、この形態において制御電圧が積
分器81に対して加えられろことが判ろう積分器81の
出力(工、基準重圧と共にコンパレータ8ろに対して加
えられろ。コンパレータ8ろの出力CI”+、積分器8
1の出力が基準電圧と等しい時常に積分器81をリセツ
トするように機能するう更に、Dellンク1却ちバス
電流に比例fろ信号が帯域フィルタ82に対して加えら
ね、ろ、この帯域フィルタの出力(lマ、補償回路80
・ど介して16分器81の(−)入力ターミナルに対し
て加えろね、ろ。Next, in FIG. 4, it can be seen that in this configuration, the control voltage is applied to the integrator 81. output CI”+, integrator 8
In addition, a signal proportional to the Dell link 1 or bus current is applied to the bandpass filter 82, which functions to reset the integrator 81 whenever the output of the Dell link 1 is equal to the reference voltage. Output of the filter (lma, compensation circuit 80
・Add it to the (-) input terminal of the 16 divider 81 via some means.
この回路の作用についての記述において1工、DCバス
−流に比例′1−ろ信号が一定であることケとりあえず
仮定″′1−ろっ従って、帯域フィルタ820制御(1
零となり、その結集積分器81の(−)入力ターミナル
に対して加えられる市′圧は零となろうこの場合、積分
器81の出力11″l:制御霜、壬の積分値である。こ
の積分された電圧が基準重圧と等しけれは、積分器ハリ
セットされろうこのような動作1工第1図、第2図およ
び第ろ図において説明したことと同じであり、コンパレ
ータ8ろ+Sイン・く−夕制御回路45に対して付加す
るためのタイミング・パルスを生じろ。In describing the operation of this circuit, it is assumed for now that the signal proportional to the DC bus flow is constant. Therefore, the bandpass filter 820 control (1)
In this case, the output 11''l of the integrator 81 is the integrated value of the control frost. If the integrated voltage is equal to the reference pressure, the integrator will be reset. This operation is the same as explained in Figures 1, 2 and 2, and the comparator 8 filter + S input filter. - generate timing pulses for application to the evening control circuit 45;
もしこの時DCi光の変化がフィルタ82の帯域特性内
の周波数において生じろならば、信号1工積分器81の
(−)入力ターミナルに対して加えられろう例えば、も
しモーフ負荷か増加してモータの速度ン低下させるなら
ば、DCCパスちリンク電流は増加し、従って、フィル
タ82の出力は正となりζその結果精分器81により積
分されろli制御穿゛田からの電子の控除を行なうつ従
って、積分器の出力(″l:基準レベルに達するに長い
時間を要し、インバータ周波数はトルク角を維持するた
め減少されることになろっ
第4図の回路しよ、インパークを柔軟性が非常に少′な
いソースにより作動させろ時有効である。このような用
途においては、DCCパス゛圧川用ちモータ市C+ま適
当に変化せず、前記回路はr′F動のため?1戸Fの変
動を要するため有効に機能し得ない、電子を変化させよ
うとずろのは電、流におけろ変化でおるため、第4図σ
)回路′Y′i、例え適当な電圧の変化が生じなくても
、良好に作動することになる。If a change in the DCi light then occurs at a frequency within the band characteristic of the filter 82, a signal will be applied to the (-) input terminal of the integrator 81. For example, if the morph load increases and the motor If the speed of li is decreased, the DCC path link current will increase and therefore the output of filter 82 will be positive so that it is integrated by separator 81. Therefore, the output of the integrator ('l) will take a long time to reach the reference level and the inverter frequency will be reduced to maintain the torque angle. This is effective when the circuit is operated by a very small source. In such applications, the DCC path does not change properly due to the pressure of the motor, and the circuit is It cannot function effectively because it requires fluctuations in F. Changing electrons only results in changes in current and current, so Figure 4 σ
) The circuit 'Y'i will work well even if no suitable voltage change occurs.
第5 図に!、ダンパーのないモータをインバータ出力
に同期させろ別の方法を示している。この回路に、6イ
[^jのSGHまたは6個のSCRと反動型ダイオード
?含む後者の形式の強制整流もしくはモータ整流形式の
いずれかの電子ソース9インバータと共((使用するこ
とができ7)。第5図においては、モータ84の緋間龜
“圧は6個の分離変成器85.86.87により検出さ
れろっろつの単相の変成器を図に示したが、単一のろ相
変成器または異なる増巾器の種々の構成が検出装置とし
て使用することもできる。変成器の二次側圧現われる6
つの出力常圧EAB、EBC,ECAは、その出力か更
に積分された線間柘゛王を表わす積分器88.89.9
0に対して加えられろっこの積分器の出力fL コンパ
レータ94,95.96に対して直接送られ、またイン
バータ91.92゜9乙ン経てコンパレータ97.9B
、99に対して送られろっこれらコンパレータの矩形波
出力(工。Figure 5! , shows another method of synchronizing a motor without a damper to the inverter output. In this circuit, 6 I[^j SGH or 6 SCR and reaction type diode? Either the latter type of forced commutation or the motor commutated type can be used with an electronic source 9 inverter (7). In FIG. Although two single-phase transformers are shown in the figure, a single filter-phase transformer or different configurations of different amplifiers can also be used as detection devices. .The secondary side pressure of the transformer appears 6
The outputs normal pressure EAB, EBC, and ECA are further integrated by the integrator 88.89.9
The output fL of the integrator added to
, 99. The square wave outputs of these comparators (engine.
微分器100〜105において微分されてトリガー・ク
リップフロッグ106〜111+c対するパルスを生じ
ろうこれらフリップフロップの出力はゲート駆動回路に
与えられ、この回路は更に第5図におけろインパーク1
12の5GF(1〜6乞ゲ−)j、b。インバータにお
けろこの回路のターミナル即ちA、B、Gで示された接
合点(工、熱論それぞれモータB4の回線A、B、Cに
対して接続すら。The outputs of these flip-flops, which will be differentiated in differentiators 100-105 to produce pulses for trigger clip frogs 106-111+c, are fed to a gate drive circuit which is further connected to impark 1 in FIG.
12 5GF (1-6 begging games) j, b. In the inverter, the terminals of this circuit, ie, the junction points indicated by A, B, and G, are connected to the lines A, B, and C of motor B4, respectively.
作用においてt’:f:、積分された線間′IfriE
は基準信号と比較されろっ積分された市川が基準値と等
しけねは、コンパレータ・ば、微分動作の後フリップフ
ロップ?して状態を変化させかつSCHのゲート動作を
開始する出力2生じろっゲート信号シま、第2の微分器
からのパルスにより1200だけ遅り、て終丁さぜられ
ろっこのように1丁度前に説明しlこ回路におけろよう
に、モータに対して加えられろ電圧の電圧対時間の積分
器がザイクルの60’毎に一定に維持されろ。従って、
同じ安定化効果か得られろう
例えインパークか固定されたDC%千ンースにより作動
さぜられろ場合でも、補償回路が機能することになるこ
と(を前に述べた。即ち、その電圧がモータの速度とは
独立的に略々一定である(必要な14:8:圧の調整ン
除いて)ソースの場合である。In the action t':f:, the integrated line interval 'IfriE
If the integrated Ichikawa is equal to the reference value, then the comparator will be compared with the reference signal, and the flip-flop will be used after the differentiation operation? The output 2, which changes state and starts gating SCH, is delayed by 1200 by the pulse from the second differentiator and ends up as 1. As in the circuit just described above, the voltage versus time integrator of the voltage applied to the motor is maintained constant every 60' of the cycle. Therefore,
The same stabilizing effect would be obtained even if the impark was operated by a fixed DC% 1,000 volts, the compensation circuit would function (as mentioned earlier). This is the case for a source that is approximately constant (with the exception of the necessary 14:8:pressure adjustment), independent of the speed.
このモードにおけろ動作は通常、霜′圧が一定に保持さ
れかつ周波数か贈加させられろ基本速度より早く行なわ
れろっ比率V/f(1王/H2)が減少することになる
ため、機械のトルク容量lま速曵と共に減少し。この領
域は一般に定常電力域と呼ばれるっ
固定1千モードにおいて第1図の回路を作動させろため
VCは、設定点゛ボ田(ま固定状態に維持され。In this mode, operation is normally carried out faster than the base speed while the frost pressure is held constant and the frequency is increased so that the ratio V/f (1 King/H2) is reduced. The torque capacity of the machine decreases with the speed. This region is commonly referred to as the steady-state power region.To operate the circuit of FIG.
速度の変イヒは基準電圧を変化させろことにより達成さ
れろ5例えは、積分器67に対して固定入力を用いろ場
合は、基準筒°圧の減少!′j:積分器67の出力に対
して積分された電圧7羊く基準指圧に到達サセ、コンパ
レーク68は早く出力パルス’Y生じろことになろっ従
って、比率V/fが減少する同周波数は上昇する。ある
基準電圧において(工。Variations in speed are achieved by varying the reference voltage.For example, if a fixed input is used for the integrator 67, the reference cylinder pressure decreases! 'j: When the voltage 7 integrated with respect to the output of the integrator 67 reaches the standard acupressure, the comparator 68 should generate the output pulse 'Y as soon as possible. Therefore, the frequency at which the ratio V/f decreases is Rise. At a certain reference voltage (Eng.
安定化動作は前に述べたものと同じであろっ設定層電圧
?固定状態に維持しかつ基準重圧を変化させろことによ
り、第6図、第4図および第5図の補償回路によって同
様な作動が得られろっThe stabilization operation will be the same as mentioned before setting layer voltage? Similar operation could be obtained with the compensation circuits of FIGS. 6, 4, and 5 by keeping it fixed and varying the reference pressure.
第1図は本発明の一実施態様に従って拘成された制御装
置、およびモータか電圧制御されたインバータにより運
転されるダンパーのない同期モータである場合に、該:
1ilJ御装置がインバータ・モータ装置に対して接続
されてその作用を制御しかっこ、i″1を安定化させろ
方法を示す回路図、第2図は本発明の別の実施態様に従
って修正された第1図の6i制御装置の一部ン示す図、
算6図は本発明の更に別の実施態様により修正された第
1図の制御装置の一部?示ず図、第4図は本発明の更に
他の実施態様に従って修正された第1図の制御装置の一
部馨示1−図、および築5図は本発明の他の実施態様と
しての交番安定化手法を示す回路図であろっ11.21
・・j!jH御されたDC@柳、 15.45゜57
〜66・・インバータ出力電圧振幅/周波数確保装置、
18・・整流制@AI装置、 25・・・土用ン
ース・インバータ、 26.27・・・DCバス、31
〜ろ6・、5CR141・・・ダンパーのな℃・同jυ
jモータ、 4ろ・・・機械的負荷、 45.66
・・・安定化装置、 57〜59・・・設定点電圧装
置、61〜63,71〜74・・・制御電圧生成装置。
64・・・比較装隆、 77・・・利得ブロック、
80.82・・・補償回路、 81.83・・・積
分器、 85.9ろ・・・分離変成器、 94〜1
11・・・コンパレータっ
%許出願人 ポータ・ワーナー・コーポレーション
(外4名)FIG. 1 shows a control device constrained according to one embodiment of the invention, and when the motor is a damperless synchronous motor operated by a voltage-controlled inverter:
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating how an inverter-motor device is connected to the inverter-motor device to control its operation and to stabilize i″1. FIG. A diagram showing some parts of the 6i control device in Figure 1,
Figure 6 is a portion of the control device of Figure 1 modified in accordance with yet another embodiment of the present invention. 4 shows a partial view of the control device of FIG. 1 modified in accordance with a further embodiment of the invention, and FIG. This is a circuit diagram showing the stabilization method.11.21
...j! jH controlled DC@Yanagi, 15.45゜57
~66...Inverter output voltage amplitude/frequency securing device,
18... Rectification system @AI device, 25... Doyo-Nose inverter, 26.27... DC bus, 31
〜Ro6・、5CR141...damper's temperature ℃・same jυ
j Motor, 4ro...Mechanical load, 45.66
... Stabilization device, 57-59... Set point voltage device, 61-63, 71-74... Control voltage generation device. 64...Comparative Souryu, 77...Gain block,
80.82...Compensation circuit, 81.83...Integrator, 85.9...Separation transformer, 94~1
11...Comparator% Applicant: Porta Warner Corporation (4 others)
Claims (1)
らのDCバス(26,27)」二で受取る調整可能なり
’Cバス’13圧から7b1圧ンース・インバー7(2
5)[より生成さ牙′シろ出力AC電5圧により伺勢さ
れろダンパーσ)ない同期モータ(41)の作用を制側
]シかつ安定化させ、DCCパス田と前記モータにおけ
ろトルク角の水力が過渡的状態の下で過渡的な変化を受
けろ制御装置において。 所410安定状態レベルにおいて前記インバータの出力
電子の振幅および周波数を確信、する装部゛(15,4
5,57〜66)と。 DCCパス圧抜たIエモータ賜圧の関数でありかつ急匁
なトルク角の変化を表示する情報を含む制?1)11油
圧ケ生成する装置(61〜66.71〜74)と、 前記トルク角が変化しようとする程度を減少させろため
、トルク角が急flyに変化しようとする毎にインバー
タの周波数を迅速に調整″1−ることにより、前記トル
ク角乞過渡的状態の下て比較的安定状態で前記モータの
安定限度内に維持′fろ前記制御電圧により制御されろ
安定化装#< 45゜66)と2設けろことケ特徴と1
−ろ制御装置っ(2+ 前記インバータの周波数に対
するインノ(−り出力電圧の比率が、安定状態ならびに
過渡的状態の下で前記安定化装置により比較的一定の状
態に維持されろことを特徴とする特許請求の範囲第1項
記載の制御装置っ +31 インバータにより生じろAC’di、壬に対
1−ろ所要の安定状態の振幅および所要の安定状態の周
波数を衣わす設定点電工を提供する装置(57〜59)
乞設け、@配設定点′出、田か前記の所要の安定状態の
振幅と周波数レベルにおけろインバータ出力和:王?確
保するため用いられろことを特徴とする特許請求の範囲
第1項記載の制御装置っ(4) 前記設定点電圧乞前
記制徊1電圧と比較して。 比較された電圧間の差の関数である誤差袖口を生じろ装
置(64)馨設け、前記誤差電圧が前記所要の安定状態
の振幅におけろ前記インバータの出力1う圧を確保する
ため用いられ、前記安定イヒ装置(45,66)がイン
バータの周波数にわたり静的および動的の両方の制御を
行なって、過渡的状態ならひに静的状態の間常に前記イ
ノパークの周波数に対するインバータ出カ圧抜の比率乞
一定π維持1−ろことゲ特徴とする特許請求の範囲第6
項記載の制御装置っ (5) 薊δ己制従1雷田が前記DCCパス千からこ
れに正比例1−ろように生成され、前記の急激なトルク
角の変化が前記の制御電圧におけろ過渡的変化により示
されろことケ特徴とする特許請求の範囲第1項記載の制
御装置。 (6)変更用能な機械的負荷(46)が前記のダンパー
のない同期モータ(41)により細部され。 急激な負荷トルクの変化は前記DCバス指圧とトルク角
の双方πおけろ過渡的変化を生じようとし。 mI記安定化装置(45,66)は、前記トルク角が急
激な負荷トルクの変化に応答して急激に変化しようとす
る傾向に有効に対抗し、これによりトルク角を比較的安
定した状態に保持1−ろことを特徴とする特許請求の範
囲第1項記載の制御装置っ(7) 前記トルク角およ
びDOバス市田か過渡的状態の間反対の方向に変化しよ
うとし、前記の制律1電圧は過渡的状態ならびに安定状
態の間DCCパス田に正比例して、前記バス1田におけ
ろ過渡的変化Q′よこれにより前記制御電圧におけろ同
じ方向の過渡的変化として現われ、前記安定化装しく4
5゜66)は前記制御電圧におけろ過渡的変化に応答し
て、前記インバータに対する過を度的制狽1を有効に行
ない、前記バス箱゛圧における過渡的変化と同じ方向に
かつこれと段階的に変化ずろように前記イノパーク周波
数ケ迅速に変化させ、これによりトルク角2安定状態に
物゛、持しかつこれがモータの安定限度ケ越えろことを
防止1−ろごとを特徴とする特許請求の範囲第1項記載
の制御装置っ(8)前記制御1田が整流手段(71)に
より前記インバータの出力鶏riEを整流1−ろことに
より生成されろことケ特徴とする特許請求の鍮四第1項
記載のj+ill徊1装倣。 (9) 貨1言己の1h11宿jさねたDC電酌(1
1,21)が、前記モータにおけろ損失トルクが急?V
C変化する時前記DCバス?b圧か急激に変化するよう
にある′出源調整作用ケ呈することを特徴とする特許8
青求の範囲第1項記載の制御装置っ (10) 前記の制徊jされたDC箪ωが、AC電源
から受取るACエネルギからDCバス雷王を生成するた
め位相制御されたSCR整+Wブリッジ(11)とフィ
ルタ(21)とを含むことを特徴とする特許請求の01
囲第1項記載の制御装置っat+ 前記安定化装!(
45,66)が電圧/時間し分!l;IJ帥装置(66
)乞含み、静的かつ動的にモータ巻線に関する一定の電
圧/時間の積分値7維」\5し、従ってi′1T8i[
′、インバータの周波数に対するインバータ出カミ田の
固定された比率を維持することケ特徴と1−ろ特許請求
の範囲第1項記載の制御装置〜。 (1力 前記1ゲ定化装置(45,66)が、例え負
荷トルクまたはバス軍、圧また(まインバータの周波数
が過媒的変化馨生じようとも前記トルク角を安定限度内
に保持するため、インバータに対して与えられろ連続す
るトリガルーパルス間にモータ・ターミナルにおけろ一
定の%aE/時間の積分値?有効に維持1−ろことを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載の別個j装置。 03)前記安定化装置(45,66)が、前記インバー
タの各作動サイクル毎に数回Afr 記インバータ周波
数に対し前記インバータの出力11王?有効に比較し、
モータ巻線に関する一定の電圧/時間の積分値、祈って
インバータ筒波数に対するインバータ出力釦圧の固定さ
れた比率?有効に維持するヨウニイノバータ周波数を調
整し、これによりトルク角を動的な変化状態ならひに静
的な状態の下で比較的安定状態にかつ安定限度内に保持
′1−ろこと暑特徴とずろ特許請求の範囲第1項記載の
制御装置っ 鵠 前記安定化装置が、前記制御12壬を積分して所要
の一定な電8E/時間積分値乞表示する基準電田に対し
て積分さハ、た重圧を比較して、各比較毎πこれに応答
してタイミング・パルスを生じる電子/時間積分!ti
ll tll装fit(66)を含み、このようすL・
くつかのタイミング・パルスか′−王ソース・インバー
タ(25)の各作動サイクル毎に生成され7これらタイ
ミング・パルスは連続fろトリガー動作問に一定の′山
田/時間の積分値を得ろため8砂な駒間におし・て前記
インバータYトリガーするため便用され、これにより前
記インバータ周波数を耐過渡的状態ならひに安定状態の
間常にDCバス箱王の振幅によって決定されろことを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載の制御装置。 Q5) 前記匍]!11市田が積分され、各作動サイ
クル60°毎K KJ記インバータの周波数を有効に調
整して、負荷トルクまたはバス重圧またはインパーク周
波数の過渡的変化にも拘らず前記トルク角が比較的安定
状態で安定限度内に保持されろように、DCバス′1t
−1千の瞬間的な振幅に対するインバータ周波数σ)正
確な追跡を維持′f石ため、前記の積分された電圧が各
作動サイクルの間6回比較されろことを特徴とする特許
請求の範囲第14項記載の制御装置っ (16)¥5制御されたDC電ω(11,21)からの
DCバス(26,27)上で受取る調整可能なりCバス
電圧から一連のソリッド・ステート・スイッチング素子
を有′1−る重子ソース・インバータ(25)により生
成されろ出力AC電圧により付勢されろダンパーのない
同期モータ(41)の作用に市1ii41しかつ安定化
させ、前記インバータ出力のAC%王の振幅は前記DG
Cバス電圧大きさにより決定され、インバータ11王(
r)周波数はインバータにおけろスイッチング素子に対
して加えられろタイミング・パルスの周波数によって決
定され、DCCバス電圧前記モータにおけろトルク角の
双方が過渡的状態の下で反対方向の過渡的変化を受けろ
制御装置において、 インバータにより生じろAC電圧に対す石所要の安定状
態の振幅および所要の安定状態の周波数を表わす設定点
電圧を提供する装置(57〜59)と。 前記設定点電圧を前記DCCパスllfに正比例しかつ
4i D Cバス電圧におけろ過渡的変化に対するi)
べ渡的な振幅の変化2有する前記制御箱圧と比較して、
比軟された電圧間の差の開数である誤差市1:IEケ生
じろ装置(64)と、 前記誤差部子に応答して、負1記の所要の安定状態0)
振幅におけろ前記インバータの出力ACT千乞イ1m保
するため必要な安定状態レベルに前記DCCパスrlE
?調整するように齢記DG部源を制御′1−61jlj
御装b’、 (13)と、前記開側」乳用に応答して、
前記制御箱圧の瞬間的な振幅により決定さね、ろ時間的
区分を有jろ周其お的に循環するタイミング・パルス娶
生じろよ51’l−動する%印/時間積分制御装置(6
6)と。 1¥f−i iQタイミング・パル、スに応答して、前
記の速度安定状態の周波数におけろインバータ出力のA
C知印を64L保するためインバータにおける賃j記ス
イソチノグ素子に対してタイミング・パルス暑供給しこ
れにより前記モータ速度を所要のレベルに設定するイン
バータ制御回路(45〕とを設け。 前記制徘」電圧lま、前記狗荷トルクまたシまDGバス
〜IEIEまたはインバータ周波数の比較広く@、帆な
変化の存在にも拘らず、前記トルク角乞制御しかつこ牙
1を前記モータの安定限度内で比較的安定状態に維持す
るために、前記インバ〜りの周波数を前記DCCバス電
圧共にこれと同じ方向に変化させろことを特徴とする匍
i御装置っ (17)過渡v、態のインパーク1圧/インバータ周波
数の比率と(ま独立的に安定状態のインバータ′41.
王/インバータ周波数の比率ン設定1−ろ装置(77)
乞設けろこと乞特徴とする特許請求の範囲第1項記載の
制御装置っ 08)開側」されたDC篭諒(11,21)からのDC
バス(26,27)上で受取る調整用能なりCバスNF
ffEから馬子ソース・インバータ(25)により生成
されろ出力AC′市田重圧り付勢されろダンパーのない
同期モータ(41)のf年月4火ftjlJ佃、しかつ
安定化させ、モータの動子と薊記モークにおげろトルク
角の双方が過渡的状態の下で過渡的な変化7受けろ制御
装置において。 所要の安定状態レベルにおいて前記イノパークの出力市
川の振幅および周波数ケ確保する装置(18,45,5
7〜66)と、 モータ重圧の関数でありかつ急公なトルク角の渡化暑表
示する悩報を含む制御電圧を生成する装面(71〜74
)と。 前記トルク角が変化しようとする程度乞減少させろため
、トルク角が急激に変化しようとする旬に前記インバー
タの周波数を迅速に調整1−ろことにより、前記トルク
角ゲ過渡的状態の下で比較的安定状態で前記モータの安
定1奴度内に維持する前記制御部田によって制御されろ
安定化装置(45,66)と7設けろこと乞特徴と1−
ろ制御装置っ (IJ 1tjIJ飢されたDC電源(11,21)
からのDCバス(26,27)lで受取る調整可能なり
Cバス電圧かb=田ンース・インバータ(25)Kより
生成されろ出力AC電圧により付勢されろダンパー・フ
)ない同期モータ(41)の作用2制伍しかつ安定化さ
せ、DCバス電流と前記モータにおけろトルク角の双方
が過11化的状態の下でA渡的な変化乞受けろ制御装置
において。 所要ノ安定状態レベルにおいて前記インバータの出力獅
°圧の振幅および周波数を確保する装置6(18,45
,57〜66.81,8ろ)と、DCバス電流の関数で
あり、急激なトルク角の変化を表示する情報ケ含む制御
電圧を生成する装置(80,82)と。 前記トルク角が変化しようとする程度に減少させろため
、トルク角が急際に変化しようと1−ろ毎にインバータ
の周波数を迅速に詭、整づ−ろことにより、前記トルク
角を過渡的状態の下で比較的安定状態でかつ前記モータ
の安定限度内に維持1−ろ罰1記制御電田により制御さ
れろ安定化装置(45゜81.8ろ)と馨設けろことケ
特徴とfろ制御装置っ (20jDC竜卵からのDCバス(26,27)上で受
取るDGバス霜゛王から1;圧ソース・インバータ(2
5)により生成される出力AC竜田によって付勢されろ
ダンパーのない同期モータ(41)の作用を!17:I
御しかつ安定化させ、DCCパス田七前記モータにおけ
ろトルク角の双方が過渡的状態の下で過渡的な変化を受
けろ制御装置において。 所要の安定状1j4レベルにおいて前記インバータの出
力重圧の振幅および周波数を確保する装置(18,4,
5,57〜66)と。 DCバス1b田また9丁モータ電圧の関数て゛ありかつ
急峻なトルク角の変化を表示する情報?含む制ω118
困乞生成1−ろ装面(61〜6ろ、71〜74)と。 i′)]記l・ルク角が変化しようとする程膿を減少さ
せろため、トルク角か急醋に変化しようとする一7i
(K−イア パークの周波数を迅速に調整することによ
り、貨」紀トルク角を過渡的状態の下で比較的安定状態
で前記モータの安定限度内に維持1−ろ前記11i11
hs、l TFi、 llf VCヨリIll al
l サi 7−、安定化装置(45,66)と。 前記インパークの安定状態の作動周波数を制御するよう
にAit記安定化装置を制御する装尚(68)と7設け
ろことを特徴とする制御装置っ(21)制御されたDC
電源(11,21)からのDCバス(26,27’)上
で受取る調整可能なりCパスル田から電圧ソース・イン
バータ(112”)により生成されろ出力AG市川用よ
り付勢されろダンパーのない同期モータ(84)の作用
乞制御しかつ安定化させ、モータ電圧と前記モータにお
けろトルク角の双方が過渡的状態の下で過渡的な変化乞
受けろ開側j装置において。 前記モータ電圧馨積分する装置(85,96)と、 前記インバータ周波数に対1−ろ前記インパーク出力電
圧の所要の比率を衣わ1−基草電印に対して前記の積分
されたモータルEv比較してインバータに対するトリガ
ー信号を生じろ装尚(94〜111)と。 前記トルク角か変化しようとする程度ビ減少させるため
、トルク角か急激に変化しようとする毎にインバータの
周波数乞迅速に調整ようにトリカー信号を用いてインバ
ータを制御fろことにより、前記トルク角を過渡的状態
の下で比戦的安定状態でかつ前記モータの安定限度内に
維持する装置(ゲート)とを設けることを特徴と1−ろ
制御装置。[Claims] fl)! The DC bus (26, 27) from the tJ controlled DC power supply (11, 21) is adjustable to receive the DC bus (26, 27) from 13 voltage to 7b 1 voltage inverter 7 (2
5) [The damper σ) which is generated by the output AC voltage 5 voltage controls the action of the synchronous motor (41)] and stabilizes the DCC pass field and the motor. In a control device where the torque angle hydraulic force is subjected to transient changes under transient conditions. A device (15, 4) for ascertaining the amplitude and frequency of the output electrons of the inverter at the steady state level
5, 57-66). A system that includes information that is a function of the I emulator pressure after DCC pass pressure relief and that displays sudden changes in torque angle? 1) A device (61-66.71-74) that generates 11 hydraulic pressures, and in order to reduce the degree to which the torque angle is about to change, the frequency of the inverter is quickly changed every time the torque angle is about to change rapidly. The stabilizer is controlled by the control voltage to maintain the motor within stability limits in a relatively stable state under transient conditions by adjusting the torque angle to <45°66). and 2 should be provided and features and 1
- control device (2+) characterized in that the ratio of the output voltage to the frequency of the inverter is maintained relatively constant by the stabilization device under steady state as well as transient conditions; Control device according to claim 1 (31) Apparatus for providing a set point electrical system for determining the desired steady-state amplitude and desired steady-state frequency relative to the AC'di generated by the inverter. (57-59)
The sum of the inverter outputs at the required steady-state amplitude and frequency levels as described above: (4) A control device according to claim 1, characterized in that it is used to ensure that the set point voltage is compared to the limiting voltage. A device (64) is provided to generate an error cap that is a function of the difference between the compared voltages, and is used to ensure that the error voltage is at the output voltage of the inverter at the desired steady-state amplitude. , the stabilization device (45, 66) provides both static and dynamic control over the frequency of the inverter to ensure that the inverter output pressure is relieved for the frequency of the Innopark at all times during static conditions as well as during transient conditions. Claim 6, characterized in that the ratio of π is kept constant 1-
The control device described in Section (5) 薊δ self-control 1 thunder field is generated from the DCC path 1 in direct proportion to this, and the sudden change in torque angle is caused by the control voltage. 2. A control device according to claim 1, characterized in that the change is indicated by a transient change. (6) A variable mechanical load (46) is provided by the damperless synchronous motor (41). A sudden change in load torque tends to cause a transient change in both the DC bus pressure and the torque angle. The stabilizing device (45, 66) effectively counters the tendency of the torque angle to change rapidly in response to sudden changes in load torque, thereby keeping the torque angle in a relatively stable state. (7) The control device according to claim 1, characterized in that the torque angle and the DO bus Ichida tend to change in opposite directions during a transient state, and the control device according to claim 1 is 1 voltage is directly proportional to the DCC pass field during transient as well as steady state conditions, resulting in a transient change Q' in the bus 1 field, which appears as a transient change in the same direction in the control voltage; Stabilization equipment 4
5.66) effectively imposes an overload limit on the inverter in response to a transient change in the control voltage in the same direction and in the same direction as the transient change in the busbox pressure. Claims characterized in that the Innopark frequency is rapidly changed in a stepwise manner, thereby maintaining the torque angle in a stable state and preventing it from exceeding the stability limit of the motor. (8) The control device according to claim 1 is characterized in that the control device is generated by rectifying the output power of the inverter by the rectifying means (71). Imitation of j + ill 1 as described in Section 1. (9) Money 1 word own 1 h 11 inn j Saneta DC electric cup (1
1, 21), but is the torque loss sudden in the motor? V
When does the DC bus change? Patent 8 characterized by exhibiting a source adjustment effect such that the pressure changes rapidly.
The control device according to item 1 of the scope of the request (10) The SCR control + W bridge in which the restricted DC signal is phase-controlled to generate DC bus Raiou from AC energy received from an AC power source. (11) and a filter (21)
The control device described in item 1 above is the stabilizing device! (
45, 66) is the voltage/time! l; IJ controller (66
), statically and dynamically the integral value of a constant voltage/time on the motor windings 7′\5, and thus i′1T8i[
1. A control device according to claim 1, characterized in that: 1) maintaining a fixed ratio of inverter output to inverter frequency; (1 force) The first gear stabilizing device (45, 66) maintains the torque angle within a stable limit even if the load torque, bus force, pressure or (or inverter frequency) undergoes a superfluous change. , effectively maintaining a constant integral value of %aE/time at the motor terminal between successive trigger pulses applied to the inverter. 03) said stabilizing device (45, 66) effectively compares the output of said inverter against the inverter frequency several times for each operating cycle of said inverter;
A constant voltage/time integral on the motor windings, a fixed ratio of inverter output button pressure to inverter tube wave number? Adjust the inverter frequency to effectively maintain the torque angle under dynamically changing conditions, while keeping it relatively stable under static conditions and within stability limits. The control device according to claim 1, wherein the stabilizing device integrates the control unit 12 with respect to a reference voltage to display a required constant voltage 8E/time integral value; Compare the weight pressures and generate a timing pulse in response to each comparison π/electron/time integral! Ti
Including ll tll fitting (66), like this L・
Several timing pulses are generated for each operating cycle of the source inverter (25), and these timing pulses are used to obtain a constant Yamada/time integral value during continuous f trigger operation. It is conveniently used to trigger the inverter Y by passing it between the sand pieces, so that the inverter frequency is always determined by the amplitude of the DC bus box during the steady state and in the transient state. A control device according to claim 1. Q5) Said 匍]! 11 Ichida is integrated every 60° for each working cycle, effectively adjusting the frequency of the inverter so that the torque angle is relatively stable despite transient changes in load torque or bus pressure or impark frequency. The DC bus '1t is maintained within stability limits under the condition
- an inverter frequency σ for an instantaneous amplitude of 1,000) In order to maintain accurate tracking, said integrated voltage is compared six times during each operating cycle. The control device according to paragraph 14 (16) ¥5 A series of solid-state switching elements receives on the DC bus (26, 27) from the controlled DC voltage ω (11, 21) from an adjustable C bus voltage. Due to the action of a damperless synchronous motor (41) energized by the output AC voltage generated by a double source inverter (25) having The amplitude of the king is the DG
Determined by the C bus voltage size, inverter 11 King (
r) The frequency is determined by the frequency of the timing pulses applied to the switching elements in the inverter and the DCC bus voltage and the torque angle in the motor are both subject to transient changes in opposite directions under transient conditions. In a receiver control system: means (57-59) for providing a set point voltage representative of a desired steady-state amplitude and a desired steady-state frequency for an AC voltage produced by an inverter; i) making the set point voltage directly proportional to the DCC path llf and for filtered transient changes in the DC bus voltage;
Compared to the control box pressure having a vertical amplitude change 2,
an error unit (64) which is the fraction of the difference between the softened voltages;
The DCC path rlE is brought to the steady-state level required to maintain the amplitude of the output of the inverter ACT at 1 m.
? Control the age record DG source to adjust '1-61jlj
(13) and in response to the open side' milk,
A timing pulse is generated which is determined by the instantaneous amplitude of the control box pressure and which circulates around the temporal interval. 6
6) and. 1\f-i In response to the iQ timing pulse, the A of the inverter output at the frequency of the stable speed state is
An inverter control circuit (45) is provided which supplies timing pulse heat to the switching element in the inverter to maintain the C mark at 64L, thereby setting the motor speed to a required level. Despite the existence of significant changes in the voltage l, the load torque and the DG bus or inverter frequency, the torque angle can be controlled and kept within the stability limits of the motor. In order to maintain a relatively stable state, the frequency of the inverter is changed in the same direction as the DCC bus voltage. (17) Transient impark 1 voltage/inverter frequency ratio and (independently the steady state inverter '41.
King/Inverter frequency ratio setting 1-ro device (77)
08) The control device according to claim 1, which is characterized in that: 08) DC from the open side DC cage (11, 21)
C bus NF received on bus (26, 27)
The output AC' produced by the Umako source inverter (25) from ffE is energized by the synchronous motor (41) without a damper, and stabilizes and stabilizes the motor operation. In the control device, both the torque angle and the torque angle are subject to transient changes under transient conditions. A device (18, 45, 5
7 to 66), and an equipment (71 to 74) that generates a control voltage that is a function of the motor pressure and that displays the alarm of the sudden torque angle.
)and. In order to reduce the extent to which the torque angle is about to change, the frequency of the inverter is quickly adjusted when the torque angle is about to change rapidly, so that the torque angle is compared under transient conditions. A stabilizing device (45, 66) controlled by the control unit to maintain the motor within one degree of stability in a stable state is provided.Features and 1-
Control device (IJ 1tjIJ starved DC power supply (11, 21)
The adjustable C bus voltage received on the DC bus (26, 27) from the damper is energized by the output AC voltage generated from the damper inverter (25) K and the synchronous motor (41). ) in a control device that is both constrained and stabilized and that allows both the DC bus current and the torque angle in the motor to undergo changes across A under extreme conditions. A device 6 (18, 45) for ensuring the amplitude and frequency of the output power of the inverter at the required steady state level.
, 57-66, 81, 8) and a device (80, 82) for generating a control voltage that is a function of the DC bus current and that contains information indicating a rapid change in torque angle. In order to reduce the torque angle to the extent that it is about to change, the frequency of the inverter is quickly adjusted every time even if the torque angle suddenly changes.By adjusting the frequency of the inverter, the torque angle is kept in a transient state. Maintaining the motor in a relatively stable state and within the stability limits of the motor is controlled by a control electric field with a stabilizing device (45°81.8°) and a lock. Control device (20j 1 from the DG bus received on the DC bus (26, 27) from the DC dragon; pressure source inverter (2
5) The action of the synchronous motor (41) without a damper is energized by the output AC Tatsuta produced by! 17:I
In the controller, both the torque angle in the motor and the torque angle in the motor are controlled and stabilized under transient conditions. A device (18, 4,
5, 57-66). DC bus 1b data 9 data is a function of motor voltage and information that displays a steep change in torque angle? Including control ω118
Poverty generation 1 - filtering surface (61-6, 71-74). i')] Note: As the torque angle is about to change, the amount of heat should be reduced, so the torque angle is about to change rapidly.
(By rapidly adjusting the frequency of the K-ear park, the torque angle is kept relatively stable under transient conditions and within the stability limits of the motor.
hs, l TFi, llf VC Yori Ill al
l Sai 7-, with stabilizing devices (45, 66). A control device (21) characterized in that it comprises a device (68) and a device (7) for controlling the stabilization device so as to control the steady state operating frequency of the impark.
The adjustable voltage source received on the DC bus (26, 27') from the power supply (11, 21) is generated by the voltage source inverter (112'') from the C pulse field and is energized by the output AG Ichikawa without damper. The operation of the synchronous motor (84) is controlled and stabilized, and both the motor voltage and the torque angle in the motor are subject to transient changes under transient conditions. a device for integrating (85, 96); and a device (85, 96) for comparing the integrated motor Ev with respect to the inverter frequency by applying a desired ratio of the impark output voltage to the inverter frequency; In order to reduce the extent to which the torque angle is about to change, the trigger signal is generated to quickly adjust the frequency of the inverter whenever the torque angle is about to change rapidly. 1. A device (gate) for controlling an inverter using a signal to maintain the torque angle in a comparatively stable state under transient conditions and within stability limits of the motor. - Filter control device.
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