JPH1094217A - Control system for permanent magnet rotating electric machine generating radial force - Google Patents
Control system for permanent magnet rotating electric machine generating radial forceInfo
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- JPH1094217A JPH1094217A JP8263571A JP26357196A JPH1094217A JP H1094217 A JPH1094217 A JP H1094217A JP 8263571 A JP8263571 A JP 8263571A JP 26357196 A JP26357196 A JP 26357196A JP H1094217 A JPH1094217 A JP H1094217A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電磁力により回転
子に半径方向力を発生して、半径方向位置を制御する機
能、あるいは、半径方向の力を制御する機能、あるいは
半径方向の速度を制御する機能、あるいは軸方向の力と
半径方向の力を同時に制御する機能を付加した電動機、
あるいは発電機のシステムの構成に関するものである。The present invention relates to a function for controlling a radial position, a function for controlling a radial force, and a function for controlling a radial speed by generating a radial force on a rotor by an electromagnetic force. An electric motor with the function of controlling or controlling the axial force and the radial force at the same time,
Alternatively, it relates to the configuration of a generator system.
【０００２】[0002]
【従来の技術】工作機械、ターボ分子ポンプ、フライホ
イールなどに用いられる回転機の高速、高出力化の要求
が高まっている。これらの高速機では軸受での速度限界
や保守などの問題を解決するために磁気軸受が適用され
つつある。磁気軸受のサイズは充分な力を発生させるた
めに大きくなる傾向にあり、実際、回転機の軸長に等し
い場合もある。従って、主軸の軸長が長くなり、高速回
転時に生じる主軸の弾性的な振動が問題となってしま
い、高速回転を実現することは容易ではない。さらに、
高出力化しようとすると回転機の軸長を長くする必要が
ある。すると、回転電気機械が発生する磁気吸引力が増
加するため、磁気軸受のサイズも大形とする必要があ
る。この結果、危険速度が低下してしまい、高速化が極
めて困難となる。2. Description of the Related Art There is an increasing demand for high-speed, high-output rotary machines used in machine tools, turbo-molecular pumps, flywheels and the like. In these high-speed machines, magnetic bearings are being applied to solve problems such as speed limitations and maintenance of bearings. The size of the magnetic bearings tends to be large in order to generate sufficient force and may in fact be equal to the shaft length of the rotating machine. Therefore, the length of the main shaft becomes long, and elastic vibration of the main shaft generated at the time of high-speed rotation becomes a problem, and it is not easy to realize high-speed rotation. further,
In order to increase the output, it is necessary to increase the axial length of the rotating machine. Then, the magnetic attraction generated by the rotating electric machine increases, so that the size of the magnetic bearing needs to be large. As a result, the dangerous speed decreases, and it is extremely difficult to increase the speed.
【０００３】半径方向位置制御巻線付き回転電気機械
は、回転機の磁気回路と、半径方向の力を発生する磁気
回路とを一体化することにより軸長を短くして、高速高
出力を実現するものである。さらに、回転子の位置制御
に必要な半径方向の力を回転機の励磁磁束を利用して発
生するものである。A rotating electric machine with a radial position control winding realizes high speed and high output by shortening the shaft length by integrating a magnetic circuit of the rotating machine and a magnetic circuit for generating a radial force. Is what you do. Further, a radial force required for controlling the position of the rotor is generated by using an exciting magnetic flux of the rotating machine.
【０００４】図２は、本発明者等が既に提案した半径方
向位置制御巻線付き回転電気機械の構成図を示してい
る。半径方向位置制御巻線付き回転電気機械の１つのユ
ニットが２つあり、１つのユニットには半径方向位置制
御巻線付き回転電気機械の半径方向位置制御巻線電流制
御用の３相インバータが接続されている。２つの半径方
向位置制御巻線付き回転電気機械のユニットは電動機と
してトルクを発生させるための４極巻線と、回転子の半
径方向の力を発生させるための２極の巻線が巻かれてい
る。このように１台の機械でトルクと半径方向の力が発
生できるため、一般の磁気軸受付きの超高速電動機に比
べて軸長が短くでき、また、軸長が同一であれば高出力
化が期待できる。FIG. 2 shows a configuration diagram of a rotary electric machine with a radial position control winding which has already been proposed by the present inventors. There are two units of the rotary electric machine with the radial position control winding, and one unit is connected with a three-phase inverter for current control of the radial position control winding of the rotary electric machine with the radial position control winding. Have been. The unit of the rotating electric machine with two radial position control windings has a four-pole winding for generating torque as a motor and a two-pole winding for generating radial force of the rotor. I have. As described above, the torque and the radial force can be generated by one machine, so that the shaft length can be reduced as compared with a general high-speed motor equipped with a magnetic bearing. Can be expected.
【０００５】既に、いくつかの半径方向位置制御巻線付
き回転電気機械が提案されている。例えば、Bosch, R.,
"Development of a Bearingless Electric Motor", Pr
oc.of ICEM'88 vol.3, pp.331-335 では、励磁磁束を
変化することにより軸方向に作用する力を発生して、デ
ィスク形電動機の軸方向位置を調整しようとしている。
ディスク形の回転機には応用可能と思われるが、広く用
いられているラジアル形の回転機には応用が難しい。[0005] Several rotary electric machines with radial position control windings have already been proposed. For example, Bosch, R.,
"Development of a Bearingless Electric Motor", Pr
In oc.of ICEM'88 vol.3, pp.331-335, a force acting in the axial direction is generated by changing the excitation magnetic flux to adjust the axial position of the disk motor.
It seems to be applicable to a disk type rotating machine, but it is difficult to apply to a widely used radial type rotating machine.
【０００６】一方、Salazar, A.O., Dunford, W., Step
han, R. and Watanabe, E., "A Magnetic Bearing Syst
em using Capacitive Sensors for Position Measureme
nt",IEEE Trans. on Magnetics vol.26, no.5, 1990 p
p.2541-2543 では、一般の誘導電動機の巻線電流を不均
衡にすることにより、半径方向の力を発生して回転子の
半径方向の位置を制御しようとするものである。しか
し、回転子が中心に位置しているときには原理的に半径
方向力が発生できないという問題点がある。On the other hand, Salazar, AO, Dunford, W., Step
han, R. and Watanabe, E., "A Magnetic Bearing Syst
em using Capacitive Sensors for Position Measureme
nt ", IEEE Trans. on Magnetics vol.26, no.5, 1990 p
In p.2541-2543, an attempt is made to control the radial position of the rotor by generating a radial force by imbalance of the winding current of a general induction motor. However, there is a problem that a radial force cannot be generated in principle when the rotor is located at the center.
【０００７】樋口「磁気浮上技術のFAへの応用」平成元
年電気学会全国大会シンポジウムS.9-6、特開昭６４−
５５０３１号公報は、従来の磁気軸受の磁路とステッピ
ングモータの磁路を単に共有するものであり、低速のア
クチュエータに適している。しかし、構造上、極数がき
わめて大きい必要があるため、高速回転、高出力の応用
には適していない。さらに、高出力な発電機、誘導機、
永久磁石形電動機などに多く用いられる正弦波状の起磁
力分布、磁束分布を持つ回転機に応用することは難し
い。Higuchi, "Application of Magnetic Levitation Technology to Factory Automation" Symposium S.9-6, 1989 National Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan,
Japanese Patent Publication No. 55031 simply shares a magnetic path of a conventional magnetic bearing and a magnetic path of a stepping motor, and is suitable for a low-speed actuator. However, the structure requires an extremely large number of poles, which is not suitable for high-speed rotation and high-output applications. In addition, high-power generators, induction machines,
It is difficult to apply the present invention to a rotating machine having a sinusoidal magnetomotive force distribution and a magnetic flux distribution often used for a permanent magnet type electric motor and the like.
【０００８】極数を減少するとともに、従来の誘導機や
永久磁石形回転機に近い構造を提案したものとして、特
開平４−２３６１８８号公報、特開平４−１０７３１８
号公報がある。特開平４−２３６１８８号公報では、４
相のスイッチドリラクタンス機の固定子鉄心のような、
８個の歯を構成した固定子に４極の集中巻線を施し、こ
れを各磁極で分割し、各磁極の磁束を独立に制御するも
のである。回転磁界を発生するとともに、各磁極の磁束
の強弱により半径方向力を発生することもできる。Japanese Unexamined Patent Publications Nos. 4-236188 and 4-107318 propose a structure which reduces the number of poles and is similar to a conventional induction machine or a permanent magnet type rotating machine.
There is an official gazette. In Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 4-236188, 4
Such as phase switch reluctance machine stator core,
A concentrated winding of four poles is applied to a stator having eight teeth, divided by each magnetic pole, and the magnetic flux of each magnetic pole is controlled independently. In addition to generating a rotating magnetic field, a radial force can be generated depending on the strength of the magnetic flux of each magnetic pole.
【０００９】特開平４−１０７３１８号公報も同様の鉄
心構造となっているが、巻線を分布巻きとして、より正
弦波分布に近い起磁力分布とした点に特徴がある。しか
し、これらの公報では、４分割した巻線を個々に駆動す
るため、直交２軸の半径方向力とトルクを発生する１つ
のユニットで、２相巻線であれば８台の単相インバータ
と１６本の配線が必要となってしまう。さらに、半径方
向力制御とトルク制御が同一の巻線電流によって行われ
るため、極めて高速かつ高精度大容量の電流駆動器が必
要となってしまう。Japanese Patent Application Laid-Open No. 4-107318 also has a similar iron core structure, but is characterized in that the winding is a distributed winding and a magnetomotive force distribution closer to a sine wave distribution is obtained. However, in these publications, since the windings divided into four are individually driven, one unit that generates a radial force and torque of two orthogonal axes is used, and if it is a two-phase winding, eight single-phase inverters are used. 16 wirings are required. Further, since the radial force control and the torque control are performed by the same winding current, an extremely high-speed, high-precision, large-capacity current driver is required.
【００１０】本発明者等は既に、電気学会、あるいは米
国電気学会（ＩＥＥＥ）などで、４極の回転機に２極の
巻線を施した回転電気機械が半径方向力を発生できるこ
とを報告している。この中では、４極の回転磁界形シン
クロナスリラクタンス機に２極の巻線を固定子に追加す
ることにより、積極的に回転磁界を不平衡として半径方
向力をトルクとともに発生する、新しい半径方向位置制
御巻線付き回転電気機械を提案している。さらに、永久
磁石形回転子を用いた半径方向位置制御巻線付き回転電
気機械の解析手法、モデル化の方法、最適な回転子構造
などを報告している。The present inventors have already reported by the Institute of Electrical Engineers of Japan or the Institute of Electrical Engineers of the United States (IEEE) that a rotating electric machine in which a four-pole rotating machine is wound with two poles can generate a radial force. ing. Among them, a new radial direction is generated by adding a two-pole winding to the stator of a four-pole rotating magnetic field synchronous reluctance machine to positively unbalance the rotating magnetic field and generate a radial force with torque. A rotary electric machine with position control winding has been proposed. In addition, the analysis method, modeling method, and optimal rotor structure of a rotating electric machine with a radial position control winding using a permanent magnet rotor are reported.
【００１１】本発明者等が提案している方式の特長は、
次の通りである。 （１）直交２軸の半径方向力と、トルクを発生するため
に、３相巻線であれば６本の配線と２台の３相インバー
タだけで済む。 （２）半径方向力を発生する巻線とトルクを発生する巻
線が分離しているため、半径方向力制御用インバータあ
るいはパワーアンプは小電力容量で済む。 （３）４極と２極の巻線を用いているため、回転子が中
心に位置していれば相互結合が０となり、電動機の誘起
電圧が半径方向力制御巻線に生じない。 （４）誘導機、永久磁石形同期機、シンクロナスリラク
タンスモータなどの正弦波起磁力分布、正弦波磁束分布
を仮定した高出力回転機に広く応用できる。The features of the method proposed by the present inventors are as follows.
It is as follows. (1) A three-phase winding requires only six wires and two three-phase inverters in order to generate two orthogonal axes of radial force and torque. (2) Since the winding for generating the radial force and the winding for generating the torque are separated, the inverter or the power amplifier for controlling the radial force requires a small power capacity. (3) Since four-pole and two-pole windings are used, mutual coupling becomes zero if the rotor is located at the center, and no induced voltage of the motor is generated in the radial force control winding. (4) The present invention can be widely applied to a high-power rotating machine assuming a sinusoidal magnetomotive force distribution and a sinusoidal magnetic flux distribution, such as an induction machine, a permanent magnet synchronous machine, and a synchronous reluctance motor.
【００１２】図３は回転子の半径方向に作用する力の発
生原理を示している。４極巻線Ｎ４、２極巻線Ｎ２、が
固定子に施され、４極磁束Ψ４、２極磁束Ψ２、が発生
している。固定子にはトルクを発生するための４極巻線
Ｎ４が施されている。いま、回転子が固定子の中心に位
置している場合、この４極巻線Ｎ４に正方向の電流が流
れると４極の対称磁束Ψ４が発生する。FIG. 3 shows the principle of generation of a force acting in the radial direction of the rotor. A four-pole winding N4 and a two-pole winding N2 are applied to the stator to generate a four-pole magnetic flux # 4 and a two-pole magnetic flux # 2. The stator is provided with a four-pole winding N4 for generating torque. Now, when the rotor is located at the center of the stator, when a current in the positive direction flows through the four-pole winding N4, a four-pole symmetric magnetic flux Ψ4 is generated.
【００１３】４極のＮ４巻線とこれに直交する４極巻線
に二相交流電流を流すことにより、４極の回転磁界が発
生する。あるいは既に報告しているように３相巻線であ
ってもよい。回転子にかご形巻線が施してあれば、通常
のかご形誘導機として回転子にトルクが発生する。ま
た、４極の永久磁石回転子であれば通常の永久磁石形電
動機としてトルクを発生する。固定子には通常の電動機
巻線としての役割を果たす４極巻線に加えて、回転子の
半径方向に作用する力を発生するための２極の巻線Ｎ２
も施されている。Ｎ２巻線の正方向に電流を流すと２極
の磁束Ψ２が発生する。When a two-phase alternating current is passed through a four-pole N4 winding and a four-pole winding orthogonal thereto, a four-pole rotating magnetic field is generated. Alternatively, it may be a three-phase winding as already reported. If a squirrel-cage winding is applied to the rotor, a torque is generated in the rotor as a normal squirrel-cage induction machine. In addition, a four-pole permanent magnet rotor generates torque as a normal permanent magnet motor. The stator has a two-pole winding N2 for generating a force acting in the radial direction of the rotor, in addition to a four-pole winding serving as a normal motor winding.
Is also given. When a current flows in the positive direction of the N2 winding, a two-pole magnetic flux Ψ2 is generated.
【００１４】回転子の紙面下部のギャップでは、４極の
巻線の電流による磁束の方向が２極の巻線の磁束の方向
と逆である。従って、このギャップでは磁束密度が低下
する。一方、回転子の紙面上部のギャップでは、４極の
磁束の方向と２極の磁束の方向が一致してるため磁束密
度は増加する。このように磁束分布が不平衡になると回
転子に紙面上方向へ作用する半径方向の力Ｆが生じる。
この半径方向の力Ｆの大きさは２極巻線を流れる電流の
大きさを制御することにより調整できる。また、半径方
向の力Ｆの方向を逆にするためには、２極巻線の電流の
方向を反転すればよい。In the gap at the lower part of the paper of the rotor, the direction of the magnetic flux due to the current of the four-pole winding is opposite to the direction of the magnetic flux of the two-pole winding. Therefore, the magnetic flux density decreases in this gap. On the other hand, the magnetic flux density increases in the gap in the upper part of the paper of the rotor because the direction of the magnetic flux of the four poles and the direction of the magnetic flux of the two poles coincide. When the magnetic flux distribution becomes unbalanced in this way, a radial force F acting on the rotor in the upward direction on the paper is generated.
The magnitude of this radial force F can be adjusted by controlling the magnitude of the current flowing through the bipolar winding. Further, in order to reverse the direction of the radial force F, the direction of the current of the bipolar winding may be reversed.
【００１５】一方、紙面横方向の力Ｆを発生するために
は、Ｎ２巻線と直交する２極巻線を施し、その電流を調
整すればよい。このように直交した２極巻線の電流の大
きさ、方向を調整することにより所望の大きさ、方向の
半径方向の力を発生できる。図２では４極巻線を電動機
駆動、２極巻線を半径方向位置制御に用いているが、４
極巻線を半径方向位置制御に、２極巻線を電動機駆動に
用いることも可能である。On the other hand, in order to generate a force F in the lateral direction of the drawing, a two-pole winding perpendicular to the N2 winding is applied, and the current may be adjusted. By adjusting the magnitude and direction of the currents of the two-pole windings orthogonal to each other in this manner, it is possible to generate a desired magnitude and direction radial force. In FIG. 2, the four-pole winding is used for driving an electric motor, and the two-pole winding is used for radial position control.
It is also possible to use the pole windings for radial position control and the two pole windings for motor drive.
【００１６】このような固定子に４極、２極の巻線を施
す形式の半径方向位置制御巻線付き回転電気機械を提案
したのは、１９７０年代に特許文献"Radial Active Mag
netic Bearing Having a Rotating Drive", Patent Spe
cification 1 500 809, 1975にあるものが本発明者等の
知る限りでは最初である。しかし、当時は半導体電力変
換回路が高価であり、また、高速な電流制御が困難であ
った。さらに、複雑な演算を行うデジタルコントローラ
が未発達であり、電動機のベクトル制御などはきわめて
難しく、瞬時磁束、瞬時トルク分電流の制御は不可能で
あった。その後、本発明者等は特開平２−１９３５４７
号公報に示すように、その後発展したデジタル制御器、
半導体電流変換装置、電動機のベクトル制御理論を組み
合わせることにより、詳細なモデル化とそのモデルに基
づく制御則を適用することにより、この種の回転電気機
械を技術的に可能とした。A rotary electric machine with a radial position control winding of the type in which such a stator is provided with four-pole and two-pole windings was proposed in the 1970s in the patent document "Radial Active Mag."
netic Bearing Having a Rotating Drive ", Patent Spe
The one in cification 1 500 809, 1975 is the first to the inventors' knowledge. However, at that time, semiconductor power conversion circuits were expensive and high-speed current control was difficult. Furthermore, a digital controller for performing complicated calculations has not been developed, and vector control of an electric motor or the like is extremely difficult, and control of instantaneous magnetic flux and instantaneous torque component current is impossible. Thereafter, the present inventors disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No.
As shown in the official gazette, the digital controller developed later,
By combining a semiconductor current converter and a vector control theory of an electric motor to form a detailed model and apply a control law based on the model, this type of rotary electric machine has been made technically possible.
【００１７】[0017]
【発明が解決しようとする課題】永久磁石形の半径方向
位置制御巻線付き回転電気機械を制御する際に、きわめ
て高速である、あるいは極めて大容量であるなどの理由
からベクトル制御が困難な場合がある。このような場
合、トルクを発生するための巻線電流により生じる磁束
のレベルが、負荷や運転状態に依存して変動する。する
と、発生する半径方向力はこの磁束変動の影響を直接受
ける。この結果、半径方向の位置制御が困難となるおそ
れがある。When controlling a rotary electric machine having a permanent magnet type radial position control winding, when vector control is difficult due to extremely high speed or extremely large capacity, etc. There is. In such a case, the level of the magnetic flux generated by the winding current for generating the torque fluctuates depending on the load and the operating state. Then, the generated radial force is directly affected by the magnetic flux fluctuation. As a result, position control in the radial direction may be difficult.
【００１８】本発明は上述した事情に鑑みて為されたも
ので、負荷運転時、或いは過度状態等においても、トル
クを発生するための電流により生じる磁束が、半径方向
力に影響することなく、安定に運転が可能な永久磁石型
回転電気機械の制御システムを提供することを目的とす
る。The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and the magnetic flux generated by the current for generating torque does not affect the radial force even during load operation or in an excessive state. An object of the present invention is to provide a control system of a permanent magnet type rotating electric machine that can be operated stably.
【００１９】[0019]
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ため、本発明の永久磁石型回転電気機械の制御システム
は、永久磁石形回転電気機械の固定子に、ｐ極の巻線
と、ｐ±２極の追加巻線とを備え、主軸の半径方向位置
を検出して、該主軸の半径方向位置が指令値と一致する
ように、前記極数が異なる巻線にそれぞれ電流を供給し
て半径方向力を発生させる、非干渉制御器を含む回転電
気機械のフィードバック制御システムにおいて、前記非
干渉制御器で磁束の方向を推定すべく、前記回転電気機
械に流れる電流を検出し、この検出値を３相２相変換
し、この電流を回転座標に変換することにより、電流の
ｄ軸成分とｑ軸成分を検出し、さらに、あらかじめ推定
された永久磁石の等価電流値とから、電流ベクトルの大
きさとその回転角度、あるいは磁束ベクトルの大きさと
その回転角度を演算し、前記非干渉制御器に信号として
伝送し、負荷時においても、過渡時においても速度制御
系と、半径方向位置制御系を非干渉化することを特徴と
した。SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above-mentioned problems, a control system for a permanent magnet type rotating electric machine according to the present invention comprises: An additional winding of ± 2 poles, detects the radial position of the spindle, and supplies current to the windings having different numbers of poles so that the radial position of the spindle matches the command value. In a feedback control system of a rotating electric machine including a non-interacting controller for generating a radial force, a current flowing through the rotating electric machine is detected in order to estimate a direction of a magnetic flux by the non-interfering controller, and the detected value is detected. Is converted into three-phase two-phase, and this current is converted into rotational coordinates, so that the d-axis component and the q-axis component of the current are detected. Further, the equivalent current value of the permanent magnet estimated in advance is used to calculate the current vector Size and its rotation angle, Alternatively, the magnitude of the magnetic flux vector and the rotation angle thereof are calculated and transmitted as a signal to the non-interference controller, so that the speed control system and the radial position control system are made non-interfering both under load and transient conditions. It was characterized.
【００２０】又、永久磁石形回転電気機械の固定子に、
ｐ極の巻線と、ｐ±２極の追加巻線とを備え、主軸の半
径方向位置を検出して、該主軸の半径方向位置が指令値
と一致するように、前記極数が異なる巻線にそれぞれ電
流を供給して半径方向力を発生させる、非干渉制御器を
含む回転電気機械のフィードバック制御システムにおい
て、前記非干渉制御器で磁束の方向を推定すべく、回転
電気機械に流れる電流と端子電圧を検出し、この検出値
を３相２相変換し、この電圧電流を回転座標に変換する
ことにより、電圧、電流のｄ軸成分とｑ軸成分を検出
し、あらかじめ導出された回転電気機械の電圧電流方程
式と比較し、方程式との誤差を検出して回転子角度にフ
ィードバックする機能を備え、さらに、電流ベクトルの
大きさとその回転角度、あるいは磁束ベクトルの大きさ
とその回転角度を演算し、前記非干渉制御器に信号とし
て伝送し、負荷時においても、過渡時においても速度制
御系と、半径方向位置制御系を非干渉化することを特徴
とした。Further, the stator of the permanent magnet type rotating electric machine is
a winding having p poles and an additional winding having p ± 2 poles, detecting the radial position of the main shaft, and changing the number of the windings so that the radial position of the main shaft matches the command value. In a feedback control system for a rotating electric machine including a decoupling controller for supplying a current to each line to generate a radial force, a current flowing through the rotating electric machine to estimate a direction of a magnetic flux by the decoupling controller. And the terminal voltage are detected, the detected value is subjected to three-phase two-phase conversion, and this voltage / current is converted into rotational coordinates, whereby the d-axis component and the q-axis component of the voltage and current are detected, and the rotation derived in advance is obtained. It has a function to compare the voltage and current equations of the electric machine, detect errors from the equations, and feed it back to the rotor angle.Furthermore, the magnitude of the current vector and its rotation angle or the magnitude of the magnetic flux vector and its rotation angle are displayed And, wherein transmitted as signals to the decoupling control unit, even when the load was a speed control system even during a transient, characterized in that the decoupling of the radial position control system.
【００２１】[0021]
【発明の実施の形態】図４は、半径方向力を発生する電
気回転機械の直流機等価モデルを示している。図４の直
流機モデルでは、４極の界磁巻線Ｎd が突極状の固定子
に施されている。また、４極の電機子巻線Ｎq が回転子
に施されている。ここで、Ｎq はブラシを通して通電さ
れており、回転子が回転しても固定子に対して移動しな
い。Ｎd 巻線に電流を流すことにより界磁磁束Ψd を発
生する。この界磁磁束とＮq 巻線電流によりトルクが発
生して回転子は回転する。FIG. 4 shows a DC machine equivalent model of an electric rotating machine generating a radial force. In the DC machine model of FIG. 4, the four-pole field winding Nd Are applied to the salient pole-shaped stator. Also, the four-pole armature winding Nq Is applied to the rotor. Where Nq Is energized through the brush and does not move relative to the stator even when the rotor rotates. Nd The field flux Ψd Occurs. This field flux and Nq A torque is generated by the winding current and the rotor rotates.
【００２２】電気回転機械として半径方向力を発生する
ために、２極の直交巻線Ｎx、Ｎyも電機子に施されてい
る。Ｎx、Ｎyはブラシを通して給電されており、回転子
が回転しても固定子に対して位置は移動しない。いま、
固定子に固定した直交２軸ｘ、ｙをとる。Ｎx、Ｎy巻線
に正方向の電流を流すと、それぞれｘ、ｙ方向の起磁力
が発生する。Ｎx巻線に正方向の電流を流すと図４に示
すように２極の磁束Ψxが発生する。このΨxの方向は、
極１ではΨdと逆方向、極３ではΨdと等しい方向であ
る。即ち、極１では磁束密度が減少し、極３では磁束密
度が増加する。この結果、回転子にはｘ軸負方向に作用
する半径方向力が発生する。In order to generate a radial force as an electric rotating machine, two-pole orthogonal windings Nx and Ny are also provided on the armature. Nx and Ny are supplied with power through brushes, and do not move with respect to the stator even when the rotor rotates. Now
Two orthogonal axes x and y fixed to the stator are taken. When a positive current is applied to the Nx and Ny windings, magnetomotive forces are generated in the x and y directions, respectively. When a positive current is applied to the Nx winding, a two-pole magnetic flux Δx is generated as shown in FIG. The direction of this Ψx is
In pole 1, the direction is opposite to Ψd, and in pole 3, the direction is equal to Ψd. That is, the magnetic flux density decreases at the pole 1 and increases at the pole 3. As a result, a radial force acting on the rotor in the negative x-axis direction is generated.
【００２３】一方、Ｎx巻線に負方向の電流が流れる
と、磁束Ψxの方向が反対方向となり、極１で磁束密度
が増加し、極３で磁束密度が減少する。この結果、回転
子にはｘ軸正方向に作用する力が発生する。ｙ軸方向の
半径方向力はＮx巻線に電流を流すことにより発生でき
る。Ｎy巻線に正方向の電流が流れると、回転子にｙ軸
正方向に作用する半径方向力が発生する。一方、Ｎy巻
線に負方向の電流が流れると、回転子にｙ軸負方向の半
径方向力が発生する。On the other hand, when a current in the negative direction flows through the Nx winding, the direction of the magnetic flux Δx becomes opposite, and the magnetic flux density increases at the pole 1 and decreases at the pole 3. As a result, a force acting on the rotor in the positive x-axis direction is generated. A radial force in the y-axis direction can be generated by passing a current through the Nx winding. When a positive current flows through the Ny winding, a radial force acting on the rotor in the positive y-axis direction is generated. On the other hand, when a negative current flows through the Ny winding, a radial force in the y-axis negative direction is generated on the rotor.
【００２４】このように、直交２軸ｘ、ｙの正負両方向
の半径方向力が発生可能である。Ｎx、Ｎy巻線に流れる
電流の大きさを調整することにより、ｘ、ｙ軸方向の半
径方向力の大きさを調整できる。そこで、Ｎx、Ｎy巻線
電流の方向と大きさを調整することにより、所望の方
向、大きさの半径方向力を発生することが可能である。In this way, it is possible to generate radial forces in both the positive and negative directions of the two orthogonal axes x and y. By adjusting the magnitude of the current flowing through the Nx and Ny windings, the magnitude of the radial force in the x and y axis directions can be adjusted. Therefore, by adjusting the directions and magnitudes of the Nx and Ny winding currents, it is possible to generate a radial force having a desired direction and magnitude.
【００２５】[インダクタンス行列と半径方向力]既に示
した図４の直流機モデルから、インダクタンス行列を求
め、半径方向力を導出することが可能である。この際、
半径方向力は磁気蓄積エネルギーの半径方向位置に対す
る偏微分として求めることができる。そこで、固定子の
中心位置を基準として、回転子中心位置を直交２軸座標
系ｘ、ｙで表す必要がある。さらに、このｘ、ｙを用い
てインダクタンス行列を表す必要がある。[Inductance Matrix and Radial Force] From the DC machine model shown in FIG. 4, the inductance matrix can be obtained to derive the radial force. On this occasion,
The radial force can be obtained as a partial differential of the magnetic stored energy with respect to the radial position. Therefore, it is necessary to represent the center position of the rotor in the orthogonal two-axis coordinate system x, y with reference to the center position of the stator. Further, it is necessary to represent an inductance matrix using the x and y.
【００２６】いま、Ｎd、Ｎq、Ｎx、Ｎyの各巻線の電流
をそれぞれｉd、ｉq、ｉx、ｉyとして、各巻線の磁束鎖
交数をそれぞれΨd、Ψq、Ψx、Ψyとし、ｄ、ｑ軸のイ
ンダクタンスをＬd、Ｌq、Ｎx、Ｎy巻線の自己インダク
タンスをＬ2とすると、Now, let the currents of the windings Nd, Nq, Nx, Ny be id, iq, ix, iy, respectively, and let the number of flux linkages of each winding be Ψd, Ψq, Ψx, Ψy, and d, q axes Let Ld, Lq, Nx, and Ny be the self-inductance of the winding, and let L2 be the self-inductance of the winding.
【００２７】[0027]
【数１】 である。ここで、Ｍｄ’、Ｍｑ’はそれぞれｄ軸方向、
ｑ軸方向の４極と２極の巻線の相互インダクタンスの半
径方向位置ｘ、ｙに対する偏微分値である。(Equation 1) It is. Here, Md ′ and Mq ′ are d-axis directions, respectively.
This is a partial differential value with respect to the radial position x, y of the mutual inductance of the four-pole and two-pole windings in the q-axis direction.
【００２８】（１）式より、この回転機に蓄積されるエ
ネルギーＷmは、From equation (1), the energy Wm stored in the rotating machine is:
【数２】 である。(Equation 2) It is.
【００２９】ｘ軸方向、ｙ軸方向の半径方向力Ｆx、Ｆy
は、回転機が線形であると仮定すれば、磁気エネルギー
をそれぞれｘ方向、ｙ方向に偏微分したものである。即
ち、Radial forces Fx, Fy in the x-axis direction and the y-axis direction
Is the magnetic energy partially differentiated in the x and y directions, assuming that the rotating machine is linear. That is,
【数３】 である。(Equation 3) It is.
【００３０】（３）式に（２）式を代入し、計算すると
以下の結果が得られる。By substituting equation (2) for equation (3) and calculating, the following results are obtained.
【数４】 即ち、半径方向力はｉxとｉyの線形結合で表される。
（４）式から以下の点が明らかである。(Equation 4) That is, the radial force is represented by a linear combination of ix and iy.
The following points are clear from equation (4).
【００３１】（１）電機子反作用が小さければＭｑ’ｉ
ｑの非対角要素が小さく簡単化できる。この際、Ｆx、
Ｆyはそれぞれｉx、ｉyに比例する。その係数はＭd’ｉ
dである。永久磁石形の電動機であれば、ｉdは永久磁石
と界磁電流成分による界磁磁束を形成する電流成分であ
る。また、誘導電動機やシンクロナスリラクタンス機で
あれば、ｉdは励磁電流である。従って、電動機の励磁
磁束を有効に利用して半径方向力を発生することが明ら
かである。 （２）電機子反作用が生じる場合にはｘ、ｙ間に干渉が
生じる。しかし、 ｉd＝ｉq＝０ である特殊な場合をのぞき、（４）式の２×２行列には
逆行列が存在する。このため、制御系であらかじめ逆行
列を構成することにより非干渉化する必要がある。 （３）逆突極形の回転機では、非対角要素が大きくな
り、トルク電流ｉqとの相互作用で大きな半径方向力が
発生する。 （４）円筒形の回転機では、Ｍd’＝Ｍq’であり、
（４）式は簡単化できる。(1) If the armature reaction is small, Mq'i
The off-diagonal element of q is small and can be simplified. At this time, Fx,
Fy is proportional to ix and iy, respectively. The coefficient is Md'i
d. In the case of a permanent magnet type motor, id is a current component which forms a field magnetic flux by the permanent magnet and a field current component. In the case of an induction motor or a synchronous reluctance machine, id is an exciting current. Therefore, it is clear that the exciting magnetic flux of the electric motor is effectively used to generate the radial force. (2) When an armature reaction occurs, interference occurs between x and y. However, except for the special case where id = iq = 0, there is an inverse matrix in the 2 × 2 matrix of equation (4). For this reason, it is necessary to make the control system incoherent by forming an inverse matrix in advance. (3) In a rotating machine of a reverse salient pole type, a non-diagonal element becomes large, and a large radial force is generated by interaction with a torque current iq. (4) For a cylindrical rotating machine, Md '= Mq',
Equation (4) can be simplified.
【００３２】[ＡＣマシン]図５は、既に示した図４の直
流機モデルを永久磁石形同期機で実現した回転機の一例
を示している。回転機の固定子には２４のスロットがあ
り、３相の４極巻線Ｕ4、Ｖ4、Ｗ4、３相の２極巻線Ｕ
2、Ｖ2、Ｗ2が施されている。Ｕ4、Ｖ4、Ｗ4はＮd、Ｎq
巻線に対応し、Ｕ2、Ｖ2、Ｗ2はＮx、Ｎy巻線に対応す
る。各巻線に流れる電流をこれらの巻線の添え字を施し
てｉu4、ｉv4、ｉw4、ｉu2、ｉv2、ｉw2とする。固定子
に固定した直交２軸α、βを定義する。回転子は４極の
突極状であり、永久磁石、界磁巻線あるいはＵ4、Ｖ4、
Ｗ4の励磁電流成分により図示する極性に着磁されてお
り、時計回りに回転する。この回転子に固定した回転座
標系の直交２軸ｘ、ｙが描かれている。このｘ、ｙ軸は
図４のｘ、ｙ軸に対応している。いま、α、β軸方向の
半径方向力をＦα、Ｆβとする。回転子の回転方向を時
計回りとし、ｙ軸とβ軸の回転角度をφとする。図はφ
＝３０°での回転子と固定子の位置を示している。[AC Machine] FIG. 5 shows an example of a rotating machine in which the DC machine model shown in FIG. 4 is realized by a permanent magnet type synchronous machine. The stator of the rotating machine has 24 slots, three-phase four-pole windings U4, V4, W4, three-phase two-pole windings U
2, V2 and W2 are applied. U4, V4 and W4 are Nd, Nq
U2, V2 and W2 correspond to the Nx and Ny windings. The currents flowing through the respective windings are suffixed to these windings to obtain iu4, iv4, iw4, iu2, iv2, iw2. Two orthogonal axes α and β fixed to the stator are defined. The rotor is a salient pole with four poles, permanent magnet, field winding or U4, V4,
It is magnetized to the illustrated polarity by the exciting current component of W4 and rotates clockwise. Two orthogonal axes x and y of a rotating coordinate system fixed to the rotor are illustrated. The x and y axes correspond to the x and y axes in FIG. Now, let the radial force in the α and β axis directions be Fα and Fβ. The rotation direction of the rotor is clockwise, and the rotation angle between the y axis and the β axis is φ. The figure is φ
= 30 ° at the rotor and stator positions.
【００３３】一方、２相機のモデルを想定することがで
きる。４極２相巻線ａ、ｂと２極の２相巻線α、βが施
されているとする。ｘ、ｙ軸は図４のｘ、ｙ軸に対応す
る回転座標系であり、α、β軸はそれぞれα、β巻線の
起磁力方向を示すとする。すると、直流回転機モデル
と、交流回転機モデルには以下の関係がある。まず、半
径方向力については、回転角φに対する回転座標変換を
行えばよいので、On the other hand, a model of a two-phase machine can be assumed. It is assumed that four-pole two-phase windings a and b and two-pole two-phase windings α and β are provided. The x and y axes are a rotating coordinate system corresponding to the x and y axes in FIG. 4, and the α and β axes indicate the magnetomotive force directions of the α and β windings, respectively. Then, the following relationship exists between the DC rotating machine model and the AC rotating machine model. First, for the radial force, it is sufficient to perform the rotation coordinate conversion with respect to the rotation angle φ.
【００３４】[0034]
【数５】 である。(Equation 5) It is.
【００３５】次に、電動機の電流について考える。ま
ず、回転座標軸上での直流機モデルの電流ｉd、ｉqを２
相軸の固定座標系に変換した量をｉa、ｉbと定義する。
即ち、Next, the current of the motor will be considered. First, the currents id and iq of the DC machine model on the rotating coordinate axis are 2
The quantities converted to the fixed coordinate system of the phase axis are defined as ia and ib.
That is,
【数６】 と定義する。(Equation 6) Is defined.
【００３６】すると、ｉa、ｉbは２相モデルの巻線ａ、
ｂの正方向の電流である。さらに、４極巻線の電流は、
この２相軸の巻線電流を２相３相変換したものであるか
ら、Then, ia and ib are two-phase model windings a and
b is the current in the positive direction. Furthermore, the current of the 4-pole winding is
Since the two-phase winding current is converted into two-phase and three-phase,
【数７】 ここで、［Ｃ32］は２相３相変換行列であり、(Equation 7) Here, [C32] is a two-phase three-phase conversion matrix,
【数８】 である。(Equation 8) It is.
【００３７】一方、２極の半径方向力を発生する巻線
は、既に示した回転座標軸上の直流機モデルの電流ｉ
z、ｉyを、固定子に固定した２相軸上の２極巻線電流ｉ
α、ｉβに変換する。ここで、ｉα、ｉβはそれぞれに
示すα、β巻線の電流である。このとき、ｉα、ｉβが
正であれば、α、β軸方向の起磁力が発生する。このｉ
α、ｉβは、ｉｘ、ｉｙを用いて、（５）式の２×２行
列の逆行列を用いて、On the other hand, the windings that generate the two-pole radial force are based on the current i of the DC machine model on the rotating coordinate axis already described.
z and iy are two-pole winding currents i on a two-phase shaft fixed to the stator.
Convert to α, iβ. Here, iα and iβ are the currents of the α and β windings shown respectively. At this time, if iα and iβ are positive, a magnetomotive force is generated in the α and β axis directions. This i
α and iβ are calculated by using ix and iy, and by using the inverse matrix of the 2 × 2 matrix of Expression (5),
【数９】 さらに、４極電流と同様に２相３相変換の行列を用い
て、(Equation 9) Further, by using a matrix of two-phase and three-phase conversion similarly to the four-pole current,
【数１０】 となる。(Equation 10) Becomes
【００３８】以上のように３相機は２相機に等価である
ので、以下では、実用的な３相機について延べる。As described above, a three-phase machine is equivalent to a two-phase machine, so that a practical three-phase machine will be described below.
【００３９】図６は、フィードフォワードによる制御シ
ステムの構成を示している。ベクトル制御系では、速度
ループなどによって決定するトルク指令値τ*を入力と
し、速度などに応じて決定する励磁電流指令値ｉd*、ト
ルク電流指令値ｉq*、磁束角度方向φを決定する。
（６）式を（７）式右辺に代入する。さらに、右肩に＊
で示した変数を制御系内の指令値とすれば、FIG. 6 shows the configuration of a control system based on feedforward. In the vector control system, a torque command value τ * determined by a speed loop or the like is input, and an excitation current command value id * , a torque current command value iq * , and a magnetic flux angle direction φ determined according to a speed or the like are determined.
The equation (6) is substituted into the right side of the equation (7). In addition, on the right shoulder *
If the variable indicated by is the command value in the control system,
【数１１】 となる。ベクトル制御のブロックは、この式に基づいて
電流指令値ｉu4*、ｉv4*、ｉw4*を発生する。さらに、
４極の巻線電流は電流指令値に基づいて電流制御される
インバータにより、指令値と一致するように制御され
る。[Equation 11] Becomes The vector control block generates current command values iu4 * , iv4 * , iw4 * based on this equation. further,
The four-pole winding current is controlled by an inverter that is current-controlled based on the current command value so as to match the command value.
【００４０】一方、半径方向の位置制御は以下のように
行われる。主軸の半径方向位置α、βは変位センサによ
り検出され、指令値α*、β*と比較される。比例、微
分、積分（ＰＩＤ）コントローラは主軸半径方向位置を
中心に戻すための半径方向力指令値Ｆα*、Ｆβ*を発生
する。この固定子軸上の半径方向力の指令値は、回転座
標系ｘ、ｙに変換される。即ち、（５）式の演算が指令
値について行われる。On the other hand, the position control in the radial direction is performed as follows. The radial positions α and β of the main shaft are detected by displacement sensors and compared with command values α * and β * . A proportional, derivative, integral (PID) controller generates radial force command values Fα * , Fβ * for returning the spindle radial position to the center. The command value of the radial force on the stator axis is converted into a rotating coordinate system x, y. That is, the calculation of the expression (5) is performed on the command value.
【数１２】 (Equation 12)
【００４１】さらに、この回転座標軸上の半径方向力の
指令値Ｆｘ*、Ｆｙ*に基づいて（４）式を逆に解いて回
転座標軸上の電流の指令値を、Further, based on the command values Fx * and Fy * of the radial force on the rotary coordinate axis, the equation (4) is solved in reverse to obtain the current command value on the rotary coordinate axis.
【数１３】 と決定する。(Equation 13) Is determined.
【００４２】この回転座標軸上の半径方向力発生巻線の
電流指令値ｉx*、ｉy*は、（９）式に基づいて固定子座
標軸上へ変換され、さらに、（１０）式に基づいて３相
軸上に変換される。（１２）式以降の変換をまとめる
と、半径方向力発生巻線の３相電流指令値ｉu2*、ｉv
2*、ｉw2*は、固定子座標軸上の半径方向力の指令値か
ら以下の式により求められる。The current command values ix * and iy * of the radial force generating winding on the rotating coordinate axis are converted to the stator coordinate axis based on the equation (9), and further converted to 3 based on the equation (10). Converted on the phase axis. To summarize the conversions from equation (12), the three-phase current command values iu2 * , iv of the radial force generating winding
2 * and iw2 * are obtained from the command values of the radial force on the stator coordinate axis by the following equations.
【００４３】[0043]
【数１４】 [Equation 14]
【００４４】この指令値に基づいて電流指令値ｉu2*、
ｉv2*、ｉw*を発生する。２極３相巻線はこの指令値に
基づいて運転される電流制御形インバータに接続されて
いる。Based on this command value, the current command value iu2 * ,
iv2 * and iw * are generated. The two-pole three-phase winding is connected to a current control type inverter operated based on the command value.
【００４５】［制御システムの構成］図６は、電動機駆
動系がベクトル制御され、磁束の回転角度、ｄ、ｑ軸の
電流値が制御系内で明らかである場合のシステムの構成
であった。ベクトル制御では、磁束フィードフォワード
形、磁束フィードバック形があり、いづれの場合も磁束
の角度、ｄ、ｑ軸の電流値が明らかである。[Configuration of Control System] FIG. 6 shows the configuration of the system in the case where the motor drive system is vector-controlled and the rotation angle of the magnetic flux, and the current values of the d and q axes are clear in the control system. In the vector control, there are a magnetic flux feedforward type and a magnetic flux feedback type, and in each case, the angle of the magnetic flux, and the current values of the d and q axes are clear.
【００４６】一方、電動機駆動に汎用のインバータを用
いるような場合、あるいは、極めて高速であり瞬時電流
を制御することが困難である場合、ＰＷＭインバータの
適用が困難である場合もある。このような場合は、ベク
トル制御の適用が困難である。また、回転機が電動機で
はなく発電機として用いられる場合、簡単なダイオード
整流器などが接続される場合がある。このような場合、
回転機をフィードフォワード制御することは不可能であ
る。そこで、半径方向位置制御系自体が磁束方向、ｄ、
ｑ軸電流を検出して非干渉化する必要がある。On the other hand, when a general-purpose inverter is used for driving the motor, or when it is very fast and it is difficult to control the instantaneous current, it may be difficult to apply the PWM inverter. In such a case, it is difficult to apply the vector control. When the rotating machine is used as a generator instead of an electric motor, a simple diode rectifier or the like may be connected. In such a case,
It is impossible to feed-forward control the rotating machine. Therefore, the radial position control system itself has the magnetic flux direction, d,
It is necessary to detect the q-axis current to make it incoherent.
【００４７】図１は半径方向位置制御系が、ロータリー
エンコーダの出力、電動機巻線電流などから磁束方向、
ｄ、ｑ軸電流を演算することにより検出する場合のシス
テム構成を示している。検出値を用いて、図６と同様な
手法で半径方向の位置制御を行っている。なお、電動機
の制御系は、要求される半径方向力が発生できる程度の
磁束レベルを保つ必要がある。FIG. 1 shows that the position control system in the radial direction determines the magnetic flux direction from the output of the rotary encoder and the motor winding current.
The system configuration in the case of detecting by calculating d and q axis currents is shown. Using the detected values, position control in the radial direction is performed in the same manner as in FIG. Note that the control system of the electric motor needs to maintain a magnetic flux level at which a required radial force can be generated.
【００４８】電機子反作用が生じる永久磁石形の円筒機
では、電機子反作用の影響をあらかじめ考慮する必要が
ある。図７は電機子反作用に対して、半径方向の位置制
御系を非干渉化する手法を示している。いま、電機子電
流のｄ軸成分をｉd、ｑ軸成分をｉqとする。（１４）式
のｄ軸電流は、ｉdと永久磁石のｄ軸電流等価換算分ｉp
の和ｉp＋ｉdとなる。いま、 ｉdm＝ｉd＋ｉp とすると、ｉdmはｄ軸磁束を形成するｄ軸電流ベクトル
である。一方、ｉqによりｑ軸磁束が発生する。円筒機
であるので、ｄ軸、ｑ軸磁束により形成される磁束ベク
トルの大きさは、 ｉd’＝（ｉdm2＋ｉq2）(1/2) に比例し、その角度は ２θ＝ｔａｎ-1（ｉq／ｉdm） だけｄ軸から傾く。即ち、電機子反作用により形成され
る磁束の大きさが増加し、角度がずれる。そこて、非干
渉化ブロックで、全体をｉd’で除し、位相を２θ増加
すればよい。In a permanent magnet type cylindrical machine in which an armature reaction occurs, it is necessary to consider the influence of the armature reaction in advance. FIG. 7 shows a method of making the position control system in the radial direction non-interfering with the armature reaction. Now, let the d-axis component of the armature current be id and the q-axis component be iq. The d-axis current of the equation (14) is represented by id and a d-axis current equivalent conversion ip of the permanent magnet.
Is obtained as ip + id. Now, if idm = id + ip, idm is a d-axis current vector forming a d-axis magnetic flux. On the other hand, q-axis magnetic flux is generated by iq. Since it is a cylindrical machine, the magnitude of the magnetic flux vector formed by the d-axis and q-axis magnetic fluxes is proportional to id ′ = (idm 2 + iq 2 ) (1/2) , and the angle is 2θ = tan −1 ( iq / idm) from the d-axis. That is, the magnitude of the magnetic flux formed by the armature reaction increases, and the angle shifts. Therefore, in the decoupling block, the whole may be divided by id 'to increase the phase by 2θ.
【００４９】電機子反作用が発生しない場合は、永久磁
石のサーボモータで行われるように、ｄ軸電流は０とな
る。また、ｑ軸電流に起因し発生する磁束は０となるた
め、ｉｄ、ｉｑを検出する必要はなくなる。そこで、θ
＝０であるので、図７は大きく簡単化することが可能と
なる。When the armature reaction does not occur, the d-axis current becomes zero as performed by a permanent magnet servomotor. Further, since the magnetic flux generated due to the q-axis current is 0, it is not necessary to detect id and iq. Then, θ
Since = 0, FIG. 7 can be greatly simplified.
【００５０】図８は、回転機のトルクを発生する巻線の
電圧と電流を検出し、ｄ軸電流とｑ軸電流、回転角を検
出するものである。まず、電流、電圧を検出して３相２
相変換し、２相軸上の電圧電流に変換する。さらに、
ｄ、ｑ軸に回転座標変換する。この際、回転座標変換に
は推定している回転子の回転角度を用いる。一方、あら
かじめ測定した回転機の電動機定数から電圧電流方程式
を導出する。この電圧電流方程式に電圧あるいは電流を
代入し、電流あるいは電圧を算出する。この電流あるい
は電圧を検出した電圧あるいは電流と比較する。この
際、誤差が発生するようであれば、誤差は回転子の回転
角度の推定値に起因するのであるから、回転角度の推定
値を修正する。このようなフィードバックにより、回転
角の推定値は実際の回転角度と常に一致する。このよう
にして、電圧電流からｄ、ｑ軸の電圧、電流、回転子回
転角度を検出できる。そこで、図７と同様に制御するこ
とができる。FIG. 8 shows the detection of the voltage and current of the winding for generating the torque of the rotating machine, and the detection of the d-axis current, the q-axis current and the rotation angle. First, three phases 2
Phase conversion is performed to convert to voltage and current on a two-phase axis. further,
The rotation coordinate is converted to d and q axes. At this time, the estimated rotation angle of the rotor is used for the rotation coordinate conversion. On the other hand, a voltage-current equation is derived from the motor constant of the rotating machine measured in advance. The voltage or current is substituted into this voltage-current equation to calculate the current or voltage. This current or voltage is compared with the detected voltage or current. At this time, if an error occurs, the error is caused by the estimated value of the rotation angle of the rotor, so the estimated value of the rotation angle is corrected. Due to such feedback, the estimated value of the rotation angle always coincides with the actual rotation angle. In this manner, the voltages and currents of the d and q axes and the rotor rotation angle can be detected from the voltage and current. Thus, control can be performed in the same manner as in FIG.
【００５１】図９は、フィードバック形の発電機の構成
例を示す。トルク発生巻線に整流器が接続された点を除
いて図７と同等なシステム構成である。発電機として運
転する場合には、整流器により直流電力に変換してＰＣ
電力として取出すこともできる。このようにしても、図
７と等しい原理で安定に浮上回転することが可能であ
る。また、図８に示したシステム構成でもよい。FIG. 9 shows a configuration example of a feedback type generator. The system configuration is the same as that of FIG. 7 except that a rectifier is connected to the torque generating winding. When operating as a generator, it is converted to DC power by a rectifier and
It can also be extracted as electric power. Even in this case, it is possible to stably float and rotate on the same principle as in FIG. Further, the system configuration shown in FIG. 8 may be used.
【００５２】尚、電流制御器としては、汎用インバー
タ、方形波インバータ、ＰＡＭ制御インバータ、ダイオ
ード整流器などを用いることができ、これらにより安定
に浮上回転が可能である。As the current controller, a general-purpose inverter, a square-wave inverter, a PAM control inverter, a diode rectifier, and the like can be used.
【００５３】[0053]
【発明の効果】本発明は、以上に説明したように構成さ
れているので、以下に記載されるような効果を奏する。
即ち、回転機とは極数が異なる追加巻線を施し、この巻
線に電流を流すことにより非接触である半径方向位置制
御系を持つ永久磁石形回転電気機械の制御システムに
て、過渡時、負荷時等の大きなトルク電流が流れた、或
いは変動した場合においても、安定に浮上制御が可能で
ある。Since the present invention is configured as described above, it has the following effects.
That is, a permanent magnet type rotating electric machine control system having a non-contact radial position control system by applying an additional winding having a different number of poles from the rotating machine and applying a current to this winding, during transition, Even when a large torque current flows or fluctuates during a load or the like, levitation control can be stably performed.
【図１】本発明の一実施例のフィードバック形システム
の構成を示す図。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a feedback system according to an embodiment of the present invention.
【図２】ユニット全体の構成例を示す図。FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of an entire unit.
【図３】半径方向力の発生原理を示す図。FIG. 3 is a diagram illustrating the principle of generation of a radial force.
【図４】直流機モデルを示す図。FIG. 4 is a diagram showing a DC machine model.
【図５】巻線配置の一例を示す図。FIG. 5 is a diagram showing an example of a winding arrangement.
【図６】フィードフォワード形制御器の構成例を示す
図。FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of a feedforward controller.
【図７】フィードバック形制御器の構成例を示す図。FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a feedback controller.
【図８】フィードバック形制御器の電流検出を用いた構
成例を示す図。FIG. 8 is a diagram showing a configuration example using current detection of a feedback controller.
【図９】フィードバック形のシステムの発電機の構成例
を示す図。FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a generator of a feedback type system.
Ψ４ ４極磁束 Ψ２ ２極磁束 Ｎ４，Ｎd，Ｎq，Ｕ4，Ｖ4，Ｗ4 ４極巻線（駆動巻
線） Ｎ２，Ｎx，Ｎy，Ｕ2，Ｖ2，Ｗ2 ２極巻線（追加巻
線） Ｆ，Ｆx，Ｆy 半径方向力 ｉd ｄ軸電流 ｉq ｑ軸電流 Ｃ 非干渉制御器 α，β 主軸の変位Ψ4 4-pole magnetic flux Ψ2 2-pole magnetic flux N4, Nd, Nq, U4, V4, W4 4-pole winding (drive winding) N2, Nx, Ny, U2, V2, W2 2-pole winding (additional winding) F, Fx, Fy Radial force id d-axis current iq q-axis current C Non-interference controller α, β Main shaft displacement
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 森 敏 神奈川県藤沢市本藤沢４丁目２番１号 株 式会社荏原総合研究所内 (72)発明者 大沢 将 神奈川県藤沢市本藤沢４丁目２番１号 株 式会社荏原総合研究所内 (72)発明者 佐藤 忠 神奈川県藤沢市本藤沢４丁目２番１号 株 式会社荏原総合研究所内 (72)発明者 深尾 正 神奈川県横浜市青葉区松風台24−45 (72)発明者 千葉 明 東京都新宿区下落合１−８−14落合マンシ ョン707 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (72) Inventor Satoshi Mori 4-2-1 Motofujisawa, Fujisawa-shi, Kanagawa Prefecture Inside Ebara Research Institute, Ltd. (72) Inventor Masaru Osawa 4-2-2 Motofujisawa, Fujisawa-shi, Kanagawa Prefecture No. 1 Inside Ebara Research Institute, Inc. (72) Inventor Tadashi Sato 4-2-1 Motofujisawa, Fujisawa-shi, Kanagawa Prefecture Inside Ebara Research Institute, Ltd. (72) Inventor Tadashi Fukao, Matsufudai, Aoba-ku, Yokohama, Kanagawa Prefecture 24-45 (72) Inventor Akira Chiba 1-8-14 Ochiaiai Shimochiai, Shinjuku-ku, Tokyo 707
Claims (2)
極の巻線と、ｐ±２極の追加巻線とを備え、主軸の半径
方向位置を検出して、該主軸の半径方向位置が指令値と
一致するように、前記極数が異なる巻線にそれぞれ電流
を供給して半径方向力を発生させる、非干渉制御器を含
む回転電気機械のフィードバック制御システムにおい
て、 前記非干渉制御器で磁束の方向を推定すべく、前記回転
電気機械に流れる電流を検出し、この検出値を３相２相
変換し、この電流を回転座標に変換することにより、電
流のｄ軸成分とｑ軸成分を検出し、さらに、あらかじめ
推定された永久磁石の等価電流値とから、電流ベクトル
の大きさとその回転角度、あるいは磁束ベクトルの大き
さとその回転角度を演算し、 前記非干渉制御器に信号として伝送し、負荷時において
も、過渡時においても速度制御系と、半径方向位置制御
系を非干渉化することを特徴とした制御システム。1. The stator of a permanent magnet type rotating electric machine has p
A winding having a pole number and an additional winding having p ± 2 poles, detecting a radial position of the main shaft, and changing the number of poles so that the radial position of the main shaft coincides with a command value. In the feedback control system for a rotating electric machine including a non-interacting controller, which supplies current to each other to generate a radial force, a current flowing through the rotating electric machine in order to estimate a direction of a magnetic flux by the non-interacting controller. Is detected, the detected value is subjected to three-phase / two-phase conversion, and this current is converted into rotational coordinates, thereby detecting the d-axis component and the q-axis component of the current. From the value, the magnitude of the current vector and its rotation angle, or the magnitude of the magnetic flux vector and its rotation angle are calculated and transmitted as a signal to the non-interference controller. ,radius A control system characterized by decoupling the direction and position control system.
極の巻線と、ｐ±２極の追加巻線とを備え、主軸の半径
方向位置を検出して、該主軸の半径方向位置が指令値と
一致するように、前記極数が異なる巻線にそれぞれ電流
を供給して半径方向力を発生させる、非干渉制御器を含
む回転電気機械のフィードバック制御システムにおい
て、 前記非干渉制御器で磁束の方向を推定すべく、回転電気
機械に流れる電流と端子電圧を検出し、この検出値を３
相２相変換し、この電圧電流を回転座標に変換すること
により、電圧、電流のｄ軸成分とｑ軸成分を検出し、あ
らかじめ導出された回転電気機械の電圧電流方程式と比
較し、方程式との誤差を検出して回転子角度にフィード
バックする機能を備え、さらに、電流ベクトルの大きさ
とその回転角度、あるいは磁束ベクトルの大きさとその
回転角度を演算し、 前記非干渉制御器に信号として伝送し、負荷時において
も、過渡時においても速度制御系と、半径方向位置制御
系を非干渉化することを特徴とした制御システム。2. The stator of a permanent magnet type rotating electric machine has p
A winding having a pole number and an additional winding having p ± 2 poles, detecting a radial position of the main shaft, and changing the number of poles so that the radial position of the main shaft coincides with a command value. In the feedback control system of the rotating electric machine including a non-interacting controller, which supplies a current to each to generate a radial force, in order to estimate the direction of the magnetic flux in the non-interfering controller, The terminal voltage is detected, and this detection value is
By performing phase-to-phase conversion and converting this voltage / current into rotational coordinates, the d-axis component and the q-axis component of the voltage and current are detected, and are compared with a previously derived voltage / current equation of the rotating electric machine. Of the current vector and its rotation angle, or the magnitude of the magnetic flux vector and its rotation angle, and transmit the signal as a signal to the non-interference controller. A control system characterized in that the speed control system and the radial position control system are made non-interfering both at the time of load and at the time of transition.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26357196A JP3705658B2 (en) | 1996-09-12 | 1996-09-12 | Control system for permanent magnet type rotating electrical machine generating radial force |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26357196A JP3705658B2 (en) | 1996-09-12 | 1996-09-12 | Control system for permanent magnet type rotating electrical machine generating radial force |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1094217A true JPH1094217A (en) | 1998-04-10 |
| JP3705658B2 JP3705658B2 (en) | 2005-10-12 |
Family
ID=17391406
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26357196A Expired - Fee Related JP3705658B2 (en) | 1996-09-12 | 1996-09-12 | Control system for permanent magnet type rotating electrical machine generating radial force |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3705658B2 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1087517A1 (en) * | 1998-05-29 | 2001-03-28 | Hitachi, Ltd. | Motor control device |
| US6933644B2 (en) | 2001-05-18 | 2005-08-23 | Kabushiki Kaisha Sankyo Seiki Seisakusho | Magnetic levitation motor |
| JP2010180974A (en) * | 2009-02-06 | 2010-08-19 | Meidensha Corp | Method of setting parameter of bearing-less motor |
| JP2014241725A (en) * | 2010-03-15 | 2014-12-25 | 学校法人東京理科大学 | Bearingless motor |
-
1996
- 1996-09-12 JP JP26357196A patent/JP3705658B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1087517A1 (en) * | 1998-05-29 | 2001-03-28 | Hitachi, Ltd. | Motor control device |
| EP1087517A4 (en) * | 1998-05-29 | 2003-06-04 | Hitachi Ltd | Motor control device |
| US6933644B2 (en) | 2001-05-18 | 2005-08-23 | Kabushiki Kaisha Sankyo Seiki Seisakusho | Magnetic levitation motor |
| JP2010180974A (en) * | 2009-02-06 | 2010-08-19 | Meidensha Corp | Method of setting parameter of bearing-less motor |
| JP2014241725A (en) * | 2010-03-15 | 2014-12-25 | 学校法人東京理科大学 | Bearingless motor |
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|---|---|
| JP3705658B2 (en) | 2005-10-12 |
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