JPH09120298A - フレーム消失の間の音声復号に使用する音声の有声／無声分類 - Google Patents

フレーム消失の間の音声復号に使用する音声の有声／無声分類

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JPH09120298A
JPH09120298A JP8182611A JP18261196A JPH09120298A JP H09120298 A JPH09120298 A JP H09120298A JP 8182611 A JP8182611 A JP 8182611A JP 18261196 A JP18261196 A JP 18261196A JP H09120298 A JPH09120298 A JP H09120298A
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Peter Kroon
クルーン ピーター
Yair Shoham
ショーハム エイア
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A T and T I P M CORP
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 フレーム消失がある場合の音声復号器の動作
を改善する。 【解決手段】 本発明による音声復号器は、適応コード
ブックからなる第１部分と、固定コードブックからなる
第２部分とを有する。復号器は、現フレームの圧縮音声
情報の少なくとも一部を信頼性良く受信することができ
ない場合に前記第１部分または第２部分からの出力信号
に選択的に基づいて音声励振信号を生成する。このため
に、復号器は、生成すべき音声信号を周期的または非周
期的と分類した後、この分類に基づいて励振信号を生成
する。音声信号が周期的と分類された場合、第１部分か
らの出力信号に基づいて第２部分からの出力信号には基
づかずに励振信号が生成される。音声信号が非周期的と
分類された場合、第２部分からの出力信号に基づいて第
１部分からの出力信号には基づかずに励振信号が生成さ
れる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムで用
いる音声符号化方式に関し、特に、伝送中にバースト誤
りが生じた場合の音声符号器の動作方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】セルラ電話システムやパーソナル通信シ
ステムのような多くの通信システムは、情報を通信する
ために無線チャネルに基づいている。情報の通信中に、
無線通信チャネルは、マルチパスフェージングのような
いくつかの誤り源からの影響を受けることがある。この
ような誤り源は、とりわけ、フレーム消失の問題を引き
起こすことがある。消失とは、受信器へ通信されるビッ
トの集合の全損失または全部もしくは一部の破損のこと
である。フレームとは、通信チャネルを通じて一部ロッ
クとして通信されるあらかじめ定められた固定数のビッ
トのことである。従って、フレームは音声信号の時間セ
グメントを表すこともある。
【０００３】一フレーム分のビットが完全に損失した場
合、受信器には解釈すべきビットはない。このような状
況では、受信器は無意味な結果を生じる可能性がある。
一フレーム分の受信ビットが破損しているため信頼性が
ない場合、受信器は非常に歪んだ結果を生じる可能性が
ある。いずれの場合にも、そのフレームは受信器が利用
（使用）不能であるという意味で、そのフレームのビッ
トは「消失」したとみなすことができる。
【０００４】無線システム容量に対する需要が増大する
とともに、利用可能な無線システム帯域幅を最大限に利
用する必要性が生じている。システム帯域幅の使用の効
率性を高める一つの方法は、信号圧縮技術を使用するこ
とである。音声信号を伝送する無線システムでは、音声
圧縮（あるいは音声符号化）技術がこの目的のために使
用される。このような音声符号化技術には、周知の符号
励振線形予測（ＣＥＬＰ）音声符号器のような「合成に
よる分析」音声符号器がある。
【０００５】音声符号化装置を使用するパケット交換網
におけるパケット損失の問題は、無線の場合のフレーム
消失と良く類似している。すなわち、パケット損失によ
り、音声復号器は、フレームを受信することができない
か、または、多数のビットが欠けたフレームを受信する
ことがある。いずれの場合でも、音声復号器には同じ本
質的な問題が提示される。すなわち、圧縮された音声情
報の損失にもかかわらず音声を合成する必要があるとい
う問題である。「フレーム消失」および「パケット損
失」はいずれも伝送ビットの損失を引き起こす通信チャ
ネル（あるいはネットワーク）に関係する。本明細書で
は、「フレーム消失」という用語は「パケット損失」を
含むものと考える。
【０００６】とりわけ、ＣＥＬＰ音声符号器は原音声信
号を符号化するために励振信号のコードブックを使用す
る。この励振信号は、励振利得倍にスケールされ、励振
に応答して音声信号（または音声信号の何らかの前駆
体）を合成するフィルタを「励振」するために使用され
る。合成された音声信号は原音声信号と比較される。原
音声信号に最も良く一致する合成音声信号を生じるコー
ドブック励振信号が識別される。その後、識別された励
振信号のコードブックインデックスおよび利得の表示
（これ自体が利得コードブックインデックスであること
も多い）がＣＥＬＰ復号器へ通信される（ＣＥＬＰ方式
のタイプに応じて、線形予測（ＬＰＣ）フィルタ係数の
ような他のタイプの情報も通信されることもある）。復
号器はＣＥＬＰ符号器のものと同一のコードブックを有
する。復号器は、送信されたインデックスを用いて励振
信号および利得値を選択する。この選択されたスケール
された励振信号は、復号器のＬＰＣフィルタを励振する
ために使用される。このように励振されると、復号器の
ＬＰＣフィルタは復号された（あるいは量子化された）
音声信号（これは、前に原音声信号に最も近いと判定さ
れたのと同じ音声信号である）を生成する。
【０００７】あるＣＥＬＰ方式では、周期性モデル（例
えば、ピッチ予測フィルタあるいは適応コードブック）
のような他の要素を使用する。このモデルは、有声音性
の周期性をシミュレートする。このようなＣＥＬＰ方式
では、これらの要素に関係するパラメータも復号器へ送
信されなければならない。適応コードブックの場合、復
号器が音声合成過程で適応コードブックの動作を再生成
することができるように、ピッチ周期（遅延）および適
応コードブック利得を表す信号も復号器へ送信されなけ
ればならない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】音声符号器を使用する
無線システムおよびその他のシステムは、音声を圧縮し
ないシステムよりもフレーム消失の問題に敏感となるこ
とがある。この敏感さは、符号化音声の冗長度が減少す
ることにより伝送される各ビットの損失が（符号化され
ていない音声に比べて）重大になることによる。フレー
ム消失を受けるＣＥＬＰ音声符号器の場合、励振信号コ
ードブックインデックスおよびフレーム内で音声を表す
その他の信号が損失またはかなり破損することにより、
復号器における音声の正しい合成が妨げられることがあ
る。例えば、消失フレームのため、ＣＥＬＰ復号器は、
音声を合成するためにコードブック内のどのエントリを
使用すべきかを信頼性良く識別することができないこと
がある。その結果、音声符号化システムのパフォーマン
スは大幅に劣化する可能性がある。
【０００９】フレーム消失は励振信号コードブックイン
デックス、ＬＰＣ係数、適応コードブック遅延情報、な
らびに適応コードブックおよび固定コードブックの利得
情報の損失を引き起こすため、音声復号器において励振
信号を合成するための通常の技術は有効でない。従っ
て、これらの通常の技術を別の方法で置き換えなければ
ならない。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、音声復
号器は、適応コードブックからなる第１部分と、固定コ
ードブックからなる第２部分とを有する。復号器は、現
フレームの圧縮音声情報の少なくとも一部を信頼性良く
受信することができない場合に前記第１部分または第２
部分からの出力信号に選択的に基づいて音声励振信号を
生成する。このために、復号器は、生成すべき音声信号
を周期的または非周期的と分類した後、この分類に基づ
いて励振信号を生成する。
【００１１】音声信号が周期的と分類された場合、第１
部分からの出力信号に基づいて第２部分からの出力信号
には基づかずに励振信号が生成される。音声信号が非周
期的と分類された場合、第２部分からの出力信号に基づ
いて第１部分からの出力信号には基づかずに励振信号が
生成される。
【００１２】本発明に関する説明は、発明の詳細な説明
の第ＩＩ．Ｂ．１節および２節を参照されたい。
【００１３】
【発明の実施の形態】
［Ｉ．序論］本発明は、フレーム消失（すなわち、圧縮
されたビットストリーム中の連続するビットのグループ
の損失であって、そのグループは通常は音声を合成する
ために使用される）を受ける音声符号化システムの動作
に関する。以下の説明は、例として、国際標準Ｇ．７２
９として採用されるためにＩＴＵに提案された８ｋｂｉ
ｔ／ｓのＣＥＬＰ音声符号化方式に適用された本発明の
特徴に関するものである。読者の便のため、Ｇ．７２９
標準の予備的勧告草案を「付録」として添付する（この
草案を以下では「Ｇ．７２９草案」と呼ぶ）。Ｇ．７２
９草案は、音声符号器および音声復号器の詳細な記述を
含む（それぞれＧ．７２９草案第３節および第４節参
照）。本発明の実施例は、Ｇ．７２９草案第４．３節に
詳細に記載されているような、通常のＧ．７２９復号器
動作の改良に関するものである。本発明を実現するため
に符号器には変更の必要はない。
【００１４】本発明は、提案されているＧ．７２９標準
に適用可能であるだけでなく、当業者であれば、本発明
の特徴は他の音声符号化方式にも適用可能であることが
理解される。
【００１５】一つ以上のフレームの消失に関する情報
が、本発明の実施例への入力信号ｅである。このような
情報は、当業者に周知の任意の従来の方法で取得可能で
ある。例えば、全部または一部が破損したフレームは、
通常の誤り検出符号の使用により検出可能である。フレ
ームが消失していると判定された場合、ｅ＝１とされ、
後述のような特別の手続きが開始される。そうでない場
合、すなわち、消失していない場合（ｅ＝０）、通常の
手続きが使用される。従来の誤り保護符号が、無線通信
システムの従来の無線送受審査部システムの一部として
実装可能である。
【００１６】消失（ｅ＝１）の結果として適用される修
正手段の完全なセットの適用に加えて、本発明の復号器
は、パリティ誤りが検出された場合にそのような手段の
サブセットを使用する。パリティビットは、符号化され
た音声のフレームの２個のサブフレームのうちの第１の
サブフレームのピッチ遅延インデックスに基づいて計算
される（Ｇ．７２９草案第３．７．１節参照）。このパ
リティビットは復号器によって計算され、符号器から受
信されるパリティビットと比べて検査される。二つのパ
リティビットが同じでない場合、遅延インデックスは破
損しているとされ（実施例ではＰＥ＝１）、ピッチ遅延
の特別の処理が呼び出される。
【００１７】説明を明確にするため、本発明の実施例
は、個別の機能ブロックからなるものとして提示され
る。これらのブロックが表している機能は、ソフトウェ
アを実行可能なハードウェアを含む共用または専用のハ
ードウェアの使用により提供可能である（しかし、その
ようなものに限定されるものではない）。例えば、図１
に示されるブロックは、単一の共用プロセッサによって
提供可能である。（「プロセッサ」という用語の使用
は、ソフトウェアを実行可能なハードウェアのみを指す
ものと解釈してはならない。）
【００１８】実施例は、ＡＴ＆ＴのＤＳＰ１６またはＤ
ＳＰ３２Ｃのようなディジタル信号プロセッサ（ＤＳ
Ｐ）ハードウェア、後述の動作を実行するソフトウェア
を記憶する読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、および、Ｄ
ＳＰの結果を記憶するランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）からなることが可能である。超大規模集積（ＶＬＳ
Ｉ）ハードウェアによる実施例や、カスタムＶＬＳＩ回
路を汎用ＤＳＰ回路と組み合わせた実施例も可能であ
る。
【００１９】［ＩＩ．実施例］図１に、本発明により改
良されたＧ．７２９草案のブロック図を示す（図１は、
Ｇ．７２８標準草案の図３を、本発明の特徴を明確に例
示するように修正したものである）。通常動作時（すな
わち、フレーム消失を受けていない場合）には、復号器
はＧ．７２９草案に従って第４．１〜４．２節に記載さ
れているように動作する。フレーム消失中は、図１の実
施例の動作は、符号器からの情報の消失を補償する特別
の処理によって改良される。
【００２０】［Ａ．通常の復号器動作］Ｇ．７２９草案
に記載された符号器は、１０ｍｓごとに圧縮された音声
を表すデータのフレームを出力する。このフレームは８
０ビットからなり、Ｇ．７２９草案の表１〜表９に詳細
に記載されている。圧縮された音声の各８０ビットフレ
ームは通信チャネルを通じて復号器へ送信される。復号
器は、符号器によって生成されたフレームに基づいて音
声信号（２サブフレームを表す）を合成する。フレーム
が通信されるチャネル（図示せず）は任意の種類（例え
ば通常の電話網、パケット網、セルラあるいは無線網、
ＡＴＭ網など）が可能であり、また、記憶媒体（例えば
磁気記憶装置、半導体ＲＡＭまたはＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯ
Ｍのような光記憶装置など）からなることも可能であ
る。
【００２１】図１の実施例の復号器は、適応コードブッ
ク（ＡＣＢ）部分および固定コードブック（ＦＣＢ）部
分の両方を有する。ＡＣＢ部分はＡＣＢ５０および利得
増幅器５５を有する。ＦＣＢ部分は、ＦＣＢ１０、ピッ
チ予測フィルタ（ＰＰＦ）２０、および利得増幅器３０
を有する。復号器は、伝送されたパラメータ（Ｇ．７２
９草案第４．１節参照）を復号し、合成を実行して再構
成音声を取得する。
【００２２】ＦＣＢ１０は、符号器によって送信された
インデックスＩに応答して動作する。インデックスＩは
スイッチ４０を通じて受信される。ＦＣＢ１０は、サブ
フレームに等しい長さのベクトルｃ（ｎ）を生成する
（Ｇ．７２９草案第４．１．２節参照）。このベクトル
はＰＰＦ２０に入力される。ＰＰＦ２０は、ＦＣＢ利得
増幅器３０に入力するためのベクトルを生成するように
動作する（Ｇ．７２９草案第３．８節および第４．１．
３節参照）。この増幅器は、チャネルからの利得ｇ＾c
を加え、ＰＰＦ２０によって生成されるベクトルをスケ
ールしたベクトルを生成する（Ｇ．７２９草案第４．
１．３節参照）。増幅器３０の出力信号は（スイッチ４
２を通じて）加算器８５に供給される。
【００２３】ＰＰＦ２０によって生成されたベクトルに
加えられる利得は、符号器によって提供される情報に基
づいて決定される。この情報は、コードブックインデッ
クスとして通信される。復号器は、このインデックスを
受信し、利得補正因子γ＾を合成する（Ｇ．７２９草案
第４．１．４節参照）。この利得補正因子γ＾は、コー
ドベクトル予測エネルギー（Ｅ−）プロセッサ１２０に
供給される。Ｅ−プロセッサ１２０は、以下の式に従っ
て、コードベクトル予測誤差エネルギーＲ＾の値を決定
する。 Ｒ＾(n)＝２０ｌｏｇγ＾ ［ｄＢ］ Ｒ＾の値はプロセッサバッファに記憶される。プロセッ
サバッファは、Ｒ＾の最近の（連続する）５個の値を保
持する。Ｒ＾(n)は、サブフレームｎにおける固定コー
ドベクトルの予測誤差エネルギーを表す。コードベクト
ルの予測される平均除去エネルギーは、Ｒ＾の過去の値
の重み付き和として形成される。
【数７１】 ただし、ｂ＝［０．６８ ０．５８ ０．３４ ０．１
９］であり、Ｒ＾の過去の値はバッファから取得され
る。次に、この予測エネルギーはプロセッサ１２０から
予測利得プロセッサ１２５に出力される。
【００２４】プロセッサ１２５は、コードブック１０に
よって供給されるコードベクトルの実際のエネルギーを
決定する。これは、次式に従ってなされる。
【数７２】 ただし、ｉは、ベクトルのサンプルのインデックスであ
る。すると、予測利得は次式のように計算される。
【数７３】 ただし、ＥはＦＣＢの平均エネルギー（例えば３０ｄ
Ｂ）である。
【００２５】最後に、実際のスケール因子（あるいは利
得）が、受信された利得補正因子γに予測利得ｇc′を
乗算器１３０で乗じることによって計算される。その
後、この値は、ＰＰＦ２０によって提供される固定コー
ドブック寄与をスケールするために増幅器３０に供給さ
れる。
【００２６】加算器８５には、復号器のＡＣＢ部分によ
って生成された出力信号も供給される。ＡＣＢ部分は、
過去の励振信号と、チャネルを通じて符号器から（スイ
ッチ４３を通じて）受信されるＡＣＢピッチ周期Ｍとに
基づいて、１サブフレームに等しい長さの励振信号ｖ
（ｎ）を生成するＡＣＢ５０を有する（Ｇ．７２９草案
第４．１．１節参照）。このベクトルは、チャネルを通
じて受信される利得因子ｇ＾pに基づいて増幅器２５０
でスケールされる。このスケールされたベクトルがＡＣ
Ｂ部分の出力である。
【００２７】加算器８５は、復号器のＦＣＢ部分および
ＡＣＢ部分からの信号に応答して励振信号ｕ（ｎ）を生
成する。励振信号ｕ（ｎ）はＬＰＣ合成フィルタ９０に
入力される。ＬＰＣ合成フィルタ９０は、チャネルを通
じて受信されるＬＰＣ係数ａiに基づいて音声信号を合
成する（Ｇ．７２９草案第４．１．６節参照）。
【００２８】最後に、ＬＰＣ合成フィルタ９０の出力は
ポストプロセッサ１００に供給される。ポストプロセッ
サ１００は、適応ポストフィルタリング（Ｇ．７２９草
案第４．２．１〜４．２．４節参照）、高域フィルタリ
ング（Ｇ．７２９草案第４．２．５節参照）、およびア
ップスケーリング（Ｇ．７２９草案第４．２．５節参
照）を実行する。
【００２９】［Ｂ．フレーム消失中の励振信号合成］フ
レーム消失がある場合、図１の復号器は、（何かを受信
したとしても）励振信号ｕ（ｎ）を合成するための信頼
性のある情報を受信しない。従って、復号器は、どのベ
クトルの信号サンプルをコードブック１０から抽出すべ
きか、あるいは、適応コードブック５０に使用するため
の正しい遅延値は何かがわからないことになる。この場
合、復号器は、音声信号を合成する際に用いる代用励振
信号を取得しなければならない。フレーム消失期間中の
代用励振信号の生成は、消失したフレームが有声（周期
的）と分類されるかそれとも無声（非周期的）と分類さ
れるかに依存する。消失フレームの周期性の表示はポス
トプロセッサ１００から得られる。ポストプロセッサ１
００は、正しく受信した各フレームを周期的または非周
期的と分類する（Ｇ．７２９草案第４．２．１節参
照）。消失フレームは、ポストフィルタによって処理さ
れた前フレームと同じ周期性分類を有するようにされ
る。周期性を表す二進信号ｖが、ポストフィルタ変数ｇ
pitに従って決定される。ｇpit＞０の場合ｖ＝１であ
り、それ以外の場合ｖ＝０である。従って、例えば、最
後の良好なフレームが周期的と分類された場合、ｖ＝１
であり、そうでない場合にはｖ＝０である。
【００３０】［１．周期的音声を表すフレームの消失］
周期的な（ｖ＝１）音声を表していたと考えられる消失
フレーム（ｅ＝１）に対して、固定コードブックの寄与
は０に設定される。これは、スイッチ４２の状態を、増
幅器３０を加算器８５に接続する通常の（バイアスされ
た）動作位置から、固定コードブック寄与を励振信号ｕ
（ｎ）から切断する位置に（矢印の向きに）切り替える
ことによってなされる。この状態切替は、ＡＮＤゲート
１１０によって出力される制御信号に従って実行され
る。（このＡＮＤゲート１１０は、フレームが消失して
おり（ｅ＝１）、かつ、周期的フレームである（ｖ＝
１）という条件をテストする。）他方、適応コードブッ
クの寄与は、（ｅ＝１であるがｎｏｔ＿ｖ＝０であるた
め）スイッチ４５によって、通常動作位置に保持され
る。
【００３１】消失フレーム中に適応コードブックによっ
て使用されるピッチ遅延Ｍは遅延プロセッサ６０によっ
て決定される。遅延プロセッサ６０は、符号器から最近
に受信したピッチ遅延を記憶する。この値は、引き続き
受信されるそれぞれのピッチ遅延で上書きされる。「良
好な」（正しく受信された）フレームに続く最初の消失
フレームに対して、遅延プロセッサ６０は、最後の良好
なフレーム（すなわち、前フレーム）のピッチ遅延に等
しいＭの値を生成する。過度の周期性を避けるため、引
き続く各消失フレームに対して、プロセッサ６０はＭの
値を１だけインクリメントする。プロセッサ６０は、Ｍ
の値を、１４３サンプルに制限する。スイッチ４３は、
有声フレームの消失の表示に応答して（ｅ＝１かつｖ＝
１であるため）、その状態を通常動作位置から「有声フ
レーム消失」位置に変更することによって、ピッチ遅延
をプロセッサ６０から適応コードブック５０に入力す
る。
【００３２】有声フレームの消失の場合、適応コードブ
ック利得もまた、以下の第Ｃ節で説明する手続きに従っ
て合成される。注意すべき点であるが、スイッチ４４
は、その状態を通常動作位置から「有声フレーム消失」
位置に変更することによって、合成された適応コードブ
ック利得の入力を行うという点で、スイッチ４３と同様
に動作する。
【００３３】［２．非周期的音声を表すフレームの消
失］非周期的な（ｖ＝０）音声を表していたと考えられ
る消失フレーム（ｅ＝１）に対して、適応コードブック
の寄与は０に設定される。これは、スイッチ４５の状態
を、増幅器５５を加算器８５に接続する通常の（バイア
スされた）動作位置から、適応コードブック寄与を励振
信号ｕ（ｎ）から切断する位置に（矢印の向きに）切り
替えることによってなされる。この状態切替は、ＡＮＤ
ゲート７５によって出力される制御信号に従って実行さ
れる。（このＡＮＤゲート７５は、フレームが消失して
おり（ｅ＝１）、かつ、非周期的フレームである（ｎｏ
ｔ＿ｖ＝１）という条件をテストする。）他方、固定コ
ードブックの寄与は、（ｅ＝１であるがｖ＝０であるた
め）スイッチ４２によって、通常動作位置に保持され
る。
【００３４】固定コードビックインデックスＩおよびコ
ードブックベクトル符号は消失のため使用することがで
きない。コードブックベクトルｃ（ｎ）を決定するため
の固定コードブックインデックスおよび符号インデック
スを合成するため、乱数発生器４９が使用される。乱数
発生器４９の出力はスイッチ４０を通じて固定コードブ
ック１０に入力される。スイッチ４０は、通常は、イン
デックスＩおよび符号情報を固定コードブックに接続す
る状態にある。しかし、非周期的フレームの消失が起き
た場合（ｅ＝１かつｎｏｔ＿ｖ＝１）、ゲート４７が制
御信号をこのスイッチに入力することにより、スイッチ
は状態を変化させる。
【００３５】乱数発生器４９は次の関数を用いて固定コ
ードブックインデックスおよび符号を生成する。 ｓｅｅｄ＝ｓｅｅｄ＊３１８２１＋１３８４９ 発生器４５の初期シード（ｓｅｅｄ）値は２１８４５で
ある。与えられた符号器サブフレームに対して、コード
ブックインデックスは乱数の下位１３ビットである。ラ
ンダム符号は、次の乱数の下位４ビットである。従っ
て、乱数発生器は、必要な各固定コードブックベクトル
ごとに２回動作する。注意すべき点であるが、ノイズベ
クトルは、ＦＣＢとともに乱数発生器を使用するのでは
なく、サンプルごとに発生することも可能である。
【００３６】非周期的フレームの消失の場合、固定コー
ドブック利得もまた、以下の第Ｄ節で説明する手続きに
従って合成される。注意すべき点であるが、スイッチ４
１は、その状態を通常動作位置から「有声フレーム消
失」位置に変更することによって、合成された固定コー
ドブック利得の入力を行うという点で、スイッチ４０と
同様に動作する。
【００３７】（遅延がサブフレームより小さい場合）Ｐ
ＰＦ２０は周期性を加えるため、ＰＰＦ２０は非周期的
フレームの消失の場合には使用すべきではない。従っ
て、スイッチ２１は、ｅ＝０のときにはＦＣＢ１０の出
力を選択し、ｅ＝１の時にはＰＰＦ２０の出力を選択す
る。
【００３８】［Ｃ．消失フレームのＬＰＣフィルタ係
数］消失フレーム中に合成された励振信号ｕ（ｎ）はＬ
ＰＣ合成フィルタ９０に入力される。符号器からのデー
タに依存する復号器の他の構成要素と同様に、ＬＰＣ合
成フィルタ９０は消失フレーム中に代用ＬＰＣ係数ａi
を有しなければならない。これは、最後の良好なフレー
ムのＬＰＣ係数を反復することによってなされる。非消
失フレームにおいて符号器から受信されるＬＰＣ係数は
メモリ９５によって記憶される。フレーム消失が起きる
と、メモリ９５に記憶されている係数がスイッチ４６を
通じてＬＰＣ合成フィルタに供給される。スイッチ４６
は通常は、良好なフレームで受信されるＬＰＣ係数をフ
ィルタ９０に入力するようにバイアスされる。しかし、
フレーム消失の場合（ｅ＝１）、このスイッチはメモリ
９５をフィルタ９０に接続するように（矢印の向きに）
状態を変更する。
【００３９】［Ｄ．適応コードブックおよび固定コード
ブックの利得の減衰］上記のように、適応コードブック
５０および固定コードブック１０はいずれも、コードブ
ック出力信号にスケール因子を加える対応する利得増幅
器５５、３０を有する。通常は、これらの増幅器のスケ
ール因子の値は符号器によって供給される。しかし、フ
レーム消失の場合、スケール因子情報は符号器から利用
可能ではない。従って、スケール因子情報を合成しなけ
ればならない。
【００４０】固定コードブックおよび適応コードブック
の両方に対して、スケール因子の合成は、前サブフレー
ムで使用されたスケール因子の値をスケール（特に減
衰）させる減衰プロセッサ６５および１１５によってな
される。すなわち、良好なフレームに続くフレーム消失
の場合、増幅器によって使用される消失フレームの第１
サブフレームのスケール因子の値は、その良好なフレー
ムからの第２スケール因子に減衰因子を乗じたものとな
る。連続してサブフレームが消失した場合、後に消失し
たほうのサブフレーム（サブフレームｎ）は、前に消失
したサブフレーム（サブフレームｎ−１）からのスケー
ル因子にその減衰因子を乗じた値を使用する。いかに多
くの連続する消失フレーム（およびサブフレーム）が生
じてもこの技術が使用される。減衰プロセッサ６５、１
１５は、次のサブフレームが消失サブフレームである場
合、良好なフレームで受信されたか消失フレームに対し
て合成されたかにかかわらず、それぞれの新たなスケー
ル因子を記憶する。
【００４１】特に、減衰プロセッサ１１５は、次式に従
って、消失サブフレームｎに対する固定コードブック利
得ｇcを合成する。 ｇc (n)＝０．９８ｇc (n-1) 減衰プロセッサ６５は、次式に従って、消失サブフレー
ムｎに対する適応コードブック利得ｇpを合成する。 ｇp (n)＝０．９ｇp (n-1) さらに、プロセッサ６５は、合成された利得の値を０．
９未満に制限（クリッピング）する。利得を減衰させる
プロセスは、好ましくない知覚効果を避けるために実行
される。
【００４２】［Ｅ．利得予測子メモリの減衰］上記のよ
うに、Ｅ−プロセッサ１２０の一部を形成し、予測誤差
エネルギーの最近の５個の値を記憶するバッファがあ
る。このバッファは、固定コードブックからのコードベ
クトルの予測エネルギーの値を予測するために使用され
る。
【００４３】しかし、フレーム消失により、予測誤差エ
ネルギーの新たな値を得るための情報が、符号器から復
号器に通信されないことがある。従って、このような値
は合成しなければならないことになる。この合成は、次
式に従ってＥ−プロセッサ１２０によってなされる。
【数７４】 すなわち、Ｒ＾(n)の新しい値は、前の４個のＲ＾の値
の平均から４ｄＢを引いたものとして計算される。Ｒ＾
の値の減衰は、良好なフレームが受信された後に好まし
くない音声歪みが生じないことを保証するように実行さ
れる。合成されたＲの値は−１４ｄＢより低くならない
ように制限される。
【００４４】［Ｆ．実施例の無線システム］上記のよう
に、本発明は、無線音声通信システムへの応用を有す
る。図２に、本発明の実施例を使用する無線通信システ
ムの実施例を示す。図２は、送信機６００および受信機
７００を含む。送信機６００の実施例は、無線基地局で
ある。受信機７００の実施例は、セルラあるいは無線電
話機またはその他のパーソナル通信システム装置のよう
な、移動ユーザ端末である。（当然、無線基地局および
ユーザ端末はそれぞれ受信機および送信機の回路を含む
ことも可能である。）送信機６００は、音声符号器６１
０を有する。音声符号器６１０は、例えば、Ｇ．７２９
草案による符号器である。送信機はさらに、誤り検出
（あるいは検出および訂正）機能を備えた従来のチャネ
ル符号器６２０と、従来の変調器６３０と、従来の無線
送信回路６４０とを有する。これらのチャネル符号器６
２０、変調器６３０および無線送信回路６４０は当業者
には周知である。送信機６００によって送信された無線
信号は、伝送チャネルを通じて受信機７００によって受
信される。例えば、送信された信号のさまざまなマルチ
パス成分の破壊的干渉により、受信機７００は、送信ビ
ットの明瞭な受信を妨げる重大なフェージングを受ける
ことがある。このような状況では、フレーム消失が起こ
る可能性がある。
【００４５】受信機７００は、従来の無線受信回路７１
０と、従来の復調器７２０、チャネル復号器７３０と、
本発明による音声復号器７４０とを有する。注意すべき
点であるが、チャネル復号器は、多数のビット誤り（ま
たは受信されないビット）があると判断したときにはい
つもフレーム消失信号を生成する。あるいは（またはチ
ャネル復号器からのフレーム消失信号に加えて）、復調
器７２０が復号器７４０にフレーム消失信号を提供する
ことも可能である。
【００４６】さらに、本発明の実施例ではコードブック
「増幅器」という用語を用いたが、当業者には理解され
るように、この用語はディジタル信号のスケーリングを
包含する。さらに、このようなスケーリングとしては、
１より大きい値とともに、１以下（負の値を含む）のス
ケール因子（あるいは利得）で実行可能である。
【０１００】［付録］ 国際電気通信連合 電気通信標準化部門 勧告草案Ｇ．７２９ 共役構造代数的符号励振線形予測（ＣＳ−ＡＣＥＬＰ）
符号化を用いた８ｋｂｉｔ／ｓでの音声の符号化 １９９５年６月７日 バージョン４．０
【０１０１】目次 １ はじめに ［０１０２］ ２ 符号器／復号器の一般的記述 ［０１０５］ ２．１ 符号器 ［０１０６］ ２．２ 復号器 ［０１０８］ ２．３ 遅延 ［０１０９］ ２．４ 音声符号器の記述 ［０１１０］ ２．５ 記法上の規約 ［０１１１］ ３ 符号器の機能的記述 ［０１１２］ ３．１ 前処理 ［０１１３］ ３．２ 線形予測分析および量子化 ［０１１５］ ３．２．１ 窓および自己相関の計算 ［０１１６］ ３．２．２ レヴィンソン＝ダービンのアルゴリズム
［０１１８］ ３．２．３ ＬＰからＬＳＰへの変換 ［０１１９］ ３．２．４ ＬＳＰ係数の量子化 ［０１２１］ ３．２．５ ＬＳＰ係数の補間 ［０１３０］ ３．２．６ ＬＳＰからＬＰへの変換 ［０１３１］ ３．３ 知覚的重み付け ［０１３３］ ３．４ 開ループピッチ分析 ［０１３５］ ３．５ インパルス応答の計算 ［０１３７］ ３．６ 目標信号の計算 ［０１３８］ ３．７ 適応コードブック探索 ［０１４１］ ３．７．１ 適応コードブックベクトルの生成 ［０１
４６］ ３．７．２ 適応コードブック遅延に対する符号語計算
［０１４７］ ３．７．３ 適応コードブック利得の計算 ［０１５
０］ ３．８ 固定コードブック：構造および探索 ［０１５
１］ ３．８．１ 固定コードブック探索手続き ［０１５
３］ ３．８．２ 固定コードブックの符号語計算 ［０１５
９］ ３．９ 利得の量子化 ［０１６０］ ３．９．１ 利得予測 ［０１６１］ ３．９．２ 利得量子化のためのコードブック探索
［０１６５］ ３．９．３ 利得量子化器に対する符号語計算 ［０１
６７］ ３．１０ メモリ更新 ［０１６８］ ３．１１ 符号器および復号器の初期化 ［０１６９］ ４ 復号器の機能的記述 ［０１７０］ ４．１ パラメータ復号手続き ［０１７１］ ４．１．１ ＬＰフィルタパラメータの復号 ［０１７
２］ ４．１．２ 適応コードブックベクトルの復号 ［０１
７４］ ４．１．３ 固定コードブックベクトルの復号 ［０１
７７］ ４．１．４ 適応コードブックおよび固定コードブック
の利得の復号 ［０１７８］ ４．１．５ パリティビットの計算 ［０１７９］ ４．１．６ 再構成音声の計算 ［０１８０］ ４．２ 後処理 ［０１８２］ ４．２．１ ピッチポストフィルタ ［０１８３］ ４．２．２ 短期ポストフィルタ ［０１８４］ ４．２．３ 傾斜補償 ［０１８５］ ４．２．４ 適応利得制御 ［０１８７］ ４．２．５ 高域フィルタリングおよびアップスケーリ
ング ［０１８８］ ４．３ フレーム消失およびパリティ誤りの隠蔽 ［０
１９０］ ４．３．１ ＬＰフィルタパラメータの反復 ［０１９
４］ ４．３．２ 適応コードブックおよび固定コードブック
の利得の減衰 ［０１９５］ ４．３．３ 利得予測子のメモリの減衰 ［０１９６］ ４．３．４ 置換励振の生成 ［０１９７］ ５ ＣＳ−ＡＣＥＬＰ符号器／復号器のビット精度での
記述 ［０１９９］ ５．１ シミュレーションソフトウェアの使用法 ［０
２００］ ５．２ シミュレーションソフトウェアの構成 ［０２
０１］
【０１０２】［１ はじめに］この勧告は、共役構造代
数的符号励振線形予測（ＣＳ−ＡＣＥＬＰ）符号化を用
いた８ｋｂｉｔ／ｓでの音声の符号化のアルゴリズムの
記述を含む。
【０１０３】この符号器／復号器は、まずアナログ入力
信号の電話帯域フィルタリング（ＩＴＵ勧告Ｇ．７１
０）を実行し、８０００Ｈｚでサンプリングした後、符
号器への入力に対して１６ビット線形ＰＣＭへの変換を
実行することによって得られるディジタル信号に対して
動作するように設計されている。復号器の出力は、同様
の手段によってアナログ信号に変換されるべきものであ
る。他の入出力特性（例えば、６４ｋｂｉｔ／ｓのＰＣ
Ｍデータに対してＩＴＵ勧告Ｇ．７１１によって規定さ
れたもの）は、符号化前に１６ビット線形ＰＣＭに、あ
るいは、復号前に１６ビット線形ＰＣＭから適当なフォ
ーマットに、変換しなければならない。符号器から復号
器へのビットストリームは、この標準内で定義される。
【０１０４】この勧告は以下のように構成される。第２
節では、ＣＳ−ＡＣＥＬＰアルゴリズムの概略を説明す
る。第３節および第４節では、ＣＳ−ＡＣＥＬＰ符号器
およびＣＳ−ＡＣＥＬＰ復号器の原理をそれぞれ説明す
る。第５節では、１６ビット固定小数点計算でこの符号
器／復号器を定義するソフトウェアについて説明する。
【０１０５】［２ 符号器／復号器の一般的記述］ＣＳ
−ＡＣＥＬＰ符号器／復号器は、符号励振線形予測（Ｃ
ＥＬＰ）符号化モデルに基づく。この符号器／復号器
は、８０００サンプル／秒のサンプリングレートでの８
０サンプルに対応する１０ｍｓの音声フレームに作用す
る。１０ｍｓｅｃのフレームごとに、音声信号が分析さ
れ、ＣＥＬＰモデルのパラメータ（ＬＰフィルタ係数、
適応コードブックおよび固定コードブックのインデック
スおよび利得）が抽出される。これらのパラメータは符
号化され送信される。符号器パラメータのビット割当て
を表１に示す。復号器では、これらのパラメータは、励
振および合成フィルタパラメータを取得するために使用
される。音声は、図５に示されるようなＬＰ合成フィル
タによって、この励振をフィルタリングすることにより
再構成される。短期合成フィルタは、１０次線形予測
（ＬＰ）フィルタに基づく。長期すなわちピッチ合成フ
ィルタは、いわゆる適応コードブック法を使用して、サ
ブフレーム長より短い遅延に対して実装される。再構成
音声を計算した後、ポストフィルタによってさらに増強
される。
【表１】
【０１０６】［２．１ 符号器］符号器における信号フ
ローを図６に示す。入力信号は、前処理ブロックで高域
フィルタリングされ、スケールされる。前処理された信
号は、後続のすべての分析のための入力信号として使用
される。ＬＰ分析は、ＬＰフィルタ係数を計算するため
に１０ｍｓフレームあたり１回行われる。これらの係数
は、線スペクトル対（ＬＳＰ）に変換され、予測２段ベ
クトル量子化（ＶＱ）を使用して１８ビットで量子化さ
れる。励振シーケンスは、合成による分析探索手続きを
使用することによって選択される。この手続きでは、も
との音声と合成された音声の間の誤差が、知覚的重み付
き歪み尺度に従って最小化される。これは、知覚的重み
付けフィルタで誤差信号をフィルタリングすることによ
り行われる。このフィルタの係数は、量子化前のＬＰフ
ィルタから導出される。知覚的重み付けの量は、平坦周
波数応答を有する入力信号に対するパフォーマンスを改
善するように適応させられる。
【０１０７】励振パラメータ（固定コードブックおよび
適応コードブックのパラメータ）は、それぞれ５ｍｓ
（４０サンプル）のサブフレームごとに決定される。第
２サブフレームに対しては量子化後および量子化前のＬ
Ｐフィルタ係数が使用されるが、第１サブフレームで
は、保管されたＬＰフィルタ係数が使用される（量子化
前および量子化後の両方）。開ループピッチ遅延は、知
覚的重み付き音声信号に基づいて１０ｍｓフレームごと
に１回評価される。その後、以下の動作が各サブフレー
ムごとに反復される。目標信号ｘ（ｎ）は、ＬＰ残差を
重み付け合成フィルタＷ（ｚ）／Ａ＾（ｚ）でフィルタ
リングすることによって計算される。これらのフィルタ
の初期状態は、ＬＰ残差と励振の間の誤差をフィルタリ
ングすることにより更新される。これは、重み付き音声
信号から重み付き合成フィルタの０入力応答を減算する
という通常の方法と同等である。重み付き合成フィルタ
のインパルス応答ｈ（ｎ）が計算される。次に、目標ｘ
（ｎ）およびインパルス応答ｈ（ｎ）を使用して、開ル
ープピッチ遅延の値の付近を探索することによって、閉
ループピッチ分析が（適応コードブックの遅延および利
得を求めるために）行われる。１／３分解能の分数ピッ
チ遅延が使用される。このピッチ遅延は、第１サブフレ
ームでは８ビットで符号化され、第２サブフレームでは
５ビットで差分符号化される。目標信号ｘ（ｎ）は、適
応コードブック寄与（フィルタリングされた適応コード
ベクトル）を除去することにより更新され、この新しい
目標ｘ2（ｎ）が、固定代数的コードブック探索で（最
適な励振を求めるために）使用される。固定コードブッ
ク励振には、１７ビットの代数的コードブックが使用さ
れる。適応コードブックおよび固定コードブックの利得
は７ビットで量子化されたベクトル（固定コードブック
利得にはＭＡ予測を適用）である。最後に、決定された
励振信号を使用して、フィルタメモリが更新される。
【０１０８】［２．２ 復号器］符号器における信号フ
ローを図７に示す。まず、パラメータインデックスが受
信ビットストリームから抽出される。これらのインデッ
クスは、１０ｍｓの音声フレームに対応する符号器パラ
メータを取得するために復号される。これらのパラメー
タは、ＬＳＰ係数、２個の分数ピッチ遅延、２個の固定
コードブックベクトル、ならびに２セットの適応コード
ブックおよび固定コードブックの利得である。ＬＳＰ係
数は補間され、各サブフレームごとにＬＰフィルタ係数
に変換される。その後、４０サンプルのサブフレームご
とに、以下のステップが実行される。 ・それぞれの利得でスケールされた適応コードブックお
よび固定コードブックのベクトルを加算することにより
励振が構成される。 ・ＬＰ合成フィルタで励振をフィルタリングすることに
より音声が再構成される。 ・再構成された音声信号は、後処理段を通る。この段
は、長期および短期の合成フィルタに基づく適応ポスト
フィルタと、それに続く高域フィルタおよびスケーリン
グ作用からなる。
【０１０９】［２．３ 遅延］この符号器は、音声やそ
の他のオーディオ信号を１０ｍｓのフレームで符号化す
る。さらに、５ｍｓのルックアヘッドがあり、その結
果、アルゴリズムの総遅延は１５ｍｓとなる。この符号
器の実装におけるすべての付加的遅延は以下の原因によ
る。 ・符号化および復号作用に要する処理時間 ・通信リンク上の伝送時間 ・オーディオデータを他のデータと組み合わせる際の多
重化遅延
【０１１０】［２．４ 音声符号器の記述］この勧告の
音声符号化アルゴリズムの記述は、ビット精度の固定小
数点数学演算を用いてなされる。第５節で示されるＡＮ
ＳＩ Ｃコードは、この勧告の重要な一部を構成する
が、このビット精度の固定小数点記述法を反映する。符
号器（第３節）、および復号器（第４節）の数学的記述
は、他のいくつかの方法で実装することも可能である
が、この勧告に従わないコーデックの実装になる可能性
がある。従って、矛盾が発見された場合には、第５節の
Ｃコードのアルゴリズム記述のほうが、第３節および第
４節の数学的記述に優先する。Ｃコードとともに使用可
能な試験シーケンスの網羅的ではないセットが、ＩＴＵ
から入手可能である。
【０１１１】［２．５ 記法上の規約］この文書を通じ
て、以下の記法的規約を維持するようにする。 ・コードブックは草書体文字（例えば次の数１）で表
す。
【数１】 ・時間信号は、記号と、括弧内のサンプル時間インデッ
クスで表す（例えばｓ（ｎ））。記号ｎはサンプル時刻
インデックスとして使用される。 ・上付き添字の時間インデックス（例えばｇm）は、そ
の変数がサブフレームｍに対応することを表す。 ・上付き添字は、係数配列の特定の要素を指定する。 ・＾はパラメータの量子化バージョンを表す。 ・範囲記述は、角括弧を用いてなされ、境界は含まれる
（例えば［０．６，０．９］）。 ・ｌｏｇは１０を底とする対数を表す。 表２に、この文書を通じて使用される最も重要な記号を
列挙する。最も重要な信号の用語集を表３に与える。表
４は、重要な変数およびその次元を要約している。定数
パラメータを表５に列挙する。この勧告で使用される頭
字語を表６に要約する。
【表２】
【表３】
【表４】
【表５】
【表６】
【０１１２】［３ 符号器の機能的記述］この節では、
図５のブロックに表された符号器のさまざまな機能につ
いて記述する。
【０１１３】［３．１ 前処理］第２節で述べたよう
に、音声符号器への入力は１６ビットＰＣＭであると仮
定される。符号化プロセスの前に二つの前処理機能
（１：信号スケーリング、２：高域フィルタリング）が
適用される。
【０１１４】スケーリングは、入力を因子２で除して、
固定小数点実装におけるオーバーフローの可能性を縮小
することからなる。高域フィルタは、好ましくない低周
波成分に対する予防措置として使用される。遮断周波数
１４０Ｈｚの２次極／零点フィルタが使用される。この
フィルタの分子の係数を２で除することによって、スケ
ーリングおよび高域フィルタリングの両方が組み合わさ
れる。結果として得られるフィルタは次式で与えられ
る。
【数２】 Ｈh1（ｚ）でフィルタリングされた入力信号をｓ（ｎ）
で表す。この信号は後続のすべての符号器作用で使用さ
れる。
【０１１５】［３．２ 線形予測分析および量子化］短
期の分析フィルタおよび合成フィルタは、１０次線形予
測（ＬＰ）フィルタに基づく。ＬＰ合成フィルタは次式
で定義される。
【数３】 ただし、ａ＾i（ｉ＝１，...，１０）は、（量子化され
た）線形予測（ＬＰ）係数である。短期予測あるいは線
形予測分析は、３０ｍｓの非対称窓による自己相関法を
用いて、音声フレームごとに１回実行される。８０サン
プル（１０ｍｓ）ごとに、窓をかけられた音声の自己相
関係数が計算され、レヴィンソンのアルゴリズムを用い
てＬＰ係数に変換される。その後、これらのＬＰ係数
は、量子化および補間のために、ＬＳＰ領域に変換され
る。補間された、量子化後および量子化前のフィルタは
（各サブフレームにおいて合成フィルタおよび重み付け
フィルタを構成するために）ＬＰフィルタ係数に再び変
換される。
【０１１６】［３．２．１ 窓および自己相関の計算］
ＬＰ分析窓は二つの部分からなる。第１の部分はハミン
グ窓の半分であり、第２の部分は余弦関数周期の４分の
１である。この窓は次式で与えられる。
【数４】 ＬＰ分析には５ｍｓのルックアヘッド（先取り）があ
る。これは、未来の音声フレームから４０サンプルが必
要とされることを意味する。これは、符号器段における
５ｍｓの追加遅延となる。ＬＰ分析窓は、過去の音声フ
レームからの１２０サンプル、現在の音声フレームから
の８０サンプル、および未来のフレームからの４０サン
プルにかかる。ＬＰ分析における窓を図８に図示する。
【０１１７】窓音声の自己相関係数 ｓ’（ｎ）＝ｗlp（ｎ）ｓ（ｎ）， ｎ＝０，...，２３９ （４） は、次式によって計算される。
【数５】 低レベルの入力信号の算術的問題を回避するため、ｒ
（０）の値はｒ（０）＝１．０という下限を有する。６
０Ｈｚの帯域拡張が、自己相関係数を次式に乗じること
により適用される。
【数６】 ただし、ｆ0＝６０Ｈｚは帯域拡張であり、ｆs＝８００
０Ｈｚはサンプリング周波数である。さらに、ｒ（０）
は、白色補正因子１．０００１を乗じられる。これは、
−４０ｄＢにおけるノイズ下限を加えることに同等であ
る。
【０１１８】［３．２．２ レヴィンソン＝ダービンの
アルゴリズム］ 変形自己相関係数 ｒ’（０）＝１．０００１ｒ（０） ｒ’（ｋ）＝ｗlag（ｋ）ｒ（ｋ）， ｋ＝１，...，１０ （７） を使用して、次の方程式系を解くことにより、ＬＰフィ
ルタ係数ａi（ｉ＝１，...，１０）が得られる。
【数７】 式（８）の方程式系は、レヴィンソン＝ダービンのアル
ゴリズムを用いて解かれる。このアルゴリズムは、以下
の反復を使用する。
【数８】 最終解はａj＝ａj (10)（ｊ＝１，...，１０）として与
えられる。
【０１１９】［３．２．３ ＬＰからＬＳＰへの変換］
ＬＰフィルタ係数ａi（ｉ＝１，...，１０）は、量子化
および補間のために線スペクトル対（ＬＳＰ）表現に変
換される。１０次ＬＰフィルタの場合、ＬＳＰ係数は、
以下のような和および差の多項式の根として定義され
る。 Ｆ1’（ｚ）＝Ａ（ｚ）＋ｚ-11Ａ（ｚ-1） （９） Ｆ2’（ｚ）＝Ａ（ｚ）−ｚ-11Ａ（ｚ-1） （１０） 多項式Ｆ1’（ｚ）は対称であり、Ｆ2’（ｚ）は反対称
である。これらの多項式のすべての根は単位円上にあ
り、互いに交互に現れることを証明することができる。
Ｆ1’（ｚ）は根ｚ＝−１（ω＝π）を有し、Ｆ2’
（ｚ）はｚ＝１（ω＝０）を有する。これらの二つの根
を除くため、次のように新たな多項式を定義する。 Ｆ1（ｚ）＝Ｆ1’（ｚ）／（１＋ｚ-1） （１１） Ｆ2（ｚ）＝Ｆ2’（ｚ）／（１−ｚ-1） （１２） 各多項式は単位円上に５個の共役根（ｅｘｐ（±ｊ
ωi））を有するため、これらの多項式は次のように書
くことができる。
【数９】 ただし、ｑi＝ｃｏｓ（ωi）であり、ωiは、線スペク
トル周波数（ＬＳＦ）であって順序性０＜ω1＜ω2＜・
・・＜ω10＜πを満たす。ｑiを余弦領域におけるＬＳ
Ｐ係数と呼ぶ。
【０１２０】多項式Ｆ1（ｚ）およびＦ2（ｚ）はいずれ
も対称であるため、各多項式の最初の５個の係数のみを
計算すればよい。これらの多項式の係数は、以下の再帰
的関係式によって求められる。 ｆ1（ｉ＋１）＝ａi+1＋ａ10-i−ｆ1（ｉ）， ｉ＝０，...，４ ｆ2（ｉ＋１）＝ａi+1−ａ10-i＋ｆ2（ｉ）， ｉ＝０，...，４ （１５ ） ただし、ｆ1（０）＝ｆ2（０）＝１．０である。ＬＳＰ
係数は、０とπの間の等間隔の６０点で多項式Ｆ
1（ｚ）およびＦ2（ｚ）を評価し、符号変化をチェック
することによって求められる。符号変化は根の存在を意
味し、符号変化区間は、根をより良く追跡するために四
つに分割される。チェビシェフ多項式がＦ1（ｚ）およ
びＦ2（ｚ）を評価するために使用される。この方法で
は、根は余弦領域｛ｑi｝で直接求められる。ｚ＝ｅｘ
ｐ（ｊω）で評価した多項式Ｆ1（ｚ）およびＦ2（ｚ）
は次のように書くことができる。
【数１０】 ただし、 Ｃ（ｘ）＝Ｔ5（ｘ）＋ｆ（１）Ｔ4（ｘ）＋ｆ（２）Ｔ3（ｘ）＋ｆ（３） Ｔ2（ｘ）＋ｆ（４）Ｔ1（ｘ）＋ｆ（５）／２ （１７） であり、Ｔm（ｘ）＝ｃｏｓ（ｍω）は、ｍ次のチェビ
シェフ多項式であり、ｆ（ｉ）（ｉ＝１，...，５）
は、式（１５）を用いて計算したＦ1（ｚ）またはＦ
2（ｚ）のいずれかの係数である。多項式Ｃ（ｘ）は、
次の再帰的関係式を用いて、ｘ＝ｃｏｓ（ω）のある値
において評価される。
【数１１】 ただし、初期値はｂ5＝０およびｂ6＝１である。
【０１２１】［３．２．４ ＬＳＰ係数の量子化］ＬＰ
フィルタ係数は、周波数領域におけるＬＳＰ表現を用い
て量子化される。すなわち、 ωi＝ａｒｃｃｏｓ（ｑi）， ｉ＝１，...，１０ （１８） であり、ただし、ωiは、正規化された周波数領域
［０，π］における線スペクトル周波数（ＬＳＦ）であ
る。切替４次ＭＡ予測が、ＬＳＦ係数の現在のセットを
予測するために使用される。計算された係数セットと予
測された係数セットの間の差が、２段ベクトル量子化器
を用いて量子化される。第１段は１２８エントリ（７ビ
ット）を有するコードブックＬ１を用いた１０次元ＶＱ
である。第２段は、それぞれ３２エントリ（５ビット）
を含む２個の５次元コードブックＬ２およびＬ３を用い
た分割ＶＱとして実装された１０ビットＶＱである。
【０１２２】量子化プロセスを説明するため、まず復号
プロセスについて記述するのが好都合である。各係数
は、二つのコードブックの和から得られる。
【数１２】 ただし、Ｌ１、Ｌ２、およびＬ３はコードブックインデ
ックスである。量子化されたＬＰ合成フィルタにおける
鋭い共鳴を避けるため、係数ｌiは、隣接する係数が最
小距離Ｊを有するように配置される。その再配置ルーチ
ンは以下のとおりである。
【数１３】 この再配置プロセスは２回実行される。最初はＪ＝０．
００００１という値で実行され、次に、Ｊ＝０．０００
０９５という値で実行される。
【０１２３】この再配置プロセスの後、現在のフレーム
ｎに対する量子化されたＬＳＦ係数ω＾i (m)が、前の量
子化器出力ｌ(m-k)と、現在の量子化器出力ｌ(m)の重み
付き和から得られる。
【数１４】 ただし、ｍi kは、切替ＭＡ予測子の係数である。使用す
るＭＡ予測子は、別のビットＬ０によって定義される。
スタートアップ時に、ｌi (k)の初期値は、すべてのｋ＜
０に対してｌi＝ｉπ／１１によって定義される。
【０１２４】ω＾iを計算した後、対応するフィルタの
安定性がチェックされる。これは以下のように行われ
る。 １．係数ω＾iを値の増大する順に整列する。 ２．ω＾1＜０．００５の場合、ω＾1＝０．００５とす
る。 ３．ω＾i+1−ω＾i＜０．０００１の場合、ω＾i+1＝
ω＾i＋０．０００１とする（ｉ＝１，...，９）。 ４．ω＾10＞３．１３５の場合、ω＾10＝３．１３５と
する。
【０１２５】ＬＳＦパラメータを符号化する手続きにつ
いては以下のようにまとめることができる。二つのＭＡ
予測子のそれぞれに対して、現在のＬＳＦベクトルの最
良近似を求めなければならない。その最良近似は、次の
重み付き平均二乗誤差を最小化するものとして定義され
る。
【数１５】
【０１２６】重みｗiは、非量子化ＬＳＦ係数の関数と
して適応化される。
【数１６】 さらに、重みｗ5およびｗ6にはそれぞれ１．２が乗じら
れる。
【０１２７】現在のフレームに対して量子化されるべき
ベクトルは次式から得られる。
【数１７】
【０１２８】第１のコードブックＬ１が探索され、（重
みなし）平均二乗誤差を最小化するエントリＬ１が選択
される。この後、第２のコードブックＬ２の探索を行
う。これは、第２段の下位部を定義する。可能な各候補
ごとに、式（２０）を用いて部分ベクトルω＾i（ｉ＝
１，...，５）が再構成され、最小距離０．０００１を
保証するように再配置される。第１段の候補に加算し再
配置した後に重み付きＭＳＥの意味で対応する目標の下
位部を最も良く近似するインデックスＬ２を有するベク
トルが選択される。選択された第１段ベクトルＬ１およ
び第２段の下位部（Ｌ２）を用いて、第２段の上位部が
コードブックＬ３から探索される。この場合も、最小距
離０．０００１を保証するために再配置手続きが用いら
れる。全体の重み付きＭＳＥを最小化するベクトルＬ３
が選択される。
【０１２９】このプロセスは、Ｌ０によって定義される
二つのＭＡ予測子のそれぞれについて行われ、最小の重
み付きＭＳＥを生成するＭＡ予測子Ｌ０が選択される。
【０１３０】［３．２．５ ＬＳＰ係数の補間］量子化
された（および量子化されていない）ＬＰ係数が、第２
のサブフレームに対して使用される。第１のサブフレー
ムに対しては、量子化された（および量子化されていな
い）ＬＰ係数は、隣接するサブフレームにおける対応す
るパラメータの線形補間から得られる。この補間は、ｑ
領域におけるＬＳＰ係数に対して行われる。ｑi (m)を、
フレームｍの第２サブフレームでのＬＳＰ係数とし、ｑ
i ( m-1)を、過去のフレーム（ｍ−１）の第２サブフレー
ムでのＬＳＰ係数とする。これらの２個のサブフレーム
のそれぞれにおける（量子化されていない）補間ＬＳＰ
係数は次式で与えられる。 サブフレーム１：ｑ１i＝０．５ｑi (m-1)＋０．５ｑi (m)， ｉ＝１，...， １０ サブフレーム２：ｑ２i＝ｑi (m)， ｉ＝１，...，１０ （２４） 同じ補間手続きが、ｑiをｑ＾iに置き換えることによっ
て、量子化されたＬＳＰ係数の補間に使用される。
【０１３１】［３．２．６ ＬＳＰからＬＰへの変換］
ＬＳＰ係数は、量子化され補間された後、ＬＰ係数｛ａ
i｝に変換される。ＬＰ領域への変換は以下のように行
われる。Ｆ1（ｚ）およびＦ2（ｚ）の係数は、量子化さ
れ補間されたＬＳＰ係数を既知として式（１３）および
式（１４）を展開することによって求められる。以下の
再帰的関係式が、ｑiからｆi（ｉ＝１，...，５）を計
算するために使用される。
【数１８】 ここで、初期値はｆ1（０）＝１およびｆ1（−１）＝０
である。係数ｆ2（ｉ）は、ｑ2i-1をｑ2iで置き換える
ことによって同様に計算される。
【０１３２】係数ｆ1（ｉ）およびｆ2（ｉ）が求められ
た後、Ｆ1（ｚ）およびＦ2（ｚ）にそれぞれ１＋ｚ-1お
よび１−ｚ-1を乗じることにより、Ｆ1’（ｚ）および
Ｆ2’（ｚ）が得られる。すなわち、次式のようにな
る。 ｆ1’（ｉ）＝ｆ1（ｉ）＋ｆ1（ｉ−１） ｉ＝１，...，５ ｆ2’（ｉ）＝ｆ2（ｉ）−ｆ2（ｉ−１） ｉ＝１，...，５ （２５） 最後に、ＬＰ係数は次式によって得られる。
【数１９】 これは、直接関係式Ａ（ｚ）＝（Ｆ1’（ｚ）＋Ｆ2’
（ｚ））／２から導出される。Ｆ1’（ｚ）およびＦ2’
（ｚ）がそれぞれ対称および反対称の多項式であるため
である。
【０１３３】［３．３ 知覚的重み付け］知覚的重み付
けフィルタは、量子化前のＬＰフィルタ係数に基づいて
おり、次式で与えられる。
【数２０】 γ1およびγ2の値は、フィルタＷ（ｚ）の周波数応答を
決定する。これらの変数の適当な調節により、重み付け
をより効果的にすることが可能である。これは、γ1お
よびγ2を、入力信号のスペクトル形状の関数とするこ
とにより達成される。この適応は１０ｍｓフレームごと
に１回行われるが、各第１サブフレームごとに補間手続
きが、この適応プロセスを円滑にするために使用され
る。スペクトル形状は、レヴィンソン＝ダービン漸化式
（第３．２．２節）からの副産物として得られる２次線
形予測フィルタから得られる。反射係数ｋiは次式によ
り対数面積比（ＬＡＲ）ｏiに変換される。
【数２１】 これらのＬＡＲ係数は第２サブフレームに使用される。
第１サブフレームに対するＬＡＲ係数は、前フレームか
らのＬＡＲパラメータとの線形補間により得られ、次式
で与えられる。 サブフレーム１：ｏ１i＝０．５ｏi (m-1)＋０．５ｏi (m)， ｉ＝１，２ サブフレーム２：ｏ２i＝ｏi (m)， ｉ＝１，２ （２９） スペクトル包絡線は、平坦（ｆｌａｔ＝１）または傾斜
（ｆｌａｔ＝０）のいずれかとして特徴づけられる。各
サブフレームごとに、この特性は、ＬＡＲ係数にしきい
値関数を適用することによって得られる。急激な変化を
避けるため、前サブフレーム（ｍ−１）におけるｆｌａ
ｔの値を考慮することによるヒステリシスが用いられ
る。
【数２２】 サブフレームに対する補間されたスペクトルが平坦であ
る（ｆｌａｔ(m)＝１）として分類された場合、重み因
子はγ1＝０．９４およびγ2＝０．６に設定される。ス
ペクトルが傾斜している（ｆｌａｔ(m)＝０）として分
類された場合、γ1の値は０．９８に設定され、γ2の値
はＬＰ合成フィルタにおける共鳴の強度に適応させられ
るが、０．４と０．７の間に制限される。強い共鳴が存
在する場合、γ2の値は上限の近くに設定される。この
適応は、現在のサブフレームに対する２個の連続するＬ
ＳＰ係数の間の最小距離に基づく判断基準によって達成
される。この最小距離は次式で与えられる。 ｄmin＝ｍｉｎ［ωi+1−ωi］ ｉ＝１，...，９ （３１） 以下の線形関係式が、γ2を計算するために使用され
る。 γ2＝−６．０＊ｄmin＋１．０ かつ ０．４≦γ2≦０．７ （３２）
【０１３４】１サブフレーム内の重み付き音声信号は次
式で与えられる。
【数２３】 重み付き音声信号ｓｗ（ｎ）は、音声フレーム内のピッ
チ遅延の評価を求めるために使用される。
【０１３５】［３．４ 開ループピッチ分析］最良の適
応コードブック遅延の探索の複雑さを縮小するため、探
索範囲は、開ループピッチ分析から得られる候補遅延Ｔ
opの付近に制限される。この開ループピッチ分析はフレ
ーム（１０ｍｓ）ごとに１回行われる。開ループピッチ
評価は、式（３３）の重み付き音声信号ｓｗ（ｎ）を使
用し、以下のように行われる。 第１ステップでは、相関
【数２４】 の３個の極大が、次の三つの範囲から求められる。 ｉ＝１： ８０，...，１４３ ｉ＝２： ４０，...，７９ ｉ＝３： ２０，...，３９ 保持される極大Ｒ（ｔi）（ｉ＝１，...，３）は次式に
より正規化される。
【数２５】 これらの３個の正規化された相関のうちの一つが、低い
ほうの範囲における値の遅延が大きくなるようにするこ
とにより選択される。これは、長いほうの遅延に対応す
る正規化相関に重みを付けることによってなされる。最
良の開ループ遅延Ｔopは以下のように決定される。
【数２６】
【０１３６】遅延範囲を３セクションに分割し低いほう
のセクションに有利になるようにするこの手続きは、ピ
ッチ倍音を選択することを避けるために用いられる。
【０１３７】［３．５ インパルス応答の計算］重み付
き合成フィルタＷ（ｚ）／Ａ＾（ｚ）のインパルス応答
ｈ（ｎ）は、各サブフレームごとに計算される。このイ
ンパルス応答は、適応コードブックおよび固定コードブ
ックの探索のために必要とされる。インパルス応答ｈ
（ｎ）は、零点により延長されたフィルタＡ（ｚ／
γ1）の係数のベクトルを、２個のフィルタ１／Ａ＾
（ｚ）および１／Ａ（ｚ／γ2）によってフィルタリン
グすることにより計算される。
【０１３８】［３．６ 目標信号の計算］適応コードブ
ック探索のための目標信号ｘ（ｎ）は、通常、重み付き
合成フィルタＷ（ｚ）／Ａ＾（ｚ）＝Ａ（ｚ／γ1）／
［Ａ＾（ｚ）Ａ（ｚ／γ2）］の０入力応答を、式（３
３）の重み付き音声信号ｓｗ（ｎ）から減算することに
より計算される。これは、サブフレームごとに行われ
る。
【０１３９】この勧告で使用される、目標信号を計算す
る同等な手続きは、合成フィルタ１／Ａ＾（ｚ）と重み
付けフィルタＡ（ｚ／γ1）／Ａ（ｚ／γ2）の組合せに
より、ＬＰ残差信号ｒ（ｎ）をフィルタリングすること
である。サブフレームの励振を決定した後、これらのフ
ィルタの初期状態は、ＬＰ残差と励振の間の差をフィル
タリングすることにより更新される。これらのフィルタ
のメモリ更新については第３．１０節で説明する。
【０１４０】目標ベクトルを求めるために必要とされる
残差信号ｒ（ｎ）は、過去の励振のバッファを拡張する
ために適応コードブック探索においても使用される。こ
れは、次節で説明するように、サブフレームサイズであ
る４０より小さい遅延に対する適応コードブック探索手
続きを簡単化する。ＬＰ残差は次式で与えられる。
【数２７】
【０１４１】［３．７ 適応コードブック探索］適応コ
ードブックパラメータ（あるいはピッチパラメータ）は
遅延および利得である。ピッチフィルタを実装するため
の適応コードブック法では、励振は、サブフレーム長よ
り小さい遅延に対して反復される。探索段では、励振
は、閉ループ探索を簡単化するために、ＬＰ残差により
延長される。適応コードブック探索は（５ｍｓの）サブ
フレームごとに行われる。第１のサブフレームでは、分
解能１／３の分数ピッチ遅延Ｔ1が範囲［１９（１／
３），８４（２／３）］の範囲で使用され、整数は範囲
［８５，１４３］のみで使用される。第２のサブフレー
ムでは、分解能１／３の遅延Ｔ2が範囲［（ｉｎｔ）Ｔ1
−５（２／３），（ｉｎｔ）Ｔ1＋４（２／３）］の範
囲で常に使用される。ただし、（ｉｎｔ）Ｔ1は、第１
サブフレームの分数ピッチ遅延Ｔ1に最も近い整数であ
る。この範囲は、Ｔ1が遅延範囲の境界にまたがるよう
な場合に適応している。
【０１４２】各サブフレームごとに、最適な遅延が、重
み付き平均二乗誤差を最小化する閉ループ分析を用いて
決定される。第１サブフレームにおいて、遅延Ｔ1は、
開ループ遅延Ｔop（第３．４節参照）付近の遅延値の小
範囲（６サンプル）を探索することにより求められる。
探索境界ｔminおよびｔmaxは次のように定義される。
【数２８】 第２サブフレームでは、閉ループピッチ分析は、最適な
遅延Ｔ2を見つけるために、第１サブフレームで選択さ
れたピッチの付近で行われる。探索境界は、ｔmin−２
／３とｔmax＋２／３の間である。ただし、ｔminおよび
ｔmaxはＴ1から以下のように導出される。
【数２９】
【０１４３】閉ループピッチ探索は、もとの音声と合成
された音声の間の平均二乗重み付き誤差を最小化する。
これは、次の項を最大化することによって達成される。
【数３０】 ただし、ｘ（ｎ）は目標信号であり、ｙk（ｎ）は、遅
延ｋにおける過去のフィルタリングされた励振（ｈ
（ｎ）と畳込みをとった過去の励振）である。注意すべ
き点であるが、探索範囲はあらかじめ選択された値の付
近に制限されており、その値は、第１サブフレームでは
閉ループピッチＴopであり、第２サブフレームではＴ1
である。
【０１４４】畳込みｙk（ｎ）は遅延ｔminに対して計算
され、探索範囲ｋ＝ｔmin＋１，...，ｔmaxではその他
の整数遅延に対して計算され、次の再帰的関係式を用い
て更新される。 ｙk（ｎ）＝ｙk-1（ｎ−１）＋ｕ（−ｋ）ｈ（ｎ）， ｎ＝３９，...，０ （３８） ただし、ｕ（ｎ）（ｎ＝−１４３，...，３９）は励振
バッファであり、ｙk-1（−１）＝０である。注意すべ
き点であるが、探索段では、サンプルｕ（ｎ）（ｎ＝
０，...，３９）は未知であり、これらは４０より小さ
いピッチ遅延に対して必要とされる。探索を簡単化する
ため、式（３８）の関係がすべての遅延に対して妥当に
なるように、ＬＰ残差がｕ（ｎ）にコピーされる。
【０１４５】Ｔ2の決定、および、最適整数閉ループ遅
延が８４より小さい場合にはＴ1の決定のため、最適整
数遅延付近の分数をテストしなければならない。分数ピ
ッチ探索は、式（３７）における正規化相関を補間し、
その最大値を探索することによりなされる。補間は、ｓ
ｉｎｃ関数を±１１で切り落とし±１２で０を埋め合わ
せた（ｂ12（１２）＝０）ハミング窓ｓｉｎｃ関数に基
づくＦＩＲフィルタｂ12を用いてなされる。このフィル
タは、オーバーサンプリング領域内の３６００Ｈｚに遮
断周波数（−３ｄＢ）を有する。分数−２／３、−１／
３、０、１／３、および２／３に対して補間されたＲ
（ｋ）の値は、次の補間公式を用いて得られる。
【数３１】 ただし、ｔ＝０、１、２はそれぞれ分数０、１／３、お
よび２／３に対応する。注意すべき点であるが、正しい
補間を行うためには、範囲ｔmin−４，ｔmax＋４を用い
て式（３７）における相関項を計算することが必要であ
る。
【０１４６】［３．７．１ 適応コードブックベクトル
の生成］非整数のピッチ遅延が決定された後、適応コー
ドブックベクトルｖ（ｎ）が、与えられた整数遅延ｋに
おける過去の励振信号ｕ（ｎ）と分数ｔを補間すること
によって次のように計算される。
【数３２】 補間フィルタｂ30は、ｓｉｎｃ関数を±２９で切り落と
し±３０で０を埋め合わせた（ｂ30（３０）＝０）ハミ
ング窓ｓｉｎｃ関数に基づく。このフィルタは、オーバ
ーサンプリング領域において３６００Ｈｚに遮断周波数
（−３ｄＢ）を有する。
【０１４７】［３．７．２ 適応コードブック遅延に対
する符号語計算］ピッチ遅延Ｔ1は第１サブフレームに
おいて８ビットで符号化され、第２サブフレームにおけ
る相対遅延は５ビットで符号化される。分数遅延Ｔは、
その整数部分（ｉｎｔ）Ｔと、分数部分ｆｒａｃ／３
（ｆｒａｃ＝−１，０，１）によって表現される。ピッ
チインデックスＰ１は次のように符号化される。
【数３３】
【０１４８】ピッチ遅延Ｔ2の値は、Ｔ1の値に対して相
対的に符号化される。前と同じ解釈を用いて、整数部分
（ｉｎｔ）Ｔ2と、分数部分ｆｒａｃ／３（ｆｒａｃ＝
−１，０，１）によって表現される分数遅延Ｔ2は、次
のように符号化される。 Ｐ２＝（（ｉｎｔ）Ｔ2−ｔmin）＊３＋ｆｒａｃ＋２ （４２） ただし、ｔminは前と同様にＴ1から導出される。
【０１４９】ランダムビット誤りに対して符号器をより
強固にするため、第１サブフレームの遅延インデックス
に対してパリティビットＰ０が計算される。このパリテ
ィビットは、Ｐ１の６個の上位ビットに対するＸＯＲ演
算により生成される。復号器で、このパリティビットは
再計算され、再計算結果の値が送信された値と一致しな
い場合、誤り隠蔽手続きが適用される。
【０１５０】［３．７．３ 適応コードブック利得の計
算］適応コードブック遅延が決定された後、適応コード
ブック利得ｇpが次のように計算される。
【数３４】 ただし、ｙ（ｎ）は、フィルタリングされた適応コード
ブックベクトル（ｖ（ｎ）に対するＷ（ｚ）／Ａ＾
（ｚ）の０状態応答）である。このベクトルは、ｖ
（ｎ）とｈ（ｎ）の畳込みをとることにより得られる。
【数３５】 注意すべき点であるが、式（３７）内の項を最大化する
ことにより、ほとんどの場合ｇp＞０である。信号が負
の相関のみを含む場合、ｇpの値は０に設定される。
【０１５１】［３．８ 固定コードブック：構造および
探索］固定コードブックは、インタリーブされた単一パ
ルス置換（ＩＳＳＰ）設計を用いた代数的コードブック
構造に基づく。このコードブックでは、各コードブック
ベクトルは４個の非零パルスを含む。各パルスは＋１ま
たは−１のいずれかの振幅を有することが可能であり、
表７に与えられる位置をとることが可能である。
【表７】
【０１５２】コードブックベクトルｃ（ｎ）は、零ベク
トルをとり、求められた位置に４個の単位パルスを置
き、対応する符号を乗じることによって構成される。 ｃ（ｎ）＝ｓ０δ（ｎ−ｉ０）＋ｓ１δ（ｎ−ｉ１）＋ｓ２δ（ｎ−ｉ２） ＋ｓ３δ（ｎ−ｉ３）， ｎ＝０，...，３９ （４５） ただし、δ（０）は単位パルスである。このコードブッ
クに組み込まれた特徴は、選択されるコードブックベク
トルが、合成される音声の品質を改善するように倍音成
分を増強する適応前置フィルタＰ（ｚ）によりフィルタ
リングされることである。ここで、このフィルタとして
は Ｐ（ｚ）＝１／（１−βｚ-T） （４６） が使用される。ただし、Ｔは現在のサブフレームのピッ
チ遅延の整数成分であり、βはピッチ利得である。βの
値は、０．２から０．８までに制限される前サブフレー
ムからの量子化された適応コードブック利得を用いるこ
とによって適応化される。 β＝ｇ＾p (m-1) ０．２≦β≦０．８ （４７） このフィルタは、サブフレームサイズ４０より小さい遅
延に対して倍音構造を増強する。この修正は、次式に従
ってインパルス応答ｈ（ｎ）を修正することにより固定
コードブック探索に組み込まれる。 ｈ（ｎ）＝ｈ（ｎ）＋βｈ（ｎ−Ｔ）， ｎ＝Ｔ，...，３９ （４８）
【０１５３】［３．８．１ 固定コードブック探索手続
き］固定コードブックは、式（３３）の重み付き入力音
声ｓｗ（ｎ）と、重み付き再構成音声の間の平均二乗誤
差を最小化することによって探索される。閉ループピッ
チ探索で使用される目標信号は、適応コードブック寄与
を減算することによって更新される。すなわち次式のよ
うになる。 ｘ2（ｎ）＝ｘ（ｎ）−ｇpｙ（ｎ）， ｎ＝０，...，３９ （４９） ただし、ｙ（ｎ）は、式（４４）のフィルタリングされ
た適応コードブックベクトルである。
【０１５４】行列Ｈは、対角線にｈ（０）を有し下対角
線にｈ（１），...，ｈ（３９）を有する下三角テープ
リッツ畳込み行列として定義される。ｃkがインデック
スｋにおける代数的コードベクトルである場合、コード
ブックは、次の項を最大化することによって探索され
る。
【数３６】 ただし、ｄ（ｎ）は、目標信号ｘ2（ｎ）とインパルス
応答ｈ（ｎ）の間の相関であり、Φ＝ＨtＨは、ｈ
（ｎ）の相関行列である。信号ｄ（ｎ）および行列Φは
コードブック探索の前に計算される。ｄ（ｎ）の要素は
次式から計算される。
【数３７】 また、対称行列Φの要素は次式によって計算される。
【数３８】
【０１５５】注意すべき点であるが、探索手続きを高速
化するために、必要な要素のみが計算され、効率的な記
憶手続きが設計されている。
【０１５６】コードブックＣの代数的構造により、コー
ドブックベクトルｃkは非零パルスを４個だけ含むた
め、高速な探索手続きが可能となる。与えられたベクト
ルｃkに対して式（５０）の分子の相関は次式で与えら
れる。
【数３９】 ただし、ｍiはｉ番目のパルスの位置であり、ａiはその
振幅である。式（５０）の分母のエネルギーは次式で与
えられる。
【数４０】
【０１５７】探索手続きを簡単化するため、パルス振幅
は、信号ｄ（ｎ）を量子化することによってあらかじめ
決定される。これは、ある位置におけるパルスの振幅を
その位置におけるｄ（ｎ）の符号に等しいと設定するこ
とによってなされる。コードブック探索の前に、以下の
ステップが実行される。第１に、信号ｄ（ｎ）が二つの
信号、すなわち、絶対値信号ｄ’（ｎ）＝｜ｄ（ｎ）｜
と、符号信号ｓｉｇｎ［ｄ（ｎ）］に分解される。第２
に、行列Φは、符号情報を含むように修正される。すな
わち、次式のようになる。 φ’（ｉ，ｊ）＝ｓｉｇｎ［ｄ（ｉ）］ｓｉｇｎ［ｄ（ｊ）］φ（ｉ，ｊ） ， ｉ＝０，...，３９， ｊ＝ｉ，...，３９ （５５） 式（５４）における因子２を除去するため次のように置
く。 φ’（ｉ，ｉ）＝０．５φ（ｉ，ｉ）， ｉ＝０，...，３９ （５６） すると、式（５３）の相関は次式で与えられる。 Ｃ＝ｄ’（ｍ0）＋ｄ’（ｍ1）＋ｄ’（ｍ2）＋ｄ’（ｍ3） （５７） また、式（５４）のエネルギーは次式で与えられる。
【数４１】
【０１５８】探索手続きをさらに簡単化するために集中
探索法が用いられる。この方法では、最後のループには
入る前に、あらかじめ計算されたしきい値がテストさ
れ、このしきい値を越える場合に限りループに入る。コ
ードブックのうちの小さい割合を探索するように、ルー
プに入ることが可能な最大回数は固定される。しきい値
は、相関Ｃに基づいて計算される。コードブック探索の
前に、最初の３個のパルスの寄与による最大絶対相関お
よび平均相関（ｍａｘ3およびａｖ3）が求められる。し
きい値は次式で与えられる。 ｔｈｒ3＝ａｖ3＋Ｋ3（ｍａｘ3−ａｖ3） （５９） 絶対相関（３個のパルスによる）がｔｈｒ3を越えると
きに限り第４のループに入る。ただし０≦Ｋ3＜１であ
る。Ｋ3の値は、コードブック探索の割合を制御し、こ
こでは０．４に設定される。注意すべき点であるが、こ
の結果、探索時間は可変となり、探索をさらに制御する
には、最終ループに入る回数（２個のサブフレームに対
して）はある最大値を越えることはできない。この最大
値はここでは１８０（サブフレームあたり最悪の場合が
平均９０回）に設定される。
【０１５９】［３．８．２ 固定コードブックの符号語
計算］パルスｉ０、ｉ１、およびｉ２のパルス位置はそ
れぞれ３ビットで符号化され、ｉ３の位置は４ビットで
符号化される。各パルス振幅は１ビットで符号化され
る。これにより、４パルスに対して全部で１７ビットと
なる。符号が正の場合ｓ＝１、符号が負の場合ｓ＝０と
定義することにより、符号符号語は次式から得られる。 Ｓ＝ｓ０＋２＊ｓ１＋４＊ｓ２＋８＊ｓ３ （６０） また、固定コードブック符号語は次式から得られる。 Ｃ＝（ｉ０／５）＋８＊（ｉ１／５）＋６４＊（ｉ２／５）＋５１２＊（２ ＊（ｉ３／５）＋ｊｘ） （６１） ただし、ｉ３＝３，８，...の場合ｊｘ＝０であり、ｉ
３＝４，９，...の場合ｊｘ＝１である。
【０１６０】［３．９ 利得の量子化］適応コードブッ
ク利得（ピッチ利得）および固定（代数的）コードブッ
ク利得は７ビットを用いてベクトル量子化される。利得
コードブック探索は、もとの音声と再構成音声の間の平
均二乗重み付き誤差を最小化することによってなされ
る。この誤差は次式で与えられる。 Ｅ＝ｘtｘ＋ｇp 2ｙtｙ＋ｇc 2ｚtｚ−２ｇpｘtｙ−２ｇcｘtｚ＋２ｇpｇcｙt ｚ （６２） ただし、ｘは目標ベクトル（第３．６節参照）、ｙは式
（４４）のフィルタリングされた適応コードブックベク
トル、および、ｚは、次式のように、固定コードブック
ベクトルとｈ（ｎ）の畳込みである。
【数４２】
【０１６１】［３．９．１ 利得予測］固定コードブッ
ク利得ｇcは次のように表すことができる。 ｇc＝γｇc’ （６４） ただし、ｇc’は、以前の固定コードブックエネルギー
に基づいて予測される利得であり、γは補正因子であ
る。
【０１６２】固定コードブック寄与の平均エネルギーは
次式で与えられる。
【数４３】 固定コードブック利得ｇcでベクトルｃiをスケールした
後、スケールされた固定コードブックのエネルギーは２
０ｌｏｇ（ｇc）＋Ｅで与えられる。Ｅ(m)を、次式で与
えられる、サブフレームｍにおける（スケールされた）
固定コードブック寄与の平均除去エネルギー（単位ｄ
Ｂ）とする。 Ｅ(m)＝２０ｌｏｇ（ｇc）＋Ｅ−Ｅ ただし、Ｅ＝３０ｄＢは、固定コードブック励振の平均
エネルギーである。利得ｇcは、Ｅ(m)、Ｅ、およびＥの
関数として次のように表すことができる。
【数４４】
【０１６３】予測利得ｇc’は、以前の固定コードブッ
ク寄与の対数エネルギーから現在の固定コードブック寄
与の対数エネルギーを予測することによって求められ
る。４次ＭＡ予測は以下のように行われる。予測エネル
ギーは次式で与えられる。
【数４５】 ただし、［ｂ1 ｂ2 ｂ3 ｂ4］＝［０．６８ ０．５
８ ０．３４ ０．１９］はＭＡ予測係数であり、Ｒ＾
(m)は、サブフレームｍにおける予測誤差Ｒ(m)の量子化
バージョンであって次式で定義される。 Ｒ(m)＝Ｅ(m)−Ｒ＾(m) （６９）
【０１６４】予測利得ｇc’は、式（６７）においてＥ
(m)をその予測値で置き換えることによって求められ
る。
【数４６】 補正因子γは、次式によって利得予測誤差と関係づけら
れる。 Ｒ(m)＝Ｅ(m)−Ｅ (m)＝２０ｌｏｇ（γ） （７１）
【０１６５】［３．９．２ 利得量子化のためのコード
ブック探索］適応コードブック利得ｇpおよび補正因子
γは、２段共役構造化コードブックを用いてベクトル量
子化される。第１段は、３ビットの２次元コードブック
ＧＡからなり、第２段は、４ビットの２次元コードブッ
クＧＢからなる。各コードブックにおける第１の要素
は、量子化された適応コードブック利得ｇ＾pを表し、
第２の要素は、量子化された固定コードブック利得補正
因子γ＾を表す。ＧＡおよびＧＢそれぞれに対するコー
ドブックインデックスｍおよびｎが与えられた場合、量
子化された適応コードブック利得は次式で与えられる。
【数４７】 また、量子化された固定コードブック利得は次式で与え
られる。
【数４８】
【０１６６】この共役構造は、前選択プロセスを適用す
ることによって、コードブック探索を簡単化する。最適
なピッチ利得ｇpおよび固定コードブック利得ｇcは式
（６２）から導出され、前選択のために使用される。コ
ードブックＧＡは８個のエントリを含み、その第２の要
素（ｇcに対応する）は一般に第１の要素（ｇpに対応す
る）よりも大きい値を有する。このバイアスにより、ｇ
cの値を用いた前選択が可能となる。この前選択プロセ
スでは、第２の要素がｇｘcに近いような４個のベクト
ルからなるクラスタがｇcおよびｇpから導出される。同
様に、コードブックＧＢは１６個のエントリを含み、そ
れらのエントリは第１の要素（ｇpに対応する）へ向か
うバイアスを有する。第１の要素がｇpに近いような８
個のベクトルからなるクラスタが選択される。こうし
て、各コードブックごとに、最良の５０％の候補ベクト
ルが選択される。この後、２個のインデックスの組合せ
が式（６２）の重み付き平均二乗誤差を最小化するよう
に、残りの４×８＝３２個の可能性にわたる全数探索が
行われる。
【０１６７】［３．９．３ 利得量子化器に対する符号
語計算］利得量子化器に対する符号語ＧＡおよびＧＢ
は、最良選択に対応するインデックスから得られる。単
一ビット誤りの影響を軽減するため、コードブックイン
デックスはマッピングされる。
【０１６８】［３．１０ メモリ更新］合成フィルタお
よび重み付けフィルタの状態の更新が、次のサブフレー
ムにおける目標信号の計算のために必要である。二つの
利得が量子化された後、現在のサブフレームの励振信号
ｕ（ｎ）は次式により求められる。 ｕ（ｎ）＝ｇ＾pｖ（ｎ）＋ｇ＾cｃ（ｎ）， ｎ＝０，...，３９ （７ ４） ただし、ｇ＾pおよびｇ＾cは、それぞれ、量子化された
適応コードブックおよび固定コードブックの利得であ
り、ｖ（ｎ）は適応コードブックベクトル（補間された
過去の励振）であり、ｃ（ｎ）は固定コードブックベク
トル（ピッチ先鋭化を含む代数的コードベクトル）であ
る。フィルタの状態は、４０サンプルのサブフレームに
対してフィルタ１／Ａ＾（ｚ）およびＡ（ｚ／γ1）／
Ａ（ｚ／γ2）により信号ｒ（ｎ）−ｕ（ｎ）（残差と
励振の差）をフィルタリングし、フィルタの状態を保存
することによって更新することができる。これは、三つ
のフィルタ動作を必要とする。１回のフィルタリングし
か必要としないさらに簡単な方法は以下のとおりであ
る。局所合成音声ｓ＾（ｎ）が、１／Ａ＾（ｚ）により
励振信号をフィルタリングすることによって計算され
る。入力ｒ（ｎ）−ｕ（ｎ）によるこのフィルタの出力
は、ｅ（ｎ）＝ｓ（ｎ）−ｓ＾（ｎ）と等価である。従
って、合成フィルタ１／Ａ＾（ｚ）の状態はｅ（ｎ）
（ｎ＝３０，...，３９）によって与えられる。フィル
タＡ（ｚ／γ1）／Ａ（ｚ／γ2）の状態の更新は、誤差
信号ｅ（ｎ）をこのフィルタによりフィルタリングして
知覚的重み付き誤差ｅｗ（ｎ）を求めることにより行う
ことができる。しかし、信号ｅｗ（ｎ）は、次式によっ
ても求めることができる。 ｅｗ（ｎ）＝ｘ（ｎ）−ｇ＾pｙ（ｎ）＋ｇ＾cｚ（ｎ） （７５） 信号ｘ（ｎ）、ｙ（ｎ）、およびｚ（ｎ）は利用可能で
あるため、重み付けフィルタの状態は、ｎ＝３
０，...，３９に対して式（７５）のようにしてｅｗ
（ｎ）を計算することにより更新される。これにより、
２回のフィルタ動作が節約される。
【０１６９】［３．１１ 符号器および復号器の初期
化］すべての静的な符号器変数は、表８に列挙した変数
を除いては０に初期化される。これらの変数は復号器に
対しても同様に初期化する必要がある。
【表８】
【０１７０】［４ 復号器の機能的記述］復号器におけ
る信号フローを図７に示した。まず、パラメータ（ＬＰ
係数、適応コードブックベクトル、固定コードブックベ
クトル、および利得）が復号される。これらの復号され
たパラメータは、再構成音声信号を計算するために使用
される。このプロセスを第４．１節で説明する。この再
構成信号は、ポストフィルタおよび高域フィルタからな
る後処理動作によって増強される（第４．２節）。第
４．３節では、パリティ誤りが起きたとき、または、フ
レーム消失フラグがセットされたときに使用される誤り
隠蔽手続きについて説明する。
【０１７１】［４．１ パラメータ復号手続き］送信さ
れるパラメータを図９に列挙する。起動時には、すべて
の静的符号器変数は、表８に列挙した変数を除いては０
に初期化される。復号プロセスは、以下の順序で行われ
る。
【表９】
【０１７２】［４．１．１ ＬＰフィルタパラメータの
復号］受信したＬＳＰ量子化器のインデックスＬ０、Ｌ
１、Ｌ２、およびＬ３は、第３．２．４節で説明した手
続きで用いられる量子化ＬＳＰ係数を再構成するために
使用される。第３．２．５節で説明した補間手続きを用
いて、２個の補間ＬＳＰベクトル（２このサブフレーム
に対応する）を得る。各サブフレームごとに、補間ＬＳ
ＰベクトルはＬＰフィルタ係数ａiに変換され、これら
は、そのサブフレームにおける再構成音声を合成するた
めに使用される。
【０１７３】以下のステップが、各サブフレームごとに
反復される。 １．適応コードブックベクトルの復号。 ２．固定コードブックベクトルの復号。 ３．適応コードブックおよび固定コードブックの利得の
復号。 ４．再構成音声の計算。
【０１７４】［４．１．２ 適応コードブックベクトル
の復号］受信した適応コードブックインデックスは、ピ
ッチ遅延の整数部分および小数部分を求めるために使用
される。Ｔ1の整数部分（ｉｎｔ）Ｔ1および小数部分ｆ
ｒａｃはＰ１から以下のようにして得られる。
【数４９】
【０１７５】Ｔ2の整数部分および小数部分はＰ２およ
びｔminから以下のようにして得られる。ｔminはＰ１か
ら導出される。
【数５０】 ここでＴ2は次のようにして得られる。
【数５１】
【０１７６】適応コードブックベクトルｖ（ｎ）は、式
（４０）を用いて（ピッチ遅延における）過去の励振ｕ
（ｎ）を補間することにより求められる。
【０１７７】［４．１．３ 固定コードブックベクトル
の復号］受信した固定コードブックインデックスＣは、
励振パルスの位置を抽出するために使用される。パルス
の符号はＳから得られる。パルスの位置および符号が復
号されると、固定コードブックベクトルｃ（ｎ）を構成
することができる。ピッチ遅延Ｔの整数部分がサブフレ
ームサイズ４０より小さい場合、ピッチ増強手続きが適
用され、式（４８）に従ってｃ（ｎ）を修正する。
【０１７８】［４．１．４ 適応コードブックおよび固
定コードブックの利得の復号］受信した利得コードブッ
クインデックスは、適応コードブック利得ｇ＾pおよび
固定コードブック利得補正因子γ＾を与える。この手続
きは第３．９節に詳細に説明した。推定される固定コー
ドブック利得ｇc’は式（７０）を用いて求められる。
固定コードブックベクトルは、量子化された利得補正因
子と、この予測利得との積から得られる（式（６
４））。適応コードブック利得は式（７２）を用いて再
構成される。
【０１７９】［４．１．５ パリティビットの計算］音
声を再構成する前に、パリティビットが、適応コードブ
ック遅延から再計算される（第３．７．２節）。このビ
ットが送信されたパリティビットＰ０と同一でない場
合、送信中にビット誤りが生じた可能性があり、第４．
３節の誤り隠蔽手続きが使用される。
【０１８０】［４．１．６ 再構成音声の計算］合成フ
ィルタの入力における励振ｕ（ｎ）（式（７４）参照）
は、ＬＰ合成フィルタへの入力である。サブフレームに
対する再構成音声は次式で与えられる。
【数５２】 ただし、ａ＾iは、補間されたＬＰフィルタ係数であ
る。
【０１８１】その後、再構成音声ｓ＾（ｎ）は、時節で
説明するポストプロセッサによって処理される。
【０１８２】［４．２ 後処理］後処理は三つの機能、
すなわち、適応ポストフィルタリング、高域フィルタリ
ング、および信号アップスケーリングからなる。適応ポ
ストフィルタは、３個のフィルタ、すなわち、ピッチポ
ストフィルタＨp（ｚ）、短期ポストフィルタＨ
f（ｚ）、および傾斜補償フィルタＨt（ｚ）のカスケー
ドである。ポストフィルタは、５ｍｓのサブフレームご
とに更新される。ポストフィルタリングプロセスは以下
のように編成される。最初に、合成音声ｓ＾（ｎ）は、
Ａ＾（ｚ／γn）により逆フィルタリングされ、残差信
号ｒ＾（ｎ）を生成する。信号ｒ＾（ｎ）は、ピッチ遅
延Ｔおよび利得ｇpitを計算するために用いられる。信
号ｒ＾（ｎ）は、ピッチポストフィルタＨp（ｚ）によ
りフィルタリングされて信号ｒ’（ｎ）が生成される。
続いて信号ｒ’（ｎ）は、合成フィルタ１／［ｇfＡ＾
（ｚ／γd）］によりフィルタリングされる。最後に、
合成フィルタ１／［ｇfＡ＾（ｚ／γd）］の出力信号
は、傾斜補償フィルタＨt（ｚ）を通り、ポストフィル
タリングされた合成音声信号ｓｆ（ｎ）が生成される。
その後、適応利得制御がｓｆ（ｎ）とｓ＾（ｎ）の間に
適用され、信号ｓｆ’（ｎ）が生成される。その後、高
域フィルタリングおよびスケーリング操作が、ポストフ
ィルタリングされた信号ｓｆ’（ｎ）に作用する。
【０１８３】［４．２．１ ピッチポストフィルタ］ピ
ッチ（倍音）ポストフィルタは次式で与えられる。
【数５３】 ただし、Ｔはピッチ遅延である。また、ｇ0は次式で与
えられる利得因子である。 ｇ0＝γpｇpit （７８） ただし、ｇpitはピッチ利得である。ピッチ遅延および
ピッチ利得はいずれも、復号器出力信号から決定され
る。注意すべき点であるが、ｇpitは１を限界とし、ピ
ッチ予測利得が３ｄＢより小さい場合には０に設定され
る。因子γpは、倍音ポストフィルタリングの量を制御
し、γp＝０．５という値を有する。ピッチ遅延および
ピッチ利得は、音声ｓ＾（ｎ）をＡ＾（ｚ／γn）でフ
ィルタリングすることによって得られる残差信号ｒ＾
（ｎ）から計算される。残差信号ｒ＾（ｎ）は、次式の
ように、短期ポストフィルタの分子である（第４．２．
２節参照）。
【数５４】 ピッチ遅延は、２パス手続きを用いて計算される。第１
パスは、範囲［Ｔ1−１，Ｔ1＋１］において最良の整数
Ｔ0を選択する。ただし、Ｔ1は第１サブフレームにおけ
る（送信された）ピッチ遅延の整数部分である。最良の
整数遅延は、次式の相関を最大化するものである。
【数５５】 第２パスは、Ｔ0の周りで分解能１／８で最良の分数遅
延Ｔを選択する。これは、次式の正規化相関を最大にす
る遅延を求めることによりなされる。
【数５６】 ただし、ｒ＾k（ｎ）は、遅延ｋにおける残差信号であ
る。最適遅延Ｔが求められた後、対応する相関値がしき
い値と比較される。Ｒ’（Ｔ）＜０．５の場合、倍音ポ
ストフィルタは、ｇpit＝０と設定することによって無
効化される。そうでない場合、ｇpitの値は次式から計
算される。
【数５７】 非整数遅延信号ｒ＾k（ｎ）は、まず、長さ３３の補間
フィルタを用いて計算される。Ｔの選択後、ｒ＾
k（ｎ）は、より長い長さ１２９の補間フィルタで再計
算される。この新しい信号は、長いほうのフィルタが
Ｒ’（Ｔ）の値を増加させた場合に限り前の値を置き換
える。
【０１８４】［４．２．２ 短期ポストフィルタ］短期
ポストフィルタは次式で与えられる。
【数５８】 ただし、Ａ＾（ｚ）は受信された量子化ＬＰ逆フィルタ
（ＬＰ分析は復号器では行われない）であり、因子γn
およびγdは短期ポストフィルタリングの量を制御し、
γn＝０．５５およびγd＝０．７に設定される。利得項
ｇfは、フィルタＡ＾（ｚ／γn）／Ａ＾（ｚ／γd）の
打切りインパルス応答ｈf（ｎ）に対して計算され、次
式で与えられる。
【数５９】
【０１８５】［４．２．３ 傾斜補償］最後に、フィル
タＨt（ｚ）は、短期ポストフィルタＨf（ｚ）における
傾斜を補償し、次式で与えられる。
【数６０】 ただし、γtｋ1は傾斜因子であり、ｋ1はｈf（ｎ）に対
して計算された第１反射係数であり、次式で与えられ
る。
【数６１】 利得項ｇt＝１−｜γtｋ1｜は、Ｈf（ｚ）におけるｇf
の減少効果を補償する。さらに、積フィルタＨf（ｚ）
Ｈt（ｚ）は一般に利得がないことが示されている。
【０１８６】γtに対する二つの値が、ｋ1の符号に応じ
て用いられる。ｋ1が負の場合、γt＝０．９であり、ｋ
1が正の場合、γt＝０．２である。
【０１８７】［４．２．４ 適応利得制御］適応利得制
御は、再構成音声信号ｓ＾（ｎ）とポストフィルタリン
グされた信号ｓｆ（ｎ）の間の利得差を補償するために
用いられる。現在のサブフレームに対する利得スケール
因子Ｇは次式により計算される。
【数６２】 ポストフィルタリングされ利得スケーリングされた信号
ｓｆ’（ｎ）は次式で与えられる。 ｓｆ’（ｎ）＝ｇ（ｎ）ｓｆ（ｎ）， ｎ＝０，...，３９ （８８） ただし、ｇ（ｎ）は、サンプルごとに更新され、次式で
与えられる。 ｇ（ｎ）＝０．８５ｇ（ｎ−１）＋０．１５Ｇ， ｎ＝０，...，３９ （８９） ｇ（−１）の初期値は１．０である。
【０１８８】［４．２．５ 高域フィルタリングおよび
アップスケーリング］遮断周波数１００Ｈｚにおける高
域フィルタが、再構成されポストフィルタリングされた
音声ｓｆ’（ｎ）に適用される。このフィルタは次式で
与えられる。
【数６３】
【０１８９】アップスケーリングは、高域フィルタリン
グされた出力に因子２を乗じて入力信号レベルを取得す
ることからなる。
【０１９０】［４．３ フレーム消失およびパリティ誤
りの隠蔽］ビットストリームにおけるフレーム消失また
はランダム誤りによる再構成音声の劣化を縮小するた
め、復号器に誤り隠蔽手続きが組み込まれている。この
誤り隠蔽手続きは、（ｉ）符号器パラメータのフレーム
（１０ｍｓフレームに対応する）が消失していると識別
されたとき、または（ｉｉ）ピッチ遅延インデックスＰ
１に対するパリティビットにチェックサム誤りが生じた
ときに機能する。後者は、ビットストリームがランダム
ビット誤りによって破損したときにも起こりうる。
【０１９１】パリティ誤りがＰ１に生じた場合、遅延値
Ｔ1は前フレームの遅延の値に設定される。Ｔ2の値は、
この新しいＴ1の値を用いて、第４．１．２節で概説し
た手続きで導出される。連続してパリティ誤りが生じた
場合、Ｔ1の前の値を１だけインクリメントして使用す
る。
【０１９２】フレーム消失を検出する機構はこの勧告で
は定義されず、アプリケーションに依存することにな
る。隠蔽ストラテジは、前に受信した情報に基づいて現
在のフレームを再構成しなければならない。使用される
方法は、欠けている励振信号を、類似の特性のうちの一
つにより、そのエネルギーを徐々に減衰させながら置換
する。これは、長期予測利得に基づく有声分類子を使用
することによってなされる。長期予測利得は、長期ポス
トフィルタ分析の一部として計算される。ピッチポスト
フィルタ（第４．２．１節参照）は、予測利得が３ｄＢ
より大きい長期予測子を求める。これは、正規化相関
Ｒ’（ｋ）（式（８１））に対するしきい値を０．５に
設定することによってなされる。誤り隠蔽プロセスに対
して、これらのフレームは周期的と分類される。それ以
外の場合、フレームは非周期的であると宣言される。消
失したフレームは、先行する（再構成された）音声フレ
ームからそのクラスを継承する。注意すべき点である
が、有声分類は、この再構成音声信号に基づいて絶えず
更新される。従って、多くの連続する消失フレームに対
しては分類は変わることがある。一般に、これは、もと
の分類が周期的であった場合にのみ起こる。
【０１９３】消失フレームに対してとられる具体的ステ
ップは以下の通りである。 １．ＬＰフィルタパラメータの反復。 ２．適応コードブックおよび固定コードブックの利得の
減衰。 ３．利得予測子のメモリの減衰。 ４．置換励振の生成。
【０１９４】［４．３．１ ＬＰフィルタパラメータの
反復］最後の良好なフレームのＬＰパラメータが使用さ
れる。ＬＳＦ予測子の状態は、受信符号語ｌiの値を含
む。現在の符号語が利用可能でないため、これは、反復
されたＬＳＦパラメータω＾iおよび予測子メモリから
次式により計算される。
【数６４】
【０１９５】［４．３．２ 適応コードブックおよび固
定コードブックの利得の減衰］前の固定コードブック利
得の減衰バージョンが使用される。 ｇc (m)＝０．９８ｇc (m-1) （９２） 適応コードブック利得に対しても同じことが行われる。
さらに、クリッピング作用を用いてその値を０．９未満
に保つ。 ｇp (m)＝０．９０ｇp (m-1)かつｇp (m)＜０．９ （９３）
【０１９６】［４．３．３ 利得予測子のメモリの減
衰］利得予測子は、以前に選択されたコードブックのエ
ネルギーを用いる。良好なフレームを受信した後の符号
器の滑らかな連続性を可能にするため、利得予測子のメ
モリは、コードブックエネルギーの減衰バージョンで更
新される。現在のサブフレームｎに対するＲ＾(m)の値
は、平均した量子化利得予測誤りを４ｄＢだけ減衰させ
たものに設定される。
【数６５】
【０１９７】［４．３．４ 置換励振の生成］使用され
る励振は、周期性分類に依存する。最後に正しく受信し
たフレームが周期的であると分類された場合、現在のフ
レームも同様に周期的であるとみなされる。その場合、
適応コードブックのみが使用され、固定コードブック寄
与は０に設定される。ピッチ遅延は最後に正しく受信し
たピッチ遅延に基づき、後続の各フレームに対して反復
される。過度の周期性を回避するため、遅延は、次のサ
ブフレームごとに１だけ増加されるが、１４３を限度と
する。適応コードブック利得は、式（９３）に滴って減
衰した値に基づく。
【０１９８】最後に正しく受信したフレームが非周期的
であると分類された場合、現在のフレームも同様に非周
期的であるとみなされ、適応コードブック寄与は０に設
定される。固定コードブック寄与は、コードブックイン
デックスおよび符号インデックスをランダムに選択する
ことによって生成される。乱数発生器は次の関数に基づ
く。 ｓｅｅｄ＝ｓｅｅｄ＊３１８２１＋１３８４９ （９５） ｓｅｅｄの初期値は２１８４５である。ランダムなコー
ドブックインデックスは、次の乱数の１３個の下位ビッ
トから導出される。ランダムな符号は、次の乱数の４個
の下位ビットから導出される。固定コードブック利得は
式（９２）に従って減衰される。
【０１９９】［５ ＣＳ−ＡＣＥＬＰ符号器／復号器の
ビット精度での記述］１６ビット固定小数点でのＣＳ−
ＡＣＥＬＰ符号器／復号器をシミュレートするＡＮＳＩ
ＣコードがＩＴＵ−Ｔから利用可能である。以下の節
では、このシミュレーションコードの使用法、および、
そのソフトウェアがどのように編成されているかについ
て概説する。
【０２００】［５．１ シミュレーションソフトウェア
の使用法］Ｃコードは二つのメインプログラムからな
る。ｃｏｄｅｒ．ｃは符号器をシミュレートし、ｄｅｃ
ｏｄｅｒ．ｃは復号器をシミュレートする。符号器は次
のように実行される。 ｃｏｄｅｒ ｉｎｐｕｔｆｉｌｅ ｂｓｔｒｅａｍｆｉ
ｌｅ ｉｎｐｕｔｆｉｌｅ（入力ファイル）およびｏｕｔｐｕ
ｔｆｉｌｅ（出力ファイル）は、１６ビットＰＣＭ信号
を含むサンプリングされたデータファイルである。ｂｓ
ｔｒｅａｍｆｉｌｅ（ビットストリームファイル）は８
１個の１６ビットワードを含む。第１ワードはフレーム
消失を示すために使用可能であり、残りの８０ワードは
それぞれ１ビットを含む。復号器はこのビットストリー
ムファイルを受け取り、１６ビットＰＣＭ信号を含むポ
ストフィルタリングされた出力ファイルを生成する。 ｄｅｃｏｄｅｒ ｂｓｔｒｅａｍｆｉｌｅ ｏｕｔｐｕ
ｔｆｉｌｅ
【０２０１】［５．２ シミュレーションソフトウェア
の構成］固定小数点ＡＮＳＩ Ｃシミュレーションで
は、表１０に示すように２種類の固定小数点データのみ
が使用される。シミュレーションコードの実装を容易に
するため、ループインデックス、ブール値およびフラグ
は型Ｆｌａｇを使用する。これは、ターゲットプラット
フォームに応じて１６ビットまたは３２ビットのいずれ
かとなる。
【表１０】
【０２０２】すべての計算は、あらかじめ定義された基
本演算子のセットを用いてなされる。これらの演算子の
記述を表１１に示す。シミュレーション符号器によって
使用されるテーブルを表１２に要約する。これらのメイ
ンプログラムは、表１３、表１４、および表１５に要約
されるライブラリルーチンを使用する。
【表１１】
【表１２】
【表１３】
【表１４】
【表１５】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によって改良されたＧ．７２９草案復号
器のブロック図である。
【図２】図１に示した本発明の実施例を使用した無線通
信システムの実施例の図である。
【図３】ＣＥＬＰ合成モデルの概略ブロック図である。
【図４】ＣＳ−ＡＣＥＬＰ符号器における信号フローの
図である。
【図５】ＣＳ−ＡＣＥＬＰ復号器における信号フローの
図である。
【図６】ＬＰ分析における窓の図である。異なる陰影パ
ターンは対応する励振およびＬＰ分析フレームを識別す
る。
【符号の説明】
１０ ＦＣＢ ２０ ピッチ予測フィルタ（ＰＰＦ） ２１ スイッチ ３０ ＦＣＢ利得増幅器 ４０ スイッチ ４１ スイッチ ４２ スイッチ ４３ スイッチ ４４ スイッチ ４５ スイッチ ４６ スイッチ ４７ ゲート ４９ 乱数発生器 ５０ ＡＣＢ ５５ 利得増幅器 ６０ 遅延プロセッサ ６５ 減衰プロセッサ ７５ ＡＮＤゲート ８５ 加算器 ９０ ＬＰＣ合成フィルタ ９５ メモリ １００ ポストプロセッサ １１０ ＡＮＤゲート １１５ 減衰プロセッサ １２０ コードベクトル予測エネルギー（Ｅ−）プロセ
ッサ １２５ 予測利得プロセッサ １３０ 乗算器 ２５０ 増幅器 ６００ 送信機 ６１０ 音声符号器 ６２０ チャネル符号器 ６３０ 変調器 ６４０ 無線送信回路 ７００ 受信機 ７１０ 無線受信回路 ７２０ 復調器 ７３０ チャネル復号器 ７４０ 音声復号器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エイア ショーハム アメリカ合衆国，07060 ニュージャージ ー，ワッチャング，ジョンストン ドライ ブ 645

Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 適応コードブックからなる第１部分と、
    固定コードブックからなる第２部分とを有し、現フレー
    ムの圧縮音声情報の少なくとも一部を信頼性良く受信す
    ることができない場合に前記第１部分または第２部分か
    らの出力信号に基づいて音声励振信号を生成する音声復
    号器で使用する音声復号方法において、 前記復号器によって生成すべき音声信号を周期的または
    非周期的と分類する分類ステップと、 音声信号が周期的と分類された場合に前記第１部分から
    の出力信号に基づいて前記第２部分からの出力信号には
    基づかずに前記励振信号を生成し、音声信号が非周期的
    と分類された場合に前記第２部分からの出力信号に基づ
    いて前記第１部分からの出力信号には基づかずに前記励
    振信号を生成するステップとからなることを特徴とする
    音声復号方法。
  2. 【請求項２】 前期分類ステップは適応ポストフィルタ
    によって提供される情報に基づいて実行されることを特
    徴とする請求項１の方法。
  3. 【請求項３】 音声信号の分類は前フレームで受信され
    た圧縮音声情報に基づくことを特徴とする請求項１の方
    法。
  4. 【請求項４】 前記第１部分からの出力信号は前記適応
    コードブックからのベクトル信号に基づいて生成され、
    前記方法は、 前フレームで前記復号器によって受信された音声信号の
    ピッチ周期の尺度に基づいて適応コードブック遅延信号
    を求めるステップと、 前記適応コードブック遅延信号を用いてベクトル信号を
    選択するステップとをさらに有することを特徴とする請
    求項１の方法。
  5. 【請求項５】 前記適応コードブック遅延信号を求める
    ステップは、一つ以上の音声信号サンプル期間だけ音声
    信号のピッチ周期を増加させるステップからなることを
    特徴とする請求項４の方法。
  6. 【請求項６】 前記第１部分は、前記適応コードブック
    からのベクトル信号とスケール因子とに基づいて増幅信
    号を生成する増幅器をさらに有し、前記方法は、前フレ
    ームで前記復号器によって受信されたスケール因子情報
    に基づいてスケール因子を求めるステップをさらに有す
    ることを特徴とする請求項１の方法。
  7. 【請求項７】 前記スケール因子を求めるステップは、
    前フレームのスケール因子情報に対応するスケール因子
    を減少させるステップを含むことを特徴とする請求項６
    の方法。
  8. 【請求項８】 前記第２部分からの出力信号は前記固定
    コードブックからのベクトル信号に基づいており、前記
    方法は、 乱数発生器を用いて固定コードブックインデックス信号
    を求めるステップと、 前記固定コードブックインデックス信号を用いてベクト
    ル信号を選択するステップとをさらに有することを特徴
    とする請求項１の方法。
  9. 【請求項９】 前記第２部分は、前記固定コードブック
    からのベクトル信号とスケール因子とに基づいて増幅信
    号を生成する増幅器をさらに有し、前記方法は、前フレ
    ームで前記復号器によって受信されたスケール因子情報
    に基づいてスケール因子を求めるステップをさらに有す
    ることを特徴とする請求項１の方法。
  10. 【請求項１０】 前記スケール因子を求めるステップ
    は、前フレームのスケール因子情報に対応するスケール
    因子を減少させるステップを含むことを特徴とする請求
    項９の方法。
  11. 【請求項１１】 通信チャネルから受信される圧縮音声
    情報に基づいて音声信号を生成する音声復号器におい
    て、当該音声復号器は、 適応コードブックメモリと、 固定コードブックメモリと、 前記復号器によって生成すべき音声信号を周期的または
    非周期的と分類する分類手段と、 励振信号を形成する励振信号形成手段とからなり、当該
    励振信号形成手段は、 現フレームの圧縮音声情報の少なくとも一部を信頼性良
    く受信することができない場合に励振信号を形成する第
    １手段と、前記励振信号に基づいて音声信号を合成する
    線形予測フィルタとからなり、前記第１手段は、 生成すべき音声信号が周期的と分類された場合に前記適
    応コードブックメモリからの出力信号に基づいて前記固
    定コードブックメモリからの出力信号には基づかずに前
    記励振信号を生成し、生成すべき音声信号が非周期的と
    分類された場合に前記固定コードブックメモリからの出
    力信号に基づいて前記適応コードブックメモリからの出
    力信号には基づかずに前記励振信号を生成することを特
    徴とする音声復号器。
  12. 【請求項１２】 前記分類手段は適応ポストフィルタの
    一部からなることを特徴とする請求項１１の音声復号
    器。
  13. 【請求項１３】 前記分類手段は、前フレームで受信さ
    れた圧縮音声情報に基づいて音声信号を分類することを
    特徴とする請求項１１の音声復号器。
  14. 【請求項１４】 前フレームで前記復号器によって受信
    された音声信号のピッチ周期の尺度に基づいて適応コー
    ドブック遅延信号を求める手段と、 前記適応コードブック遅延信号を用いて前記適応コード
    ブックメモリからベクトル信号を選択する手段とをさら
    に有することを特徴とする請求項１１の音声復号器。
  15. 【請求項１５】 前記適応コードブック遅延信号を求め
    る手段は、一つ以上の音声信号サンプル期間だけ音声信
    号のピッチ周期を増加させる手段からなることを特徴と
    する請求項１４の音声復号器。
  16. 【請求項１６】 前記適応コードブックメモリからのベ
    クトル信号とスケール因子とに基づいて増幅信号を生成
    する増幅器と、 前フレームで前記復号器によって受信されたスケール因
    子情報に基づいてスケール因子を求める手段とをさらに
    有することを特徴とする請求項１１の音声復号器。
  17. 【請求項１７】 前記スケール因子を求める手段は、前
    フレームに対応するスケール因子を減少させる手段を含
    むことを特徴とする請求項１６の音声復号器。
  18. 【請求項１８】 固定コードブックベクトル信号を選択
    する際に用いる固定コードブックインデックス信号を求
    めるための乱数発生器をさらに有することを特徴とする
    請求項１１の音声復号器。
  19. 【請求項１９】 前記固定コードブックからのベクトル
    信号とスケール因子とに基づいて増幅信号を生成する増
    幅器と、 前フレームで前記復号器によって受信されたスケール因
    子情報に基づいてスケール因子を求める手段とをさらに
    有することを特徴とする請求項１１の音声復号器。
  20. 【請求項２０】 前記スケール因子を求める手段は、前
    フレームに対応するスケール因子を減少させる手段を含
    むことを特徴とする請求項１９の音声復号器。
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