JPH08222965A - フィードフォワード増幅器 - Google Patents
フィードフォワード増幅器Info
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- JPH08222965A JPH08222965A JP7024127A JP2412795A JPH08222965A JP H08222965 A JPH08222965 A JP H08222965A JP 7024127 A JP7024127 A JP 7024127A JP 2412795 A JP2412795 A JP 2412795A JP H08222965 A JPH08222965 A JP H08222965A
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 広帯域にわたり良好な歪補償特性を持つフィ
ードフォワード増幅器を提供する。 【構成】 主増幅器19の出力の歪成分を第1の歪検出
ループ34で検出し、検出した歪成分を第1の歪除去ル
ープ36において主増幅器の出力に再び注入して歪成分
を相殺する第1のフィードフォワード回路38と、回路
38の出力の歪成分を第2の歪検出ループ35で検出
し、検出した歪成分を第2の歪除去ループ37において
回路38の出力に再び注入して歪成分を相殺する第2の
フィードフォワード回路39を備える。
ードフォワード増幅器を提供する。 【構成】 主増幅器19の出力の歪成分を第1の歪検出
ループ34で検出し、検出した歪成分を第1の歪除去ル
ープ36において主増幅器の出力に再び注入して歪成分
を相殺する第1のフィードフォワード回路38と、回路
38の出力の歪成分を第2の歪検出ループ35で検出
し、検出した歪成分を第2の歪除去ループ37において
回路38の出力に再び注入して歪成分を相殺する第2の
フィードフォワード回路39を備える。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は主として高周波帯におい
て多チャネル信号の増幅に用いられる線形増幅器で、主
増幅器で発生する非線形歪を抽出して除去するフィード
フォワード増幅器に関する。
て多チャネル信号の増幅に用いられる線形増幅器で、主
増幅器で発生する非線形歪を抽出して除去するフィード
フォワード増幅器に関する。
【0002】
【従来の技術】フィードフォワード増幅器は、携帯電話
やページャ(例:ポケットベル)等の基地局に設置され
る送信装置に適用されるものである。
やページャ(例:ポケットベル)等の基地局に設置され
る送信装置に適用されるものである。
【0003】携帯電話の基地局では複数のチャネルの信
号を送信している。また、ページャにおいても、1つの
基地局で複数のチャネルを同時に送信している場合が多
い。例えば、日本のディジタル携帯電話基地局の代表的
な構成では32チャネルを同時に送信している。この場
合、送信装置としては各チャネルを個別に増幅すること
も考えられるが、各増幅器の後にチャネル合成器が必要
となり、コストや設置規模の面に問題がある。したがっ
て、送信装置としては各チャネルを一括して増幅する共
通増幅方式を用いる方が有利である。
号を送信している。また、ページャにおいても、1つの
基地局で複数のチャネルを同時に送信している場合が多
い。例えば、日本のディジタル携帯電話基地局の代表的
な構成では32チャネルを同時に送信している。この場
合、送信装置としては各チャネルを個別に増幅すること
も考えられるが、各増幅器の後にチャネル合成器が必要
となり、コストや設置規模の面に問題がある。したがっ
て、送信装置としては各チャネルを一括して増幅する共
通増幅方式を用いる方が有利である。
【0004】しかし、共通増幅方式では増幅に用いるデ
バイスの非線形性のため、各チャネル信号の相互変調に
よるスプリアスの発生が問題となる。このスプリアスの
大きさは電波法によってその上限値が規定されており、
携帯電話基地局ではスプリアス強度はチャネル信号強度
に対して60dB低いことが必要である。また、携帯電
話基地局よりも高出力であるページャ基地局では、スプ
リアス強度はチャネル信号強度に対して70dB低いこ
とが必要である。通常、高出力用のトランジスタデバイ
スでは、共通増幅によって発生するスプリアス強度は信
号強度に対して30dB低い程度であり、そのままでは
上記の規定を満足しない。したがって、歪補償回路を付
加することによってスプリアス成分をさらに30dBな
いし40dB低減させることが必要となる。そのため
に、フィードフォワード方式による歪補償技術が採用さ
れている。
バイスの非線形性のため、各チャネル信号の相互変調に
よるスプリアスの発生が問題となる。このスプリアスの
大きさは電波法によってその上限値が規定されており、
携帯電話基地局ではスプリアス強度はチャネル信号強度
に対して60dB低いことが必要である。また、携帯電
話基地局よりも高出力であるページャ基地局では、スプ
リアス強度はチャネル信号強度に対して70dB低いこ
とが必要である。通常、高出力用のトランジスタデバイ
スでは、共通増幅によって発生するスプリアス強度は信
号強度に対して30dB低い程度であり、そのままでは
上記の規定を満足しない。したがって、歪補償回路を付
加することによってスプリアス成分をさらに30dBな
いし40dB低減させることが必要となる。そのため
に、フィードフォワード方式による歪補償技術が採用さ
れている。
【0005】まず、フィードフォワード方式による歪補
償の基本原理である信号抑圧回路の動作について説明
し、次にフィードフォワード増幅器の動作について述べ
る。
償の基本原理である信号抑圧回路の動作について説明
し、次にフィードフォワード増幅器の動作について述べ
る。
【0006】図8は信号抑圧回路の構成図である。図8
において101は入力端子、102は出力端子、103
は電力分配器、104は電力結合器、そして105は位
相反転回路である。この信号抑圧回路の基本動作は次の
通りである。
において101は入力端子、102は出力端子、103
は電力分配器、104は電力結合器、そして105は位
相反転回路である。この信号抑圧回路の基本動作は次の
通りである。
【0007】入力端子101に入力された信号は、電力
分配器103で2分配される。分配された信号の一方は
位相反転回路105で180度位相を反転される。分配
された信号の他方と、この位相反転信号は電力結合器1
04で結合されるが、このとき両信号は振幅が等しくか
つ位相差が180度であるので互いに相殺し出力端子1
02からは出力されない。
分配器103で2分配される。分配された信号の一方は
位相反転回路105で180度位相を反転される。分配
された信号の他方と、この位相反転信号は電力結合器1
04で結合されるが、このとき両信号は振幅が等しくか
つ位相差が180度であるので互いに相殺し出力端子1
02からは出力されない。
【0008】上記の信号抑圧回路2つを組み合わせて増
幅器の歪補償を行うのが次に述べるフィードフォワード
増幅器である。
幅器の歪補償を行うのが次に述べるフィードフォワード
増幅器である。
【0009】図9に従来のフィードフォワード増幅器の
例を示す。図9において111は入力端子、112は出
力端子、113は電力分配器、114、115は電力結
合器、116は主増幅器、117は補助増幅器、11
8、119は可変減衰器、120、121は可変移相
器、そして122、123は遅延線である。また、電力
分配器113および電力結合器114、115につけら
れた記号a〜jは各ポートを表している。124は電力
分配器113、可変減衰器118、可変移相器120、
主増幅器116、遅延線122および電力結合器114
によって構成される歪検出ループである。125は電力
結合器114、可変減衰器119、可変移相器121、
補助増幅器117、遅延線123および電力結合器11
5によって構成される歪除去ループである。
例を示す。図9において111は入力端子、112は出
力端子、113は電力分配器、114、115は電力結
合器、116は主増幅器、117は補助増幅器、11
8、119は可変減衰器、120、121は可変移相
器、そして122、123は遅延線である。また、電力
分配器113および電力結合器114、115につけら
れた記号a〜jは各ポートを表している。124は電力
分配器113、可変減衰器118、可変移相器120、
主増幅器116、遅延線122および電力結合器114
によって構成される歪検出ループである。125は電力
結合器114、可変減衰器119、可変移相器121、
補助増幅器117、遅延線123および電力結合器11
5によって構成される歪除去ループである。
【0010】歪検出ループ124において、電力分配器
113で分配された信号の一方は可変減衰器118、可
変移相器120を経由して主増幅器116で増幅され、
電力結合器114のポートdに入力される。
113で分配された信号の一方は可変減衰器118、可
変移相器120を経由して主増幅器116で増幅され、
電力結合器114のポートdに入力される。
【0011】他方の信号は遅延線122を経由して電力
結合器114のポートeに入力される。このとき、ポー
トdに入力された信号とポートeに入力された信号が互
いに相殺するように構成される。つまり、電力結合器1
14のポートd−g間およびe−g間の結合度が適当に
設定され、上記2信号が等振幅かつ位相差180度で結
合するように、ポートdに入力される信号の振幅および
位相が可変減衰器118および可変移相器120で調整
されることによって、ポートgからの信号出力が最小と
なるように設定される。したがって、完全に調整された
状態ではポートgから信号は出力されない。
結合器114のポートeに入力される。このとき、ポー
トdに入力された信号とポートeに入力された信号が互
いに相殺するように構成される。つまり、電力結合器1
14のポートd−g間およびe−g間の結合度が適当に
設定され、上記2信号が等振幅かつ位相差180度で結
合するように、ポートdに入力される信号の振幅および
位相が可変減衰器118および可変移相器120で調整
されることによって、ポートgからの信号出力が最小と
なるように設定される。したがって、完全に調整された
状態ではポートgから信号は出力されない。
【0012】ところで、一般に主増幅器は非線形性をも
つので、多信号入力に対しては入力信号成分の他に相互
変調による歪成分が出力される。つまり、ポートdに入
力される信号には入力信号成分の他に歪成分を含んでい
る。一方、ポートeに入力される信号は歪成分を含まな
いので、上記のように電力結合器114で2信号を加え
合わせたとき入力信号成分は相殺され、歪成分のみがポ
ートgから出力される。
つので、多信号入力に対しては入力信号成分の他に相互
変調による歪成分が出力される。つまり、ポートdに入
力される信号には入力信号成分の他に歪成分を含んでい
る。一方、ポートeに入力される信号は歪成分を含まな
いので、上記のように電力結合器114で2信号を加え
合わせたとき入力信号成分は相殺され、歪成分のみがポ
ートgから出力される。
【0013】ポートd−f間の結合を1に近くし、ポー
トd−g間の結合を十分に小さくすれば主増幅器116
から出力された入力信号成分および歪成分のほとんどは
ポートfから出力される。
トd−g間の結合を十分に小さくすれば主増幅器116
から出力された入力信号成分および歪成分のほとんどは
ポートfから出力される。
【0014】次に、歪除去ループ125において、電力
結合器114のポートfから出力された入力信号成分お
よび歪成分は遅延線123を経由して電力結合器115
のポートhに入力される。ポートgから出力された歪成
分は可変減衰器119および可変移相器121を経由し
て補助増幅器117で増幅された後、電力結合器115
のポートiに入力される。このとき、ポートhに入力さ
れた歪成分とポートiに入力された歪成分が振幅が等し
く、かつ位相差が180度となるように設定されること
によって歪成分は互いに相殺され、ポートjからは入力
信号成分のみが出力される。ここで、上記の条件を満た
すために電力結合器115のポートh−j間およびi−
j間の結合度が適当に設定され、ポートiに入力される
信号の振幅および位相が可変減衰器119および可変移
相器121で調整されることによって、ポートjからの
歪成分の出力が最小となるように設定される。また、電
力結合器115においてポートh−j間の結合を1に近
くし、ポートi−j間の結合を十分に小さくすればポー
トhに入力される入力信号成分はほとんどがポートjか
ら出力される。
結合器114のポートfから出力された入力信号成分お
よび歪成分は遅延線123を経由して電力結合器115
のポートhに入力される。ポートgから出力された歪成
分は可変減衰器119および可変移相器121を経由し
て補助増幅器117で増幅された後、電力結合器115
のポートiに入力される。このとき、ポートhに入力さ
れた歪成分とポートiに入力された歪成分が振幅が等し
く、かつ位相差が180度となるように設定されること
によって歪成分は互いに相殺され、ポートjからは入力
信号成分のみが出力される。ここで、上記の条件を満た
すために電力結合器115のポートh−j間およびi−
j間の結合度が適当に設定され、ポートiに入力される
信号の振幅および位相が可変減衰器119および可変移
相器121で調整されることによって、ポートjからの
歪成分の出力が最小となるように設定される。また、電
力結合器115においてポートh−j間の結合を1に近
くし、ポートi−j間の結合を十分に小さくすればポー
トhに入力される入力信号成分はほとんどがポートjか
ら出力される。
【0015】以上のように歪検出ループ124および歪
除去ループ125を最適に設定することによって主増幅
器116の相互変調歪の補償を行っている。
除去ループ125を最適に設定することによって主増幅
器116の相互変調歪の補償を行っている。
【0016】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来例に示したフィードフォワード増幅器の構成では、
広い帯域にわたって大きな歪補償量を実現することが困
難であった。その理由を次に述べる。
従来例に示したフィードフォワード増幅器の構成では、
広い帯域にわたって大きな歪補償量を実現することが困
難であった。その理由を次に述べる。
【0017】図8に示した信号抑圧回路において、電力
分配器103で分配された2信号を電力結合器104で
同振幅かつ位相差180度で結合することによって信号
抑圧が行われることを先に述べたが、実際にはこのよう
な理想的な状態を広帯域にわたってに実現することは難
しい。
分配器103で分配された2信号を電力結合器104で
同振幅かつ位相差180度で結合することによって信号
抑圧が行われることを先に述べたが、実際にはこのよう
な理想的な状態を広帯域にわたってに実現することは難
しい。
【0018】図10は、半波長マイクロストリップライ
ンを用いた位相反転回路の構成図である。図9に示すよ
うに目的の周波数での半波長線路を用いて位相反転回路
が構成できる。
ンを用いた位相反転回路の構成図である。図9に示すよ
うに目的の周波数での半波長線路を用いて位相反転回路
が構成できる。
【0019】図11は、図10に示す位相反転回路を用
いたときの信号抑圧回路の抑圧量の周波数特性である。
いたときの信号抑圧回路の抑圧量の周波数特性である。
【0020】図11で周波数は、中心周波数での正規化
周波数を用いている。図11から分かるように、中心周
波数において60dB以上の信号抑圧量が得られてい
る。しかし信号抑圧量30dB以上を満たす比帯域は
2.0%であることが分かる。また、信号抑圧量40d
Bを求めるならば比帯域は0.6%にすぎない。
周波数を用いている。図11から分かるように、中心周
波数において60dB以上の信号抑圧量が得られてい
る。しかし信号抑圧量30dB以上を満たす比帯域は
2.0%であることが分かる。また、信号抑圧量40d
Bを求めるならば比帯域は0.6%にすぎない。
【0021】広帯域にわたる位相反転を得る方法として
は電力分配器および電力結合器に方向性結合器を用いて
それぞれで位相差90度を得て全体として位相差180
度を得る方法や、位相反転回路に1端子を短絡したサー
キュレータを用いて短絡点での全反射によって位相反転
を得る方法等がある。これらの方法では原理的には周波
数に依存せず位相反転を得ることができるが、実際の構
成では周波数依存特性をもち、やはり広帯域の特性を得
ることが困難である。さらに、図9に示したフィードフ
ォワード増幅器に用いる主増幅器および補助増幅器は利
得や通過位相に周波数依存特性をもち、その維持は温度
変化等によって特性変化するため、大きな歪補償効果を
広帯域にわたって実現することはさらに困難になる。
は電力分配器および電力結合器に方向性結合器を用いて
それぞれで位相差90度を得て全体として位相差180
度を得る方法や、位相反転回路に1端子を短絡したサー
キュレータを用いて短絡点での全反射によって位相反転
を得る方法等がある。これらの方法では原理的には周波
数に依存せず位相反転を得ることができるが、実際の構
成では周波数依存特性をもち、やはり広帯域の特性を得
ることが困難である。さらに、図9に示したフィードフ
ォワード増幅器に用いる主増幅器および補助増幅器は利
得や通過位相に周波数依存特性をもち、その維持は温度
変化等によって特性変化するため、大きな歪補償効果を
広帯域にわたって実現することはさらに困難になる。
【0022】以上に述べた理由によって、図9に示した
従来のフィードフォワード増幅器では大きな歪補償効果
を広帯域にわたって実現することは困難である。このよ
うに、従来のフィードフォワード増幅器では、比較的狭
帯域な特性となるため、ループの状態が少しでも変化し
た場合には歪補償が不十分となる。そこで常に各ループ
の状態を最適に保つために、常時または断続的に各ルー
プの状態をモニタし、歪成分の出力が最小となるように
可変減衰器および可変移相器を制御する場合もある。
従来のフィードフォワード増幅器では大きな歪補償効果
を広帯域にわたって実現することは困難である。このよ
うに、従来のフィードフォワード増幅器では、比較的狭
帯域な特性となるため、ループの状態が少しでも変化し
た場合には歪補償が不十分となる。そこで常に各ループ
の状態を最適に保つために、常時または断続的に各ルー
プの状態をモニタし、歪成分の出力が最小となるように
可変減衰器および可変移相器を制御する場合もある。
【0023】本発明は上記従来の課題を解決するもの
で、広帯域にわたって大きな歪補償効果が得られるフィ
ードフォワード増幅器を提供することを目的とする。
で、広帯域にわたって大きな歪補償効果が得られるフィ
ードフォワード増幅器を提供することを目的とする。
【0024】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のフィードフォワード増幅回路は、入力信号を
増幅する主増幅器の出力の歪成分を検出する第1の歪検
出ループ、前記第1の歪検出ループで検出した歪成分を
第1の補助増幅器で増幅し前記主増幅器の出力に再び注
入することによって歪成分を相殺する第1の歪除去ルー
プを有する第1のフィードフォワード回路と、前記第1
のフィードフォワード回路の出力の歪成分を検出する第
2の歪検出ループ、前記第2の歪検出ループで検出した
歪成分を第2の補助増幅器で増幅し前記第1のフィード
フォワード回路の出力に再び注入することによって歪成
分を相殺する第2の歪除去ループを有する第2のフィー
ドフォワード回路を備えた構成を有する。
に本発明のフィードフォワード増幅回路は、入力信号を
増幅する主増幅器の出力の歪成分を検出する第1の歪検
出ループ、前記第1の歪検出ループで検出した歪成分を
第1の補助増幅器で増幅し前記主増幅器の出力に再び注
入することによって歪成分を相殺する第1の歪除去ルー
プを有する第1のフィードフォワード回路と、前記第1
のフィードフォワード回路の出力の歪成分を検出する第
2の歪検出ループ、前記第2の歪検出ループで検出した
歪成分を第2の補助増幅器で増幅し前記第1のフィード
フォワード回路の出力に再び注入することによって歪成
分を相殺する第2の歪除去ループを有する第2のフィー
ドフォワード回路を備えた構成を有する。
【0025】
【作用】この構成によって、主増幅器の出力に生じた歪
成分に対して、第1のフィードフォワード回路によって
歪補償を行い、第1のフィードフォワード回路の出力に
対して、第2のフィードフォワード回路によって、さら
に歪補償を行うように作用する。
成分に対して、第1のフィードフォワード回路によって
歪補償を行い、第1のフィードフォワード回路の出力に
対して、第2のフィードフォワード回路によって、さら
に歪補償を行うように作用する。
【0026】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。
て説明する。
【0027】まず、本発明によるフィードフォワード増
幅器の原理である信号抑圧回路の動作について説明し、
次に、本発明によるフィードフォワード増幅器の実施例
について述べる。
幅器の原理である信号抑圧回路の動作について説明し、
次に、本発明によるフィードフォワード増幅器の実施例
について述べる。
【0028】図1は本発明の実施例における歪抑圧の原
理を示す説明図である。図1において、1は入力端子、
2は出力端子、3、4は電力分配器、5、6は電力結合
器、そして7、8は位相反転回路である。基本構成は、
前記図8に示した従来例の信号抑圧回路を直列に接続し
たものである。図1においては、それぞれの信号抑圧回
路で信号抑圧が独立に行われるため、全体の信号抑圧量
は各信号抑圧回路の抑圧量のかけ算で得られる。
理を示す説明図である。図1において、1は入力端子、
2は出力端子、3、4は電力分配器、5、6は電力結合
器、そして7、8は位相反転回路である。基本構成は、
前記図8に示した従来例の信号抑圧回路を直列に接続し
たものである。図1においては、それぞれの信号抑圧回
路で信号抑圧が独立に行われるため、全体の信号抑圧量
は各信号抑圧回路の抑圧量のかけ算で得られる。
【0029】図2は、図1に示す信号抑圧回路の信号抑
圧量の周波数特性を示すグラフである。これは図1に示
す信号抑圧回路の2つの位相反転回路に同一の半波長線
路を用いた場合である。図2と前記図11を比較すると
信号抑圧の帯域が大幅に広くなっていることが分かる。
信号抑圧量40dBの帯域を例にとると、図11に示し
た従来の例では比帯域で0.6%であるのに対し、図2
の例では6.4%が得られている。
圧量の周波数特性を示すグラフである。これは図1に示
す信号抑圧回路の2つの位相反転回路に同一の半波長線
路を用いた場合である。図2と前記図11を比較すると
信号抑圧の帯域が大幅に広くなっていることが分かる。
信号抑圧量40dBの帯域を例にとると、図11に示し
た従来の例では比帯域で0.6%であるのに対し、図2
の例では6.4%が得られている。
【0030】(実施例1)図3は本発明によるフィード
フォワード増幅器の第1の実施例の構成を示すブロック
図である。図3において、11は入力端子、12は出力
端子、13、16は電力分配器、14、15、17、1
8は電力結合器、19は主増幅器、20、21は補助増
幅器、22、23、24、25は可変減衰器、26、2
7、28、29は可変移相器、30、31、32、33
は遅延線である。
フォワード増幅器の第1の実施例の構成を示すブロック
図である。図3において、11は入力端子、12は出力
端子、13、16は電力分配器、14、15、17、1
8は電力結合器、19は主増幅器、20、21は補助増
幅器、22、23、24、25は可変減衰器、26、2
7、28、29は可変移相器、30、31、32、33
は遅延線である。
【0031】図3に示すように電力分配器13、電力結
合器14、可変減衰器22、可変移相器26、主増幅器
19、および遅延線30で第1の歪検出ループ34が構
成されており、電力結合器14、15、可変減衰器2
3、可変移相器27、補助増幅器20、および遅延線3
1で第1の歪除去ループ36が構成されている。上記第
1の歪検出ループ34と第1の歪除去ループ36を接続
することによって第1のフィードフォワード回路が構成
されている。また、第1のフィードフォワード回路を取
り込んだ形で、電力分配器16、電力結合器17、可変
減衰器24、可変移相器28、および遅延線32で第2
の歪検出ループ35が構成されており、電力結合器1
7、18、可変減衰器25、可変移相器29、補助増幅
器21、および遅延線33で第2の歪除去ループ37が
構成されている。上記第2の歪検出ループ35と第2の
歪除去ループ37を接続することによって第2のフィー
ドフォワード回路が構成されている。これら第1および
第2のフィードフォワード回路によって、本実施例のフ
ィードフォワード増幅器が構成されている。
合器14、可変減衰器22、可変移相器26、主増幅器
19、および遅延線30で第1の歪検出ループ34が構
成されており、電力結合器14、15、可変減衰器2
3、可変移相器27、補助増幅器20、および遅延線3
1で第1の歪除去ループ36が構成されている。上記第
1の歪検出ループ34と第1の歪除去ループ36を接続
することによって第1のフィードフォワード回路が構成
されている。また、第1のフィードフォワード回路を取
り込んだ形で、電力分配器16、電力結合器17、可変
減衰器24、可変移相器28、および遅延線32で第2
の歪検出ループ35が構成されており、電力結合器1
7、18、可変減衰器25、可変移相器29、補助増幅
器21、および遅延線33で第2の歪除去ループ37が
構成されている。上記第2の歪検出ループ35と第2の
歪除去ループ37を接続することによって第2のフィー
ドフォワード回路が構成されている。これら第1および
第2のフィードフォワード回路によって、本実施例のフ
ィードフォワード増幅器が構成されている。
【0032】以下に、本実施例のフィードフォワード増
幅器の動作について説明する。入力端子11から入力さ
れた多チャネル成分を含んだ入力信号は電力分配器16
で2分配される。分配された2信号の一方は第1のフィ
ードフォワード回路38に入力される。第1フィードフ
ォワード回路38の動作は図9に示した従来例のフィー
ドフォワード増幅器の動作と同様である。主増幅器19
で発生した歪成分は、この第1のフィードフォワード回
路38で抑圧される。しかし、前に述べた理由により、
第1のフィードフォワード回路で大きな歪抑圧量が得ら
れている帯域は限られている。そのため、第1のフィー
ドフォワード回路38からは入力信号成分の他に歪成分
も出力される。つまり、広い帯域にわたり必要な歪抑圧
量の条件を満たすためにはさらに歪補償を行う必要があ
る。そこで、電力結合器15のポートjからの出力は電
力結合器17のポートnに入力される。一方、電力分配
器16で分配されポートmから出力された信号は遅延線
32を経由して電力結合器17のポートOに入力され
る。ポートnへの入力は入力信号成分と残された歪成分
であり、ポートoへの入力は入力信号成分のみである。
ここで電力結合器17のポートn−q間およびポートo
−q間の結合度を適当に設定し、可変減衰器24および
可変移相器28を調整することによって、ポートnの入
力信号成分とポートoの入力信号成分を等振幅かつ位相
差180度で互いに加え合わせることができる。その結
果、ポートqからは入力信号成分のレベルが抑圧された
信号が出力される。つまり、ポートqからの出力は主と
してポートnに入力された歪成分となる。このとき、ポ
ートn−p間の結合を1に近くし、ポートn−q間の結
合を十分に小さく設定すればポートnへの入力のほとん
どがポートpから出力されることになる。
幅器の動作について説明する。入力端子11から入力さ
れた多チャネル成分を含んだ入力信号は電力分配器16
で2分配される。分配された2信号の一方は第1のフィ
ードフォワード回路38に入力される。第1フィードフ
ォワード回路38の動作は図9に示した従来例のフィー
ドフォワード増幅器の動作と同様である。主増幅器19
で発生した歪成分は、この第1のフィードフォワード回
路38で抑圧される。しかし、前に述べた理由により、
第1のフィードフォワード回路で大きな歪抑圧量が得ら
れている帯域は限られている。そのため、第1のフィー
ドフォワード回路38からは入力信号成分の他に歪成分
も出力される。つまり、広い帯域にわたり必要な歪抑圧
量の条件を満たすためにはさらに歪補償を行う必要があ
る。そこで、電力結合器15のポートjからの出力は電
力結合器17のポートnに入力される。一方、電力分配
器16で分配されポートmから出力された信号は遅延線
32を経由して電力結合器17のポートOに入力され
る。ポートnへの入力は入力信号成分と残された歪成分
であり、ポートoへの入力は入力信号成分のみである。
ここで電力結合器17のポートn−q間およびポートo
−q間の結合度を適当に設定し、可変減衰器24および
可変移相器28を調整することによって、ポートnの入
力信号成分とポートoの入力信号成分を等振幅かつ位相
差180度で互いに加え合わせることができる。その結
果、ポートqからは入力信号成分のレベルが抑圧された
信号が出力される。つまり、ポートqからの出力は主と
してポートnに入力された歪成分となる。このとき、ポ
ートn−p間の結合を1に近くし、ポートn−q間の結
合を十分に小さく設定すればポートnへの入力のほとん
どがポートpから出力されることになる。
【0033】ポートqからの出力(主として歪成分)は
可変減衰器25、可変移相器29を経由し、補助増幅器
21で増幅された後、電力結合器18のポートsに入力
される。一方、ポートpからの出力(入力信号成分と歪
成分)は遅延線33を経由して電力結合器18のポート
rに入力される。ここで、電力結合器18のポートr−
t間およびポートs−t間の結合度を適当に設定し、可
変減衰器25、および可変移相器29を調整することに
よってポートrに入力される歪成分とポートsに入力さ
れる歪成分を等振幅かつ位相差180度をもって加え合
わせることができる。これによって歪成分が互いに相殺
され、ポートtからは歪成分が十分に抑圧された信号
(つまり入力信号成分)が出力される。このとき、ポー
トr−t間の結合を1に近くし、ポートt−s間の結合
を十分に小さく設定すればポートrへの入力のほとんど
がポートtから出力されることになる。以上のようにし
て第2のフィードフォワード回路が構成される。
可変減衰器25、可変移相器29を経由し、補助増幅器
21で増幅された後、電力結合器18のポートsに入力
される。一方、ポートpからの出力(入力信号成分と歪
成分)は遅延線33を経由して電力結合器18のポート
rに入力される。ここで、電力結合器18のポートr−
t間およびポートs−t間の結合度を適当に設定し、可
変減衰器25、および可変移相器29を調整することに
よってポートrに入力される歪成分とポートsに入力さ
れる歪成分を等振幅かつ位相差180度をもって加え合
わせることができる。これによって歪成分が互いに相殺
され、ポートtからは歪成分が十分に抑圧された信号
(つまり入力信号成分)が出力される。このとき、ポー
トr−t間の結合を1に近くし、ポートt−s間の結合
を十分に小さく設定すればポートrへの入力のほとんど
がポートtから出力されることになる。以上のようにし
て第2のフィードフォワード回路が構成される。
【0034】歪抑圧が得られる帯域は第1の歪除去ルー
プおよび第2の歪除去ループの帯域に依存している。つ
まり、フィードフォワード増幅器全体の歪抑圧量は上記
2つの歪除去ループの歪抑圧量を掛け合わせたものとな
るので、第1の実施例では従来例に比べて広帯域にわた
り大きな歪補償特性が得られる。
プおよび第2の歪除去ループの帯域に依存している。つ
まり、フィードフォワード増幅器全体の歪抑圧量は上記
2つの歪除去ループの歪抑圧量を掛け合わせたものとな
るので、第1の実施例では従来例に比べて広帯域にわた
り大きな歪補償特性が得られる。
【0035】(実施例2)次に、本発明によるフィード
フォワード増幅器の第2の実施例について説明する。図
2に示したように、上記第1の実施例のフィードフォワ
ード増幅器では従来例に比べて大幅に広帯域な歪補償特
性を得ることができるが、次に示すような構成をとるこ
とによってさらに広帯域な特性となる。すなわち、この
効果は図3において第1のフィードフォワード回路の歪
補償が動作する中心周波数と第2のフィードフォワード
回路の歪補償が動作する中心周波数をずらすことによっ
て実現される。
フォワード増幅器の第2の実施例について説明する。図
2に示したように、上記第1の実施例のフィードフォワ
ード増幅器では従来例に比べて大幅に広帯域な歪補償特
性を得ることができるが、次に示すような構成をとるこ
とによってさらに広帯域な特性となる。すなわち、この
効果は図3において第1のフィードフォワード回路の歪
補償が動作する中心周波数と第2のフィードフォワード
回路の歪補償が動作する中心周波数をずらすことによっ
て実現される。
【0036】図4は図1に示した信号抑圧回路におい
て、位相反転回路7を正規化周波数0.97における半
波長線路で構成し、位相反転回路8を正規化周波数1.
03における半波長線路で構成した場合の信号抑圧量の
周波数特性である。前述と同様に信号抑圧量40dB以
上を満たす帯域で比較すると、図2での比帯域6.4%
に対し、図4では8.7%であり、広帯域化が実現され
ていることが分かる。
て、位相反転回路7を正規化周波数0.97における半
波長線路で構成し、位相反転回路8を正規化周波数1.
03における半波長線路で構成した場合の信号抑圧量の
周波数特性である。前述と同様に信号抑圧量40dB以
上を満たす帯域で比較すると、図2での比帯域6.4%
に対し、図4では8.7%であり、広帯域化が実現され
ていることが分かる。
【0037】このような第2の実施例の方法によって、
多チャネル信号を共通増幅する場合にチャネル帯域が広
い場合でも対応することができる。また、主増幅器の歪
特性が悪く、共通増幅による相互変調歪成分が3次成分
のみでなく、5次または7次以上におよぶ場合には歪抑
圧の帯域がチャネル帯域よりもかなり広いことが要求さ
れるが、それに対応することができる。また、十分に広
帯域にわたる大きな歪抑圧特性が得られるため、補助増
幅器の温度変化による特性変化等によって歪除去ループ
にずれが生じても歪抑圧特性は十分に許容範囲内とな
り、外部からループを制御する必要はない。
多チャネル信号を共通増幅する場合にチャネル帯域が広
い場合でも対応することができる。また、主増幅器の歪
特性が悪く、共通増幅による相互変調歪成分が3次成分
のみでなく、5次または7次以上におよぶ場合には歪抑
圧の帯域がチャネル帯域よりもかなり広いことが要求さ
れるが、それに対応することができる。また、十分に広
帯域にわたる大きな歪抑圧特性が得られるため、補助増
幅器の温度変化による特性変化等によって歪除去ループ
にずれが生じても歪抑圧特性は十分に許容範囲内とな
り、外部からループを制御する必要はない。
【0038】(実施例3)次に、本発明によるフィード
フォワード増幅器の第3の実施例について説明する。図
5は本発明におけるフィードフォワード増幅器の第3の
実施例の構成を示すブロック図である。図5において図
3と同じ構成要素については同一の番号を付けてある。
51、52はパイロット信号源、53、54、55、5
6は方向性結合器、57は制御回路である。フィードフ
ォワード増幅器としての基本構成は先に述べた第1およ
び第2の実施例の場合と同様であるが、違いは第3の実
施例ではパイロット信号をループに注入し、これをモニ
タすることによってループが最適になるように制御する
点にある。抑圧量30dB程度の歪補償では上記第1の
実施例のフィードフォワード増幅器によって実現できる
が、40dB以上の大きな歪補償を必要とする場合には
ここに述べる第3の実施例の構成をとることによって実
現される。
フォワード増幅器の第3の実施例について説明する。図
5は本発明におけるフィードフォワード増幅器の第3の
実施例の構成を示すブロック図である。図5において図
3と同じ構成要素については同一の番号を付けてある。
51、52はパイロット信号源、53、54、55、5
6は方向性結合器、57は制御回路である。フィードフ
ォワード増幅器としての基本構成は先に述べた第1およ
び第2の実施例の場合と同様であるが、違いは第3の実
施例ではパイロット信号をループに注入し、これをモニ
タすることによってループが最適になるように制御する
点にある。抑圧量30dB程度の歪補償では上記第1の
実施例のフィードフォワード増幅器によって実現できる
が、40dB以上の大きな歪補償を必要とする場合には
ここに述べる第3の実施例の構成をとることによって実
現される。
【0039】以下に、本実施例の動作について説明す
る。本実施例では主増幅器19の出力側に設けられた方
向性結合器53によってパイロット信号51が注入され
る。また、第1のフィードフォワード回路38の出力側
に設けられた方向性結合器54によってパイロット信号
52が注入される。パイロット信号51および52の周
波数については後に述べる。
る。本実施例では主増幅器19の出力側に設けられた方
向性結合器53によってパイロット信号51が注入され
る。また、第1のフィードフォワード回路38の出力側
に設けられた方向性結合器54によってパイロット信号
52が注入される。パイロット信号51および52の周
波数については後に述べる。
【0040】方向性結合器55が第1のフィードフォワ
ード回路38の出力側に挿入されており、方向性結合器
56が第2のフィードフォワード回路39の出力側に挿
入されている。これら方向性結合器55、56で信号を
一部抜きだし制御回路57に入力する。制御回路57で
は、方向性結合器55からの信号でパイロット信号源5
1の成分をモニタし、そのレベルが最小になるように可
変減衰器23と可変移相器27を制御する。また、方向
性結合器56からの信号でパイロット信号源52の成分
をモニタし、そのレベルが最小になるように可変減衰器
25と可変移相器29を制御する。上記の制御を常時ま
たは断続的に行うことによって第1および第2の歪除去
ループを最適に調整している。例えば、温度変化等によ
って補助増幅器の利得や通過位相が変化しても上記の制
御によって歪補償を最適に行うことができる。
ード回路38の出力側に挿入されており、方向性結合器
56が第2のフィードフォワード回路39の出力側に挿
入されている。これら方向性結合器55、56で信号を
一部抜きだし制御回路57に入力する。制御回路57で
は、方向性結合器55からの信号でパイロット信号源5
1の成分をモニタし、そのレベルが最小になるように可
変減衰器23と可変移相器27を制御する。また、方向
性結合器56からの信号でパイロット信号源52の成分
をモニタし、そのレベルが最小になるように可変減衰器
25と可変移相器29を制御する。上記の制御を常時ま
たは断続的に行うことによって第1および第2の歪除去
ループを最適に調整している。例えば、温度変化等によ
って補助増幅器の利得や通過位相が変化しても上記の制
御によって歪補償を最適に行うことができる。
【0041】本実施例は上記のように2つの異なった周
波数のパイロット信号を注入している。この方法による
と、以下に述べるような効果が生じる。
波数のパイロット信号を注入している。この方法による
と、以下に述べるような効果が生じる。
【0042】図6は本実施例の歪補償の効果についての
説明図である。図6において(a)は入力信号のスペク
トラムの例であり、6チャネルの合成信号が入力されて
いることを表している。図6(b)は図5の第1および
第2のフィードフォワード回路の動作の中心周波数を同
一とした場合を表している。(b)において上図は主増
幅器の出力スペクトラムであり、主増幅器が非線形であ
るために各チャネルの相互変調歪の成分がチャネル帯域
外に発生していることを表している。(b)下図はフィ
ードフォワード回路による歪抑圧量の周波数特性を表し
ている。
説明図である。図6において(a)は入力信号のスペク
トラムの例であり、6チャネルの合成信号が入力されて
いることを表している。図6(b)は図5の第1および
第2のフィードフォワード回路の動作の中心周波数を同
一とした場合を表している。(b)において上図は主増
幅器の出力スペクトラムであり、主増幅器が非線形であ
るために各チャネルの相互変調歪の成分がチャネル帯域
外に発生していることを表している。(b)下図はフィ
ードフォワード回路による歪抑圧量の周波数特性を表し
ている。
【0043】歪除去ループの制御を行う場合には注入す
るパイロット信号の周波数の設定が問題となる。パイロ
ット信号をチャネル帯域内に注入した場合、例えばディ
ジタル携帯電話ではチャネル周波数が1.5GHz帯に
あり、チャネル間隔は最小で50kHz程度である。こ
の間隔内にパイロット信号を注入した場合、かなり狭帯
域に検出する必要があり、パイロット信号の検出が困難
である。そこでチャネル帯域外にパイロット信号を注入
した場合を考える。図6(b)上図のPは注入されたパ
イロット信号成分を表している。歪除去ループの制御は
フィードフォワード増幅器から出力されるパイロット信
号成分が最小となるように行われるので、歪抑圧はパイ
ロット信号周波数を中心周波数として行われ(b)下図
のような特性になる。図6(c)はフィードフォワード
増幅器の出力スペクトラムを表しているが、歪抑圧特性
がチャネル帯域に対して非対称となっているため、ここ
では高域側に歪成分が残っている。
るパイロット信号の周波数の設定が問題となる。パイロ
ット信号をチャネル帯域内に注入した場合、例えばディ
ジタル携帯電話ではチャネル周波数が1.5GHz帯に
あり、チャネル間隔は最小で50kHz程度である。こ
の間隔内にパイロット信号を注入した場合、かなり狭帯
域に検出する必要があり、パイロット信号の検出が困難
である。そこでチャネル帯域外にパイロット信号を注入
した場合を考える。図6(b)上図のPは注入されたパ
イロット信号成分を表している。歪除去ループの制御は
フィードフォワード増幅器から出力されるパイロット信
号成分が最小となるように行われるので、歪抑圧はパイ
ロット信号周波数を中心周波数として行われ(b)下図
のような特性になる。図6(c)はフィードフォワード
増幅器の出力スペクトラムを表しているが、歪抑圧特性
がチャネル帯域に対して非対称となっているため、ここ
では高域側に歪成分が残っている。
【0044】図6(d)は2つのパイロット信号をチャ
ネル帯域の両側に注入した場合である。この場合、歪抑
圧量は(d)下図のような周波数特性となる。図6
(e)はこの場合のフィードフォワード増幅器の出力ス
ペクトラムを表している。歪抑圧がチャネル帯域に対し
て対称にかつ広帯域に実現できるため、歪成分が十分に
抑圧されている。
ネル帯域の両側に注入した場合である。この場合、歪抑
圧量は(d)下図のような周波数特性となる。図6
(e)はこの場合のフィードフォワード増幅器の出力ス
ペクトラムを表している。歪抑圧がチャネル帯域に対し
て対称にかつ広帯域に実現できるため、歪成分が十分に
抑圧されている。
【0045】上記のように第3の実施例では、2周波の
パイロット信号をチャネル帯域の両側に注入し、第1お
よび第2の歪除去ループを独立に制御しているので、チ
ャネル帯域に対して対称な歪補償を得ることができ、補
助増幅器の温度変化等による特性変化で歪除去ループの
状態が変化した場合でも、最適な状態を維持することが
できる。
パイロット信号をチャネル帯域の両側に注入し、第1お
よび第2の歪除去ループを独立に制御しているので、チ
ャネル帯域に対して対称な歪補償を得ることができ、補
助増幅器の温度変化等による特性変化で歪除去ループの
状態が変化した場合でも、最適な状態を維持することが
できる。
【0046】(実施例4)次に、本発明のフィードフォ
ワード増幅器の第4の実施例について説明する。図7は
本発明におけるフィードフォワード増幅器の第4の実施
例の構成を示すブロック図である。図7において、前記
第3の実施例のフィードフォワード増幅器と同じ構成要
素には同一の番号を付けてある。また、71はパイロッ
ト信号源、72、73、74は方向性結合器、75はバ
ンドパスフィルタである。
ワード増幅器の第4の実施例について説明する。図7は
本発明におけるフィードフォワード増幅器の第4の実施
例の構成を示すブロック図である。図7において、前記
第3の実施例のフィードフォワード増幅器と同じ構成要
素には同一の番号を付けてある。また、71はパイロッ
ト信号源、72、73、74は方向性結合器、75はバ
ンドパスフィルタである。
【0047】以下に、第4の実施例のフィードフォワー
ド増幅器の動作について述べる。前記第3の実施例で
は、各歪除去ループを最適に制御することによって安定
して主増幅器の歪を補償できることを述べた。ところが
歪検出ループも帯域をもっており、その幅は歪除去ルー
プと同程度である。主増幅器の出力の成分を考えると、
入力信号成分はチャネル帯域内に存在する。しかし、歪
成分は各チャネルの相互変調歪によって生じるのでチャ
ネル帯域の3倍から5倍あるいはそれ以上にわたって発
生する。したがって歪検出ループの帯域は歪除去ループ
の帯域程は必要としないと考えられる。しかし、大きな
歪補償を広帯域にわたって実現しようとすると歪検出ル
ープの制御が必要となる。これは特に温度特性変化等に
よる主増幅器の特性変化に対応するためである。
ド増幅器の動作について述べる。前記第3の実施例で
は、各歪除去ループを最適に制御することによって安定
して主増幅器の歪を補償できることを述べた。ところが
歪検出ループも帯域をもっており、その幅は歪除去ルー
プと同程度である。主増幅器の出力の成分を考えると、
入力信号成分はチャネル帯域内に存在する。しかし、歪
成分は各チャネルの相互変調歪によって生じるのでチャ
ネル帯域の3倍から5倍あるいはそれ以上にわたって発
生する。したがって歪検出ループの帯域は歪除去ループ
の帯域程は必要としないと考えられる。しかし、大きな
歪補償を広帯域にわたって実現しようとすると歪検出ル
ープの制御が必要となる。これは特に温度特性変化等に
よる主増幅器の特性変化に対応するためである。
【0048】図7において、歪検出ループがずれてポー
トgまたはポートqから入力信号成分が出力された場
合、この入力信号成分のレベルが大きいときには補助増
幅器20または21の出力に新たに歪が発生する。これ
によってフィードフォワード増幅器の歪抑圧特性が劣化
する。したがって、第1および第2の歪検出ループは第
1および第2の補助増幅器が歪まないレベルまで十分に
入力信号成分を抑圧することが要求される。そのため、
歪検出ループの可変減衰器および可変移相器を常時ある
いは断続的に調整してループが最適になるように制御す
る。
トgまたはポートqから入力信号成分が出力された場
合、この入力信号成分のレベルが大きいときには補助増
幅器20または21の出力に新たに歪が発生する。これ
によってフィードフォワード増幅器の歪抑圧特性が劣化
する。したがって、第1および第2の歪検出ループは第
1および第2の補助増幅器が歪まないレベルまで十分に
入力信号成分を抑圧することが要求される。そのため、
歪検出ループの可変減衰器および可変移相器を常時ある
いは断続的に調整してループが最適になるように制御す
る。
【0049】図7において歪除去ループ36、37の制
御は第3の実施例の場合と同じである。ここでは歪検出
ループ34、35の制御について述べる。まず、制御の
ために方向性結合器72からパイロット信号源71の信
号が注入される。パイロット信号源71はチャネル帯域
外に設定されが、パイロット信号源51および52とは
異なった周波数に選ぶ必要がある。
御は第3の実施例の場合と同じである。ここでは歪検出
ループ34、35の制御について述べる。まず、制御の
ために方向性結合器72からパイロット信号源71の信
号が注入される。パイロット信号源71はチャネル帯域
外に設定されが、パイロット信号源51および52とは
異なった周波数に選ぶ必要がある。
【0050】第1の歪検出ループ34の制御は、方向性
結合器73で抜き出された信号によってパイロット信号
源71の成分のレベルを制御回路57でモニタし、その
レベルが最小になるように可変減衰器22および可変移
相器26を調整することによって行われる。また、第2
の歪検出ループ35の制御は、方向性結合器74で抜き
出された信号によってパイロット信号源71の成分のレ
ベルを制御回路57でモニタし、このレベルが最小にな
るように可変減衰器24および可変移相器28を調整す
ることによって行われる。
結合器73で抜き出された信号によってパイロット信号
源71の成分のレベルを制御回路57でモニタし、その
レベルが最小になるように可変減衰器22および可変移
相器26を調整することによって行われる。また、第2
の歪検出ループ35の制御は、方向性結合器74で抜き
出された信号によってパイロット信号源71の成分のレ
ベルを制御回路57でモニタし、このレベルが最小にな
るように可変減衰器24および可変移相器28を調整す
ることによって行われる。
【0051】前記第3の実施例に述べた歪除去ループの
制御と上記歪検出ループの制御を常時あるいは断続的に
行うことによって、フィードフォワード増幅器の歪補償
は最適に保たれる。ところで、出力端子12の前にバン
ドパスフィルタ75が挿入されている。これは、チャネ
ル帯域外の周波数に設定されたパイロット信号源71の
成分を取り除くためのものである。このバンドパスフィ
ルタ75はチャネル帯域を低損失で通すように設定され
ている。
制御と上記歪検出ループの制御を常時あるいは断続的に
行うことによって、フィードフォワード増幅器の歪補償
は最適に保たれる。ところで、出力端子12の前にバン
ドパスフィルタ75が挿入されている。これは、チャネ
ル帯域外の周波数に設定されたパイロット信号源71の
成分を取り除くためのものである。このバンドパスフィ
ルタ75はチャネル帯域を低損失で通すように設定され
ている。
【0052】もし、チャネル帯域内にパイロット信号を
注入する場合にはさらに信号抑圧ループを1ループ構成
する等の処置をとりフィードフォワード増幅器の出力か
らパイロット信号源71の成分が出力されないようにす
る必要がある。
注入する場合にはさらに信号抑圧ループを1ループ構成
する等の処置をとりフィードフォワード増幅器の出力か
らパイロット信号源71の成分が出力されないようにす
る必要がある。
【0053】なお、本実施例において、パイロット信号
源71を注入する代わりに入力信号に含まれるチャネル
信号の1つを用いて歪検出ループの制御を行うこともで
きる。また、2周波のパイロット信号を注入して、第1
および第2の歪検出ループの制御を異なった中心周波数
で独立して行うこともできる。
源71を注入する代わりに入力信号に含まれるチャネル
信号の1つを用いて歪検出ループの制御を行うこともで
きる。また、2周波のパイロット信号を注入して、第1
および第2の歪検出ループの制御を異なった中心周波数
で独立して行うこともできる。
【0054】
【発明の効果】以上のように本発明は、入力信号を増幅
する主増幅器の出力の歪成分を検出する第1の歪検出ル
ープ、検出した歪成分を第1の補助増幅器で増幅し主増
幅器の出力に再び注入して歪成分を相殺する第1の歪除
去ループを有する第1のフィードフォワード回路と、第
1のフィードフォワード回路の出力の歪成分を検出する
第2の歪検出ループ、検出した歪成分を第2の補助増幅
器で増幅し第1のフィードフォワード回路の出力に再び
注入して歪成分を相殺する第2の歪除去ループを有する
第2のフィードフォワード回路を備えることによって、
広帯域にわたって大きな歪補償が得られ、また、入力信
号のチャネル占有帯域に対して対称的に歪補償の帯域を
容易に設定し得る優れたフィードフォワード増幅器を提
供できるものである。
する主増幅器の出力の歪成分を検出する第1の歪検出ル
ープ、検出した歪成分を第1の補助増幅器で増幅し主増
幅器の出力に再び注入して歪成分を相殺する第1の歪除
去ループを有する第1のフィードフォワード回路と、第
1のフィードフォワード回路の出力の歪成分を検出する
第2の歪検出ループ、検出した歪成分を第2の補助増幅
器で増幅し第1のフィードフォワード回路の出力に再び
注入して歪成分を相殺する第2の歪除去ループを有する
第2のフィードフォワード回路を備えることによって、
広帯域にわたって大きな歪補償が得られ、また、入力信
号のチャネル占有帯域に対して対称的に歪補償の帯域を
容易に設定し得る優れたフィードフォワード増幅器を提
供できるものである。
【図1】本発明の実施例における歪抑圧の原理を示す信
号抑圧回路のブロック図
号抑圧回路のブロック図
【図2】図1の信号抑圧回路の信号抑圧量を示す周波数
特性図
特性図
【図3】本発明によるフィードフォワード増幅器の第1
および第2の実施例の構成を示すブロック図
および第2の実施例の構成を示すブロック図
【図4】図1の信号抑圧回路の広帯域化信号抑圧量を示
す周波数特性図
す周波数特性図
【図5】本発明によるフィードフォワード増幅器の第3
の実施例の構成を示すブロック図
の実施例の構成を示すブロック図
【図6】第3の実施例の歪補償効果の説明図
【図7】本発明によるフィードフォワード増幅器の第4
の実施例の構成を示すブロック図
の実施例の構成を示すブロック図
【図8】従来の信号抑圧回路のブロック図
【図9】従来のフィードフォワード増幅器のブロック図
【図10】位相反転回路のブロック図
【図11】従来の信号抑圧回路の周波数特性図
19 主増幅器 20 第1の補助増幅器 21 第2の補助増幅器 22 第3の可変減衰器 23 第1の可変減衰器 24 第4の可変減衰器 25 第2の可変減衰器 26 第3の可変移相器 27 第1の可変移相器 28 第4の可変移相器 29 第2の可変移相器 34 第1の歪検出ループ 35 第2の歪検出ループ 36 第1の歪除去ループ 37 第2の歪除去ループ 38 第1のフィードフォワード回路 39 第2のフィードフォワード回路 51 第1のパイロット信号源 52 第2のパイロット信号源 53 第1の注入手段(方向性結合器) 54 第2の注入手段(方向性結合器) 55 第1のレベル検出手段(方向性結合器) 56 第2のレベル検出手段(方向性結合器) 57 制御回路 71 第3のパイロット信号源 72 第3の注入手段(方向性結合器) 73 第3のレベル検出手段(方向性結合器) 74 第4のレベル検出手段(方向性結合器) 75 バンドパスフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 長尾 和男 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 久郷 伸一 神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目3番1 号 松下通信工業株式会社内
Claims (6)
- 【請求項1】入力信号を増幅する主増幅器の出力の歪成
分を検出する第1の歪検出ループと、前記第1の歪検出
ループで検出した歪成分を第1の補助増幅器で増幅し、
前記主増幅器の出力に再び注入することによって歪成分
を相殺する第1の歪除去ループとを有する第1のフィー
ドフォワード回路と、前記第1のフィードフォワード回
路の出力の歪成分を検出する第2の歪検出ループと、前
記第2の歪検出ループで検出した歪成分を第2の補助増
幅器で増幅し、前記第1のフィードフォワード回路の出
力に再び注入することによって歪成分を相殺する第2の
歪除去ループとを有する第2のフィードフォワード回路
とを備えたフィードフォワード増幅器。 - 【請求項2】第1の歪検出ループおよび第1の歪除去ル
ープの動作中心周波数を第1の周波数とし、第2の歪検
出ループおよび第2の歪除去ループの動作中心周波数を
前記第1の周波数とは異なる第2の周波数とした請求項
1記載のフィードフォワード増幅器。 - 【請求項3】第1の周波数および第2の周波数を入力信
号の占有帯域の中央に対して対照的に配した請求項2記
載のフィードフォワード増幅器。 - 【請求項4】第1の歪除去ループに挿入された第1の可
変減衰器および第1の可変移相器と、第2の歪除去ルー
プに挿入された第2の可変減衰器および第2の可変移相
器と、主増幅器の出力経路に第1の周波数を持つ第1の
パイロット信号を注入する第1の注入手段と、第1のフ
ィードフォワード回路の出力経路に第2の周波数を持つ
第2のパイロット信号を注入する第2の注入手段と、前
記第1のフィードフォワード回路の出力経路に挿入され
前記第1のパイロット信号を検出する第1のレベル検出
手段と、第2のフィードフォワード回路の出力経路に挿
入され前記第2のパイロット信号を検出する第2のレベ
ル検出手段と、前記第1のレベル検出手段の検出レベル
が最小になるように前記第1の可変減衰器および前記第
1の可変移相器を制御し、前記第2のレベル検出手段の
検出レベルが最小になるように前記第2の可変減衰器お
よび前記第2の可変移相器を制御する制御回路とを備え
た請求項2または3記載のフィードフォワード増幅器。 - 【請求項5】第1の周波数は入力信号の占有帯域の近傍
で前記占有帯域の低域側にあり、第2の周波数は前記占
有帯域の近傍で前記占有帯域の高域側にある請求項2乃
至4記載のフィードフォワード増幅器。 - 【請求項6】第1の歪検出ループに挿入された第3の可
変減衰器および第3の可変移相器と、第2の歪検出ルー
プに挿入された第4の可変減衰器および第4の可変移相
器と、入力信号の入力経路に第1および第2の周波数と
は異なり、前記入力信号の占有帯域外の第3の周波数を
持つ第3のパイロット信号を注入する第3の注入手段
と、前記第1の歪除去ループの歪成分入力経路に挿入さ
れ前記第3のパイロット信号を検出する第3のレベル検
出手段と、第2の歪除去ループの歪成分入力経路に挿入
され前記第3のパイロット信号を検出する第4のレベル
検出手段と、前記第3のレベル検出手段の検出レベルが
最小になるように前記第3の可変減衰器および前記第3
の可変移相器を制御し、前記第4のレベル検出手段の検
出レベルが最小になるように前記第4の可変減衰器およ
び前記第4の可変移相器を制御する制御回路と、第2の
レベル検出手段に縦続接続され前記入力信号の占有帯域
成分を通し前記第3のパイロット信号成分を除去する帯
域フィルタとを備えた請求項4または5記載のフィード
フォワード増幅器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02412795A JP3360464B2 (ja) | 1995-02-13 | 1995-02-13 | フィードフォワード増幅器 |
US08/599,799 US5691668A (en) | 1995-02-13 | 1996-02-12 | Feedforward amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02412795A JP3360464B2 (ja) | 1995-02-13 | 1995-02-13 | フィードフォワード増幅器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08222965A true JPH08222965A (ja) | 1996-08-30 |
JP3360464B2 JP3360464B2 (ja) | 2002-12-24 |
Family
ID=12129654
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP02412795A Expired - Fee Related JP3360464B2 (ja) | 1995-02-13 | 1995-02-13 | フィードフォワード増幅器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5691668A (ja) |
JP (1) | JP3360464B2 (ja) |
Families Citing this family (28)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11234051A (ja) * | 1998-02-09 | 1999-08-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フィードフォワード増幅器 |
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Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US5477187A (en) * | 1992-03-19 | 1995-12-19 | Fujitsu Limited | Feed forward amplifier |
US5444418A (en) * | 1994-07-29 | 1995-08-22 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for feedforward power amplifying |
-
1995
- 1995-02-13 JP JP02412795A patent/JP3360464B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-02-12 US US08/599,799 patent/US5691668A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3360464B2 (ja) | 2002-12-24 |
US5691668A (en) | 1997-11-25 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
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