JPH11239012A - Resonator circuit and oscillator circuit - Google Patents
Resonator circuit and oscillator circuitInfo
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- JPH11239012A JPH11239012A JP4201898A JP4201898A JPH11239012A JP H11239012 A JPH11239012 A JP H11239012A JP 4201898 A JP4201898 A JP 4201898A JP 4201898 A JP4201898 A JP 4201898A JP H11239012 A JPH11239012 A JP H11239012A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は高周波帯、特にミ
リ波領域で使用される共振器および発振器に関するもの
である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a resonator and an oscillator used in a high frequency band, particularly in a millimeter wave region.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、高周波帯域で使用される電圧
制御発振器（以下ＶＣＯと言う。）やフィルタ等におい
ては、その位相雑音特性および周波数安定度を高めるた
めに、誘電体共振器が用いられている。2. Description of the Related Art Hitherto, a dielectric resonator has been used in a voltage controlled oscillator (hereinafter referred to as a VCO), a filter, and the like used in a high frequency band in order to improve the phase noise characteristic and the frequency stability. ing.
【０００３】このような誘電体共振器を用いた装置にお
いては、誘電体共振器の共振周波数を制御信号によって
変化させる場合、静電容量（以下単に容量と言う。）を
装荷した線路を誘電体共振器に結合させ、その容量を変
えることによって行っている。In an apparatus using such a dielectric resonator, when the resonance frequency of the dielectric resonator is changed by a control signal, a line loaded with a capacitance (hereinafter simply referred to as a capacitance) is connected to the dielectric resonator. This is done by coupling to a resonator and changing its capacitance.
【０００４】ここで従来のＶＣＯの構成例を図１１に示
す。図１１において１は誘電体共振器であり、この誘電
体共振器１に結合する２つの結合線路２，３を配置して
いる。結合線路３は帯域反射用結合線路（以下「主線
路」という。）であり、一方の端部に終端抵抗８を接続
している。他端には負性抵抗回路を接続する。結合線路
２は周波数調整用結合線路（以下「副線路」という。）
であり、一方の端部を開放し、他端に可変容量素子４を
接続している。FIG. 11 shows a configuration example of a conventional VCO. In FIG. 11, reference numeral 1 denotes a dielectric resonator, and two coupling lines 2 and 3 coupled to the dielectric resonator 1 are arranged. The coupling line 3 is a band reflection coupling line (hereinafter referred to as “main line”), and a terminating resistor 8 is connected to one end. A negative resistance circuit is connected to the other end. The coupling line 2 is a frequency adjustment coupling line (hereinafter referred to as “sub-line”).
And one end is open, and the variable capacitance element 4 is connected to the other end.
【０００５】上記ＶＣＯは、主線路３に接続した負性抵
抗回路から主線路３に対する誘電体共振器１の結合位置
までの距離、負性抵抗回路の反射位相、および共振回路
の反射位相に応じて定まる発振条件を満足する発振周波
数で発振する。また共振回路の反射位相は誘電体共振器
１に結合する副線路２の装荷容量によって変化し、その
装荷容量は可変容量素子４の容量値によって変化するの
で、この可変容量素子４の容量値を電圧制御することに
よって発振周波数を制御している。The VCO depends on the distance from the negative resistance circuit connected to the main line 3 to the coupling position of the dielectric resonator 1 to the main line 3, the reflection phase of the negative resistance circuit, and the reflection phase of the resonance circuit. Oscillation at an oscillation frequency that satisfies the oscillation conditions determined by Further, the reflection phase of the resonance circuit changes depending on the load capacity of the sub-line 2 coupled to the dielectric resonator 1, and the load capacity changes depending on the capacitance value of the variable capacitance element 4. The oscillation frequency is controlled by voltage control.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】このように可変容量素
子を用いたＶＣＯの周波数可変幅は、可変容量素子４の
位相角変化量、副線路２のインピーダンスおよび副線路
２と誘電体共振器１との結合量に比例する。したがって
周波数可変幅の広いＶＣＯを得るには、位相角変化量の
大きな可変容量素子４を用いるか、副線路と誘電体共振
器との結合度を大きくすればよい。しかし、副線路２と
誘電体共振器との結合量は結合構造により制限を受け、
副線路２のインピーダンスもその線路の形状により制限
を受ける。そのため、周波数可変幅を増すには、位相角
変化量の大きな可変容量素子を使用することが必須であ
った。As described above, the frequency variable width of the VCO using the variable capacitance element includes the phase angle change amount of the variable capacitance element 4, the impedance of the sub-line 2, and the sub-line 2 and the dielectric resonator 1. Is proportional to the amount of binding. Therefore, in order to obtain a VCO having a wide frequency variable width, it is only necessary to use the variable capacitance element 4 having a large phase angle change amount or to increase the degree of coupling between the sub-line and the dielectric resonator. However, the coupling amount between the sub-line 2 and the dielectric resonator is limited by the coupling structure.
The impedance of the sub-line 2 is also limited by the shape of the line. Therefore, in order to increase the frequency variable width, it is necessary to use a variable capacitance element having a large phase angle variation.
【０００７】ところが、可変容量素子の位相角変化量
は、可変容量素子の特性（物性値）および可変容量素子
のパッケージによる寄生成分（直列寄生インダクタンス
および並列寄生キャパシタンス）によって制限され、特
にミリ波帯においては可変容量素子の位相角変化量を大
きくすることが困難であった。However, the amount of change in the phase angle of the variable capacitance element is limited by the characteristics (physical property values) of the variable capacitance element and the parasitic components (series parasitic inductance and parallel parasitic capacitance) due to the package of the variable capacitance element. In this case, it was difficult to increase the amount of phase angle change of the variable capacitance element.
【０００８】すなわち、一般に、可変容量素子の位相角
φは次式で表される。That is, generally, the phase angle φ of a variable capacitance element is expressed by the following equation.
【０００９】ｔａｎφ＝２ωＣ／（ω2 Ｃ2 −１） ただし、ω＝２πｆで、ｆは周波数、Ｃは可変容量素子
の容量である。したがって、可変容量素子の容量値Ｃが
大きくなると、その位相角φは１８０°に近づき、容量
変化が大きくなっても位相角の変化は小さくなってしま
う。一方、周波数が高くなるほど可変容量素子のサセプ
タンスが大きくなり、サセプタンス変化の割に位相角変
化が小さくなってしまう。したがって周波数が高くなる
ほど、容量値の小さな可変容量素子が必要となるが、実
現できる容量値には限度がある。さらに、可変容量素子
を誘電体板上に実装する際、可変容量素子と接地電極と
の間に寄生インダクタンスが生じるが、この寄生インダ
クタンスも位相角変化を小さくする方向に作用する。Tan φ = 2ωC / (ω 2 C 2 -1) where ω = 2πf, f is the frequency, and C is the capacitance of the variable capacitance element. Therefore, when the capacitance value C of the variable capacitance element increases, the phase angle φ approaches 180 °, and the change in the phase angle decreases even when the capacitance change increases. On the other hand, the higher the frequency, the larger the susceptance of the variable capacitance element, and the smaller the susceptance change, the smaller the phase angle change. Therefore, as the frequency increases, a variable capacitance element having a smaller capacitance value is required, but there is a limit to the achievable capacitance value. Further, when the variable capacitance element is mounted on the dielectric plate, a parasitic inductance is generated between the variable capacitance element and the ground electrode, and the parasitic inductance also acts in a direction to reduce the phase angle change.
【００１０】以上の各種要因により、高周波帯における
共振回路を構成しようとすると、可変容量素子の位相角
変化を大きくすることが困難になり、そのため共振周波
数の可変幅を大きくとることができない。Due to the various factors described above, when an attempt is made to form a resonance circuit in a high frequency band, it is difficult to increase the change in the phase angle of the variable capacitance element, so that the variable width of the resonance frequency cannot be increased.
【００１１】この発明の目的は、可変容量素子の位相角
変化量を増すことなく、共振周波数可変幅の広い共振回
路を提供することにある。An object of the present invention is to provide a resonance circuit having a wide resonance frequency variable width without increasing a phase angle change amount of a variable capacitance element.
【００１２】またこの発明の目的は、共振周波数変化量
の大きな共振回路を用いて、発振周波数可変幅の広い発
振回路を提供することにある。It is another object of the present invention to provide an oscillation circuit having a wide oscillation frequency variable width using a resonance circuit having a large resonance frequency change amount.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】この発明は、可変容量素
子の容量値（容量サセプタンス）の変化が小さくても、
そのサセプタンス変化による位相角の変化が大きく見え
るようにするために、可変インピーダンス回路部分に共
振系を導入する。請求項１に記載の発明では、誘電体共
振器と、該誘電体共振器に結合する線路と、該線路に接
続した可変インピーダンス回路とから成る共振回路にお
いて、前記可変インピーダンス回路を、一端が前記線路
に接続され他端が接地された容量素子と、一端が接地さ
れた可変容量素子と、この可変容量素子の他端と前記容
量素子の一端との間に接続されたインダクタンス素子と
から構成する。According to the present invention, even if the change of the capacitance value (capacitance susceptance) of the variable capacitance element is small,
In order to make the phase angle change due to the susceptance change look large, a resonance system is introduced into the variable impedance circuit portion. According to the first aspect of the present invention, in a resonance circuit including a dielectric resonator, a line coupled to the dielectric resonator, and a variable impedance circuit connected to the line, the variable impedance circuit has one end. It is composed of a capacitance element connected to the line and having the other end grounded, a variable capacitance element having one end grounded, and an inductance element connected between the other end of the variable capacitance element and one end of the capacitance element. .
【００１４】このことによって、可変容量素子とインダ
クタンス素子との組み合わせにより得られる、インダク
タンス素子のインダクタンスをＬ、可変容量素子のキャ
パシタンスをＣとするＬＣ並列共振回路が構成される。
そこで、このＬＣ並列共振回路の共振周波数付近でＬの
変化に対して可変インピーダンス回路部分のサセプタン
ス変化が大きくなるようにＣの値を設定する。そうすれ
ば、可変容量素子の容量値の僅かな変化が大きな位相角
変化となって現れる。Thus, an LC parallel resonance circuit is obtained in which the inductance of the inductance element is L and the capacitance of the variable capacitance element is C, which is obtained by combining the variable capacitance element and the inductance element.
Therefore, the value of C is set so that the susceptance change of the variable impedance circuit portion becomes large with respect to the change of L near the resonance frequency of the LC parallel resonance circuit. Then, a slight change in the capacitance value of the variable capacitance element appears as a large phase angle change.
【００１５】前記インダクタンス素子としては、請求項
２に記載のとおり、誘電体基板上に形成した伝送線路で
構成することができる。[0015] The inductance element may be constituted by a transmission line formed on a dielectric substrate.
【００１６】また、前記新たに付加する容量素子として
は、請求項３に記載のとおり、一端が前記線路に接続さ
れ、他端が開放された線路（オープンスタブ）で構成し
てもよい。The newly added capacitive element may be configured as a line (open stub) having one end connected to the line and the other end open.
【００１７】さらに前記の新たに付加すべき容量素子と
してバラクタダイオード等の可変容量素子を用いてもよ
い。Further, a variable capacitance element such as a varactor diode may be used as the capacitance element to be newly added.
【００１８】また、この発明は可変インピーダンス回路
のサセプタンス変化が小さい場合に、位相角の変化が大
きく見えるようにするために、請求項５に記載のとお
り、誘電体共振器と、該誘電体共振器に結合する線路
と、該線路に接続した可変インピーダンス回路とから成
る共振回路において、前記可変インピーダンス回路を、
一端が前記線路に接続された容量素子と、一端が接地さ
れた可変容量素子と、この可変容量素子の他端と前記容
量素子の他端との間に接続された伝送線路とで構成す
る。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a dielectric resonator, wherein the change in phase angle is seen to be large when the change in susceptance of the variable impedance circuit is small. In a resonance circuit composed of a line coupled to a device and a variable impedance circuit connected to the line, the variable impedance circuit is
It comprises a capacitance element having one end connected to the line, a variable capacitance element having one end grounded, and a transmission line connected between the other end of the variable capacitance element and the other end of the capacitance element.
【００１９】この構成によって、主として可変容量素子
をＣ、インダクタンス素子をＬとするＬＣ直列共振回路
が構成される。そこで、このＬＣ直列共振回路の共振周
波数付近でＣの変化に対してリアクタンス変化が大きく
なるようにＬの値を設定する。そうすれば可変容量素子
の僅かな容量値の変化が大きな位相角変化となって現れ
る。With this configuration, an LC series resonance circuit mainly including a variable capacitance element C and an inductance element L is configured. Therefore, the value of L is set so that the reactance change becomes large with respect to the change of C near the resonance frequency of the LC series resonance circuit. Then, a slight change in the capacitance value of the variable capacitance element appears as a large phase angle change.
【００２０】このように可変容量素子の容量値によって
共振周波数が大幅に変化する共振回路が得られる。この
共振回路の共振周波数変化を利用した共振回路装置を構
成する場合、請求項６に記載のとおり、一端が接地され
他端を出力端とする、誘電体共振器に結合する別の線路
を設ければよい。As described above, a resonance circuit whose resonance frequency is greatly changed by the capacitance value of the variable capacitance element is obtained. In the case of configuring a resonance circuit device using the change in the resonance frequency of the resonance circuit, another line is provided as described in claim 6, which is coupled to the dielectric resonator and has one end grounded and the other end an output end. Just do it.
【００２１】さらに電圧制御発振器などを構成する場合
には、請求項７に記載のとおり、前記出力端に負性抵抗
回路を接続するとともに、その負性抵抗回路と共振回路
による発振信号を出力する出力部を設ける。Further, when a voltage controlled oscillator or the like is configured, a negative resistance circuit is connected to the output terminal and an oscillation signal is output by the negative resistance circuit and the resonance circuit. An output unit is provided.
【００２２】[0022]
【発明の実施の形態】この発明の第１の実施形態に係る
共振回路の構成を図１〜図５を参照して説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The configuration of a resonance circuit according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
【００２３】図１は共振回路の構造を示す図であり、
（Ａ）はその主要部の斜視図、（Ｂ）は分解断面図であ
る。この図において１０は誘電体板であり、その両主面
にそれぞれ円形の電極開口部１３，１４を有する電極１
１，１２を設けている。この構造により電極開口部１
３，１４部分がＴＥ０１０モードの誘電体共振器として
作用する。このような誘電体共振器を構成した誘電体板
１０の図における上面には結合線路などを設けた誘電体
シート状の回路基板１５を積層している。電極１１は回
路基板１５の接地電極としても用いている。FIG. 1 is a diagram showing the structure of a resonance circuit.
(A) is a perspective view of the main part, and (B) is an exploded sectional view. In this figure, reference numeral 10 denotes a dielectric plate, an electrode 1 having circular electrode openings 13 and 14 on both main surfaces thereof.
1, 12 are provided. This structure allows the electrode opening 1
The portions 3 and 14 function as a TE010 mode dielectric resonator. A circuit board 15 in the form of a dielectric sheet provided with coupling lines and the like is laminated on the upper surface of the dielectric plate 10 constituting such a dielectric resonator in the drawing. The electrode 11 is also used as a ground electrode of the circuit board 15.
【００２４】図１の（Ａ）において１は誘電体共振器で
ある。２，３がこの誘電体共振器１とそれぞれ結合する
結合線路であり、ここでは２が副線路、３が主線路であ
る。主線路３の一方の端部には終端抵抗８を接続してい
る。副線路２には、可変容量素子４、容量素子６および
インダクタンス素子からなる可変インピーダンス回路２
０を構成している。In FIG. 1A, reference numeral 1 denotes a dielectric resonator. Reference numerals 2 and 3 denote coupling lines respectively coupled to the dielectric resonator 1, and here, 2 is a sub line and 3 is a main line. A terminating resistor 8 is connected to one end of the main line 3. A variable impedance circuit 2 including a variable capacitance element 4, a capacitance element 6, and an inductance element
0.
【００２５】図２は上記可変インピーダンス回路部分の
構成を示す平面図である。この図において４が可変容量
素子であり、接地電極１１にスルーホールを通して接続
された接地電極７と副線路２の一端との間に接続してい
る。また、副線路２の所定位置と接地電極７との間に容
量素子６を接続している。上記可変容量素子４はたとえ
ばチップ状のバラクタダイオードであり、これを副線路
２の端部と接地電極７との間に実装している。また、上
記容量素子６はたとえばチップキャパシタであり、副線
路２と接地電極７との間に実装している。なお、このチ
ップキャパシタの代わりにインターディジタルキャパシ
タやマイクロストリップ線路で構成したキャパシタを用
いてもよい。FIG. 2 is a plan view showing the configuration of the variable impedance circuit. In this figure, reference numeral 4 denotes a variable capacitance element, which is connected between the ground electrode 7 connected to the ground electrode 11 through the through hole and one end of the sub-line 2. Further, a capacitance element 6 is connected between a predetermined position of the sub-line 2 and the ground electrode 7. The variable capacitance element 4 is, for example, a chip-shaped varactor diode, and is mounted between the end of the sub-line 2 and the ground electrode 7. The capacitance element 6 is, for example, a chip capacitor, and is mounted between the sub-line 2 and the ground electrode 7. Note that an interdigital capacitor or a capacitor formed of a microstrip line may be used instead of the chip capacitor.
【００２６】上記共振回路の等価回路を図４に示す。図
４において５′は副線路２に対する容量素子６の接続点
から可変容量素子４までの伝送線路である。主線路３の
一端１８は出力端子として用いる。FIG. 4 shows an equivalent circuit of the above resonance circuit. In FIG. 4, reference numeral 5 'denotes a transmission line from the connection point of the capacitive element 6 to the sub-line 2 to the variable capacitive element 4. One end 18 of the main line 3 is used as an output terminal.
【００２７】図３は可変容量素子の容量変化による位相
角変化をアドミッタンススミスチャート上に示したもの
である。FIG. 3 shows a change in phase angle due to a change in capacitance of the variable capacitance element on an admittance Smith chart.
【００２８】前記誘電体板１０の比誘電率を２４、誘電
体板１０の厚さを０．７６ｍｍ、電極開口部の直径を
３．０ｍｍとすれば、ほぼ３０ＧＨｚでＴＥ０１０モー
ドの共振が生じる誘電体共振器が得られる。回路基板１
５としては、比誘電率３．５の誘電体シートを用いるこ
とができる。図２に示したように、副線路２に対する容
量素子６の接続点Ａから可変容量素子４までの伝送線路
５′はインダクタンス素子として用いる。ここでは、こ
の伝送線路５′の長さを１．２ｍｍのマイクロストリッ
プ線路とし、可変容量素子４の容量変化を０．２ｐＦ〜
２．０ｐＦとする。このとき、可変容量素子におけるア
ドミッタンスは図３においてＡ〜Ｂに変化する。これは
位相角で−１２４〜−１７４°の変化に相当する。ま
た、可変容量素子４の寄生成分と、接続される伝送線路
５′の回路定数により、Ａ点から可変容量素子側を見た
回路のアドミッタンスは図３においてＣ点〜Ｄ点に変化
する。これは位相角で１７０〜１２０°の変化となる。
図３のＣ点のサセプタンス軸の目盛は−１１、Ｄ点は−
１．７５である。ここでは、チャートの中心を１／５０
Ωすなわち２０ｍＳとしているので、Ａ点から可変容量
素子側を見た回路のサセプタンスは−１１＊２０ｍＳ＝
−２２０ｍＳから−１．７５＊２０ｍＳ＝−３５ｍＳま
で変化する。If the relative permittivity of the dielectric plate 10 is 24, the thickness of the dielectric plate 10 is 0.76 mm, and the diameter of the electrode opening is 3.0 mm, the TE010 mode resonance occurs at approximately 30 GHz. A body resonator is obtained. Circuit board 1
As 5, a dielectric sheet having a relative dielectric constant of 3.5 can be used. As shown in FIG. 2, the transmission line 5 'from the connection point A of the capacitive element 6 to the sub-line 2 to the variable capacitive element 4 is used as an inductance element. Here, the length of the transmission line 5 ′ is a microstrip line of 1.2 mm, and the capacitance change of the variable capacitance element 4 is 0.2 pF to 0.2 μF.
2.0 pF. At this time, the admittance in the variable capacitance element changes from A to B in FIG. This corresponds to a change in the phase angle of -124 to -174 °. The admittance of the circuit as viewed from the point A to the side of the variable capacitance element changes from the point C to the point D in FIG. This results in a change of 170 to 120 ° in phase angle.
The scale of the susceptance axis at point C in FIG.
1.75. Here, the center of the chart is 1/50
Ω, that is, 20 mS, the susceptance of the circuit as viewed from the point A to the variable capacitance element side is −11 * 20 mS =
It changes from -220 mS to -1.75 * 20 mS = -35 mS.
【００２９】図２に示したＡ点に並列に接続する容量素
子６の容量を０．１ｐＦとすれば、可変インピーダンス
回路全体のアドミッタンスは、図３のＣ点，Ｄ点をそれ
ぞれ０．１ｐＦ分だけ等コンダクタンス曲線上を時計方
向に移動させた点、すなわち図３のＥ点，Ｆ点に変化す
る。これはサセプタンスで−２００ｍＳから−１６ｍＳ
までの変化、位相角で１６９〜７６°の変化に相当し、
容量素子６を設けない場合の元の位相角変化−１２４〜
−１７４°に比べて変化幅が大きくなったことが判る。
すなわちこれによって共振回路の共振周波数可変幅が増
大したことになる。Assuming that the capacitance of the capacitive element 6 connected in parallel to the point A shown in FIG. 2 is 0.1 pF, the admittance of the entire variable impedance circuit is 0.1 pF at points C and D in FIG. However, the point changes to a point moved clockwise on the equal conductance curve, that is, points E and F in FIG. This is a susceptance of -200mS to -16mS
Up to 169-76 ° in phase angle,
Original phase angle change when no capacitive element 6 is provided -124 to
It can be seen that the change width is larger than -174 °.
In other words, this means that the resonance frequency variable width of the resonance circuit has increased.
【００３０】前記伝送線路５′の代わりに、たとえば２
５０ｐＨのインダクタンスを有するインダクタンス素子
を直列に接続した場合、可変容量素子の０．２ｐＦ〜
２．０ｐＦの変化は位相角変化で１６４〜９６°の変化
に相当する。このようにインダクタンス素子部分は伝送
線路であってもインダクタであってもほぼ同様の効果が
得られる。Instead of the transmission line 5 ', for example, 2
When an inductance element having an inductance of 50 pH is connected in series, a variable capacitance element of 0.2 pF to
A change of 2.0 pF corresponds to a change in phase angle of 164 to 96 °. Thus, substantially the same effect can be obtained whether the inductance element portion is a transmission line or an inductor.
【００３１】次に第２の実施形態に係る共振回路の主要
部の構成を図５に示す。図２に示した例では、副線路２
の所定位置と接地電極７との間に容量素子６を接続した
が、図５に示す例では、このような一端を接地した容量
素子の代わりに、一端を開放した所定長の線路によるオ
ープンスタブ９を副線路２の所定位置に設ける。線路上
の波長をλとすれば、通常λ／４より短いオープンスタ
ブであれば容量性を示すので、その範囲で所定の等価的
な容量値となるように線路９の線路長を定める。たとえ
ば比誘電率３．５、厚さ０．３ｍｍの回路基板を用い
て、線路９の長さを０．９ｍｍに設定した場合、その容
量値は約０．１ｐＦとなり、上記実施形態の場合と同様
の効果が得られる。Next, FIG. 5 shows the configuration of the main part of the resonance circuit according to the second embodiment. In the example shown in FIG.
The capacitor 6 is connected between the predetermined position and the ground electrode 7. In the example shown in FIG. 5, instead of such a capacitor having one end grounded, an open stub formed by a line having a predetermined length opened at one end is used. 9 is provided at a predetermined position on the sub-line 2. Assuming that the wavelength on the line is λ, an open stub shorter than λ / 4 usually indicates a capacitance, so the line length of the line 9 is determined so as to have a predetermined equivalent capacitance value within that range. For example, when a circuit board having a relative dielectric constant of 3.5 and a thickness of 0.3 mm is used and the length of the line 9 is set to 0.9 mm, the capacitance value is about 0.1 pF, which is different from that of the above embodiment. Similar effects can be obtained.
【００３２】図６は第３の実施形態に係る共振回路の主
要部の構成を示す図である。構造上は図２に示したもの
と同様であるが、ここでは、副線路２の所定位置と接地
電極７との間に可変容量素子６′を接続している。ここ
では可変容量素子４を第１の可変容量素子、可変容量素
子６′を第２の可変容量素子という。FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a main part of a resonance circuit according to the third embodiment. The structure is the same as that shown in FIG. 2, but here, a variable capacitance element 6 ′ is connected between a predetermined position of the sub-line 2 and the ground electrode 7. Here, the variable capacitance element 4 is called a first variable capacitance element, and the variable capacitance element 6 'is called a second variable capacitance element.
【００３３】図６において、第１の可変容量素子４が低
容量値（ＣＳ）〜高容量値（ＣＬ）に変化することによ
り、Ａ点から第１の可変容量素子４側を見た回路のサセ
プタンスはＢCS〜ＢCLの間で変化し、ＢCS＜ＢCL（但し
ＢCS，ＢCL＜０）の関係となる。また、第２の可変容量
素子６′は副線路に直接接続されているため、容量性の
サセプタンス（ＢCS2 ，ＢCL2 ＞０）となっていて、第
２の可変容量素子６′が低容量値（ＣＳ）〜高容量値
（ＣＬ）に変化することにより、そのサセプタンスは、
ＢCS2 〜ＢCL2 （ＢCS2 ＜ＢCL2 ）の間で変化する。In FIG. 6, when the first variable capacitance element 4 changes from the low capacitance value (CS) to the high capacitance value (CL), the circuit of the first variable capacitance element 4 viewed from the point A is viewed. susceptance varies between B CS .about.B CL, a relationship of B CS <B CL (where B CS, B CL <0) . Further, since the second variable capacitance element 6 'is directly connected to the sub-line, it has a capacitive susceptance (B CS2 , B CL2 > 0), and the second variable capacitance element 6' has a low capacitance. By changing from the value (CS) to the high capacitance value (CL), the susceptance becomes
It changes between B CS2 and B CL2 (B CS2 <B CL2 ).
【００３４】第１・第２の両者を考慮にいれたサセプタ
ンスは低容量側、高容量側でそれぞれ（ＢCS＋
ＢCS2 ）、（ＢCL＋ＢCL2 ）となるが、第２の可変容量
素子５′が低容量値であるときには、この第２の可変容
量素子５′を並列接続したことによる可変インピーダン
ス回路のサセプタンス変化は小さく、第２の可変容量素
子５′が高容量値であるときには、この第２の可変容量
素子５′を並列接続したことによる可変インピーダンス
回路のサセプタンス変化は大きくなる。The susceptance taking into account both the first and the second is (B CS +
B CS2 ) and (B CL + B CL2 ), but when the second variable capacitance element 5 ′ has a low capacitance value, the susceptance of the variable impedance circuit due to the parallel connection of the second variable capacitance element 5 ′ The change is small, and when the second variable capacitance element 5 'has a high capacitance value, the susceptance change of the variable impedance circuit due to the connection of the second variable capacitance element 5' in parallel becomes large.
【００３５】すなわち上記ＢCSは図３においてＣ点に対
応し、ＢCLはＤ点に対応する。一方、第２の可変容量素
子６′のすぐ隣の位置（図６のＡ点）を基準点としてい
るので、第２の可変容量素子６′のサセプタンス変化Ｂ
CS2 〜ＢCL2 は、図２に示した第１の実施形態におい
て、バラクタダイオード４のアドミッタンス（サセプタ
ンス）変化に等しく、ＢCS2 は図３のＡ点に対応し、Ｂ
CL2 は図３のＢ点に対応する。That is, B CS corresponds to point C in FIG. 3, and B CL corresponds to point D in FIG. On the other hand, since the position immediately adjacent to the second variable capacitance element 6 '(point A in FIG. 6) is used as a reference point, the susceptance change B of the second variable capacitance element 6'
CS2 .about.B CL2, in the first embodiment shown in FIG. 2, equal to admittance (susceptance) change of varactor diodes 4, B CS2 corresponds to point A in FIG. 3, B
CL2 corresponds to point B in FIG.
【００３６】上記サセプタンスの和（ＢCS＋ＢCS2 ）は
図３における（Ｃ点のサセプタンス）＋（Ａ点のサセプ
タンス）であり、負の大きなサセプタンス（図３では−
１０）と正の小さなサセプタンス（図３では＋２）の和
であるため、その値は−８となって、Ｃ点から動く量は
僅かである。一方、上記サセプタンスの和（ＢCL＋Ｂ
CL2 ）は図３における（Ｄ点のサセプタンス）＋（Ｂ点
のサセプタンス）であり、負の小さなサセプタンス（−
１．８）と正の大きなサセプタンス（＋２０）の和であ
るため、その値はほぼ１８となって、足し合わせの結果
は正となる。このことは、図３に示したＦ点がさらに時
計回りに回転し、上半分の領域を超えて下半分の領域の
Ｂ点付近にまで回り込むことを意味する。したがって、
図６に示した例では、図３のＥ点〜Ｆ点の変化よりさら
に大きな変化が得られる。The sum of the above susceptances (B CS + B CS2 ) is (susceptance at point C) + (susceptance at point A) in FIG. 3, and is a large negative susceptance (−in FIG. 3).
10) and a small positive susceptance (+2 in FIG. 3), the value is -8, and the amount of movement from the point C is small. On the other hand, the sum of the above susceptances (B CL + B
CL2 ) is (susceptance at point D) + (susceptance at point B) in FIG. 3, and is a small negative susceptance (−
1.8) and a large positive susceptance (+20), the value is almost 18, and the sum is positive. This means that the point F shown in FIG. 3 further rotates clockwise and goes around the point B in the lower half area beyond the upper half area. Therefore,
In the example shown in FIG. 6, a larger change is obtained than the change at points E to F in FIG.
【００３７】次に第４の実施形態として、発振回路の構
成例を図７および図８を参照して説明する。Next, as a fourth embodiment, an example of the configuration of an oscillation circuit will be described with reference to FIGS.
【００３８】図７は発振回路の等価回路図である。この
発振回路は、図４に示した共振回路の出力端子１８に負
性抵抗回路を接続して、全体として発振回路を構成した
ものである。すなわち図７において１６はたとえばＧａ
ＡｓＨＥＭＴ構造のＦＥＴであり、これを負性抵抗回路
として用い、主線路３の一端に接続することによって帯
域反射型発振回路を構成している。その発振周波数は誘
電体共振器１の共振周波数、誘電体共振器１と主線路３
との結合位置から負性抵抗回路までの距離、および可変
インピーダンス回路とによって定まり、発振信号が出力
端子１７から取り出される。FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the oscillation circuit. In this oscillation circuit, a negative resistance circuit is connected to the output terminal 18 of the resonance circuit shown in FIG. 4 to constitute an oscillation circuit as a whole. That is, in FIG.
This is an FET having an AsHEMT structure, which is used as a negative resistance circuit, and is connected to one end of the main line 3 to constitute a band reflection type oscillation circuit. The oscillation frequency is the resonance frequency of the dielectric resonator 1, the dielectric resonator 1 and the main line 3
The oscillation signal is extracted from the output terminal 17 depending on the distance from the coupling position to the negative resistance circuit and the variable impedance circuit.
【００３９】図７に示した発振回路において可変容量素
子４に与える制御電圧と発振周波数との関係を図８に示
す。同図においてＮは容量素子６を接続しない場合、Ａ
は接続した場合についてそれぞれ示している。このよう
に副線路の所定位置に容量素子を接続したことにより、
周波数可変幅が約２倍に広がる。FIG. 8 shows the relationship between the control voltage applied to the variable capacitance element 4 and the oscillation frequency in the oscillation circuit shown in FIG. In the figure, N denotes A when the capacitance element 6 is not connected.
Indicates the case of connection. By connecting the capacitive element to the predetermined position of the sub line in this way,
The frequency variable width spreads about twice.
【００４０】次に第５の実施形態に係る共振回路に用い
る可変インピーダンス回路の構成を図９に示す。先に示
した各実施形態では、副線路２の所定位置と接地電極と
の間に容量素子を設けたが、この図９に示す例では、副
線路２の一端に容量素子６を接続し、可変容量素子４の
一端を接地するとともに、この可変容量素子４の他端と
容量素子６の他端との間を伝送線路５′で接続してい
る。すなわち、副線路２に直列に容量素子６を接続した
ものと言い換えることができる。Next, FIG. 9 shows the configuration of a variable impedance circuit used in the resonance circuit according to the fifth embodiment. In each of the above-described embodiments, the capacitive element is provided between the predetermined position of the sub-line 2 and the ground electrode. In the example shown in FIG. 9, the capacitive element 6 is connected to one end of the sub-line 2. One end of the variable capacitance element 4 is grounded, and the other end of the variable capacitance element 4 and the other end of the capacitance element 6 are connected by a transmission line 5 '. That is, it can be said that the capacitance element 6 is connected to the sub-line 2 in series.
【００４１】図９において可変容量素子４の容量変化を
０．２ｐＦ〜２．０ｐＦとすれば、これは位相角で−１
２４〜−１７４°の変化に対応する。伝送線路５′の長
さを１．６ｍｍとし、可変容量素子４の容量値変化によ
りＡ点から見た回路の位相角が６〜５０°に変化するも
のとすると、これはリアクタンスとして１０００〜９５
Ωの変化に対応する。そしてＡ点に直列に０．１ｐＦの
容量素子６を接続したことにより、可変インピーダンス
回路のリアクタンスは９５０〜４２Ωの範囲で変化する
ことになる。これは位相角で６〜１００°の変化に対応
し、もとの位相角変化−１２４〜−１７４°から比べて
変化幅が大きくなることがわかる。その結果、共振周波
数の可変幅を広げることができる。In FIG. 9, if the capacitance change of the variable capacitance element 4 is 0.2 pF to 2.0 pF, this is -1 in phase angle.
Corresponds to a change of 24-174 °. Assuming that the length of the transmission line 5 'is 1.6 mm and the phase angle of the circuit viewed from the point A changes from 6 to 50 [deg.] Due to a change in the capacitance value of the variable capacitance element 4, this is 1000 to 95 as reactance.
Corresponds to changes in Ω. Then, by connecting the capacitive element 6 of 0.1 pF in series to the point A, the reactance of the variable impedance circuit changes in the range of 950 to 42Ω. This corresponds to a change in the phase angle of 6 to 100 °, and it can be seen that the change width is larger than the original phase angle change of −124 to −174 °. As a result, the variable width of the resonance frequency can be increased.
【００４２】図９に示した共振回路を用いた発振回路の
等価回路図を図１０に示す。このように、誘電体共振器
１に対して、副線路２とともに主線路３を結合させ、主
線路３の一端を終端抵抗８により終端させ、他端にＦＥ
Ｔ１６による負性抵抗回路を接続することによって発振
回路を構成することができる。FIG. 10 shows an equivalent circuit diagram of an oscillation circuit using the resonance circuit shown in FIG. As described above, the main line 3 is coupled to the dielectric resonator 1 together with the sub-line 2, one end of the main line 3 is terminated by the terminating resistor 8, and the FE is connected to the other end.
An oscillation circuit can be configured by connecting a negative resistance circuit based on T16.
【００４３】[0043]
【発明の効果】請求項１に係る発明によれば、主として
可変容量素子のキャパシタンスをＣ、インダクタンス素
子のインダクタンスをＬとするＬＣ並列共振回路の共振
周波数付近で、Ｃの変化に対して可変インピーダンス回
路部分のサセプタンス変化が大きくなるようにＬの値を
設定すれば、可変容量素子の容量値の僅かな変化で大き
な位相角変化が得られる。According to the first aspect of the present invention, when the capacitance of the variable capacitance element is C and the inductance of the inductance element is L near the resonance frequency of the LC parallel resonance circuit, the variable impedance changes with respect to the change of C. If the value of L is set so that the susceptance change of the circuit portion becomes large, a large change in the phase angle can be obtained by a slight change in the capacitance value of the variable capacitance element.
【００４４】請求項２に係る発明によれば、前記インダ
クタンス素子を、誘電体基板上に形成した伝送線路で容
易に構成することができる。According to the second aspect of the present invention, the inductance element can be easily constituted by a transmission line formed on a dielectric substrate.
【００４５】請求項３に係る発明によれば、前記新たに
付加する容量素子を、誘電体基板上に形成した伝送線路
で容易に構成することができる。According to the third aspect of the present invention, the newly added capacitive element can be easily constituted by a transmission line formed on a dielectric substrate.
【００４６】請求項４に係る発明によれば、共振周波数
可変幅をより広くすることができる。According to the fourth aspect of the present invention, the resonance frequency variable width can be made wider.
【００４７】請求項５に係る発明によれば、主として可
変容量素子をＣ、インダクタンス素子をＬとするＬＣ直
列共振回路の共振周波数付近でＣの変化に対してリアク
タンス変化が大きくなるようにＬの値を設定すれば、可
変容量素子の僅かな容量値の変化で大きな位相角変化が
得られる。According to the fifth aspect of the present invention, the value of L is changed so that the reactance change becomes large with respect to the change of C around the resonance frequency of the LC series resonance circuit mainly including the variable capacitance element as C and the inductance element as L. If the value is set, a large change in the phase angle can be obtained by a slight change in the capacitance value of the variable capacitance element.
【００４８】請求項６に係る発明によれば、可変容量素
子の容量値によって共振周波数が大幅に変化する共振回
路を利用した共振回路装置が得られる。According to the sixth aspect of the present invention, there is provided a resonance circuit device using a resonance circuit whose resonance frequency varies greatly depending on the capacitance value of the variable capacitance element.
【００４９】請求項７に係る発明によれば、前記出力端
に負性抵抗回路を接続するとともに、その負性抵抗回路
と共振回路による発振信号を出力する出力部を設けるこ
とによって、発振周波数可変幅の広い発振回路が得られ
る。According to the seventh aspect of the present invention, a negative resistance circuit is connected to the output terminal, and an output section for outputting an oscillation signal by the negative resistance circuit and the resonance circuit is provided, so that the oscillation frequency can be varied. A wide oscillation circuit can be obtained.
【図１】第１の実施形態に係る共振回路の構成を示す斜
視図および分解断面図FIG. 1 is a perspective view and an exploded cross-sectional view illustrating a configuration of a resonance circuit according to a first embodiment.
【図２】同共振回路における可変インピーダンス回路部
分の構成を示す図FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a variable impedance circuit portion in the resonance circuit.
【図３】容量素子の付加によるアドミッタンス変化の例
を示す図FIG. 3 is a diagram showing an example of an admittance change due to the addition of a capacitive element;
【図４】共振回路の等価回路図FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of a resonance circuit.
【図５】第２の実施形態に係る共振回路における可変イ
ンピーダンス回路部分の構成図FIG. 5 is a configuration diagram of a variable impedance circuit portion in a resonance circuit according to a second embodiment.
【図６】第３の実施形態に係る共振回路における可変イ
ンピーダンス回路部分の構成図FIG. 6 is a configuration diagram of a variable impedance circuit portion in a resonance circuit according to a third embodiment.
【図７】第４の実施形態に係る発振回路の等価回路図FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of an oscillation circuit according to a fourth embodiment.
【図８】同発振回路の制御電圧に対する発振周波数変化
の例を示す図FIG. 8 is a diagram showing an example of an oscillation frequency change with respect to a control voltage of the oscillation circuit.
【図９】第５の実施形態に係る共振回路における可変イ
ンピーダンス回路部分の構成図FIG. 9 is a configuration diagram of a variable impedance circuit portion in a resonance circuit according to a fifth embodiment.
【図１０】同共振回路を用いた発振回路の等価回路図FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of an oscillation circuit using the resonance circuit.
【図１１】従来の発振回路の等価回路図FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of a conventional oscillation circuit.
１−誘電体共振器 ２−結合線路（副線路） ３−結合線路（主線路） ４−可変容量素子（バラクタダイオード） ５−インダクタンス素子 ５′−伝送線路 ６−容量素子 ６′−可変容量素子 ７−接地電極 ８−終端抵抗 ９−線路（オープンスタブ） １０−誘電体板 １１，１２−電極 １３，１４−電極開口部 １５−回路基板 １６−ＦＥＴ １７，１８−出力端子 ２０−可変インピーダンス回路 1-dielectric resonator 2-coupling line (sub-line) 3-coupling line (main line) 4-variable capacitance element (varactor diode) 5-inductance element 5'-transmission line 6-capacitance element 6'-variable capacitance element 7-ground electrode 8-terminating resistor 9-line (open stub) 10-dielectric plate 11,12-electrode 13,14-electrode opening 15-circuit board 16-FET 17,18-output terminal 20-variable impedance circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 康生 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内 (72)発明者 飯尾 憲一 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内 ──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page (72) Inventor Yasuo Fujii 2-26-10 Tenjin, Nagaokakyo-shi, Kyoto Inside Murata Manufacturing Co., Ltd. (72) Kenichi Iio 2-26-10 Tenjin, Nagaokakyo-shi, Kyoto Stock Company Murata Manufacturing
Claims (7)
する線路と、該線路に接続した可変インピーダンス回路
とから成る共振回路において、 前記可変インピーダンス回路は、一端を前記線路に接続
し、他端を接地した容量素子と、一端を接地した可変容
量素子と、この可変容量素子の他端と前記容量素子の一
端との間に接続したインダクタンス素子とから構成され
たことを特徴とする共振回路。1. A resonance circuit comprising a dielectric resonator, a line coupled to the dielectric resonator, and a variable impedance circuit connected to the line, wherein the variable impedance circuit has one end connected to the line. , A capacitance element having the other end grounded, a variable capacitance element having one end grounded, and an inductance element connected between the other end of the variable capacitance element and one end of the capacitance element. Resonant circuit.
上に形成した伝送線路で構成したことを特徴とする請求
項１に記載の共振回路。2. The resonance circuit according to claim 1, wherein said inductance element is constituted by a transmission line formed on a dielectric substrate.
れ、他端が開放された線路で構成したことを特徴とする
請求項１または２に記載の共振回路。3. The resonance circuit according to claim 1, wherein the capacitive element is configured as a line having one end connected to the line and the other end open.
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の共振
回路。4. The resonance circuit according to claim 1, wherein said capacitance element comprises a variable capacitance element.
する線路と、該線路に接続した可変インピーダンス回路
とから成る共振回路において、 前記可変インピーダンス回路は、一端を前記線路に接続
した容量素子と、一端を接地した可変容量素子と、この
可変容量素子の他端と前記容量素子の他端との間に接続
した伝送線路とで構成したことを特徴とする共振回路。5. A resonance circuit comprising a dielectric resonator, a line coupled to the dielectric resonator, and a variable impedance circuit connected to the line, wherein one end of the variable impedance circuit is connected to the line. A resonance circuit comprising: a capacitance element; a variable capacitance element having one end grounded; and a transmission line connected between the other end of the variable capacitance element and the other end of the capacitance element.
誘電体共振器に結合する前記線路とは別の線路を、請求
項１〜５のうちいずれかに記載の共振回路に設けたこと
を特徴とする共振回路。6. A resonance circuit according to claim 1, wherein one end is grounded and the other end is an output end, and another line different from said line coupled to said dielectric resonator is provided. A resonance circuit characterized by that.
を接続するとともに、該負性抵抗回路と前記共振回路に
よる発振信号を出力する出力部を設けたことを特徴とす
る発振回路。7. An oscillation circuit, wherein a negative resistance circuit is connected to the output terminal according to claim 6, and an output section for outputting an oscillation signal from the negative resistance circuit and the resonance circuit is provided. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4201898A JPH11239012A (en) | 1998-02-24 | 1998-02-24 | Resonator circuit and oscillator circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4201898A JPH11239012A (en) | 1998-02-24 | 1998-02-24 | Resonator circuit and oscillator circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11239012A true JPH11239012A (en) | 1999-08-31 |
Family
ID=12624441
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4201898A Pending JPH11239012A (en) | 1998-02-24 | 1998-02-24 | Resonator circuit and oscillator circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11239012A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020068954A (en) * | 2001-02-22 | 2002-08-28 | 알프스 덴키 가부시키가이샤 | Microwave oscillator improving phase noise of oscillating signal |
| KR100563595B1 (en) * | 2002-03-21 | 2006-03-23 | 주식회사 서일하이텍 | High frequency generator using dielectric resonator |
| WO2023157529A1 (en) * | 2022-02-18 | 2023-08-24 | 株式会社村田製作所 | Wireless power transmission system |
-
1998
- 1998-02-24 JP JP4201898A patent/JPH11239012A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020068954A (en) * | 2001-02-22 | 2002-08-28 | 알프스 덴키 가부시키가이샤 | Microwave oscillator improving phase noise of oscillating signal |
| KR100563595B1 (en) * | 2002-03-21 | 2006-03-23 | 주식회사 서일하이텍 | High frequency generator using dielectric resonator |
| WO2023157529A1 (en) * | 2022-02-18 | 2023-08-24 | 株式会社村田製作所 | Wireless power transmission system |
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