JPH11239012A - Resonator circuit and oscillator circuit - Google Patents
Resonator circuit and oscillator circuitInfo
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- JPH11239012A JPH11239012A JP4201898A JP4201898A JPH11239012A JP H11239012 A JPH11239012 A JP H11239012A JP 4201898 A JP4201898 A JP 4201898A JP 4201898 A JP4201898 A JP 4201898A JP H11239012 A JPH11239012 A JP H11239012A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は高周波帯、特にミ
リ波領域で使用される共振器および発振器に関するもの
である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a resonator and an oscillator used in a high frequency band, particularly in a millimeter wave region.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来より、高周波帯域で使用される電圧
制御発振器(以下VCOと言う。)やフィルタ等におい
ては、その位相雑音特性および周波数安定度を高めるた
めに、誘電体共振器が用いられている。2. Description of the Related Art Hitherto, a dielectric resonator has been used in a voltage controlled oscillator (hereinafter referred to as a VCO), a filter, and the like used in a high frequency band in order to improve the phase noise characteristic and the frequency stability. ing.
【0003】このような誘電体共振器を用いた装置にお
いては、誘電体共振器の共振周波数を制御信号によって
変化させる場合、静電容量(以下単に容量と言う。)を
装荷した線路を誘電体共振器に結合させ、その容量を変
えることによって行っている。In an apparatus using such a dielectric resonator, when the resonance frequency of the dielectric resonator is changed by a control signal, a line loaded with a capacitance (hereinafter simply referred to as a capacitance) is connected to the dielectric resonator. This is done by coupling to a resonator and changing its capacitance.
【0004】ここで従来のVCOの構成例を図11に示
す。図11において1は誘電体共振器であり、この誘電
体共振器1に結合する2つの結合線路2,3を配置して
いる。結合線路3は帯域反射用結合線路(以下「主線
路」という。)であり、一方の端部に終端抵抗8を接続
している。他端には負性抵抗回路を接続する。結合線路
2は周波数調整用結合線路(以下「副線路」という。)
であり、一方の端部を開放し、他端に可変容量素子4を
接続している。FIG. 11 shows a configuration example of a conventional VCO. In FIG. 11, reference numeral 1 denotes a dielectric resonator, and two coupling lines 2 and 3 coupled to the dielectric resonator 1 are arranged. The coupling line 3 is a band reflection coupling line (hereinafter referred to as “main line”), and a terminating resistor 8 is connected to one end. A negative resistance circuit is connected to the other end. The coupling line 2 is a frequency adjustment coupling line (hereinafter referred to as “sub-line”).
And one end is open, and the variable capacitance element 4 is connected to the other end.
【0005】上記VCOは、主線路3に接続した負性抵
抗回路から主線路3に対する誘電体共振器1の結合位置
までの距離、負性抵抗回路の反射位相、および共振回路
の反射位相に応じて定まる発振条件を満足する発振周波
数で発振する。また共振回路の反射位相は誘電体共振器
1に結合する副線路2の装荷容量によって変化し、その
装荷容量は可変容量素子4の容量値によって変化するの
で、この可変容量素子4の容量値を電圧制御することに
よって発振周波数を制御している。The VCO depends on the distance from the negative resistance circuit connected to the main line 3 to the coupling position of the dielectric resonator 1 to the main line 3, the reflection phase of the negative resistance circuit, and the reflection phase of the resonance circuit. Oscillation at an oscillation frequency that satisfies the oscillation conditions determined by Further, the reflection phase of the resonance circuit changes depending on the load capacity of the sub-line 2 coupled to the dielectric resonator 1, and the load capacity changes depending on the capacitance value of the variable capacitance element 4. The oscillation frequency is controlled by voltage control.
【0006】[0006]
【発明が解決しようとする課題】このように可変容量素
子を用いたVCOの周波数可変幅は、可変容量素子4の
位相角変化量、副線路2のインピーダンスおよび副線路
2と誘電体共振器1との結合量に比例する。したがって
周波数可変幅の広いVCOを得るには、位相角変化量の
大きな可変容量素子4を用いるか、副線路と誘電体共振
器との結合度を大きくすればよい。しかし、副線路2と
誘電体共振器との結合量は結合構造により制限を受け、
副線路2のインピーダンスもその線路の形状により制限
を受ける。そのため、周波数可変幅を増すには、位相角
変化量の大きな可変容量素子を使用することが必須であ
った。As described above, the frequency variable width of the VCO using the variable capacitance element includes the phase angle change amount of the variable capacitance element 4, the impedance of the sub-line 2, and the sub-line 2 and the dielectric resonator 1. Is proportional to the amount of binding. Therefore, in order to obtain a VCO having a wide frequency variable width, it is only necessary to use the variable capacitance element 4 having a large phase angle change amount or to increase the degree of coupling between the sub-line and the dielectric resonator. However, the coupling amount between the sub-line 2 and the dielectric resonator is limited by the coupling structure.
The impedance of the sub-line 2 is also limited by the shape of the line. Therefore, in order to increase the frequency variable width, it is necessary to use a variable capacitance element having a large phase angle variation.
【0007】ところが、可変容量素子の位相角変化量
は、可変容量素子の特性(物性値)および可変容量素子
のパッケージによる寄生成分(直列寄生インダクタンス
および並列寄生キャパシタンス)によって制限され、特
にミリ波帯においては可変容量素子の位相角変化量を大
きくすることが困難であった。However, the amount of change in the phase angle of the variable capacitance element is limited by the characteristics (physical property values) of the variable capacitance element and the parasitic components (series parasitic inductance and parallel parasitic capacitance) due to the package of the variable capacitance element. In this case, it was difficult to increase the amount of phase angle change of the variable capacitance element.
【0008】すなわち、一般に、可変容量素子の位相角
φは次式で表される。That is, generally, the phase angle φ of a variable capacitance element is expressed by the following equation.
【0009】tanφ=2ωC/(ω2 C2 −1) ただし、ω=2πfで、fは周波数、Cは可変容量素子
の容量である。したがって、可変容量素子の容量値Cが
大きくなると、その位相角φは180°に近づき、容量
変化が大きくなっても位相角の変化は小さくなってしま
う。一方、周波数が高くなるほど可変容量素子のサセプ
タンスが大きくなり、サセプタンス変化の割に位相角変
化が小さくなってしまう。したがって周波数が高くなる
ほど、容量値の小さな可変容量素子が必要となるが、実
現できる容量値には限度がある。さらに、可変容量素子
を誘電体板上に実装する際、可変容量素子と接地電極と
の間に寄生インダクタンスが生じるが、この寄生インダ
クタンスも位相角変化を小さくする方向に作用する。Tan φ = 2ωC / (ω 2 C 2 -1) where ω = 2πf, f is the frequency, and C is the capacitance of the variable capacitance element. Therefore, when the capacitance value C of the variable capacitance element increases, the phase angle φ approaches 180 °, and the change in the phase angle decreases even when the capacitance change increases. On the other hand, the higher the frequency, the larger the susceptance of the variable capacitance element, and the smaller the susceptance change, the smaller the phase angle change. Therefore, as the frequency increases, a variable capacitance element having a smaller capacitance value is required, but there is a limit to the achievable capacitance value. Further, when the variable capacitance element is mounted on the dielectric plate, a parasitic inductance is generated between the variable capacitance element and the ground electrode, and the parasitic inductance also acts in a direction to reduce the phase angle change.
【0010】以上の各種要因により、高周波帯における
共振回路を構成しようとすると、可変容量素子の位相角
変化を大きくすることが困難になり、そのため共振周波
数の可変幅を大きくとることができない。Due to the various factors described above, when an attempt is made to form a resonance circuit in a high frequency band, it is difficult to increase the change in the phase angle of the variable capacitance element, so that the variable width of the resonance frequency cannot be increased.
【0011】この発明の目的は、可変容量素子の位相角
変化量を増すことなく、共振周波数可変幅の広い共振回
路を提供することにある。An object of the present invention is to provide a resonance circuit having a wide resonance frequency variable width without increasing a phase angle change amount of a variable capacitance element.
【0012】またこの発明の目的は、共振周波数変化量
の大きな共振回路を用いて、発振周波数可変幅の広い発
振回路を提供することにある。It is another object of the present invention to provide an oscillation circuit having a wide oscillation frequency variable width using a resonance circuit having a large resonance frequency change amount.
【0013】[0013]
【課題を解決するための手段】この発明は、可変容量素
子の容量値(容量サセプタンス)の変化が小さくても、
そのサセプタンス変化による位相角の変化が大きく見え
るようにするために、可変インピーダンス回路部分に共
振系を導入する。請求項1に記載の発明では、誘電体共
振器と、該誘電体共振器に結合する線路と、該線路に接
続した可変インピーダンス回路とから成る共振回路にお
いて、前記可変インピーダンス回路を、一端が前記線路
に接続され他端が接地された容量素子と、一端が接地さ
れた可変容量素子と、この可変容量素子の他端と前記容
量素子の一端との間に接続されたインダクタンス素子と
から構成する。According to the present invention, even if the change of the capacitance value (capacitance susceptance) of the variable capacitance element is small,
In order to make the phase angle change due to the susceptance change look large, a resonance system is introduced into the variable impedance circuit portion. According to the first aspect of the present invention, in a resonance circuit including a dielectric resonator, a line coupled to the dielectric resonator, and a variable impedance circuit connected to the line, the variable impedance circuit has one end. It is composed of a capacitance element connected to the line and having the other end grounded, a variable capacitance element having one end grounded, and an inductance element connected between the other end of the variable capacitance element and one end of the capacitance element. .
【0014】このことによって、可変容量素子とインダ
クタンス素子との組み合わせにより得られる、インダク
タンス素子のインダクタンスをL、可変容量素子のキャ
パシタンスをCとするLC並列共振回路が構成される。
そこで、このLC並列共振回路の共振周波数付近でLの
変化に対して可変インピーダンス回路部分のサセプタン
ス変化が大きくなるようにCの値を設定する。そうすれ
ば、可変容量素子の容量値の僅かな変化が大きな位相角
変化となって現れる。Thus, an LC parallel resonance circuit is obtained in which the inductance of the inductance element is L and the capacitance of the variable capacitance element is C, which is obtained by combining the variable capacitance element and the inductance element.
Therefore, the value of C is set so that the susceptance change of the variable impedance circuit portion becomes large with respect to the change of L near the resonance frequency of the LC parallel resonance circuit. Then, a slight change in the capacitance value of the variable capacitance element appears as a large phase angle change.
【0015】前記インダクタンス素子としては、請求項
2に記載のとおり、誘電体基板上に形成した伝送線路で
構成することができる。[0015] The inductance element may be constituted by a transmission line formed on a dielectric substrate.
【0016】また、前記新たに付加する容量素子として
は、請求項3に記載のとおり、一端が前記線路に接続さ
れ、他端が開放された線路(オープンスタブ)で構成し
てもよい。The newly added capacitive element may be configured as a line (open stub) having one end connected to the line and the other end open.
【0017】さらに前記の新たに付加すべき容量素子と
してバラクタダイオード等の可変容量素子を用いてもよ
い。Further, a variable capacitance element such as a varactor diode may be used as the capacitance element to be newly added.
【0018】また、この発明は可変インピーダンス回路
のサセプタンス変化が小さい場合に、位相角の変化が大
きく見えるようにするために、請求項5に記載のとお
り、誘電体共振器と、該誘電体共振器に結合する線路
と、該線路に接続した可変インピーダンス回路とから成
る共振回路において、前記可変インピーダンス回路を、
一端が前記線路に接続された容量素子と、一端が接地さ
れた可変容量素子と、この可変容量素子の他端と前記容
量素子の他端との間に接続された伝送線路とで構成す
る。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a dielectric resonator, wherein the change in phase angle is seen to be large when the change in susceptance of the variable impedance circuit is small. In a resonance circuit composed of a line coupled to a device and a variable impedance circuit connected to the line, the variable impedance circuit is
It comprises a capacitance element having one end connected to the line, a variable capacitance element having one end grounded, and a transmission line connected between the other end of the variable capacitance element and the other end of the capacitance element.
【0019】この構成によって、主として可変容量素子
をC、インダクタンス素子をLとするLC直列共振回路
が構成される。そこで、このLC直列共振回路の共振周
波数付近でCの変化に対してリアクタンス変化が大きく
なるようにLの値を設定する。そうすれば可変容量素子
の僅かな容量値の変化が大きな位相角変化となって現れ
る。With this configuration, an LC series resonance circuit mainly including a variable capacitance element C and an inductance element L is configured. Therefore, the value of L is set so that the reactance change becomes large with respect to the change of C near the resonance frequency of the LC series resonance circuit. Then, a slight change in the capacitance value of the variable capacitance element appears as a large phase angle change.
【0020】このように可変容量素子の容量値によって
共振周波数が大幅に変化する共振回路が得られる。この
共振回路の共振周波数変化を利用した共振回路装置を構
成する場合、請求項6に記載のとおり、一端が接地され
他端を出力端とする、誘電体共振器に結合する別の線路
を設ければよい。As described above, a resonance circuit whose resonance frequency is greatly changed by the capacitance value of the variable capacitance element is obtained. In the case of configuring a resonance circuit device using the change in the resonance frequency of the resonance circuit, another line is provided as described in claim 6, which is coupled to the dielectric resonator and has one end grounded and the other end an output end. Just do it.
【0021】さらに電圧制御発振器などを構成する場合
には、請求項7に記載のとおり、前記出力端に負性抵抗
回路を接続するとともに、その負性抵抗回路と共振回路
による発振信号を出力する出力部を設ける。Further, when a voltage controlled oscillator or the like is configured, a negative resistance circuit is connected to the output terminal and an oscillation signal is output by the negative resistance circuit and the resonance circuit. An output unit is provided.
【0022】[0022]
【発明の実施の形態】この発明の第1の実施形態に係る
共振回路の構成を図1〜図5を参照して説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The configuration of a resonance circuit according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
【0023】図1は共振回路の構造を示す図であり、
(A)はその主要部の斜視図、(B)は分解断面図であ
る。この図において10は誘電体板であり、その両主面
にそれぞれ円形の電極開口部13,14を有する電極1
1,12を設けている。この構造により電極開口部1
3,14部分がTE010モードの誘電体共振器として
作用する。このような誘電体共振器を構成した誘電体板
10の図における上面には結合線路などを設けた誘電体
シート状の回路基板15を積層している。電極11は回
路基板15の接地電極としても用いている。FIG. 1 is a diagram showing the structure of a resonance circuit.
(A) is a perspective view of the main part, and (B) is an exploded sectional view. In this figure, reference numeral 10 denotes a dielectric plate, an electrode 1 having circular electrode openings 13 and 14 on both main surfaces thereof.
1, 12 are provided. This structure allows the electrode opening 1
The portions 3 and 14 function as a TE010 mode dielectric resonator. A circuit board 15 in the form of a dielectric sheet provided with coupling lines and the like is laminated on the upper surface of the dielectric plate 10 constituting such a dielectric resonator in the drawing. The electrode 11 is also used as a ground electrode of the circuit board 15.
【0024】図1の(A)において1は誘電体共振器で
ある。2,3がこの誘電体共振器1とそれぞれ結合する
結合線路であり、ここでは2が副線路、3が主線路であ
る。主線路3の一方の端部には終端抵抗8を接続してい
る。副線路2には、可変容量素子4、容量素子6および
インダクタンス素子からなる可変インピーダンス回路2
0を構成している。In FIG. 1A, reference numeral 1 denotes a dielectric resonator. Reference numerals 2 and 3 denote coupling lines respectively coupled to the dielectric resonator 1, and here, 2 is a sub line and 3 is a main line. A terminating resistor 8 is connected to one end of the main line 3. A variable impedance circuit 2 including a variable capacitance element 4, a capacitance element 6, and an inductance element
0.
【0025】図2は上記可変インピーダンス回路部分の
構成を示す平面図である。この図において4が可変容量
素子であり、接地電極11にスルーホールを通して接続
された接地電極7と副線路2の一端との間に接続してい
る。また、副線路2の所定位置と接地電極7との間に容
量素子6を接続している。上記可変容量素子4はたとえ
ばチップ状のバラクタダイオードであり、これを副線路
2の端部と接地電極7との間に実装している。また、上
記容量素子6はたとえばチップキャパシタであり、副線
路2と接地電極7との間に実装している。なお、このチ
ップキャパシタの代わりにインターディジタルキャパシ
タやマイクロストリップ線路で構成したキャパシタを用
いてもよい。FIG. 2 is a plan view showing the configuration of the variable impedance circuit. In this figure, reference numeral 4 denotes a variable capacitance element, which is connected between the ground electrode 7 connected to the ground electrode 11 through the through hole and one end of the sub-line 2. Further, a capacitance element 6 is connected between a predetermined position of the sub-line 2 and the ground electrode 7. The variable capacitance element 4 is, for example, a chip-shaped varactor diode, and is mounted between the end of the sub-line 2 and the ground electrode 7. The capacitance element 6 is, for example, a chip capacitor, and is mounted between the sub-line 2 and the ground electrode 7. Note that an interdigital capacitor or a capacitor formed of a microstrip line may be used instead of the chip capacitor.
【0026】上記共振回路の等価回路を図4に示す。図
4において5′は副線路2に対する容量素子6の接続点
から可変容量素子4までの伝送線路である。主線路3の
一端18は出力端子として用いる。FIG. 4 shows an equivalent circuit of the above resonance circuit. In FIG. 4, reference numeral 5 'denotes a transmission line from the connection point of the capacitive element 6 to the sub-line 2 to the variable capacitive element 4. One end 18 of the main line 3 is used as an output terminal.
【0027】図3は可変容量素子の容量変化による位相
角変化をアドミッタンススミスチャート上に示したもの
である。FIG. 3 shows a change in phase angle due to a change in capacitance of the variable capacitance element on an admittance Smith chart.
【0028】前記誘電体板10の比誘電率を24、誘電
体板10の厚さを0.76mm、電極開口部の直径を
3.0mmとすれば、ほぼ30GHzでTE010モー
ドの共振が生じる誘電体共振器が得られる。回路基板1
5としては、比誘電率3.5の誘電体シートを用いるこ
とができる。図2に示したように、副線路2に対する容
量素子6の接続点Aから可変容量素子4までの伝送線路
5′はインダクタンス素子として用いる。ここでは、こ
の伝送線路5′の長さを1.2mmのマイクロストリッ
プ線路とし、可変容量素子4の容量変化を0.2pF〜
2.0pFとする。このとき、可変容量素子におけるア
ドミッタンスは図3においてA〜Bに変化する。これは
位相角で−124〜−174°の変化に相当する。ま
た、可変容量素子4の寄生成分と、接続される伝送線路
5′の回路定数により、A点から可変容量素子側を見た
回路のアドミッタンスは図3においてC点〜D点に変化
する。これは位相角で170〜120°の変化となる。
図3のC点のサセプタンス軸の目盛は−11、D点は−
1.75である。ここでは、チャートの中心を1/50
Ωすなわち20mSとしているので、A点から可変容量
素子側を見た回路のサセプタンスは−11*20mS=
−220mSから−1.75*20mS=−35mSま
で変化する。If the relative permittivity of the dielectric plate 10 is 24, the thickness of the dielectric plate 10 is 0.76 mm, and the diameter of the electrode opening is 3.0 mm, the TE010 mode resonance occurs at approximately 30 GHz. A body resonator is obtained. Circuit board 1
As 5, a dielectric sheet having a relative dielectric constant of 3.5 can be used. As shown in FIG. 2, the transmission line 5 'from the connection point A of the capacitive element 6 to the sub-line 2 to the variable capacitive element 4 is used as an inductance element. Here, the length of the transmission line 5 ′ is a microstrip line of 1.2 mm, and the capacitance change of the variable capacitance element 4 is 0.2 pF to 0.2 μF.
2.0 pF. At this time, the admittance in the variable capacitance element changes from A to B in FIG. This corresponds to a change in the phase angle of -124 to -174 °. The admittance of the circuit as viewed from the point A to the side of the variable capacitance element changes from the point C to the point D in FIG. This results in a change of 170 to 120 ° in phase angle.
The scale of the susceptance axis at point C in FIG.
1.75. Here, the center of the chart is 1/50
Ω, that is, 20 mS, the susceptance of the circuit as viewed from the point A to the variable capacitance element side is −11 * 20 mS =
It changes from -220 mS to -1.75 * 20 mS = -35 mS.
【0029】図2に示したA点に並列に接続する容量素
子6の容量を0.1pFとすれば、可変インピーダンス
回路全体のアドミッタンスは、図3のC点,D点をそれ
ぞれ0.1pF分だけ等コンダクタンス曲線上を時計方
向に移動させた点、すなわち図3のE点,F点に変化す
る。これはサセプタンスで−200mSから−16mS
までの変化、位相角で169〜76°の変化に相当し、
容量素子6を設けない場合の元の位相角変化−124〜
−174°に比べて変化幅が大きくなったことが判る。
すなわちこれによって共振回路の共振周波数可変幅が増
大したことになる。Assuming that the capacitance of the capacitive element 6 connected in parallel to the point A shown in FIG. 2 is 0.1 pF, the admittance of the entire variable impedance circuit is 0.1 pF at points C and D in FIG. However, the point changes to a point moved clockwise on the equal conductance curve, that is, points E and F in FIG. This is a susceptance of -200mS to -16mS
Up to 169-76 ° in phase angle,
Original phase angle change when no capacitive element 6 is provided -124 to
It can be seen that the change width is larger than -174 °.
In other words, this means that the resonance frequency variable width of the resonance circuit has increased.
【0030】前記伝送線路5′の代わりに、たとえば2
50pHのインダクタンスを有するインダクタンス素子
を直列に接続した場合、可変容量素子の0.2pF〜
2.0pFの変化は位相角変化で164〜96°の変化
に相当する。このようにインダクタンス素子部分は伝送
線路であってもインダクタであってもほぼ同様の効果が
得られる。Instead of the transmission line 5 ', for example, 2
When an inductance element having an inductance of 50 pH is connected in series, a variable capacitance element of 0.2 pF to
A change of 2.0 pF corresponds to a change in phase angle of 164 to 96 °. Thus, substantially the same effect can be obtained whether the inductance element portion is a transmission line or an inductor.
【0031】次に第2の実施形態に係る共振回路の主要
部の構成を図5に示す。図2に示した例では、副線路2
の所定位置と接地電極7との間に容量素子6を接続した
が、図5に示す例では、このような一端を接地した容量
素子の代わりに、一端を開放した所定長の線路によるオ
ープンスタブ9を副線路2の所定位置に設ける。線路上
の波長をλとすれば、通常λ/4より短いオープンスタ
ブであれば容量性を示すので、その範囲で所定の等価的
な容量値となるように線路9の線路長を定める。たとえ
ば比誘電率3.5、厚さ0.3mmの回路基板を用い
て、線路9の長さを0.9mmに設定した場合、その容
量値は約0.1pFとなり、上記実施形態の場合と同様
の効果が得られる。Next, FIG. 5 shows the configuration of the main part of the resonance circuit according to the second embodiment. In the example shown in FIG.
The capacitor 6 is connected between the predetermined position and the ground electrode 7. In the example shown in FIG. 5, instead of such a capacitor having one end grounded, an open stub formed by a line having a predetermined length opened at one end is used. 9 is provided at a predetermined position on the sub-line 2. Assuming that the wavelength on the line is λ, an open stub shorter than λ / 4 usually indicates a capacitance, so the line length of the line 9 is determined so as to have a predetermined equivalent capacitance value within that range. For example, when a circuit board having a relative dielectric constant of 3.5 and a thickness of 0.3 mm is used and the length of the line 9 is set to 0.9 mm, the capacitance value is about 0.1 pF, which is different from that of the above embodiment. Similar effects can be obtained.
【0032】図6は第3の実施形態に係る共振回路の主
要部の構成を示す図である。構造上は図2に示したもの
と同様であるが、ここでは、副線路2の所定位置と接地
電極7との間に可変容量素子6′を接続している。ここ
では可変容量素子4を第1の可変容量素子、可変容量素
子6′を第2の可変容量素子という。FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a main part of a resonance circuit according to the third embodiment. The structure is the same as that shown in FIG. 2, but here, a variable capacitance element 6 ′ is connected between a predetermined position of the sub-line 2 and the ground electrode 7. Here, the variable capacitance element 4 is called a first variable capacitance element, and the variable capacitance element 6 'is called a second variable capacitance element.
【0033】図6において、第1の可変容量素子4が低
容量値(CS)〜高容量値(CL)に変化することによ
り、A点から第1の可変容量素子4側を見た回路のサセ
プタンスはBCS〜BCLの間で変化し、BCS<BCL(但し
BCS,BCL<0)の関係となる。また、第2の可変容量
素子6′は副線路に直接接続されているため、容量性の
サセプタンス(BCS2 ,BCL2 >0)となっていて、第
2の可変容量素子6′が低容量値(CS)〜高容量値
(CL)に変化することにより、そのサセプタンスは、
BCS2 〜BCL2 (BCS2 <BCL2 )の間で変化する。In FIG. 6, when the first variable capacitance element 4 changes from the low capacitance value (CS) to the high capacitance value (CL), the circuit of the first variable capacitance element 4 viewed from the point A is viewed. susceptance varies between B CS .about.B CL, a relationship of B CS <B CL (where B CS, B CL <0) . Further, since the second variable capacitance element 6 'is directly connected to the sub-line, it has a capacitive susceptance (B CS2 , B CL2 > 0), and the second variable capacitance element 6' has a low capacitance. By changing from the value (CS) to the high capacitance value (CL), the susceptance becomes
It changes between B CS2 and B CL2 (B CS2 <B CL2 ).
【0034】第1・第2の両者を考慮にいれたサセプタ
ンスは低容量側、高容量側でそれぞれ(BCS+
BCS2 )、(BCL+BCL2 )となるが、第2の可変容量
素子5′が低容量値であるときには、この第2の可変容
量素子5′を並列接続したことによる可変インピーダン
ス回路のサセプタンス変化は小さく、第2の可変容量素
子5′が高容量値であるときには、この第2の可変容量
素子5′を並列接続したことによる可変インピーダンス
回路のサセプタンス変化は大きくなる。The susceptance taking into account both the first and the second is (B CS +
B CS2 ) and (B CL + B CL2 ), but when the second variable capacitance element 5 ′ has a low capacitance value, the susceptance of the variable impedance circuit due to the parallel connection of the second variable capacitance element 5 ′ The change is small, and when the second variable capacitance element 5 'has a high capacitance value, the susceptance change of the variable impedance circuit due to the connection of the second variable capacitance element 5' in parallel becomes large.
【0035】すなわち上記BCSは図3においてC点に対
応し、BCLはD点に対応する。一方、第2の可変容量素
子6′のすぐ隣の位置(図6のA点)を基準点としてい
るので、第2の可変容量素子6′のサセプタンス変化B
CS2 〜BCL2 は、図2に示した第1の実施形態におい
て、バラクタダイオード4のアドミッタンス(サセプタ
ンス)変化に等しく、BCS2 は図3のA点に対応し、B
CL2 は図3のB点に対応する。That is, B CS corresponds to point C in FIG. 3, and B CL corresponds to point D in FIG. On the other hand, since the position immediately adjacent to the second variable capacitance element 6 '(point A in FIG. 6) is used as a reference point, the susceptance change B of the second variable capacitance element 6'
CS2 .about.B CL2, in the first embodiment shown in FIG. 2, equal to admittance (susceptance) change of varactor diodes 4, B CS2 corresponds to point A in FIG. 3, B
CL2 corresponds to point B in FIG.
【0036】上記サセプタンスの和(BCS+BCS2 )は
図3における(C点のサセプタンス)+(A点のサセプ
タンス)であり、負の大きなサセプタンス(図3では−
10)と正の小さなサセプタンス(図3では+2)の和
であるため、その値は−8となって、C点から動く量は
僅かである。一方、上記サセプタンスの和(BCL+B
CL2 )は図3における(D点のサセプタンス)+(B点
のサセプタンス)であり、負の小さなサセプタンス(−
1.8)と正の大きなサセプタンス(+20)の和であ
るため、その値はほぼ18となって、足し合わせの結果
は正となる。このことは、図3に示したF点がさらに時
計回りに回転し、上半分の領域を超えて下半分の領域の
B点付近にまで回り込むことを意味する。したがって、
図6に示した例では、図3のE点〜F点の変化よりさら
に大きな変化が得られる。The sum of the above susceptances (B CS + B CS2 ) is (susceptance at point C) + (susceptance at point A) in FIG. 3, and is a large negative susceptance (−in FIG. 3).
10) and a small positive susceptance (+2 in FIG. 3), the value is -8, and the amount of movement from the point C is small. On the other hand, the sum of the above susceptances (B CL + B
CL2 ) is (susceptance at point D) + (susceptance at point B) in FIG. 3, and is a small negative susceptance (−
1.8) and a large positive susceptance (+20), the value is almost 18, and the sum is positive. This means that the point F shown in FIG. 3 further rotates clockwise and goes around the point B in the lower half area beyond the upper half area. Therefore,
In the example shown in FIG. 6, a larger change is obtained than the change at points E to F in FIG.
【0037】次に第4の実施形態として、発振回路の構
成例を図7および図8を参照して説明する。Next, as a fourth embodiment, an example of the configuration of an oscillation circuit will be described with reference to FIGS.
【0038】図7は発振回路の等価回路図である。この
発振回路は、図4に示した共振回路の出力端子18に負
性抵抗回路を接続して、全体として発振回路を構成した
ものである。すなわち図7において16はたとえばGa
AsHEMT構造のFETであり、これを負性抵抗回路
として用い、主線路3の一端に接続することによって帯
域反射型発振回路を構成している。その発振周波数は誘
電体共振器1の共振周波数、誘電体共振器1と主線路3
との結合位置から負性抵抗回路までの距離、および可変
インピーダンス回路とによって定まり、発振信号が出力
端子17から取り出される。FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the oscillation circuit. In this oscillation circuit, a negative resistance circuit is connected to the output terminal 18 of the resonance circuit shown in FIG. 4 to constitute an oscillation circuit as a whole. That is, in FIG.
This is an FET having an AsHEMT structure, which is used as a negative resistance circuit, and is connected to one end of the main line 3 to constitute a band reflection type oscillation circuit. The oscillation frequency is the resonance frequency of the dielectric resonator 1, the dielectric resonator 1 and the main line 3
The oscillation signal is extracted from the output terminal 17 depending on the distance from the coupling position to the negative resistance circuit and the variable impedance circuit.
【0039】図7に示した発振回路において可変容量素
子4に与える制御電圧と発振周波数との関係を図8に示
す。同図においてNは容量素子6を接続しない場合、A
は接続した場合についてそれぞれ示している。このよう
に副線路の所定位置に容量素子を接続したことにより、
周波数可変幅が約2倍に広がる。FIG. 8 shows the relationship between the control voltage applied to the variable capacitance element 4 and the oscillation frequency in the oscillation circuit shown in FIG. In the figure, N denotes A when the capacitance element 6 is not connected.
Indicates the case of connection. By connecting the capacitive element to the predetermined position of the sub line in this way,
The frequency variable width spreads about twice.
【0040】次に第5の実施形態に係る共振回路に用い
る可変インピーダンス回路の構成を図9に示す。先に示
した各実施形態では、副線路2の所定位置と接地電極と
の間に容量素子を設けたが、この図9に示す例では、副
線路2の一端に容量素子6を接続し、可変容量素子4の
一端を接地するとともに、この可変容量素子4の他端と
容量素子6の他端との間を伝送線路5′で接続してい
る。すなわち、副線路2に直列に容量素子6を接続した
ものと言い換えることができる。Next, FIG. 9 shows the configuration of a variable impedance circuit used in the resonance circuit according to the fifth embodiment. In each of the above-described embodiments, the capacitive element is provided between the predetermined position of the sub-line 2 and the ground electrode. In the example shown in FIG. 9, the capacitive element 6 is connected to one end of the sub-line 2. One end of the variable capacitance element 4 is grounded, and the other end of the variable capacitance element 4 and the other end of the capacitance element 6 are connected by a transmission line 5 '. That is, it can be said that the capacitance element 6 is connected to the sub-line 2 in series.
【0041】図9において可変容量素子4の容量変化を
0.2pF〜2.0pFとすれば、これは位相角で−1
24〜−174°の変化に対応する。伝送線路5′の長
さを1.6mmとし、可変容量素子4の容量値変化によ
りA点から見た回路の位相角が6〜50°に変化するも
のとすると、これはリアクタンスとして1000〜95
Ωの変化に対応する。そしてA点に直列に0.1pFの
容量素子6を接続したことにより、可変インピーダンス
回路のリアクタンスは950〜42Ωの範囲で変化する
ことになる。これは位相角で6〜100°の変化に対応
し、もとの位相角変化−124〜−174°から比べて
変化幅が大きくなることがわかる。その結果、共振周波
数の可変幅を広げることができる。In FIG. 9, if the capacitance change of the variable capacitance element 4 is 0.2 pF to 2.0 pF, this is -1 in phase angle.
Corresponds to a change of 24-174 °. Assuming that the length of the transmission line 5 'is 1.6 mm and the phase angle of the circuit viewed from the point A changes from 6 to 50 [deg.] Due to a change in the capacitance value of the variable capacitance element 4, this is 1000 to 95 as reactance.
Corresponds to changes in Ω. Then, by connecting the capacitive element 6 of 0.1 pF in series to the point A, the reactance of the variable impedance circuit changes in the range of 950 to 42Ω. This corresponds to a change in the phase angle of 6 to 100 °, and it can be seen that the change width is larger than the original phase angle change of −124 to −174 °. As a result, the variable width of the resonance frequency can be increased.
【0042】図9に示した共振回路を用いた発振回路の
等価回路図を図10に示す。このように、誘電体共振器
1に対して、副線路2とともに主線路3を結合させ、主
線路3の一端を終端抵抗8により終端させ、他端にFE
T16による負性抵抗回路を接続することによって発振
回路を構成することができる。FIG. 10 shows an equivalent circuit diagram of an oscillation circuit using the resonance circuit shown in FIG. As described above, the main line 3 is coupled to the dielectric resonator 1 together with the sub-line 2, one end of the main line 3 is terminated by the terminating resistor 8, and the FE is connected to the other end.
An oscillation circuit can be configured by connecting a negative resistance circuit based on T16.
【0043】[0043]
【発明の効果】請求項1に係る発明によれば、主として
可変容量素子のキャパシタンスをC、インダクタンス素
子のインダクタンスをLとするLC並列共振回路の共振
周波数付近で、Cの変化に対して可変インピーダンス回
路部分のサセプタンス変化が大きくなるようにLの値を
設定すれば、可変容量素子の容量値の僅かな変化で大き
な位相角変化が得られる。According to the first aspect of the present invention, when the capacitance of the variable capacitance element is C and the inductance of the inductance element is L near the resonance frequency of the LC parallel resonance circuit, the variable impedance changes with respect to the change of C. If the value of L is set so that the susceptance change of the circuit portion becomes large, a large change in the phase angle can be obtained by a slight change in the capacitance value of the variable capacitance element.
【0044】請求項2に係る発明によれば、前記インダ
クタンス素子を、誘電体基板上に形成した伝送線路で容
易に構成することができる。According to the second aspect of the present invention, the inductance element can be easily constituted by a transmission line formed on a dielectric substrate.
【0045】請求項3に係る発明によれば、前記新たに
付加する容量素子を、誘電体基板上に形成した伝送線路
で容易に構成することができる。According to the third aspect of the present invention, the newly added capacitive element can be easily constituted by a transmission line formed on a dielectric substrate.
【0046】請求項4に係る発明によれば、共振周波数
可変幅をより広くすることができる。According to the fourth aspect of the present invention, the resonance frequency variable width can be made wider.
【0047】請求項5に係る発明によれば、主として可
変容量素子をC、インダクタンス素子をLとするLC直
列共振回路の共振周波数付近でCの変化に対してリアク
タンス変化が大きくなるようにLの値を設定すれば、可
変容量素子の僅かな容量値の変化で大きな位相角変化が
得られる。According to the fifth aspect of the present invention, the value of L is changed so that the reactance change becomes large with respect to the change of C around the resonance frequency of the LC series resonance circuit mainly including the variable capacitance element as C and the inductance element as L. If the value is set, a large change in the phase angle can be obtained by a slight change in the capacitance value of the variable capacitance element.
【0048】請求項6に係る発明によれば、可変容量素
子の容量値によって共振周波数が大幅に変化する共振回
路を利用した共振回路装置が得られる。According to the sixth aspect of the present invention, there is provided a resonance circuit device using a resonance circuit whose resonance frequency varies greatly depending on the capacitance value of the variable capacitance element.
【0049】請求項7に係る発明によれば、前記出力端
に負性抵抗回路を接続するとともに、その負性抵抗回路
と共振回路による発振信号を出力する出力部を設けるこ
とによって、発振周波数可変幅の広い発振回路が得られ
る。According to the seventh aspect of the present invention, a negative resistance circuit is connected to the output terminal, and an output section for outputting an oscillation signal by the negative resistance circuit and the resonance circuit is provided, so that the oscillation frequency can be varied. A wide oscillation circuit can be obtained.
【図1】第1の実施形態に係る共振回路の構成を示す斜
視図および分解断面図FIG. 1 is a perspective view and an exploded cross-sectional view illustrating a configuration of a resonance circuit according to a first embodiment.
【図2】同共振回路における可変インピーダンス回路部
分の構成を示す図FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a variable impedance circuit portion in the resonance circuit.
【図3】容量素子の付加によるアドミッタンス変化の例
を示す図FIG. 3 is a diagram showing an example of an admittance change due to the addition of a capacitive element;
【図4】共振回路の等価回路図FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of a resonance circuit.
【図5】第2の実施形態に係る共振回路における可変イ
ンピーダンス回路部分の構成図FIG. 5 is a configuration diagram of a variable impedance circuit portion in a resonance circuit according to a second embodiment.
【図6】第3の実施形態に係る共振回路における可変イ
ンピーダンス回路部分の構成図FIG. 6 is a configuration diagram of a variable impedance circuit portion in a resonance circuit according to a third embodiment.
【図7】第4の実施形態に係る発振回路の等価回路図FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of an oscillation circuit according to a fourth embodiment.
【図8】同発振回路の制御電圧に対する発振周波数変化
の例を示す図FIG. 8 is a diagram showing an example of an oscillation frequency change with respect to a control voltage of the oscillation circuit.
【図9】第5の実施形態に係る共振回路における可変イ
ンピーダンス回路部分の構成図FIG. 9 is a configuration diagram of a variable impedance circuit portion in a resonance circuit according to a fifth embodiment.
【図10】同共振回路を用いた発振回路の等価回路図FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of an oscillation circuit using the resonance circuit.
【図11】従来の発振回路の等価回路図FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of a conventional oscillation circuit.
1−誘電体共振器 2−結合線路(副線路) 3−結合線路(主線路) 4−可変容量素子(バラクタダイオード) 5−インダクタンス素子 5′−伝送線路 6−容量素子 6′−可変容量素子 7−接地電極 8−終端抵抗 9−線路(オープンスタブ) 10−誘電体板 11,12−電極 13,14−電極開口部 15−回路基板 16−FET 17,18−出力端子 20−可変インピーダンス回路 1-dielectric resonator 2-coupling line (sub-line) 3-coupling line (main line) 4-variable capacitance element (varactor diode) 5-inductance element 5'-transmission line 6-capacitance element 6'-variable capacitance element 7-ground electrode 8-terminating resistor 9-line (open stub) 10-dielectric plate 11,12-electrode 13,14-electrode opening 15-circuit board 16-FET 17,18-output terminal 20-variable impedance circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 康生 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内 (72)発明者 飯尾 憲一 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内 ──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page (72) Inventor Yasuo Fujii 2-26-10 Tenjin, Nagaokakyo-shi, Kyoto Inside Murata Manufacturing Co., Ltd. (72) Kenichi Iio 2-26-10 Tenjin, Nagaokakyo-shi, Kyoto Stock Company Murata Manufacturing
Claims (7)
する線路と、該線路に接続した可変インピーダンス回路
とから成る共振回路において、 前記可変インピーダンス回路は、一端を前記線路に接続
し、他端を接地した容量素子と、一端を接地した可変容
量素子と、この可変容量素子の他端と前記容量素子の一
端との間に接続したインダクタンス素子とから構成され
たことを特徴とする共振回路。1. A resonance circuit comprising a dielectric resonator, a line coupled to the dielectric resonator, and a variable impedance circuit connected to the line, wherein the variable impedance circuit has one end connected to the line. , A capacitance element having the other end grounded, a variable capacitance element having one end grounded, and an inductance element connected between the other end of the variable capacitance element and one end of the capacitance element. Resonant circuit.
上に形成した伝送線路で構成したことを特徴とする請求
項1に記載の共振回路。2. The resonance circuit according to claim 1, wherein said inductance element is constituted by a transmission line formed on a dielectric substrate.
れ、他端が開放された線路で構成したことを特徴とする
請求項1または2に記載の共振回路。3. The resonance circuit according to claim 1, wherein the capacitive element is configured as a line having one end connected to the line and the other end open.
ことを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載の共振
回路。4. The resonance circuit according to claim 1, wherein said capacitance element comprises a variable capacitance element.
する線路と、該線路に接続した可変インピーダンス回路
とから成る共振回路において、 前記可変インピーダンス回路は、一端を前記線路に接続
した容量素子と、一端を接地した可変容量素子と、この
可変容量素子の他端と前記容量素子の他端との間に接続
した伝送線路とで構成したことを特徴とする共振回路。5. A resonance circuit comprising a dielectric resonator, a line coupled to the dielectric resonator, and a variable impedance circuit connected to the line, wherein one end of the variable impedance circuit is connected to the line. A resonance circuit comprising: a capacitance element; a variable capacitance element having one end grounded; and a transmission line connected between the other end of the variable capacitance element and the other end of the capacitance element.
誘電体共振器に結合する前記線路とは別の線路を、請求
項1〜5のうちいずれかに記載の共振回路に設けたこと
を特徴とする共振回路。6. A resonance circuit according to claim 1, wherein one end is grounded and the other end is an output end, and another line different from said line coupled to said dielectric resonator is provided. A resonance circuit characterized by that.
を接続するとともに、該負性抵抗回路と前記共振回路に
よる発振信号を出力する出力部を設けたことを特徴とす
る発振回路。7. An oscillation circuit, wherein a negative resistance circuit is connected to the output terminal according to claim 6, and an output section for outputting an oscillation signal from the negative resistance circuit and the resonance circuit is provided. .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4201898A JPH11239012A (en) | 1998-02-24 | 1998-02-24 | Resonator circuit and oscillator circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4201898A JPH11239012A (en) | 1998-02-24 | 1998-02-24 | Resonator circuit and oscillator circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11239012A true JPH11239012A (en) | 1999-08-31 |
Family
ID=12624441
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4201898A Pending JPH11239012A (en) | 1998-02-24 | 1998-02-24 | Resonator circuit and oscillator circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH11239012A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20020068954A (en) * | 2001-02-22 | 2002-08-28 | 알프스 덴키 가부시키가이샤 | Microwave oscillator improving phase noise of oscillating signal |
KR100563595B1 (en) * | 2002-03-21 | 2006-03-23 | 주식회사 서일하이텍 | High frequency generator using dielectric resonator |
WO2023157529A1 (en) * | 2022-02-18 | 2023-08-24 | 株式会社村田製作所 | Wireless power transmission system |
-
1998
- 1998-02-24 JP JP4201898A patent/JPH11239012A/en active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20020068954A (en) * | 2001-02-22 | 2002-08-28 | 알프스 덴키 가부시키가이샤 | Microwave oscillator improving phase noise of oscillating signal |
KR100563595B1 (en) * | 2002-03-21 | 2006-03-23 | 주식회사 서일하이텍 | High frequency generator using dielectric resonator |
WO2023157529A1 (en) * | 2022-02-18 | 2023-08-24 | 株式会社村田製作所 | Wireless power transmission system |
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