JPH11262265A - Converter controlling device - Google Patents

Converter controlling device

Info

Publication number
JPH11262265A
JPH11262265A JP6137098A JP6137098A JPH11262265A JP H11262265 A JPH11262265 A JP H11262265A JP 6137098 A JP6137098 A JP 6137098A JP 6137098 A JP6137098 A JP 6137098A JP H11262265 A JPH11262265 A JP H11262265A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
output
converter
phase
command
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP6137098A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP3403056B2 (en
Inventor
Toshiaki Kudo
俊明 工藤
Natsuya Suzuki
夏矢 鈴木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to JP06137098A priority Critical patent/JP3403056B2/en
Priority to TW88103625A priority patent/TW441158B/en
Priority to CNB991039726A priority patent/CN1158747C/en
Priority to CNB2003101179010A priority patent/CN1327600C/en
Publication of JPH11262265A publication Critical patent/JPH11262265A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3403056B2 publication Critical patent/JP3403056B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Landscapes

  • Rectifiers (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To improve the stability in voltage control for the voltage fluctuations of an AC power source. SOLUTION: This converter controlling device is provided with a voltage controller 10, which outputs the output current command of a thyristor converter 3 by operating the feedback control of the DC circuit voltage of the thyristor converter 3, which converts the voltage of an AC power source 5 into a DC voltage for supplying a load with DC power, a current controller 13 which outputs the output voltage command of the thyristor converter 3 by operating the feedback control of the output DC current of the thyristor converter 3, a phase controller 14 which controls the thyristor ignition phase angle of the thyristor converter 3, in such a way that the output voltage average value of the thyristor converter 3 becomes proportional to its output voltage command, an AC voltage detector 15 which detects the voltage of the AC power source 5, and an amplitude computing element 20 which calculates signals proportional to the amplitude of this AC voltage. The output voltage command of the thyristor converter 3 is corrected by dividing the output voltage of the thyristor converter 3 by the voltage amplitude of the AC power source 5, the output of the amplitude computing element 20.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源電圧を直
流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイリス
タコンバータあるいはパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称
する）コンバータの制御装置に係り、特に交流電源電圧
変動に対しての電圧制御の安定性を高めるようにしたコ
ンバータの制御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for a thyristor converter or a pulse width modulation (hereinafter referred to as "PWM") converter for converting an AC power supply voltage into a DC voltage and supplying DC power to a load. The present invention relates to a converter control device that enhances stability of voltage control with respect to AC power supply voltage fluctuation.

【０００２】[0002]

【従来の技術】一般に、サイリスタコンバータ、あるい
はＰＷＭコンバータは、多くの分野で使われてきてお
り、その使い方も様々である。そして、このサイリスタ
コンバータの制御装置としては、例えば“特開平８−３
２２２６２号公報”等に開示されているものを初め、多
数のものがある。2. Description of the Related Art In general, thyristor converters or PWM converters have been used in many fields and their usages are various. As a control device of this thyristor converter, for example, Japanese Unexamined Patent Application Publication No.
There are many types, including those disclosed in Japanese Patent No. 22262 ".

【０００３】図１９は、この種の従来のサイリスタコン
バータの制御装置の基本的な構成例を示す回路図であ
る。FIG. 19 is a circuit diagram showing a basic configuration example of a conventional thyristor converter control device of this kind.

【０００４】図１９において、１はインバータ、２は電
動機、３はサイリスタコンバータ、４は平滑コンデン
サ、５は交流電源、６は電源トランス、７は電圧基準回
路、８は電圧検出器、９は比較器、１０は電圧制御器、
１１は電流検出器、１２は比較器、１３は電流制御器、
１４は位相制御器であり、図示のように構成されてい
る。In FIG. 19, 1 is an inverter, 2 is a motor, 3 is a thyristor converter, 4 is a smoothing capacitor, 5 is an AC power supply, 6 is a power transformer, 7 is a voltage reference circuit, 8 is a voltage detector, and 9 is a comparison circuit. , 10 is a voltage controller,
11 is a current detector, 12 is a comparator, 13 is a current controller,
Reference numeral 14 denotes a phase controller, which is configured as shown.

【０００５】すなわち、交流電源５から電源トランス６
を介して入力される交流電力を、サイリスタコンバータ
３で直流電力に変換し、平滑コンデンサ４により直流電
圧Ｖdcのリップルを抑制する。そして、この平滑された
直流電圧Ｖdcを、インバータ１により３相交流電圧に逆
変換して、電動機２を駆動する。[0005] That is, the AC power supply 5 to the power supply transformer 6
Is converted into DC power by the thyristor converter 3 and the ripple of the DC voltage Vdc is suppressed by the smoothing capacitor 4. Then, the smoothed DC voltage V dc is inversely converted into a three-phase AC voltage by the inverter 1 to drive the electric motor 2.

【０００６】一方、サイリスタコンバータ３の電圧制御
は、電圧基準回路７から与えられる直流回路の電圧基準
と、電圧検出器８により検出された平滑コンデンサ４の
直流電圧Ｖdcとを比較器９で比較し、電圧制御器１０に
よりフィードバック制御することで行なう。On the other hand, the voltage control of the thyristor converter 3 is performed by comparing the voltage reference of the DC circuit supplied from the voltage reference circuit 7 with the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 4 detected by the voltage detector 8 by the comparator 9. Then, feedback control is performed by the voltage controller 10.

【０００７】さらに、電圧制御器１０の出力であるサイ
リスタコンバータ３の出力電流指令と、電流検出器１１
により検出されたサイリスタコンバータ３の出力電流と
を比較器１２で比較し、電流制御器１３によりフィード
バック制御することでサイリスタコンバータ３の出力電
圧指令を出力する。Further, an output current command of the thyristor converter 3 which is an output of the voltage controller 10 and a current detector 11
The output current of the thyristor converter 3 is compared with the output current of the thyristor converter 3 detected by the comparator 12, and the current controller 13 performs feedback control to output an output voltage command of the thyristor converter 3.

【０００８】そして、電流制御器１３の出力であるサイ
リスタコンバータ３の出力電圧指令に比例したサイリス
タコンバータ３の出力電圧平均値が得られるように、位
相制御器１４によりサイリスタコンバータ３のサイリス
タ点弧位相角を制御するという周知の構成である。Then, the phase controller 14 controls the thyristor firing phase of the thyristor converter 3 so that an average value of the output voltage of the thyristor converter 3 proportional to the output voltage command of the thyristor converter 3 which is the output of the current controller 13 is obtained. This is a well-known configuration for controlling an angle.

【０００９】この場合、交流電源５の電圧振幅をＶacと
した時に、サイリスタの点弧位相角αとサイリスタコン
バータ３の出力電圧平均値Ｖc との関係は、下記（１）
式に示すようになるので、位相制御器１４は、入力であ
るサイリスタコンバータ３の出力電圧指令Ｖc * に対し
て、下記（２）式が成立するように点弧位相角αを決定
する。[0009] In this case, the voltage amplitude of the AC power source 5 when the V ac, the relationship between the output voltage average value V c of firing phase angles α and thyristor converter 3 thyristors, following (1)
Since as shown in equation, the phase controller 14, the output voltage command V c of the thyristor converter 3 is input *, determines a firing phase angle α as the following equation (2) is satisfied.

【００１０】 Ｖc ＝Ｖacｃｏｓ（α） …（１） α＝ｃｏｓ-1（Ｖc * ） …（２） そして、上記式を満足するように、位相制御器１４によ
りサイリスタの点弧位相角αを制御し、下記（３）式に
示すように、サイリスタコンバータ３の出力電圧指令Ｖ
c * に比例したサイリスタコンバータ３の出力電圧平均
値Ｖc を得ることができる。V c = V ac cos (α) (1) α = cos −1 (V c * ) (2) Then, the firing phase of the thyristor is controlled by the phase controller 14 so as to satisfy the above equation. Controlling the angle α, and as shown in the following equation (3), the output voltage command V of the thyristor converter 3
the c * can be obtained an output voltage mean value V c of the thyristor converter 3 in proportion.

【００１１】 Ｖc ＝ＶacＶc * …（３） このようにして、サイリスタコンバータ３の直流回路電
圧を制御し、負荷である電動機２に直流電力を供給す
る。V c = V ac V c * (3) In this way, the DC circuit voltage of the thyristor converter 3 is controlled, and DC power is supplied to the motor 2 as a load.

【００１２】なお、負荷としては、図１９に示すインバ
ータ１と電動機２のものに限らず、様々な直流負荷に適
用できることは言うまでもない。It is needless to say that the load is not limited to the inverter 1 and the motor 2 shown in FIG. 19, but can be applied to various DC loads.

【００１３】[0013]

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
サイリスタコンバータの制御装置において、前述のよう
に、サイリスタコンバータ３の出力電圧指令Ｖc * と出
力電圧平均値Ｖc との間に比例関係が成立するのは、交
流電源５の電圧振幅Ｖacが一定の場合の時だけである。[SUMMARY OF THE INVENTION Incidentally, in the control apparatus of such a thyristor converter, as described above, it is proportional between the output voltage command V c * and the output voltage average value V c of the thyristor converter 3 This holds only when the voltage amplitude V ac of the AC power supply 5 is constant.

【００１４】従って、交流電源５の電圧振幅Ｖacが変化
した場合には、その変化量に比例してサイリスタコンバ
ータ３の出力電圧平均値Ｖc も変化し、このことが外乱
となって制御に悪影響をもたらす。そして、交流電源５
の電源変動が起こると、平滑コンデンサ４の直流電圧Ｖ
dcを電圧基準値に追従させることができず、負荷である
電動機２の運転に影響を与える可能性がある。Therefore, when the voltage amplitude V ac of the AC power supply 5 changes, the output voltage average value V c of the thyristor converter 3 also changes in proportion to the amount of the change, and this becomes a disturbance and becomes a control. Has a negative effect. And the AC power supply 5
Of the power supply, the DC voltage V of the smoothing capacitor 4
Since dc cannot follow the voltage reference value, there is a possibility that the operation of the motor 2 as a load is affected.

【００１５】なお、以上はサイリスタコンバータの場合
についてであるが、より高速制御応答を実現できるコン
バータとして、トランジスタ等を用いたＰＷＭコンバー
タが知られている。Although the above description is for a thyristor converter, a PWM converter using a transistor or the like is known as a converter capable of realizing a higher-speed control response.

【００１６】図２０は、この種の従来のＰＷＭコンバー
タの制御装置の基本的な構成例を示す回路図である。FIG. 20 is a circuit diagram showing a basic configuration example of a conventional PWM converter control device of this kind.

【００１７】すなわち、図２０に示すように、主回路と
しては、前記図１９の構成におけるサイリスタコンバー
タ３の代わりにＰＷＭコンバータ３ａを、また電源トラ
ンス６の代わりにリアクトルとコンデンサ等から構成し
た電源フィルタ６ａを備えた構成となっている。That is, as shown in FIG. 20, the main circuit includes a PWM converter 3a instead of the thyristor converter 3 in the configuration of FIG. 19, and a power supply filter composed of a reactor and a capacitor instead of the power supply transformer 6. 6a.

【００１８】一方、ＰＷＭコンバータ３ａの電圧制御
は、前記図１９の場合と同様に、電圧基準回路７から与
えられる直流回路の電圧基準と、電圧検出器８により検
出された平滑コンデンサ４の直流電圧Ｖdcとを比較器９
で比較し、電圧制御器１０によりフィードバック制御す
ることで行なう。On the other hand, as in the case of FIG. 19, the voltage control of the PWM converter 3a is performed by controlling the voltage reference of the DC circuit supplied from the voltage reference circuit 7 and the DC voltage of the smoothing capacitor 4 detected by the voltage detector 8. Vdc and comparator 9
And the voltage controller 10 performs feedback control.

【００１９】また、交流電圧検出器１５により検出され
た電源電圧から、位相検出器１６により電源に同期した
信号に変換する。The power supply voltage detected by the AC voltage detector 15 is converted by the phase detector 16 into a signal synchronized with the power supply.

【００２０】位相検出器１６は、フィルタや移相回路等
から構成され、出力ＳP ，ＳQ は交流電源５の相電圧に
同期した正弦波信号であり、ＰＷＭコンバータ３ａの交
流電流制御の基準位相となる。The phase detector 16 is composed of a filter, a phase shift circuit, and the like. Outputs S P and SQ are sine wave signals synchronized with the phase voltage of the AC power supply 5 and serve as a reference for the AC current control of the PWM converter 3a. Phase.

【００２１】さらに、電圧制御器１０の出力は、有効電
流指令ｉP * であり、無効電流基準器１７から与えられ
る無効電流指令ｉQ * がＰＷＭコンバータ３ａの交流電
流に対する指令値となる。Further, the output of the voltage controller 10 is an active current command i P * , and the reactive current command i Q * given from the reactive current reference unit 17 is a command value for the AC current of the PWM converter 3a.

【００２２】また、有効および無効電流制御器１８は、
位相検出器１６から出力される電源同期信号ＳP ，ＳQ
を用いて、電流検出器１１Ｒ，１１Ｔにより検出された
交流電流ｉR およびｉT の電源位相と同相な成分が有効
電流指令ｉP * に、電源位相と直交する成分が無効電流
指令ｉQ * にそれぞれ追従するように、３相の電圧指令
νR * ，νS * ，νT * を出力する。The active and reactive current controllers 18
Power-supply sync signal S P which is output from the phase detector 16, S Q
, A component in phase with the power supply phase of the AC currents i R and i T detected by the current detectors 11R and 11T is used as the active current command i P * , and a component orthogonal to the power supply phase is used as the reactive current command i Q *. Output three-phase voltage commands ν R * , ν S * , and ν T * .

【００２３】そして、この３相の電圧指令νR * ，νS
* ，νT * をＰＷＭ制御回路１９によりパルス幅変調
し、ＰＷＭ制御回路１９の出力によりＰＷＭコンバータ
３ａのトランジスタ等のスイッチングデバイスをオンオ
フするという周知の構成である。Then, the three-phase voltage commands ν R * , ν S
* , V T * are pulse width modulated by the PWM control circuit 19, and a switching device such as a transistor of the PWM converter 3a is turned on / off by an output of the PWM control circuit 19.

【００２４】図２１は、図２０における有効および無効
電流制御器１８の一例を示す構成図である。FIG. 21 is a block diagram showing an example of the effective and reactive current controller 18 in FIG.

【００２５】図２１において、１８１は座標変換器、１
８２Ｒ，１８２Ｔは比較器、１８３Ｒ，１８３Ｔは電流
制御器、１８４は反転加算器である。In FIG. 21, reference numeral 181 denotes a coordinate converter,
82R and 182T are comparators, 183R and 183T are current controllers, and 184 is an inverting adder.

【００２６】すなわち、座標変換器１８１の出力である
交流電流指令ｉR * ，ｉT * と、検出された各相電流ｉ
R ，ｉT とを、それぞれ比較器１８２Ｒ，１８２Ｔによ
り比較し、この比較結果を電流制御器１８３Ｒ，１８３
Ｔにより増幅して、Ｒ相，Ｔ相の電圧指令νR * ，νT
* を得る。That is, the AC current commands i R * and i T * output from the coordinate converter 181 and the detected phase currents i R * and i T *
R and i T are compared by comparators 182R and 182T, respectively, and the comparison results are compared with current controllers 183R and 183R.
Amplify by T, R-phase and T-phase voltage commands ν R * , ν T
Get * .

【００２７】また、Ｓ相の電圧指令νS * は、Ｒ相，Ｔ
相の電圧指令νR * ，νT * を、反転加算器１８４によ
り極性反転して加算することで得る。Further, the voltage command ν S * of the S phase is R phase, T
The phase voltage commands ν R * and ν T * are obtained by inverting the polarity by an inverting adder 184 and adding the inverted values.

【００２８】なお、図２１では、２相だけを電流制御す
るようにしているが、３相分を電流制御する構成もあ
る。In FIG. 21, current control is performed for only two phases, but there is also a configuration for controlling current for three phases.

【００２９】また、電源フィルタ６ａの代わりに、電源
トランスを用いる場合もある。A power transformer may be used in place of the power filter 6a.

【００３０】図２２（ａ）は、図２１における座標変換
器１８１の一例を示す構成図である。FIG. 22A is a configuration diagram showing an example of the coordinate converter 181 in FIG.

【００３１】図２２（ａ）において、１８１Ａ，１８１
Ｂ，１８１Ｃ，１８１Ｄは乗算器、１８１Ｅは減算器、
１８１Ｆは加算器、１８１Ｇ，１８１Ｈは係数器、１８
１Ｉは加算器である。In FIG. 22A, 181A, 181
B, 181C, 181D are multipliers, 181E is a subtractor,
181F is an adder, 181G and 181H are coefficient units, 18
1I is an adder.

【００３２】図２２（ｂ）は、位相検出器１６から出力
される電源同期信号ＳP ，ＳQ の位相関係を示す信号波
形図である。[0032] FIG. 22 (b) is a signal waveform diagram showing the phase relationship between the power-supply sync signal S P, S Q output from the phase detector 16.

【００３３】図２２（ｂ）において、ＳP は交流電源５
のＲ相電圧ｅR と同相な電源同期信号、ＳQ は電源同期
信号ＳP よりも９０゜遅れた電源同期信号である。In FIG. 22B, SP is an AC power supply 5
R-phase voltage e R in phase with power synchronization signal, S Q is a power-supply sync signal delayed by 90 ° than the power supply synchronization signal S P.

【００３４】図２２（ａ）において、電源同期信号
ＳP ，ＳQ と有効電流指令ｉP * あるいは無効電流指令
ｉQ * とを、４つの乗算器１８１Ａ，１８１Ｂ，１８１
Ｃ，１８１Ｄにより乗算する。In FIG. 22A, power supply synchronization signals S P , S Q and an active current command i P * or a reactive current command i Q * are converted into four multipliers 181A, 181B, 181.
C, multiplied by 181D.

【００３５】そして、この乗算結果は、減算器１８１Ｅ
あるいは加算器１８１Ｆにより減算もしくは加算して、
それぞれの出力ｘおよびｙは次のようになる。The result of the multiplication is calculated by the subtracter 181E.
Alternatively, subtraction or addition is performed by the adder 181F,
The respective outputs x and y are as follows.

【００３６】ｘ＝ｉP * ＳP −ｉ * ＳQ ｙ＝ｉP * Ｓ＋ｉ * ＳP ここで、ＳP ＝ｃｏｓ（ωｔ），ＳQ ＝ｓｉｎ（ωｔ）
とすれば、上記式は次のようになる。[0036] x = i P * S P -i * S Q y = i P * S + i * S P Here, S P = cos (ωt) , S Q = sin (ωt)
Then, the above equation becomes as follows.

【００３７】 ｘ＝ｉP * ｃｏｓ（ωｔ）−ｉQ * ｓｉｎ（ωｔ） ｙ＝ｉP * ｓｉｎ（ωｔ）＋ｉQ * ｃｏｓ（ωｔ） ＝ｉP * ｃｏｓ（ωｔ−９０゜）−ｉQ * ｓｉｎ（ωｔ−９０゜） すなわち、ｘ＝ｉR * はＲ相電源電圧に同相な成分がｉ
P * 、直交する成分がｉQ * の交流電流指令であり、ｙ
は同じ同相成分ｉP * 、および直交成分ｉQ *を持つ交
流電流指令で、ｘよりも９０゜遅れた信号である。[0037] x = i P * cos (ωt ) -i Q * sin (ωt) y = i P * sin (ωt) + i Q * cos (ωt) = i P * cos (ωt-90 °) -i Q * sin (ωt−90 °) That is, x = i R * is a component in phase with the R-phase power supply voltage, i
P * , the orthogonal component is the AC current command of i Q * , and y
Is an AC current command having the same in-phase component i P * and quadrature component i Q * , which is a signal delayed by 90 ° from x.

【００３８】係数器１８１Ｇおよび１８１Ｈと加算器１
８１Ｉは、上記出力ｘとｙから、次式のような直交２相
／３相変換演算により、Ｔ相の電流指令を求める。Coefficient units 181G and 181H and adder 1
81I obtains a T-phase current command from the outputs x and y by an orthogonal two-phase / three-phase conversion operation as shown in the following equation.

【００３９】ｉT * ＝（ｘ＋２ｙ）／√３ 以上の図２２の処理は周知の座標変換であり、結果とし
て、電源電圧と同相成分がｉP * 、直交成分がｉQ * の
Ｒ相およびＴ相の電流指令ｉR * およびｉT *が得られ
る。I T * = (x + 2y) / √3 The above-described processing in FIG. 22 is a well-known coordinate transformation, and as a result, the R-phase in which the in-phase component is i P * and the quadrature component is i Q * and T-phase current commands i R * and i T * are obtained.

【００４０】なお、図２２では、電源同期信号として９
０゜位相差の信号を用いているが、１２０゜位相差の同
期信号を用いる等、座標変換の構成としては種々のもの
がある。In FIG. 22, 9 is used as the power supply synchronizing signal.
Although a signal having a phase difference of 0 ° is used, there are various configurations for coordinate conversion, such as using a synchronization signal having a phase difference of 120 °.

【００４１】ところで、ＰＷＭコンバータ３ａは、制御
応答が前述のサイリスタコンバータ３よりも速いことか
ら、外乱の影響も少ない。Since the PWM converter 3a has a control response faster than that of the thyristor converter 3, the influence of disturbance is small.

【００４２】しかしながら、交流電源５とＰＷＭコンバ
ータ３ａとの間のインダクタンスが小さい場合には、交
流電源５の電圧変動によって交流電流が影響を受け、過
電流に至る場合もある。However, when the inductance between the AC power supply 5 and the PWM converter 3a is small, the AC current may be affected by the voltage fluctuation of the AC power supply 5 and may lead to an overcurrent.

【００４３】本発明の目的は、交流電源電圧変動に対し
ての電圧制御の安定性を高くすることが可能なコンバー
タの制御装置を提供することにある。It is an object of the present invention to provide a converter control device capable of increasing the stability of voltage control with respect to AC power supply voltage fluctuation.

【００４４】[0044]

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１の発明では、交流電源電圧を直流電圧に
順変換して負荷に直流電力を供給するサイリスタコンバ
ータの直流回路電圧をフィードバック制御してサイリス
タコンバータの出力電流指令を出力する電圧制御手段
と、サイリスタコンバータの出力直流電流をフィードバ
ック制御してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出
力する電流制御手段と、サイリスタコンバータの出力電
圧指令にサイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例
するようにサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相
角を制御する位相制御手段とを備えて構成されるサイリ
スタコンバータの制御装置において、交流電源電圧を検
出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検
出された交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅
演算手段とを備え、電流制御手段の出力であるサイリス
タコンバータの出力電圧指令を振幅演算手段の出力であ
る交流電源電圧振幅で除算することで、サイリスタコン
バータの出力電圧指令を補正するようにしている。In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, a DC circuit voltage of a thyristor converter for converting an AC power supply voltage into a DC voltage and supplying DC power to a load is provided. Voltage control means for outputting the output current command of the thyristor converter by feedback control; current control means for outputting the output voltage command of the thyristor converter by feedback controlling the output DC current of the thyristor converter; AC voltage detecting means for detecting an AC power supply voltage in a control device for a thyristor converter, comprising: a phase control means for controlling a thyristor firing phase angle of the thyristor converter so that an average output voltage value of the thyristor converter is proportional. And the AC voltage detected by the AC voltage detecting means. Amplitude calculation means for calculating a signal proportional to the width, wherein the output voltage command of the thyristor converter, which is the output of the current control means, is divided by the AC power supply voltage amplitude, which is the output of the amplitude calculation means, to obtain the output of the thyristor converter. The voltage command is corrected.

【００４５】従って、請求項１の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持つ
サイリスタコンバータの制御装置において、交流電源電
圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、この
交流電源電圧振幅でサイリスタコンバータの出力電圧指
令を除算することによってサイリスタコンバータの出力
電圧指令を補正することにより、交流電源電圧変動の影
響を緩和することができる。Therefore, in the control device for the converter according to the first aspect of the present invention, the control device for the thyristor converter having the current control means in the minor loop detects the AC power supply voltage and calculates a signal proportional to the amplitude thereof. By correcting the output voltage command of the thyristor converter by dividing the output voltage command of the thyristor converter by this AC power supply voltage amplitude, the influence of the AC power supply voltage fluctuation can be reduced.

【００４６】また、請求項２の発明では、交流電源電圧
を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイ
リスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制御
してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出力する電
圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力電圧指令に
サイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例するよう
にサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御
する位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコン
バータの制御装置において、交流電源電圧を検出する交
流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出された
交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演算手段
とを備え、電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバ
ータの出力電圧指令を振幅演算手段の出力である交流電
源電圧振幅で除算することで、サイリスタコンバータの
出力電圧指令を補正するようにしている。According to the second aspect of the present invention, the output voltage command of the thyristor converter is output by feedback-controlling the DC circuit voltage of the thyristor converter which supplies the DC power to the load by converting the AC power supply voltage into a DC voltage in a forward direction. A thyristor converter control device comprising: a voltage control unit; and a phase control unit that controls a thyristor firing phase angle of the thyristor converter so that an average output voltage value of the thyristor converter is proportional to an output voltage command of the thyristor converter. An AC voltage detecting means for detecting an AC power supply voltage, and an amplitude calculating means for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detecting means, the output of the voltage control means of the thyristor converter Divide output voltage command by AC power supply voltage amplitude which is output of amplitude calculation means In Rukoto, and corrects the output voltage command of the thyristor converter.

【００４７】従って、請求項２の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持た
ないサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、
この交流電源電圧振幅でサイリスタコンバータの出力電
圧指令を除算することによってサイリスタコンバータの
出力電圧指令を補正することにより、交流電源電圧変動
の影響を緩和することができる。Therefore, in the converter control device according to the second aspect of the present invention, the control device for the thyristor converter having no current control means in the minor loop detects the AC power supply voltage and calculates a signal proportional to the amplitude thereof. ,
By correcting the output voltage command of the thyristor converter by dividing the output voltage command of the thyristor converter by this AC power supply voltage amplitude, the influence of the AC power supply voltage fluctuation can be reduced.

【００４８】さらに、請求項３の発明では、交流電源電
圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサ
イリスタコンバータの直流回路の電圧基準を定める電圧
基準回路と、電圧基準にサイリスタコンバータの出力電
圧平均値が比例するようにサイリスタコンバータのサイ
リスタ点弧位相角を制御する位相制御手段とを備えて構
成されるサイリスタコンバータの制御装置において、交
流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検
出手段により検出された交流電圧の振幅に比例した信号
を演算する振幅演算手段とを備え、電圧基準を振幅演算
手段の出力である交流電源電圧振幅で除算することで、
電圧基準を補正するようにしている。Further, according to the third aspect of the present invention, a voltage reference circuit for determining a voltage reference of a DC circuit of a thyristor converter for supplying a DC power to a load by converting an AC power supply voltage into a DC voltage in advance, and a thyristor converter for the voltage reference In a control device of a thyristor converter configured to include a phase control unit that controls a thyristor firing phase angle of the thyristor converter so that an average output voltage value of the thyristor converter is proportional, an AC voltage detection unit that detects an AC power supply voltage, Amplitude calculating means for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detecting means, by dividing the voltage reference by the AC power supply voltage amplitude which is the output of the amplitude calculating means,
The voltage reference is corrected.

【００４９】従って、請求項３の発明のコンバータの制
御装置においては、与えられた電圧基準をサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令とするオープンループのサイリ
スタコンバータの制御装置において、交流電源電圧を検
出して、その振幅に比例した信号を演算し、この交流電
源電圧振幅で与えられた電圧基準を除算することによっ
て電圧基準を補正することにより、交流電源電圧変動の
影響を緩和することができる。Therefore, in the converter control device according to the third aspect of the present invention, the open-loop thyristor converter control device using the given voltage reference as the output voltage command of the thyristor converter detects the AC power supply voltage, By calculating a signal proportional to the amplitude and correcting the voltage reference by dividing the given voltage reference by the AC power supply voltage amplitude, the influence of the AC power supply voltage fluctuation can be reduced.

【００５０】一方、請求項４の発明では、交流電源電圧
を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイ
リスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制御
してサイリスタコンバータの出力電流指令を出力する電
圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力直流電流を
フィードバック制御してサイリスタコンバータの出力電
圧指令を出力する電流制御手段と、サイリスタコンバー
タの出力電圧指令にサイリスタコンバータの出力電圧平
均値が比例するようにサイリスタコンバータのサイリス
タ点弧位相角を制御する位相制御手段とを備えて構成さ
れるサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出手
段により検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演
算する振幅演算手段と、振幅演算手段の出力の逆数を求
める逆数演算手段と、逆数演算手段の出力の時間変化に
比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、電流制
御手段の出力であるサイリスタコンバータの出力電圧指
令にハイパスフィルタの出力を乗算した量だけ増加させ
ることで、サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正
するようにしている。On the other hand, in the invention of claim 4, the output current command of the thyristor converter is output by feedback-controlling the DC circuit voltage of the thyristor converter which supplies the DC power to the load by converting the AC power supply voltage into the DC voltage. Voltage control means, current control means for outputting an output voltage command of the thyristor converter by feedback-controlling the output DC current of the thyristor converter, and a thyristor such that the output voltage average value of the thyristor converter is proportional to the output voltage command of the thyristor converter. A thyristor converter control device configured to include a phase control means for controlling a thyristor firing phase angle of the converter; an AC voltage detection means for detecting an AC power supply voltage; and an AC voltage detection means for detecting the AC voltage detected by the AC voltage detection means. Amplitude calculator that calculates a signal proportional to the amplitude A reciprocal calculating means for obtaining a reciprocal of an output of the amplitude calculating means, and a high-pass filter for obtaining an amount proportional to a time change of an output of the reciprocal calculating means, wherein an output voltage command of the thyristor converter which is an output of the current controlling means is provided. The output voltage command of the thyristor converter is corrected by increasing the output of the high-pass filter by the multiplied amount.

【００５１】従って、請求項４の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持つ
サイリスタコンバータの制御装置において、交流電源電
圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、この
交流電源電圧振幅の逆数を求めて、その時間変化に比例
した量を求め、この量を乗算した量だけサイリスタコン
バータの出力電圧指令に増加させることによってサイリ
スタコンバータの出力電圧指令を補正することにより、
交流電源電圧変動の影響を緩和することができる。Therefore, in the control device for the converter according to the fourth aspect of the present invention, the control device for the thyristor converter having the current control means in the minor loop detects the AC power supply voltage and calculates a signal proportional to the amplitude thereof. The reciprocal of this AC power supply voltage amplitude is obtained, an amount proportional to the time change is obtained, and the output voltage command of the thyristor converter is corrected by increasing the output voltage command of the thyristor converter by an amount multiplied by this amount. ,
The effect of AC power supply voltage fluctuation can be reduced.

【００５２】また、請求項５の発明では、交流電源電圧
を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイ
リスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制御
してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出力する電
圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力電圧指令に
サイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例するよう
にサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御
する位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコン
バータの制御装置において、交流電源電圧を検出する交
流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出された
交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演算手段
と、振幅演算手段の出力の逆数を求める逆数演算手段
と、逆数演算手段の出力の時間変化に比例した量を求め
るハイパスフィルタとを備え、電流制御手段の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令にハイパスフィ
ルタの出力を乗算した量だけ増加させることで、サイリ
スタコンバータの出力電圧指令を補正するようにしてい
る。According to the fifth aspect of the present invention, the output voltage command of the thyristor converter is output by feedback-controlling the DC circuit voltage of the thyristor converter for supplying the DC power to the load by converting the AC power supply voltage into the DC voltage in a forward direction. A thyristor converter control device comprising: a voltage control unit; and a phase control unit that controls a thyristor firing phase angle of the thyristor converter so that an average output voltage value of the thyristor converter is proportional to an output voltage command of the thyristor converter. , An AC voltage detecting means for detecting an AC power supply voltage, an amplitude calculating means for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detecting means, and a reciprocal calculating means for obtaining a reciprocal of an output of the amplitude calculating means And a high-pass filter for obtaining an amount proportional to the time change of the output of the reciprocal operation means The provided, increasing by an amount obtained by multiplying the output of the high pass filter on the output voltage command of the thyristor converter is an output current control means, and corrects the output voltage command of the thyristor converter.

【００５３】従って、請求項５の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持た
ないサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、
この交流電源電圧振幅の逆数を求めて、その時間変化に
比例した量を求め、この量を乗算した量だけサイリスタ
コンバータの出力電圧指令値に増加させることによって
サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正することに
より、交流電源電圧変動の影響を緩和することができ
る。Therefore, in the control device for the converter according to the fifth aspect of the present invention, the control device for the thyristor converter having no current control means in the minor loop detects the AC power supply voltage and calculates a signal proportional to its amplitude. ,
Correcting the output voltage command of the thyristor converter by obtaining the reciprocal of this AC power supply voltage amplitude, obtaining an amount proportional to the time change, and increasing the output voltage command value of the thyristor converter by an amount multiplied by this amount. Thereby, the influence of the AC power supply voltage fluctuation can be reduced.

【００５４】さらに、請求項６の発明では、交流電源電
圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサ
イリスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制
御してコンバータの出力電流指令を出力する電圧制御手
段と、コンバータの出力直流電流をフィードバック制御
してコンバータの出力電圧指令を出力する電流制御手段
と、出力電圧指令にサイリスタコンバータの出力電圧平
均値が比例するようにコンバータのサイリスタ点弧位相
角を制御する位相制御手段からなるサイリスタコンバー
タの制御装置において、交流電源電圧を検出する交流電
圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出された交流
電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演算手段と、
振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時間変化に比
例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、電圧制御
手段の出力であるサイリスタコンバータの出力電圧指令
からハイパスフィルタの出力を引算することで、サイリ
スタコンバータの出力電圧指令を補正するようにしてい
る。Further, according to the invention of claim 6, a voltage for outputting an output current command of the converter by feedback-controlling a DC circuit voltage of a thyristor converter for supplying DC power to a load by converting an AC power supply voltage into a DC voltage in a forward direction. Control means, current control means for feedback-controlling the output DC current of the converter to output a converter output voltage command, and thyristor firing phase angle of the converter such that the output voltage average value of the thyristor converter is proportional to the output voltage command A thyristor converter control device comprising phase control means for controlling AC voltage detection means for detecting an AC power supply voltage; and amplitude calculation means for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detection means. ,
A high-pass filter that obtains an amount proportional to the time change of the AC voltage amplitude that is the output of the amplitude calculation means, and subtracting the output of the high-pass filter from the output voltage command of the thyristor converter that is the output of the voltage control means, The output voltage command of the thyristor converter is corrected.

【００５５】従って、請求項６の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持つ
サイリスタコンバータの制御装置において、交流電源電
圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、この
交流電源電圧振幅の時間変化に比例した量を求め、この
量をサイリスタコンバータの出力電圧指令から引算する
ことによってサイリスタコンバータの出力電圧指令を補
正することにより、交流電源電圧変動の影響を緩和する
ことができる。Therefore, in the control device for the converter according to the present invention, the control device for the thyristor converter having the current control means in the minor loop detects the AC power supply voltage and calculates a signal proportional to the amplitude thereof. Determine the amount proportional to the time change of the AC power supply voltage amplitude, and reduce the effect of AC power supply voltage fluctuation by correcting the output voltage command of the thyristor converter by subtracting this amount from the output voltage command of the thyristor converter. can do.

【００５６】さらにまた、請求項７の発明では、交流電
源電圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給す
るサイリスタコンバータの直流回路電圧をフィードバッ
ク制御してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出力
する電圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力電圧
指令にサイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例す
るようにサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角
を制御する位相制御手段とを備えて構成されるサイリス
タコンバータの制御装置において、交流電源電圧を検出
する交流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出
された交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演
算手段と、振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時
間変化に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備
え、電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令からハイパスフィルタの出力を引算するこ
とで、サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正する
ようにしている。Further, according to the present invention, the DC voltage of the thyristor converter for supplying the DC power to the load by converting the AC power supply voltage into the DC voltage is feedback-controlled to output the output voltage command of the thyristor converter. Control means for controlling a thyristor firing phase angle of the thyristor converter so that the average output voltage value of the thyristor converter is proportional to the output voltage command of the thyristor converter. In the device, AC voltage detecting means for detecting an AC power supply voltage, amplitude calculating means for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detecting means, and an AC voltage amplitude output from the amplitude calculating means. A high-pass filter for obtaining an amount proportional to the time change, and By subtracting the output of the high pass filter from the output voltage command of the thyristor converter is the force, and corrects the output voltage command of the thyristor converter.

【００５７】従って、請求項７の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持た
ないサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、
この交流電圧振幅の時間変化に比例した量を求め、この
量をサイリスタコンバータの出力電圧指令値から引算す
ることによってサイリスタコンバータの出力電圧指令を
補正することにより、交流電源電圧変動の影響を緩和す
ることができる。Therefore, in the control device for the converter according to the present invention, the control device for the thyristor converter having no current control means in the minor loop detects the AC power supply voltage and calculates a signal proportional to its amplitude. ,
Determine the amount proportional to the time change of the AC voltage amplitude and correct the output voltage command of the thyristor converter by subtracting this amount from the output voltage command value of the thyristor converter to mitigate the effects of AC power supply voltage fluctuations can do.

【００５８】なお、特に上記振幅演算手段は、例えば請
求項８に記載したように、交流電圧検出手段により検出
された交流電圧を直交する２相信号に変換する２相変換
手段と、２相変換手段の出力である２相信号をそれぞれ
２乗して加算する２乗加算手段と、２乗加算手段の出力
の平方根を求める平方根演算手段と、平方根演算手段の
出力信号のリプルを抑制するためのローパスフィルタと
から構成することが好ましい。In particular, the amplitude calculating means includes a two-phase converting means for converting the AC voltage detected by the AC voltage detecting means into an orthogonal two-phase signal. A square addition means for squaring and adding the two-phase signals output from the means, a square root calculating means for calculating a square root of an output of the square adding means, and a means for suppressing a ripple of an output signal of the square root calculating means. It is preferable to configure the low-pass filter.

【００５９】また、上記振幅演算手段は、例えば請求項
９に記載したように、交流電圧検出手段により検出され
た交流電圧の瞬時平均値を求める平均電圧演算手段と、
平均電圧演算手段の出力である瞬時平均値を交流電圧検
出手段により検出された交流電圧からそれぞれ引算する
減算手段と、減算手段の出力を直交する２相信号に変換
する２相変換手段と、２相変換手段の出力である２相信
号をそれぞれ２乗して加算する２乗加算手段と、２乗加
算手段の出力の平方根を求める平方根演算手段と、平方
根演算手段の出力信号のリプルを抑制するためのローパ
スフィルタとから構成することが好ましい。Further, the amplitude calculating means includes an average voltage calculating means for obtaining an instantaneous average value of the AC voltage detected by the AC voltage detecting means.
Subtraction means for subtracting the instantaneous average value output from the average voltage calculation means from the AC voltage detected by the AC voltage detection means, and two-phase conversion means for converting the output of the subtraction means into orthogonal two-phase signals; Square addition means for squaring and adding each of the two-phase signals output from the two-phase conversion means, square root calculation means for obtaining the square root of the output of the square addition means, and suppressing ripple of the output signal of the square root calculation means And a low-pass filter.

【００６０】さらに、上記振幅演算手段は、例えば請求
項１０に記載したように、交流電圧検出手段により検出
された交流電圧を入力として全波整流する全波整流手段
と、全波整流手段の出力信号のリプルを抑制するための
ローパスフィルタとから構成することが好ましい。Further, the amplitude calculating means includes, for example, a full-wave rectifying means for performing full-wave rectification by using the AC voltage detected by the AC voltage detecting means as an input, and an output of the full-wave rectifying means. It is preferable to include a low-pass filter for suppressing signal ripple.

【００６１】ここで、特に上記ローパスフィルタは、例
えば請求項１１に記載したように、入力信号の移動平均
を演算して出力することが好ましい。Here, it is particularly preferable that the low-pass filter calculates and outputs a moving average of the input signal, for example, as described in claim 11.

【００６２】一方、上記の目的を達成するために、交流
電源電圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給
するパルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータの直流回路電圧
をフィードバック制御して交流電流の有効電流指令を出
力する電圧制御手段と、ＰＷＭコンバータの交流電流の
無効電流指令を定める無効電流基準手段と、ＰＷＭコン
バータの交流電流の電源電圧に対する同相成分および直
交成分がそれぞれ有効電流指令および無効電流指令に追
従するようにＰＷＭコンバータの交流電圧指令を決める
有効および無効電流制御手段と、交流電圧指令にＰＷＭ
コンバータの交流電圧平均値が比例するようにＰＷＭコ
ンバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを備えて構
成されるＰＷＭコンバータの制御装置において、請求項
１２の発明では、交流電源の各相電圧を検出する交流電
圧検出手段を備え、交流電圧検出手段により検出された
交流電圧に比例した信号を、有効および無効電流制御手
段の出力である各相の交流電圧指令に重畳するようにし
ている。On the other hand, in order to achieve the above-mentioned object, the DC circuit voltage of a pulse width modulation (PWM) converter for converting an AC power supply voltage into a DC voltage and supplying DC power to a load is feedback-controlled. Voltage control means for outputting an effective current command of the PWM converter; reactive current reference means for determining a reactive current command of the AC current of the PWM converter; Effective and reactive current control means for determining an AC voltage command of the PWM converter so as to follow the current command;
According to a twelfth aspect of the present invention, there is provided a PWM converter control device including PWM control means for performing PWM control on a PWM converter so that an average value of an AC voltage of the converter is proportional. An AC voltage detecting means is provided, and a signal proportional to the AC voltage detected by the AC voltage detecting means is superimposed on an AC voltage command of each phase which is an output of the effective and reactive current control means.

【００６３】従って、請求項１２の発明のコンバータの
制御装置においては、電流制御ループを持つＰＷＭコン
バータの制御装置において、交流電源の各相電圧を検出
して、それに比例した信号を各相の交流電圧指令に重畳
することにより、交流電源電圧変動の影響を緩和するこ
とができる。Therefore, in the control device of the converter according to the twelfth aspect of the present invention, in the control device of the PWM converter having the current control loop, each phase voltage of the AC power supply is detected, and a signal proportional to the detected voltage is outputted. By superimposing on the voltage command, the influence of the AC power supply voltage fluctuation can be reduced.

【００６４】また、請求項１３の発明では、交流電源の
各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出
手段により検出された交流電圧を、基準位相に同相な成
分および直交する成分に変換する座標変換手段とを備
え、座標変換手段の出力である交流電圧同相成分に比例
した信号を有効電圧指令に、また交流電圧直交成分に比
例した信号を無効電圧指令にそれぞれ重畳するようにし
ている。According to the thirteenth aspect of the present invention, the AC voltage detecting means for detecting each phase voltage of the AC power supply and the AC voltage detected by the AC voltage detecting means are converted into a component in phase with the reference phase and a component orthogonal to the reference phase. And a coordinate conversion means for converting, a signal proportional to the AC voltage in-phase component output from the coordinate conversion means is superimposed on the effective voltage command, and a signal proportional to the AC voltage quadrature component is superimposed on the invalid voltage command. I have.

【００６５】従って、請求項１３の発明のコンバータの
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るＰＷＭコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それを
基準位相との同相成分および直交成分に変換し、この交
流電圧同相成分に比例した信号を有効電圧指令に、また
交流電圧直交成分に比例した信号を無効電圧指令にそれ
ぞれ重畳することにより、交流電源電圧変動の影響を緩
和することができる。Therefore, in the converter control device according to the thirteenth aspect of the present invention, a PWM converter that obtains effective and invalid voltage commands as a result of current control by converting an AC current into a component in phase and a component orthogonal to the reference phase. The control device detects each phase voltage of the AC power supply, converts it into an in-phase component and a quadrature component with respect to the reference phase, and converts a signal proportional to the AC voltage in-phase component into an effective voltage command and an AC voltage quadrature component. Is superimposed on the invalid voltage command, thereby reducing the influence of the AC power supply voltage fluctuation.

【００６６】さらに、請求項１４の発明では、交流電源
の各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検
出手段により検出された交流電圧から基準位相との同相
成分を求める座標変換手段とを備え、座標変換手段の出
力である交流電圧同相成分に比例した信号を有効電圧指
令に重畳するようにしている。Further, in the fourteenth aspect of the present invention, the AC voltage detecting means for detecting each phase voltage of the AC power supply, and the coordinate transforming means for obtaining an in-phase component with the reference phase from the AC voltage detected by the AC voltage detecting means. And a signal proportional to the AC voltage in-phase component output from the coordinate conversion means is superimposed on the effective voltage command.

【００６７】従って、請求項１４の発明のコンバータの
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るＰＷＭコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それか
ら基準位相との同相成分を求め、この交流電圧同相成分
に比例した信号を有効電圧指令に重畳することにより、
交流電源電圧変動の影響を緩和することができる。Therefore, in the converter control device according to the present invention, a PWM converter which obtains effective and invalid voltage commands as a result of current control by converting an alternating current into a component in phase and a component orthogonal to the reference phase. In the control device, each phase voltage of the AC power supply is detected, an in-phase component with the reference phase is obtained therefrom, and a signal proportional to this AC voltage in-phase component is superimposed on the effective voltage command,
The effect of AC power supply voltage fluctuation can be reduced.

【００６８】また、請求項１５の発明では、交流電源の
各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出
手段により検出された交流電圧を、基準位相に同相な成
分および直交する成分に変換する座標変換手段と、座標
変換手段の出力である交流電圧同相成分および直交成分
の時間変化に比例した量をそれぞれ求めるハイパスフィ
ルタとを備え、ハイパスフィルタの出力である交流電圧
同相成分変動量を有効電圧指令に、また交流電圧直交成
分変動量を無効電圧指令にそれぞれ重畳するようにして
いる。According to the fifteenth aspect of the present invention, the AC voltage detecting means for detecting each phase voltage of the AC power supply, and the AC voltage detected by the AC voltage detecting means are converted into a component in phase with the reference phase and a component orthogonal to the reference phase. A coordinate conversion means for converting, and a high-pass filter for respectively obtaining an amount in proportion to a time change of an AC voltage in-phase component and a quadrature component which are outputs of the coordinate conversion means, and an AC voltage in-phase component fluctuation amount which is an output of the high-pass filter. The variation of the AC voltage quadrature component is superimposed on the invalid voltage command, and the AC voltage quadrature component variation is superimposed on the invalid voltage command.

【００６９】従って、請求項１５の発明のコンバータの
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るＰＷＭコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それを
基準位相との同相成分および直交成分に変換し、さらに
この交流電圧同相成分および直交成分の時間変化に比例
した量をそれぞれ求め、この交流電圧同相成分変動量を
有効電圧指令に、また交流電圧直交成分変動量を無効電
圧指令にそれぞれ重畳することにより、交流電源電圧変
動の影響を緩和することができる。Accordingly, in the converter control device according to the present invention, a PWM converter that obtains an effective and invalid voltage command as a result of converting an alternating current into a component in phase and a component orthogonal to the reference phase and performing current control is provided. In the control device, each phase voltage of the AC power supply is detected, and converted into an in-phase component and a quadrature component with respect to the reference phase, and further, quantities obtained in proportion to the time change of the AC voltage in-phase component and the quadrature component are obtained, By superimposing the AC voltage in-phase component fluctuation amount on the effective voltage command and the AC voltage quadrature component fluctuation amount on the invalid voltage command, the influence of the AC power supply voltage fluctuation can be reduced.

【００７０】さらに、請求項１６の発明では、交流電源
の各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検
出手段により検出された交流電圧から基準位相との同相
成分を求める座標変換手段と、座標変換手段の出力であ
る交流電圧同相成分の時間変化に比例した量を求めるハ
イパスフィルタとを備え、ハイパスフィルタの出力であ
る交流電圧同相成分変動量を有効電圧指令に重畳するよ
うにしている。Further, according to the sixteenth aspect of the present invention, there is provided an AC voltage detecting means for detecting each phase voltage of the AC power supply, and a coordinate converting means for obtaining an in-phase component with the reference phase from the AC voltage detected by the AC voltage detecting means. A high-pass filter for obtaining an amount proportional to the time change of the AC voltage common-mode component output from the coordinate conversion means, and the AC voltage common-mode component fluctuation amount output from the high-pass filter is superimposed on the effective voltage command. .

【００７１】従って、請求項１６の発明のコンバータの
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るＰＷＭコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それか
ら基準位相との同相成分を求め、この交流電圧同相成分
の時間変化に比例した量を求め、この交流電圧同相成分
変動量を有効電圧指令に重畳することにより、交流電源
電圧変動の影響を緩和することができる。Therefore, in the converter control device according to the present invention, a PWM converter which obtains effective and invalid voltage commands as a result of current control by converting an alternating current into a component in phase and a component orthogonal to the reference phase. In the control device, each phase voltage of the AC power supply is detected, an in-phase component with the reference phase is obtained therefrom, an amount proportional to a time change of the AC voltage in-phase component is obtained, and this AC voltage in-phase component fluctuation amount is calculated as an effective voltage. By superimposing the command, the influence of the AC power supply voltage fluctuation can be reduced.

【００７２】以上により、交流電源電圧変動に対しての
電圧制御の安定性を高くできる。As described above, the stability of voltage control with respect to AC power supply voltage fluctuation can be improved.

【００７３】[0073]

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.

【００７４】（第１の実施の形態）図１は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１９と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。(First Embodiment) FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device of a thyristor converter according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. Are omitted, and only different portions will be described here.

【００７５】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図１に示すように、交流電圧検出
器１５と、振幅演算器２０と、割り算器２１とを、図１
９に付加した構成としている。That is, the control device of the thyristor converter according to the present embodiment comprises an AC voltage detector 15, an amplitude calculator 20 and a divider 21 as shown in FIG.
9.

【００７６】交流電圧検出器１５は、サイリスタコンバ
ータ３の入力交流電圧、すなわち交流電源５の電圧を検
出する。The AC voltage detector 15 detects the input AC voltage of the thyristor converter 3, that is, the voltage of the AC power supply 5.

【００７７】振幅演算器２０は、交流電圧検出器１５に
より検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演算す
る。The amplitude calculator 20 calculates a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detector 15.

【００７８】割り算器２１は、電流制御器１３の出力で
あるサイリスタコンバータの出力電圧指令を、振幅演算
器２０の出力である交流電源電圧振幅で除算すること
で、サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正する。The divider 21 corrects the thyristor converter output voltage command by dividing the thyristor converter output voltage command output from the current controller 13 by the AC power supply voltage amplitude output from the amplitude calculator 20. I do.

【００７９】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。Next, the operation of the control device for a thyristor converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【００８０】図１において、振幅演算器２０の出力Ｓac
を、次式のように比例係数Ｋacを用いて表わすものとす
る。In FIG. 1, the output S ac of the amplitude calculator 20 is shown.
Is expressed using the proportional coefficient K ac as in the following equation.

【００８１】 Ｓac＝Ｋac・Ｖac …（４） 定格電源電圧の時に振幅演算器２０の出力Ｓacが１とな
るように、上記式の比例係数Ｋacを選ぶことにより、交
流電源５が定常状態で変動がない時は、割り算器２１に
与えられる出力Ｓacは１であり、前述した図１９の従来
の場合と全く同じ制御機能となる。S ac = K ac · V ac (4) The AC power supply 5 is selected by selecting the proportional coefficient K ac in the above equation so that the output S ac of the amplitude calculator 20 becomes 1 at the rated power supply voltage. Is constant in the steady state, the output Sac given to the divider 21 is 1, and has the same control function as the conventional case of FIG.

【００８２】しかし、交流電源５が変動した場合には、
振幅演算器２０の出力Ｓacは１でなくなり、電流制御器
１４の出力Ｖc * は振幅演算器２０の出力Ｓacで割られ
て、補正されたサイリスタコンバータ３の出力電圧指令
Ｖcc * は、次式のようになる。However, when the AC power supply 5 fluctuates,
The output S ac of the amplitude calculator 20 is no longer 1, and the output V c * of the current controller 14 is divided by the output S ac of the amplitude calculator 20, so that the corrected output voltage command V cc * of the thyristor converter 3 becomes Is as follows.

【００８３】 Ｖcc * ＝Ｖc * ／Ｓac＝Ｖc * ／（ＫacＶac） …（５） 上記式のサイリスタコンバータ３の出力電圧指令Ｖcc *
を用いて、（２）式のように位相制御器１４でαを決定
すると、（１）式に代入することで明らかなように、サ
イリスタコンバータ３の出力電圧平均値Ｖc は、次式の
ように電流制御器１４の出力Ｖc * に比例するようにな
る。[0083] V cc * = V c * / S ac = V c * / (K ac V ac) ... (5) output voltage of the thyristor converter 3 in the above formula command V cc *
Using, when determining the α phase controller 14 as shown in (2), (1) As is clear by substituting the equation, the output voltage average value V c of the thyristor converter 3, of the formula Thus, it becomes proportional to the output V c * of the current controller 14.

【００８４】 Ｖc ＝Ｖacｃｏｓ（α） ＝ＶacＶc * ／（ＫacＶac） ＝Ｖc * ／Ｋac …（６） 上述したように、本実施の形態のサイリスタコンバータ
の制御装置では、交流電源５の電圧が変動しても、サイ
リスタコンバータ３の出力電圧平均値Ｖc を電流制御器
１４の出力Ｖc * に比例させることができるため、交流
電源５の電圧変動の影響を受けないサイリスタコンバー
タの制御装置を実現することが可能となる。[0084] V c = V ac cos (α ) = V ac V c * / (K ac V ac) = V c * / K ac ... (6) as described above, the control of the thyristor converter of this embodiment in apparatus, it is varied voltage of the AC power source 5 is, since it is possible to proportion the output voltage average value V c of the thyristor converter 3 * output V c of the current controller 14, the influence of voltage fluctuation of the AC power supply 5 It is possible to realize a control device for a thyristor converter that is not affected by the above.

【００８５】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧Ｖdcを安定に制御する
ことができ、負荷であるインバータ１および電動機２に
は、常に安定した電力を供給することができる。Thus, even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably, and stable power is always supplied to the inverter 1 and the motor 2 which are loads. be able to.

【００８６】本実施の形態が有効である一例として、沸
騰水型原子炉の原子炉冷却材再循環ポンプ（Ｒｅａｃｔ
ｏｒ Ｉｎｔｅｒｎａｌ Ｐｕｍｐ 以下、ＲＩＰと略
称する）の駆動装置である原子炉冷却材再循環ポンプ可
変周波数電源装置（Ｒｅａｃｔｏｒ Ｉｎｔｅｒｎａｌ
ｐｕｍｐ Ａｄｊｕｓｔａｂｌｅ Ｓｐｅｅｄ Ｄｒ
ｉｖｅ 以下、ＡＳＤと略称する）が挙げられる。One example in which the present embodiment is effective is a reactor coolant recirculation pump (React) for a boiling water reactor.
or Internal Pump (hereinafter abbreviated as RIP), a reactor coolant recirculation pump variable frequency power supply (Reactor Internal)
pump Adjustable Speed Dr
ive (hereinafter abbreviated as ASD).

【００８７】ＲＩＰは、原子炉内の冷却材を循環させる
ポンプであり、その運転速度によって原子炉の出力を制
御する機能を持つため、駆動源であるＡＳＤには、極力
安定した電力をＲＩＰに供給することが要求されてい
る。The RIP is a pump that circulates the coolant in the reactor, and has a function of controlling the output of the reactor according to the operation speed. Therefore, the ASD as a driving source supplies the RIP with as stable power as possible. It is required to supply.

【００８８】ＡＳＤの電源は３相交流電源であり、発電
所内の母線切替等に起因する電圧変動や、発電所そのも
のは当然系統につながっているため系統動揺の影響を受
ける可能性があり、本実施の形態をＡＳＤの電圧制御回
路に取り入れて、電源電圧変動による電圧制御回路の外
乱を抑制することは、原子力発電所の運用上非常に意味
のあることと言える。The power supply of the ASD is a three-phase AC power supply, which may be affected by voltage fluctuations caused by switching of buses in the power plant or the like, and the power plant itself may be affected by system fluctuations since it is naturally connected to the system. It can be said that incorporating the embodiment into the voltage control circuit of the ASD and suppressing disturbance of the voltage control circuit due to power supply voltage fluctuation is very significant in the operation of a nuclear power plant.

【００８９】（第２の実施の形態）図２は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。(Second Embodiment) FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device of a thyristor converter according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. Are omitted, and only different portions will be described here.

【００９０】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図２に示すように、前記図１の構
成に対して、電流検出器１１、比較器１２、電流制御器
１３からなる電流制御ループを省略した構成としてい
る。That is, the control device of the thyristor converter according to the present embodiment is different from the configuration of FIG. 1 in that the current control device comprises a current detector 11, a comparator 12, and a current controller 13, as shown in FIG. The configuration is such that the loop is omitted.

【００９１】つまり、サイリスタコンバータの電圧制御
では、電流制御を行なわずに、電圧制御器１０の出力で
位相制御を行なう場合もあり、図２は電流制御を行なわ
ない場合に対して適用した構成である。That is, in the voltage control of the thyristor converter, there is a case where the phase control is performed by the output of the voltage controller 10 without performing the current control. FIG. 2 shows a configuration applied to the case where the current control is not performed. is there.

【００９２】そして、本実施の形態では、電圧検出器１
５により検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演
算する振幅演算器２０の出力である交流電源電圧振幅
で、電圧制御器１０の出力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令を割り算器２１により除算した結果を、
補正されたサイリスタコンバータの出力電圧指令として
位相制御器１４へ入力するようにしている。In the present embodiment, the voltage detector 1
The output voltage command of the thyristor converter output from the voltage controller 10 is divided by the divider 21 by the AC power supply voltage amplitude output from the amplitude calculator 20 for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by 5. The result
The corrected thyristor converter output voltage command is input to the phase controller 14.

【００９３】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。Next, the operation of the control device for a thyristor converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【００９４】図２において、電圧制御器１０の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令を、振幅演算器
２０の出力である交流電源電圧振幅で除算することによ
り、交流電源５の電圧が変動した場合に、位相制御器１
４の入力がその電源変動に応じて補正される。In FIG. 2, when the output voltage command of the thyristor converter output from the voltage controller 10 is divided by the AC power supply voltage amplitude output from the amplitude calculator 20, the voltage of the AC power supply 5 fluctuates. And phase controller 1
4 is corrected according to the power supply fluctuation.

【００９５】すなわち、電圧制御器１０の出力が同じ大
きさであっても、交流電源５の電圧が低下すると位相制
御器１４の入力は大きくなり、交流電源５の電圧が上昇
すると位相制御器１４の入力は小さくなる。そして、こ
の結果として、電源変動が起きても、電圧制御器１０の
出力とサイリスタコンバータ３の出力電圧平均値を比例
させることができる。That is, even if the output of the voltage controller 10 has the same magnitude, the input of the phase controller 14 increases when the voltage of the AC power supply 5 decreases, and the input of the phase controller 14 increases when the voltage of the AC power supply 5 increases. Input becomes smaller. As a result, even if the power supply fluctuates, the output of the voltage controller 10 and the average output voltage of the thyristor converter 3 can be made proportional.

【００９６】上述したように、本実施の形態のサイリス
タコンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ３の出力電圧平均値を電
圧制御器１０の出力に比例させることができるため、交
流電源５の電圧変動の影響を受けないサイリスタコンバ
ータの制御装置を実現することが可能となる。As described above, in the control device of the thyristor converter of the present embodiment, even if the voltage of AC power supply 5 fluctuates, the average output voltage of thyristor converter 3 is made to be proportional to the output of voltage controller 10. Therefore, it is possible to realize a thyristor converter control device which is not affected by the voltage fluctuation of the AC power supply 5.

【００９７】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably.
Stable power can always be supplied.

【００９８】（第３の実施の形態）図３は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図２と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。(Third Embodiment) FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device of a thyristor converter according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. Are omitted, and only different portions will be described here.

【００９９】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図３に示すように、前記図２の構
成に対して、電圧検出器８、比較器９、電圧制御器１０
からなる電圧制御ループを省略した構成としている。That is, the control device of the thyristor converter according to the present embodiment differs from the configuration of FIG. 2 in that the voltage detector 8, the comparator 9, and the voltage
Is omitted from the voltage control loop.

【０１００】つまり、サイリスタコンバータの原理を説
明した、前記（１）〜（３）式から明らかなように、電
圧制御ループを構成しなくても、サイリスタコンバータ
の出力電圧を制御することができる。That is, as is apparent from the equations (1) to (3), which explain the principle of the thyristor converter, the output voltage of the thyristor converter can be controlled without forming a voltage control loop.

【０１０１】そして、本実施の形態では、電圧検出器１
５により検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演
算する振幅演算器２０の出力である交流電源電圧振幅
で、電圧基準回路７の出力である電圧基準を割り算器２
１により割り算した結果を、補正された電圧基準として
位相制御器１４へ入力するようにしている。In the present embodiment, the voltage detector 1
5 divides the voltage reference output from the voltage reference circuit 7 by the AC power supply voltage amplitude output from the amplitude calculator 20 for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by
The result of division by 1 is input to the phase controller 14 as a corrected voltage reference.

【０１０２】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。Next, the operation of the control device for a thyristor converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０１０３】図３において、電圧基準回路７の出力であ
る電圧基準を、振幅演算器２０の出力である交流電源電
圧振幅で除算することにより、交流電源５の電圧が変動
した場合に、位相制御器１４の入力がその電源変動に応
じて補正される。In FIG. 3, when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates by dividing the voltage reference which is the output of the voltage reference circuit 7 by the AC power supply voltage amplitude which is the output of the amplitude calculator 20, the phase control is performed. The input of the unit 14 is corrected according to the power supply fluctuation.

【０１０４】すなわち、電圧基準回路７の出力が同じ大
きさであっても、交流電源５の電圧が低下すると位相制
御器１４の入力は大きくなり、交流電源５の電圧が上昇
すると位相制御器１４の入力は小さくなる。そして、こ
の結果として、電源変動が起きても、電圧基準回路７の
出力とサイリスタコンバータ３の出力電圧平均値をほぼ
比例させることができる。That is, even if the output of the voltage reference circuit 7 has the same magnitude, the input of the phase controller 14 increases when the voltage of the AC power supply 5 decreases, and the input of the phase controller 14 increases when the voltage of the AC power supply 5 increases. Input becomes smaller. As a result, even if a power supply fluctuation occurs, the output of the voltage reference circuit 7 and the average output voltage of the thyristor converter 3 can be made substantially proportional.

【０１０５】上述したように、本実施の形態のサイリス
タコンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ３の出力電圧平均値を電
圧基準回路７の出力にほぼ比例させることができるた
め、交流電源５の電圧変動の影響を受けないサイリスタ
コンバータの制御装置を実現することが可能となる。As described above, in the thyristor converter control device of the present embodiment, even if the voltage of AC power supply 5 fluctuates, the output voltage average value of thyristor converter 3 is made substantially proportional to the output of voltage reference circuit 7. Therefore, it is possible to realize a thyristor converter control device that is not affected by the voltage fluctuation of the AC power supply 5.

【０１０６】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates.
Stable power can always be supplied.

【０１０７】（第４の実施の形態）図４は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。(Fourth Embodiment) FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device of a thyristor converter according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. Are omitted, and only different portions will be described here.

【０１０８】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図４に示すように、前記図１の構
成に対して、逆数演算器２２と、ハイパスフィルタ２３
と、加算器２４とを付加し、さらに割り算器２１に代え
て、乗算器２５を備えた構成としている。That is, as shown in FIG. 4, the thyristor converter control device of the present embodiment differs from the configuration of FIG.
And an adder 24, and a multiplier 25 is provided in place of the divider 21.

【０１０９】逆数演算器２２は、振幅演算器２０の出力
の逆数を演算する。The reciprocal calculator 22 calculates the reciprocal of the output of the amplitude calculator 20.

【０１１０】ハイパスフィルタ２３は、逆数演算器２２
の出力の時間変化に比例した量（逆数の変化率）の大き
な成分を抽出する。The high-pass filter 23 comprises a reciprocal calculator 22
A component having a large amount (a reciprocal change rate) proportional to the time change of the output of is extracted.

【０１１１】加算器２４は、ハイパスフィルタ２３の出
力に１を加算する。The adder 24 adds 1 to the output of the high-pass filter 23.

【０１１２】乗算器２５は、電流制御器１３の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令に、加算器２４
の出力を乗算した結果を、補正されたサイリスタコンバ
ータの出力電圧指令として位相制御器１４へ入力するよ
うにしている。The multiplier 25 adds the output voltage command of the thyristor converter, which is the output of the current controller 13, to the adder 24.
Is input to the phase controller 14 as a corrected thyristor converter output voltage command.

【０１１３】なお、ハイパスフィルタ２３は、微分要素
と１次遅れフィルタとを組み合わせた特性の不完全微分
等で実現することができる。The high-pass filter 23 can be realized by incomplete differentiation of the characteristics obtained by combining a differential element and a first-order lag filter.

【０１１４】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。Next, the operation of the control device for a thyristor converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０１１５】図４において、ハイパスフィルタ２３は、
入力の変動分だけを出力するので、交流電源５の電圧変
動がない場合には出力は０である。In FIG. 4, a high-pass filter 23 is
Since only the input fluctuation is output, the output is 0 when the voltage of the AC power supply 5 does not fluctuate.

【０１１６】この時、加算器２４の出力は１であり、乗
算器２５の出力は電流制御器１３の出力と同じであり、
乗算器２５は何の作用もしない。At this time, the output of the adder 24 is 1, the output of the multiplier 25 is the same as the output of the current controller 13,
Multiplier 25 has no effect.

【０１１７】一方、交流電源５の電圧の振幅に急な変動
があった場合には、振幅演算器２０の出力が逆数演算器
２２で逆数演算され、その変化分がハイパスフィルタ２
３から出力される。On the other hand, when there is a sudden change in the amplitude of the voltage of the AC power supply 5, the output of the amplitude calculator 20 is subjected to reciprocal calculation by the reciprocal calculator 22, and the change is subjected to the high-pass filter
3 is output.

【０１１８】この結果、加算器２４の出力は１でなくな
り、位相制御器１４の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令が補正される。As a result, the output of the adder 24 is not 1, and the output voltage command of the thyristor converter, which is the input of the phase controller 14, is corrected.

【０１１９】例えば、交流電源５の電圧の振幅が急に上
昇した場合に逆数演算器２２の出力が小さくなり、ハイ
パスフィルタ２３の出力は負に変化する。For example, when the amplitude of the voltage of the AC power supply 5 suddenly rises, the output of the reciprocal calculator 22 decreases, and the output of the high-pass filter 23 changes to a negative value.

【０１２０】従って、加算器２４の出力は１以下にな
り、位相制御器１４の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令は小さくなる方向に補正される。そし
て、位相制御器１４の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令を小さくすることで、交流電源５の電圧
の上昇によるサイリスタコンバータ３の出力電圧の上昇
を抑制して、直流電圧を安定に制御することができる。Therefore, the output of the adder 24 becomes 1 or less, and the output voltage command of the thyristor converter, which is the input of the phase controller 14, is corrected so as to decrease. By reducing the output voltage command of the thyristor converter, which is the input of the phase controller 14, the output voltage of the thyristor converter 3 due to the increase in the voltage of the AC power supply 5 is suppressed, and the DC voltage is controlled stably. be able to.

【０１２１】ここで、電流制御器１４の出力であるサイ
リスタコンバータの出力電圧指令をＶc * 、ハイパスフ
ィルタ２３の出力をＫc 、位相制御器１４の入力をＶcc
* とすると、本実施の形態における位相制御器１４の入
力Ｖcc * は、次式のようになる。Here, the output voltage command of the thyristor converter, which is the output of the current controller 14, is V c * , the output of the high-pass filter 23 is K c , and the input of the phase controller 14 is V cc.
If * , the input V cc * of the phase controller 14 in the present embodiment is expressed by the following equation.

【０１２２】Ｖcc * ＝（１＋Ｋc ）・Ｖc * 上述したように、本実施の形態のサイリスタコンバータ
の制御装置では、交流電源５の電圧が変動しても、サイ
リスタコンバータ３の出力電圧の上昇を抑制することが
できるため、交流電源５の電圧変動の影響を受けないサ
イリスタコンバータの制御装置を実現することが可能と
なる。V cc * = (1 + K c ) · V c * As described above, in the control device of the thyristor converter of the present embodiment, even if the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the output voltage of the thyristor converter 3 does not change. Since the rise can be suppressed, it is possible to realize a control device for a thyristor converter that is not affected by the voltage fluctuation of the AC power supply 5.

【０１２３】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably, and the load of the inverter 1 and the motor 2 is reduced.
Stable power can always be supplied.

【０１２４】すなわち、前記図１および図２に示した第
１および第２の実施の形態では、交流電源５の電圧の変
動量に比例して位相制御器１４の入力であるサイリスタ
コンバータの出力電圧指令を補正しているが、各実施の
形態とも電圧をフィードバック制御しているので、遅い
変化の変動は電圧制御器１０によって補正される。従っ
て、交流電源５の電圧の急速な変動分だけを補正するこ
とにより、本発明の目的を達成することができる。That is, in the first and second embodiments shown in FIGS. 1 and 2, the output voltage of the thyristor converter which is the input of the phase controller 14 is proportional to the amount of change in the voltage of the AC power supply 5. Although the command is corrected, the voltage is feedback-controlled in each of the embodiments, so that the fluctuation of the slow change is corrected by the voltage controller 10. Therefore, the object of the present invention can be achieved by correcting only the rapid fluctuation of the voltage of the AC power supply 5.

【０１２５】（第４の実施の形態の変形例）図５は、本
実施の形態によるサイリスタコンバータの制御装置の構
成例を示す回路図であり、図４と同一部分には同一符号
を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分につい
てのみ述べる。(Modification of Fourth Embodiment) FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device of a thyristor converter according to the present embodiment, and the same parts as those of FIG. The description thereof will be omitted, and only different portions will be described here.

【０１２６】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図５に示すように、前記図４の構
成に対して、加算器２４を省略し、この加算器２４に代
えて、加算器２６を備えた構成としている。That is, the control device of the thyristor converter according to the present embodiment, as shown in FIG. 5, does not include the adder 24 in the configuration of FIG. 26 is provided.

【０１２７】乗算器２５は、電流制御器１３の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令と、ハイパスフ
ィルタ２３の出力とを乗算する。The multiplier 25 multiplies the output voltage command of the thyristor converter, which is the output of the current controller 13, by the output of the high-pass filter 23.

【０１２８】加算器２６は、電流制御器１３の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令に、乗算器２５
の出力を加算した結果を、補正されたサイリスタコンバ
ータの出力電圧指令として位相制御器１４へ入力するよ
うにしている。The adder 26 adds the output voltage command of the thyristor converter, which is the output of the current controller 13, to the multiplier 25.
Are output to the phase controller 14 as a corrected output voltage command of the thyristor converter.

【０１２９】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置においても、前記図
４に示した第２の実施の形態のサイリスタコンバータの
制御装置と同様に作用する。Next, the control device of the thyristor converter of the present embodiment configured as described above operates similarly to the control device of the thyristor converter of the second embodiment shown in FIG.

【０１３０】すなわち、電流制御器１４の出力であるサ
イリスタコンバータの出力電圧指令をＶc * 、ハイパス
フィルタ２３の出力をＫc 、位相制御器１４の入力をＶ
cc *とすると、本実施の形態における位相制御器１４の
入力Ｖcc * は、次式のようになり、前記図４に示した第
２の実施の形態における式と同じであることは明らかで
ある。[0130] That is, * output voltage command to V c of the thyristor converter is an output of the current controller 14, outputs a K c of the high-pass filter 23, the input of the phase controller 14 V
Assuming that cc * , the input V cc * of the phase controller 14 in the present embodiment is as shown in the following equation, which is apparently the same as the equation in the second embodiment shown in FIG. is there.

【０１３１】Ｖcc * ＝Ｖc * ＋Ｋc ・Ｖc * 上述したように、本実施の形態のサイリスタコンバータ
の制御装置でも、前記図４に示した第２の実施の形態の
場合と同様の効果を得ることが可能である。[0131] V cc * = V c * + K c · V c * as described above, in the control device of the thyristor converter of this embodiment, similar to the case of the second embodiment shown in FIG. 4 The effect can be obtained.

【０１３２】（第５の実施の形態）図６は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図２および図４と同一部分には同一符
号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分につ
いてのみ述べる。(Fifth Embodiment) FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device for a thyristor converter according to the present embodiment, and the same parts as those in FIGS. 2 and 4 are denoted by the same reference numerals. The description thereof will be omitted, and only different portions will be described here.

【０１３３】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図６に示すように、前記図２に示
す第２の実施の形態の場合と同様に、電流制御器１３を
持たないサイリスタコンバータの制御装置に、図４に示
す第４の実施の形態の場合と同様に、振幅演算器２０の
出力から逆数を求める逆数演算器２２と、逆数演算器２
２の出力の時間変化に比例した量（逆数の変化率）の大
きな成分（早い変化だけ）を抽出するハイパスフィルタ
２３と、ハイパスフィルタ２３の出力に１を加算する加
算器２４と、電圧制御器１０の出力であるサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令に、加算器２４の出力を乗算す
る乗算器２５とを備え、この乗算器２５の出力を、補正
されたサイリスタコンバータの出力電圧指令として位相
制御器１４へ入力するようにしている。That is, the control device of the thyristor converter according to the present embodiment is, as shown in FIG. 6, similar to the case of the second embodiment shown in FIG. As in the case of the fourth embodiment shown in FIG. 4, a reciprocal calculator 22 for obtaining a reciprocal from the output of the amplitude calculator 20 and a reciprocal calculator 2
2, a high-pass filter 23 for extracting a large component (only a fast change) of an amount (reciprocal change rate) proportional to the time change of the output of 2, an adder 24 for adding 1 to the output of the high-pass filter 23, and a voltage controller And a multiplier 25 for multiplying the output voltage command of the thyristor converter 10 by the output of the adder 24. The output of the multiplier 25 is used as a corrected output voltage command of the thyristor converter. To be entered.

【０１３４】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。Next, the operation of the control device for a thyristor converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０１３５】図６において、交流電源５の電圧の振幅に
急な変動があった場合には、振幅演算器２０の出力が逆
数演算器２２で逆数演算され、その変化分がハイパスフ
ィルタ２３から出力される。In FIG. 6, when there is a sudden change in the amplitude of the voltage of the AC power supply 5, the output of the amplitude calculator 20 is calculated by the reciprocal calculator 22, and the change is output from the high-pass filter 23. Is done.

【０１３６】この結果、加算器２４の出力は１でなくな
り、前記図４および図５の場合と同様に、位相制御器１
４の入力であるサイリスタコンバータの出力電圧指令が
補正される。As a result, the output of the adder 24 is no longer 1 and the phase controller 1
The output voltage command of the thyristor converter, which is the input of 4, is corrected.

【０１３７】上述したように、本実施の形態のサイリス
タコンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ３の出力電圧の上昇を抑
制することができるため、交流電源５の電圧変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を実現する
ことが可能となる。As described above, in the thyristor converter control device of the present embodiment, even if the voltage of AC power supply 5 fluctuates, the rise of the output voltage of thyristor converter 3 can be suppressed. It is possible to realize a control device for a thyristor converter that is not affected by the voltage fluctuation.

【０１３８】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably.
Stable power can always be supplied.

【０１３９】すなわち、交流電源５の電圧の急速な変動
分だけを補正することにより、本発明の目的を達成する
ことができる。That is, the object of the present invention can be achieved by correcting only the rapid fluctuation of the voltage of the AC power supply 5.

【０１４０】（第６の実施の形態）図７は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図４と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。(Sixth Embodiment) FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device of a thyristor converter according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. Are omitted, and only different portions will be described here.

【０１４１】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図７に示すように、前記図４の構
成をより簡単な構成にしたものであり、振幅演算器２０
の出力である交流電圧振幅の時間変化に比例した量（交
流電源５の電圧の振幅変動分）を抽出するハイパスフィ
ルタ２３と、電流制御器１３の出力であるサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令から、ハイパスフィルタ２３の
出力を減算する減算器２７とを備え、この減算器２７の
出力を、補正されたサイリスタコンバータの出力電圧指
令として位相制御器１４へ入力するようにしている。That is, the control device of the thyristor converter according to the present embodiment has a simpler configuration than that of FIG. 4 as shown in FIG.
A high-pass filter 23 for extracting an amount proportional to a temporal change of the AC voltage amplitude (a change in the amplitude of the voltage of the AC power supply 5), and an output voltage command of the thyristor converter as an output of the current controller 13, And a subtracter 27 for subtracting the output of the filter 23. The output of the subtracter 27 is input to the phase controller 14 as a corrected thyristor converter output voltage command.

【０１４２】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。Next, the operation of the control device for a thyristor converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０１４３】図７において、交流電源５の電圧の振幅に
変動があった場合には、位相制御器１４の入力であるサ
イリスタコンバータの出力電圧指令が、電源変動に応じ
て補正される。In FIG. 7, when the amplitude of the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the output voltage command of the thyristor converter, which is the input of the phase controller 14, is corrected according to the fluctuation of the power supply.

【０１４４】例えば、交流電源５の電圧が上昇すると、
ハイパスフィルタ２３の出力は０から正に変化する。For example, when the voltage of the AC power supply 5 rises,
The output of the high-pass filter 23 changes from 0 to positive.

【０１４５】従って、減算器２７の出力はそれまでより
も小さな信号となり、位相制御器１４の入力であるサイ
リスタコンバータの出力電圧指令は小さくなる方向に補
正される。Therefore, the output of the subtracter 27 becomes a smaller signal than before, and the output voltage command of the thyristor converter, which is the input of the phase controller 14, is corrected in the direction of decreasing.

【０１４６】すなわち、交流電源５の電圧が上昇する
と、位相制御器１４の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令は小さくなり、電源変動の影響を除去す
ることができる。That is, when the voltage of the AC power supply 5 increases, the output voltage command of the thyristor converter, which is the input of the phase controller 14, decreases, and the influence of the power supply fluctuation can be eliminated.

【０１４７】上述したように、本実施の形態のサイリス
タコンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ３の出力電圧の上昇を抑
制することができるため、交流電源５の電圧変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を実現する
ことが可能となる。As described above, in the control device of the thyristor converter according to the present embodiment, even if the voltage of AC power supply 5 fluctuates, the rise of the output voltage of thyristor converter 3 can be suppressed. It is possible to realize a control device for a thyristor converter that is not affected by the voltage fluctuation.

【０１４８】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably, and the inverter 1 and the motor 2 which are loads are provided with
Stable power can always be supplied.

【０１４９】（第７の実施の形態）図８は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図６と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。(Seventh Embodiment) FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device for a thyristor converter according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. Are omitted, and only different portions will be described here.

【０１５０】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図８に示すように、前記図６の構
成をより簡単な構成にしたものであり、振幅演算器２０
の出力である交流電圧振幅の時間変化に比例した量（交
流電源５の電圧の振幅変動分）を抽出するハイパスフィ
ルタ２３と、電圧制御器１０の出力であるサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令から、ハイパスフィルタ２３の
出力を減算する減算器２７とを備え、この減算器２７の
出力を、補正されたサイリスタコンバータの出力電圧指
令として位相制御器１４へ入力するようにしている。That is, the control device of the thyristor converter according to the present embodiment has a simpler configuration than that of FIG. 6 as shown in FIG.
A high-pass filter 23 for extracting an amount proportional to a temporal change of the AC voltage amplitude (a change in the amplitude of the voltage of the AC power supply 5) and an output voltage command of the thyristor converter which is an output of the voltage controller 10, And a subtracter 27 for subtracting the output of the filter 23. The output of the subtracter 27 is input to the phase controller 14 as a corrected thyristor converter output voltage command.

【０１５１】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。Next, the operation of the control device for a thyristor converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０１５２】図８において、交流電源５の電圧の振幅に
変動があった場合には、位相制御器１４の入力であるサ
イリスタコンバータの出力電圧指令が、電源変動に応じ
て補正される。In FIG. 8, when the amplitude of the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the output voltage command of the thyristor converter, which is the input of the phase controller 14, is corrected according to the fluctuation of the power supply.

【０１５３】例えば、交流電源５の電圧が上昇すると、
ハイパスフィルタ２３の出力は０から正に変化する。For example, when the voltage of the AC power supply 5 rises,
The output of the high-pass filter 23 changes from 0 to positive.

【０１５４】従って、減算器２７の出力はそれまでより
も小さな信号となり、位相制御器１４の入力であるサイ
リスタコンバータの出力電圧指令は小さくなる方向に補
正される。Therefore, the output of the subtracter 27 becomes a smaller signal than before, and the output voltage command of the thyristor converter, which is the input of the phase controller 14, is corrected in a direction to decrease.

【０１５５】すなわち、交流電源５の電圧が上昇する
と、位相制御器１４の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令は小さくなり、電源変動の影響を除去す
ることができる。That is, when the voltage of the AC power supply 5 increases, the output voltage command of the thyristor converter, which is the input of the phase controller 14, decreases, and the influence of the power supply fluctuation can be eliminated.

【０１５６】上述したように、本実施の形態のサイリス
タコンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ３の出力電圧の上昇を抑
制することができるため、交流電源５の電圧変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を実現する
ことが可能となる。As described above, in the thyristor converter control apparatus of the present embodiment, even if the voltage of AC power supply 5 fluctuates, the rise of the output voltage of thyristor converter 3 can be suppressed. It is possible to realize a control device for a thyristor converter that is not affected by the voltage fluctuation.

【０１５７】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, and the inverter 1 and the motor 2 serving as loads
Stable power can always be supplied.

【０１５８】（第８の実施の形態）図９は、前記第１乃
至第７の実施の形態によるサイリスタコンバータの制御
装置における振幅演算器２０の一例を示す構成図であ
る。(Eighth Embodiment) FIG. 9 is a block diagram showing an example of the amplitude calculator 20 in the thyristor converter control device according to the first to seventh embodiments.

【０１５９】すなわち、本実施の形態の振幅演算器２０
は、図９に示すように、交流電圧検出器１５により検出
された３相交流電源電圧ＶRS，ＶST，ＶTRを直交する２
相信号Ｘ，Ｙに変換する２相変換器２０１と、２相変換
器２０１の出力である２相信号Ｘ，Ｙをそれぞれ２乗し
て加算する２乗加算器２０２と、２乗加算器２０２の出
力の平方根を求める平方根演算器２０３と、平方根演算
器２０３の出力信号をそのリプルを除去するために平滑
して振幅信号Ｓacを出力するローパスフィルタ２０４と
から構成している。That is, the amplitude calculator 20 of the present embodiment
As shown in FIG. 9, the three-phase AC power supply voltages V RS , V ST , and V TR detected by the AC voltage detector 15 are orthogonal to each other.
Two-phase converter 201 for converting to phase signals X and Y, square adder 202 for squaring and adding two-phase signals X and Y output from two-phase converter 201, and square adder 202 , And a low-pass filter 204 that outputs an amplitude signal S ac by smoothing the output signal of the square root calculator 203 to remove its ripple.

【０１６０】次に、以上のように構成した本実施の形態
の振幅演算器２０の作用について説明する。Next, the operation of the amplitude calculator 20 according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０１６１】図９において、３相交流電源電圧は２相変
換器２０１により直交する２相信号に変換され、２乗加
算器２０２および平方根演算器２０３により、３相交流
電源電圧の振幅が演算される。In FIG. 9, the three-phase AC power supply voltage is converted into orthogonal two-phase signals by a two-phase converter 201, and the amplitude of the three-phase AC power supply voltage is calculated by a square adder 202 and a square root calculator 203. You.

【０１６２】一方、交流電圧検出器１５により検出され
た３相交流電源電圧は、転流サージ等のために歪成分が
含まれていることが多い。そして、このような場合に
は、平方根演算器２０３の出力である電源電圧振幅にも
リプル成分が含まれる。そのため、ローパスフィルタ２
０４により、このようなリプル成分を低減して、リプル
成分の少ない振幅信号Ｓacを出力する。On the other hand, the three-phase AC power supply voltage detected by the AC voltage detector 15 often contains a distortion component due to a commutation surge or the like. In such a case, the ripple component is also included in the power supply voltage amplitude output from the square root calculator 203. Therefore, low-pass filter 2
By means of 04, such a ripple component is reduced and an amplitude signal Sac having a small ripple component is output.

【０１６３】上述したように、本実施の形態の振幅演算
器２０を用いることにより、前記第１乃至第７の実施の
形態によるサイリスタコンバータの制御装置の実現を容
易にすることが可能となる。As described above, by using the amplitude calculator 20 of the present embodiment, it becomes possible to easily realize the control device of the thyristor converter according to the first to seventh embodiments.

【０１６４】この結果、交流電源５の電圧の変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。As a result, it is possible to obtain a thyristor converter control device which is not affected by fluctuations in the voltage of AC power supply 5.

【０１６５】（第９の実施の形態）図１０は、前記第１
乃至第７の実施の形態によるサイリスタコンバータの制
御装置における振幅演算器２０の他の例を示す構成図で
あり、図９と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。(Ninth Embodiment) FIG. 10 shows the first embodiment.
10 is a configuration diagram showing another example of the amplitude calculator 20 in the control device of the thyristor converter according to the seventh to seventh embodiments. The same parts as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. Only the different parts will be described.

【０１６６】すなわち、本実施の形態の振幅演算器２０
は、図１０に示すように、図９の振幅演算器２０に、平
均電圧演算器２０５と、３つの減算器２０６ａ〜２０６
ｃとを付加した構成としている。That is, the amplitude calculator 20 of the present embodiment
As shown in FIG. 10, an average voltage calculator 205 and three subtractors 206a to 206 are added to the amplitude calculator 20 in FIG.
c is added.

【０１６７】平均電圧演算器２０５は、交流電圧検出器
１５により検出された３相交流電源電圧ＶRS，ＶST，Ｖ
TRの瞬時平均値を演算する。The average voltage calculator 205 calculates the three-phase AC power supply voltages V RS , V ST , V V detected by the AC voltage detector 15.
Calculate the instantaneous average of TR .

【０１６８】減算器２０６ａ〜２０６ｃは、交流電圧検
出器１５により検出されたＶRS，ＶST，ＶTRから、平均
電圧演算器２０５により演算された瞬時平均値（ＶRS＋
ＶST＋ＶTR）／３を減算し、この減算器２０６ａ〜２０
６ｃの出力信号を２相変換器２０１へ入力するようにし
ている。The subtractors 206a to 206c calculate the instantaneous average value (V RS +) calculated by the average voltage calculator 205 from V RS , V ST , and V TR detected by the AC voltage detector 15.
V ST + V TR ) / 3, and subtracters 206a to 206
6c is input to the two-phase converter 201.

【０１６９】次に、以上のように構成した本実施の形態
の振幅演算器２０の作用について説明する。Next, the operation of the amplitude calculator 20 according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０１７０】図１０において、３相交流電源電圧がバラ
ンスしていれば、３相交流電源電圧の和（ＶRS＋ＶST＋
ＶTR）は０であり、前記図９の場合と同様の作用とな
る。In FIG. 10, if the three-phase AC power supply voltages are balanced, the sum of the three-phase AC power supply voltages (V RS + V ST +
V TR ) is 0, and the operation is the same as that of FIG.

【０１７１】一方、３相交流電源電圧がアンバランス状
態の時には、３相交流電源電圧の和（ＶRS＋ＶST＋
ＶTR）は０でなくなり、演算された振幅にアンバランス
のためにリプル成分が含まれるようになる。On the other hand, when the three-phase AC power supply voltage is in an unbalanced state, the sum (V RS + V ST +
V TR ) is no longer 0, and the calculated amplitude includes a ripple component due to imbalance.

【０１７２】この場合、ローパスフィルタ２０４によっ
てある程度のリプル成分は除去できるが、リプル除去効
果をより大きくするために、ローパスフィルタ２０４の
時定数を大きくすると、振幅検出の遅れが大きくなり、
好ましくない状態となる。In this case, a certain amount of ripple components can be removed by the low-pass filter 204. However, if the time constant of the low-pass filter 204 is increased in order to further increase the ripple removal effect, the delay in amplitude detection is increased.
This is an undesirable state.

【０１７３】そのため、平均電圧演算器２０５の出力で
ある瞬時平均電圧（ＶRS＋ＶST＋ＶTR）／３はアンバラ
ンス成分であり、このアンバランス成分を３つの減算器
２０６ａ〜２０６ｃにより除去することで、３相交流電
源電圧のアンバランス分を低減することができる。Therefore, the instantaneous average voltage (V RS + V ST + V TR ) / 3 output from the average voltage calculator 205 is an unbalanced component, and the unbalanced component is removed by the three subtractors 206a to 206c. Thus, the unbalance of the three-phase AC power supply voltage can be reduced.

【０１７４】上述したように、本実施の形態の振幅演算
器２０を用いることにより、検出電圧が３相アンバラン
ス状態にある時でも、ローパスフィルタ２０４の時定数
を大きくすることなく、リプルの小さい振幅信号を得る
ことが可能となる。As described above, by using the amplitude calculator 20 of the present embodiment, even when the detected voltage is in the three-phase unbalanced state, the ripple with a small ripple can be obtained without increasing the time constant of the low-pass filter 204. It is possible to obtain an amplitude signal.

【０１７５】従って、本実施の形態の振幅演算器２０を
用いることにより、前記第１乃至第７の実施の形態によ
るサイリスタコンバータの制御装置の実現を容易にする
ことが可能となる。Therefore, by using the amplitude calculator 20 of this embodiment, it is possible to easily realize the control device of the thyristor converter according to the first to seventh embodiments.

【０１７６】この結果、交流電源５の電圧の変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。As a result, it is possible to obtain a thyristor converter control device which is not affected by fluctuations in the voltage of AC power supply 5.

【０１７７】（第１０の実施の形態）図１１は、前記第
１乃至第７の実施の形態によるサイリスタコンバータの
制御装置における振幅演算器２０の他の例を示す構成図
である。(Tenth Embodiment) FIG. 11 is a block diagram showing another example of the amplitude calculator 20 in the control device of the thyristor converter according to the first to seventh embodiments.

【０１７８】すなわち、本実施の形態の振幅演算器２０
は、図１１に示すように、交流電圧検出器１５により検
出された３相交流電源電圧ＶRS，ＶST，ＶTRを入力とし
て全波整流する全波整流器２０７と、全波整流器２０７
の出力信号をそのリプルを除去するために平滑して振幅
信号Ｓacを出力するローパスフィルタ２０４とから構成
している。That is, the amplitude calculator 20 of the present embodiment
As shown in FIG. 11, a full-wave rectifier 207 that performs full-wave rectification using the three-phase AC power supply voltages V RS , V ST , and V TR detected by the AC voltage detector 15 as inputs,
And a low-pass filter 204 that outputs an amplitude signal S ac by smoothing the output signal of FIG.

【０１７９】ここで、全波整流器２０７は、３つの絶対
値演算器２０７ａ〜２０７ｃと、最大値選択器２０７ｄ
とから構成している。The full-wave rectifier 207 has three absolute value calculators 207a to 207c and a maximum value selector 207d.
It is composed of

【０１８０】すなわち、交流電圧検出器１５により検出
された３相交流電源電圧ＶRS，ＶST，ＶTRを、３つの絶
対値演算器２０７ａ〜２０７ｃでそれぞれ絶対値｜ＶRS
｜，｜ＶST｜，｜ＶTR｜に変換し、その絶対値のうちの
最大値を最大値選択器２０７ｄで選択出力することによ
り、全波整流器２０７の出力として３相交流電源電圧を
全波整流した信号を得る。That is, the three-phase AC power supply voltages V RS , V ST , and V TR detected by the AC voltage detector 15 are converted into absolute values | V RS by three absolute value calculators 207a to 207c, respectively.
, | V ST |, and | V TR |, and the maximum value of the absolute values is selected and output by the maximum value selector 207d. Obtain a wave-rectified signal.

【０１８１】次に、以上のように構成した本実施の形態
の振幅演算器２０の作用について説明する。Next, the operation of the amplitude calculator 20 according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０１８２】図９において、３相交流電源電圧を全波整
流した波形の信号が全波整流器２０７から出力されるの
で、交流電源５の電圧の振幅に比例した信号を得ること
ができる。In FIG. 9, since a signal having a waveform obtained by full-wave rectifying the three-phase AC power supply voltage is output from full-wave rectifier 207, a signal proportional to the amplitude of the voltage of AC power supply 5 can be obtained.

【０１８３】また、全波整流波形には、交流電源５周波
数の６倍の周波数のリプル成分が含まれるが、ローパス
フィルタ２０４によりリプル成分を低減することができ
る。このようにして、本実施の形態の振幅演算器２０で
も、交流電源５の電圧の振幅を検出することができる。Although the full-wave rectified waveform contains a ripple component having a frequency six times as high as the frequency of the AC power supply 5, the low-pass filter 204 can reduce the ripple component. In this way, the amplitude calculator 20 of the present embodiment can also detect the amplitude of the voltage of the AC power supply 5.

【０１８４】上述したように、本実施の形態の振幅演算
器２０を用いることにより、交流電源５の電圧の振幅を
簡単に検出することが可能となる。As described above, by using the amplitude calculator 20 of the present embodiment, the amplitude of the voltage of the AC power supply 5 can be easily detected.

【０１８５】従って、本実施の形態の振幅演算器２０を
用いることにより、前記第１乃至第７の実施の形態によ
るサイリスタコンバータの制御装置の実現を容易にする
ことが可能となる。Therefore, by using the amplitude calculator 20 of this embodiment, it is possible to easily realize the control device of the thyristor converter according to the first to seventh embodiments.

【０１８６】この結果、交流電源５の電圧の変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。As a result, it is possible to obtain a thyristor converter control device which is not affected by fluctuations in the voltage of AC power supply 5.

【０１８７】（第１１の実施の形態）図１２は、前記第
１乃至第７の実施の形態によるサイリスタコンバータの
制御装置における振幅演算器２０の他の例を示す構成図
であり、図９と同一部分には同一符号を付してその説明
を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。(Eleventh Embodiment) FIG. 12 is a block diagram showing another example of the amplitude calculator 20 in the control device of the thyristor converter according to the first to seventh embodiments. The same portions are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted, and only different portions will be described here.

【０１８８】すなわち、本実施の形態の振幅演算器２０
は、図１２に示すように、図９の振幅演算器２０におけ
るローパスフィルタ２０４を、移動平均演算器２０８を
用いて構成している。That is, the amplitude calculator 20 of the present embodiment
As shown in FIG. 12, the low-pass filter 204 in the amplitude calculator 20 in FIG. 9 is configured using a moving average calculator 208.

【０１８９】移動平均演算器２０８は、過去の一定時間
における入力信号の平均値を演算して出力する、一種の
ローパスフィルタである。The moving average calculator 208 is a kind of low-pass filter that calculates and outputs the average value of the input signal during a certain period in the past.

【０１９０】次に、以上のように構成した本実施の形態
の振幅演算器２０の作用について説明する。Next, the operation of the amplitude calculator 20 according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０１９１】なお、図９と同一部分の作用についてはそ
の説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についての
み述べる。Description of the operation of the same parts as in FIG. 9 is omitted, and only the operation of the different parts will be described here.

【０１９２】図１２において、交流電源５に３相アンバ
ランスがある場合には、前述したように、振幅検出信号
Ｓacに交流電源５周波数の２倍周波数のリプル成分が含
まれる。この場合、移動平均演算器２０８における移動
平均時間を交流電源５の半周期に選ぶことにより、リプ
ル成分を完全に除去することができ、交流電源５の電圧
のアンバランス分をなくすことができる。In FIG. 12, when the AC power supply 5 has a three-phase imbalance, as described above, the amplitude detection signal Sac contains a ripple component having a frequency twice the frequency of the AC power supply 5. In this case, by selecting the moving average time in the moving average calculator 208 to be a half cycle of the AC power supply 5, the ripple component can be completely removed, and the voltage imbalance of the AC power supply 5 can be eliminated.

【０１９３】上述したように、リプル除去のために本実
施の形態の移動平均演算器２０８を振幅演算器２０に用
いることにより、振幅演算器２０の出力としてリプルの
ない振幅信号を得ることが可能となる。As described above, by using moving average calculator 208 of the present embodiment for amplitude calculator 20 for removing ripples, it is possible to obtain an amplitude signal without ripple as the output of amplitude calculator 20. Becomes

【０１９４】従って、本実施の形態の振幅演算器２０を
用いることにより、前記第１乃至第７の実施の形態によ
るサイリスタコンバータの制御装置の実現を容易にする
ことが可能となる。Therefore, by using the amplitude calculator 20 of the present embodiment, it is possible to easily realize the control device of the thyristor converter according to the first to seventh embodiments.

【０１９５】この結果、交流電源５の電圧の変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。As a result, it is possible to obtain a thyristor converter control device which is not affected by fluctuations in the voltage of AC power supply 5.

【０１９６】（第１２の実施の形態）図１３は、本実施
の形態によるＰＷＭコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図２０と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。(Twelfth Embodiment) FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device for a PWM converter according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. Are omitted, and only different portions will be described here.

【０１９７】すなわち、本実施の形態のＰＷＭコンバー
タの制御装置は、図１３に示すように、図２０に３つの
加算器２８Ｒ，２８Ｓ，２８Ｔを付加した構成としてい
る。That is, as shown in FIG. 13, the PWM converter control device of the present embodiment has a configuration in which three adders 28R, 28S and 28T are added to FIG.

【０１９８】つまり、有効および無効電流制御器１８の
出力である３相各相の交流電圧指令νR * ，νS * ，ν
T * に、交流電圧検出器１５により検出された交流電源
５の各相電圧ｅR ，ｅS ，ｅT を加算器２８Ｒ，２８
Ｓ，２８Ｔによりそれぞれ重畳して、補正された各相の
交流電圧指令νRC * ，νSC * ，νTC * を求めるようにし
ている。That is, the AC voltage commands ν R * , ν S * , ν of the three phases, which are the outputs of the active and reactive current controllers 18, respectively.
Each of the phase voltages e R , e S , e T of the AC power supply 5 detected by the AC voltage detector 15 is added to T * by the adders 28R, 28.
The corrected AC voltage commands ν RC * , ν SC * , and ν TC * of each phase are superimposed by S and 28T, respectively.

【０１９９】そして、この補正された各相の交流電圧指
令νRC * ，νSC * ，νTC * をＰＷＭ制御回路１９へ入力
し、パルス幅変調してＰＷＭインバータ３ａを制御する
ようにしている。Then, the corrected AC voltage commands ν RC * , ν SC * , ν TC * of each phase are input to the PWM control circuit 19 and pulse width modulated to control the PWM inverter 3 a. .

【０２００】次に、以上のように構成した本実施の形態
のＰＷＭコンバータの制御装置の作用について説明す
る。Next, the operation of the control device for a PWM converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０２０１】ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧は、ＰＷ
Ｍ制御回路１９の入力νRC * ，νSC * ，νTC * にほぼ比
例する。そして、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交
流電源５の電圧との差電圧が電源フィルタ６ａに印加さ
れることによって、交流電流の大きさが決まる。The AC voltage of PWM converter 3a is equal to PWM
It is substantially proportional to the inputs ν RC * , ν SC * , and ν TC * of the M control circuit 19. Then, the magnitude of the AC current is determined by applying a difference voltage between the AC voltage of the PWM converter 3a and the voltage of the AC power supply 5 to the power supply filter 6a.

【０２０２】従って、交流電源５の電圧の変動は外乱と
なり、交流電源５の電圧が変動すると、前述した従来の
図２０の構成では、交流電流が乱される。Therefore, the fluctuation of the voltage of the AC power supply 5 becomes a disturbance, and when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the AC current is disturbed in the above-described conventional configuration of FIG.

【０２０３】この点、本実施の形態の構成においては、
かかる外乱の影響を除去するように作用する。In this respect, in the configuration of the present embodiment,
It acts to eliminate the influence of such disturbance.

【０２０４】すなわち、図１３において、交流電源５の
電圧が変動しても、交流電圧検出器１５により検出され
た交流電源５の各相電圧に比例した信号ｅR ，ｅS ，ｅ
T を、加算器２８Ｒ，２８Ｓ，２８Ｔにより重畳した各
相の交流電圧指令νRC * ，νSC * ，νTC * でパルス幅変
調するので、交流電源５の電圧の変動分だけＰＷＭコン
バータ３ａの交流電圧も変動する。That is, in FIG. 13, even if the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the signals e R , e S , and e proportional to the respective phase voltages of the AC power supply 5 detected by the AC voltage detector 15.
T is pulse width modulated by the AC voltage commands ν RC * , ν SC * , ν TC * of the respective phases superimposed by the adders 28 R, 28 S, 28 T , so that the PWM converter 3 a The AC voltage also fluctuates.

【０２０５】この結果、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電
圧と交流電源５の電圧との差電圧には変化を生じないの
で、交流電源５の電圧の変動により交流電流が乱される
現象は起こらない。As a result, there is no change in the difference voltage between the AC voltage of the PWM converter 3a and the voltage of the AC power supply 5, so that the phenomenon that the AC current is disturbed by the fluctuation of the voltage of the AC power supply 5 does not occur.

【０２０６】上述したように、本実施の形態のＰＷＭコ
ンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動して
も、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交流電源５の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源５の電圧
変動の影響を受けないＰＷＭコンバータの制御装置を実
現することが可能となる。As described above, in the control device for a PWM converter of the present embodiment, even if the voltage of AC power supply 5 fluctuates, the change in the difference voltage between the AC voltage of PWM converter 3a and the voltage of AC power supply 5 changes. Since this does not occur, it is possible to realize a PWM converter control device that is not affected by the voltage fluctuation of the AC power supply 5.

【０２０７】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably, and the inverter 1 and the motor 2 serving as loads
Stable power can always be supplied.

【０２０８】（第１２の実施の形態の変形例）前記図１
３の実施の形態における有効および無効電流制御器１８
としては、図２１に示した構成の有効および無効電流制
御器１８を使用することができるが、これに限られるも
のではない。(Modification of the Twelfth Embodiment) FIG.
Active and Reactive Current Controller 18 in Third Embodiment
For example, the active and reactive current controllers 18 having the configuration shown in FIG. 21 can be used, but the present invention is not limited to this.

【０２０９】すなわち、図２１の構成の有効および無効
電流制御器１８では、交流の電流指令と交流の検出電流
ｉR ，ｉT とを比較増幅して交流量で制御するようにし
ている。That is, the active and reactive current controller 18 having the configuration shown in FIG. 21 compares and amplifies the AC current command and the AC detection currents i R and i T and controls them by the AC amount.

【０２１０】一方、最近では、検出量を有効電流と無効
電流の直流量に変換し、有効および無効電流指令
ｉP * ，ｉQ * と比較増幅する直流量での制御が行なわ
れることが多い。そして、このような場合でも、本発明
を同様に適用することができ、その効果は変わらない。On the other hand, recently, in many cases, the detected amount is converted into a DC amount of an active current and a reactive current, and control is often performed using a DC amount for comparison and amplification with the active and reactive current commands i P * and i Q *. . And even in such a case, the present invention can be applied similarly, and the effect is not changed.

【０２１１】図１４は、直流量での電流制御を行なう場
合の有効および無効電流制御器１８の構成例を示す回路
図であり、図２１と同一部分には同一符号を付してその
説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べ
る。FIG. 14 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the effective and reactive current controller 18 when performing current control with a DC amount. The same parts as those in FIG. The description is omitted, and only different portions are described here.

【０２１２】図１４において、座標変換器１８５は交流
量を直流量に変換するものであり、例えば交流信号を３
相信号から直交２相信号に変換し、さらに図２２の場合
と同様に、４つの乗算器と加算器と減算器とにより直流
量に変換する周知の構成である。Referring to FIG. 14, a coordinate converter 185 converts an AC amount into a DC amount.
This is a well-known configuration in which a phase signal is converted into a quadrature two-phase signal, and is converted into a DC amount by four multipliers, an adder, and a subtractor, as in the case of FIG.

【０２１３】すなわち、電流検出器１１Ｒ，１１Ｔによ
り検出された交流電流ｉR ，ｉT を、座標変換器１８５
により交流電源５の電圧と同相な成分ｉP および直交す
る成分ｉQ に変換して、それぞれ有効電流指令ｉP * お
よび無効電流指令ｉQ * と比較器１８２Ｒ，１８２Ｔに
より比較し、電流制御器１８３Ｒ，１８３Ｔにより増幅
して、有効電圧指令νP * および無効電圧指令νQ * を
得る。That is, the AC currents i R and i T detected by the current detectors 11R and 11T are converted into coordinate converters 185.
To a component i P in phase with the voltage of the AC power supply 5 and a component i Q orthogonal to the voltage of the AC power supply 5, and compares them with the active current command i P * and the reactive current command i Q * by the comparators 182R and 182T, respectively. The signals are amplified by 183R and 183T to obtain an effective voltage command ν P * and an invalid voltage command ν Q * .

【０２１４】また、この有効，無効電圧指令νP * ，ν
Q * を、図２２の場合と同様の構成の座標変換器１８１
によりＲ相，Ｔ相の交流電圧指令νR * ，νT * に変換
し、さらにこのＲ相，Ｔ相の交流電圧指令νR * ，νT
* を、反転加算器１８４により極性反転した後、加算し
てＳ相の交流電圧指令νS * を得る。The valid and invalid voltage commands ν P * , ν
Q * is converted to a coordinate converter 181 having the same configuration as that of FIG.
The R-phase, AC voltage command of T-phase [nu R *, converted to [nu T *, further the R-phase, AC voltage command of T-phase [nu R *, [nu T
* Is inverted by the inverting adder 184 and then added to obtain an S-phase AC voltage command ν S * .

【０２１５】図１４に示す本実施の形態のように、交流
電流を直流量に変換して電流制御する方式は、自動制御
ループの周波数特性の影響を受けずに、指令値に制御量
を追従させることができるので、よく使われる。As in the present embodiment shown in FIG. 14, the method of converting an AC current into a DC amount and controlling the current is such that the control amount follows the command value without being affected by the frequency characteristics of the automatic control loop. It can be used, so it is often used.

【０２１６】従って、図１３に示す第１２の実施の形態
における有効および無効電流制御器１８は、図１４に示
すように交流電流を直流量に変換して電流制御する方式
の有効および無効電流制御器１８であってもよいことは
明らかである。Therefore, the active and reactive current controller 18 according to the twelfth embodiment shown in FIG. 13 uses an active and reactive current control of a method of converting an AC current into a DC amount and controlling the current as shown in FIG. Obviously, the vessel 18 may be used.

【０２１７】（第１３の実施の形態）図１５は、本実施
の形態によるＰＷＭコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１３および図１４と同一部分には同
一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分
についてのみ述べる。(Thirteenth Embodiment) FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device for a PWM converter according to the present embodiment. The same parts as those in FIGS. 13 and 14 are denoted by the same reference numerals. The description thereof will be omitted, and only different portions will be described here.

【０２１８】すなわち、本実施の形態のＰＷＭコンバー
タの制御装置は、図１５に示すように、図１４に示した
交流電流を直流量に変換して電流制御する方式の有効お
よび無効電流制御器１８を有するものに適用した場合の
例である。That is, as shown in FIG. 15, the control device for the PWM converter according to the present embodiment converts the AC current shown in FIG. This is an example of a case in which the present invention is applied to a device having

【０２１９】なお、図１５では、主回路部の図示を省略
して、制御装置部のみについて示している。In FIG. 15, the illustration of the main circuit is omitted, and only the control device is shown.

【０２２０】図１５において、交流電圧検出器１５によ
り検出されたＲ相，Ｔ相の各相電圧ｅR ，ｅT を、座標
変換器１８６により直流量ｅP ，ｅQ に変換し、電流制
御器１８３Ｒ，１８３Ｔの出力である有効電圧指令νP
* ，無効電圧指令νQ * に加算器１８７Ｒ，１８７Ｔに
よりそれぞれ加算して、補正された有効，無効電圧指令
νPC * ，νQC * を求め、座標変換器１８１により交流量
νRC * ，νTC * に変換し、さらにこれらの交流量
νRC * ，νTC * を反転加算器１８４により加算して、交
流量νSC * を得るようにしている。In FIG. 15, each of the R-phase and T-phase voltages e R and e T detected by the AC voltage detector 15 is converted into DC amounts e P and e Q by the coordinate converter 186, and the current control is performed. Voltage command ν P which is the output of devices 183R and 183T
*, Reactive voltage command [nu Q * to the adder 187R, adds each by 187T, corrected effective, reactive voltage command [nu PC *, obtains the [nu QC *, AC quantity [nu RC by the coordinate converter 181 *, [nu It is converted to TC * , and these AC amounts ν RC * and ν TC * are added by an inverting adder 184 to obtain an AC amount ν SC * .

【０２２１】次に、以上のように構成した本実施の形態
のＰＷＭコンバータの制御装置の作用について説明す
る。Next, the operation of the control device for a PWM converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０２２２】なお、図１３と同一部分の作用については
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。The description of the operation of the same parts as in FIG. 13 is omitted, and only the operation of the different parts will be described here.

【０２２３】図１３に示す実施の形態では、交流の電圧
指令に交流の相電圧信号が重畳されているのに対し、図
１５に示す本実施の形態では、相電圧信号が直流量に変
換されて、直流量の電圧指令に重畳される。In the embodiment shown in FIG. 13, an AC phase voltage signal is superimposed on an AC voltage command, whereas in the present embodiment shown in FIG. 15, the phase voltage signal is converted into a DC amount. Is superimposed on the DC command.

【０２２４】すなわち、図１３に示す実施の形態と図１
５に示す本実施の形態では、交流量か直流量かの違いが
あるだけであり、交流電源５の電圧変動による交流電流
変動の抑制効果は変わらない。That is, the embodiment shown in FIG.
In the present embodiment shown in FIG. 5, there is only a difference between the AC amount and the DC amount, and the effect of suppressing the AC current fluctuation due to the voltage fluctuation of the AC power supply 5 does not change.

【０２２５】上述したように、本実施の形態のＰＷＭコ
ンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動して
も、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交流電源５の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源５の電圧
変動の影響を受けないＰＷＭコンバータの制御装置を実
現することが可能となる。As described above, in the control device of the PWM converter of the present embodiment, even if the voltage of AC power supply 5 fluctuates, the change in the difference voltage between the AC voltage of PWM converter 3a and the voltage of AC power supply 5 changes. Since this does not occur, it is possible to realize a PWM converter control device that is not affected by the voltage fluctuation of the AC power supply 5.

【０２２６】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably, and the inverters 1 and the motors 2 serving as loads are provided with
Stable power can always be supplied.

【０２２７】（第１４の実施の形態）図１６は、本実施
の形態によるＰＷＭコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１５と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。(Fourteenth Embodiment) FIG. 16 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device for a PWM converter according to the fourteenth embodiment. The same parts as those in FIG. Are omitted, and only different portions will be described here.

【０２２８】本実施の形態のＰＷＭコンバータの制御装
置は、図１６に示すように、図１５の構成から加算器１
８７Ｔを省略した構成としている。As shown in FIG. 16, the control device of the PWM converter according to the present embodiment is different from the configuration of FIG.
87T is omitted.

【０２２９】すなわち、図１５に示す実施の形態では、
交流電圧検出器１５により検出されたＲ相，Ｔ相の電源
電圧の有効成分ｅP および無効成分ｅQ を、電流制御器
１８３Ｒ，１８３Ｔの出力である有効，無効電圧指令ν
P * ，νQ * に重畳しているのに対して、図１６に示す
本実施の形態では、交流電圧検出器１５により検出され
たＲ相，Ｔ相の電源電圧の有効成分ｅP のみを、電流制
御器１８３Ｒの出力である有効電圧指令νP * に重畳す
るようにしている。That is, in the embodiment shown in FIG.
The effective component e P and the ineffective component e Q of the power supply voltage of the R phase and the T phase detected by the AC voltage detector 15 are converted into an effective / ineffective voltage command
In the present embodiment shown in FIG. 16, only the effective components e P of the R-phase and T-phase power supply voltages detected by the AC voltage detector 15 are superimposed on P * and ν Q * . Is superimposed on the effective voltage command ν P * output from the current controller 183R.

【０２３０】次に、以上のように構成した本実施の形態
のＰＷＭコンバータの制御装置の作用について説明す
る。Next, the operation of the control device for a PWM converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０２３１】なお、図１５と同一部分の作用については
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。The description of the operation of the same portion as that of FIG. 15 is omitted, and only the operation of a different portion will be described here.

【０２３２】図１６において、座標変換のための電源同
期信号ＳP ，ＳQ は、交流電源５の電圧の検出信号
ｅR ，ｅS ，ｅT から作られる。そして、検出信号に含
まれるノイズ除去等を行なうために、電源同期信号
ＳP ，ＳQ と検出信号ｅR ，ｅT とは、交流電源５の電
圧変動に対する感度の差はあるが、基本的には同じ信号
である。In FIG. 16, power supply synchronizing signals S P and S Q for coordinate conversion are generated from voltage detection signals e R , e S and e T of the AC power supply 5. Then, in order to perform the noise removal contained in the detection signal or the like, the power supply synchronization signal S P, S Q and the detection signals e R, and e T, to a greater or lesser sensitivity to voltage variations of the AC power supply 5, the basic Are the same signal.

【０２３３】従って、定常状態では、検出信号ｅR ，ｅ
T を電源同期信号ＳP ，ＳQ により座標変換した結果
は、有効成分ｅP のみとなり、無効成分ｅQ は０であ
る。Therefore, in the steady state, the detection signals e R , e
T power synchronization signal S P, a result of the coordinate transformation by S Q becomes only active ingredient e P, reactive component e Q is 0.

【０２３４】一方、交流電源５の電圧の変動時には、無
効成分ｅQ も０でなくなるが、交流電源５の電圧の振幅
変動等の多くは、有効成分ｅP の方に現われる。On the other hand, when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the ineffective component e Q also does not become 0, but most of the amplitude fluctuations of the voltage of the AC power supply 5 appear in the effective component e P.

【０２３５】従って、図１６に示す本実施の形態のよう
に、有効成分ｅP のみを重畳することによっても、交流
電源５の電圧変動による交流電流変動の抑制効果を得る
ことができる。Therefore, as in the present embodiment shown in FIG. 16, even when only the effective component e P is superimposed, the effect of suppressing the AC current fluctuation due to the voltage fluctuation of the AC power supply 5 can be obtained.

【０２３６】上述したように、本実施の形態のＰＷＭコ
ンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動して
も、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交流電源５の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源５の電圧
変動の影響が少ないＰＷＭコンバータの制御装置を実現
することが可能となる。As described above, in the PWM converter control device of the present embodiment, even if the voltage of AC power supply 5 fluctuates, the change in the difference voltage between the AC voltage of PWM converter 3a and the voltage of AC power supply 5 is changed. Since this does not occur, it is possible to realize a PWM converter control device that is less affected by the voltage fluctuation of the AC power supply 5.

【０２３７】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates.
Stable power can always be supplied.

【０２３８】（第１５の実施の形態）図１７は、本実施
の形態によるＰＷＭコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１５と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。(Fifteenth Embodiment) FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device for a PWM converter according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. Are omitted, and only different portions will be described here.

【０２３９】本実施の形態のＰＷＭコンバータの制御装
置は、図１７に示すように、図１５の構成に、２つのハ
イパスフィルタ１８８Ｒ，１８８Ｔを付加した構成とし
ている。As shown in FIG. 17, the control device of the PWM converter according to the present embodiment has a configuration in which two high-pass filters 188R and 188T are added to the configuration of FIG.

【０２４０】すなわち、座標変換器１８６の出力であ
る、交流電圧検出器１５により検出されたＲ相，Ｔ相の
電源電圧の有効成分ｅP および無効成分ｅQ を、ハイパ
スフィルタ１８８Ｒ，１８８Ｔを介して加算器１８７
Ｒ，１８７Ｔに入力している。That is, the effective components e P and invalid components e Q of the R-phase and T-phase power supply voltages detected by the AC voltage detector 15, which are the outputs of the coordinate converter 186, are passed through the high-pass filters 188 R and 188 T. Adder 187
R, 187T.

【０２４１】つまり、図１５に示す実施の形態では、交
流電圧検出器１５により検出されたＲ相，Ｔ相の電源電
圧の有効成分ｅP および無効成分ｅQ を、電流制御器１
８３Ｒ，１８３Ｔの出力である有効，無効電圧指令νP
* ，νQ * に重畳しているのに対して、図１７に示す本
実施の形態では、交流電圧検出器１５により検出された
Ｒ相，Ｔ相の電源電圧の有効成分ｅP および無効成分ｅ
Q を、ハイパスフィルタ１８８Ｒおよび１８８Ｔを介し
て、電流制御器１８３Ｒ，１８３Ｔの出力である有効，
無効電圧指令νP * ，νQ * に重畳するようにしてい
る。That is, in the embodiment shown in FIG. 15, the active component e P and the inactive component e Q of the R-phase and T-phase power supply voltages detected by the AC voltage detector 15 are converted to the current controller 1.
83R, 183T output valid and invalid voltage command ν P
In the present embodiment shown in FIG. 17, the active component e P and the ineffective component of the power supply voltage of the R phase and the T phase detected by the AC voltage detector 15 are superimposed on * and ν Q * . e
Q is output through the high-pass filters 188R and 188T to the effective outputs of the current controllers 183R and 183T,
It superimposes on the invalid voltage commands ν P * and ν Q * .

【０２４２】次に、以上のように構成した本実施の形態
のＰＷＭコンバータの制御装置の作用について説明す
る。Next, the operation of the control device for a PWM converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０２４３】なお、図１５と同一部分の作用については
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。The description of the operation of the same parts as in FIG. 15 is omitted, and only the operation of the different parts will be described here.

【０２４４】サイリスタコンバータの制御装置の実施の
形態でも説明したように、交流電源５の電圧の変動が制
御系に対して悪影響を与えるのは、その変動速度が速い
場合である。そして、制御系の応答速度に比べて遅い変
動は、制御系に対する影響が殆どない。As described in the embodiment of the control device for the thyristor converter, the fluctuation of the voltage of the AC power supply 5 adversely affects the control system when the fluctuation speed is high. Then, a change that is slower than the response speed of the control system has almost no influence on the control system.

【０２４５】従って、交流電源５の電圧の速い変動分だ
けを電圧指令に重畳することにより、交流電源５の電圧
変動の制御系に与える影響を除去することができる。Therefore, by superimposing only the fast fluctuation of the voltage of the AC power supply 5 on the voltage command, the influence of the voltage fluctuation of the AC power supply 5 on the control system can be eliminated.

【０２４６】図１７において、ハイパスフィルタ１８８
Ｒ，１８８Ｔにより、Ｒ相，Ｔ相の電源電圧の有効成分
ｅP および無効成分ｅQ から交流電源５の電圧の変化分
が抽出されて、電流制御器１８３Ｒ，１８３Ｔの出力で
ある電圧指令νP * ，νQ *に加算器１８７Ｒ，１８７
Ｔにより重畳されることで、電圧指令が補正される。In FIG. 17, high-pass filter 188
By R and 188T, a change in the voltage of the AC power supply 5 is extracted from the effective component e P and the ineffective component e Q of the R-phase and T-phase power supply voltages, and the voltage command ν as the output of the current controllers 183R and 183T. P *, ν Q * to the adder 187R, 187
The voltage command is corrected by being superimposed by T.

【０２４７】これにより、交流電源５変動の制御系に与
える影響を除去することができる。Thus, it is possible to eliminate the influence of the fluctuation of the AC power supply 5 on the control system.

【０２４８】上述したように、本実施の形態のＰＷＭコ
ンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動して
も、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交流電源５の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源５の電圧
変動の影響が少ないＰＷＭコンバータの制御装置を実現
することが可能となる。As described above, in the PWM converter control device of the present embodiment, even if the voltage of AC power supply 5 fluctuates, the change in the difference voltage between the AC voltage of PWM converter 3a and the voltage of AC power supply 5 changes. Since this does not occur, it is possible to realize a PWM converter control device that is less affected by the voltage fluctuation of the AC power supply 5.

【０２４９】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably, and the load of the inverter 1 and the electric motor 2 is reduced.
Stable power can always be supplied.

【０２５０】（第１６の実施の形態）図１８は、本実施
の形態によるＰＷＭコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１７と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。(Sixteenth Embodiment) FIG. 18 is a circuit diagram showing a configuration example of a control device for a PWM converter according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. Are omitted, and only different portions will be described here.

【０２５１】本実施の形態のＰＷＭコンバータの制御装
置は、図１８に示すように、図１７の構成から、加算器
１８７Ｔと、ハイパスフィルタ１８８Ｔとを省略した構
成としている。As shown in FIG. 18, the control device of the PWM converter according to the present embodiment has a configuration in which an adder 187T and a high-pass filter 188T are omitted from the configuration of FIG.

【０２５２】すなわち、図１７に示す実施の形態では、
交流電圧検出器１５により検出されたＲ相，Ｔ相の電源
電圧の有効成分ｅP および無効成分ｅQ の変化分を、電
流制御器１８３Ｒ，１８３Ｔの出力である有効，無効電
圧指令νP * ，νQ * に重畳しているのに対して、図１
８に示す本実施の形態では、交流電圧検出器１５により
検出されたＲ相，Ｔ相の電源電圧の有効成分ｅP の変化
分のみを、電流制御器１８３Ｒの出力である有効電圧指
令νP * に重畳するようにしている。That is, in the embodiment shown in FIG.
The change of the effective component e P and the ineffective component e Q of the power supply voltage of the R phase and the T phase detected by the AC voltage detector 15 is used as an effective / ineffective voltage command ν P * which is an output of the current controllers 183R and 183T . , Ν Q * , while FIG.
In the present embodiment shown in FIG. 8, only the change in the effective component e P of the R-phase and T-phase power supply voltages detected by the AC voltage detector 15 is used as an effective voltage command ν P as an output of the current controller 183R. * To be superimposed.

【０２５３】次に、以上のように構成した本実施の形態
のＰＷＭコンバータの制御装置の作用について説明す
る。Next, the operation of the control device for a PWM converter according to the present embodiment configured as described above will be described.

【０２５４】なお、図１７と同一部分の作用については
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。The description of the operation of the same parts as in FIG. 17 is omitted, and only the operation of the different parts will be described here.

【０２５５】前記図１６に示す実施の形態で説明したよ
うに、交流電源５の電圧の振幅変動等の多くは、有効成
分ｅP の方に現われる。As described in the embodiment shown in FIG. 16, most of the fluctuations in the amplitude of the voltage of the AC power supply 5 appear in the effective component e P.

【０２５６】従って、図１８に示す本実施の形態のよう
に、有効成分ｅP の変化分のみを重畳することによって
も、交流電源５の電圧変動による交流電流変動の抑制効
果を得ることができる。Therefore, as in the present embodiment shown in FIG. 18, the effect of suppressing the AC current fluctuation due to the voltage fluctuation of AC power supply 5 can also be obtained by superimposing only the change in effective component e P. .

【０２５７】上述したように、本実施の形態のＰＷＭコ
ンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動して
も、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交流電源５の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源５の電圧
変動の影響が少ないＰＷＭコンバータの制御装置を実現
することが可能となる。As described above, in the control device of the PWM converter of the present embodiment, even if the voltage of AC power supply 5 fluctuates, the change in the voltage difference between the AC voltage of PWM converter 3a and the voltage of AC power supply 5 changes. Since this does not occur, it is possible to realize a PWM converter control device that is less affected by the voltage fluctuation of the AC power supply 5.

【０２５８】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。As a result, the DC voltage of the smoothing capacitor 4 can be controlled stably even when the voltage of the AC power supply 5 fluctuates, and the inverter 1 and the motor 2 serving as loads
Stable power can always be supplied.

【０２５９】（その他の実施の形態） （ａ）前記図１では、交流電源５の電圧を検出する電圧
検出器１５を、電源トランス６の２次側に設ける場合の
例について説明したが、これに限らず、前記図２０に示
す場合のように、電源トランス６の１次側に設けるよう
にしてもよいことは明らかである。また、平滑効果を高
くするため、サイリスタコンバータ３と平滑コンデンサ
４との間にリアクトルを挿入することもあるが、本発明
はそのような構成に対しても同様に適用することが可能
である。なお、これらのことは、前記他の実施の形態の
場合についても同様であることは言うまでもない。(Other Embodiments) (a) In FIG. 1, an example in which the voltage detector 15 for detecting the voltage of the AC power supply 5 is provided on the secondary side of the power transformer 6 has been described. It is apparent that the power transformer 6 may be provided on the primary side as shown in FIG. In addition, a reactor may be inserted between the thyristor converter 3 and the smoothing capacitor 4 in order to enhance the smoothing effect. However, the present invention can be similarly applied to such a configuration. It goes without saying that the same applies to the other embodiments.

【０２６０】（ｂ）前記図２のように電流制御を行なわ
ない構成でも、応答性改善のために負荷側を含めた電流
等を電圧制御ループに重畳することで補償する構成もあ
るが、本発明はそのような構成に対しても同様に適用す
ることが可能であり、位相制御器１４の入力を、振幅演
算器２０の出力である交流電源電圧振幅で除算すること
によって、前述の場合と同様の効果を得ることができ
る。(B) Even in the configuration in which no current control is performed as shown in FIG. 2, there is also a configuration in which a current or the like including the load side is compensated by superimposing it on a voltage control loop in order to improve responsiveness. The present invention can be similarly applied to such a configuration. By dividing the input of the phase controller 14 by the AC power supply voltage amplitude which is the output of the amplitude calculator 20, the above-described case is achieved. Similar effects can be obtained.

【０２６１】（ｃ）前記図１２では、図９の構成の振幅
演算器２０に移動平均演算器２０８を適用した場合の例
について説明したが、これに限らず、移動平均演算器２
０８を図１０および図１１の構成の振幅演算器２０につ
いても同様に適用することが可能であることは明らかで
ある。(C) In FIG. 12, an example in which the moving average calculator 208 is applied to the amplitude calculator 20 having the configuration shown in FIG. 9 has been described.
It is apparent that 08 can be similarly applied to the amplitude calculator 20 having the configuration shown in FIGS.

【０２６２】[0262]

【発明の効果】以上説明したように、本発明のサイリス
タコンバータの制御装置によれば、交流電源電圧変動時
でも、交流電源電圧変動の影響を受けないサイリスタコ
ンバータの制御装置を実現することが可能となる。As described above, according to the thyristor converter control apparatus of the present invention, it is possible to realize a thyristor converter control apparatus which is not affected by the AC power supply voltage fluctuation even when the AC power supply voltage fluctuates. Becomes

【０２６３】これにより、交流電源電圧変動時でも、直
流回路電圧を安定に制御することができ、負荷には常に
安定した電力を供給することができる。Thus, even when the AC power supply voltage fluctuates, the DC circuit voltage can be controlled stably, and a stable power can always be supplied to the load.

【０２６４】一方、本発明のＰＷＭコンバータの制御装
置によれば、交流電源電圧の変動による直流回路電圧の
変動、および交流電流の変動を抑制することができ、負
荷には常に安定した電力を供給することができる。On the other hand, according to the PWM converter control device of the present invention, fluctuations in the DC circuit voltage and fluctuations in the AC current due to fluctuations in the AC power supply voltage can be suppressed, and a stable power supply is always supplied to the load. can do.

【０２６５】また、交流電源電圧が急変した時の装置過
電流等も防ぐことができ、装置停止に至ることなく連続
した運転を行なうことができるＰＷＭコンバータの制御
装置を得ることが可能となる。Further, it is possible to prevent a device overcurrent or the like when the AC power supply voltage is suddenly changed, and to obtain a PWM converter control device capable of performing a continuous operation without stopping the device.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第１の実施の形態を示す回路図。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a control device for a thyristor converter according to the present invention.

【図２】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第２の実施の形態を示す回路図。FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the control device of the thyristor converter according to the present invention.

【図３】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第３の実施の形態を示す回路図。FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of a control device for a thyristor converter according to the present invention.

【図４】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第４の実施の形態を示す回路図。FIG. 4 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of a control device for a thyristor converter according to the present invention.

【図５】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第４の実施の形態を示す回路図。FIG. 5 is a circuit diagram showing a thyristor converter control device according to a fourth embodiment of the present invention.

【図６】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第５の実施の形態を示す回路図。FIG. 6 is a circuit diagram showing a thyristor converter control device according to a fifth embodiment of the present invention.

【図７】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第６の実施の形態を示す回路図。FIG. 7 is a circuit diagram showing a thyristor converter control device according to a sixth embodiment of the present invention.

【図８】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第７の実施の形態を示す回路図。FIG. 8 is a circuit diagram showing a thyristor converter control device according to a seventh embodiment of the present invention.

【図９】同第１乃至第７の実施の形態によるサイリスタ
コンバータの制御装置における振幅演算器の第１の例を
示す構成図。FIG. 9 is a configuration diagram showing a first example of an amplitude calculator in the thyristor converter control device according to the first to seventh embodiments;

【図１０】同第１乃至第７の実施の形態によるサイリス
タコンバータの制御装置における振幅演算器の第２の例
を示す構成図。FIG. 10 is a configuration diagram showing a second example of the amplitude calculator in the thyristor converter control device according to the first to seventh embodiments.

【図１１】同第１乃至第７の実施の形態によるサイリス
タコンバータの制御装置における振幅演算器の第３の例
を示す構成図。FIG. 11 is a configuration diagram showing a third example of the amplitude calculator in the thyristor converter control device according to the first to seventh embodiments;

【図１２】図９〜図１１におけるローパスフィルタの一
例を示す構成図。FIG. 12 is a configuration diagram showing an example of a low-pass filter in FIGS. 9 to 11;

【図１３】本発明によるＰＷＭコンバータの制御装置の
第１２の実施の形態を示す回路図。FIG. 13 is a circuit diagram showing a twelfth embodiment of a control device for a PWM converter according to the present invention.

【図１４】本発明に適用される有効および無効電流制御
器の一例を示す構成図。FIG. 14 is a configuration diagram showing an example of an active and reactive current controller applied to the present invention.

【図１５】本発明によるＰＷＭコンバータの制御装置の
第１３の実施の形態を示す回路図。FIG. 15 is a circuit diagram showing a thirteenth embodiment of the PWM converter control device according to the present invention.

【図１６】本発明によるＰＷＭコンバータの制御装置の
第１４の実施の形態を示す回路図。FIG. 16 is a circuit diagram showing a fourteenth embodiment of the PWM converter control device according to the present invention.

【図１７】本発明によるＰＷＭコンバータの制御装置の
第１５の実施の形態を示す回路図。FIG. 17 is a circuit diagram showing a fifteenth embodiment of the control device of the PWM converter according to the present invention.

【図１８】本発明によるＰＷＭコンバータの制御装置の
第１６の実施の形態を示す回路図。FIG. 18 is a circuit diagram showing a sixteenth embodiment of the PWM converter control device according to the present invention.

【図１９】従来のサイリスタコンバータの制御装置の一
例を示す回路図。FIG. 19 is a circuit diagram showing an example of a conventional thyristor converter control device.

【図２０】従来のＰＷＭコンバータの制御装置の一例を
示す回路図。FIG. 20 is a circuit diagram showing an example of a conventional PWM converter control device.

【図２１】図２０における有効および無効電流制御器の
一例を示す構成図。FIG. 21 is a configuration diagram showing an example of a valid and reactive current controller in FIG. 20;

【図２２】図２１における座標変換器の一例を示す構成
図、および動作を説明するための信号波形図。22 is a configuration diagram illustrating an example of a coordinate converter in FIG. 21 and a signal waveform diagram for describing an operation.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１…インバータ、 ２…電動機、 ３…サイリスタコンバータ、 ３ａ…ＰＷＭコンバータ、 ４…平滑コンデンサ、 ５…交流電源、 ６…電源トランス、 ６ａ…電源フィルタ、 ７…電圧基準回路、 ８…電圧検出器、 ９…比較器、 １０…電圧制御器、 １１…電流検出器、 １２…比較器、 １３…電流制御器、 １４…位相制御器、 １５…交流電圧検出器、 １６…位相検出器、 １７…無効電流基準器、 １８…有効および無効電流制御器、 １８１…座標変換器、 １８１Ａ，１８１Ｂ，１８１Ｃ，１８１Ｄ…乗算器、 １８１Ｅ…減算器、 １８１Ｆ…加算器、 １８１Ｇ，１８１Ｈ…係数器、 １８１Ｉ…加算器、 １８２Ｒ，１８２Ｔ…比較器、 １８３Ｒ，１８３Ｔ…電流制御器、 １８４…反転加算器、 １８５，１８６…座標変換器、 １８７Ｒ，１８７Ｔ…加算器、 １８８Ｒ，１８８Ｔ…ハイパスフィルタ、 １９…ＰＷＭ制御回路、 ２０…振幅演算器、 ２０１…２相変換器、 ２０２…２乗加算器、 ２０３…平方根演算器、 ２０４…ローパスフィルタ、 ２０５…平均電圧演算器、 ２０６ａ〜２０６ｃ…減算器、 ２０７ａ〜２０７ｃ…絶対値演算器、 ２０７ｄ…最大値選択器、 ２０８…移動平均演算器、 ２１…割り算器、 ２２…逆数演算器、 ２３…ハイパスフィルタ、 ２４…加算器、 ２５…乗算器、 ２７…減算器、 ２８Ｒ，２８Ｓ，２８Ｔ…加算器。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Inverter, 2 ... Electric motor, 3 ... Thyristor converter, 3a ... PWM converter, 4 ... Smoothing capacitor, 5 ... AC power supply, 6 ... Power supply transformer, 6a ... Power supply filter, 7 ... Voltage reference circuit, 8 ... Voltage detector 9 ... Comparator, 10 ... Voltage controller, 11 ... Current detector, 12 ... Comparator, 13 ... Current controller, 14 ... Phase controller, 15 ... AC voltage detector, 16 ... Phase detector, 17 ... Invalid Current reference unit, 18: valid and invalid current controller, 181: coordinate converter, 181A, 181B, 181C, 181D: multiplier, 181E: subtractor, 181F: adder, 181G, 181H: coefficient unit, 181I: addition 182R, 182T: comparator, 183R, 183T: current controller, 184: inverting adder, 185, 186: coordinate converter, 187R, 1 7T: adder, 188R, 188T: high-pass filter, 19: PWM control circuit, 20: amplitude calculator, 201: two-phase converter, 202: square adder, 203: square root calculator, 204: low-pass filter, 205 ... Average voltage calculator, 206a-206c ... Subtractor, 207a-207c ... Absolute value calculator, 207d ... Maximum value selector, 208 ... Moving average calculator, 21 ... Divider, 22 ... Reciprocal calculator, 23 ... High pass Filters 24 Adders 25 Multipliers 27 Subtractors 28R, 28S, 28T Adders.

Claims (16)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
ータの出力電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力直流電流をフィードバ
ック制御して前記サイリスタコンバータの出力電圧指令
を出力する電流制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段とを備え、 前記電流制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令を前記振幅演算手段の出力である交流電源
電圧振幅で除算することで、前記サイリスタコンバータ
の出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とする
コンバータの制御装置。1. A voltage control means for performing a feedback control of a DC circuit voltage of a thyristor converter for supplying a DC power to a load by converting an AC power supply voltage into a DC voltage and outputting an output current command of the thyristor converter; Current control means for feedback-controlling the output DC current of the thyristor converter to output an output voltage command of the thyristor converter; and the thyristor converter so that an output voltage average value of the thyristor converter is proportional to the output voltage command of the thyristor converter. A thyristor converter control device configured to include a phase control unit that controls a thyristor firing phase angle of the thyristor, an AC voltage detection unit that detects the AC power supply voltage, and an AC voltage detected by the AC voltage detection unit. Calculates a signal proportional to the amplitude of A width calculating means for correcting the output voltage command of the thyristor converter by dividing an output voltage command of the thyristor converter which is an output of the current control means by an AC power supply voltage amplitude which is an output of the amplitude calculating means. A converter control device characterized in that: 【請求項２】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
ータの出力電圧指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段とを備え、 前記電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令を前記振幅演算手段の出力である交流電源
電圧振幅で除算することで、前記サイリスタコンバータ
の出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とする
コンバータの制御装置。2. A voltage control means for converting an AC power supply voltage into a DC voltage in a forward direction and feedback-controlling a DC circuit voltage of a thyristor converter for supplying DC power to a load to output an output voltage command of the thyristor converter; A control device for controlling the thyristor firing phase angle of the thyristor converter so that the average output voltage value of the thyristor converter is proportional to the output voltage command of the thyristor converter. AC voltage detection means for detecting an AC power supply voltage; and amplitude calculation means for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detection means, wherein the output of the voltage control means is a thyristor converter. An output voltage command is an AC power supply voltage which is an output of the amplitude calculating means. By dividing by the width, the converter control apparatus being characterized in that so as to correct the output voltage command of the thyristor converter. 【請求項３】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路の電圧基準を定める電圧基準手段と、 前記電圧基準に前記サイリスタコンバータの出力電圧平
均値が比例するように前記サイリスタコンバータのサイ
リスタ点弧位相角を制御する位相制御手段とを備えて構
成されるサイリスタコンバータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段とを備え、 前記電圧基準を前記振幅演算手段の出力である交流電源
電圧振幅で除算することで、前記電圧基準を補正するよ
うにしたことを特徴とするコンバータの制御装置。3. A voltage reference means for determining a voltage reference of a DC circuit of a thyristor converter for supplying a DC power to a load by converting an AC power supply voltage into a DC voltage, and an output voltage average value of the thyristor converter based on the voltage reference. A control device for controlling the thyristor firing phase angle of the thyristor converter so as to be proportional to the thyristor converter.AC voltage detecting means for detecting the AC power supply voltage; Amplitude calculation means for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the detection means, wherein the voltage reference is divided by an AC power supply voltage amplitude which is an output of the amplitude calculation means. A converter control device characterized in that correction is performed. 【請求項４】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
ータの出力電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力直流電流をフィードバ
ック制御して前記サイリスタコンバータの出力電圧指令
を出力する電流制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力の逆数を求める逆数演算手段
と、 前記逆数演算手段の出力の時間変化に比例した量を求め
るハイパスフィルタとを備え、 前記電流制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令に前記ハイパスフィルタの出力を乗算した
量だけ増加させることで、前記サイリスタコンバータの
出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とするコ
ンバータの制御装置。4. A voltage control means for performing a feedback control of a DC circuit voltage of a thyristor converter for supplying a DC power to a load by converting an AC power supply voltage into a DC voltage and outputting an output current command of the thyristor converter; Current control means for feedback-controlling the output DC current of the thyristor converter to output an output voltage command of the thyristor converter; and the thyristor converter so that an output voltage average value of the thyristor converter is proportional to the output voltage command of the thyristor converter. A thyristor converter control device configured to include a phase control unit that controls a thyristor firing phase angle of the thyristor, an AC voltage detection unit that detects the AC power supply voltage, and an AC voltage detected by the AC voltage detection unit. Calculates a signal proportional to the amplitude of A thyristor which is an output of the current control means, comprising: a width calculating means; a reciprocal calculating means for obtaining a reciprocal of an output of the amplitude calculating means; and a high-pass filter for obtaining an amount proportional to a time change of an output of the reciprocal calculating means. A converter control device, wherein the output voltage command of the thyristor converter is corrected by increasing the output voltage command of the converter by the amount obtained by multiplying the output of the high-pass filter. 【請求項５】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
ータの出力電圧指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力の逆数を求める逆数演算手段
と、 前記逆数演算手段の出力の時間変化に比例した量を求め
るハイパスフィルタとを備え、 前記電流制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令に前記ハイパスフィルタの出力を乗算した
量だけ増加させることで、前記サイリスタコンバータの
出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とするコ
ンバータの制御装置。5. A voltage control means for performing a feedback control of a DC circuit voltage of a thyristor converter for converting an AC power supply voltage into a DC voltage and supplying a DC power to a load, and outputting an output voltage command of the thyristor converter, A control device for controlling the thyristor firing phase angle of the thyristor converter so that the average output voltage value of the thyristor converter is proportional to the output voltage command of the thyristor converter. AC voltage detecting means for detecting an AC power supply voltage; amplitude calculating means for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detecting means; reciprocal calculating means for calculating a reciprocal of an output of the amplitude calculating means And a hyper to obtain an amount proportional to a time change of an output of the reciprocal operation means. A filter, and the output voltage command of the thyristor converter is increased by an amount obtained by multiplying the output voltage command of the thyristor converter, which is the output of the current control means, by the output of the high-pass filter. Characteristic converter control device. 【請求項６】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記コンバータの出力
電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記コンバータの出力直流電流をフィードバック制御し
て前記コンバータの出力電圧指令を出力する電流制御手
段と、 前記出力電圧指令に前記サイリスタコンバータの出力電
圧平均値が比例するように前記サイリスタコンバータの
サイリスタ点弧位相角を制御する位相制御手段からなる
サイリスタコンバータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時間変化
に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、 前記電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令から前記ハイパスフィルタの出力を引算す
ることで、前記サイリスタコンバータの出力電圧指令を
補正するようにしたことを特徴とするコンバータの制御
装置。6. A voltage control means for performing a feedback control of a DC circuit voltage of a thyristor converter for supplying a DC power to a load by converting an AC power supply voltage into a DC voltage and outputting an output current command of the converter; Current control means for feedback-controlling the output DC current to output an output voltage command of the converter; and a thyristor firing phase angle of the thyristor converter so that the output voltage average value of the thyristor converter is proportional to the output voltage command. A thyristor converter control device comprising a phase control means for controlling the AC power supply voltage; and an amplitude calculation for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detection means. Means, and a time variation of the AC voltage amplitude output from the amplitude calculating means. A high-pass filter that obtains an amount proportional to the output voltage command of the thyristor converter by subtracting the output of the high-pass filter from the output voltage command of the thyristor converter, which is the output of the voltage control means. A control device for a converter, comprising: 【請求項７】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
ータの出力電圧指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時間変化
に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、 前記電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令から前記ハイパスフィルタの出力を引算す
ることで、前記サイリスタコンバータの出力電圧指令を
補正するようにしたことを特徴とするコンバータの制御
装置。7. A voltage control means for converting an AC power supply voltage into a DC voltage in a forward direction and feedback-controlling a DC circuit voltage of a thyristor converter for supplying a DC power to a load to output an output voltage command of the thyristor converter; A control device for controlling the thyristor firing phase angle of the thyristor converter so that the average output voltage value of the thyristor converter is proportional to the output voltage command of the thyristor converter. AC voltage detecting means for detecting an AC power supply voltage; amplitude calculating means for calculating a signal proportional to the amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detecting means; and time of the AC voltage amplitude output from the amplitude calculating means. A high-pass filter for obtaining an amount proportional to the change, Wherein the output voltage command of the thyristor converter is output by subtracting the output of the high pass filter, converter control apparatus being characterized in that so as to correct the output voltage command of the thyristor converter. 【請求項８】 前記請求項１乃至請求項７のいずれか１
項に記載のコンバータの制御装置において、 前記振幅演算手段は、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を直交
する２相信号に変換する２相変換手段と、 前記２相変換手段の出力である２相信号をそれぞれ２乗
して加算する２乗加算手段と、 前記２乗加算手段の出力の平方根を求める平方根演算手
段と、 前記平方根演算手段の出力信号のリプルを抑制するため
のローパスフィルタと、 から構成したことを特徴とするコンバータの制御装置。8. The method according to claim 1, wherein
In the converter control device described in the paragraph, the amplitude calculation means includes: a two-phase conversion means for converting an AC voltage detected by the AC voltage detection means into a two-phase signal orthogonal to each other; and an output of the two-phase conversion means. Square addition means for squaring and adding each of the two-phase signals, square root calculation means for obtaining a square root of the output of the square addition means, and a low-pass filter for suppressing a ripple of an output signal of the square root calculation means And a converter control device, comprising: 【請求項９】 前記請求項１乃至請求項７のいずれか１
項に記載のコンバータの制御装置において、 前記振幅演算手段は、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の瞬時
平均値を求める平均電圧演算手段と、 前記平均電圧演算手段の出力である瞬時平均値を前記交
流電圧検出手段により検出された交流電圧からそれぞれ
引算する減算手段と、 前記減算手段の出力を直交する２相信号に変換する２相
変換手段と、 前記２相変換手段の出力である２相信号をそれぞれ２乗
して加算する２乗加算手段と、 前記２乗加算手段の出力の平方根を求める平方根演算手
段と、 前記平方根演算手段の出力信号のリプルを抑制するため
のローパスフィルタと、 から構成したことを特徴とするコンバータの制御装置。9. The method according to claim 1, wherein
The control device for a converter according to Item, wherein the amplitude calculating means includes: an average voltage calculating means for obtaining an instantaneous average value of the AC voltage detected by the AC voltage detecting means; and an instantaneous average being an output of the average voltage calculating means. Subtraction means for subtracting a value from each of the AC voltages detected by the AC voltage detection means; two-phase conversion means for converting an output of the subtraction means into an orthogonal two-phase signal; and an output of the two-phase conversion means. Square addition means for squaring and adding each of the two-phase signals, square root calculation means for obtaining a square root of the output of the square addition means, and a low-pass filter for suppressing a ripple of an output signal of the square root calculation means And a converter control device, comprising: 【請求項１０】 前記請求項１乃至請求項７のいずれか
１項に記載のコンバータの制御装置において、 前記振幅演算手段は、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を入力
として全波整流する全波整流手段と、 前記全波整流手段の出力信号のリプルを抑制するための
ローパスフィルタと、 から構成したことを特徴とするコンバータの制御装置。10. The converter control device according to claim 1, wherein said amplitude calculating means receives an AC voltage detected by said AC voltage detecting means as an input and performs full-wave rectification. And a low-pass filter for suppressing ripple of an output signal of the full-wave rectifier. 【請求項１１】 前記請求項８乃至請求項１０のいずれ
か１項に記載のコンバータの制御装置において、 前記ローパスフィルタは、入力信号の移動平均を演算し
て出力するようにしたことを特徴とするコンバータの制
御装置。11. The converter control device according to claim 8, wherein said low-pass filter calculates and outputs a moving average of an input signal. Converter control device. 【請求項１２】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
負荷に直流電力を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）コン
バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
る無効電流基準手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の電源電圧に対する同
相成分および直交成分がそれぞれ前記有効電流指令およ
び無効電流指令に追従するように前記ＰＷＭコンバータ
の交流電圧指令を決める有効および無効電流制御手段
と、 前記交流電圧指令に前記ＰＷＭコンバータの交流電圧平
均値が比例するように前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ制
御するＰＷＭ制御手段とを備えて構成されるＰＷＭコン
バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段を
備え、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧に比例
した信号を、前記有効および無効電流制御手段の出力で
ある各相の交流電圧指令に重畳するようにしたことを特
徴とするコンバータの制御装置。12. A voltage control for feeding back a DC circuit voltage of a pulse width modulation (PWM) converter for supplying a DC power to a load by converting an AC power supply voltage into a DC voltage and outputting an effective current command of an AC current. Means, a reactive current reference means for determining a reactive current command of an alternating current of the PWM converter, and an in-phase component and a quadrature component of the alternating current of the PWM converter with respect to a power supply voltage follow the active current command and the reactive current command, respectively. Effective and reactive current control means for determining an AC voltage command for the PWM converter; and PWM control means for performing PWM control on the PWM converter so that the AC voltage average value of the PWM converter is proportional to the AC voltage command. A control device for a PWM converter, comprising: AC voltage detecting means for detecting, and a signal proportional to the AC voltage detected by the AC voltage detecting means is superimposed on the AC voltage command of each phase which is the output of the effective and reactive current control means. A converter control device characterized by the above-mentioned. 【請求項１３】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
負荷に直流電力を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）コン
バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
出手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記ＰＷＭコンバータの交流電圧平
均値が比例するように前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ制
御するＰＷＭ制御手段とを備えて構成されるＰＷＭコン
バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を、前
記基準位相に同相な成分および直交する成分に変換する
座標変換手段とを備え、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分に比例
した信号を前記有効電圧指令に、また前記交流電圧直交
成分に比例した信号を前記無効電圧指令にそれぞれ重畳
するようにしたことを特徴とするコンバータの制御装
置。13. A voltage control for feeding back a DC circuit voltage of a pulse width modulation (PWM) converter for supplying a DC power to a load by converting an AC power supply voltage into a DC voltage in order to output an effective current command of an AC current. Means, reactive current reference means for determining a reactive current command of the AC current of the PWM converter, phase detection means for outputting a reference phase synchronized with the AC power supply voltage, and in-phase the AC current of the PWM converter with the reference phase Coordinate conversion means for converting the current component into an orthogonal component and an in-phase component, an effective current control means for outputting an effective voltage command by comparing and amplifying the in-phase component of the AC current and the effective current command, and a quadrature component of the AC current. Reactive current control means for comparing and amplifying the reactive current command to output a reactive voltage command; and the effective and reactive voltage reference using the reference phase. PWM converter comprising: a coordinate conversion means for converting a command into an AC voltage command; and a PWM control means for performing PWM control on the PWM converter so that the AC voltage average value of the PWM converter is proportional to the AC voltage command. In the control device, an AC voltage detecting means for detecting each phase voltage of the AC power supply, and a coordinate conversion for converting the AC voltage detected by the AC voltage detecting means into a component in-phase and a component orthogonal to the reference phase. Means, and a signal proportional to the AC voltage in-phase component output from the coordinate conversion means is superimposed on the effective voltage command, and a signal proportional to the AC voltage quadrature component is superimposed on the invalid voltage command. A control device for a converter. 【請求項１４】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
負荷に直流電力を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）コン
バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
出手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記ＰＷＭコンバータの交流電圧平
均値が比例するように前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ制
御するＰＷＭ制御手段とを備えて構成されるＰＷＭコン
バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧から前
記基準位相との同相成分を求める座標変換手段とを備
え、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分に比例
した信号を前記有効電圧指令に重畳するようにしたこと
を特徴とするコンバータの制御装置。14. A voltage control for feeding back a DC circuit voltage of a pulse width modulation (PWM) converter for supplying a DC power to a load by converting an AC power supply voltage into a DC voltage in order to output an effective current command of an AC current. Means, reactive current reference means for determining a reactive current command of the AC current of the PWM converter, phase detection means for outputting a reference phase synchronized with the AC power supply voltage, and in-phase the AC current of the PWM converter with the reference phase Coordinate conversion means for converting the current component into an orthogonal component and an in-phase component, an effective current control means for outputting an effective voltage command by comparing and amplifying the in-phase component of the AC current and the effective current command, and a quadrature component of the AC current. Reactive current control means for comparing and amplifying the reactive current command to output a reactive voltage command; and the effective and reactive voltage reference using the reference phase. PWM converter comprising: a coordinate conversion means for converting a command into an AC voltage command; and a PWM control means for performing PWM control on the PWM converter so that the AC voltage average value of the PWM converter is proportional to the AC voltage command. The control device according to claim 1, further comprising: an AC voltage detection unit configured to detect each phase voltage of the AC power supply; and a coordinate conversion unit configured to obtain an in-phase component with the reference phase from the AC voltage detected by the AC voltage detection unit. A converter control device, wherein a signal proportional to an AC voltage in-phase component output from a coordinate conversion means is superimposed on the effective voltage command. 【請求項１５】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
負荷に直流電力を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）コン
バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
出手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記ＰＷＭコンバータの交流電圧平
均値が比例するように前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ制
御するＰＷＭ制御手段とを備えて構成されるＰＷＭコン
バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を、前
記基準位相に同相な成分および直交する成分に変換する
座標変換手段と、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分および
直交成分の時間変化に比例した量をそれぞれ求めるハイ
パスフィルタとを備え、 前記ハイパスフィルタの出力である交流電圧同相成分変
動量を前記有効電圧指令に、また前記交流電圧直交成分
変動量を前記無効電圧指令にそれぞれ重畳するようにし
たことを特徴とするコンバータの制御装置。15. A voltage control for feedback-controlling a DC circuit voltage of a pulse width modulation (PWM) converter for supplying a DC power to a load by converting an AC power supply voltage into a DC voltage and outputting an effective current command of an AC current. Means, reactive current reference means for determining a reactive current command of the AC current of the PWM converter, phase detection means for outputting a reference phase synchronized with the AC power supply voltage, and in-phase the AC current of the PWM converter with the reference phase Coordinate conversion means for converting the current component into an orthogonal component and an in-phase component, an effective current control means for outputting an effective voltage command by comparing and amplifying the in-phase component of the AC current and the effective current command, and a quadrature component of the AC current. Reactive current control means for comparing and amplifying the reactive current command to output a reactive voltage command; and the effective and reactive voltage reference using the reference phase. PWM converter comprising: a coordinate conversion means for converting a command into an AC voltage command; and a PWM control means for performing PWM control on the PWM converter so that the AC voltage average value of the PWM converter is proportional to the AC voltage command. In the control device, an AC voltage detecting means for detecting each phase voltage of the AC power supply, and a coordinate conversion for converting the AC voltage detected by the AC voltage detecting means into a component in-phase and a component orthogonal to the reference phase. Means, and a high-pass filter for respectively obtaining an amount in proportion to a time change of an AC voltage in-phase component and a quadrature component which are outputs of the coordinate conversion means. The voltage command and the AC voltage quadrature component fluctuation amount are superimposed on the invalid voltage command, respectively. Converter control apparatus according to claim. 【請求項１６】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
負荷に直流電力を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）コン
バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
出手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記ＰＷＭコンバータの交流電圧平
均値が比例するように前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ制
御するＰＷＭ制御手段とを備えて構成されるＰＷＭコン
バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧から前
記基準位相との同相成分を求める座標変換手段と、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分の時間
変化に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、 前記ハイパスフィルタの出力である交流電圧同相成分変
動量を前記有効電圧指令に重畳するようにしたことを特
徴とするコンバータの制御装置。16. A voltage control for converting an AC power supply voltage into a DC voltage in a forward direction and feedback-controlling a DC circuit voltage of a pulse width modulation (PWM) converter for supplying DC power to a load to output an effective current command of an AC current. Means, reactive current reference means for determining a reactive current command of the AC current of the PWM converter, phase detection means for outputting a reference phase synchronized with the AC power supply voltage, and in-phase the AC current of the PWM converter with the reference phase Coordinate conversion means for converting the current component into an orthogonal component and an in-phase component, an effective current control means for outputting an effective voltage command by comparing and amplifying the in-phase component of the AC current and the effective current command, and a quadrature component of the AC current. Reactive current control means for comparing and amplifying the reactive current command to output a reactive voltage command; and the effective and reactive voltage reference using the reference phase. PWM converter comprising: a coordinate conversion means for converting a command into an AC voltage command; and a PWM control means for performing PWM control on the PWM converter so that the AC voltage average value of the PWM converter is proportional to the AC voltage command. An AC voltage detecting means for detecting each phase voltage of the AC power supply; a coordinate converting means for obtaining an in-phase component with the reference phase from the AC voltage detected by the AC voltage detecting means; A high-pass filter for obtaining an amount proportional to the time change of the AC voltage common-mode component output from the means, wherein the AC voltage common-mode component fluctuation amount output from the high-pass filter is superimposed on the effective voltage command. Characteristic converter control device.
JP06137098A 1998-03-12 1998-03-12 Converter control device Expired - Lifetime JP3403056B2 (en)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP06137098A JP3403056B2 (en) 1998-03-12 1998-03-12 Converter control device
TW88103625A TW441158B (en) 1998-03-12 1999-03-09 Converter controlling device
CNB991039726A CN1158747C (en) 1998-03-12 1999-03-12 Control device of transducer
CNB2003101179010A CN1327600C (en) 1998-03-12 1999-03-12 Controller for converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP06137098A JP3403056B2 (en) 1998-03-12 1998-03-12 Converter control device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH11262265A true JPH11262265A (en) 1999-09-24
JP3403056B2 JP3403056B2 (en) 2003-05-06

Family

ID=13169227

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP06137098A Expired - Lifetime JP3403056B2 (en) 1998-03-12 1998-03-12 Converter control device

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP3403056B2 (en)
CN (2) CN1158747C (en)
TW (1) TW441158B (en)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005018085A1 (en) * 2003-08-19 2005-02-24 Neturen Co., Ltd. Electric power supply apparatus and induction heating apparatus
CN105322858A (en) * 2015-05-25 2016-02-10 深圳市振邦智能科技有限公司 Method and apparatus for resisting busbar voltage fluctuation
JP2016073191A (en) * 2015-08-19 2016-05-09 山洋電気株式会社 Motor controller
JP2016154434A (en) * 2015-02-18 2016-08-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Motor drive unit
US9472986B2 (en) 2011-12-26 2016-10-18 Mitsubishi Electric Corporation Rotor

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE112007003407T5 (en) * 2007-04-10 2010-01-07 Mitsubishi Electric Corp. Power regenerative converter
JP5664588B2 (en) * 2012-04-20 2015-02-04 株式会社安川電機 Power regeneration device and power conversion device
CN103516219B (en) * 2012-06-15 2017-06-30 西门子（中国）有限公司 The control circuit of DC power supplier
JP6102450B2 (en) * 2013-04-16 2017-03-29 ミツミ電機株式会社 Motor driver device and control method thereof
CN105305841A (en) * 2015-10-13 2016-02-03 国网山东省电力公司聊城供电公司 General control method applicable to three-phase series VSC (Voltage Source Converter)

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4620296A (en) * 1984-11-29 1986-10-28 Dana Corporation Protection system for immunizing a controlled d-c power supply against a-c line voltage interruptions
JPH07236294A (en) * 1994-02-23 1995-09-05 Toshiba Corp Inverter apparatus
JPH08251987A (en) * 1995-03-08 1996-09-27 Fuji Electric Co Ltd Output voltage control method for three-phase pwm inverter

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005018085A1 (en) * 2003-08-19 2005-02-24 Neturen Co., Ltd. Electric power supply apparatus and induction heating apparatus
EP1670289A1 (en) * 2003-08-19 2006-06-14 Neturen Co., Ltd. Electric power supply apparatus and induction heating apparatus
EP1670289A4 (en) * 2003-08-19 2007-06-06 Neturen Co Ltd Electric power supply apparatus and induction heating apparatus
US7358467B2 (en) 2003-08-19 2008-04-15 Neturen Co., Ltd. Electric power supply apparatus and induction heating apparatus
US9472986B2 (en) 2011-12-26 2016-10-18 Mitsubishi Electric Corporation Rotor
JP2016154434A (en) * 2015-02-18 2016-08-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Motor drive unit
CN105322858A (en) * 2015-05-25 2016-02-10 深圳市振邦智能科技有限公司 Method and apparatus for resisting busbar voltage fluctuation
JP2016073191A (en) * 2015-08-19 2016-05-09 山洋電気株式会社 Motor controller

Also Published As

Publication number Publication date
JP3403056B2 (en) 2003-05-06
TW441158B (en) 2001-06-16
CN1229305A (en) 1999-09-22
CN1327600C (en) 2007-07-18
CN1158747C (en) 2004-07-21
CN1507144A (en) 2004-06-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100934311B1 (en) Inverter device
JPS6137864B2 (en)
EP3522363B1 (en) Control device for power converter
US5909366A (en) Controller for power transducers
JP3403056B2 (en) Converter control device
JP2933640B2 (en) AC power converter controller
JP3236985B2 (en) Control device for PWM converter
JP4971758B2 (en) Power converter
US4764859A (en) Method and apparatus for controlling circulating-current type cycloconverter
JP3444011B2 (en) Active filter for electric power
JP3509935B2 (en) Control device for voltage source PWM converter
JP2702936B2 (en) Method and apparatus for controlling voltage source inverter
JPH02261059A (en) Dc voltage pulsation correcting power source device
JPS5819169A (en) Controlling method for pwm control converter
JP2968027B2 (en) Control device for current source inverter
US10903755B2 (en) Power conversion device
JPH0375893B2 (en)
JP7211097B2 (en) Power control method and power control device
JPH0738978Y2 (en) Voltage fluctuation suppression device
JPH06261584A (en) Control device of ac motor
JPH0731156A (en) Controller for three-phase inverter
JP6729249B2 (en) Power converter controller
JP3249307B2 (en) NPC inverter
JPH11164568A (en) Power converter
JP3321248B2 (en) Fault current suppression device

Legal Events

Date Code Title Description
S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080229

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090228

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100228

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100228

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110228

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120229

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120229

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130228

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140228

Year of fee payment: 11

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

EXPY Cancellation because of completion of term