JPS5847357A - Automatic phase controlling system - Google Patents
Automatic phase controlling systemInfo
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- JPS5847357A JPS5847357A JP14719181A JP14719181A JPS5847357A JP S5847357 A JPS5847357 A JP S5847357A JP 14719181 A JP14719181 A JP 14719181A JP 14719181 A JP14719181 A JP 14719181A JP S5847357 A JPS5847357 A JP S5847357A
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、自動位相制御方式に関し1特に復調信号を得
るためのフィルタ処理にお−て、制御信号に含まれる雑
音を低域通過フィルタで削除し1制御ループに入る遅延
を予測処聰によって補償する自動位相制御方式に関する
亀のである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an automatic phase control system.1 Particularly, in filter processing to obtain a demodulated signal, noise contained in a control signal is removed by a low-pass filter and a control loop is entered. This paper concerns an automatic phase control system that compensates for delays through predictive processing.
音声電話回線炎を用いてデータ伝送を行う揚台、通常は
変復調器を用いる。A platform that transmits data using a voice telephone line, usually using a modem.
音声電話回着には、寮送区間を含む回線上で信号の位相
変動と周波数ずれが起こり、従来よ抄変復調器でこれら
の妨害を補正するため自動位相制御を行って−る。When receiving and receiving voice calls, signal phase fluctuations and frequency deviations occur on the line, including the dormitory section, and conventionally automatic phase control is performed using a modulator/demodulator to correct for these disturbances.
従来の自動位相制御ループにおいては、復調信号を得る
ための各稼のフィルタ処理を行−1その出力信号を制御
ループに入力した後、これをフィードバックして−るが
、この間における各種の処理をオーパツフプさせて処理
速度を上げるため、制御ループをフィードバックする点
では遅れた制御信号を用いる必要がある。 また、この
制御信号には1高周波の雑音が含まれるので、これを除
去するために低域透過フィルタを制御ループ中に挿入す
る必要がある。In conventional automatic phase control loops, each output signal is input to the control loop and then fed back after filtering is performed for each signal to obtain a demodulated signal. In order to increase the processing speed by overlapping, it is necessary to use a delayed control signal in terms of feedback to the control loop. Furthermore, since this control signal includes one high frequency noise, it is necessary to insert a low pass filter into the control loop to remove this noise.
しかし1このような原因による制御信号の遅延は、自動
位相制御の動作特性を劣化させるので、従来は、位相変
動の補償残を大急(許容することにより、制限条件の下
で通信を行うか、あるいは高速化を避けて通信を行う等
の方法がとられている・
本発明の目的は、このよう&従来の間難点を解消するた
め、制御信号に金型れる雑音を低域通過フィルタで除去
し、かつ制御ループに入る遅延を予測処理によって補償
して、制御特性を向上さ艙た自動位相制御方式を提供す
ることにある。However, 1. Delays in control signals due to such causes deteriorate the operating characteristics of automatic phase control. , or communicate without increasing the speed.The purpose of the present invention is to eliminate the noise that appears in the control signal using a low-pass filter, in order to solve the problems of the conventional method. An object of the present invention is to provide an automatic phase control system that improves control characteristics by eliminating and compensating for delays entering a control loop through predictive processing.
本発明の自動位相制御方式は、2つの検波信号の変調エ
レメンシごとのナンプヅンダ値と相互に他方の検波信号
から復元した変調符号との積の差を、両方の検波信号か
ら復元した変調符号の2乗和によって除算した値を制御
信号とし0、該制御信号にアイ#り処理を行−1制御の
作用点で該フィルタ処理出力信号の予測値、ある−は該
予測値に処理を加えた信号を用−ることを特徴とする。The automatic phase control method of the present invention calculates the difference between the products of the Nampudunda value for each modulation element of two detection signals and the modulation code restored from the other detection signal, and calculates the difference between the products of the modulation code restored from the other detection signal. The value divided by the multiplication sum is used as the control signal 0, the control signal is subjected to eye processing, -1 is the predicted value of the filtered output signal at the point of control, and - is the signal obtained by processing the predicted value. It is characterized by using
以下、本発明の原理を動作式を用いて説明する@本発明
の自動位相制御方式は、例えば号ンプル値データ系によ
る変復調器に適用すれば、顕著な効果を春するもので、
本発明と同日付けで特許出願された「変復調方式」の嬉
8図〜第16図およびその説明を参照され★い0
変調側の基準角周波数ローと、復調側の基準角周波数−
0とけ区別する必要があり、受信波を表わすにはへ開側
の基準角周波数−0を用−なければならな−。The principle of the present invention will be explained below using an operational formula. The automatic phase control method of the present invention will have a remarkable effect when applied to a modulator/demodulator based on a signal value data system, for example.
Please refer to Figures 8 to 16 of the "Modulation and Demodulation System" for which a patent application was filed on the same date as the present invention, and their explanations.
It is necessary to distinguish between 0 and 0, and to represent the received wave, the reference angular frequency -0 on the cleavage side must be used.
一般に、伝送路の影響を受けた受信側の変調搬送波社、
次のように表わされる。In general, the modulation carrier on the receiving side affected by the transmission path,
It is expressed as follows.
R(t)−γ1(t)cos(ω0t+α0(t))−
γ2(t)sin(ω0t+α0(t)) ・・・(1
)
なお、α0(t)は伝送路による誤差i分である・これ
は、―。を中もとしてその近傍に分布するスペタルで、
これをベースバンドから見た伝送特性として取り扱うた
めに社、複素数表示に置換する必要がある。R(t)−γ1(t)cos(ω0t+α0(t))−
γ2(t) sin(ω0t+α0(t)) ...(1
) Note that α0(t) is the error i due to the transmission path.This is -. With the specials distributed in the vicinity of the center,
In order to handle this as a transmission characteristic seen from the baseband, it is necessary to replace it with a complex number representation.
e(t)=R(t)ejω0t ・・・(2)上記(2
)式を作る場合に、e(t)は次式と等価である。e(t)=R(t)ejω0t...(2) Above (2
), e(t) is equivalent to the following equation.
e(t)=e0(t)+jes(t)
ec(t)=cosω0t・R(t) ・・・(3)e
s(t)=sinω0t・R(t)
次に、ベースバンド側から見た取り扱いが可能であるた
めには、スペタ)ルを(−2fW)〜(2KW)に限宇
する必要があ抄、このためにξ(1)なる複素フィルタ
リングを考える必要がある。e(t)=e0(t)+jes(t) ec(t)=cosω0t・R(t) ...(3)e
s(t)=sinω0t・R(t) Next, in order to be able to handle it from the baseband side, it is necessary to limit the spatial value to (-2fW) to (2KW). For this purpose, it is necessary to consider complex filtering ξ(1).
すなわち、次式を作る。In other words, create the following equation.
z(t)=e(t)※ζ(t)、ζ(t)=η(t)+
jζ(t)ζこで、壷は両辺のコンメリエーシ冒ンをと
る操作を型録する。z(t)=e(t)*ζ(t), ζ(t)=η(t)+
jζ(t)ζHere, the jar models an operation that takes commegliesi on both sides.
z(t)=x(t)+jy(t)
x(t)=η(t)※ec(t)+ζ(t)※es(t
)y(t)=η(t)※es(t)−ζ(t)※ec(
t)・・・(4)
仁の信号に自動等化のためのフィルタリングを行って、
出力としてs’(t)を得るものとすると、で表わされ
る。ここで、
z′(t)−x′(t)+jy′(t)とすると、次式
が導かれる。z(t)=x(t)+jy(t) x(t)=η(t)*ec(t)+ζ(t)*es(t
)y(t)=η(t)*es(t)−ζ(t)*ec(
t)...(4) Perform filtering for automatic equalization on Jin's signal,
Assuming that s'(t) is obtained as the output, it is expressed as. Here, if z'(t)-x'(t)+jy'(t), the following equation is derived.
ここで、前記0式に示したように、受信波で作られたー
。tにはα。(t)の課差を含んでいるので、Z(t)
はg、(t)による鋏差を修正する必要がある0しかし
g(t)を直接漏定することができないので、先ず次の
信号を作る。Here, as shown in equation 0 above, the wave created by the received wave. α for t. (t), so Z(t)
It is necessary to correct the scissors difference due to g and (t).However, since g(t) cannot be directly estimated, first create the following signal.
Z(t)=z′(t)ejθ(t) ・・・(6)次に
、上記(6)式のθ(t)をα0(t)に近づける制御
を考える必要がある。ここで、次式が成立するOZ(t
)ーX(t)+jY(t)
X(t)=cosθ(t)x′(t)−sinθ(t)
y′(t)
・・・(7)Y(t)=c
osθ(t)y′(t)−sinθ(t)x′(t)次
に−
δ (t)=α0(t)−θ(t) ・・・(8)とお
くと、J(t)は検波搬送波の位相ずれであり)これを
検出して#(t)を制御するフィードパック・ループを
考える。そのためには%J(t)に比例する量を見出す
ために、復調機能の一部を桝威す゛る前記■〜(ハ)式
を解析する必要がある・先ず1前記■弐の複素数表示は
、次式となる。Z(t)=z'(t)ejθ(t) (6) Next, it is necessary to consider control to bring θ(t) in the above equation (6) closer to α0(t). Here, OZ(t
)-X(t)+jY(t) X(t)=cosθ(t)x'(t)-sinθ(t)
y′(t)
...(7) Y(t)=c
osθ(t)y'(t)-sinθ(t)x'(t) Then -δ(t)=α0(t)-θ(t)...(8), then J(t) is the phase shift of the detected carrier wave) Let us consider a feed pack loop that detects this and controls #(t). To do this, in order to find the quantity proportional to %J(t), it is necessary to analyze the above equations ① to (c) that take over a part of the demodulation function. First, the complex number representation in ① above is The following formula is obtained.
R(t)=(γ1(t)+jγ(th))e−j(ω0
t+α0(t)) ・・・(9)次に、z(t)は、ξ
(1)の影響を省略すると、次式になる。R(t)=(γ1(t)+jγ(th))e−j(ω0
t+α0(t)) ...(9) Next, z(t) is ξ
If the influence of (1) is omitted, the following equation is obtained.
z(t)=R(t)ejω0t=(γ1(t)+jγ2
(t))e−jα0(t)したがって検波信号の前記(
6)式は、次のようになる。z(t)=R(t)ejω0t=(γ1(t)+jγ2
(t)) e−jα0(t) Therefore, the above (
6) The formula is as follows.
ここで、前記(0式を代入し、
Δα0(t−iT2)=α0(t)−α0(t−iT2
)とお(と、検波信号は次のように表わされる。Here, by substituting the above equation (0), Δα0(t-iT2)=α0(t)-α0(t-iT2
) and the detected signal is expressed as follows.
上記00)式において、右辺のシランスパーfル・フィ
ルタ出力形であるΣ以降の項は、前記ω式の信号を嶋化
、および自動制御した結果である。In the above equation 00), the terms after Σ, which is the output form of the silane sparse filter on the right side, are the results of reducing and automatically controlling the signal of the ω equation.
いま、これをF(kI)とおくと、次式が導かれる・
上記αυ式をsinδ(kT3)について解くことによ
〉次式が得られる。Now, if this is set as F(kI), the following equation is derived. By solving the above αυ equation for sin δ(kT3), the following equation is obtained.
sinδ(kT)=X(kT2)B(kT2)−Y(k
T2)A(kT2)/A(kT2)2+B(kT2)2
・・・(12)
上記α2式の右辺は、検波信号X(kT、)、Y(kT
、)から復元された麦調符号&**b*を用−ることに
よって作成できる信号である。両側帯波方式で全応答の
伝送を行う場合においては、5lnJ(kT3)=x(
kT3)とお−て、次のようになる。sin δ(kT)=X(kT2)B(kT2)−Y(k
T2) A(kT2)/A(kT2)2+B(kT2)2
...(12) The right side of the α2 equation above is the detected signal X(kT, ), Y(kT
This is a signal that can be created by using the barley tone code &**b* restored from , ). When transmitting all responses using the double-sided band method, 5lnJ(kT3)=x(
kT3), it becomes as follows.
x0(kT2)=X(kT2)bk−Y(kT2)ak
/ak2+bk2 ・・・(13)上記05式の信号に
よって、位相ずれの制御信号とすることができる。x0(kT2)=X(kT2)bk-Y(kT2)ak
/ak2+bk2 (13) The signal of the above formula 05 can be used as a phase shift control signal.
本発明の特徴は、上記0■式を具体化することにある。The feature of the present invention is to embody the above-mentioned formula 0.
次に、検波プ送波の位相角11(kT、)をば。(kT
、)に近づける制御について説明する。Next, the phase angle 11 (kT,) of the detected wave is expressed as follows. (kT
, ) will be explained below.
先ず、位相ずれは、前記(8)式より、次式となる。First, the phase shift is determined by the following equation from equation (8).
δ(kT2)=α(kT2)−θ(kT2) ・・・(
14)とCでff、 (k T、 )は制御系の入力信
号てあり、#(kTS)はx0(kT2)の応答となる
。また、x0Ckl)はM御ループの入力信号であり、
θ(kT、)は制御ループの終点、つまり制御点の信号
である。制御ループの入力信号は、制御点における処理
位桁から見て少なくとも処理による1変調ニレメン)分
の連れが生ずる。さらに、この信号を作るまでにn重の
オーバラップ処理が行ワれていれば、I?ンプサングの
遅れがあ抄、そのときの入力信号は次の値となる。δ (kT2) = α (kT2) - θ (kT2) ... (
14) and C are ff, (k T, ) is the input signal of the control system, and #(kTS) is the response of x0(kT2). Also, x0Ckl) is the input signal of the M control loop,
θ(kT,) is the signal at the end point of the control loop, that is, the control point. The input signal of the control loop is distorted by at least one modulation digit due to the processing when viewed from the processing digit at the control point. Furthermore, if n-fold overlap processing has been performed before creating this signal, I? If there is a delay in pump sang, the input signal at that time will have the following value.
x0((k−N)T2),(N=n+1)仁の信号は、
弯動への追従性を確保するためにラグ・フィルタを通り
、さらに予測フィルタを還る。このような伝送による応
答として、0(kT、)が得られる・これを時間領域で
表現すると1次式のようになる。The signal of x0((k-N)T2), (N=n+1) is,
The signal passes through a lag filter to ensure tracking of the deflection, and then returns to a prediction filter. As a response due to such transmission, 0(kT, ) is obtained.If this is expressed in the time domain, it becomes a linear equation.
θ(kT2)−G、(kT、)※G,(kT、)※z*
((k−N)TS)・・・(15)
ここで、G、(hr)、G、(kr、)はそれぞれラグ
・フィルタ、予測フィルタの単位応答である・また1※
は両辺のコンボリュージョン積分を行うことを妻わす。θ(kT2)-G, (kT,)*G, (kT,)*z*
((k-N)TS)...(15) Here, G, (hr), G, (kr,) are the unit responses of the lag filter and prediction filter, respectively, and 1*
means performing a convolution integral on both sides.
上記C0式の両辺の2変換をとると、次のようになる。If we take two transformations on both sides of the above C0 equation, we get the following.
θ(Z)=G0(Z)・GN(Z)・Z−N・x0(Z
)・・・(16)
以上のような自動位相制御回路の閉ループ伝達間数δ(
Z)を求めるには、上記α式の2変換をとり、上記00
式を代入すればよい。すなわち、δ(Z)=Z−NG0
(Z)・GN(Z)・x0o(Z)=α0(Z)となる
が、sinδ(kT2)−x、(kT、)であるから、
δ(Z)=x0(Z)とおくことができるので、次式が
得られる。θ(Z)=G0(Z)・GN(Z)・Z−N・x0(Z
)...(16) The number δ(
To find Z), take two transformations of the above α formula and use the above 00
Just substitute the formula. That is, δ(Z)=Z−NG0
(Z)・GN(Z)・x0o(Z)=α0(Z), but since sin δ(kT2)−x, (kT, ),
Since it is possible to set δ(Z)=x0(Z), the following equation can be obtained.
δ(Z)/α0(Z)≡W(Z)=1/1+G(Z)G
(Z)=Z−N・G0(Z)・GN(Z)
・・・(17)自動位相制御ループのアルゴリズ
ムを堺析によって求めるために、先ず、予測フイにりに
′l)−て述べる。δ(Z)/α0(Z)≡W(Z)=1/1+G(Z)G
(Z)=Z-N・G0(Z)・GN(Z)
(17) In order to obtain the algorithm of the automatic phase control loop by Sakai analysis, first, the prediction stage is described as follows.
上記00式において、N−1の場合の予11%デルを考
える・ 1ニレメン)先の予測値をx (kT、)であ
るとし、先ず近似値として次式を与える。In the above equation 00, consider the preliminary 11% del in the case of N-1. Assuming that the previous predicted value is x (kT,), first give the following equation as an approximate value.
■(kT2)ー2x(kT2)−x((k−1)T2)
同じように、予測製差も予測できるからx(kT、)を
補正した値として次式を与える・■(kT2)=■(k
T2)−■(kT2)eeで、■(kT、)は予測誤s
!(k%)ノ1”レメンシ先の予測値であって、次式で
与えられる。■(kT2)-2x(kT2)-x((k-1)T2)
In the same way, the predicted product difference can also be predicted, so the following formula is given as the corrected value of x(kT,).■(kT2)=■(k
T2) - ■(kT2)ee, where ■(kT, ) is the prediction error s
! (k%) no 1'' prediction value ahead of the remensi, and is given by the following equation.
■(kT2)=2e(kT2)−e((k−1)T2)
また、e(kT2)=x((k−1)T2)−x(kT
2)である。したがって、e(by、)とx(kT2)
とを消去することによ)、次式が得られる。■(kT2)=2e(kT2)-e((k-1)T2)
Also, e(kT2)=x((k-1)T2)-x(kT
2). Therefore, e(by,) and x(kT2)
), the following equation is obtained.
■(kT2)=2(2x(kT2)−x((k−1)T
2))−(2■((k−1)T2)−■ ((k−2)
T2))・・・(18)
この動作を予測エレメンシ数だけスキップすることによ
り、スキップ数だけのステップをもつ予測値を得ること
ができる。■(kT2)=2(2x(kT2)-x((k-1)T
2))-(2■((k-1)T2)-■((k-2)
T2))...(18) By skipping this operation by the number of predicted elements, a predicted value having steps equal to the number of skips can be obtained.
GN(z)a、スキップ数が1の場合の予測子の伝達I
!I(G、(Z)から、次式により求められる。GN(z)a, predictor transfer I when the number of skips is 1
! It is obtained from I(G, (Z)) using the following formula.
GN(Z)=G1(ZK) ・・・(19)そして、G
1(Z) ti%上記スキップ数1の予測動作式を2変
換する仁とによって得られ、次のようになる。GN (Z) = G1 (ZK) ... (19) And G
1(Z) ti% is obtained by converting the above predicted operation formula with the number of skips of 1 by 2, and is as follows.
G1(Z)=4Z2−2Z/Z2+2Z−1 ・・・(
20)この式を用−て、上記αで式のG (Z)は次の
よになる。G1(Z)=4Z2-2Z/Z2+2Z-1...(
20) Using this formula, G (Z) in the formula for α above becomes as follows.
G(Z)=2(ZN−2)/Z2N+2ZN−1・G0
(Z)=G0(Z)+”N2−4N+1/8(Z−1)
2・G0(Z)・・・(21)
したがって、z−1となるような周波数範囲で社、G(
Z)=G、(Z)CP!ラグ・フィルタにより定まるこ
とがわかる。G、(Z)に対して社、ラグ・フィルタお
よびvCOの特性を持たせることが胃能である。G(Z)=2(ZN-2)/Z2N+2ZN-1・G0
(Z)=G0(Z)+”N2-4N+1/8(Z-1)
2・G0(Z)...(21) Therefore, in the frequency range where z-1, G(
Z)=G, (Z)CP! It can be seen that it is determined by the lag filter. G, (Z) has the characteristics of lag filter and vCO.
第1図社、本発明の実施例を示す復11回路の最適化ア
ルゴリズムのプ四フタ図であり1第2図は第1図の具体
化されたブーツク構成図であ抄、第3図は第1!l!l
!におけるムPOii路のプロッタ図である。Figure 1 is a four-page diagram of an optimization algorithm for 11 circuits showing an embodiment of the present invention. Figure 2 is an excerpt of the boot block configuration diagram of Figure 1, and Figure 3 is an excerpt. 1st! l! l
! It is a plotter diagram of the Mu POii path in FIG.
サンプル値動作式によって検波信号を求めることが、復
調機能を構成する基本であ〉、前記(7)式に示す検波
動作一般式にお−て、t−に〒、を代入することにより
、下記の検波動作サンプル値動作式が得られる・
−δ1y((k−i)T2)))
・・・(22)
第1図、第2図にお−て、プ豐ツクvlFi上記(22
式右辺の#、J、X、7を含も括弧内を演算するもので
あ!)#、Jの部分はトランスパーサル・フィルタであ
る。プリッタU、の&*@bkは変調ベクトルを判定す
る関数表で、ROMIIIによ染構成され、この表のg
t数は、ROMのアドレス信号トロ2を上記(22式)
x(k’l’、)、Y(k!、)tアル。Determining the detected signal using the sample value operation formula is the basis of constructing the demodulation function. By substituting 〒 for t in the detection operation general formula shown in equation (7) above, the following can be obtained. The detection operation sample value operation formula for -δ1y((k-i)T2))) is obtained.
The operation is performed within the parentheses, including #, J, X, and 7 on the right side of the expression! )#, J part is a transparsal filter. &*@bk of splitter U is a function table for determining the modulation vector, which is constructed by ROMIII, and g of this table is
The t number is the ROM address signal Toro 2 shown above (formula 22).
x(k'l',), Y(k!,)t al.
また、演算素子1〜8は、上記(22式を演算する0ブ
ロックU、のムPC社ラグ・フィルタの出力x(k?*
)および前記α0式の1ニレメンF先の予測値x(kT
*)を演算するもので、その内部回路を第3図に示す、
その入力信号を作るのは、第1図に示す演算素子9〜1
2と、l/(a”+b”)からなる部分であに、またと
の部分で前記α[有]式に示す位相ずれの制御信号X、
(k’l”、)を演算する。In addition, the arithmetic elements 1 to 8 are the output x(k?*
) and the predicted value x(kT
*), and its internal circuit is shown in Figure 3.
The input signals are generated by the arithmetic elements 9 to 1 shown in FIG.
2, and the part consisting of l/(a''+b''), and the part consisting of the phase shift control signal
(k'l'',) is calculated.
さらに、マNは、その入力信号である&*e%*を成分
とするペタ)ルを数値に変換する関数表であ塾、+社b
ROM等で構成される。〒、は、1キャラップの蓄積回
路で、加算器13でVN出力値の1工レメンシ間隔の茅
分をとる・これa、I変調エレメンシ当)の送信データ
情報を復元したものであり、これらの信号はインタフェ
ース回路IN〒に出力されて、送信2進デ一タ符号が再
生される。また、ブロックU、のムTCは、検波信号か
らタイミング続報を取)出す回路であ〉、8Mは自動等
化に用いる検波信号のエラーとその予測値を求める回路
である。Furthermore, MaN is a function table that converts the input signal, a petal whose component is &*e%*, into a numerical value.
It consists of ROM etc. 〒, is a 1-carap storage circuit, and the adder 13 takes the fraction of the VN output value by 1 modulation element, and restores the transmission data information of (a, I modulation element), and these The signal is output to an interface circuit IN〒 to regenerate the transmitted binary data code. Further, TC of block U is a circuit for obtaining timing follow-up information from the detected signal, and 8M is a circuit for obtaining errors in the detected signal used for automatic equalization and their predicted values.
第2図における8人、、Wム1Rム、、WA、#i、そ
れぞれプロッタU、#tr、の読取アドレス、書込アド
レス指示レジスタである。第1図の1〜ノは、第2図に
対応して−る。このようにして各プリッタが次のエレメ
ントにお砂る処理で利用するデータを記録して!r*継
ぐζ七によ〉、オーバラップ処理が行われる。仁ζで、
フィードバッタ・ループを作るに、Lレジスタ出力は、
3変調工レメント分の遅延をブロックU0の処理に与え
ることになるので、子側によってこれを補償する必要が
ある。このため第3図のm−4となることを重味し、こ
れはプリッタU、のプログラムによ染指庫することが可
能である。In FIG. 2, the eight people, W, 1R, WA, #i are the read address and write address instruction registers of the plotter U, #tr, respectively. 1 to 1 in FIG. 1 correspond to FIG. 2. In this way, each splitter records data that is used in the process of transferring to the next element! By r*succeeding ζ7>, overlap processing is performed. In ζ,
To create a feedback loop, the L register output is
Since a delay equivalent to three modulation elements is given to the processing of block U0, it is necessary to compensate for this on the child side. For this reason, it is possible to give priority to m-4 in FIG. 3, and to dye it with the program of the printer U.
また、第1図の五PO回路が作るフィードバック・ルー
プ社、1つのブpツクU、内において行うことになるの
で、オーバラップ処理による遅延Fi生じないが、ムP
O回路からフィードバックされる点の処理にお≠て、#
3図Cb>のレジスタT。Also, since the feedback loop created by the five PO circuits in Figure 1 is performed within one book U, there is no delay Fi due to overlap processing, but the
In the processing of the points fed back from the O circuit, #
Register T in Figure 3Cb>.
によ〉前エレメントでのAPO処理結果を使用するので
、1工レメンシ分の制御遅延となる。Since the APO processing result of the previous element is used, the control delay is one step.
したがって、第3図体)においてh−1とする必要があ
る・
以上説明したように、本発明によれば、復調信号を得る
ためのフィルタ処理、オーバラップ処理による制御信号
の遅れ、および制御信号に含まれる雑音等による特性劣
化を有効に防止することができるので、高速度逼信が可
能となる0Therefore, it is necessary to set h-1 in Figure 3).As explained above, according to the present invention, the delay of the control signal due to filter processing and overlap processing to obtain the demodulated signal, and the control signal Since it is possible to effectively prevent characteristic deterioration due to included noise, etc., high-speed transmission is possible.
[1図は本発明の実施例を示す復調回路のプリッタ図、
第2Fは第1図の復1回路を^体化したブロック図、第
3図は第1Wにおける自動位相制御(APO)N路のブ
ロック図である。
TJ+TJIeTJIプ07り、vN:関数表、IN〒
:インタフェース回路、RA1.、Wムl、、l”読取
アドレス、書込アドレス指示レジスタ、APO!自動位
相制御回路、VOO:電圧制御発振器、ムチC:自動タ
イミング制御回路、SX:自動等化用検波信号のエラー
千m値算出回路、&*ebk”間数1、T、:1キャラ
クタ蓄積回路。[Figure 1 is a splitter diagram of a demodulation circuit showing an embodiment of the present invention,
2F is a block diagram of the second circuit shown in FIG. 1, and FIG. 3 is a block diagram of the automatic phase control (APO) N path in 1W. TJ+TJIeTJIp07ri, vN: Function table, IN〒
:Interface circuit, RA1. , Wml,,l'' read address, write address instruction register, APO! automatic phase control circuit, VOO: voltage controlled oscillator, whip C: automatic timing control circuit, SX: error of automatic equalization detection signal 1,000 m Value calculation circuit, &*ebk” number 1, T, :1 character storage circuit.
Claims (1)
と相互に他方の検波信号から復元した変調符号との積の
差を、両方の検波信号から復元した変調符号の2乗和に
よって除算−した値を制御信号とし、該制御信号にフィ
ルタ処理を行−1制御の作用点で該フィルタ処理の出力
信号の予測値、あるいは該予測値に処理を加えた信号を
用−ることを特徴とする自動位相制御方式。The difference between the products of the sampling values for each modulation element of the two detected signals and the modulation codes recovered from the other detection signal, divided by the sum of squares of the modulation codes recovered from both detection signals - is the value obtained by The automatic phase is characterized in that the control signal is subjected to filter processing, and a predicted value of the output signal of the filter processing or a signal obtained by processing the predicted value is used at the point of action of the first control. control method.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14719181A JPS5847357A (en) | 1981-09-17 | 1981-09-17 | Automatic phase controlling system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14719181A JPS5847357A (en) | 1981-09-17 | 1981-09-17 | Automatic phase controlling system |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5847357A true JPS5847357A (en) | 1983-03-19 |
Family
ID=15424619
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14719181A Pending JPS5847357A (en) | 1981-09-17 | 1981-09-17 | Automatic phase controlling system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5847357A (en) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5187949A (en) * | 1974-12-27 | 1976-07-31 | Ibm | |
JPS5295908A (en) * | 1976-02-06 | 1977-08-12 | Nec Corp | Adaptable carrier phase control device |
JPS5386149A (en) * | 1976-10-18 | 1978-07-29 | Ibm | Carrier synchronizer |
JPS5693437A (en) * | 1979-11-06 | 1981-07-29 | Western Electric Co | Receiver |
-
1981
- 1981-09-17 JP JP14719181A patent/JPS5847357A/en active Pending
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5187949A (en) * | 1974-12-27 | 1976-07-31 | Ibm | |
JPS5295908A (en) * | 1976-02-06 | 1977-08-12 | Nec Corp | Adaptable carrier phase control device |
JPS5386149A (en) * | 1976-10-18 | 1978-07-29 | Ibm | Carrier synchronizer |
JPS5693437A (en) * | 1979-11-06 | 1981-07-29 | Western Electric Co | Receiver |
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