JPH0866087A - Inverter controller - Google Patents

Abstract

PURPOSE: To obtain an inverter controller which minimizes a current while a slip frequency is being controlled by a method wherein the change frequency of the current is discriminated, the slip frequency is measured and the output voltage of an inverter is adjusted. CONSTITUTION: Detection information from a current sensor 3 which is installed at one driving wire IW for a three-phase induction motor 1 is input to a frequency discriminator 15 via an A/D converter 14. The frequency discriminator 15 extracts a frequency component according to the number of revolutions, the information is input to a slip-frequency control means 7, and the information is input to a current-minimization control means 11. In the slip-frequency control means 7, a frequency value which corrects the frequency component so as to become equal to a frequency fref as a target is computed, and the frequency value is sent to a three-phase PWM inverter circuit 2 via an addition means 8. On the other hand, the current-minimization control means 11 adjusts an applied voltage V1 to the motor 1 so as to make the current of the current sensor 3 mimimum while the actual number of revolutions is being monitored so as to become constant.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、誘導モータをその駆動
周波数を可変することにより、可変速で回転させること
ができるインバータの制御に関するものであり、とく
に、冷凍サイクルによって冷房／暖房を行う空気調和装
置のインバータ制御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to control of an inverter capable of rotating an induction motor at a variable speed by varying its drive frequency, and more particularly to air for cooling / heating by a refrigeration cycle. The present invention relates to an inverter control device for a harmony device.

【０００２】[0002]

【従来の技術】一般に、家庭用あるいは店舗や事務所な
どの空気調和装置用の圧縮機は、誘導モータによって駆
動されている。誘導モータは、負荷により駆動周波数と
回転周波数とのずれである「すべり」周波数が変動し、
また、効率も変化してしまう。2. Description of the Related Art Generally, a compressor for a home or an air conditioner such as a store or an office is driven by an induction motor. In the induction motor, the "slip" frequency, which is the difference between the drive frequency and the rotation frequency, fluctuates depending on the load,
Also, the efficiency will change.

【０００３】このため、従来用いられていた、運動周波
数指令に比例した運転電圧による、いわゆる「Ｖ／Ｆ制
御」に代わって、モータ電流から負荷状態を演算し、高
効率でモータを運転できる方法として、ベクトル制御を
応用した方法が提案されている。Therefore, in place of the so-called "V / F control" that is conventionally used, which uses an operating voltage proportional to a motion frequency command, the load state is calculated from the motor current and the motor can be operated with high efficiency. As a method, a method applying vector control has been proposed.

【０００４】図１はベクトル制御技術を高効率制御に応
用した例であり、冷凍誌１９９２年６月号５０頁〜５７
頁記載の「インバータスクロールパッケージエアコンの
静音化技術」より引用したものである。圧縮機を駆動す
るための誘導モータ１に対して、交流電源６をダイオー
ドブリッジ５および平滑コンデンサ４にて直流に変換し
たのち、三相ＰＷＭインバータ回路２により、電圧・周
波数を可変して誘導モータ１の回転数を変化させてい
る。空気調和装置用の圧縮機には回転検出センサを取り
付けることが困難な場合が多く、回転を検出して高効率
でモータを駆動するには、モータ１に対して少なくとも
２つの電流を検出して、モータ１の定数を用いて回転数
などを算出してやる必要がある。FIG. 1 shows an example in which the vector control technology is applied to high-efficiency control. The frozen magazine, June 1992, pp. 50-57.
It is quoted from "Silent technology for inverter scroll package air conditioners" on page. For the induction motor 1 for driving the compressor, the AC power source 6 is converted into direct current by the diode bridge 5 and the smoothing capacitor 4, and then the voltage / frequency is varied by the three-phase PWM inverter circuit 2 to induce the induction motor. The rotation speed of 1 is changed. It is often difficult to attach a rotation detection sensor to a compressor for an air conditioner, and in order to detect rotation and drive the motor with high efficiency, at least two currents are detected for the motor 1. , It is necessary to calculate the number of revolutions using the constant of the motor 1.

【０００５】図１においても、電流センサ３ｕ、３ｖに
よりモータ電流Ｉｕ、Ｉｖを検出して、励磁電流および
トルク電流演算手段１０１において、誘導モータ１にお
ける励磁電流Ｉ1d、トルク電流Ｉ1qを求めている。検出
したトルク電流Ｉ1qは、すべり周波数に略比例している
ので、トルク電流Ｉ1qとモータ定数を用いてすべり周波
数ｆｓを算出することができる。このすべり周波数ｆｓ
を補償するように周波数指令を可変することにより、一
定回転数の制御が実現できる。Also in FIG. 1, the motor currents Iu and Iv are detected by the current sensors 3u and 3v, and the exciting current and torque current calculating means 101 finds the exciting current I1d and the torque current I1q in the induction motor 1. Since the detected torque current I1q is substantially proportional to the slip frequency, the slip frequency fs can be calculated using the torque current I1q and the motor constant. This slip frequency fs
By varying the frequency command so as to compensate for the above, it is possible to realize control at a constant rotation speed.

【０００６】すなわち、すべり周波数制御手段７によ
り、すべり周波数が計算され、冷凍サイクル制御手段か
らの回転周波数指令ｆref に等しくモータ１が回転でき
るように周波数の補正が行われる。図１においては、加
算手段８により、冷凍サイクル制御手段からの指令ｆre
f と補正周波数の値が加算され、三相ＰＷＭインバータ
回路２に対しての実際の周波数指令ｆ１が得られる。That is, the slip frequency control means 7 calculates the slip frequency, and corrects the frequency so that the motor 1 can rotate equal to the rotation frequency command fref from the refrigeration cycle control means. In FIG. 1, the addition means 8 causes the instruction fre from the refrigeration cycle control means.
The value of f and the correction frequency are added to obtain the actual frequency command f1 for the three-phase PWM inverter circuit 2.

【０００７】一方、電流最小加制御手段１０３により求
められた励磁電流指令Ｉ1*d と検出された励磁電流Ｉ1d
との違いに基づいてモータ定数のひとつである一次抵抗
の同定が一次抵抗同定手段１０２にて実施され、より正
確な一次抵抗値を得る。ここで得られた一次抵抗値、励
磁電流指令Ｉ1*d 、トルク電流Ｉ1qおよび実際の周波数
指令に基づいて、一次電圧補正手段１０４にて実際の一
次電圧が決定され、三相ＰＷＭインバータ回路２に送ら
れる。このようにして、冷凍サイクル制御手段からの周
波数指令ｆref に基づいて、モータ１の回転数を指令通
りに保ったまま、電流が最小になるような制御が実現す
る。引用例によると、電流を最小化することにより、モ
ータトルク１．１kgm において効率が約１０％上昇し、
また、他のトルクでも改善効果が認められている。On the other hand, the exciting current command I1 * d obtained by the current minimum addition control means 103 and the exciting current I1d detected
Based on the difference between and, the primary resistance, which is one of the motor constants, is identified by the primary resistance identifying means 102 to obtain a more accurate primary resistance value. Based on the primary resistance value, the exciting current command I1 * d, the torque current I1q and the actual frequency command obtained here, the primary voltage correcting means 104 determines the actual primary voltage, and the three-phase PWM inverter circuit 2 Sent. In this way, control is realized based on the frequency command fref from the refrigeration cycle control means so that the current is minimized while maintaining the rotation speed of the motor 1 as commanded. According to the reference example, the efficiency is increased by about 10% at the motor torque of 1.1 kgm by minimizing the current,
Further, the improvement effect is recognized even at other torques.

【０００８】[0008]

【発明が解決しようとする課題】従来例においては、ト
ルク電流より、すべり周波数を求めて制御を行っている
が、その演算にはモータの定数を必要とする。モータの
定数とは１次抵抗、２次抵抗、各種インダクタンスなど
である。ところが、この定数は温度などにより大きく変
動してしまうことが知られており、そのズレが回転速度
が異なったところで動作してしまうなどの制御性能を低
下させてしまうという問題がある。In the conventional example, the slip frequency is obtained from the torque current for control, but the constant of the motor is required for the calculation. Motor constants include primary resistance, secondary resistance, various inductances, and the like. However, it is known that this constant greatly varies depending on the temperature and the like, and there is a problem in that the control performance is deteriorated such that the deviation operates at different rotational speeds.

【０００９】そこで本発明は、モータ定数の入力を必要
とせず、しかも、モータ回転数センサをも必要とせず、
誘電モータのすべり率を補償して回転数を目標値通り保
持しながら、設置環境条件の変化に対応して常に消費電
力を最小に保つ、インバータ制御装置の提供を解決課題
とする。Therefore, the present invention does not require the input of the motor constant, and further does not require the motor rotation speed sensor.
It is an object of the present invention to provide an inverter control device that compensates for the slip ratio of an induction motor and keeps the rotation speed at a target value, while always keeping the power consumption to a minimum in response to changes in installation environmental conditions.

【００１０】さらに本発明は、最近、空調機用として開
発された、スクロール型コンプレッサのように、１回転
中のガス圧縮トルクの変動が非常に小さく円滑静粛に運
転され、従ってそれを駆動するモータの電流変動も小さ
い場合においても適用しうる種々な回転周期検出手段を
備えたインバータ制御装置の提供を解決課題とする。Further, the present invention, like a scroll type compressor recently developed for an air conditioner, has a very small fluctuation in the gas compression torque during one rotation and is operated smoothly and quietly, and therefore a motor for driving the same. It is an object of the present invention to provide an inverter control device equipped with various rotation cycle detection means that can be applied even when the current fluctuations in 1 are small.

【００１１】ちなみに、図２に、本発明が適用されるス
クロール型コンプレッサとローリングピストン型コンプ
レッサのガス圧縮トルク特性図を示し、図３にこれら両
コンプレッサを駆動するモータの電流波形を示す。Incidentally, FIG. 2 shows a gas compression torque characteristic diagram of a scroll type compressor and a rolling piston type compressor to which the present invention is applied, and FIG. 3 shows a current waveform of a motor for driving these compressors.

【００１２】図２は、沢井ほか「空調機用低圧型スクロ
ール圧縮機」National Technical Report Vol.35 No.6
Dec.1989,pp.80-81 の第２図より引用したものである。
ローリングピストン型の場合、クランク角度が０deg か
ら９０deg 程度のときにはガス圧縮トルクは殆ど必要と
せず、１８０deg から２７０deg の間では極めて大きい
トルクを必要とする。このような負荷に対して、誘導モ
ータを駆動すると、トルクを殆ど必要としない角度では
流れる電流が少なく、大きいトルクが必要な角度では流
れる電流も大きくなる。したがって、モータを流れる電
流は、図３に示すように、回転角度に応じて変動し、そ
の変動の周期は回転数に一致している。FIG. 2 shows Sawai et al., "Low Pressure Scroll Compressor for Air Conditioner", National Technical Report Vol.35 No.6.
This is taken from Figure 2 of Dec.1989, pp.80-81.
In the case of the rolling piston type, almost no gas compression torque is required when the crank angle is about 0 deg to 90 deg, and an extremely large torque is required between 180 deg and 270 deg. When the induction motor is driven under such a load, a small amount of current flows at an angle that hardly requires torque, and a large amount of current flows at an angle that requires a large torque. Therefore, the current flowing through the motor fluctuates according to the rotation angle, as shown in FIG. 3, and the cycle of the fluctuation matches the rotation speed.

【００１３】これに比べて、スクロール型の場合は、ガ
ス圧縮トルクの変動幅が平均値の１０％程度と小さく、
電流の変動幅も小さい。On the other hand, in the case of the scroll type, the fluctuation range of the gas compression torque is as small as about 10% of the average value,
The fluctuation range of the current is also small.

【００１４】[0014]

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の本発明のインバータ制御装置は、下記の構成を有する
ことにより特徴づけられる。The inverter control device of the present invention for solving the above problems is characterized by having the following configuration.

【００１５】第１の発明（第１項に記載）は、指令電圧
および指令周波数を可変できるインバータにより駆動さ
れる誘導モータの制御装置であって、前記モータに流れ
る電流を検出する電流検出手段と、その電流検出手段に
より検出された電流の変動成分を周波数弁別する弁別手
段と、その弁別手段により弁別された周波数に基づいて
前記モータのすべりを補償して目標値となる周波数に一
致すべく駆動周波数を制御する指令周波数制御手段と、
前記電流検出手段により検出された電流値が漸次少なく
なるように前記指令電圧を探索する最小化制御手段を含
む指令電圧制御手段を有している。A first invention (described in the first aspect) is a control device for an induction motor driven by an inverter capable of varying a command voltage and a command frequency, and a current detecting means for detecting a current flowing through the motor. , Discriminating means for discriminating a frequency variation component of the electric current detected by the electric current detecting means, and compensating for the slip of the motor on the basis of the frequency discriminated by the discriminating means, and driving so as to match the target frequency. Command frequency control means for controlling the frequency,
It has a command voltage control means including a minimization control means for searching the command voltage so that the current value detected by the current detection means gradually decreases.

【００１６】第２の発明（第１項および第３項に記載）
は、指令電圧および指令周波数を可変できるインバータ
により駆動される誘導モータの制御装置であって、前記
モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、その電
流検出手段により検出された電流の変動成分を低域通過
フィルタに通した後に周波数弁別する弁別手段と、その
弁別手段により弁別された周波数に基づいて前記モータ
のすべりを補償して目標値となる周波数に一致すべく駆
動周波数を制御する指令周波数制御手段と、前記電流検
出手段により検出された電流値が漸次少なくなるように
前記指令電圧を探索する最小化制御手段を含む指令電圧
制御手段を有している。Second invention (described in the first and third aspects)
Is a control device for an induction motor driven by an inverter capable of varying a command voltage and a command frequency, including a current detection means for detecting a current flowing through the motor, and a variation component of the current detected by the current detection means. Discriminating means for discriminating the frequency after passing through the low-pass filter, and command frequency for controlling the drive frequency so that the slip of the motor is compensated based on the frequency discriminated by the discriminating means so as to match the target frequency. It has a control means and a command voltage control means including a minimization control means for searching the command voltage so that the current value detected by the current detection means gradually decreases.

【００１７】この第２の発明において、前記低域通過フ
ィルタを通した後、増幅度が印加電圧に略反比例する増
幅器を経由した後に、周波数弁別することが好ましい。
また、その増幅器を経由した後、ディジタル情報に変換
されることが好ましい。In the second aspect of the present invention, it is preferable that the frequency discrimination is performed after passing through the low pass filter and after passing through an amplifier whose amplification degree is substantially inversely proportional to the applied voltage.
It is also preferable that the information is converted into digital information after passing through the amplifier.

【００１８】第３の発明（第１項および第６項に記載）
は、指令電圧および指令周波数を可変できるインバータ
により駆動される誘導モータの制御装置であって、前記
モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、その電
流検出手段により検出された電流の変動成分を低域通過
フィルタを通した後、２値化手段へ入力し、２値化手段
の出力結果の周期を周波数弁別する弁別手段と、その弁
別手段により弁別された周波数に基づいて前記モータの
すべりを補償して目標値となる周波数に一致すべく駆動
周波数を制御する指令周波数制御手段と、前記電流検出
手段により検出された電流値が漸次少なくなるように前
記指令電圧を探索する最小化制御手段を含む、指令電圧
制御手段を有している。Third invention (described in the first and sixth aspects)
Is a control device for an induction motor driven by an inverter capable of varying a command voltage and a command frequency, including a current detection means for detecting a current flowing through the motor, and a variation component of the current detected by the current detection means. After passing through the low-pass filter, it is inputted to the binarizing means and discriminates the frequency of the cycle of the output result of the binarizing means, and the slip of the motor based on the frequency discriminated by the discriminating means. Command frequency control means for controlling the drive frequency so as to match the frequency that is compensated and becomes the target value, and minimization control means for searching for the command voltage so that the current value detected by the current detection means gradually decreases. Including, there is a command voltage control means.

【００１９】第４の発明（第１項および第７項に記載）
は、指令電圧および指令周波数を可変できるインバータ
により駆動される誘導モータの制御装置であって、前記
モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、当該イ
ンバータの直流入力電流を検出する電流検出手段と、そ
の電流検出手段により検出された電流の変動成分を周波
数弁別する弁別手段と、その弁別手段により弁別された
周波数に基づいて前記モータのすべりを補償して目標値
となる周波数に一致すべく駆動周波数を制御する指令周
波数制御手段と、前記電流検出手段により検出された電
流値が漸次少なくなるように前記指令電圧を探索する最
小化制御手段を含む、指令電圧制御手段を有している。Fourth invention (described in the first and seventh aspects)
A control device for an induction motor driven by an inverter capable of varying a command voltage and a command frequency, the current detection means detecting a current flowing through the motor, and the current detection means detecting a DC input current of the inverter. , Discriminating means for discriminating a frequency variation component of the electric current detected by the electric current detecting means, and compensating for the slip of the motor on the basis of the frequency discriminated by the discriminating means, and driving so as to match the target frequency. It has a command frequency control means for controlling the frequency, and a command voltage control means including a minimization control means for searching the command voltage so that the current value detected by the current detecting means gradually decreases.

【００２０】上記した第１，第２，第３，または第４の
発明のいずれにおいても、弁別手段と、指令周波数制御
手段と最小化制御手段ならびに指令電圧制御手段がディ
ジタルコンピュータにより構成されていることが好まし
い。In any of the above-mentioned first, second, third and fourth inventions, the discrimination means, the command frequency control means, the minimization control means and the command voltage control means are constituted by a digital computer. It is preferable.

【００２１】また、上記した第１，第２，第３，または
第４の発明のいずれにおいても、指令電圧制御手段が周
波数電圧の基本特性を記憶するランダム・アクセス・メ
モリと、前記最小化制御手段と前記ランダム・アクセス
・メモリの出力電圧に、前記最小化制御手段の出力電圧
を加減算する演算手段を有する構成であることが好まし
い。Further, in any of the above-mentioned first, second, third, and fourth inventions, the command voltage control means stores a random access memory for storing the basic characteristic of the frequency voltage, and the minimization control. It is preferable to have a configuration including arithmetic means for adding / subtracting the output voltage of the minimization control means to the output voltage of the means and the random access memory.

【００２２】第５の発明（第１項、第９項、および第１
０項に記載）は、指令電圧および指令周波数を可変でき
るインバータにより駆動される誘導モータの制御装置で
あって、前記モータに流れる電流を検知する電流検出手
段と、その電流検出手段により検出された電流の変動成
分を周波数弁別する弁別手段と、その弁別手段により弁
別された周波数に基づいて前記モータのすべりを補償し
て目標値となる周波数に一致すべく駆動周波数を制御す
る指令周波数制御手段と、前記電流検出手段により検出
された電流値が漸次少なくなるように前記指令電圧を探
索する指令電圧制御手段を有し、この指令電圧制御手段
は、周波数−電圧の基本特性を記憶するランダム・アク
セス・メモリと、最小化制御手段と、ランダム・アクセ
ス・メモリの出力電圧に最小化制御手段の出力電圧を加
減算する演算手段を有し、かつ、前記ランダム・アクセ
ス・メモリに記憶されている基本特性を、運転中に得ら
れた実績を取り入れて自動的に修正するプログラム装置
を有している。Fifth invention (1st, 9th, and 1st aspects)
0) is a control device for an induction motor driven by an inverter capable of varying a command voltage and a command frequency, which is detected by a current detecting means for detecting a current flowing through the motor and the current detecting means. Discriminating means for discriminating the frequency fluctuation component of the current, and command frequency control means for compensating the slip of the motor based on the frequency discriminated by the discriminating means and controlling the drive frequency so as to match the target frequency. , A command voltage control means for searching the command voltage so that the current value detected by the current detection means becomes gradually smaller, and the command voltage control means stores random access to store basic characteristics of frequency-voltage. .Memory, minimization control means, and arithmetic means for adding / subtracting the output voltage of the minimization control means to the output voltage of the random access memory A, and the basic characteristics of the stored in the random access memory, and a program device to automatically correct incorporates proven obtained during operation.

【００２３】この第５の発明の指令電圧制御手段は、デ
ジタルコンピュータにより構成することが好ましい。The command voltage control means of the fifth aspect of the invention is preferably composed of a digital computer.

【００２４】[0024]

【作用】第１の発明では、圧縮機を駆動するときに生じ
る脈動的な負荷変動により、実際の回転数に対応した電
流の変動が生ずる。この電流の変動の周波数を弁別する
ことによりすべり周波数が測定でき、インバータの出力
電圧を調整することにより、すべり周波数の制御を行い
ながら電流最小化をはかることができる。In the first aspect of the present invention, the pulsating load fluctuation that occurs when the compressor is driven causes the fluctuation of the current corresponding to the actual rotation speed. The slip frequency can be measured by discriminating the frequency of this current fluctuation, and the current can be minimized while controlling the slip frequency by adjusting the output voltage of the inverter.

【００２５】第２の発明では、実回転に対応する周波数
成分は、駆動周波数よりも低いため、高い周波数の情報
を減衰させることにより、脈動的な負荷変動が小さい場
合でも、駆動周波数と実回転数成分とを分離することが
でき、第１の発明と同様にすべり周波数の制御を行いな
がら電流最小化をはかることができる。In the second aspect of the invention, the frequency component corresponding to the actual rotation is lower than the drive frequency. Therefore, by attenuating the information of the high frequency, the drive frequency and the actual rotation are reduced even if the pulsating load fluctuation is small. It is possible to separate several components, and the current can be minimized while controlling the slip frequency as in the first aspect of the invention.

【００２６】第３の発明では、検出電流を２値化するこ
とにより、電流に含まれている実回転数に関連する情報
は２値情報の周期の変動となり、周期の変動を周波数弁
別することにより、脈動的な負荷変動が小さい場合で
も、駆動周波数の情報と実回転数成分とを分離すること
ができ、第１の発明と同様にすべり周波数の制御を行い
ながら、電流最小化をはかることができる。In the third invention, by binarizing the detected current, the information relating to the actual rotational speed contained in the current becomes the fluctuation of the cycle of the binary information, and the frequency fluctuation is discriminated. Thus, even when the pulsating load fluctuation is small, the drive frequency information and the actual rotation speed component can be separated, and the current can be minimized while controlling the slip frequency as in the first invention. You can

【００２７】第４の発明では、インバータの直流部分に
も、モータの脈動的な負荷変動の影響が同じ周波数成分
で現れ、インバータの直流部分の電流を検出して、電流
最小化制御を行うことにより、直流負荷の場合は電流を
最小にすることが電力を最小にすることになる。In the fourth invention, the influence of the pulsating load fluctuation of the motor appears in the same frequency component in the DC portion of the inverter, and the current in the DC portion of the inverter is detected to perform the current minimization control. Thus, in the case of a DC load, minimizing the current will minimize the power.

【００２８】第５の発明では、冷凍サイクル制御手段か
らの運転指令が一部分の周波数しかなかった場合でも、
あらかじめ、標準的な条件における周波数−電圧特性を
記憶しておき、一部分の実際の指令周波数から最小化制
御を行った結果から全体特性を内挿修正することができ
るので、一部の運転から、全範囲の高効率化のための状
況を略予測することができる。In the fifth aspect of the invention, even when the operation command from the refrigeration cycle control means has only a partial frequency,
In advance, the frequency-voltage characteristics under standard conditions are stored, and the overall characteristics can be interpolated and corrected from the result of performing the minimization control from a part of the actual command frequency, so from some operations, The situation for high efficiency in the entire range can be roughly predicted.

【００２９】[0029]

【実施例】図４は、第一の発明の実施例の機能的構成を
示すブロック図である。冷房／暖房を行う空気調和装置
において、冷媒を圧縮液化するためのコンプレッサを駆
動する誘導モータ１の駆動電力系は、交流電源６をダイ
オードブリッジ５および平滑コンデンサ４により構成さ
れる整流回路で一旦直流に変換した後、三相ＰＷＭイン
バータ回路２で三相の交流に変換して、モータ１を任意
の回転数で駆動する。三相ＰＷＭインバータ回路２はＩ
ＧＢＴ（Insnlated Gate BipolarTransistor ）により
構成されるトランジスタ型インバータであって、指令電
圧Ｖ1 と指令周波数ｆ1 を可変してモータ１に供給する
駆動電圧と駆動周波数を制御することができる。FIG. 4 is a block diagram showing the functional structure of an embodiment of the first invention. In an air conditioner that performs cooling / heating, a drive power system of an induction motor 1 that drives a compressor for compressing and liquefying a refrigerant uses a rectifier circuit that includes an AC power source 6 and a diode bridge 5 and a smoothing capacitor 4 to temporarily convert the DC power. Then, the three-phase PWM inverter circuit 2 converts the three-phase AC into three-phase AC and drives the motor 1 at an arbitrary rotation speed. The three-phase PWM inverter circuit 2 is I
It is a transistor type inverter configured by a GBT (Insnlated Gate BipolarTransistor), and can control the drive voltage and drive frequency supplied to the motor 1 by varying the command voltage V1 and the command frequency f1.

【００３０】このインバータ２を制御する制御系は、目
標値となる周波数ｆref と電流センサ３が入力され、上
記した指令電圧Ｖ1 と指令周波数ｆ1 を出力する。これ
を説明すると、三相誘導モータ１の一つの駆動線１ｗに
設けられた電流センサ３の検出情報は、Ａ／Ｄ変換器１
４を経由して、周波数弁別器１５に入力され、この周波
数弁別器１５は回転数に応じた周波数成分を抽出し、こ
の情報はすべり周波数制御手段７に入力されるととも
に、電流最小化制御手段１１に入力される。すべり周波
数制御手段７では、目標となる周波数ｆref と等しくな
るように補正する周波数値が算出され、加算手段８を経
て、三相ＰＷＭインバータ回路２に送られる。The control system for controlling the inverter 2 receives the frequency fref as a target value and the current sensor 3 and outputs the above-mentioned command voltage V1 and command frequency f1. To explain this, the detection information of the current sensor 3 provided on one drive line 1w of the three-phase induction motor 1 is obtained by the A / D converter 1
4 is input to the frequency discriminator 15, and the frequency discriminator 15 extracts a frequency component corresponding to the rotation speed. This information is input to the slip frequency control means 7 and the current minimization control means. 11 is input. The slip frequency control means 7 calculates a frequency value to be corrected so as to be equal to the target frequency fref, and sends it to the three-phase PWM inverter circuit 2 via the addition means 8.

【００３１】一方、電流最小化制御手段１１では、実際
の回転数が一定になるよう監視しながら、電流センサ３
の電流量が最小となるように、モータ１への印加電圧Ｖ
1 を調整する。電流最小化制御手段１１の動作は後述す
る。すなわち、印加電圧の調整値を加算手段１０に出力
し、基本的な周波数−電圧特性を記憶している記憶手段
９の出力結果と加算し、加算結果を印加電圧指令として
三相ＰＷＭインバータ回路２へ送る。これにより、モー
タ１の回転数を目標値ｆref に保ったまま、モータ１の
電流を最小化する制御が実現する。On the other hand, in the current minimization control means 11, the current sensor 3 is monitored while the actual rotation speed is kept constant.
Applied voltage V to the motor 1 so that the current amount of
Adjust 1. The operation of the current minimization control means 11 will be described later. That is, the adjustment value of the applied voltage is output to the addition means 10 and added to the output result of the storage means 9 that stores the basic frequency-voltage characteristics, and the addition result is used as the applied voltage command to generate the three-phase PWM inverter circuit 2. Send to. As a result, the control for minimizing the current of the motor 1 is realized while keeping the rotation speed of the motor 1 at the target value fref.

【００３２】図５は、周波数弁別器１５の具体構成例を
示したブロック図である。周波数弁別器１５の入力情報
は、複数の帯域通過フィルタ６１、６２、‥‥６３にそ
れぞれ入力される。帯域通過フィルタ６１、６２、‥‥
６３の中心周波数はそれぞれ異なるものである。各帯域
通過フィルタ６１、６２、‥‥６３の出力はそれぞれ振
幅検出手段７１、７２、‥‥７３に入力され、その振幅
値の情報を得る。振幅検出手段７１、７２、‥‥７３の
出力は最大値判定手段８０に入力されて、どの帯域通過
フィルタの出力が最大であるかを判定し、その結果を周
波数弁別手段１５の出力情報として出力する。FIG. 5 is a block diagram showing a specific example of the configuration of the frequency discriminator 15. The input information of the frequency discriminator 15 is input to the plurality of band pass filters 61, 62 ,. Band pass filters 61, 62, ...
The center frequencies of 63 are different from each other. The output of each band-pass filter 61, 62, ... 63 is input to the amplitude detecting means 71, 72, ... 73, respectively, and the information of the amplitude value is obtained. The outputs of the amplitude detecting means 71, 72, ... 73 are input to the maximum value determining means 80 to determine which band pass filter has the maximum output, and output the result as the output information of the frequency discriminating means 15. To do.

【００３３】なお、図５では、複数の帯域通過フィルタ
による構成を示したが、帯域通過フィルタをディジタル
信号処理技術より時分割にて実現することも可能であ
り、最大値判定手段はソフトウェアにより容易に実現で
きる。この装置を用いて、ローリングピストン型のコン
プレッサを駆動する場合、モータ１を流れる電流は、図
３に示すように回転角度に応じて大きく変動し、その基
本波の周期は回転周期に一致している。Although FIG. 5 shows the configuration using a plurality of band pass filters, the band pass filter can be realized by time division using digital signal processing technology, and the maximum value determining means can be easily implemented by software. Can be realized. When a rolling piston type compressor is driven by using this device, the electric current flowing through the motor 1 largely fluctuates according to the rotation angle as shown in FIG. 3, and the period of the fundamental wave thereof coincides with the rotation period. There is.

【００３４】図６はこのときの駆動周波数ｆ1 と実際の
回転周波数ｆ′との関連を示す周波数図である。ｎはモ
ータの極数であり、モータは完全に無負荷であれば、ｆ
1 ／ｎの回転周波数でまわる。実際のモータには負荷が
あり、少し低い周波数ｆ′で回転する。モータを流れる
電流は、ｆ1 の周波数の成分とｆ′の周波数成分の信号
になる。この２つの成分は、ｎ＞１であれば明らかに異
なる周波数であるので、容易に分離することができる。
なお、一般のモータではｎ＝２やｎ＝４が採用されるこ
とが多い。図２０の（ａ）はモータ電流波形の一例であ
り、駆動周波数ｆ1 で駆動され極数ｎが２であり、駆動
周波数ｆ1 の基本周期に加えて回転周波数ｆ′の成分の
見られることがわかる。FIG. 6 is a frequency diagram showing the relationship between the driving frequency f1 and the actual rotation frequency f'at this time. n is the number of poles of the motor, and if the motor is completely unloaded, f
Rotate at a rotation frequency of 1 / n. The actual motor has a load and rotates at a slightly lower frequency f '. The current flowing through the motor becomes a signal having a frequency component of f1 and a frequency component of f '. If n> 1, these two components have distinctly different frequencies and can be easily separated.
In general motors, n = 2 and n = 4 are often adopted. FIG. 20 (a) is an example of the motor current waveform. It can be seen that the number of poles n is 2 driven at the drive frequency f1 and the component of the rotation frequency f'is seen in addition to the basic period of the drive frequency f1. .

【００３５】上記した、すべり周波数制御手段７および
加算手段８が指令周波数制御手段を構成している。ま
た、基本的な周波数−電圧特性記憶手段９、加減算手段
１０、および電流最小化制御手段１１が指令電圧制御手
段を構成している。この指令周波数制御手段、指令電圧
制御手段、前記した周波数弁別手段１５、およびインバ
ータ回路２のうちトランジスタ制御回路部分を、マイク
ロコンピュータにより構成することができる。The above-mentioned slip frequency control means 7 and addition means 8 constitute command frequency control means. Further, the basic frequency-voltage characteristic storage means 9, the addition / subtraction means 10, and the current minimization control means 11 constitute command voltage control means. The command frequency control means, the command voltage control means, the frequency discriminating means 15 and the transistor control circuit portion of the inverter circuit 2 can be configured by a microcomputer.

【００３６】図１５に、本発明に実施されるマイクロコ
ンピュータの構成を示す。算術および論理演算を行う中
央処理ユニット（ＣＰＵ）３０１、ＣＰＵを制御するた
めの命令やデータを記憶している読み出し専用メモリ
（ＲＯＭ）３０２、演算結果などを記憶する読み書きメ
モリ（ＲＡＭ）３０３、外部パルスの周期測定や一定間
隔ごとにＣＰＵに割り込み処理を要求することができる
タイマユニット３０４、外部のアナログ信号を入力する
ためのＡ／Ｄ変換器３０５、三相ＰＷＭインバータ制御
ユニット３０６、およびこれらを時分割で接続するため
のデータバス３０７により構成されている。三相ＰＷＭ
インバータ制御ユニットはインバータの電力スイッチン
グ制御素子であるパワートランジスタあるいはＩＧＢＴ
などのスイッチング制御するタイミングパルス（図１５
では、Ｕ、Ｖ、Ｗおよびその反転出力）を発生するもの
である。マイクロコンピュータのＣＰＵ３０１、ＲＯＭ
３０２、ＲＡＭ３０３だけによる通常の演算処理で、で
きない部分と本発明の実施例との関連を説明すると、図
４のＡ／Ｄ変換器１４は図１５のＡ／Ｄ変換器３０５に
対応し、図４の周波数弁別手段１５は、タイマユニット
３０４から一定周期毎の割り込みにより帯域通過フィル
タをディジタル信号処理技術により構成することにより
実現できる。FIG. 15 shows the configuration of the microcomputer implemented in the present invention. A central processing unit (CPU) 301 that performs arithmetic and logical operations, a read-only memory (ROM) 302 that stores instructions and data for controlling the CPU, a read / write memory (RAM) 303 that stores calculation results, and the like. A timer unit 304 capable of requesting interrupt processing to the CPU at a pulse period measurement or at regular intervals, an A / D converter 305 for inputting an external analog signal, a three-phase PWM inverter control unit 306, and these It is composed of a data bus 307 for time-division connection. Three-phase PWM
The inverter control unit is a power transistor or IGBT which is a power switching control element of the inverter.
Timing pulse for switching control such as
, U, V, W and their inverted outputs) are generated. CPU301, ROM of microcomputer
Explaining the relation between the portion which cannot be performed by the normal arithmetic processing only by 302 and the RAM 303 and the embodiment of the present invention, the A / D converter 14 of FIG. 4 corresponds to the A / D converter 305 of FIG. The frequency discriminating means 15 of No. 4 can be realized by configuring the bandpass filter by a digital signal processing technique by interruption from the timer unit 304 at regular intervals.

【００３７】図１６は電流最小化制御手段１１の動作原
理を示す制御フローチャートである。図１６において、
指令周波数ｆref の変化してないとき、電流最小化制御
がスタートするものとする。電流最小化制御は、まず、
処理２０１において前回の出力電圧ＶOLD から微小電圧
△Ｖを減じた電圧をインバータの出力電圧として出力す
る。処理２０２においてこの出力電圧によるすべり周波
数補償制御が安定する時間を待つ。すべり補償制御が安
定したかどうかの判断は、指令周波数ｆref と周波数弁
別手段１５の出力周波数が一致したかどうかで判断でき
る。FIG. 16 is a control flow chart showing the operating principle of the current minimization control means 11. In FIG.
It is assumed that the current minimization control starts when the command frequency fref has not changed. First, the current minimization control
In process 201, a voltage obtained by subtracting the minute voltage ΔV from the previous output voltage VOLD is output as the output voltage of the inverter. In step 202, the time for stabilizing the slip frequency compensation control by the output voltage is waited. Whether or not the slip compensation control is stable can be determined by whether or not the command frequency fref and the output frequency of the frequency discriminating means 15 match.

【００３８】あるいはあらかじめすべり補償制御が安定
するまでの時間を実験的に求めておき、求めた時間より
少し長い期間時間待ちをすることでも可能である。すべ
り周波数補償制御が安定したら、処理２０３においてモ
ータ１に供給している電流ｉを読み込む。Alternatively, it is also possible to experimentally obtain the time until the slip compensation control stabilizes and wait for a period slightly longer than the obtained time. When the slip frequency compensation control becomes stable, the current i supplied to the motor 1 is read in step 203.

【００３９】次に判断２０４において今回の電流ｉと前
回の電流ｉOLD との大きさを比較し、今回の電流ｉが小
さければ、処理２０６へ直接進み、大きければ、処理２
０５において微小電圧△Ｖの極性を反転させてから処理
２０６へと進む。処理２０６では、今回の電圧Ｖと電流
ｉを前回の値として転送して次回に備える。処理２０６
を終えると再び処理２０１へと進む。このような処理を
行うことにより、微小電圧△Ｖに相当する電流変動を残
すだけの最も少い電流でモータ１を駆動することができ
る。また、この手法により到達した最小電流に対応する
電圧をその周波数における最適値として記憶しておくこ
とにより、指令周波数ｆref が一旦ちがう周波数を経由
した後にも、直ちにその周波数における最適な電圧に到
達することができる。なお、電流最小化制御手段１１で
用いる電流情報は、交流であるため、実効値あるいは、
最大値などを用いる。Next, in decision 204, the current i and the previous current iOLD are compared in magnitude, and if the current i is small, the process directly proceeds to step 206, and if it is large, the process 2 is performed.
In 05, the polarity of the minute voltage ΔV is inverted, and then the process 206 is performed. In step 206, the current voltage V and current i are transferred as the previous values to prepare for the next time. Process 206
When is finished, the process proceeds to the process 201 again. By performing such processing, the motor 1 can be driven with the minimum current that leaves only the current fluctuation corresponding to the minute voltage ΔV. Further, by storing the voltage corresponding to the minimum current reached by this method as the optimum value at that frequency, the optimum frequency at that frequency is immediately reached even after the command frequency fref has passed through a different frequency. be able to. Since the current information used by the current minimization control means 11 is an alternating current, the effective value or
Use the maximum value.

【００４０】図７は、第２の発明の実施例の機能的構成
を示すブロック図である。この実施例が図４のものと異
なる点は、低域通過フィルタ１２と振幅調整手段１３が
電流センサ３と周波数弁別手段１５の間に設けられてい
ることである。この実施例は、電流変動の少いスクロー
ル型コンプレッサを用いた空調装置にも適用することが
できる。FIG. 7 is a block diagram showing the functional structure of the embodiment of the second invention. This embodiment differs from that of FIG. 4 in that a low-pass filter 12 and an amplitude adjusting means 13 are provided between the current sensor 3 and the frequency discriminating means 15. This embodiment can also be applied to an air conditioner using a scroll type compressor with a small current fluctuation.

【００４１】電流センサ３の検出波形は図２０の（ａ）
のように、駆動周波数成分ｆ1 および回転周波数成分
ｆ′の混在である。図において回転周波数成分はローリ
ングピストン型コンプレッサに比べて、あまり大きくな
いが、以降の理解を容易にするため若干誇張している。
検出された電流は低域通過フィルタ１２に入力される。
低域通過フィルタ１２は、インバータ回路２のキャリア
信号成分はもとより、モータ駆動周波数成分であるｆ1
の成分も減衰させる。図２０の（ｂ）は低域通過フィル
タ１２通過後の信号波形である。低域通過フィルタ１２
通過により相対的に周波数の高い駆動周波数ｆ1 の成分
が減少している。低域通過フィルタ１２の出力結果は振
幅調整手段１３に送られ、基本周波数−電圧記憶手段９
の出力により振幅調整される。振幅調整手段１３の出力
は、ある程度の振幅が確保され、Ａ／Ｄ変換器１４を経
由して、周波数弁別手段１５に入力され、実際の回転周
波数の検出が行われる。図７における、その他の動作原
理は図４の場合と同じであるので説明を省略する。The detected waveform of the current sensor 3 is shown in FIG.
As described above, the driving frequency component f1 and the rotation frequency component f'are mixed. In the figure, the rotation frequency component is not so large as compared with the rolling piston type compressor, but is exaggerated slightly to facilitate the subsequent understanding.
The detected current is input to the low pass filter 12.
The low-pass filter 12 includes the carrier signal component of the inverter circuit 2 and f1 which is the motor driving frequency component.
The component of is also attenuated. FIG. 20B shows a signal waveform after passing through the low-pass filter 12. Low pass filter 12
Due to the passage, the component of the driving frequency f1 having a relatively high frequency is reduced. The output result of the low-pass filter 12 is sent to the amplitude adjusting means 13, and the basic frequency-voltage storing means 9 is provided.
The amplitude is adjusted by the output of. The output of the amplitude adjusting means 13 has a certain amplitude, and is input to the frequency discriminating means 15 via the A / D converter 14 to detect the actual rotation frequency. Other operating principles in FIG. 7 are the same as those in FIG. 4, and therefore description thereof will be omitted.

【００４２】図８は図７における検出電流の周波数およ
び低域通過フィルタとの関連を示す図である。電流セン
サ３の出力では、駆動周波数成分のｆ1 、実際の回転に
よる成分ｆ′とが、それぞれａ、ｂの大きさで得られて
おり、ａに比べてｂの大きさは小さい。しかしながら低
域通過フィルタ１２を通すことにより、駆動周波数成分
ｆ1 の大きさはａからａ′に減衰し、また、ｆ1 の減衰
量に比べて、ｆ′の減衰量は小さいので、２つの信号成
分の大きさは大差が無くなり２つの成分を含む信号の大
きさを調整することにより、簡単な周波数弁別手段によ
り検出することができるようになる。FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the frequency of the detected current and the low pass filter in FIG. In the output of the current sensor 3, the driving frequency component f1 and the actual rotation component f'are obtained in the sizes of a and b, respectively, and the size of b is smaller than that of a. However, by passing through the low-pass filter 12, the magnitude of the driving frequency component f1 is attenuated from a to a ', and the attenuation amount of f'is smaller than the attenuation amount of f1. There is no great difference in the magnitudes of the two, and by adjusting the magnitudes of the signals containing the two components, it becomes possible to detect them by a simple frequency discriminating means.

【００４３】図９は、第３の発明の実施例の機能的構成
を示すブロック図である。この実施例が図４のものと異
なる点は、低域通過フィルタ１２、２値化手段２１、お
よび反転周期計測手段２２が、電流センサ３と周波数弁
別手段２３の間に設けられていることである。FIG. 9 is a block diagram showing the functional configuration of the third embodiment of the invention. This embodiment differs from that of FIG. 4 in that the low-pass filter 12, the binarizing means 21, and the inversion period measuring means 22 are provided between the current sensor 3 and the frequency discriminating means 23. is there.

【００４４】電流センサ３により検出されたモータ１の
電流波形は低域通過フィルタ１２に送られ、モータ駆動
周波数成分が相対的に減衰させられる。低域通過フィル
タ１２を通過した電流情報は２値化手段２１に送られ
る。２値化手段２１は極めて増幅度の高い増幅器などに
より実現できる。２値化手段２１を経由した電流情報
は、反転周期計測手段２２に送られる。The current waveform of the motor 1 detected by the current sensor 3 is sent to the low pass filter 12, and the motor drive frequency component is relatively attenuated. The current information that has passed through the low pass filter 12 is sent to the binarizing means 21. The binarizing means 21 can be realized by an amplifier having an extremely high amplification degree. The current information passed through the binarizing means 21 is sent to the inversion period measuring means 22.

【００４５】反転周期計測手段２２では、２値化された
情報の反転周期を計測する。反転周期が一定であれば、
計測結果は一定値になり、反転周期が変動しておれば、
計測結果にその変動が現れる。The inversion period measuring means 22 measures the inversion period of binarized information. If the inversion period is constant,
The measurement result will be a constant value, and if the reversal period fluctuates,
The fluctuation appears in the measurement result.

【００４６】図２１は動作原理を示す波形図である。図
２１（ａ）において２値化するしきい値を立ち上がりお
よび立ち下がりで一定のヒステリシス幅を与えるものと
すると、振幅の大きいときには変化までの遅れが少なく
なり、振幅が小さいときには変化までの遅れが大きくな
る。この様子を図２１（ｂ）に示す。図２１（ｂ）にお
いて反転周期Ｔ1 、Ｔ2 、Ｔ3 ‥‥を計測していくと、
反転周期の変化は、回転周波数ｆ′になっている。反転
周期計測手段２２の出力は周波数弁別手段２３に送ら
れ、その変動周波数を弁別する。弁別された周波数情報
は実際の回転数を反映している。FIG. 21 is a waveform diagram showing the operating principle. In FIG. 21A, assuming that the threshold value for binarization has a constant hysteresis width at the rising and falling edges, the delay until the change becomes small when the amplitude is large, and the delay until the change becomes small when the amplitude is small. growing. This state is shown in FIG. In FIG. 21B, when the inversion periods T1, T2, T3, ... Are measured,
The change of the inversion period is the rotation frequency f '. The output of the inversion period measuring means 22 is sent to the frequency discriminating means 23 to discriminate the fluctuating frequency thereof. The discriminated frequency information reflects the actual number of revolutions.

【００４７】図１０は第４の発明の実施例の機能的構成
を示すブロック図である。この実施例が図７のものと異
なる点は、電流センサをインバータ回路の出力側に設け
ず入力側に設けたことである。すなわち、インバータ２
の入力回路に電流検出用小抵抗１６が挿入され、その端
子電圧が絶縁型増幅器１７に入力されて、その出力が低
域通過フィルタ１２および電流最小化制御手段１１に導
入されている。FIG. 10 is a block diagram showing the functional structure of the embodiment of the fourth invention. The difference of this embodiment from that of FIG. 7 is that the current sensor is provided not on the output side of the inverter circuit but on the input side. That is, the inverter 2
A small resistor 16 for current detection is inserted in the input circuit of, the terminal voltage is input to the isolation amplifier 17, and its output is introduced to the low pass filter 12 and the current minimization control means 11.

【００４８】以下、この実施例の特徴的作用を説明す
る。図１１はモータ１を流れる電流を示したものであ
り、互いに１／３πずつ位相のずれた３つの電流Ｕ、
Ｖ、Ｗにより構成される、いわゆる三相交流波形になっ
ている。ところが、抵抗１６を流れる電流は、三相ＰＷ
Ｍインバータ２で交流に変換されてモータ１を流れる三
相電流の最大値の絶対値になっている。この様子を図１
２に示している。図１２において、時間が位相角で０か
ら１／３πの区間は、絶対値でみるとＶ相の電流が最大
であり、Ｕ相とＷ相は逆の符号になっているので、Ｖ相
にすべての電流が吸い込まれていることになる。このＶ
相の電流は直流部分から流されているので、図１２にお
いて直流部分の電流は０から１／３πの区間は−Ｖとな
る。同様に１／３πから２／３πの区間はＵ相、２／３
πからπの区間は−Ｗ、πから３／４πの区間はＶ、４
／３πから５／３πの区間は−Ｕ、５／３πから２πの
区間はＷ相になる。以上の結果をまとめると図１３に示
す波形図になる。The characteristic operation of this embodiment will be described below. FIG. 11 shows the currents flowing through the motor 1. Three currents U, which are out of phase with each other by 1 / 3π,
It has a so-called three-phase AC waveform composed of V and W. However, the current flowing through the resistor 16 is the three-phase PW.
The absolute value of the maximum value of the three-phase current that is converted into alternating current by the M inverter 2 and flows through the motor 1 is obtained. This situation is shown in Figure 1.
2 shows. In FIG. 12, in the interval from 0 to 1 / 3π in the phase angle, the current of the V phase is the largest in terms of absolute value, and the U phase and the W phase have opposite signs, so the V phase is changed to the V phase. This means that all the current is being drawn in. This V
Since the phase current is supplied from the DC part, the DC part current in FIG. 12 is -V in the interval from 0 to 1 / 3π. Similarly, the section from 1 / 3π to 2 / 3π is the U phase, 2/3
The interval from π to π is -W, the interval from π to 3 / 4π is V, 4
The section from / 3π to 5 / 3π is -U, and the section from 5 / 3π to 2π is the W phase. The above results are summarized in the waveform diagram shown in FIG.

【００４９】すなわち、もとの駆動周波数の６倍の周期
の脈流波形になっている。振幅は駆動周波数の振幅に対
して、0.066987（＝０．５−sqrt（３）／４）に減衰し
ている。また、この脈流波形の基本周波数の振幅はさら
に少なく、駆動周波数の振幅に対して、0.005456（＝６
／３５π）になっている。一方、圧縮機のトルク変動に
よる電流運動は、直流部分ですべてまかなっていると考
えられ、その周波数および大きさは変化しないと考えら
れる。That is, the pulsating flow waveform has a cycle six times the original drive frequency. The amplitude is attenuated to 0.066987 (= 0.5-sqrt (3) / 4) with respect to the amplitude of the driving frequency. Also, the amplitude of the fundamental frequency of this pulsating flow waveform is even smaller, and 0.005456 (= 6
/ 35π). On the other hand, it is considered that the current movement due to the torque fluctuation of the compressor is entirely covered by the DC portion, and the frequency and magnitude thereof are not changed.

【００５０】図２２は、直流部分の電流波形図である。
駆動周波数ｆ1 の１／６の周期の小さい脈流信号が回転
周波数１／ｆ′の周期でうねっている状態である。コン
プレッサがローリングピストン型であればうねりが大き
く、スクロール型であればうねりは相対的に小さくな
る。以上の関係を周波数軸上で示したものが、図１４の
パワースペクトラム図である。図１４では、駆動周波数
ｆ1 に対して、直流部分で検出した場合の周波数は６・
ｆ1 になり、かつその振幅ｃは交流部分の振幅ａに対し
て約１８分の１に減衰している。一方、脈動トルクによ
る電流変動の成分ｆ′は同じ周波数でおよび同じ振幅ｂ
のままであり、２つの信号の周波数が離れ、かつ脈動ト
ルクによる電流変動成分が相対的に大きくなっているこ
とがわかる。FIG. 22 is a current waveform diagram of the DC portion.
This is a state in which a pulsating flow signal having a small cycle of 1/6 of the driving frequency f1 swells at a cycle of the rotation frequency 1 / f '. If the compressor is a rolling piston type, the waviness is large, and if the compressor is a scroll type, the waviness is relatively small. The above-described relationship on the frequency axis is the power spectrum diagram of FIG. In FIG. 14, the drive frequency f1 is 6 when the frequency is detected in the DC portion.
It becomes f1 and its amplitude c is attenuated to about 1/18 of the amplitude a of the AC portion. On the other hand, the component f'of the current fluctuation due to the pulsating torque has the same frequency and the same amplitude b.
It can be seen that the frequencies of the two signals are apart from each other and the current fluctuation component due to the pulsating torque is relatively large.

【００５１】このため、低域通過フィルタ１２による駆
動周波数成分の減衰量は２次フィルタを使った場合で３
６倍、最も簡単な１次フィルタを使った場合で６倍にな
り、後続のＡ／Ｄ変換器１４の精度も比較的低いものが
使用可能になる。また、一般のインバータ回路では、電
子回路を直接制御するトランジスタなどの素子を保護す
るために保護抵抗を挿入する場合が多く、この実施例の
抵抗１６は保護抵抗を兼用することが可能であり、部分
点数の増加を伴わずに実現できる。Therefore, the attenuation amount of the driving frequency component by the low pass filter 12 is 3 when the secondary filter is used.
It is 6 times, 6 times when the simplest primary filter is used, and it is possible to use a subsequent A / D converter 14 with relatively low accuracy. Further, in a general inverter circuit, a protection resistor is often inserted in order to protect an element such as a transistor that directly controls an electronic circuit, and the resistor 16 of this embodiment can also serve as a protection resistor. It can be realized without increasing the number of partial points.

【００５２】なお、図１０の実施例では、直流部分に抵
抗を挿入して、電流を計測する方法で説明したが、計測
する手段としては抵抗である必要はなく、図７などで説
明した電流センサ３を用いることも可能であることはい
うまでもない。In the embodiment of FIG. 10, the method of measuring the current by inserting a resistance in the direct current portion has been described. However, the means for measuring is not necessarily a resistance, and the current described in FIG. It goes without saying that it is possible to use the sensor 3.

【００５３】次に、第５の発明について説明する。この
発明は、指令電圧制御手段の周波数−電圧の基本特性を
記憶するランダム・アクセス・メモリ９に関するもので
あって、前記した第１ないし第４の発明のいずれにも実
施することができる。Next, the fifth invention will be described. The present invention relates to a random access memory 9 for storing the basic frequency-voltage characteristics of the command voltage control means, and can be implemented in any of the first to fourth inventions described above.

【００５４】図１７はランダム・アクセス・メモリ９に
記憶されている周波数−電圧特性を例示している。空気
調和装置を運転するまでは、標準的な条件をもとに設定
された基本Ｖ／Ｆ特性として制御装置内部に、（ｆ10、
Ｖ10）（ｆ20、Ｖ20）（ｆ30、Ｖ30）（ｆ40、Ｖ40）の
点を結ぶ破線の特性が記憶されているものとする。ある
設置条件のもとで運転が開始されると、例えば図１６に
示した最小化制御機能が作動し、その結果、ある周波数
指令ｆref に対して電流あるいは電力最小となる駆動電
圧が決定する。FIG. 17 exemplifies the frequency-voltage characteristics stored in the random access memory 9. Until the air conditioner is operated, the basic V / F characteristics set under standard conditions are stored inside the control device (f10,
It is assumed that the characteristic of the broken line connecting the points of V10) (f20, V20) (f30, V30) (f40, V40) is stored. When the operation is started under a certain installation condition, for example, the minimization control function shown in FIG. 16 operates, and as a result, the drive voltage that minimizes the current or the power is determined for a certain frequency command fref.

【００５５】例えば図１７において、運転周波数ｆ10で
運転して最小の電流あるいは電力となる駆動電圧がＶ11
となった場合、基本Ｖ／Ｆ特性を点（ｆ10、Ｖ11）を通
るように修正される。このようにして、運転周波数の種
類が増えて行くにしたがい、最適な周波数−電圧特性に
近づいていく。ところが、一般的に周波数−電圧特性
は、周波数と電圧がほぼ単調関係で対応しているので、
いくつかの点で最適な値が得られれば、その間の値もほ
ぼ最適な値になっていると十分考えられる。しかも初期
値でも標準的な負荷状況を考慮したＶ／Ｆ特性を準備し
ておけば、いちばん最初に運転する場合にも、わずかに
効率が低下するだけであり、運転時間を考慮すれば不都
合なことを生ずることもない。For example, in FIG. 17, the drive voltage that produces the minimum current or power when operating at the operating frequency f10 is V11.
In this case, the basic V / F characteristic is corrected so as to pass the point (f10, V11). In this way, the optimum frequency-voltage characteristics are approached as the types of operating frequencies increase. However, in general, the frequency-voltage characteristics correspond to the frequency and the voltage in a nearly monotonic relationship.
If the optimum values are obtained at some points, it is considered highly possible that the values in between are also the optimum values. Moreover, even if the V / F characteristic is prepared in consideration of the standard load condition even in the initial value, the efficiency is slightly lowered even when the vehicle is driven for the first time, which is inconvenient when the operating time is taken into consideration. It does not happen.

【００５６】図１８は図１７の動作を実現するための制
御プログラムのフローチャートである。このプログラム
は図１５に示したマイクロコンピュータにより実施され
る。周波数指令ｆref が変化したとき、そのときの電圧
Ｖの初期値を求めるものである。まず処理２１０におい
て周波数指令ｆref を入力する。FIG. 18 is a flow chart of a control program for realizing the operation of FIG. This program is executed by the microcomputer shown in FIG. When the frequency command fref changes, the initial value of the voltage V at that time is obtained. First, in process 210, the frequency command fref is input.

【００５７】次に判断２１１においてこの周波数指令ｆ
ref に対する電圧Ｖの初期値が既知がどうかを調べ、既
知であれば処理２１６へ進み、既知の値をテーブルより
読み出してその処理を終了し、既知でなければ判断２１
２へ進む。判断２１２では周波数指令ｆref よりも大き
い周波数で既知のものを探し、そのなかで最も小さい周
波数ｆｉのときの電圧Ｖｉを求める。該当の既知周波数
−電圧関係が無いときには処理２１４へ進み、予め標準
的な負荷に対して求めたＶ／Ｆ特性の基準値を採用して
初期値設定演算を終了し、そうでなければ判断２１３へ
進む。判断２１３では、周波数指令ｆref よりも小さい
周波数で既知のものを探し、そのなかで最も大きい周波
数ｆｊのときの電圧Ｖｊ求める。Next, in decision 211, this frequency command f
It is checked whether the initial value of the voltage V with respect to ref is known. If it is known, the process proceeds to step 216, the known value is read from the table and the process ends, and if it is not known, the determination 21
Proceed to 2. In the judgment 212, a known one with a frequency higher than the frequency command fref is searched, and the voltage Vi at the smallest frequency fi among them is calculated. If there is no corresponding known frequency-voltage relationship, the process proceeds to step 214, the reference value of the V / F characteristic obtained in advance for the standard load is adopted, and the initial value setting calculation is ended. Go to. In the determination 213, a known one with a frequency lower than the frequency command fref is searched for, and the voltage Vj at the highest frequency fj is obtained.

【００５８】該当の既知周波数−電圧関係が無いときに
は処理２１４へ進み、予め標準的な負荷に対して求めた
Ｖ／Ｆ特性の基準値を採用して初期値設定演算を終了
し、そうでなければ処理２１５へ進む。処理２１５で
は、（ｆｉ、Ｖｉ）および（ｆｊ、Ｖｊ）の２つの周波
数−電圧関係および現在の周波数指令ｆref から、ｆre
fに対応する電圧Ｖを内分関係にもとづき以下の式で算
出する。処理２１５で求めた電圧Ｖにより近傍の周波数
が既知の場合の初期値が算出でき、初期値設定演算が終
了する。When there is no corresponding known frequency-voltage relationship, the process proceeds to step 214, the reference value of the V / F characteristic obtained in advance for the standard load is adopted, and the initial value setting calculation is ended. If so, the process proceeds to step 215. In the process 215, fre is calculated from the two frequency-voltage relations (fi, Vi) and (fj, Vj) and the current frequency command fref.
The voltage V corresponding to f is calculated by the following formula based on the internal division relation. The initial value when the nearby frequency is known can be calculated from the voltage V obtained in the process 215, and the initial value setting calculation ends.

【００５９】[0059]

【数１】 [Equation 1]

【００６０】図１９は図１８で用いたある周波数指令に
おける電圧が既知かどうかを判断する初期値テーブルで
あり、図１８の演算により図１９（ａ）から（ｂ）へと
内容が変化する。すなわち図１９（ａ）のテーブル内容
において、周波数指令ｆrefが４０Hzであった場合を考
える。この表ではｆref ＝４０Hzのときの値は未知であ
る。この場合、図１８の手法によれば、ｆｉ＝５０Hz、
Ｖｉ＝Ｖ50、ｆｊ＝３０Hz、Ｖｊ＝Ｖ30であるので、式
１によりＶ＝０．５（Ｖ30＋Ｖ50）となり、ｆref ＝４
０Hzにおける初期電圧が求まる。FIG. 19 is an initial value table for judging whether or not the voltage in a certain frequency command used in FIG. 18 is known, and the contents change from FIG. 19 (a) to FIG. 19 (b) by the calculation of FIG. That is, consider the case where the frequency command fref is 40 Hz in the table contents of FIG. In this table, the value when fref = 40 Hz is unknown. In this case, according to the method of FIG. 18, fi = 50 Hz,
Since Vi = V50, fj = 30 Hz, and Vj = V30, V = 0.5 (V30 + V50) according to the equation 1, and fref = 4
The initial voltage at 0 Hz is obtained.

【００６１】なお、本発明は、空気調和装置に限らず、
圧縮空気をつくるエアコンプレッサや、その他の動力機
械など、指令周波数ｆ1 と指令電圧Ｖ1 が入力されるイ
ンバータを装備した装置に広く適用することができる。The present invention is not limited to the air conditioner,
It can be widely applied to an apparatus equipped with an inverter to which a command frequency f1 and a command voltage V1 are input, such as an air compressor that produces compressed air and other power machines.

【００６２】[0062]

【発明の効果】本発明によれば、従来のようにモータ定
数の入力を必要とせず、三相モータであっても唯１個の
電流検出手段を設けるだけで、設置環境条件に対応して
常に消費電力を最小に保つ、高精度で高効率のインバー
タ制御を実現することができる。特に、第２ないし第４
の発明によれば、スクロール型コンプレッサのようにト
ルク脈動の小さい負荷に対しても有効に動作する。従っ
て、円滑静粛に運転され低振動、低騒音であって、かつ
効率の高い空気調和装置等が実現する。According to the present invention, it is not necessary to input a motor constant as in the conventional case, and even if it is a three-phase motor, only one current detecting means is provided, and it is possible to cope with the installation environment condition. It is possible to realize highly accurate and highly efficient inverter control that always keeps power consumption to a minimum. In particular, the second to the fourth
According to the invention, the operation is effectively performed even for a load having a small torque pulsation such as a scroll compressor. Therefore, an air conditioner or the like that operates smoothly and quietly, has low vibration and noise, and has high efficiency is realized.

【００６３】また第５の発明によれば、探索して得られ
た最高効率の周波数−電圧特性の積み重ねにより、運転
の全範囲にわたっての最適Ｖ／Ｆ特性が逐次完成されて
ゆく学習能力を備えたインバータが簡単かつ高精度に実
現される。Further, according to the fifth aspect of the invention, by stacking the frequency-voltage characteristics of the highest efficiency obtained by searching, the optimum V / F characteristics over the entire range of operation are successively completed, and the learning ability is provided. Inverter is realized easily and with high accuracy.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】従来例の構成を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional example.

【図２】本発明が適用されるスクロール型コンプレッサ
とローリングピストン型コンプレッサのガス圧縮トルク
特性図FIG. 2 is a gas compression torque characteristic diagram of a scroll compressor and a rolling piston compressor to which the present invention is applied.

【図３】本発明が適用されるスクロール型コンプレッサ
とローリングピストン型コンプレッサの電流波形図FIG. 3 is a current waveform diagram of a scroll compressor and a rolling piston compressor to which the present invention is applied.

【図４】第１の発明の実施例の機能的構成を示すブロッ
ク図FIG. 4 is a block diagram showing a functional configuration of an embodiment of the first invention.

【図５】本発明の周波数弁別手段の機能的構成を示すブ
ロック図FIG. 5 is a block diagram showing a functional configuration of frequency discriminating means of the present invention.

【図６】図４に示す実施例の作用説明図6 is an explanatory view of the operation of the embodiment shown in FIG.

【図７】第２の発明の実施例の機能的構成を示すブロッ
ク図FIG. 7 is a block diagram showing a functional configuration of an embodiment of the second invention.

【図８】図７に示す実施例の作用説明図8 is an explanatory view of the operation of the embodiment shown in FIG.

【図９】第３の発明の実施例の機能的構成を示すブロッ
ク図FIG. 9 is a block diagram showing a functional configuration of an embodiment of the third invention.

【図１０】第４の発明の実施例の機能的構成を示すブロ
ック図FIG. 10 is a block diagram showing a functional configuration of an embodiment of the fourth invention.

【図１１】図１０に示す実施例の作用説明図11 is an explanatory view of the operation of the embodiment shown in FIG.

【図１２】図１０に示す実施例の作用説明図12 is an explanatory view of the operation of the embodiment shown in FIG.

【図１３】図１０に示す実施例の作用説明図13 is an explanatory view of the operation of the embodiment shown in FIG.

【図１４】図１０に示す実施例の作用説明図14 is an explanatory view of the operation of the embodiment shown in FIG.

【図１５】本発明の制御系をコンピュータにより実施す
る実施例のブロック図FIG. 15 is a block diagram of an embodiment in which a computer implements the control system of the present invention.

【図１６】図１５に示す実施例のコンピュータプログラ
ムを示すフローチャート16 is a flowchart showing a computer program of the embodiment shown in FIG.

【図１７】第５の発明の実施例のコンピュータプログラ
ムを示すフローチャートFIG. 17 is a flowchart showing a computer program of an embodiment of the fifth invention.

【図１８】第５の発明の実施例の作用説明図FIG. 18 is an operation explanatory view of the embodiment of the fifth invention.

【図１９】第５の発明の実施例の作用説明図FIG. 19 is an operation explanatory view of the embodiment of the fifth invention.

【図２０】第１または第２の発明の作用説明図FIG. 20 is an operation explanatory view of the first or second invention.

【図２１】第３の発明の作用説明図FIG. 21 is an explanatory view of the operation of the third invention.

【図２２】第４の発明の作用説明図FIG. 22 is an explanatory view of the operation of the fourth invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１・・・・誘導モータ ２・・・・インバータ ３・・・・電流センサ Ｖ1 ・・・・指令電圧 ｆ1 ・・・・指令周波数 1 ... Induction motor 2 ... Inverter 3 ... Current sensor V1 ... Command voltage f1 ... Command frequency

Claims (10)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 指令電圧および指令周波数を可変できる
インバータにより駆動される誘導モータの制御装置であ
って、前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段
と、その電流検出手段により検出された電流の変動成分
を周波数弁別する弁別手段と、その弁別手段により弁別
された周波数に基づいて前記モータのすべりを補償して
目標値となる周波数に一致すべく駆動周波数を制御する
指令周波数制御手段と、前記電流検出手段により検出さ
れた電流値が漸次少なくなるように前記指令電圧を探索
する最小化制御手段を含む指令電圧制御手段を有するこ
とを特徴とするインバータ制御装置。1. A control device for an induction motor driven by an inverter capable of varying a command voltage and a command frequency, wherein current detection means for detecting a current flowing through the motor and current detected by the current detection means. Discriminating means for discriminating the frequency of the fluctuation component, command frequency control means for compensating the slip of the motor based on the frequency discriminated by the discriminating means, and controlling the drive frequency so as to match the target frequency. An inverter control device comprising: a command voltage control unit including a minimization control unit that searches for the command voltage so that the current value detected by the current detection unit gradually decreases. 【請求項２】 前記周波数弁別手段は、複数もしくは可
変の帯域通過フィルタおよび振幅検出手段により構成さ
れていることを特徴とする請求項１記載のインバータ制
御装置。2. The inverter control device according to claim 1, wherein the frequency discriminating means comprises a plurality of or variable band pass filters and an amplitude detecting means. 【請求項３】 前記検出された電流の変動成分を、低域
通過フィルタに通した後、周波数弁別することを特徴と
する請求項１記載のインバータ制御装置。3. The inverter controller according to claim 1, wherein the detected fluctuation component of the current is subjected to frequency discrimination after passing through a low-pass filter. 【請求項４】 前記低域通過フィルタを通した後、増幅
度が印加電圧に略反比例する増幅器を経由した後、周波
数弁別することを特徴とする請求項１記載のインバータ
制御装置。4. The inverter control device according to claim 1, wherein the frequency discrimination is performed after passing through the low-pass filter and then through an amplifier whose amplification degree is substantially inversely proportional to the applied voltage. 【請求項５】 前記検出された電流の変動成分を前記増
幅器を経由した後、ディジタル情報に変換されることを
特徴とする請求項４記載のインバータ制御装置。5. The inverter controller according to claim 4, wherein the fluctuation component of the detected current is converted into digital information after passing through the amplifier. 【請求項６】 前記検出された電流の変動成分を低域通
過フィルタに通した後、２値化手段へ入力し、２値化手
段の出力結果の周期を周波数弁別することを特徴とす
る、請求項１に記載のインバータ制御装置。6. The variation component of the detected current is passed through a low-pass filter and then input to the binarizing unit to discriminate the frequency of the output result of the binarizing unit. The inverter control device according to claim 1. 【請求項７】 インバータの直流部分に電流検出手段を
設け、この検出結果を周波数弁別する手段を設けること
を特徴とする、請求項１記載のインバータ制御装置。7. The inverter control device according to claim 1, wherein a current detecting means is provided in a direct current portion of the inverter, and means for discriminating a frequency of the detection result is provided. 【請求項８】 前記弁別手段と、前記指令周波数制御手
段と前記最小化制御手段ならびに前記指令電圧制御手段
がディジタルコンピュータにより構成されていることを
特徴とする、請求項１記載のインバータ制御装置。8. The inverter control device according to claim 1, wherein the discrimination means, the command frequency control means, the minimization control means, and the command voltage control means are constituted by a digital computer. 【請求項９】 前記指令電圧制御手段が、周波数−電圧
の基本特性を記憶するランダム・アクセス・メモリと、
前記最小化制御手段と、前記ランダム・アクセス・メモ
リの出力電圧に前記最小化制御手段の出力電圧を加減算
する演算手段を有する、請求項１記載のインバータ制御
装置。9. The random access memory, wherein the command voltage control means stores basic frequency-voltage characteristics,
2. The inverter control device according to claim 1, further comprising: the minimization control means; and an arithmetic means that adds or subtracts the output voltage of the minimization control means to the output voltage of the random access memory. 【請求項１０】 前記ランダム・アクセス・メモリに記
憶されている基本特性を、運転中に得られた実績を取り
入れて自動的に修正するプログラム装置を有する、請求
項９記載のインバータ制御装置。10. The inverter control device according to claim 9, further comprising a program device that automatically corrects the basic characteristics stored in the random access memory by taking in the results obtained during operation.