JPH08222965A

JPH08222965A - フィードフォワード増幅器

Info

Publication number: JPH08222965A
Application number: JP7024127A
Authority: JP
Inventors: Yoshishige Yoshikawa; 嘉茂吉川; Hiroaki Kosugi; 裕昭小杉; Hisashi Adachi; 寿史足立; Kazuo Nagao; 和男長尾; Shinichi Kugo; 伸一久郷
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-02-13
Filing date: 1995-02-13
Publication date: 1996-08-30
Anticipated expiration: 2017-12-24
Also published as: JP3360464B2; US5691668A

Abstract

(57)【要約】【目的】広帯域にわたり良好な歪補償特性を持つフィ
ードフォワード増幅器を提供する。【構成】主増幅器１９の出力の歪成分を第１の歪検出
ループ３４で検出し、検出した歪成分を第１の歪除去ル
ープ３６において主増幅器の出力に再び注入して歪成分
を相殺する第１のフィードフォワード回路３８と、回路
３８の出力の歪成分を第２の歪検出ループ３５で検出
し、検出した歪成分を第２の歪除去ループ３７において
回路３８の出力に再び注入して歪成分を相殺する第２の
フィードフォワード回路３９を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は主として高周波帯におい
て多チャネル信号の増幅に用いられる線形増幅器で、主
増幅器で発生する非線形歪を抽出して除去するフィード
フォワード増幅器に関する。

【０００２】

【従来の技術】フィードフォワード増幅器は、携帯電話
やページャ（例：ポケットベル）等の基地局に設置され
る送信装置に適用されるものである。

【０００３】携帯電話の基地局では複数のチャネルの信
号を送信している。また、ページャにおいても、１つの
基地局で複数のチャネルを同時に送信している場合が多
い。例えば、日本のディジタル携帯電話基地局の代表的
な構成では３２チャネルを同時に送信している。この場
合、送信装置としては各チャネルを個別に増幅すること
も考えられるが、各増幅器の後にチャネル合成器が必要
となり、コストや設置規模の面に問題がある。したがっ
て、送信装置としては各チャネルを一括して増幅する共
通増幅方式を用いる方が有利である。

【０００４】しかし、共通増幅方式では増幅に用いるデ
バイスの非線形性のため、各チャネル信号の相互変調に
よるスプリアスの発生が問題となる。このスプリアスの
大きさは電波法によってその上限値が規定されており、
携帯電話基地局ではスプリアス強度はチャネル信号強度
に対して６０ｄＢ低いことが必要である。また、携帯電
話基地局よりも高出力であるページャ基地局では、スプ
リアス強度はチャネル信号強度に対して７０ｄＢ低いこ
とが必要である。通常、高出力用のトランジスタデバイ
スでは、共通増幅によって発生するスプリアス強度は信
号強度に対して３０ｄＢ低い程度であり、そのままでは
上記の規定を満足しない。したがって、歪補償回路を付
加することによってスプリアス成分をさらに３０ｄＢな
いし４０ｄＢ低減させることが必要となる。そのため
に、フィードフォワード方式による歪補償技術が採用さ
れている。

【０００５】まず、フィードフォワード方式による歪補
償の基本原理である信号抑圧回路の動作について説明
し、次にフィードフォワード増幅器の動作について述べ
る。

【０００６】図８は信号抑圧回路の構成図である。図８
において１０１は入力端子、１０２は出力端子、１０３
は電力分配器、１０４は電力結合器、そして１０５は位
相反転回路である。この信号抑圧回路の基本動作は次の
通りである。

【０００７】入力端子１０１に入力された信号は、電力
分配器１０３で２分配される。分配された信号の一方は
位相反転回路１０５で１８０度位相を反転される。分配
された信号の他方と、この位相反転信号は電力結合器１
０４で結合されるが、このとき両信号は振幅が等しくか
つ位相差が１８０度であるので互いに相殺し出力端子１
０２からは出力されない。

【０００８】上記の信号抑圧回路２つを組み合わせて増
幅器の歪補償を行うのが次に述べるフィードフォワード
増幅器である。

【０００９】図９に従来のフィードフォワード増幅器の
例を示す。図９において１１１は入力端子、１１２は出
力端子、１１３は電力分配器、１１４、１１５は電力結
合器、１１６は主増幅器、１１７は補助増幅器、１１
８、１１９は可変減衰器、１２０、１２１は可変移相
器、そして１２２、１２３は遅延線である。また、電力
分配器１１３および電力結合器１１４、１１５につけら
れた記号ａ〜ｊは各ポートを表している。１２４は電力
分配器１１３、可変減衰器１１８、可変移相器１２０、
主増幅器１１６、遅延線１２２および電力結合器１１４
によって構成される歪検出ループである。１２５は電力
結合器１１４、可変減衰器１１９、可変移相器１２１、
補助増幅器１１７、遅延線１２３および電力結合器１１
５によって構成される歪除去ループである。

【００１０】歪検出ループ１２４において、電力分配器
１１３で分配された信号の一方は可変減衰器１１８、可
変移相器１２０を経由して主増幅器１１６で増幅され、
電力結合器１１４のポートｄに入力される。

【００１１】他方の信号は遅延線１２２を経由して電力
結合器１１４のポートｅに入力される。このとき、ポー
トｄに入力された信号とポートｅに入力された信号が互
いに相殺するように構成される。つまり、電力結合器１
１４のポートｄ−ｇ間およびｅ−ｇ間の結合度が適当に
設定され、上記２信号が等振幅かつ位相差１８０度で結
合するように、ポートｄに入力される信号の振幅および
位相が可変減衰器１１８および可変移相器１２０で調整
されることによって、ポートｇからの信号出力が最小と
なるように設定される。したがって、完全に調整された
状態ではポートｇから信号は出力されない。

【００１２】ところで、一般に主増幅器は非線形性をも
つので、多信号入力に対しては入力信号成分の他に相互
変調による歪成分が出力される。つまり、ポートｄに入
力される信号には入力信号成分の他に歪成分を含んでい
る。一方、ポートｅに入力される信号は歪成分を含まな
いので、上記のように電力結合器１１４で２信号を加え
合わせたとき入力信号成分は相殺され、歪成分のみがポ
ートｇから出力される。

【００１３】ポートｄ−ｆ間の結合を１に近くし、ポー
トｄ−ｇ間の結合を十分に小さくすれば主増幅器１１６
から出力された入力信号成分および歪成分のほとんどは
ポートｆから出力される。

【００１４】次に、歪除去ループ１２５において、電力
結合器１１４のポートｆから出力された入力信号成分お
よび歪成分は遅延線１２３を経由して電力結合器１１５
のポートｈに入力される。ポートｇから出力された歪成
分は可変減衰器１１９および可変移相器１２１を経由し
て補助増幅器１１７で増幅された後、電力結合器１１５
のポートｉに入力される。このとき、ポートｈに入力さ
れた歪成分とポートｉに入力された歪成分が振幅が等し
く、かつ位相差が１８０度となるように設定されること
によって歪成分は互いに相殺され、ポートｊからは入力
信号成分のみが出力される。ここで、上記の条件を満た
すために電力結合器１１５のポートｈ−ｊ間およびｉ−
ｊ間の結合度が適当に設定され、ポートｉに入力される
信号の振幅および位相が可変減衰器１１９および可変移
相器１２１で調整されることによって、ポートｊからの
歪成分の出力が最小となるように設定される。また、電
力結合器１１５においてポートｈ−ｊ間の結合を１に近
くし、ポートｉ−ｊ間の結合を十分に小さくすればポー
トｈに入力される入力信号成分はほとんどがポートｊか
ら出力される。

【００１５】以上のように歪検出ループ１２４および歪
除去ループ１２５を最適に設定することによって主増幅
器１１６の相互変調歪の補償を行っている。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来例に示したフィードフォワード増幅器の構成では、
広い帯域にわたって大きな歪補償量を実現することが困
難であった。その理由を次に述べる。

【００１７】図８に示した信号抑圧回路において、電力
分配器１０３で分配された２信号を電力結合器１０４で
同振幅かつ位相差１８０度で結合することによって信号
抑圧が行われることを先に述べたが、実際にはこのよう
な理想的な状態を広帯域にわたってに実現することは難
しい。

【００１８】図１０は、半波長マイクロストリップライ
ンを用いた位相反転回路の構成図である。図９に示すよ
うに目的の周波数での半波長線路を用いて位相反転回路
が構成できる。

【００１９】図１１は、図１０に示す位相反転回路を用
いたときの信号抑圧回路の抑圧量の周波数特性である。

【００２０】図１１で周波数は、中心周波数での正規化
周波数を用いている。図１１から分かるように、中心周
波数において６０ｄＢ以上の信号抑圧量が得られてい
る。しかし信号抑圧量３０ｄＢ以上を満たす比帯域は
２.０％であることが分かる。また、信号抑圧量４０ｄ
Ｂを求めるならば比帯域は０.６％にすぎない。

【００２１】広帯域にわたる位相反転を得る方法として
は電力分配器および電力結合器に方向性結合器を用いて
それぞれで位相差９０度を得て全体として位相差１８０
度を得る方法や、位相反転回路に１端子を短絡したサー
キュレータを用いて短絡点での全反射によって位相反転
を得る方法等がある。これらの方法では原理的には周波
数に依存せず位相反転を得ることができるが、実際の構
成では周波数依存特性をもち、やはり広帯域の特性を得
ることが困難である。さらに、図９に示したフィードフ
ォワード増幅器に用いる主増幅器および補助増幅器は利
得や通過位相に周波数依存特性をもち、その維持は温度
変化等によって特性変化するため、大きな歪補償効果を
広帯域にわたって実現することはさらに困難になる。

【００２２】以上に述べた理由によって、図９に示した
従来のフィードフォワード増幅器では大きな歪補償効果
を広帯域にわたって実現することは困難である。このよ
うに、従来のフィードフォワード増幅器では、比較的狭
帯域な特性となるため、ループの状態が少しでも変化し
た場合には歪補償が不十分となる。そこで常に各ループ
の状態を最適に保つために、常時または断続的に各ルー
プの状態をモニタし、歪成分の出力が最小となるように
可変減衰器および可変移相器を制御する場合もある。

【００２３】本発明は上記従来の課題を解決するもの
で、広帯域にわたって大きな歪補償効果が得られるフィ
ードフォワード増幅器を提供することを目的とする。

【００２４】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のフィードフォワード増幅回路は、入力信号を
増幅する主増幅器の出力の歪成分を検出する第１の歪検
出ループ、前記第１の歪検出ループで検出した歪成分を
第１の補助増幅器で増幅し前記主増幅器の出力に再び注
入することによって歪成分を相殺する第１の歪除去ルー
プを有する第１のフィードフォワード回路と、前記第１
のフィードフォワード回路の出力の歪成分を検出する第
２の歪検出ループ、前記第２の歪検出ループで検出した
歪成分を第２の補助増幅器で増幅し前記第１のフィード
フォワード回路の出力に再び注入することによって歪成
分を相殺する第２の歪除去ループを有する第２のフィー
ドフォワード回路を備えた構成を有する。

【００２５】

【作用】この構成によって、主増幅器の出力に生じた歪
成分に対して、第１のフィードフォワード回路によって
歪補償を行い、第１のフィードフォワード回路の出力に
対して、第２のフィードフォワード回路によって、さら
に歪補償を行うように作用する。

【００２６】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。

【００２７】まず、本発明によるフィードフォワード増
幅器の原理である信号抑圧回路の動作について説明し、
次に、本発明によるフィードフォワード増幅器の実施例
について述べる。

【００２８】図１は本発明の実施例における歪抑圧の原
理を示す説明図である。図１において、１は入力端子、
２は出力端子、３、４は電力分配器、５、６は電力結合
器、そして７、８は位相反転回路である。基本構成は、
前記図８に示した従来例の信号抑圧回路を直列に接続し
たものである。図１においては、それぞれの信号抑圧回
路で信号抑圧が独立に行われるため、全体の信号抑圧量
は各信号抑圧回路の抑圧量のかけ算で得られる。

【００２９】図２は、図１に示す信号抑圧回路の信号抑
圧量の周波数特性を示すグラフである。これは図１に示
す信号抑圧回路の２つの位相反転回路に同一の半波長線
路を用いた場合である。図２と前記図１１を比較すると
信号抑圧の帯域が大幅に広くなっていることが分かる。
信号抑圧量４０ｄＢの帯域を例にとると、図１１に示し
た従来の例では比帯域で０.６％であるのに対し、図２
の例では６.４％が得られている。

【００３０】（実施例１）図３は本発明によるフィード
フォワード増幅器の第１の実施例の構成を示すブロック
図である。図３において、１１は入力端子、１２は出力
端子、１３、１６は電力分配器、１４、１５、１７、１
８は電力結合器、１９は主増幅器、２０、２１は補助増
幅器、２２、２３、２４、２５は可変減衰器、２６、２
７、２８、２９は可変移相器、３０、３１、３２、３３
は遅延線である。

【００３１】図３に示すように電力分配器１３、電力結
合器１４、可変減衰器２２、可変移相器２６、主増幅器
１９、および遅延線３０で第１の歪検出ループ３４が構
成されており、電力結合器１４、１５、可変減衰器２
３、可変移相器２７、補助増幅器２０、および遅延線３
１で第１の歪除去ループ３６が構成されている。上記第
１の歪検出ループ３４と第１の歪除去ループ３６を接続
することによって第１のフィードフォワード回路が構成
されている。また、第１のフィードフォワード回路を取
り込んだ形で、電力分配器１６、電力結合器１７、可変
減衰器２４、可変移相器２８、および遅延線３２で第２
の歪検出ループ３５が構成されており、電力結合器１
７、１８、可変減衰器２５、可変移相器２９、補助増幅
器２１、および遅延線３３で第２の歪除去ループ３７が
構成されている。上記第２の歪検出ループ３５と第２の
歪除去ループ３７を接続することによって第２のフィー
ドフォワード回路が構成されている。これら第１および
第２のフィードフォワード回路によって、本実施例のフ
ィードフォワード増幅器が構成されている。

【００３２】以下に、本実施例のフィードフォワード増
幅器の動作について説明する。入力端子１１から入力さ
れた多チャネル成分を含んだ入力信号は電力分配器１６
で２分配される。分配された２信号の一方は第１のフィ
ードフォワード回路３８に入力される。第１フィードフ
ォワード回路３８の動作は図９に示した従来例のフィー
ドフォワード増幅器の動作と同様である。主増幅器１９
で発生した歪成分は、この第１のフィードフォワード回
路３８で抑圧される。しかし、前に述べた理由により、
第１のフィードフォワード回路で大きな歪抑圧量が得ら
れている帯域は限られている。そのため、第１のフィー
ドフォワード回路３８からは入力信号成分の他に歪成分
も出力される。つまり、広い帯域にわたり必要な歪抑圧
量の条件を満たすためにはさらに歪補償を行う必要があ
る。そこで、電力結合器１５のポートｊからの出力は電
力結合器１７のポートｎに入力される。一方、電力分配
器１６で分配されポートｍから出力された信号は遅延線
３２を経由して電力結合器１７のポートＯに入力され
る。ポートｎへの入力は入力信号成分と残された歪成分
であり、ポートｏへの入力は入力信号成分のみである。
ここで電力結合器１７のポートｎ−ｑ間およびポートｏ
−ｑ間の結合度を適当に設定し、可変減衰器２４および
可変移相器２８を調整することによって、ポートｎの入
力信号成分とポートｏの入力信号成分を等振幅かつ位相
差１８０度で互いに加え合わせることができる。その結
果、ポートｑからは入力信号成分のレベルが抑圧された
信号が出力される。つまり、ポートｑからの出力は主と
してポートｎに入力された歪成分となる。このとき、ポ
ートｎ−ｐ間の結合を１に近くし、ポートｎ−ｑ間の結
合を十分に小さく設定すればポートｎへの入力のほとん
どがポートｐから出力されることになる。

【００３３】ポートｑからの出力（主として歪成分）は
可変減衰器２５、可変移相器２９を経由し、補助増幅器
２１で増幅された後、電力結合器１８のポートｓに入力
される。一方、ポートｐからの出力（入力信号成分と歪
成分）は遅延線３３を経由して電力結合器１８のポート
ｒに入力される。ここで、電力結合器１８のポートｒ−
ｔ間およびポートｓ−ｔ間の結合度を適当に設定し、可
変減衰器２５、および可変移相器２９を調整することに
よってポートｒに入力される歪成分とポートｓに入力さ
れる歪成分を等振幅かつ位相差１８０度をもって加え合
わせることができる。これによって歪成分が互いに相殺
され、ポートｔからは歪成分が十分に抑圧された信号
（つまり入力信号成分）が出力される。このとき、ポー
トｒ−ｔ間の結合を１に近くし、ポートｔ−ｓ間の結合
を十分に小さく設定すればポートｒへの入力のほとんど
がポートｔから出力されることになる。以上のようにし
て第２のフィードフォワード回路が構成される。

【００３４】歪抑圧が得られる帯域は第１の歪除去ルー
プおよび第２の歪除去ループの帯域に依存している。つ
まり、フィードフォワード増幅器全体の歪抑圧量は上記
２つの歪除去ループの歪抑圧量を掛け合わせたものとな
るので、第１の実施例では従来例に比べて広帯域にわた
り大きな歪補償特性が得られる。

【００３５】（実施例２）次に、本発明によるフィード
フォワード増幅器の第２の実施例について説明する。図
２に示したように、上記第１の実施例のフィードフォワ
ード増幅器では従来例に比べて大幅に広帯域な歪補償特
性を得ることができるが、次に示すような構成をとるこ
とによってさらに広帯域な特性となる。すなわち、この
効果は図３において第１のフィードフォワード回路の歪
補償が動作する中心周波数と第２のフィードフォワード
回路の歪補償が動作する中心周波数をずらすことによっ
て実現される。

【００３６】図４は図１に示した信号抑圧回路におい
て、位相反転回路７を正規化周波数０.９７における半
波長線路で構成し、位相反転回路８を正規化周波数１.
０３における半波長線路で構成した場合の信号抑圧量の
周波数特性である。前述と同様に信号抑圧量４０ｄＢ以
上を満たす帯域で比較すると、図２での比帯域６.４％
に対し、図４では８.７％であり、広帯域化が実現され
ていることが分かる。

【００３７】このような第２の実施例の方法によって、
多チャネル信号を共通増幅する場合にチャネル帯域が広
い場合でも対応することができる。また、主増幅器の歪
特性が悪く、共通増幅による相互変調歪成分が３次成分
のみでなく、５次または７次以上におよぶ場合には歪抑
圧の帯域がチャネル帯域よりもかなり広いことが要求さ
れるが、それに対応することができる。また、十分に広
帯域にわたる大きな歪抑圧特性が得られるため、補助増
幅器の温度変化による特性変化等によって歪除去ループ
にずれが生じても歪抑圧特性は十分に許容範囲内とな
り、外部からループを制御する必要はない。

【００３８】（実施例３）次に、本発明によるフィード
フォワード増幅器の第３の実施例について説明する。図
５は本発明におけるフィードフォワード増幅器の第３の
実施例の構成を示すブロック図である。図５において図
３と同じ構成要素については同一の番号を付けてある。
５１、５２はパイロット信号源、５３、５４、５５、５
６は方向性結合器、５７は制御回路である。フィードフ
ォワード増幅器としての基本構成は先に述べた第１およ
び第２の実施例の場合と同様であるが、違いは第３の実
施例ではパイロット信号をループに注入し、これをモニ
タすることによってループが最適になるように制御する
点にある。抑圧量３０ｄＢ程度の歪補償では上記第１の
実施例のフィードフォワード増幅器によって実現できる
が、４０ｄＢ以上の大きな歪補償を必要とする場合には
ここに述べる第３の実施例の構成をとることによって実
現される。

【００３９】以下に、本実施例の動作について説明す
る。本実施例では主増幅器１９の出力側に設けられた方
向性結合器５３によってパイロット信号５１が注入され
る。また、第１のフィードフォワード回路３８の出力側
に設けられた方向性結合器５４によってパイロット信号
５２が注入される。パイロット信号５１および５２の周
波数については後に述べる。

【００４０】方向性結合器５５が第１のフィードフォワ
ード回路３８の出力側に挿入されており、方向性結合器
５６が第２のフィードフォワード回路３９の出力側に挿
入されている。これら方向性結合器５５、５６で信号を
一部抜きだし制御回路５７に入力する。制御回路５７で
は、方向性結合器５５からの信号でパイロット信号源５
１の成分をモニタし、そのレベルが最小になるように可
変減衰器２３と可変移相器２７を制御する。また、方向
性結合器５６からの信号でパイロット信号源５２の成分
をモニタし、そのレベルが最小になるように可変減衰器
２５と可変移相器２９を制御する。上記の制御を常時ま
たは断続的に行うことによって第１および第２の歪除去
ループを最適に調整している。例えば、温度変化等によ
って補助増幅器の利得や通過位相が変化しても上記の制
御によって歪補償を最適に行うことができる。

【００４１】本実施例は上記のように２つの異なった周
波数のパイロット信号を注入している。この方法による
と、以下に述べるような効果が生じる。

【００４２】図６は本実施例の歪補償の効果についての
説明図である。図６において（ａ）は入力信号のスペク
トラムの例であり、６チャネルの合成信号が入力されて
いることを表している。図６（ｂ）は図５の第１および
第２のフィードフォワード回路の動作の中心周波数を同
一とした場合を表している。（ｂ）において上図は主増
幅器の出力スペクトラムであり、主増幅器が非線形であ
るために各チャネルの相互変調歪の成分がチャネル帯域
外に発生していることを表している。（ｂ）下図はフィ
ードフォワード回路による歪抑圧量の周波数特性を表し
ている。

【００４３】歪除去ループの制御を行う場合には注入す
るパイロット信号の周波数の設定が問題となる。パイロ
ット信号をチャネル帯域内に注入した場合、例えばディ
ジタル携帯電話ではチャネル周波数が１.５ＧＨｚ帯に
あり、チャネル間隔は最小で５０ｋＨｚ程度である。こ
の間隔内にパイロット信号を注入した場合、かなり狭帯
域に検出する必要があり、パイロット信号の検出が困難
である。そこでチャネル帯域外にパイロット信号を注入
した場合を考える。図６（ｂ）上図のＰは注入されたパ
イロット信号成分を表している。歪除去ループの制御は
フィードフォワード増幅器から出力されるパイロット信
号成分が最小となるように行われるので、歪抑圧はパイ
ロット信号周波数を中心周波数として行われ（ｂ）下図
のような特性になる。図６（ｃ）はフィードフォワード
増幅器の出力スペクトラムを表しているが、歪抑圧特性
がチャネル帯域に対して非対称となっているため、ここ
では高域側に歪成分が残っている。

【００４４】図６（ｄ）は２つのパイロット信号をチャ
ネル帯域の両側に注入した場合である。この場合、歪抑
圧量は（ｄ）下図のような周波数特性となる。図６
（ｅ）はこの場合のフィードフォワード増幅器の出力ス
ペクトラムを表している。歪抑圧がチャネル帯域に対し
て対称にかつ広帯域に実現できるため、歪成分が十分に
抑圧されている。

【００４５】上記のように第３の実施例では、２周波の
パイロット信号をチャネル帯域の両側に注入し、第１お
よび第２の歪除去ループを独立に制御しているので、チ
ャネル帯域に対して対称な歪補償を得ることができ、補
助増幅器の温度変化等による特性変化で歪除去ループの
状態が変化した場合でも、最適な状態を維持することが
できる。

【００４６】（実施例４）次に、本発明のフィードフォ
ワード増幅器の第４の実施例について説明する。図７は
本発明におけるフィードフォワード増幅器の第４の実施
例の構成を示すブロック図である。図７において、前記
第３の実施例のフィードフォワード増幅器と同じ構成要
素には同一の番号を付けてある。また、７１はパイロッ
ト信号源、７２、７３、７４は方向性結合器、７５はバ
ンドパスフィルタである。

【００４７】以下に、第４の実施例のフィードフォワー
ド増幅器の動作について述べる。前記第３の実施例で
は、各歪除去ループを最適に制御することによって安定
して主増幅器の歪を補償できることを述べた。ところが
歪検出ループも帯域をもっており、その幅は歪除去ルー
プと同程度である。主増幅器の出力の成分を考えると、
入力信号成分はチャネル帯域内に存在する。しかし、歪
成分は各チャネルの相互変調歪によって生じるのでチャ
ネル帯域の３倍から５倍あるいはそれ以上にわたって発
生する。したがって歪検出ループの帯域は歪除去ループ
の帯域程は必要としないと考えられる。しかし、大きな
歪補償を広帯域にわたって実現しようとすると歪検出ル
ープの制御が必要となる。これは特に温度特性変化等に
よる主増幅器の特性変化に対応するためである。

【００４８】図７において、歪検出ループがずれてポー
トｇまたはポートｑから入力信号成分が出力された場
合、この入力信号成分のレベルが大きいときには補助増
幅器２０または２１の出力に新たに歪が発生する。これ
によってフィードフォワード増幅器の歪抑圧特性が劣化
する。したがって、第１および第２の歪検出ループは第
１および第２の補助増幅器が歪まないレベルまで十分に
入力信号成分を抑圧することが要求される。そのため、
歪検出ループの可変減衰器および可変移相器を常時ある
いは断続的に調整してループが最適になるように制御す
る。

【００４９】図７において歪除去ループ３６、３７の制
御は第３の実施例の場合と同じである。ここでは歪検出
ループ３４、３５の制御について述べる。まず、制御の
ために方向性結合器７２からパイロット信号源７１の信
号が注入される。パイロット信号源７１はチャネル帯域
外に設定されが、パイロット信号源５１および５２とは
異なった周波数に選ぶ必要がある。

【００５０】第１の歪検出ループ３４の制御は、方向性
結合器７３で抜き出された信号によってパイロット信号
源７１の成分のレベルを制御回路５７でモニタし、その
レベルが最小になるように可変減衰器２２および可変移
相器２６を調整することによって行われる。また、第２
の歪検出ループ３５の制御は、方向性結合器７４で抜き
出された信号によってパイロット信号源７１の成分のレ
ベルを制御回路５７でモニタし、このレベルが最小にな
るように可変減衰器２４および可変移相器２８を調整す
ることによって行われる。

【００５１】前記第３の実施例に述べた歪除去ループの
制御と上記歪検出ループの制御を常時あるいは断続的に
行うことによって、フィードフォワード増幅器の歪補償
は最適に保たれる。ところで、出力端子１２の前にバン
ドパスフィルタ７５が挿入されている。これは、チャネ
ル帯域外の周波数に設定されたパイロット信号源７１の
成分を取り除くためのものである。このバンドパスフィ
ルタ７５はチャネル帯域を低損失で通すように設定され
ている。

【００５２】もし、チャネル帯域内にパイロット信号を
注入する場合にはさらに信号抑圧ループを１ループ構成
する等の処置をとりフィードフォワード増幅器の出力か
らパイロット信号源７１の成分が出力されないようにす
る必要がある。

【００５３】なお、本実施例において、パイロット信号
源７１を注入する代わりに入力信号に含まれるチャネル
信号の１つを用いて歪検出ループの制御を行うこともで
きる。また、２周波のパイロット信号を注入して、第１
および第２の歪検出ループの制御を異なった中心周波数
で独立して行うこともできる。

【００５４】

【発明の効果】以上のように本発明は、入力信号を増幅
する主増幅器の出力の歪成分を検出する第１の歪検出ル
ープ、検出した歪成分を第１の補助増幅器で増幅し主増
幅器の出力に再び注入して歪成分を相殺する第１の歪除
去ループを有する第１のフィードフォワード回路と、第
１のフィードフォワード回路の出力の歪成分を検出する
第２の歪検出ループ、検出した歪成分を第２の補助増幅
器で増幅し第１のフィードフォワード回路の出力に再び
注入して歪成分を相殺する第２の歪除去ループを有する
第２のフィードフォワード回路を備えることによって、
広帯域にわたって大きな歪補償が得られ、また、入力信
号のチャネル占有帯域に対して対称的に歪補償の帯域を
容易に設定し得る優れたフィードフォワード増幅器を提
供できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例における歪抑圧の原理を示す信
号抑圧回路のブロック図

【図２】図１の信号抑圧回路の信号抑圧量を示す周波数
特性図

【図３】本発明によるフィードフォワード増幅器の第１
および第２の実施例の構成を示すブロック図

【図４】図１の信号抑圧回路の広帯域化信号抑圧量を示
す周波数特性図

【図５】本発明によるフィードフォワード増幅器の第３
の実施例の構成を示すブロック図

【図６】第３の実施例の歪補償効果の説明図

【図７】本発明によるフィードフォワード増幅器の第４
の実施例の構成を示すブロック図

【図８】従来の信号抑圧回路のブロック図

【図９】従来のフィードフォワード増幅器のブロック図

【図１０】位相反転回路のブロック図

【図１１】従来の信号抑圧回路の周波数特性図

【符号の説明】

１９主増幅器２０第１の補助増幅器２１第２の補助増幅器２２第３の可変減衰器２３第１の可変減衰器２４第４の可変減衰器２５第２の可変減衰器２６第３の可変移相器２７第１の可変移相器２８第４の可変移相器２９第２の可変移相器３４第１の歪検出ループ３５第２の歪検出ループ３６第１の歪除去ループ３７第２の歪除去ループ３８第１のフィードフォワード回路３９第２のフィードフォワード回路５１第１のパイロット信号源５２第２のパイロット信号源５３第１の注入手段（方向性結合器）５４第２の注入手段（方向性結合器）５５第１のレベル検出手段（方向性結合器）５６第２のレベル検出手段（方向性結合器）５７制御回路７１第３のパイロット信号源７２第３の注入手段（方向性結合器）７３第３のレベル検出手段（方向性結合器）７４第４のレベル検出手段（方向性結合器）７５バンドパスフィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者長尾和男大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者久郷伸一神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１号松下通信工業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号を増幅する主増幅器の出力の歪成
分を検出する第１の歪検出ループと、前記第１の歪検出
ループで検出した歪成分を第１の補助増幅器で増幅し、
前記主増幅器の出力に再び注入することによって歪成分
を相殺する第１の歪除去ループとを有する第１のフィー
ドフォワード回路と、前記第１のフィードフォワード回
路の出力の歪成分を検出する第２の歪検出ループと、前
記第２の歪検出ループで検出した歪成分を第２の補助増
幅器で増幅し、前記第１のフィードフォワード回路の出
力に再び注入することによって歪成分を相殺する第２の
歪除去ループとを有する第２のフィードフォワード回路
とを備えたフィードフォワード増幅器。
【請求項２】第１の歪検出ループおよび第１の歪除去ル
ープの動作中心周波数を第１の周波数とし、第２の歪検
出ループおよび第２の歪除去ループの動作中心周波数を
前記第１の周波数とは異なる第２の周波数とした請求項
１記載のフィードフォワード増幅器。
【請求項３】第１の周波数および第２の周波数を入力信
号の占有帯域の中央に対して対照的に配した請求項２記
載のフィードフォワード増幅器。
【請求項４】第１の歪除去ループに挿入された第１の可
変減衰器および第１の可変移相器と、第２の歪除去ルー
プに挿入された第２の可変減衰器および第２の可変移相
器と、主増幅器の出力経路に第１の周波数を持つ第１の
パイロット信号を注入する第１の注入手段と、第１のフ
ィードフォワード回路の出力経路に第２の周波数を持つ
第２のパイロット信号を注入する第２の注入手段と、前
記第１のフィードフォワード回路の出力経路に挿入され
前記第１のパイロット信号を検出する第１のレベル検出
手段と、第２のフィードフォワード回路の出力経路に挿
入され前記第２のパイロット信号を検出する第２のレベ
ル検出手段と、前記第１のレベル検出手段の検出レベル
が最小になるように前記第１の可変減衰器および前記第
１の可変移相器を制御し、前記第２のレベル検出手段の
検出レベルが最小になるように前記第２の可変減衰器お
よび前記第２の可変移相器を制御する制御回路とを備え
た請求項２または３記載のフィードフォワード増幅器。
【請求項５】第１の周波数は入力信号の占有帯域の近傍
で前記占有帯域の低域側にあり、第２の周波数は前記占
有帯域の近傍で前記占有帯域の高域側にある請求項２乃
至４記載のフィードフォワード増幅器。
【請求項６】第１の歪検出ループに挿入された第３の可
変減衰器および第３の可変移相器と、第２の歪検出ルー
プに挿入された第４の可変減衰器および第４の可変移相
器と、入力信号の入力経路に第１および第２の周波数と
は異なり、前記入力信号の占有帯域外の第３の周波数を
持つ第３のパイロット信号を注入する第３の注入手段
と、前記第１の歪除去ループの歪成分入力経路に挿入さ
れ前記第３のパイロット信号を検出する第３のレベル検
出手段と、第２の歪除去ループの歪成分入力経路に挿入
され前記第３のパイロット信号を検出する第４のレベル
検出手段と、前記第３のレベル検出手段の検出レベルが
最小になるように前記第３の可変減衰器および前記第３
の可変移相器を制御し、前記第４のレベル検出手段の検
出レベルが最小になるように前記第４の可変減衰器およ
び前記第４の可変移相器を制御する制御回路と、第２の
レベル検出手段に縦続接続され前記入力信号の占有帯域
成分を通し前記第３のパイロット信号成分を除去する帯
域フィルタとを備えた請求項４または５記載のフィード
フォワード増幅器。