JPH1084696A - Air conditioner - Google Patents

Air conditioner

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Publication number
JPH1084696A
JPH1084696A JP8264713A JP26471396A JPH1084696A JP H1084696 A JPH1084696 A JP H1084696A JP 8264713 A JP8264713 A JP 8264713A JP 26471396 A JP26471396 A JP 26471396A JP H1084696 A JPH1084696 A JP H1084696A
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JP
Japan
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voltage
inverter
switch element
power supply
input
Prior art date
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Pending
Application number
JP8264713A
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Japanese (ja)
Inventor
Koji Kato
浩二 加藤
Toru Inoue
井上　　徹
Makoto Ishii
誠 石井
Yuuhachi Takakura
雄八 高倉
Yasuo Notohara
保夫 能登原
Yukio Kawabata
幸雄 川端
Hiroshi Shinozaki
弘 篠崎
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
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Publication date
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Priority to EP97111925A priority patent/EP0820136B1/en
Priority to DE69725069T priority patent/DE69725069D1/en
Priority to CN97114687A priority patent/CN1090738C/en
Priority to US08/895,033 priority patent/US5929591A/en
Publication of JPH1084696A publication Critical patent/JPH1084696A/en
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    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B2600/00—Control issues
    • F25B2600/02—Compressor control
    • F25B2600/021—Inverters therefor
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B30/00—Energy efficient heating, ventilation or air conditioning [HVAC]
    • Y02B30/70—Efficient control or regulation technologies, e.g. for control of refrigerant flow, motor or heating

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  • Air Conditioning Control Device (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an air conditioner using various kinds of AC power voltages in common along with high power factor and small harmonics. SOLUTION: An AC power voltage from an AC power supply is rectified in full wave and charged in a capacitor 5 to obtain a DC power voltage for an inverter 13. The AC power voltage of 100V or 200V is provided. When the power voltage is 100V. a divided voltage Ed of DC voltage Ed at the capacitor 5 is selected. When the power voltage is 202V, a divided voltage Ed2 of DC voltage Ed, where Ed1>Ed2, is selected by a selective switch 18 to use it as the DC voltage Ed' for on-off control of a switching element 6. The DC power voltages Ed from 100V and 200V are different,. but when a divided voltage ratio is set adequately, the DC power voltage Ed is made desirable level with respect to the AC power voltages to operate the jnverter 13 at high efficiency with a small loss.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータルーム
エアコン用圧縮機の電動機駆動装置に係わり、特に、交
流電源からの電力を一旦この交流電源の電圧より高い電
圧の直流電力に変換し、入力交流電流を正弦波状に制御
する昇圧チョッパ方式のアクティブフィルタを搭載した
電力変換器の制御に際し、夫々好適な条件で制御可能な
電力変換器の制御方法に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor driving device for a compressor for an inverter room air conditioner, and more particularly to a method for temporarily converting power from an AC power supply to DC power having a voltage higher than the voltage of the AC power supply. The present invention relates to a power converter control method capable of controlling a power converter equipped with a boost chopper type active filter that controls a current in a sine wave shape under suitable conditions.

【０００２】[0002]

【従来の技術】入力電流の高調波を抑制する高力率な電
力変換噐を電源とした電動機駆動装置の一従来例が、例
えば、特公平７−８９７４３号公報に示されている。図
１２はかかる従来の電動機駆動装置を示すブロック図で
あって、１は交流電源、２は整流器、２ａ，２ｂ，２
ｃ，２ｄはダイオード、３はリアクトル、４はダイオー
ド、５はコンデンサ、６はスイッチ素子、７は電圧比較
器、８は掛算器、９は負荷電流検出器、１０は電流比較
器、１１は発振器、１２は駆動回路、１３はインバー
タ、１４は電動機、１５はマイコン、１６はインバータ
駆動回路、１７は変調器である。2. Description of the Related Art A conventional example of a motor driving apparatus using a power converter having a high power factor for suppressing harmonics of an input current as a power supply is disclosed in, for example, Japanese Patent Publication No. 7-89743. FIG. 12 is a block diagram showing such a conventional motor driving device, wherein 1 is an AC power supply, 2 is a rectifier, 2a, 2b, 2
c and 2d are diodes, 3 is a reactor, 4 is a diode, 5 is a capacitor, 6 is a switch element, 7 is a voltage comparator, 8 is a multiplier, 9 is a load current detector, 10 is a current comparator, and 11 is an oscillator. , 12 is a drive circuit, 13 is an inverter, 14 is a motor, 15 is a microcomputer, 16 is an inverter drive circuit, and 17 is a modulator.

【０００３】同図において、整流器２、リアクトル３、
ダイオード４、コンデンサ５、スイッチ素子６、電圧比
較器７、掛算器８、負荷電流検出器９、電流比較器１
０、発振器１１、駆動回路１２及び変調器１７からなる
部分は電力変換器を構成しており、インバータ１３はこ
の電力変換器を電源としている。In FIG. 1, a rectifier 2, a reactor 3,
Diode 4, capacitor 5, switch element 6, voltage comparator 7, multiplier 8, load current detector 9, current comparator 1
0, an oscillator 11, a drive circuit 12, and a modulator 17 constitute a power converter, and the inverter 13 uses the power converter as a power source.

【０００４】まず、この電力変換器について説明する。[0004] First, this power converter will be described.

【０００５】交流電源１からの交流電源電圧は、ダイオ
ード２ａ〜２ｄからなる整流器２で全波整流されて、整
流電圧Ｅｓに変換される。この整流電圧Ｅｓはリアクト
ル３とダイオード４を介してコンデンサ５に印加され、
平滑された直流電圧Ｅｄが得られる。これらダイオード
４とコンデンサ５とに並列にスイッチ素子６が設けられ
ている。[0005] The AC power supply voltage from the AC power supply 1 is full-wave rectified by a rectifier 2 comprising diodes 2a to 2d and converted into a rectified voltage Es. This rectified voltage Es is applied to the capacitor 5 via the reactor 3 and the diode 4,
A smoothed DC voltage Ed is obtained. A switching element 6 is provided in parallel with the diode 4 and the capacitor 5.

【０００６】コンデンサ５で平滑された直流電圧Ｅｄは
抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧されて直流電圧Ｅｄ’が形成さ
れ、これと基準電圧Ｅｏとの偏差値が電圧比較器７で求
められて電圧制御信号Ｖｅが作成される。The DC voltage Ed smoothed by the capacitor 5 is divided by the resistors R3 and R4 to form a DC voltage Ed ', and a deviation value between the DC voltage Ed' and the reference voltage Eo is obtained by the voltage comparator 7 to control the voltage. A signal Ve is created.

【０００７】整流器２で正弦波状の交流電源電圧を全波
整流して得られる整流電圧Ｅｓは、また、抵抗Ｒ１，Ｒ
２で分圧されて正弦波同期信号Ｅｓ’が得られ、この正
弦波同期信号Ｅｓ’と電圧比較器７からの電圧制御信号
Ｖｅとが掛算器８で演算されて電流基準信号Ｖｉ’が形
成される。この電流基準信号Ｖｉ’は負荷電流検出器９
で得られる電流信号Ｖｉと電流比較器１０で比較され、
変調信号Ｖｋが得られる。この変調信号Ｖｋは変調器１
７に供給されて発振器１１からの鋸歯波状や三角波状の
搬送波Ｖｋ’を変調し、この変調信号Ｖｋに応じてデュ
ーティ比が変化するＰＷＭ波のスイッチング駆動信号Ｖ
ｇが作成される。このスイッチング駆動信号Ｖｇによ
り、駆動回路１２がスイッチング素子６をオン，オフ駆
動する。The rectified voltage Es obtained by full-wave rectification of the sine-wave AC power supply voltage by the rectifier 2 also includes resistances R1 and R
2, a sine wave synchronization signal Es' is obtained, and the sine wave synchronization signal Es' and the voltage control signal Ve from the voltage comparator 7 are operated by the multiplier 8 to form the current reference signal Vi '. Is done. This current reference signal Vi ′ is supplied to the load current detector 9.
Is compared with the current signal Vi obtained by
A modulated signal Vk is obtained. This modulation signal Vk is applied to the modulator 1
7 modulates the sawtooth or triangular carrier wave Vk ′ from the oscillator 11 and changes the duty ratio according to the modulation signal Vk.
g is created. With this switching drive signal Vg, the drive circuit 12 drives the switching element 6 on and off.

【０００８】以上のように、この従来例は、正弦波状の
整流電圧Ｅｓの波形に追従させながらスイッチング素子
６をオン，オフさせるものであって、これにより、入力
交流電流ｉを高力率で高調波の少ない正弦波状の電流と
することができ、また、基準電圧Ｅｏと直流電圧Ｅｄと
の偏差値に応じてスイッチング素子６の通流比を変化さ
せており、これにより、負荷の変動にかかわらず、安定
した直流電圧Ｅｄが得られる。従って、基準電圧Ｅｏや
抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を適宜設定することにより、直
流電圧Ｅｄを所望の電圧値にすることができ、入力交流
電力を直流出力に変換することができると記載されてい
る。As described above, in this conventional example, the switching element 6 is turned on and off while following the waveform of the sine-wave rectified voltage Es, whereby the input AC current i is changed at a high power factor. A sinusoidal current with few harmonics can be obtained, and the conduction ratio of the switching element 6 is changed according to the deviation value between the reference voltage Eo and the DC voltage Ed. Regardless, a stable DC voltage Ed is obtained. Therefore, it is described that by appropriately setting the reference voltage Eo and the resistance values of the resistors R3 and R4, the DC voltage Ed can be set to a desired voltage value, and the input AC power can be converted to a DC output. I have.

【０００９】次に、図１２での電動機駆動回路について
説明する。Next, the motor drive circuit shown in FIG. 12 will be described.

【００１０】上記の電力変換器で作成された直流電力は
インバ−タ１３で交流電力に逆変換され、電動機１４に
供給されてこれを駆動する。また、速度指令に基づいて
マイコン１５から演算出力されるＰＷＭ信号がインバー
タ駆動回路１６を介してこのインバータ１３に供給さ
れ、これによってこのインバータ１３が駆動されて、そ
のスイッチング素子（図示せず）が所定の通流率でオ
ン，オフ動作する。The DC power generated by the power converter is inversely converted into AC power by an inverter 13 and supplied to a motor 14 for driving the same. In addition, a PWM signal calculated and output from the microcomputer 15 based on the speed command is supplied to the inverter 13 via the inverter driving circuit 16, whereby the inverter 13 is driven, and its switching element (not shown) is driven. On / off operation is performed at a predetermined duty ratio.

【００１１】[0011]

【発明が解決しようとする課題】以上の構成の電動機駆
動装置では、直流電圧Ｅｄは、入力交流電源電圧が変化
しても、安定して得られるが、入力交流電源電圧の電圧
値に応じてこの直流電圧Ｅｄを変化させたい場合には、
回路定数を修正する必要がある。特に、上記従来例で
は、昇圧方式の電力変換器であるため、安定した制御を
行なうためには、次式 直流電圧Ｅｄ≧交流電源電圧×１.４１＋１０〔Ｖ〕 により、入力交流電源電圧が１００Ｖの場合には、１５
０Ｖ以上の直流電圧Ｅｄに、また、入力交流電源電圧が
２００Ｖの場合には、３００Ｖ以上の直流電圧Ｅｄに夫
々設定する。In the motor driving device having the above-described structure, the DC voltage Ed can be obtained stably even when the input AC power supply voltage changes. However, the DC voltage Ed can be obtained in accordance with the voltage value of the input AC power supply voltage. If you want to change this DC voltage Ed,
Circuit constants need to be modified. In particular, in the above conventional example, since the power converter is of the boosting type, in order to perform stable control, the input AC power supply voltage is set to 100 V by the following equation: DC voltage Ed ≧ AC power supply voltage × 1.41 + 10 [V] In the case of, 15
The DC voltage Ed is set to 0 V or more, and the DC voltage Ed is set to 300 V or more when the input AC power supply voltage is 200 V.

【００１２】従って、交流電源１が１００Ｖと２００Ｖ
のどちらでも使用できる電力変換器とする場合には、直
流電圧Ｅｄの設定値を３００Ｖ以上にする必要がある。Therefore, when the AC power supply 1 is 100V and 200V
In the case of a power converter that can use either of the above, the set value of the DC voltage Ed needs to be 300 V or more.

【００１３】例えば、１００Ｖの入力交流電源電圧の場
合には、直流電圧Ｅｄを３００Ｖ程度の一定電圧とし、
インバータ１３を任意の通電率でチョッパ駆動して回転
数制御を行なうよりも、１５０Ｖ以上の任意の直流電圧
Ｅｄで、１００％通電率のチョッパなしで制御する方が
損失を少なくすることができるが、上記従来例では、そ
の点が考慮されていないため、必要以上に損失が大きく
なるという問題が生じる。For example, in the case of an input AC power supply voltage of 100 V, the DC voltage Ed is set to a constant voltage of about 300 V,
The loss can be reduced by controlling the inverter 13 at an arbitrary DC voltage Ed of 150 V or more without a chopper having a 100% duty ratio, as compared with performing the rotation speed control by driving the inverter 13 with a chopper at an arbitrary duty ratio. However, in the above-mentioned conventional example, since this point is not taken into consideration, there is a problem that the loss is increased more than necessary.

【００１４】また、上記従来例は、交流電源１からの交
流電源電圧を全波整流して得られる正弦波状の整流電圧
Ｅｓを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して正弦波同期信号Ｅｓ’
を形成し、これと電圧制御信号Ｖｅとを掛算器８で演算
して電流基準信号Ｖｉ’を作成し、この電流基準信号Ｖ
ｉ’を参照して入力交流電流を正弦波状に制御する方式
であるため、交流電源電圧が１００Ｖと２００Ｖの場合
では、整流電圧Ｅｓが異なるため、正弦波の形状や値が
両者で著しく異なる。このため、交流電源電圧を１００
Ｖと２００Ｖで共用すると、力率が悪く、高調波の含有
率が高い電力変換器になる。In the above conventional example, a sine-wave rectified voltage Es obtained by full-wave rectification of an AC power supply voltage from an AC power supply 1 is divided by resistors R1 and R2 to obtain a sine-wave synchronization signal Es'.
And a voltage control signal Ve is calculated by the multiplier 8 to generate a current reference signal Vi ′.
Since the input AC current is controlled in a sine wave form with reference to i ′, the rectified voltage Es is different between the AC power supply voltages of 100 V and 200 V, and the shapes and values of the sine waves are significantly different between the two. Therefore, the AC power supply voltage is set to 100
When shared between V and 200V, the power converter has a low power factor and a high harmonic content.

【００１５】また、以上の電力変換器を用いた電動機駆
動装置及び空気調和機では、交流電源電圧に１００Ｖと
２００Ｖとを使用する場合、夫々に対応した仕様の電力
変換器にしなければならない。従って、機種の増加を招
き、生産効率が低下するなどの問題が生じる。Further, in the motor drive device and the air conditioner using the above-described power converter, when using 100V and 200V as the AC power supply voltage, the power converter must have specifications corresponding to the respective specifications. Therefore, problems such as an increase in the number of models and a decrease in production efficiency occur.

【００１６】さらに、入力交流電流が小さく、特に、上
記の制御を行なう必要がない場合、逆に、低入力電流時
の制御の不安定動作や損失，ノイズなどを排除すること
については考慮されていない。Further, when the input AC current is small, and especially when the above control is not necessary, it is considered to conversely eliminate the unstable operation, loss, noise, etc. of the control at the time of low input current. Absent.

【００１７】例えば、負荷電流検出器９として抵抗を用
い、両端に発生する電圧により、電流信号Ｖｉを得よう
とする場合、微小な電流に対しても、制御のためには充
分な電圧を発生させる必要があり、具体的には、この抵
抗の抵抗値を大きく設定することが必要である。この場
合、負荷電流が大きくなると、この抵抗で消費される電
力が大きくなり、損失の増大を招くことになる。For example, when a resistor is used as the load current detector 9 and a current signal Vi is to be obtained from a voltage generated at both ends, a sufficient voltage for controlling a small current is generated. More specifically, it is necessary to set a large resistance value of this resistor. In this case, when the load current increases, the power consumed by the resistor increases, resulting in an increase in loss.

【００１８】さらにまた、インバータ１３では、その直
流電源電圧Ｅｄを一定とし、この直流電源電圧Ｅｄをマ
イコン１５からのＰＷＭ信号のデューティ比に応じた通
電率でチョッピングすることにより、このデューティ比
に応じた所定の回転数で電動機１４が回転するようにし
ている。このデューティ比を変化させることにより、電
動機１４の回転数が変化することになるが、かかる従来
の電動機駆動装置では、このように、常時インバータ１
３がチョッパ駆動されるため、これによる電力損失（チ
ョッパ損失）が生じて効率が低くならざるを得なかっ
た。Further, in the inverter 13, the DC power supply voltage Ed is kept constant, and the DC power supply voltage Ed is chopped at a duty ratio corresponding to the duty ratio of the PWM signal from the microcomputer 15, so that the DC power supply voltage Ed is changed according to the duty ratio. The electric motor 14 rotates at the predetermined rotation speed. By changing the duty ratio, the number of revolutions of the motor 14 changes. In such a conventional motor drive device, however, the inverter 1 always operates as described above.
3 is driven by a chopper, which causes a power loss (chopper loss), which inevitably lowers the efficiency.

【００１９】本発明の目的は、かかる問題を解消し、例
えば、１００Ｖ，２００Ｖなどの異なる複数種類の電源
電圧に共用可能として、いずれの電源電圧に対しても、
良好な力率が得られ、高調波の含有率を低減することが
できるようにした空気調和機を提供することにある。An object of the present invention is to solve such a problem and make it possible to share a plurality of different power supply voltages such as 100 V and 200 V.
An object of the present invention is to provide an air conditioner capable of obtaining a good power factor and reducing the content of harmonics.

【００２０】本発明の他の目的は、低入力電流時の制御
の不安定動作や損失，ノイズなどを排除することができ
るようにした空気調和機を提供することにある。It is another object of the present invention to provide an air conditioner capable of eliminating unstable operation, loss, noise, and the like of control at a low input current.

【００２１】本発明の他の目的は、インバータでの電力
損失を低減し、効率を高めることができるようにした空
気調和機を提供することにある。Another object of the present invention is to provide an air conditioner capable of reducing power loss in an inverter and increasing efficiency.

【００２２】[0022]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、交流電源からの交流電源電圧を検出して
それが１００Ｖか２００Ｖかを瞬時に判断し、その判断
結果に応じて直流電圧の検出値または電圧基準値を変更
する手段と、該交流電源からの交流電源電圧を全波整流
して得られる正弦波状の整流電圧を分圧して得られる正
弦波同期信号の値を変更する手段とを設け、１００Ｖと
２００Ｖとの異なる交流電源電圧に対応した電動機駆動
装置ならびに空気調和機を提供するものである。To achieve the above object, the present invention detects an AC power supply voltage from an AC power supply and instantaneously determines whether the voltage is 100 V or 200 V. Means for changing a detection value or a voltage reference value of a DC voltage, and changing a value of a sine wave synchronization signal obtained by dividing a sine wave rectified voltage obtained by full-wave rectifying the AC power supply voltage from the AC power supply. To provide a motor drive device and an air conditioner corresponding to different AC power supply voltages of 100V and 200V.

【００２３】上記さらに他の目的を達成するために、本
発明は、電動機の所定の回転数までの駆動範囲では、イ
ンバータをチョッパ駆動し、この所定の回転数以上の回
転数で該電動機を駆動する場合には、該インバータの直
流電源電圧を変化させる電源駆動とする。この電源駆動
では、インバータでの電力損失がほとんどなくなるた
め、効率が向上する。In order to achieve the above-mentioned object, the present invention provides a chopper drive of an inverter in a drive range up to a predetermined rotation speed of the motor, and the motor is driven at a rotation speed higher than the predetermined rotation speed. In this case, the power supply is driven by changing the DC power supply voltage of the inverter. In this power supply drive, power loss in the inverter is almost eliminated, so that efficiency is improved.

【００２４】[0024]

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【００２５】図１は本発明による空気調和機の第１の実
施形態を示すブロック図であって、１８は直流電圧切換
スイッチ、１９はトリガ素子、２０は同期信号切換スイ
ッチ、２１は電圧指令切換スイッチ、２２はドライブ信
号切換スイッチ、２３は入力電流検出器、２４はアクテ
ィブコンバータブロック、２５はＬＰＦ（ローパスフィ
ルタ）であり、図１２に対応する部分には同一符号を付
けて重複する説明を省略する。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of an air conditioner according to the present invention, in which 18 is a DC voltage switch, 19 is a trigger element, 20 is a synchronous signal switch, and 21 is a voltage command switch. A switch 22, a drive signal changeover switch 23, an input current detector 23, an active converter block 24, and an LPF (low-pass filter) 25, parts corresponding to those in FIG. I do.

【００２６】図１において、コンデンサ５で平滑して得
られる直流電圧Ｅｄは抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６からなる分
圧回路で分圧され、直流電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２が形成され
る。ここで、 Ｅｄ１＝Ｅｄ×（Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６） Ｅｄ２＝Ｅｄ×Ｒ６／（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６） であり、Ｅｄ１＞Ｅｄ２である。In FIG. 1, a DC voltage Ed obtained by smoothing with a capacitor 5 is divided by a voltage dividing circuit composed of resistors R4, R5 and R6 to form DC voltages Ed1 and Ed2. Here, Ed1 = Ed × (R5 + R6) / (R4 + R5 + R6) Ed2 = Ed × R6 / (R4 + R5 + R6), and Ed1> Ed2.

【００２７】直流電圧Ｅｄ１は直流電圧切換スイッチ１
８の接点Ｂに、直流電圧Ｅｄ２はこの切換スイッチの接
点Ａに夫々供給される。この直流電圧切換スイッチ１８
は、マイコン１５により、直流電圧Ｅｄの分圧電圧Ｅｄ
１に応じて切換制御され、この直流電圧切換スイッチ１
８からは直流電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２のうちの選択された方
が直流電圧Ｅｄ１’として出力される。The DC voltage Ed1 is a DC voltage switch 1
The DC voltage Ed2 is supplied to the contact A of the changeover switch 8 at the contact B of No. 8 respectively. This DC voltage switch 18
Is the divided voltage Ed of the DC voltage Ed by the microcomputer 15
1 in accordance with the DC voltage changeover switch 1
8 outputs the selected one of the DC voltages Ed1 and Ed2 as the DC voltage Ed1 '.

【００２８】直流電圧切換スイッチ１８の出力直流電圧
Ｅｄ１’は電圧指令切換スイッチ２１の接点Ｂに供給さ
れる。また、この電圧指令切換スイッチ２１の接点Ａに
は、マイコン１５から出力される電動機１４の速度制御
のためのＰＷＭ信号がＬＰＦ２５で平滑処理されて形成
される直流電圧Ｅｄ２’が供給される。この電圧指令切
換スイッチ２１もマイコン１５によって切換制御され、
通電率が１００％よりも小さい電動機負荷のときには、
接点Ｂ側が、また、電動機負荷が大きくて通電率が１０
０％のときには、接点Ａ側が夫々選択される。The output DC voltage Ed1 'of the DC voltage switch 18 is supplied to the contact B of the voltage command switch 21. The contact point A of the voltage command changeover switch 21 is supplied with a DC voltage Ed2 'formed by smoothing a PWM signal output from the microcomputer 15 for speed control of the electric motor 14 by the LPF 25. This voltage command changeover switch 21 is also switched by the microcomputer 15 and is controlled.
When the motor load is smaller than 100%,
The contact B side has a large motor load and a duty ratio of 10
When it is 0%, the contact A side is selected respectively.

【００２９】電圧指令切換スイッチ２１で選択された直
流電圧Ｅｄ１’，Ｅｄ２’のいずれかは、直流電圧Ｅ
ｄ’として電圧比較器７に供給され、基準電圧Ｅｏとの
偏差値が求められて電圧制御信号Ｖｅが形成される。One of the DC voltages Ed1 'and Ed2' selected by the voltage command switch 21 is the DC voltage E1.
The voltage control signal Ve is supplied to the voltage comparator 7 as d ', and a deviation value from the reference voltage Eo is obtained to form a voltage control signal Ve.

【００３０】図１２で示した従来例では、この電圧制御
信号Ｖｅは、コンデンサ５で平滑された直流電圧Ｅｄを
分圧して得られる１種類の直流電圧Ｅｄ’を、基準電圧
Ｅｏと比較することにより得ていたが、この第１の実施
形態では、直流電圧Ｅｄを分圧して得られる２種類の直
流電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２とＬＰＦ２５から得られる直流電
圧Ｅｄ２’とのいずれかを上記の直流電圧Ｅｄ’とし、
これと基準電圧Ｅｏと比較することにより得ている。In the conventional example shown in FIG. 12, the voltage control signal Ve is obtained by comparing one type of DC voltage Ed 'obtained by dividing the DC voltage Ed smoothed by the capacitor 5 with the reference voltage Eo. However, in the first embodiment, one of the two types of DC voltages Ed1 and Ed2 obtained by dividing the DC voltage Ed and the DC voltage Ed2 ′ obtained from the LPF 25 is used as the DC voltage Ed. 'age,
This is obtained by comparing this with the reference voltage Eo.

【００３１】一方、整流器２から出力される正弦波の全
波整流波形の整流電圧Ｅｓは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３か
らなる分圧回路で分圧され、電圧Ｅｓ１，Ｅｓ２が形成
される。ここで、 Ｅｓ１＝Ｅｓ×（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） Ｅｓ２＝Ｅｄ×Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） であり、Ｅｓ１＞Ｅｓ２である。On the other hand, the rectified voltage Es of the sine wave full-wave rectified waveform output from the rectifier 2 is divided by a voltage dividing circuit composed of resistors R1, R2 and R3 to form voltages Es1 and Es2. Here, Es1 = Es × (R2 + R3) / (R1 + R2 + R3) Es2 = Ed × R3 / (R1 + R2 + R3), and Es1> Es2.

【００３２】電圧Ｅｓ１は同期信号切換スイッチ２０の
接点Ｂに、また、電圧Ｅｓ２はこの同期信号切換スイッ
チ２０の接点Ａに夫々供給される。この同期信号切換ス
イッチ２０も、マイコン１５により、直流電圧切換スイ
ッチ１８と同様に、コンデンサ５で平滑された直流電圧
Ｅｄの分圧電圧Ｅｄ１に応じて切換え制御され、この同
期信号切換スイッチ２０から出力される電圧Ｅｓ１また
はＥｓ２は、正弦波同期信号Ｅｓ’として掛算器８に供
給される。The voltage Es1 is supplied to the contact B of the synchronizing signal changeover switch 20, and the voltage Es2 is supplied to the contact A of the synchronizing signal changeover switch 20, respectively. The synchronization signal changeover switch 20 is also switched by the microcomputer 15 in accordance with the divided voltage Ed1 of the DC voltage Ed smoothed by the capacitor 5, similarly to the DC voltage changeover switch 18, and the output from the synchronization signal changeover switch 20 is controlled. The applied voltage Es1 or Es2 is supplied to the multiplier 8 as a sine wave synchronization signal Es ′.

【００３３】掛算器８からは電流基準信号Ｖｉ’が得ら
れ、これを用いて、図１２に示した従来例と同様にし
て、スイッチ素子６のオン，オフ制御が行なわれる。The current reference signal Vi 'is obtained from the multiplier 8, and the ON / OFF control of the switch element 6 is performed using the current reference signal Vi' in the same manner as in the conventional example shown in FIG.

【００３４】以上のようにして、この第１の実施形態に
おいても、正弦波の全波整流波形の整流電圧Ｅｓの波形
に追従させながらスイッチ素子６をオン，オフするもの
であり、これにより、高力率で高調波の少ない正弦波状
の入力交流電流にすることができ、また、基準電圧Ｅｏ
と直流電圧Ｅｄ’の偏差値に応じてスイッチ素子６の通
流率を変化させるものであるから、負荷の変動にかかわ
らず、安定した直流電圧Ｅｄが得られる。従って、基準
電圧Ｅｏと抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６の抵抗値を適宜設定す
ることにより、直流電圧Ｅｄを所望の電圧値とすること
ができる。As described above, also in the first embodiment, the switch element 6 is turned on and off while following the waveform of the rectified voltage Es of the sine wave full-wave rectified waveform. A sinusoidal input AC current with a high power factor and few harmonics can be obtained, and the reference voltage Eo
Since the conduction ratio of the switching element 6 is changed in accordance with the deviation value between the DC voltage Ed 'and the DC voltage Ed', a stable DC voltage Ed can be obtained regardless of the load fluctuation. Therefore, the DC voltage Ed can be set to a desired voltage value by appropriately setting the reference voltage Eo and the resistance values of the resistors R4, R5, and R6.

【００３５】ここで、マイコン１５は、また、入力電流
検出器２３により、入力交流電流Ｉｓを検出しており、
この入力交流電流Ｉｓの電流値が所定値以上となるまで
の期間“Ｌ”（ローレベル）のトリガ信号ＶＴをトリガ
素子１９に供給する。このトリガ素子１９は、このトリ
ガ信号ＶＴの“Ｌ”期間駆動回路１２を制御し、スイッ
チ素子６をオフ状態にする。トリガ信号ＶＴが“Ｌ”か
ら“Ｈ”（ハイレベル）に変化すると、この時点でトリ
ガ素子１９がスイッチ素子６を動作状態にする。Here, the microcomputer 15 detects the input AC current Is by the input current detector 23.
The trigger signal VT of “L” (low level) is supplied to the trigger element 19 until the current value of the input AC current Is becomes equal to or more than a predetermined value. The trigger element 19 controls the drive circuit 12 during the “L” period of the trigger signal VT to turn off the switch element 6. When the trigger signal VT changes from “L” to “H” (high level), at this point, the trigger element 19 puts the switch element 6 into an operating state.

【００３６】また、マイコン１５から出力されるＰＷＭ
信号は、通常設定Ａ側に閉じているドライブ信号切換ス
イツチ２２を介してインバータ駆動回路１６に供給さ
れ、このインバータ駆動回路１６は、このＰＷＭ信号の
デューティ比に応じた通電率でインバータ１３の図示し
ないスイッチ素子をオン，オフ制御する。これにより、
インバータ１３では、コンデンサ５から供給される直流
電圧Ｅｄの直流電力がこの通電率でチョッピングされて
交流電力に変換され、電動機１４に供給してＰＷＭ信号
のデューティ比に応じた回転数で回転させる。The PWM output from the microcomputer 15
The signal is supplied to an inverter drive circuit 16 via a drive signal switching switch 22 which is normally closed on the setting A side. The inverter drive circuit 16 controls the inverter 13 at a duty ratio corresponding to the duty ratio of the PWM signal. ON / OFF control of the switch elements not to be performed. This allows
In the inverter 13, the DC power of the DC voltage Ed supplied from the capacitor 5 is chopped at this duty ratio and converted into AC power, supplied to the electric motor 14 and rotated at a rotational speed according to the duty ratio of the PWM signal.

【００３７】次に、国内の場合を例にして、この第１の
実施形態の制御動作方法について、図２により説明す
る。なお、国内の場合には、交流電源電圧は、１００Ｖ
と２００Ｖとの２種類がある。Next, a control operation method according to the first embodiment will be described with reference to FIG. 2, taking a domestic case as an example. In the case of Japan, the AC power supply voltage is 100 V
And 200V.

【００３８】まず、電源がオンすると（ステップ１０
０）、マイコン１５が初期状態に設定され、これによ
り、マイコン１５は、直流電圧切換スイッチ１８，同期
信号切換スイッチ２０を接点Ａ側に、電圧指令切換スイ
ッチ２１を接点Ｂ側に、ドライブ信号切換スイッチ２２
を接点Ａ側に夫々閉じる。これにより、直流電圧切換ス
イッチ１８は直流電圧Ｅｄ２を選択し、電圧比較器７に
は、次の直流電圧Ｅｄ’、 Ｅｄ’＝Ｅｄ×Ｒ６／（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６） が供給される。また、同期信号切換スイッチ２０では、
正弦波同期信号Ｅｓ２が選択される。First, when the power is turned on (step 10)
0), the microcomputer 15 is set to the initial state, whereby the microcomputer 15 switches the DC voltage changeover switch 18 and the synchronization signal changeover switch 20 to the contact A side, the voltage command changeover switch 21 to the contact B side, and switches the drive signal. Switch 22
Are respectively closed to the contact A side. As a result, the DC voltage changeover switch 18 selects the DC voltage Ed2, and the following DC voltage Ed ′, Ed ′ = Ed × R6 / (R4 + R5 + R6) is supplied to the voltage comparator 7. In the synchronization signal changeover switch 20,
The sine wave synchronization signal Es2 is selected.

【００３９】かかる状態でコンデンサ５で充電動作を開
始し、マイコン１５はコンデンサ５の直流電圧Ｅｄの分
圧電圧Ｅｄ１を検出する（ステップ１０１）。この検出
した直流電圧Ｅｄ１の電圧値から、 Ｅｄ＝Ｅｄ１×（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ５＋Ｒ６） により、直流電圧Ｅｄが、例えば、１６０Ｖより高けれ
ば（ステップ１０２）、入力交流電源電圧は２００Ｖで
あると判断し、直流電圧切換スイッチ１８を接点Ａに閉
じたままとする（ステップ１０３）。これにより、直流
電圧Ｅｄ’は直流電圧Ｅｄ２となり、コンデンサ５に得
られる直流電圧Ｅｄは、 Ｅｄ＝Ｅｄ２×｛１＋（Ｒ５＋Ｒ４）／Ｒ６｝ となる。In this state, the charging operation is started by the capacitor 5, and the microcomputer 15 detects the divided voltage Ed1 of the DC voltage Ed of the capacitor 5 (Step 101). From the voltage value of the detected DC voltage Ed1, from the voltage value Ed = Ed1 × (R4 + R5 + R6) / (R5 + R6), if the DC voltage Ed is higher than 160 V, for example (step 102), it is determined that the input AC power supply voltage is 200V. Then, the DC voltage switch 18 is kept closed at the contact A (step 103). As a result, the DC voltage Ed ′ becomes the DC voltage Ed2, and the DC voltage Ed obtained in the capacitor 5 becomes Ed = Ed2 × {1+ (R5 + R4) / R6}.

【００４０】また、同期信号切換スイッチ２０を接点Ａ
に閉じたままとする（ステップ１０４）。従って、この
ときの正弦波同期信号Ｅｓ’は、 Ｅｓ’＝Ｅｓ×Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） となる。The synchronization signal changeover switch 20 is set to the contact A
(Step 104). Therefore, the sine wave synchronization signal Es 'at this time is as follows: Es' = Es × R3 / (R1 + R2 + R3).

【００４１】一方、直流電圧Ｅｄが、例えば、１２０Ｖ
より低ければ（ステップ１０２）、入力交流電源電圧は
１００Ｖであると判断して、直流電圧切換スイッチ１８
を接点Ｂ側に切り換える（ステップ１１０）。従って、
コンデンサ５の直流電圧Ｅｄは、 Ｅｄ＝Ｅｄ１×｛１＋Ｒ４／（Ｒ５＋Ｒ６）｝ となる。On the other hand, when the DC voltage Ed is, for example, 120 V
If it is lower (step 102), it is determined that the input AC power supply voltage is 100 V and the DC voltage switch 18
Is switched to the contact B side (step 110). Therefore,
The DC voltage Ed of the capacitor 5 is given by Ed = Ed1 × {1 + R4 / (R5 + R6)}.

【００４２】また、同期信号切換スイッチ２０を接点Ｂ
に切り換える（ステップ１１１）。従って、このときの
正弦波同期信号Ｅｓ’は、 Ｅｓ’＝Ｅｓ×（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） となる。When the synchronization signal changeover switch 20 is set to the contact B
(Step 111). Therefore, the sine wave synchronization signal Es 'at this time is as follows: Es' = Es × (R2 + R3) / (R1 + R2 + R3)

【００４３】このように、入力交流電源電圧の大きさに
応じて直流電圧切換スイッチ１８，同期信号切換スイッ
チ２０を切換え制御することにより、入力交流電源電圧
が２００Ｖのときには、直流電圧Ｅｄ’や正弦波同期信
号Ｅｓ’を夫々低い方の直流電圧Ｅｄ２，Ｅｓ２とし、
入力交流電源電圧が１００Ｖのときには、直流電圧Ｅ
ｄ’や正弦波同期信号Ｅｓ’を夫々高い方の直流電圧Ｅ
ｄ１，Ｅｓ１とする。これにより、入力交流電源電圧が
１００Ｖのときと２００Ｖのときとでの直流電圧Ｅｄ’
の違いを押さえることができ、電圧制御信号Ｖｅの振幅
が大きくなり過ぎて飽和してしまうことによる制御の不
安定や、正弦波同期信号Ｅｓ’及び電圧制御信号Ｖｅか
ら演算される電流基準信号Ｖｉ’が乱れて電流波形が正
弦波でなくなるなどの不具合を防ぐことができる。As described above, by controlling the switching of the DC voltage changeover switch 18 and the synchronization signal changeover switch 20 according to the magnitude of the input AC power supply voltage, when the input AC power supply voltage is 200 V, the DC voltage Ed 'and the sine The wave synchronizing signal Es' is a lower DC voltage Ed2, Es2, respectively,
When the input AC power supply voltage is 100 V, the DC voltage E
d 'and the sine-wave synchronization signal Es'
d1 and Es1. Thus, the DC voltage Ed ′ is different between when the input AC power supply voltage is 100 V and when the input AC power supply voltage is 200 V.
Can be suppressed, the control becomes unstable due to the amplitude of the voltage control signal Ve becoming too large and becoming saturated, and the current reference signal Vi calculated from the sine wave synchronization signal Es' and the voltage control signal Ve. 'Can be prevented, and the current waveform can no longer be a sine wave.

【００４４】なお、この実施形態では、入力交流電源電
圧を１００Ｖと２００Ｖとの２種類としているが、一般
に、入力交流電源電圧をＶ１，Ｖ２，……，Ｖｎのｎ種
類とし、かつ直流電圧Ｅｄ’，Ｅｓ’も同様にｎ種類と
して、入力交流電源電圧がＶ１，Ｖ２，……，Ｖｎのい
ずれてあるかを判定し、この判定結果に応じて、この入
力交流電源電圧に対応する直流電圧Ｅｄ’，Ｅｓ’とす
ることにより、同様の効果が得られる。In this embodiment, the input AC power supply voltage is of two types, 100 V and 200 V. In general, the input AC power supply voltage is of n types of V1, V2,..., Vn, and the DC voltage Ed is Similarly, “Es” is also set to n types, and it is determined whether the input AC power supply voltage is V1, V2,..., Vn, and according to the determination result, the DC voltage corresponding to the input AC power supply voltage is determined. The same effect can be obtained by setting Ed 'and Es'.

【００４５】ステップ１０２で入力交流電源電圧が２０
０Ｖであると判断した場合には、また、電圧指令切換ス
イッチ２１を接点Ｂ側に閉じた状態のままとする（ステ
ップ１０５）。このとき、ほぼＥ０＝Ｅｄ’となり、従
って、直流電圧Ｅｄは、 Ｅｄ＝Ｅ０×｛１＋（Ｒ５＋Ｒ４）／Ｒ６｝ となる。この場合、例えば、Ｅｄ＝３００Ｖである。In step 102, when the input AC power supply voltage is 20
When it is determined that the voltage is 0 V, the voltage command changeover switch 21 is kept closed to the contact B side (step 105). At this time, it is almost E0 = Ed ′, and therefore, the DC voltage Ed is as follows: Ed = E0 × {1+ (R5 + R4) / R6}. In this case, for example, Ed = 300V.

【００４６】また、このとき、ドライブ信号切換スイツ
チ２２は接点Ａ側に閉じたままの状態とされ（ステップ
１０５）、マイコン１５から出力されるＰＷＭ信号がこ
のドライブ信号切換スイツチ２２を介してインバータ駆
動回路１６に供給される。At this time, the drive signal switching switch 22 is kept closed to the contact A side (step 105), and the PWM signal output from the microcomputer 15 is driven by the inverter via the drive signal switching switch 22. It is supplied to the circuit 16.

【００４７】以上の動作により、電力変換器で作成され
た直流電力Ｅｄがインバ−タ１３で交流に逆変換され、
これにより、電動機１４が駆動させる（ステップ１０
６）。マイコン１５は、図１０に示した従来例と同様
に、速度指令に基づく演算によって上記のＰＷＭ信号を
生成して出力し、これにより、インバータ駆動回路１６
を介してインバータ１３が駆動され、このインバータ１
３のスイッチ素子をこのＰＷＭ信号のデューティ比に応
じた所定の通流率でオン，オフして電動機１４の回転数
制御を行なう。With the above operation, the DC power Ed generated by the power converter is inversely converted into AC by the inverter 13,
As a result, the electric motor 14 is driven (step 10).
6). The microcomputer 15 generates and outputs the above-mentioned PWM signal by an operation based on the speed command, similarly to the conventional example shown in FIG.
The inverter 13 is driven via the
The switching element 3 is turned on and off at a predetermined duty ratio according to the duty ratio of the PWM signal to control the rotation speed of the electric motor 14.

【００４８】なお、一般に、交流電源電圧が上記のＶ
１，Ｖ２，……，ＶｎのいずれかＶｊ（ｊ＝１，２，…
…，ｎ）である場合、この入力交流電源電圧Ｖｊに対応
する直流電圧Ｅｄ’と一定の基準電圧Ｅｏとを比較し
て、この入力交流電源電圧Ｖｊを整流平滑して得られる
直流電圧Ｅｄを任意の一定値（例えば、３００Ｖ）に設
定し、インバータ１３のスイッチ素子を任意の通電率で
オン、オフさせる。Generally, when the AC power supply voltage is V
1, V2,..., Vn, any of Vj (j = 1, 2,.
, N), the DC voltage Ed ′ corresponding to the input AC power supply voltage Vj is compared with a constant reference voltage Eo, and the DC voltage Ed obtained by rectifying and smoothing the input AC power supply voltage Vj is calculated. An arbitrary constant value (for example, 300 V) is set, and the switch element of the inverter 13 is turned on and off at an arbitrary duty ratio.

【００４９】昇圧回路において、この直流電圧Ｅｄを入
力交流電源電圧の全波整流電圧Ｅｓ以下に下げると、力
率低下や入力電流波形の乱れを生じる。この不具合を回
避するために、２００Ｖと判定した場合には、Ｅｄ＝３
００Ｖ一定にして制御を行なう。勿論、Ｅｄ＝３００Ｖ
で充分電動機１４は所望の回転数が得られることが条件
であり、３００Ｖ以上に昇圧しても、本発明の主旨は損
なわれない。In the booster circuit, when this DC voltage Ed is reduced to a value equal to or lower than the full-wave rectified voltage Es of the input AC power supply voltage, the power factor is reduced and the input current waveform is disturbed. To avoid this problem, if it is determined that the voltage is 200 V, Ed = 3
Control is performed with 00V constant. Of course, Ed = 300V
It is a condition that the desired rotation speed of the electric motor 14 can be obtained. Even if the voltage is increased to 300 V or more, the gist of the present invention is not impaired.

【００５０】マイコン１５は、入力電流検出器２３で入
力交流電流Ｉｓを検出し（ステップ１０７）、この入力
交流電流Ｉｓが大きい期間“Ｈ”のトリガ信号ＶＴをト
リガ素子１９に出力し、この期間スイッチ素子６がオ
ン，オフ動作するようにして（ステップ１０８）、運転
を継続する（ステップ１０９）。The microcomputer 15 detects the input AC current Is by the input current detector 23 (step 107), and outputs a trigger signal VT of “H” to the trigger element 19 during a period when the input AC current Is is large. The operation is continued (step 109) by turning on and off the switch element 6 (step 108).

【００５１】また、ステップ１０２で入力交流電源電圧
が１００Ｖであると判断した場合でも、電圧指令切換ス
イッチ２１は接点Ｂ側に閉じた状態のままとする（ステ
ップ１１２）。従って、上記と同様に、ほぼＥ０＝Ｅ
ｄ’となり、直流電圧Ｅｄは、 Ｅｄ＝Ｅ０×｛１＋Ｒ４／（Ｒ５＋Ｒ６）｝ となり、この場合、例えば、Ｅｄ＝１５０Ｖである。こ
のように、基準電圧Ｅ０を共用しながら、コンデンサ５
での直流電圧Ｅｄを、入力交流電源電圧が２００Ｖであ
る場合とは異なる電圧値に設定できる。Even if it is determined in step 102 that the input AC power supply voltage is 100 V, the voltage command changeover switch 21 is kept closed to the contact B (step 112). Therefore, similar to the above, almost E0 = E
d ′, and the DC voltage Ed becomes Ed = E0 × {1 + R4 / (R5 + R6)}. In this case, for example, Ed = 150V. In this way, the capacitor 5 is shared while sharing the reference voltage E0.
Can be set to a voltage value different from that when the input AC power supply voltage is 200 V.

【００５２】このとき、インバ−タ１３の通電率が１０
０％未満の場合には（ステップ１１６）、ステップ１０
５，１０６と同様にして、電動機１４を駆動させ（ステ
ップ１１２，１１３）、また、ステップ１０７，１０８
と同様にして、スイッチ素子６のオン，オフ動作を行な
わせて（ステップ１１４，１１５）、運転をそのまま継
続する（ステップ１１８）。At this time, when the duty ratio of the inverter 13 is 10
If it is less than 0% (step 116), step 10
In the same manner as in steps 5 and 106, the motor 14 is driven (steps 112 and 113).
Similarly, the switch element 6 is turned on and off (steps 114 and 115), and the operation is continued as it is (step 118).

【００５３】しかし、入力交流電源電圧が１００Ｖで動
作中、例えば、電動機負荷が大きくなり、インバータ１
３でのスイッチ素子の通電率が１００％になる場合には
（ステップ１１６）、電圧指令切換スイッチ２１を接点
Ａ側に、また、ドライブ信号切換スイツチ２２を接点Ｂ
側に夫々切り換える（ステップ１１７）。However, during operation at an input AC power supply voltage of 100 V, for example, the motor load increases and the inverter 1
If the duty ratio of the switch element in step 3 becomes 100% (step 116), the voltage command changeover switch 21 is set to the contact A side, and the drive signal changeover switch 22 is set to the contact B.
Side (step 117).

【００５４】これにより、速度指令に基づいて演算され
たマイコン１５からのスイッチ素子駆動信号（ＰＷＭ信
号）がＬＰＦ２５によって平滑処理された直流電圧Ｅｄ
２’が電圧指令切換スイッチ２１から直流電圧Ｅｄ’と
して出力され、この直流電圧Ｅｄ’から形成された電圧
制御信号Ｖｅが電圧比較器７に供給される。これに応じ
て、コンデンサ５での直流電圧Ｅｄが、例えば、１５０
Ｖ以上の任意の電圧になるように、スイッチ素子６のオ
ン，オフ制御がなされる。また、これと同時にドライブ
信号切換スイツチ２２が接点Ｂ側に切り換えられたこと
により、インバータ１３を通電率１００％で駆動するた
めの電圧Ｅｉがこのドライブ信号切換スイツチ２２を介
してインバータ駆動回路１６に供給される。As a result, the switch element drive signal (PWM signal) from the microcomputer 15 calculated based on the speed command is converted into a DC voltage Ed that has been smoothed by the LPF 25.
2 ′ is output from the voltage command changeover switch 21 as the DC voltage Ed ′, and the voltage control signal Ve formed from the DC voltage Ed ′ is supplied to the voltage comparator 7. Accordingly, the DC voltage Ed at the capacitor 5 becomes, for example, 150
On / off control of the switch element 6 is performed so that the voltage becomes an arbitrary voltage equal to or higher than V. At the same time, the drive signal switching switch 22 is switched to the contact B side, so that a voltage Ei for driving the inverter 13 at a duty ratio of 100% is supplied to the inverter drive circuit 16 via the drive signal switching switch 22. Supplied.

【００５５】ここで、入力交流電源電圧が１００Ｖであ
る場合のかかるこの実施形態の上記動作を、空気調和機
の暖房運転の場合を例にとして、図３によりさらに詳細
に説明する。なお、図３は、室温センサ２９が付加して
示している以外、図１と同じである。Here, the above operation of this embodiment when the input AC power supply voltage is 100 V will be described in more detail with reference to FIG. 3, taking the case of the heating operation of the air conditioner as an example. FIG. 3 is the same as FIG. 1 except that the room temperature sensor 29 is additionally shown.

【００５６】同図において、空気調和機には、室温セン
サ２９が設けられており、マイコン１５は、この室温セ
ンサ２９によって室内の温度を検出し（この検出される
温度を、以下、計測室温という）、これをユーザによっ
て設定された希望の室温（設定室温）と比較し、計測室
温が低くて設定室温に達していないときには、これらの
差に応じてＰＷＭ信号のデューティ比を高め、インバー
タ１３でのスイッチ素子の通電率を高めて電動機１４の
回転数を高めるようにする。In the figure, the air conditioner is provided with a room temperature sensor 29, and the microcomputer 15 detects the room temperature with the room temperature sensor 29 (this detected temperature is hereinafter referred to as a measured room temperature). This is compared with a desired room temperature (set room temperature) set by the user, and when the measured room temperature is low and does not reach the set room temperature, the duty ratio of the PWM signal is increased according to these differences, and Of the switch element is increased to increase the rotation speed of the electric motor 14.

【００５７】このとき、コンデンサ５の直流電圧Ｅｄ、
即ち、インバータ１３の直流電源電圧は１５０Ｖに固定
されており、インバータ１３のスイッチ素子がチョッパ
動作しているが、上記ＰＷＭ信号のデューティ比が１０
０％となっても、計測室温が設定室温に達していない
と、マイコン１５は、上記ステップ１１７で説明したよ
うに、ドライブ信号切換スイッチ２２を接点Ｂ側に切り
換えて、一定電圧Ｅｉをインバータ駆動回路１６に供給
するようにすることにより、インバータ１３のスイッチ
素子の通電率を１００％に保持し、これとともに、電圧
指令切換スイッチ２１を接点Ａ側に切り換えて、ＰＷＭ
信号をＬＰＦ２５で平滑して得られる電圧Ｅｄ２’を電
圧Ｅｄ’として電圧比較器７に供給するようにする。そ
して、このＰＷＭ信号のデューティ比を小さくしていっ
て、電圧Ｅｄ’が基準電圧Ｅｏよりも順次小さくなるよ
うにしていく。At this time, the DC voltage Ed of the capacitor 5,
That is, the DC power supply voltage of the inverter 13 is fixed at 150 V, and the switch element of the inverter 13 is performing a chopper operation.
Even if the measured room temperature does not reach the set room temperature even if it becomes 0%, the microcomputer 15 switches the drive signal changeover switch 22 to the contact B side to drive the constant voltage Ei to the inverter drive as described in the above step 117. By supplying the current to the circuit 16, the duty ratio of the switch element of the inverter 13 is maintained at 100%, and at the same time, the voltage command changeover switch 21 is switched to the contact A side so that the PWM is switched.
The voltage Ed2 ′ obtained by smoothing the signal with the LPF 25 is supplied to the voltage comparator 7 as the voltage Ed ′. Then, the duty ratio of the PWM signal is reduced so that the voltage Ed 'becomes smaller than the reference voltage Eo.

【００５８】これにより、スイッチ素子６の通電率が、
コンデンサ５の直流電圧Ｅｄが１５０Ｖであるときの通
電率よりも大きくなっていき、これにより、コンデンサ
５の直流電圧Ｅｄが１５０Ｖから順次増大していって電
動機１４の回転数が増加していく。そして、これととも
に、室温がさらに高くなり、計測室温が設定室温に達す
るようになる。As a result, the duty ratio of the switch element 6 becomes
When the DC voltage Ed of the capacitor 5 is 150 V, the duty ratio becomes larger than the duty ratio. As a result, the DC voltage Ed of the capacitor 5 gradually increases from 150 V, and the rotation speed of the electric motor 14 increases. At the same time, the room temperature further increases, and the measured room temperature reaches the set room temperature.

【００５９】以上のように、入力交流電源電圧が１００
Ｖの場合には、各スイッチを切り換えることにより、ス
イッチ素子６とインバータ１３の駆動制御信号を、マイ
コン１５から単一ポートで出力することが可能となり、
インバータ１３のスイッチ素子の通電率が１００％の場
合には、このインバータ１３の電源電圧としての直流電
圧Ｅｄを変化させる指令電圧Ｅｄ２’（ＰＷＭ信号）を
出力し、１００％未満の場合には、インバータ１３を駆
動する制御電圧（ＰＷＭ信号）を出力させる。そして、
これら各々の場合について、インバータ１３の駆動回路
１６に入力する信号として、通電率１００％でインバー
タ１３のスイッチ素子を駆動するための所定の一定電圧
か、マイコン１５の単一ポートからのインバータ駆動信
号（ＰＷＭ信号）かを切り換えて出力する手段（ドライ
ブ信号切換スイッチ２２）とを備えることにより、マイ
コン１５として比較的低機能で廉価なマイコンを使用し
ても、上記の制御が可能となり、安価な製品を供給する
ことができる。As described above, when the input AC power supply voltage is 100
In the case of V, by switching each switch, it becomes possible to output a drive control signal for the switch element 6 and the inverter 13 from the microcomputer 15 through a single port,
When the duty ratio of the switch element of the inverter 13 is 100%, a command voltage Ed2 ′ (PWM signal) for changing the DC voltage Ed as the power supply voltage of the inverter 13 is output. A control voltage (PWM signal) for driving the inverter 13 is output. And
In each of these cases, a signal input to the drive circuit 16 of the inverter 13 is a predetermined constant voltage for driving the switch element of the inverter 13 at a duty ratio of 100%, or an inverter drive signal from a single port of the microcomputer 15. (PWM signal) and means for switching and outputting (drive signal changeover switch 22), the above-mentioned control becomes possible even if a relatively low-function and inexpensive microcomputer is used as the microcomputer 15, and inexpensive. Products can be supplied.

【００６０】また、通電率が１００％になった場合に
は、コンデンサ５で得られるの直流電圧Ｅｄを制御する
ことにより、電動機１４の回転数制御が行われる。When the duty ratio reaches 100%, the DC voltage Ed obtained by the capacitor 5 is controlled to control the rotation speed of the motor 14.

【００６１】従って、インバータ１３のスイッチ素子の
オン，オフの通電率が１００％未満であるときには、直
流電圧Ｅｄ１’を一定の基準電圧Ｅｏと比較しながら、
１５０Ｖ程度という比較的低い任意の一定値に設定した
上で、インバータ１３のスイッチ素子を任意の通電率で
オン，オフさせて電動機１４の回転数を制御するもので
あるから、インバータ１３あるいは電動機１４での損失
が低減してその効率を向上させることができる。Therefore, when the ON / OFF duty ratio of the switch element of the inverter 13 is less than 100%, the DC voltage Ed1 'is compared with a constant reference voltage Eo.
Since the switching speed of the electric motor 14 is controlled by turning on and off the switching element of the inverter 13 at an arbitrary duty ratio after setting the constant value to a comparatively low arbitrary value of about 150 V, the inverter 13 or the electric motor 14 is controlled. And the efficiency can be improved.

【００６２】さらに、インバータ１３のスイッチ素子の
通電率が１００％であるときには、直流電圧Ｅｄ１’の
代わりに、任意の指令電圧Ｅｄ２’を切り換えて電圧比
較器７に供給して基準電圧Ｅｏと比較し、電動機１４の
所望の回転数に応じて指令電圧Ｅｄ２’を変化させ、こ
のようにして、インバータ１３でチョッパが行なわれ
ず、直流電圧値Ｅｄを大小制御することにより、電動機
１４の回転数を高低に制御するようにしているので、イ
ンバータ１３でのチョッパ損失を低減することができ
る。Further, when the duty ratio of the switch element of the inverter 13 is 100%, an arbitrary command voltage Ed2 'is switched instead of the DC voltage Ed1' and supplied to the voltage comparator 7 to compare with the reference voltage Eo. Then, the command voltage Ed2 ′ is changed in accordance with the desired rotation speed of the electric motor 14, and thus the chopper is not performed by the inverter 13 and the DC voltage value Ed is controlled to be large or small. Since the height is controlled, chopper loss in the inverter 13 can be reduced.

【００６３】かかる回転制御により、インバータ１３で
のスイッチング損失低減，低直流電圧での電動機１４の
インバータ駆動による効率向上が実現でき、高効率化が
図れることになる。With this rotation control, it is possible to realize a reduction in switching loss in the inverter 13 and an improvement in efficiency by driving the motor 14 with the inverter at a low DC voltage, thereby achieving higher efficiency.

【００６４】図４はある電動機負荷のときでのこの実施
形態と従来の空気調和機との電動機回転数と効率との関
係を比較して示す図であり、Ａは入力交流電源電圧が１
００Ｖであるときの上記動作をなすこの実施形態の特性
を示し、Ｂはインバータの直流電源電圧が一定に保持さ
れる従来の空気調和機、または、入力交流電圧が２００
Ｖであるときの上記動作をなすこの実施形態の特性を夫
々示している。FIG. 4 is a diagram showing a comparison between the motor speed and the efficiency of this embodiment and a conventional air conditioner at a certain motor load, where A indicates that the input AC power supply voltage is one.
B shows the characteristics of this embodiment that performs the above operation when the voltage is 00 V, and B denotes a conventional air conditioner in which the DC power supply voltage of the inverter is kept constant, or 200 V in the input AC voltage.
The characteristics of this embodiment performing the above operation when V is shown, respectively.

【００６５】同図において、インバータの直流電源電圧
を、例えば、３００Ｖと一定に保持し、インバータのチ
ョッパの通電率の制御により電動機の回転数を制御する
空気調和機（以下、公知の空気調和機という）では、電
動機の回転数ｎ（ｒｐｍ）に対して、その効率が特性Ｂ
のように変化する。回転数ｎの増加とともに効率が上昇
するのは、インバータのチョッパの通電率が上昇するこ
とにより、電動機のヒステリシス損失が低減されること
になる。In the figure, an air conditioner (hereinafter referred to as a known air conditioner) in which the DC power supply voltage of the inverter is kept constant at, for example, 300 V, and the rotation speed of the motor is controlled by controlling the duty ratio of the chopper of the inverter. ), The efficiency is represented by a characteristic B with respect to the number of rotations n (rpm) of the motor.
It changes like The reason that the efficiency increases with an increase in the rotation speed n is that the hysteresis loss of the electric motor is reduced by increasing the duty ratio of the chopper of the inverter.

【００６６】これに対し、入力交流電源電圧が１００Ｖ
であって、上記のように、インバータのチョッパの通電
率が１００％未満では、インバータの直流電源電圧を１
５０Ｖ一定にしてインバータでチョッパの通電率の制御
により電動機の回転数制御を行ない、この通電率が１０
０％となると、インバータの直流電源電圧を制御するこ
とにより電動機の回転数制御を行なう実施形態（以下、
入力１００Ｖの実施形態）というでは、電動機の回転数
ｎに対して、その効率が特性Ａのように変化し、従来の
空気調和機の効率Ｂよりもかなり高いものとなる。On the other hand, when the input AC power supply voltage is 100 V
As described above, when the duty ratio of the chopper of the inverter is less than 100%, the DC power supply voltage of the inverter becomes 1
The rotation speed of the motor is controlled by controlling the duty ratio of the chopper with the inverter at a constant 50 V, and the duty ratio becomes 10%.
0%, an embodiment in which the number of rotations of the motor is controlled by controlling the DC power supply voltage of the inverter (hereinafter, an embodiment)
According to the embodiment (input of 100 V), the efficiency changes as indicated by a characteristic A with respect to the rotation speed n of the electric motor, and is considerably higher than the efficiency B of the conventional air conditioner.

【００６７】ここで、領域Ｎ1を入力１００Ｖの実施形
態でのインバータでチョッパの通電率が１００％未満の
領域、また、領域Ｎ2を入力１００Ｖの実施形態でのイ
ンバータでチョッパの通電率が１００％の領域とし、こ
こでの電動機負荷に対し、領域Ｎ1，Ｎ2の境界で、即
ち、インバータの直流電源電圧が１５０Ｖでインバータ
がチョッパ駆動されるときでの電動機が取り得る最大の
回転数を４０００（ｒｐｍ）としている。また、いずれ
のものにおいても、インバータの直流電源電圧が３００
Ｖで、インバータのスイッチ素子の通電が１００％であ
るとき、電動機の回転数が９０００（ｒｐｍ）としてい
る。Here, the region N 1 is a region where the duty ratio of the chopper is less than 100% in the inverter in the embodiment of 100 V input, and the region N 2 is the region where the duty ratio of the chopper is less than 100% in the inverter in the embodiment of 100 V input. The maximum rotation that the motor can take when the inverter is chopper-driven at the boundary between the regions N 1 and N 2 , that is, when the DC power supply voltage of the inverter is 150 V, with respect to the motor load here. The number is 4000 (rpm). In any case, the DC power supply voltage of the inverter is 300
At V, when the energization of the switch element of the inverter is 100%, the rotation speed of the electric motor is 9000 (rpm).

【００６８】公知の空気調和機では、領域Ｎ1，Ｎ2を含
む全領域でインバータの直流電源電圧を３００Ｖとし、
インバータのスイッチ素子の通電率の制御により、電動
機の回転数制御が行なわれる。これに対し、入力１００
Ｖの実施形態では、領域Ｎ1においては、インバータの
直流電源電圧を３００Ｖの半分の１５０Ｖとして、イン
バータのスイッチ素子の通電率の制御により、電動機の
回転数制御が行なわれる。従って、このインバータの直
流電源電圧が低い分、入力１００Ｖの実施形態の効率が
高くなる。In a known air conditioner, the DC power supply voltage of the inverter is set to 300 V in the entire region including the regions N 1 and N 2 ,
The rotation speed of the electric motor is controlled by controlling the duty ratio of the switch element of the inverter. In contrast, input 100
In embodiments and V, in the region N 1, a DC power supply voltage of the inverter as a half of 150V for 300 V, the control of the duty ratio of the inverter switching elements, speed control of the motor is performed. Therefore, the lower the DC power supply voltage of the inverter, the higher the efficiency of the 100 V input embodiment.

【００６９】また、領域Ｎ2では、入力１００Ｖの実施
形態では、インバータのスイッチ素子の通電率を１００
％として、インバータでチョッパが行なわれず、このイ
ンバータの直流電源電圧を制御することにより、電動機
の回転数制御が行なわれる。このため、効率はほぼ一定
となるが、特性Ａとして示すように、ほぼインバータで
チョッパが行なわれない分、公知の空気調和機よりも高
い効率となっている。In the region N 2 , in the embodiment of the input of 100 V, the duty ratio of the switch element of the inverter is set to 100.
%, The chopper is not performed by the inverter, and the rotation speed of the motor is controlled by controlling the DC power supply voltage of the inverter. For this reason, the efficiency is substantially constant, but as shown by the characteristic A, the efficiency is higher than that of the known air conditioner because the inverter does not substantially perform the chopper.

【００７０】なお、電動機の回転数がほぼ９０００（ｒ
ｐｍ）になると、入力１００Ｖの実施形態においては、
インバータの通電率が１００％でその直流電源電圧が３
００Ｖとなり、公知の空気調和機でのインバータの通電
率が１００％となったときと同じ状態となるので、特性
Ａ，Ｂは一致する。It should be noted that the number of rotations of the electric motor is approximately 9000 (r
pm), in the 100V input embodiment:
Inverter duty ratio is 100% and its DC power supply voltage is 3
00V, which is the same state as when the duty ratio of the inverter in the known air conditioner becomes 100%, so that the characteristics A and B match.

【００７１】図１に示した第１の実施形態では、また、
以上の手順で電力変換器の制御を行ない、正弦波同期信
号Ｅｓ’については、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値
を、直流電圧Ｅｄ’については、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６
の抵抗値を夫々適正に設定することにより、入力交流電
源電圧が１００Ｖの場合でも、また、２００Ｖの場合で
も、夫々に任意の直流電圧Ｅｄが得られ、また、高調波
の少ない高力率な電力変換器となる。In the first embodiment shown in FIG.
The power converter is controlled according to the above procedure, and the resistance values of the resistors R1, R2, and R3 are determined for the sine wave synchronization signal Es ', and the resistance values of the resistors R4, R5, and R6 are determined for the DC voltage Ed'.
By properly setting the resistance values of each of the above, even when the input AC power supply voltage is 100 V or 200 V, any DC voltage Ed can be obtained, and the high power factor with few harmonics can be obtained. It becomes a power converter.

【００７２】このとき、入力電流検出器２３の検出出力
電圧はマイコン１５に供給され、これが所定の値以上と
なった場合には、マイコン１５からスイッチ素子６の駆
動トリガ信号ＶＴを出力し、そのスイッチング動作を開
始させる。従って、供給電流の大きい場合には、安定し
た高力率が得られる。At this time, the detected output voltage of the input current detector 23 is supplied to the microcomputer 15, and when the detected output voltage exceeds a predetermined value, the microcomputer 15 outputs a drive trigger signal VT for the switch element 6, and Start switching operation. Therefore, when the supply current is large, a stable high power factor can be obtained.

【００７３】例えば、負荷電流検出器９として抵抗を用
い、その両端に生ずる電圧により、電流信号Ｖｉを得よ
うとする場合、微小な電流に対しても、制御のために充
分な電圧を発生させる必要があり、具体的には、その抵
抗値を大きく設定することが必要である。この場合、負
荷電流が大きくなると、この抵抗からなる負荷電流検出
機９で消費される電力が大きくなり、損失の増大を招く
ことになる。従って、この損失を低減するためには、そ
の抵抗値を極力小さくし、しかも、低負荷電流時の微小
検出電圧に対して不安定な動作をさせないようにするた
めに、入力電流検出器２３の検出出力値が所定の値より
小さい場合には、スイッチ素子６の駆動を禁止する。こ
のようにして、低入力電流時の不安定動作を回避し、か
つ高入力時の損失の低減を実現する。また、低入力電流
時には、スイッチ素子６のチョッパ動作が行なわれない
ようにすることより、これも損失を低減することが可能
となり、かつノイズを低減せしめる。For example, when a resistor is used as the load current detector 9 and a current signal Vi is to be obtained from a voltage generated between both ends, a sufficient voltage is generated for controlling a small current. It is necessary to set the resistance value to be large. In this case, when the load current increases, the power consumed by the load current detector 9 composed of this resistor increases, resulting in an increase in loss. Therefore, in order to reduce this loss, the resistance value of the input current detector 23 should be reduced as much as possible, and in order to prevent unstable operation with respect to the minute detection voltage at the time of low load current. When the detected output value is smaller than the predetermined value, the driving of the switch element 6 is prohibited. In this way, unstable operation at low input current is avoided and loss at high input is reduced. In addition, when the input current is low, by preventing the chopper operation of the switch element 6 from being performed, the loss can be reduced and the noise can be reduced.

【００７４】なお、図１において、アクティブコンバー
タブロック２４は、アクティブコンバータの駆動部，１
００Ｖ／２００Ｖによる回路切換部，インバータドライ
ブ信号と直流電圧指令信号の切換部などをブロック化
し、同一基板上にまとめたものである。In FIG. 1, the active converter block 24 includes an active converter driving unit, 1
A circuit switching unit of 00V / 200V, a switching unit of an inverter drive signal and a DC voltage command signal, and the like are divided into blocks and integrated on the same substrate.

【００７５】このアクティブコンバータブロック２４を
他の回路と独立した基板構成にすることにより、図５に
示すように、コンデンサ２６やリアクトル２７，ダイオ
ード２８などのまるごと受動素子により構成された力率
改善回路Ｑとの置き換えが可能であり、マイコン１５な
どを含めた周辺回路基板の共用化が図れる。By constructing the active converter block 24 on a board independent of other circuits, as shown in FIG. 5, a power factor improving circuit composed of passive elements such as a capacitor 26, a reactor 27, and a diode 28 is provided. Q can be replaced, and the peripheral circuit board including the microcomputer 15 and the like can be shared.

【００７６】図６は図５で示したような受動素子で構成
された回路を用いた空気調和機と、能動素子を用い、イ
ンバータの直流電源電圧に応じて電動機の回転数を制御
するようにした図１で示した第１の実施形態とでの電動
機の出力範囲を比較して示す図であって、横軸に電動機
の回転数Ｎを、縦軸に負荷トルクＴを夫々とっており、
電動機の出力ＷはＮ×Ｔにほぼ比例する。FIG. 6 shows an air conditioner using a circuit composed of passive elements as shown in FIG. 5 and an active element, in which the rotation speed of the motor is controlled in accordance with the DC power supply voltage of the inverter. FIG. 2 is a diagram showing a comparison of the output range of the motor with the first embodiment shown in FIG. 1, wherein the horizontal axis represents the number of revolutions N of the motor, and the vertical axis represents the load torque T,
The output W of the motor is approximately proportional to N × T.

【００７７】同図において、家庭用ブレーカの容量（例
えば、２０Ａ）により、入力電流が制限され、エアコン
に対する最大入力（＝入力電源電圧×入力電流×力率）
が制限される。図５に示した回路を用いる空気調和機で
は、力率９０％程度であるため、Ｙ線よりも下側の領域
に入力制限範囲（即ち、電動機の出力の取り得る範囲）
が規制される。これに対し、上記第１の実施形態では、
上記のように、力率が改善されてほぼ１００％となって
いるので、Ｘ線よりの下側の領域が入力制限範囲とな
り、図５に示した回路を用いる空気調和機に比べて、電
動機に与える有効電力がほぼ１０％アップする。そし
て、特に、電動機の負荷トルクが大きい場合には、かか
る入力制限範囲によって制限される。In the figure, the input current is limited by the capacity of the household breaker (for example, 20 A), and the maximum input to the air conditioner (= input power supply voltage × input current × power factor)
Is limited. In the air conditioner using the circuit shown in FIG. 5, since the power factor is about 90%, the input limit range (that is, the range in which the output of the electric motor can be taken) is in a region below the Y line.
Is regulated. On the other hand, in the first embodiment,
As described above, since the power factor is improved to almost 100%, the area below the X-rays becomes the input restriction range, and the electric motor is compared with the air conditioner using the circuit shown in FIG. The effective power applied to the power supply is increased by about 10%. In particular, when the load torque of the electric motor is large, the electric motor is limited by the input restriction range.

【００７８】また、電動機の回転数が高くなると、電動
機の最大出力範囲がインバータの直流電源電圧Ｅｄによ
って制限される。電動機は、自己の回転により誘起電圧
が発生するため、低い直流電圧では、電流が流れなくな
り、無負荷でも、一定以上回転数が上がらなくなる。特
に、実用上最も運転される時間の多い低速領域で高い効
率が得られる電動機ほど、同一回転数で発生する誘起電
圧が大きくなるので、同一直流電圧によって駆動できる
回転数は低くなる傾向がある。従って、交流電源電圧を
整流平滑することしかできない。例えば、図５に示され
るような構成では、効率のよい電動機ほど回転数を上げ
られず、ひいては、最大出力の低下を招くというトレー
ドオフの問題が発生する。When the rotational speed of the motor increases, the maximum output range of the motor is limited by the DC power supply voltage Ed of the inverter. Since the motor generates an induced voltage by its own rotation, the current does not flow at a low DC voltage, and the rotation speed does not increase more than a certain value even with no load. In particular, an electric motor that can achieve high efficiency in a low-speed region where the operation is performed most often for a long time has a large induced voltage generated at the same rotation speed, and therefore the rotation speed that can be driven by the same DC voltage tends to be lower. Therefore, it can only rectify and smooth the AC power supply voltage. For example, in the configuration as shown in FIG. 5, there is a trade-off problem that the more efficient the motor, the higher the rotational speed and the lower the maximum output.

【００７９】図５に示した回路を用いる空気調和機で
は、この直流電源電圧Ｅｄは、例えば、ほぼ２３０Ｖか
ら最大でもほぼ２８０Ｖであり、Ｅｄ＝２３０Ｖのとき
の制限範囲をＹ’線で示している。このＹ’線の左側の
範囲しか電動機の出力を取り得ないことになる。これに
対し、上記第１の実施形態では、この直流電源電圧Ｅｄ
は、上記の例では、３００Ｖであるし、また、１５０Ｖ
から３００Ｖまで可変であり、最大の３００Ｖでの制限
範囲をＸ’線で示している。このことからして、電動機
の出力範囲が拡大したことになり、かつ、効率の良い電
動機を使いつつ、高い最大出力が得られることになり、
前記の不具合を改善することができる。In the air conditioner using the circuit shown in FIG. 5, the DC power supply voltage Ed is, for example, from approximately 230 V to a maximum of approximately 280 V, and the limit range when Ed = 230 V is indicated by a line Y ′. I have. The output of the motor can be obtained only in the range on the left side of the Y 'line. On the other hand, in the first embodiment, the DC power supply voltage Ed
Is 300 V in the above example and 150 V
To 300 V, and the maximum limited range at 300 V is indicated by an X 'line. This means that the output range of the motor has been expanded, and that a high maximum output can be obtained while using an efficient motor.
The above-mentioned disadvantage can be improved.

【００８０】図７は本発明による空気調和器の第２の実
施形態を示すブロック図であって、３０は交流電源電圧
検出器であり、図１に対応する部分には同一符号を付け
て重複する説明を省略する。FIG. 7 is a block diagram showing a second embodiment of the air conditioner according to the present invention. In FIG. 7, reference numeral 30 denotes an AC power supply voltage detector, and portions corresponding to those in FIG. The description of the operation will be omitted.

【００８１】同図において、図１に示した第１の実施形
態と異なる点は、交流電源電圧検出器３０を設けた点で
あって、交流電源１からの入力交流電源電圧を交流電源
電圧検出器３０が検出し、その検出出力信号Ｖｓ’をも
とにマイコン１５が入力交流電源電圧を判別する。そし
て、この判別結果に応じて、直流電圧切換スイッチ１８
や同期信号切換スイッチ２０が、第１の実施形態と同様
に、切り換え制御される。In the figure, the point different from the first embodiment shown in FIG. 1 is that an AC power supply voltage detector 30 is provided, and the input AC power supply voltage from the AC power supply 1 is detected by the AC power supply voltage detection. The microcomputer 30 detects the input AC power supply voltage based on the detection output signal Vs'. Then, according to the determination result, the DC voltage switch 18
The switching of the synchronization signal switch 20 is controlled in the same manner as in the first embodiment.

【００８２】なお、これら第１，第２の実施形態は、入
力交流電源電圧の判定や制御信号の出力をマイコン１５
のソフトで行なっているが、ハード回路で行なうように
してもよく、同様の効果を得られることは明らかであ
る。In the first and second embodiments, the microcomputer 15 determines the input AC power supply voltage and outputs the control signal.
However, it is obvious that the same effect can be obtained by using a hardware circuit.

【００８３】図８は本発明による空気調和機の第３の実
施形態を示すブロック図であって、３１は交直流切換ス
イッチ、３２は直流電源であり、図１に対応する部分に
は同一符号を付けて重複する説明を省略する。FIG. 8 is a block diagram showing a third embodiment of the air conditioner according to the present invention, in which 31 is an AC / DC changeover switch, 32 is a DC power supply, and portions corresponding to FIG. And duplicate explanations are omitted.

【００８４】同図において、この第３の実施形態では、
整流器２の代わりに、ソーラー電源などの直流電源３２
（例えば、１５０Ｖ程度）も設け、これからの直流電源
電圧ＥＡと整流器２からの整流電圧Ｅｓとのいずれかを
交直流切換スイッチ３１で選択することができるように
したものであり、直流電圧の昇圧回路として機能するこ
とが可能としている。In this figure, in the third embodiment,
DC power supply 32 such as a solar power supply instead of rectifier 2
(For example, about 150 V), so that either the DC power supply voltage EA from now on or the rectified voltage Es from the rectifier 2 can be selected by the AC / DC switch 31. It is possible to function as a circuit.

【００８５】直流電源３２を選択した場合には、図２に
おいて、マイコン１５がコンデンサ５の直流電圧を１６
０Ｖ以下と判定したとき（ステップ１０２）と同様の動
作を行なう。従って、この第３の実施形態は、低い電圧
の直流電源３２でもって電動機１４を駆動することが可
能となる。When the DC power supply 32 is selected, the microcomputer 15 reduces the DC voltage of the capacitor 5 to 16 in FIG.
The same operation as when it is determined to be 0 V or less (step 102) is performed. Therefore, in the third embodiment, the electric motor 14 can be driven by the low-voltage DC power supply 32.

【００８６】リアクトル３の電源側に太陽電池などの直
流電源を接続すると、直流電源電圧の変動があっても、
所望の直流電圧Ｅｄに安定化させることができる。これ
により、太陽電池などの電源電圧変動や直流電源の種類
（太陽電池，蓄電池，燃料電池など）を問わず接続する
ことが可能となる。また、スイッチ素子６のコレクタ，
エミッタ間に太陽電池などの直流電源を、ダイオードと
リアクトルを介して、接続した場合でも、同様の効果が
得られる。When a DC power supply such as a solar cell is connected to the power supply side of the reactor 3, even if the DC power supply voltage fluctuates,
It can be stabilized to a desired DC voltage Ed. As a result, connection can be made regardless of the power supply voltage fluctuation of a solar cell or the like and the type of DC power supply (solar cell, storage battery, fuel cell, etc.). In addition, the collector of the switch element 6,
Similar effects can be obtained even when a DC power supply such as a solar cell is connected between the emitters via a diode and a reactor.

【００８７】直流電源３２の出力直流電圧ＥＡが交流電
源１からの入力交流電源電圧を全波整流して得られる直
流電圧Ｅｄより高い場合には、交直流切換スイッチ３１
を切り換えて、この直流電源３２により電動機制御を行
なってもよいし、予め、手動操作によって回路の切換を
行なうことも可能である。When the output DC voltage EA of the DC power supply 32 is higher than the DC voltage Ed obtained by full-wave rectification of the input AC power supply voltage from the AC power supply 1, the AC / DC changeover switch 31
, And the motor control may be performed by the DC power supply 32, or the circuit may be switched in advance by manual operation.

【００８８】また、平滑コンデンサ５に太陽電池などの
直流電源をダイオードを介して接続すると（図示せ
ず）、この直流電源の出力電圧が上記の所望の直流電圧
に達している場合には、この直流電源から電力を供給
し、この所望の直流電圧に達していない場合には、交流
電源から電力を供給して所望の直流電圧まで昇圧し、こ
れにより、インバータ１３のスイッチ素子をオン，オフ
させて電動機１４の回転数を制御することにより、商用
交流電源と上記直流電源との併用化が可能となり、省電
力化が図れる。When a DC power supply such as a solar cell is connected to the smoothing capacitor 5 via a diode (not shown), if the output voltage of the DC power supply has reached the desired DC voltage, Power is supplied from the DC power supply, and when the desired DC voltage is not reached, power is supplied from the AC power supply to boost the voltage to the desired DC voltage, thereby turning on and off the switching element of the inverter 13. By controlling the rotation speed of the electric motor 14 by using the AC power source, the commercial AC power source can be used in combination with the DC power source, and power can be saved.

【００８９】図９は本発明による空気調和機の第４の実
施形態を示すブロック図であって、図１に対応する部分
には同一符号をつけて重複する説明を省略する。FIG. 9 is a block diagram showing a fourth embodiment of the air conditioner according to the present invention. In FIG. 9, portions corresponding to those in FIG.

【００９０】同図において、図１に示した第１の実施形
態と異なる点は、マイコン１５が、直流電圧切替スイッ
チ１８，電圧指令切替スイッチ２１及びドライブ信号切
替スイッチ２２の機能も有し、また、インバータ駆動回
路１６への出力ポートと、電圧比較器７への出力ポート
を独立に備えた点である。In the figure, the difference from the first embodiment shown in FIG. 1 is that the microcomputer 15 also has the functions of a DC voltage switch 18, a voltage command switch 21 and a drive signal switch 22. And an output port to the inverter drive circuit 16 and an output port to the voltage comparator 7 are provided independently.

【００９１】マイコン１５は、第１の実施形態と同様
に、入力電源電圧に応じて、同期信号切替スイッチ２０
を切り替える信号を出力するとともに、マイコン１５内
で直流電圧Ｅｄの分圧直流電圧Ｅｄ１をＡ／Ｄ変換して
読み込む。そして、この分圧直流電圧Ｅｄ１の値に応じ
て、１００Ｖの入力交流電源電圧か２００Ｖの入力交流
電源電圧かに対応する直流電圧Ｅｄ’を求め、積分して
得られる直流電圧がこの直流電圧Ｅｄ’となるようなデ
ューティ比のＰＷＭ信号を形成して出力する。このＰＷ
Ｍ信号はローパスフィルタ２５で平滑されて直流電圧Ｅ
ｄ’となり、これが電圧比較器７に供給される。As in the first embodiment, the microcomputer 15 switches the synchronization signal changeover switch 20 according to the input power supply voltage.
, And A / D-converts and reads the divided DC voltage Ed1 of the DC voltage Ed in the microcomputer 15. Then, according to the value of the divided DC voltage Ed1, a DC voltage Ed ′ corresponding to the input AC power supply voltage of 100V or the input AC power supply voltage of 200V is obtained, and the DC voltage obtained by integration is obtained by the DC voltage Ed. A PWM signal having a duty ratio such that 'is formed and output. This PW
The M signal is smoothed by the low-pass filter 25 and the DC voltage E
d ′, which is supplied to the voltage comparator 7.

【００９２】かかるソフトウエアによる動作は、先の第
１の実施形態などでの平滑コンデンサ５での直流電圧Ｅ
ｄに応じて直流電圧切替スイッチ１８や電圧指令切替ス
イッチ２１，ドライブ信号切替スイッチ２２を切換制御
し、分圧電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２のいずれかを選択するとい
うハードウエアによる動作に相当するものであり、かか
るハードウエアによる動作の場合と比べて、構成が簡略
化されて同様の制御動作を行なうことができる。The operation by the software corresponds to the operation of the DC voltage E in the smoothing capacitor 5 in the first embodiment and the like.
The switching operation of the DC voltage changeover switch 18, the voltage command changeover switch 21, and the drive signal changeover switch 22 is controlled in accordance with d to select one of the divided voltages Ed1 and Ed2. As compared with the case of the operation by such hardware, the configuration is simplified and the same control operation can be performed.

【００９３】マイコン１５がインバータ駆動部１６に供
給する信号としては、インバータ１３のスイッチ素子の
通電率が１００％の場合には、所定値の一定電圧Ｅｉと
し、また、この通電率が１００％未満の場合には、イン
バータ１３を駆動する制御電圧（ＰＷＭ信号）とする。When the duty ratio of the switch element of the inverter 13 is 100%, the signal supplied from the microcomputer 15 to the inverter driving section 16 is a constant voltage Ei of a predetermined value, and the duty ratio is less than 100%. In this case, the control voltage (PWM signal) for driving the inverter 13 is used.

【００９４】また、電圧比較器７に供給される直流電圧
Ｅｄ’としても、上記の通電率が１００％の場合には、
直流電圧Ｅｄを変化させる指令電圧Ｅｄ２’（ＰＷＭ信
号）とする。このＰＷＭ信号はローパスフィルタ２５に
よって平滑されて直流電圧Ｅｄ’とし、これが電圧比較
器７に供給される。Also, as the DC voltage Ed ′ supplied to the voltage comparator 7, when the above-mentioned duty ratio is 100%,
A command voltage Ed2 ′ (PWM signal) for changing the DC voltage Ed is set. This PWM signal is smoothed by the low-pass filter 25 to be a DC voltage Ed ′, which is supplied to the voltage comparator 7.

【００９５】一方、上記通電率が１００％未満の場合に
は、マイコン１５は、分圧直流電圧Ｅｄ２（または、直
流電圧Ｅｄ）から所定の低直流電圧Ｅｄ’を求め、積分
してこの低直流電圧Ｅｄ’となるデューティ比のＰＷＭ
信号を発生して出力する。このＰＷＭ信号は、ローパス
フィルタ２５によって平滑されて直流電圧Ｅｄ’とな
り、これが電圧比較器７に供給される。On the other hand, when the duty ratio is less than 100%, the microcomputer 15 obtains a predetermined low DC voltage Ed 'from the divided DC voltage Ed2 (or DC voltage Ed), integrates the low DC voltage Ed' and integrates the low DC voltage Ed '. PWM of duty ratio which becomes voltage Ed '
Generate and output a signal. This PWM signal is smoothed by the low-pass filter 25 to become a DC voltage Ed ′, which is supplied to the voltage comparator 7.

【００９６】従って、電圧切換えのためのスイッチなど
の周辺回路は、これと同様の機能をマイコン１５に持た
せることにより、特に、多段階の切換えを要する場合に
は、部品点数を大幅に削減することが可能となり、か
つ、各スイッチへの配線の引き回しも少なくなるので、
耐ノイズ性の向上も含め、信頼性が向上大幅に向上する
ことになる。Therefore, the peripheral circuit such as a switch for switching the voltage is provided with the same function in the microcomputer 15, so that the number of parts is greatly reduced especially when multi-stage switching is required. And the routing of wiring to each switch is reduced,
The reliability, including the noise resistance, is greatly improved.

【００９７】なお、図７〜図９に示した実施形態におい
ても、図１に示した実施形態と同様、図２，図３で説明
した動作をなし、図４，図６で説明した効果が得られる
ことはいうまでもない。In the embodiment shown in FIGS. 7 to 9, similarly to the embodiment shown in FIG. 1, the operation described in FIGS. 2 and 3 is performed, and the effects described in FIGS. It goes without saying that it can be obtained.

【００９８】上記の実施形態のように、直流電圧を任意
の値に昇圧して電動機を駆動する制御を行ない、かつ電
源電圧の判定を整流平滑後の直流電圧により行なう場合
には、運転時の直流電圧と交流電源電圧とは必ずしも相
関はない。従って、前回運転時に印加された電圧が、判
定前に、充分放電されている必要がある。As in the above embodiment, when the control for driving the motor by raising the DC voltage to an arbitrary value is performed and the determination of the power supply voltage is performed based on the DC voltage after the rectification and smoothing, the operation time is reduced. There is not always a correlation between the DC voltage and the AC power supply voltage. Therefore, the voltage applied during the previous operation needs to be sufficiently discharged before the determination.

【００９９】通常では、放電抵抗などで放電させるの
で、問題はないが、放電系の不具合、あるいは運転中の
電源の瞬断などの場合には、以前の運転状態により、直
流電圧が高いままであることも考えられる。Normally, there is no problem because the battery is discharged with a discharge resistor or the like. However, in the case of a malfunction of the discharge system or a momentary interruption of the power supply during operation, the DC voltage remains high due to the previous operation state. It is also possible.

【０１００】例えば、運転中に電源電圧が瞬断した場合
には、マイコン１５はリセットされ、再度、電源電圧の
判定を行なおうとする。この場合、電源が瞬断した微小
時間では、平滑コンデンサに充電されている電荷の放電
が充分でなく、例えば、Ｅｄ＝３００Ｖで運転していた
場合には、交流電源の判定結果が高い交流電源電圧であ
るかのごとく誤認識してしまうおそれがある。For example, if the power supply voltage is momentarily interrupted during operation, the microcomputer 15 is reset and attempts to determine the power supply voltage again. In this case, in the short time when the power supply is momentarily interrupted, the electric charge charged in the smoothing capacitor is not sufficiently discharged. For example, when the operation is performed at Ed = 300 V, the AC power supply determination result is high. There is a possibility that the voltage may be erroneously recognized as if it were a voltage.

【０１０１】また、交流電圧を検出する方法として、一
般に、誘導トランスを用いて電源電圧を降圧し、その２
次側出力を整流平滑して直流電圧値として判定する方法
もあるが、電源電圧に比例した出力を得やすい一方で、
誘導トランス自体のコストアップ、またトランスに通電
することによる損失増大，取付けスペースの確保などの
問題がある。As a method for detecting an AC voltage, generally, an inductive transformer is used to lower the power supply voltage, and
There is also a method of rectifying and smoothing the secondary output and determining it as a DC voltage value, but while it is easy to obtain an output proportional to the power supply voltage,
There are problems such as an increase in the cost of the induction transformer itself, an increase in loss due to energization of the transformer, and a securing of a mounting space.

【０１０２】そこで、コストや省電力，低スペース化に
有利な平滑コンデンサの直流電圧による判定を生かしな
がら、リセット時、電圧判定を行なう前に、平滑コンデ
ンサに蓄えられた電荷を予め放電することによって交流
電源電圧の誤判定を防止するようにした本発明の第５の
実施形態について説明する図１０は本発明による空気調
和機の第５の実施形態を示すブロック図であって、３３
は交流電源電圧を整流する整流器、３４は整流器３３で
整流された電圧を平滑する平滑コンデンサ、３５は平滑
コンデンサ３４で平滑された直流電圧を任意の複数種類
の電圧に変換するトランス回路、３６は交流電源１と整
流器２を接続するためのパワーリレー、３７は整流器３
３の接続構成を全波整流あるいは倍電圧整流方式に切り
替えるための切替リレーであり、図３に対応する部分に
は同一符号をつけて重複する説明を省略する。Therefore, by utilizing the DC voltage of the smoothing capacitor, which is advantageous for cost, power saving, and space saving, at the time of resetting, the charge stored in the smoothing capacitor is discharged before the voltage determination. FIG. 10 is a block diagram illustrating a fifth embodiment of an air conditioner according to the present invention, which is configured to prevent erroneous determination of an AC power supply voltage.
Is a rectifier for rectifying the AC power supply voltage, 34 is a smoothing capacitor for smoothing the voltage rectified by the rectifier 33, 35 is a transformer circuit for converting the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor 34 to any plural types of voltages, 36 is A power relay for connecting the AC power supply 1 and the rectifier 2;
3 is a switching relay for switching the connection configuration between full-wave rectification and double voltage rectification, and the portions corresponding to those in FIG.

【０１０３】次に、この第５の実施形態の制御方法につ
いて、図１１により説明する。Next, a control method according to the fifth embodiment will be described with reference to FIG.

【０１０４】まず、交流電源１がオンすると（ステップ
２００）、マイコン１５が初期状態に設定され、これに
より、マイコン１５は、直流電圧切換スイッチ１８及び
同期信号切換スイッチ２０を接点Ａ側に、電圧指令切換
スイッチ２１を接点Ｂ側に、ドライブ信号切換スイッチ
２２を接点Ａ側に夫々閉じる。これにより、直流電圧切
換スイッチ１８は直流電圧Ｅｄ２を選択し、同期信号切
換スイッチ２０は正弦波同期信号Ｅｓ２を選択する（ス
テップ２０１）。First, when the AC power supply 1 is turned on (step 200), the microcomputer 15 is set to the initial state, whereby the microcomputer 15 sets the DC voltage switch 18 and the synchronization signal switch 20 to the contact A side, and The command changeover switch 21 is closed to the contact B side, and the drive signal changeover switch 22 is closed to the contact A side. As a result, the DC voltage switch 18 selects the DC voltage Ed2, and the synchronous signal switch 20 selects the sine wave synchronous signal Es2 (step 201).

【０１０５】ここで、パワーリレー３６は非通電となっ
ており、入力交流電圧の判定を行なう前に、直流電圧Ｅ
ｄがこの判定に支障のない充分低い直流電圧Ｅｔｈ（例
えば、１００Ｖ）となっているかを判定する（ステップ
２０２）。Here, the power relay 36 is de-energized, and the DC voltage E is determined before the input AC voltage is determined.
It is determined whether or not d is a sufficiently low DC voltage Eth (for example, 100 V) that does not hinder this determination (step 202).

【０１０６】Ｅｄ＞Ｅｔｈならば、パワーリレー３６は
非通電のままであり、インバータ１３の上アームの任意
の１相とこの上アームの相とは異なる相の下アームの任
意の相をオンさせることにより、平滑コンデンサ５の電
荷を電動機１４を通じて放電する（ステップ２０３）。If Ed> Eth, the power relay 36 remains de-energized, and turns on any one phase of the upper arm of the inverter 13 and any phase of the lower arm different from the phase of this upper arm. Thus, the electric charge of the smoothing capacitor 5 is discharged through the electric motor 14 (step 203).

【０１０７】このとき、インバータ１３の上アームのス
イッチ素子（図示せず）は任意のデューティ比でオン，
オフされ、そのときの電動機１４に通電される電流は、
チョッパ電流Ｉ１と還流電流Ｉ２とからなる。At this time, the switch element (not shown) of the upper arm of inverter 13 is turned on at an arbitrary duty ratio,
Is turned off, and the current supplied to the motor 14 at that time is:
It comprises a chopper current I1 and a return current I2.

【０１０８】ここで、平滑コンデンサ５より供給される
電流は、チョッパ電流Ｉ１であり、この平滑コンデンサ
５に、もし電荷が残っていても、およそ次式のように放
電される。Here, the current supplied from the smoothing capacitor 5 is the chopper current I1, and even if a charge remains in the smoothing capacitor 5, the current is discharged as follows.

【０１０９】Ｅｄ（ｔ）＝Ｅｄ（０）×ｅｘｐ｛（−Ｄ
0 2×ｔ）／（Ｒ×Ｃ）｝ ここで、Ｅｄ（０）：初期直流電圧 Ｄ0：任意のデューティ ｔ：経過時間 Ｒ：電動機巻線抵抗 Ｃ：平滑コンデンサ容量 であり、Ｅｄ＜Ｅｔｈとなるまでこの放電動作を続け
る。Ed (t) = Ed (0) × exp ｛(− D
0 2 × t) / (R × C)｝ where, Ed (0): initial DC voltage D 0 : arbitrary duty t: elapsed time R: motor winding resistance C: smoothing capacitor capacity, and Ed <Eth This discharging operation is continued until.

【０１１０】このように、平滑コンデンサ５の放電の手
段として、既に備えているインバータ１３及び電動機１
４を用いることにより、特に放電抵抗などを新たに追加
する必要がなく、これも低コスト化，小型化に有利な構
成である。As described above, as means for discharging the smoothing capacitor 5, the inverter 13 and the motor 1 already provided are provided.
By using No. 4, it is not necessary to newly add a discharge resistance or the like, and this is also an advantageous configuration for cost reduction and size reduction.

【０１１１】なお、予め平滑コンデンサ５が放電されて
いる場合には、上記動作を行なう必要はない。If the smoothing capacitor 5 has been discharged in advance, it is not necessary to perform the above operation.

【０１１２】次に、パワーリレー３６をオンさせると
（ステップ２０４）、交流電源１から整流器２及びリア
クトル３を介し、平滑コンデンサ５に交流電源電圧に応
じた電荷が充電される。Next, when the power relay 36 is turned on (step 204), electric charges corresponding to the AC power supply voltage are charged from the AC power supply 1 to the smoothing capacitor 5 via the rectifier 2 and the reactor 3.

【０１１３】この交流電源電圧に応じた直流電圧が発生
するのに要する時間を待って、マイコン１５はコンデン
サ５の直流電圧Ｅｄの分圧電圧Ｅｄ１を検出する（ステ
ップ１０１）。この検出した直流電圧Ｅｄ１の電圧値、 Ｅｄ＝Ｅｄ１×（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ５＋Ｒ６） により、直流電圧Ｅｄが、例えば、１６０Ｖより高けれ
ば（ステップ１０２）、入力交流電源電圧は２００Ｖで
あると判断し、また、例えば、１６０Ｖより低ければ
（ステップ１０２）、入力交流電源電圧は１００Ｖであ
ると判断する。After waiting for the time required to generate a DC voltage corresponding to the AC power supply voltage, the microcomputer 15 detects the divided voltage Ed1 of the DC voltage Ed of the capacitor 5 (step 101). If the DC voltage Ed is higher than, for example, 160 V (step 102) from the detected voltage value of the DC voltage Ed 1, Ed = Ed 1 × (R4 + R5 + R6) / (R5 + R6), it is determined that the input AC power supply voltage is 200V. If, for example, the voltage is lower than 160 V (step 102), it is determined that the input AC power supply voltage is 100V.

【０１１４】これ以降の動作は図２のフローチャートで
の説明と同様である。The subsequent operation is the same as that described in the flowchart of FIG.

【０１１５】このように、交流電源電圧の判定前に平滑
コンデンサ５に蓄えられた電荷を予め放電することによ
り、交流電源電圧の誤判定を防止することが可能とな
る。As described above, by discharging the electric charge stored in the smoothing capacitor 5 before the determination of the AC power supply voltage, it is possible to prevent the erroneous determination of the AC power supply voltage.

【０１１６】また、図１０において、入力交流電源電圧
がいずれの前記電源電圧区分に属するかに応じて、切替
リレー３７をオンまたはオフさせることにより、整流器
３３の構成を変更するようにして、平滑コンデンサ１４
とで全波整流器あるいは倍電圧整流器のいずれかの構成
に選択するできる。例えば、入力交流電源電圧が１００
Ｖであると判断した場合には、切替リレー３７をオンさ
せて整流器３３を倍電圧整流器とし、１００Ｖであると
判断した場合には、切替リレー３７をオフさせて整流器
３３を全波整流器とする。平滑コンデンサ３４で得られ
た直流電圧はトランス回路３５により適宜変換され、電
圧比較器７や掛算器８、負荷電流検出器９、電流比較器
１０、発振器１１、駆動回路１２，マイコン１５、イン
バータ駆動回路１６、スイッチ１８，２０，２１，２
２、トリガ素子１９、入力電流検出器２３などの直流電
源電圧が得られる。In FIG. 10, the switching relay 37 is turned on or off in accordance with which power supply voltage category the input AC power supply voltage belongs to, so that the configuration of the rectifier 33 is changed so that Capacitor 14
Thus, either the full-wave rectifier or the voltage doubler rectifier can be selected. For example, if the input AC power supply voltage is 100
When it is determined that the voltage is V, the switching relay 37 is turned on to use the rectifier 33 as a voltage doubler rectifier. When it is determined that the voltage is 100 V, the switching relay 37 is turned off and the rectifier 33 is used as a full-wave rectifier. . The DC voltage obtained by the smoothing capacitor 34 is appropriately converted by a transformer circuit 35, and a voltage comparator 7, a multiplier 8, a load current detector 9, a current comparator 10, an oscillator 11, a drive circuit 12, a microcomputer 15, and an inverter drive Circuit 16, switches 18, 20, 21, and 2
2. The DC power supply voltage of the trigger element 19, the input current detector 23 and the like can be obtained.

【０１１７】上記制御を行なうことにより、制御電源に
対する入力電圧変動を抑制することができ、ラインレギ
ュレーションを向上させることができる。従って、切替
リレー３７を追加することにより、容易に制御電源の入
力によらない安定した出力電圧を得ることが可能とな
る。By performing the above control, it is possible to suppress the input voltage fluctuation with respect to the control power supply, and to improve the line regulation. Therefore, by adding the switching relay 37, it is possible to easily obtain a stable output voltage independent of the input of the control power supply.

【０１１８】[0118]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
供給交流電源電圧を検出して直流電圧設定値を任意に制
御することが可能となる。例えば、１００Ｖの交流電源
電圧が供給される場合には、３００Ｖ程度の一定直流電
圧でもってインバータを任意の通電率でチョッパ動作さ
せ、回転数制御を行なうよりも、１５０Ｖ以上の任意の
直流電圧でもって１００％通電率のチョッパなしで制御
する方が損失を少なくすることができるため、供給交流
電源電圧電圧に応じて直流電源電圧の設定値を切り換え
ることは、高効率化に有効である。As described above, according to the present invention,
By detecting the supplied AC power supply voltage, the DC voltage set value can be arbitrarily controlled. For example, when an AC power supply voltage of 100 V is supplied, the inverter is chopper-operated at an arbitrary duty ratio at a constant DC voltage of about 300 V, and is controlled at an arbitrary DC voltage of 150 V or more, rather than controlling the rotation speed. Since the loss can be reduced by controlling without the chopper having the 100% duty ratio, switching the set value of the DC power supply voltage in accordance with the supplied AC power supply voltage is effective for increasing the efficiency.

【０１１９】また、本発明によれば、正弦波同期信号の
設定値を任意に制御することが可能となり、供給電源電
圧が変化しても、安定した直流電圧と高力率で高調波の
少ない電力変換器を提供することができる。Further, according to the present invention, it is possible to arbitrarily control the set value of the sine wave synchronizing signal, so that even if the power supply voltage changes, a stable DC voltage, a high power factor, and less harmonics A power converter can be provided.

【０１２０】さらに、本発明によれば、供給電流を検知
してスイッチ素子の動作のトリガとすることは、供給電
流が小さい場合には、特に、高力率である必要はないこ
とより、低電流供給時の制御の不安定動作や余分な損
失，ノイズなどを排除することができる。Further, according to the present invention, detecting the supply current and triggering the operation of the switch element is particularly effective when the supply current is small, because the power factor does not need to be high. Unstable operation, extra loss, noise, and the like in control at the time of current supply can be eliminated.

【０１２１】さらに、本発明によれば、供給電源電圧が
１００Ｖ，２００Ｖのいずれに対しても、性能や機能の
変わらない電動機駆動装置を提供することができ、この
ために、電動機駆動装置の機種が多様化せず、機種統合
が図れて、生産性の向上と共に原価低減が可能となる。Further, according to the present invention, it is possible to provide a motor drive device whose performance and function do not change regardless of whether the power supply voltage is 100 V or 200 V. Therefore, the model of the motor drive device can be provided. Is not diversified, the models can be integrated, and productivity can be improved and costs can be reduced.

【０１２２】さらに、本発明によれば、スイッチ素子を
含むブロックを同一基板として独立させることによっ
て、従来の受動素子により構成された力率改善回路との
置換えが容易となり、制御回路の共用化が図れるし、機
種の展開が容易となり、新製品の早期提供が容易とな
る。Further, according to the present invention, the block including the switch element is made independent on the same substrate, so that it can be easily replaced with a power factor correction circuit composed of conventional passive elements, and the control circuit can be shared. It is easy to deploy models, and it is easy to provide new products early.

【０１２３】さらに、本発明によれば、ソーラー電源な
どの直流電源を接続することも可能であり、この場合、
次段のスイッチング素子により直流電圧を可変，昇圧す
ることができるので、比較的低い直流電圧で電動機を駆
動することが可能となる。Further, according to the present invention, it is possible to connect a DC power supply such as a solar power supply.
Since the DC voltage can be varied and boosted by the next-stage switching element, the motor can be driven with a relatively low DC voltage.

【０１２４】さらにまた、本発明によれば、制御信号切
換えのためのスイッチ群などの周辺回路をマイコン内部
に取り込めむことにより、部品点数を大幅に削減するこ
とが可能となり、かつ、スイッチ群への配線の引き回し
も少なくなるので、耐ノイズ性の向上も含め、信頼性を
向上することが可能となる。Further, according to the present invention, peripheral circuits such as a switch group for switching control signals can be incorporated into the microcomputer, so that the number of components can be greatly reduced, and the number of switches can be reduced. Since the routing of the wiring is also reduced, it is possible to improve the reliability including the improvement of the noise resistance.

【０１２５】さらにまた、本発明によれば、インバータ
の所定の低い電源電圧でのチョッパ動作により、電動機
の回転数制御を行なうとともに、インバータでのチョッ
パ動作での通電率が１００％になると、インバータの電
源電圧の制御により電動機の回転数を制御するものであ
るから、インバータのチョッパ損失や電動機での損失を
大幅に低減できて、効率を大幅に高めることができる。Furthermore, according to the present invention, the number of rotations of the motor is controlled by the chopper operation of the inverter at a predetermined low power supply voltage, and when the duty ratio in the chopper operation of the inverter reaches 100%, Since the number of rotations of the motor is controlled by controlling the power supply voltage, the chopper loss of the inverter and the loss in the motor can be significantly reduced, and the efficiency can be greatly increased.

【０１２６】さらに、本発明によれば、供給交流電源電
圧を直流電圧として検出して交流電源電圧の判定を行な
うため、特に、交流電源を検出する回路を追加する必要
はなく、無駄なコストアップや消費電力を排除すること
ができるとともに、基板実装面積を増やさなくてすみ、
低コスト化や省電力，小型化に有利な構成である。Further, according to the present invention, the AC power supply voltage is detected by detecting the supplied AC power supply voltage as a DC voltage, so that there is no need to add a circuit for detecting the AC power supply, thereby increasing wasteful cost. And power consumption can be eliminated, and there is no need to increase the board mounting area,
This configuration is advantageous for cost reduction, power saving, and size reduction.

【０１２７】また、リセット時、電圧判定を行なう前
に、平滑コンデンサに蓄えられた電荷を予め放電するこ
とにより、交流電源電圧の誤判定を防止することが可能
となる。これは、特に本発明の構成回路のように、直流
電圧を任意の値に昇圧して電動機を駆動する場合には、
有効である。Further, at the time of resetting, before the voltage judgment is performed, the electric charge stored in the smoothing capacitor is discharged in advance, so that erroneous judgment of the AC power supply voltage can be prevented. This is particularly the case when the motor is driven by increasing the DC voltage to an arbitrary value as in the configuration circuit of the present invention.
It is valid.

【０１２８】また、本発明の構成にすれば、平滑コンデ
ンサの放電の手段として、既に備えているインバータ及
び電動機を用いることにより、特に放電抵抗などを新た
に追加する必要がなく、これも低コスト化や小型化に有
利な構成である。Further, according to the structure of the present invention, the use of the already provided inverter and motor as means for discharging the smoothing capacitor eliminates the need to particularly newly add a discharge resistor or the like, which is also low cost. This configuration is advantageous for miniaturization and miniaturization.

【０１２９】また、上記の交流電源電圧がいずれの上記
電源電圧区分に属するかに応じて、実施形態における制
御電源用のコンバータの構成を選択できることにより、
容易に制御電源の入力によらない安定した出力電圧を得
ることが可能となる。Further, the configuration of the converter for the control power supply in the embodiment can be selected according to which power supply voltage category the AC power supply voltage belongs to,
It is possible to easily obtain a stable output voltage independent of the input of the control power supply.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明による空気調和機の第１の実施形態を示
すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of an air conditioner according to the present invention.

【図２】図１に示した第１の実施形態の制御方法を示す
フローチャート図である。FIG. 2 is a flowchart illustrating a control method according to the first embodiment illustrated in FIG. 1;

【図３】図１に示した第１の実施形態の入力交流電源電
圧が１００Ｖの場合の図２に示した制御方法を説明する
ための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining the control method shown in FIG. 2 when the input AC power supply voltage is 100 V in the first embodiment shown in FIG. 1;

【図４】図３で説明した制御方法による効果を従来例と
比較して示す図である。FIG. 4 is a diagram showing the effect of the control method described in FIG. 3 in comparison with a conventional example.

【図５】図１に示した第１の実施形態の一変形例を示す
ブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a modification of the first embodiment shown in FIG. 1;

【図６】図１に示した第１の実施形態と図５に示した回
路を用いる空気調和機との効果を比較して示す図であ
る。6 is a diagram showing a comparison between the effects of the first embodiment shown in FIG. 1 and an air conditioner using the circuit shown in FIG. 5;

【図７】本発明による空気調和機の第２の実施形態を示
すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing a second embodiment of the air conditioner according to the present invention.

【図８】本発明による空気調和機の第３の実施形態を示
すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a third embodiment of the air conditioner according to the present invention.

【図９】本発明による空気調和機の第４の実施形態を示
すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing a fourth embodiment of the air conditioner according to the present invention.

【図１０】本発明による空気調和機の第５の実施形態を
示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing a fifth embodiment of the air conditioner according to the present invention.

【図１１】図１０に示した第５の実施形態の制御方法を
示すフローチャート図である。FIG. 11 is a flowchart illustrating a control method according to the fifth embodiment illustrated in FIG. 10;

【図１２】従来の空気調和機での電動機駆動装置の回路
構成図である。FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a motor drive device in a conventional air conditioner.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 交流電源 ２ 整流器 ３ リアクトル ４ ダイオード ５ コンデンサ ６ スイッチ素子 ７ 電圧比較器 ８ 掛算器 ９ 負荷電流検出器 １０ 電流比較器 １１ 発振器 １２ 駆動回路 １３ インバータ １４ 電動機 １５ マイコン １６ インバータ駆動回路 １８ 直流電圧信号切換スイッチ １９ トリガ素子 ２０ 同期信号切換スイッチ ２１ 電圧指令切換スイッチ ２２ ドライブ信号切換スイッチ ２３ 供給電流検出器 ２４ アクティブコンバータブロック ２５ ローパスフィルタ ２６ 電源キャパシタ ２７ リアクトル ２８ ダイオード ２９ 室温センサ ３０ 交流電源電圧検出器 ３１ 交流直流切換スイッチ ３２ 直流電源 ３３ 整流器 ３４ コンデンサ ３５ 制御電源回路 ３６ パワーリレー ３７ 切替リレー Ｑ 力率改善回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Rectifier 3 Reactor 4 Diode 5 Capacitor 6 Switching element 7 Voltage comparator 8 Multiplier 9 Load current detector 10 Current comparator 11 Oscillator 12 Drive circuit 13 Inverter 14 Motor 15 Microcomputer 16 Inverter drive circuit 18 DC voltage signal switching Switch 19 Trigger element 20 Synchronous signal changeover switch 21 Voltage command changeover switch 22 Drive signal changeover switch 23 Supply current detector 24 Active converter block 25 Low pass filter 26 Power supply capacitor 27 Reactor 28 Diode 29 Room temperature sensor 30 AC power supply voltage detector 31 AC / DC Changeover switch 32 DC power supply 33 Rectifier 34 Capacitor 35 Control power supply circuit 36 Power relay 37 Switching relay Q Power factor improvement circuit

─────────────────────────────────────────────────────
────────────────────────────────────────────────── ───

【手続補正書】[Procedure amendment]

【提出日】平成８年１０月３０日[Submission date] October 30, 1996

【手続補正１】[Procedure amendment 1]

【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement

【補正対象項目名】特許請求の範囲[Correction target item name] Claims

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction contents]

【特許請求の範囲】[Claims]

【手続補正２】[Procedure amendment 2]

【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement

【補正対象項目名】００２３[Correction target item name] 0023

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction contents]

【００２３】上記さらに他の目的を達成するために、本
発明は、電動機の所定の回転数までの駆動範囲では、イ
ンバータをチョッパ駆動し、この所定の回転数以上の回
転数で該電動機を駆動する場合には、該インバータの直
流電源電圧を変化させる電源駆動とする。この電源駆動
では、インバータでの電力損失がほとんどなくなるた
め、効率が向上する。また、本発明は、電動機の回転数
が所定の回転数以下では、電圧制御用のスイッチ素子の
オン，オフの通電率を一定に制御し、かつインバータの
スイッチ素子のオン期間の電流をチョッパした出力電圧
で該電動機を駆動し、該電動機の回転数が所定の回転数
以上の場合には、該電圧制御用のスイッチ素子のオン，
オフの通電率を該一定の通電率よりも大きく制御し、か
つ該インバータのスイッチ素子のオン期間の電流をチョ
ッパしない出力電圧で該電動機を駆動する。さらに、本
発明は、電動機の回転数が所定の回転数以下では、イン
バータのスイッチ素子のオン期間の通電率を１００％未
満に制御した出力電圧で該電動機を制御駆動し、該電動
機の回転数が所定の回転数以上では、該インバータの入
力電圧を回転数に応じた電圧とし、かつ該インバータの
スイッチ素子のオン期間の通電率を１００％にした出力
電圧で該電動機を駆動する。 In order to achieve the above-mentioned object, the present invention provides a chopper drive of an inverter in a drive range up to a predetermined rotation speed of the motor, and the motor is driven at a rotation speed higher than the predetermined rotation speed. In this case, the power supply is driven by changing the DC power supply voltage of the inverter. In this power supply drive, power loss in the inverter is almost eliminated, so that efficiency is improved. In addition, the present invention provides a
When the rotation speed is equal to or lower than the predetermined rotation speed, the voltage control switch element
The on / off duty ratio is controlled to be constant and the inverter
Output voltage obtained by choppering the current during the ON period of the switch element
To drive the motor, and the number of rotations of the motor reaches a predetermined number of rotations.
In the above case, the voltage control switch element is turned on,
Controlling the OFF duty ratio to be greater than the fixed duty ratio;
The current during the ON period of the switch element of the inverter.
The motor is driven with an output voltage that does not go out. In addition, the book
The present invention is directed to an in-line
100% or less of the duty ratio during the ON period of the switch element of the barter
The motor is controlled and driven by the fully controlled output voltage,
If the rotation speed of the machine is higher than the predetermined rotation speed,
The power voltage is a voltage corresponding to the rotation speed, and
Output with 100% duty ratio during the ON period of the switch element
The motor is driven by the voltage.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高倉 雄八 栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地 株式会社日立製作所冷熱事業部内 (72)発明者 能登原 保夫 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 川端 幸雄 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 篠崎 弘 栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地 株式会社日立製作所冷熱事業部内 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor, Yuhachi Takakura 800, Tomita, Odai-cho, Ohira-cho, Shimotsuga-gun, Tochigi Prefecture Inside the Cooling Business Division, Hitachi, Ltd. (72) Yasuo Notohara 7-1-1, Omika-cho, Hitachi City, Ibaraki 1 Hitachi, Ltd.Hitachi Research Laboratories (72) Inventor Yukio Kawabata 1-1-1, Omika-cho, Hitachi City, Ibaraki Prefecture Inside Hitachi, Ltd.Hitachi Research Laboratories (72) Inventor Hiroshi Shinozaki Ohiramachi, Shimotsuga-gun, Tochigi Prefecture 800 Omita Tomita Cooling Division, Hitachi, Ltd.

Claims (16)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 入力交流電圧を整流する整流器と、該整
流器の整流出力を該リアクトルを介してオン，オフする
電圧制御用のスイッチ素子と、該電圧制御用のスイッチ
素子でオン，オフされた該整流出力がダイオードを介し
て供給されこれを平滑して直流電圧を生成出力する平滑
コンデンサと、該電圧制御用のスイッチ素子のオン，オ
フの通電率を制御する制御手段とを有する電力変換器
と、 該平滑コンデンサで生成出力される該直流電圧をスイッ
チ素子でオン，オフして交流電圧に変換し電動機を駆動
するインバータとを備えた空気調和機において、 該制御手段は、 該インバータのスイッチ素子の通電率が１００％未満で
あるとき、該平滑コンデンサで生成される該直流電圧が
一定に保持されるように、該電圧制御用のスイッチ素子
のオン，オフの通電率を制御し、 該インバータのスイッチ素子の通電率が１００％である
とき、該電圧制御用のスイッチ素子のオン，オフの通電
率を変化させることにより、該平滑コンデンサで生成さ
れる該直流電圧を任意に変化可能とし、 該電動機の回転数を、該インバータのスイッチ素子の通
電率が１００％未満であるときには、該インバータのス
イッチ素子の通電率を変化させることにより、また、該
インバータのスイッチ素子の通電率が１００％であると
きには、該平滑コンデンサで生成出力される該直流電圧
の変化により、可変とすることができるように構成した
ことを特徴とする空気調和機。1. A rectifier for rectifying an input AC voltage, a switch element for voltage control for turning on and off a rectified output of the rectifier through the reactor, and a switch element for turning on and off the voltage. A power converter including a smoothing capacitor that supplies the rectified output via a diode, smoothes the rectified output, generates and outputs a DC voltage, and control means that controls the on / off duty ratio of the voltage control switch element. An inverter for turning on and off the DC voltage generated and output by the smoothing capacitor with a switch element to convert the DC voltage into an AC voltage to drive the motor, wherein the control means includes a switch for the inverter. When the duty ratio of the element is less than 100%, the switch element for voltage control is turned on so that the DC voltage generated by the smoothing capacitor is kept constant. , And when the duty ratio of the switching element of the inverter is 100%, the duty ratio of the switching element for voltage control is changed to change the duty ratio of the on / off state of the switching element. The DC voltage can be arbitrarily changed, and the rotation speed of the motor is changed by changing the duty ratio of the switch element of the inverter when the duty ratio of the switch element of the inverter is less than 100%. An air conditioner characterized in that when the duty ratio of a switch element of the inverter is 100%, the air conditioner can be changed by a change in the DC voltage generated and output by the smoothing capacitor. 【請求項２】 入力交流電圧を整流する整流器と、該整
流器の整流出力を該リアクトルを介してオン，オフする
電圧制御用のスイッチ素子と、該電圧制御用のスイッチ
素子でオン，オフされた該整流出力がダイオードを介し
て供給されこれを平滑して直流電圧を生成出力する平滑
コンデンサと、該電圧制御用のスイッチ素子のオン，オ
フの通電率を制御する制御手段とを有する電力変換器
と、 該平滑コンデンサで生成出力される該直流電圧をスイッ
チ素子でオン，オフして交流電圧に変換し電動機を駆動
するインバータとを備えた空気調和機において、 該制御手段は、 該平滑コンデンサで生成出力される該直流電圧と所定の
基準電圧との偏差値に応じて電圧制御信号を出力する電
圧制御手段と、 該整流器の整流出力に同期した同期信号と該電圧制御信
号とを乗算して電流基準信号を生成出力する電流基準演
算手段と、 該電流基準信号と該整流器の出力側直流電流とを演算し
て変調基準信号を生成出力する電流比較演算手段と、 該変調基準信号と信号発振器から出力される搬送波信号
とを比較して駆動信号を出力する比較手段とを有して、
該電圧制御用のスイッチ素子をオン，オフ駆動し、 入力交流電流を検出する入力電流検出手段を設け、 該制御手段が、該入力電流検出手段の検出出力値に応じ
て該交流入力電流の大きさを判別し、この判別結果に応
じて該電圧制御用のスイッチ素子のオン，オフ駆動状態
を異ならせることを特徴とする空気調和機。2. A rectifier for rectifying an input AC voltage, a switch element for voltage control for turning on and off a rectified output of the rectifier through the reactor, and a switch element for turning on and off the voltage. A power converter including a smoothing capacitor that supplies the rectified output via a diode, smoothes the rectified output, generates and outputs a DC voltage, and control means that controls the on / off duty ratio of the voltage control switch element. And an inverter for turning on and off the DC voltage generated and output by the smoothing capacitor with a switch element to convert the DC voltage to an AC voltage to drive the motor, wherein the control means comprises: Voltage control means for outputting a voltage control signal according to a deviation value between the DC voltage generated and output and a predetermined reference voltage; a synchronization signal synchronized with a rectified output of the rectifier; Current reference operation means for multiplying the voltage control signal to generate and output a current reference signal; current comparison operation means for operating the current reference signal and the DC current on the output side of the rectifier to generate and output a modulation reference signal; Comparing means for comparing the modulation reference signal with the carrier signal output from the signal oscillator and outputting a drive signal;
An input current detecting means for turning on and off the voltage control switch element and detecting an input AC current is provided, and the control means controls the magnitude of the AC input current in accordance with a detection output value of the input current detecting means. The air conditioner is characterized in that the on / off driving state of the voltage control switch element is made different according to the result of the judgment. 【請求項３】 入力交流電圧を整流する整流器と、該整
流器の整流出力を該リアクトルを介してオン，オフする
電圧制御用のスイッチ素子と、該電圧制御用のスイッチ
素子でオン，オフされた該整流出力がダイオードを介し
て供給されこれを平滑して直流電圧を生成出力する平滑
コンデンサと、該電圧制御用のスイッチ素子のオン，オ
フの通電率を制御する制御手段とを有する電力変換器
と、 該平滑コンデンサで生成出力される該直流電圧をスイッ
チ素子でオン，オフして交流電圧に変換し電動機を駆動
するインバータとを備えた空気調和機において、 入力交流電流を検出する入力電流検出手段を設け、 該入力電流検出手段の検出出力値が所定の値よりも小さ
いときには、該電圧制御用のスイッチ素子の駆動を禁止
して、低入力電流時での不安定動作を回避し、かつ、損
失やノイズを低減せしめることを特徴とする空気調和
機。3. A rectifier for rectifying an input AC voltage, a switch element for voltage control for turning on and off a rectified output of the rectifier via the reactor, and a rectifier turned on and off by the switch element for voltage control. A power converter including a smoothing capacitor that supplies the rectified output via a diode, smoothes the rectified output, generates and outputs a DC voltage, and control means that controls the on / off duty ratio of the voltage control switch element. And an inverter for turning on and off the DC voltage generated and output by the smoothing capacitor with a switch element to convert the DC voltage to an AC voltage to drive an electric motor. Means for driving the voltage control switch element when the detected output value of the input current detecting means is smaller than a predetermined value, and An air conditioner characterized by avoiding stable operation and reducing loss and noise. 【請求項４】 請求項２または３において、 前記インバータのスイッチ素子のオン，オフの通電率が
１００％未満であるときには、前記平滑コンデンサで生
成される前記直流電圧を前記一定の基準電圧と比較して
任意の一定値に設定した上で、前記インバータのスイッ
チ素子を任意の通電率でオン，オフさせることにより、
前記電動機の回転数を制御し、該通電率が１００％であ
るときには、前記直流電圧の代わりに、任意の指令電圧
を切り換えて入力し、前記一定の基準電圧と比較させる
手段を有し、 前記電動機の所望の回転数に応じて該指令電圧を変化さ
せ、前記直流電圧の値を大小に制御することにより、前
記電動機の回転数を制御することを特徴とする空気調和
機。4. The DC voltage generated by the smoothing capacitor is compared with the constant reference voltage when the ON / OFF duty ratio of the switch element of the inverter is less than 100%. Then, by setting the switch element of the inverter on and off at an arbitrary duty ratio after setting to an arbitrary constant value,
Means for controlling the number of rotations of the electric motor, switching and inputting an arbitrary command voltage instead of the DC voltage when the duty factor is 100%, and comparing the input voltage with the constant reference voltage; An air conditioner characterized by controlling the number of revolutions of the electric motor by changing the command voltage according to a desired number of revolutions of the electric motor and controlling the value of the DC voltage to be large or small. 【請求項５】 請求項４において、 前記電圧制御用のスイッチ素子と前記インバータとの駆
動制御信号を単一ポートで出力し、前記インバータのス
イッチ素子の通電率が１００％である場合には、前記平
滑コンデンサで生成される前記直流電圧を変化させる前
記指令電圧を出力し、前記インバータのスイッチ素子の
通電率が１００％未満である場合には、前記インバータ
のスイッチ素子の通電率を変化させ、これら各々の場合
について、前記インバータの駆動部に入力する信号とし
て、通電率１００％で前記インバータを駆動するための
所定の電圧か、前記単一ポートのインバータ駆動制御信
号かを切り換えて出力する手段とを備えたことを特徴と
する空気調和機。5. The method according to claim 4, wherein a drive control signal for the voltage control switch element and the inverter is output at a single port, and when a duty ratio of the switch element of the inverter is 100%, Outputting the command voltage for changing the DC voltage generated by the smoothing capacitor, and changing the duty ratio of the switch element of the inverter when the duty ratio of the switch element of the inverter is less than 100%; In each of these cases, means for switching and outputting a predetermined voltage for driving the inverter at a duty ratio of 100% or an inverter drive control signal for the single port as a signal input to the drive unit of the inverter. An air conditioner comprising: 【請求項６】 請求項４において、 前記平滑コンデンサで生成される直流電圧を検出して前
記入力交流電圧が電圧区分Ｖ１，Ｖ２，……，Ｖｎのい
ずれかを判別する判別手段と、 前記入力交流電圧がいずれの前記電圧区分に属するかに
より、前記電圧制御信号と前記同期信号を変化させる手
段とを有することを特徴とした空気調和機。6. The input device according to claim 4, wherein a DC voltage generated by the smoothing capacitor is detected to determine the input AC voltage from one of voltage divisions V1, V2,..., Vn. An air conditioner comprising: a means for changing the voltage control signal and the synchronization signal depending on which of the voltage categories the AC voltage belongs to. 【請求項７】 請求項６において、 前記入力交流電圧が、前記電圧区分Ｖ１，Ｖ２，……，
Ｖｎの所定の範囲に属する場合、前記所定の基準電圧と
前記平滑コンデンサで生成される前記直流電圧とを比較
することにより、この直流電圧を任意の一定値に設定
し、前記インバータのスイッチ素子をオン，オフさせる
ことにより、前記電動機の回転数を制御することを特徴
とする空気調和機。7. The method according to claim 6, wherein the input AC voltage is equal to the voltage divisions V1, V2,.
If the voltage falls within a predetermined range of Vn, the DC voltage is set to an arbitrary constant value by comparing the predetermined reference voltage with the DC voltage generated by the smoothing capacitor. An air conditioner characterized by controlling the number of revolutions of the electric motor by turning it on and off. 【請求項８】 請求項６において、 前記電力変換器を形成する前記電圧制御用のスイッチ素
子及び前記制御手段を同一の基板上に設けたことを特徴
とする空気調和機。8. The air conditioner according to claim 6, wherein the voltage control switch element and the control means forming the power converter are provided on the same substrate. 【請求項９】 請求項８において、 前記入力交流電圧が前記電圧区分Ｖ１，Ｖ２，……，Ｖ
ｎのいずれに属するかにより、前記電圧制御信号を変化
させる手段を前記基板上に設けたことを特徴とする空気
調和機。9. The method according to claim 8, wherein the input AC voltage is the voltage division V1, V2,.
An air conditioner wherein means for changing the voltage control signal is provided on the substrate depending on which of n the device belongs to. 【請求項１０】 請求項８において、 前記入力交流電圧が前記電圧区分Ｖ１，Ｖ２，……，Ｖ
ｎのいずれに属するかにより、前記電圧制御信号を変化
させる手段と、 通電率１００％で前記インバータを駆動する任意の一定
電圧と、前記インバータのスイッチ素子をオン，オフ駆
動するための信号を切り換える手段と、 前記電圧制御手段に供給される前記直流電圧として、前
記電圧制御用のスイッチ素子の駆動信号と、前記平滑コ
ンデンサで生成される前記直流電圧に比例した信号とを
切り換える手段とを前記基板上に設けたことを特徴とす
る空気調和機。10. The method according to claim 8, wherein the input AC voltage is equal to the voltage divisions V1, V2,.
a means for changing the voltage control signal, an arbitrary constant voltage for driving the inverter at a duty factor of 100%, and a signal for driving the switching element of the inverter on and off, depending on which of the n belongs. Means for switching between a drive signal of the voltage control switch element and a signal proportional to the DC voltage generated by the smoothing capacitor as the DC voltage supplied to the voltage control means. An air conditioner characterized by being provided above. 【請求項１１】 請求項２または３において、 前記平滑コンデンサに太陽電池などの直流電源をダイオ
ードを介して接続し、該直流電源の出力電圧が所望の前
記直流電圧に達している場合には、前記インバータのス
イッチ素子をオン，オフさせることにより、前記電動機
の回転数を制御することを特徴とする空気調和機。11. The method according to claim 2, wherein a DC power supply such as a solar cell is connected to the smoothing capacitor via a diode, and when an output voltage of the DC power supply reaches a desired DC voltage, An air conditioner characterized by controlling the number of revolutions of the electric motor by turning on and off a switch element of the inverter. 【請求項１２】 請求項２または３において、 太陽電池などの直流電源を前記リアクトルの電源側に接
続したことを特徴とする空気調和機。12. The air conditioner according to claim 2, wherein a DC power supply such as a solar cell is connected to a power supply side of the reactor. 【請求項１３】 請求項２または３において、 太陽電池などの直流電源を、前記ダイオードと前記リア
クトルを介し、前記電圧制御用のスイッチ素子のコレク
タ・エミッタ間に接続したことを特徴とする空気調和
機。13. The air conditioner according to claim 2, wherein a DC power supply such as a solar cell is connected between the collector and the emitter of the switch element for voltage control via the diode and the reactor. Machine. 【請求項１４】 交流電源からの入力交流電圧を整流す
る第１の整流器と、該整流器の整流出力を該リアクトル
を介してオン，オフする電圧制御用のスイッチ素子と、
該電圧制御用のスイッチ素子でオン，オフされた該整流
出力がダイオードを介して供給されこれを平滑して直流
電圧を生成出力する第１の平滑コンデンサと、該電圧制
御用のスイッチ素子のオン，オフの通電率を制御する制
御手段とを有する電力変換器と、 該第１の平滑コンデンサで生成出力される該直流電圧を
スイッチ素子でオン，オフして交流電圧に変換し電動機
を駆動するインバータとを備えた空気調和機において、 該第１の平滑コンデンサで生成出力される該直流電圧を
検出して該入力交流電圧の大きさを判別する判別手段
と、 該第１の手段の判別結果に応じて該電圧制御用のスイッ
チ素子のオン，オフ駆動状態を異ならせる駆動手段と、 該交流電源と該整流器との間に配置される可動接点と、 該第１の平滑コンデンサに蓄積された電荷の放電のため
の放電手段とを設け、 前記判別手段が該入力交流電圧の大きさの判別動作前
に、該可動接点を非導通状態として、該第１の平滑コン
デンサの充電電圧が所定の電圧以下になるまで該第１の
平滑コンデンサの蓄積電荷を該放電手段で放電させ、し
かる後、該可動接点を導通状態として、該第１の整流器
の整流出力でもって該第１の平滑コンデンサを充電さ
せ、 該判別手段は、かかる充電が充分なされたことによって
該第１の平滑コンデンサから生成出力される該直流電圧
を検出することにより、該入力交流電圧の大きさを判別
することを特徴とする空気調和機。14. A first rectifier for rectifying an input AC voltage from an AC power supply, a voltage control switch element for turning on and off a rectified output of the rectifier via the reactor,
A first smoothing capacitor for supplying the rectified output turned on and off by the voltage control switch element via a diode, smoothing the rectified output to generate and output a DC voltage, and turning on and off the voltage control switch element; , A power converter having control means for controlling the duty ratio of turning off, and the DC voltage generated and output by the first smoothing capacitor is turned on and off by a switch element to convert it into an AC voltage to drive the motor. An air conditioner provided with an inverter; a determining unit configured to detect the DC voltage generated and output by the first smoothing capacitor to determine a magnitude of the input AC voltage; and a determination result of the first unit. Drive means for changing the on / off drive state of the voltage control switch element in accordance with the following: a movable contact disposed between the AC power supply and the rectifier; and a movable contact stored in the first smoothing capacitor. Discharging means for discharging the charged electric charge, before the operation of judging the magnitude of the input AC voltage, the movable contact is brought into a non-conductive state, and the charging voltage of the first smoothing capacitor is set to a predetermined value. The discharging means discharges the accumulated charge of the first smoothing capacitor until the voltage of the first smoothing capacitor becomes equal to or less than the voltage of the first smoothing capacitor. The determination means determines the magnitude of the input AC voltage by detecting the DC voltage generated and output from the first smoothing capacitor when the charging is sufficient. And air conditioner. 【請求項１５】 請求項１４において、 前記放電手段として、前記インバータを用い、該インバ
ータを任意の通電率でオン，オフ駆動することにより、
前記インバータと前記電動機を介して前記第１の平滑コ
ンデンサの蓄積電荷を放電させることを特徴とする空気
調和機。15. The method according to claim 14, wherein the inverter is used as the discharging means, and the inverter is turned on and off at an arbitrary duty ratio.
An air conditioner characterized by discharging electric charges stored in the first smoothing capacitor via the inverter and the electric motor. 【請求項１６】 請求項１４または１５において、 制御回路を作動せしめるための直流電源を有し、 該直流電源は、 前記入力交流電圧を整流し、倍電圧整流器と全波整流器
としての異なる構成を選択し得る第２の整流器と、 該第２の整流器からの整流出力を平滑し、第２の直流電
圧を生成出力する第２の平滑コンデンサと、 該第２の直流電圧を任意の複数種類の電圧に変換するト
ランス回路とからなり、前記判定手段の判別結果に応じ
て、該第２の整流器が該倍電圧整流器あるいは全波整流
器のいずれかの構成に選択されることを特徴とする空気
調和機。16. The power supply according to claim 14, further comprising a DC power supply for operating a control circuit, wherein the DC power supply rectifies the input AC voltage, and has a different configuration as a voltage doubler rectifier and a full-wave rectifier. A second rectifier that can be selected; a second smoothing capacitor that smoothes a rectified output from the second rectifier to generate and output a second DC voltage; and a plurality of arbitrary types of the second DC voltage. And a transformer circuit for converting the voltage into a voltage. The air conditioner is characterized in that the second rectifier is selected as one of the voltage doubler rectifier and the full-wave rectifier in accordance with the result of the determination by the determination means. Machine.
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