JPH0677768A - ディジタルオーディオデータのサンプリングレート変換方法 - Google Patents
ディジタルオーディオデータのサンプリングレート変換方法Info
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- JPH0677768A JPH0677768A JP22603292A JP22603292A JPH0677768A JP H0677768 A JPH0677768 A JP H0677768A JP 22603292 A JP22603292 A JP 22603292A JP 22603292 A JP22603292 A JP 22603292A JP H0677768 A JPH0677768 A JP H0677768A
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- digital audio
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- sampling
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 或るサンプリングレートでサンプリングされ
たディジタルオーディオデータを異なるサンプリングレ
ートのディジタルオーディオデータに直接変換する方法
を提供する。 【構成】 原ディジタルオーディオデータのサンプリン
グレートをf1とし、変換れたディジタルオーディオデー
タのサンプリングレートをf2とするとき、f1/f2の整数
部をＮとし、剰余をτ％とし、両者のサンプル点が一致
してからf2のｉ番目のサンプル値Ｄi を原データのＮ番
目のサンプル値とその前後の10個のサンプル値と変換係
数との積和として求める。この変換係数は、単一矩形パ
ルスをフーリエ変換し、さらに高域カットのフィルタを
用いたフーリエ逆変換によって得られる関数に基づいて
求める。
たディジタルオーディオデータを異なるサンプリングレ
ートのディジタルオーディオデータに直接変換する方法
を提供する。 【構成】 原ディジタルオーディオデータのサンプリン
グレートをf1とし、変換れたディジタルオーディオデー
タのサンプリングレートをf2とするとき、f1/f2の整数
部をＮとし、剰余をτ％とし、両者のサンプル点が一致
してからf2のｉ番目のサンプル値Ｄi を原データのＮ番
目のサンプル値とその前後の10個のサンプル値と変換係
数との積和として求める。この変換係数は、単一矩形パ
ルスをフーリエ変換し、さらに高域カットのフィルタを
用いたフーリエ逆変換によって得られる関数に基づいて
求める。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は所定のサンプリングレー
トでサンプリングされたディジタルオーディオデータ
を、これとは別のサンプリングレートでサンプリングさ
れたディジタルオーディオデータに変換する方法に関す
るものである。
トでサンプリングされたディジタルオーディオデータ
を、これとは別のサンプリングレートでサンプリングさ
れたディジタルオーディオデータに変換する方法に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】最近の音声機器においては、Ｓ／Ｎの向
上、クロストークや歪み率の低減などの観点からオーデ
ィオデータはディジタルデータとして取り扱われること
が多くなってきている。また、ゲインコントロールやミ
キシングもディジタル的に行われるようになってきた。
しかし、ディジタルオーディオデータのサンプリングレ
ートは、ディジタル化の発展ともに各種のサンプリング
レートが採用されている。例えば、AM放送局のオーディ
オファイルでは24KHz のサンプリングレートが採用さ
れ、FM放送局用の音声伝送ビットレートは32KHz となっ
ており、VTR を使用したオーディオデータの録音には4
4.065KHz のサンプリングレートが採用され、CDのディ
ジタルオーディオデータのサンプリングレートには44.1
KHz が採用されており、さらにFM放送局内のディジタル
オーディオデータのビットレートとしては48KHz が採用
されている。
上、クロストークや歪み率の低減などの観点からオーデ
ィオデータはディジタルデータとして取り扱われること
が多くなってきている。また、ゲインコントロールやミ
キシングもディジタル的に行われるようになってきた。
しかし、ディジタルオーディオデータのサンプリングレ
ートは、ディジタル化の発展ともに各種のサンプリング
レートが採用されている。例えば、AM放送局のオーディ
オファイルでは24KHz のサンプリングレートが採用さ
れ、FM放送局用の音声伝送ビットレートは32KHz となっ
ており、VTR を使用したオーディオデータの録音には4
4.065KHz のサンプリングレートが採用され、CDのディ
ジタルオーディオデータのサンプリングレートには44.1
KHz が採用されており、さらにFM放送局内のディジタル
オーディオデータのビットレートとしては48KHz が採用
されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このように現在使用さ
れている各種のディジタルオーディオ機器ではそのサン
プリングレートは異なっており、したがってこれらの機
器の出力信号を例えばミッスクする場合には、サンプリ
ングレートを統一した１つのものとする必要がある。す
なわち、ディジタルオーディオデータのサンプリングレ
ートの変換が必要となる。
れている各種のディジタルオーディオ機器ではそのサン
プリングレートは異なっており、したがってこれらの機
器の出力信号を例えばミッスクする場合には、サンプリ
ングレートを統一した１つのものとする必要がある。す
なわち、ディジタルオーディオデータのサンプリングレ
ートの変換が必要となる。
【０００４】ディジタルオーディオデータのサンプリン
グレートを変換する簡単な方法としては、総てのディジ
タルオーディオデータを一旦アナログ信号に変換し、こ
のアナログ信号を希望するサンプリングレートでサンプ
リングし直すことが考えられる。しかし、ディジタルオ
ーディオデータを一旦アナログ信号に変換したのでは、
その場合にはディジタルオーディオデータの特性である
良好なＳ／Ｎ、クロストーク、歪み率などが失われてし
まうことになる。
グレートを変換する簡単な方法としては、総てのディジ
タルオーディオデータを一旦アナログ信号に変換し、こ
のアナログ信号を希望するサンプリングレートでサンプ
リングし直すことが考えられる。しかし、ディジタルオ
ーディオデータを一旦アナログ信号に変換したのでは、
その場合にはディジタルオーディオデータの特性である
良好なＳ／Ｎ、クロストーク、歪み率などが失われてし
まうことになる。
【０００５】本発明の目的は、このような従来の欠点を
除去し、ディジタルオーディオデータのサンプリングレ
ートを、ディジタルオーディオデータをアナログ信号に
変換することなく別のサンプリングレートに変換するこ
とができ、しかも原ディジタルオーディオデータとサン
プリングレートが変換されたディジタルオーディオデー
タとが高度の精度を以て対応するようにしたディジタル
オーディオデータのサンプリングレート変換方法を提供
しようとするものである。
除去し、ディジタルオーディオデータのサンプリングレ
ートを、ディジタルオーディオデータをアナログ信号に
変換することなく別のサンプリングレートに変換するこ
とができ、しかも原ディジタルオーディオデータとサン
プリングレートが変換されたディジタルオーディオデー
タとが高度の精度を以て対応するようにしたディジタル
オーディオデータのサンプリングレート変換方法を提供
しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、ディジタルオ
ーディオデータのサンプリングレートを変換するに当た
り、ディジタルデータの原サンプリングレートをf1と
し、新たなサンプリングレートをf2とするとき、両サン
プリングレートのサンプリングタイミングが一致する瞬
時からf2のｉ番目のサンプリングタイミングを、f1・ｉ
/f2= N + τで与え、ここに N は整数部、τはf1・ｉ
/f2 の剰余を百分率で表した小数部であり、このｉ番目
のサンプル値を、原ディジタルオーディオデータのＮ番
目のサンプル値とその前後の10個程度のサンプル値から
演算により求める際の変換係数を、単一矩形パルスをフ
ーリエ変換し、次いで高域カットフィルタを用いた逆フ
ーリエ変換によって得られる関数に基づいて決定し、こ
れらの変換係数を可能な総ての百分率について予め求め
た値をメモリに記憶しておき、このメモリから読み出し
た変換係数と前記Ｎ番目のサンプル値およびその前後の
サンプル値との積和演算を行って変換したサンプリング
レートのサンプル値を求めることを特徴とするものであ
る。
ーディオデータのサンプリングレートを変換するに当た
り、ディジタルデータの原サンプリングレートをf1と
し、新たなサンプリングレートをf2とするとき、両サン
プリングレートのサンプリングタイミングが一致する瞬
時からf2のｉ番目のサンプリングタイミングを、f1・ｉ
/f2= N + τで与え、ここに N は整数部、τはf1・ｉ
/f2 の剰余を百分率で表した小数部であり、このｉ番目
のサンプル値を、原ディジタルオーディオデータのＮ番
目のサンプル値とその前後の10個程度のサンプル値から
演算により求める際の変換係数を、単一矩形パルスをフ
ーリエ変換し、次いで高域カットフィルタを用いた逆フ
ーリエ変換によって得られる関数に基づいて決定し、こ
れらの変換係数を可能な総ての百分率について予め求め
た値をメモリに記憶しておき、このメモリから読み出し
た変換係数と前記Ｎ番目のサンプル値およびその前後の
サンプル値との積和演算を行って変換したサンプリング
レートのサンプル値を求めることを特徴とするものであ
る。
【０００７】
【作用】このような本発明によるディジタルオーディオ
データのサンプリングレート変換方法によれば、原ディ
ジタルオーディオデータをアナログ信号に変換すること
なく、ディジタルオーディオデータのままでサンプリン
グレートを希望するものに変換することができ、したが
ってディジタルオーディオデータが本来持っている優れ
た特性を損なわずにサンプリングレートの変換を行うこ
とができる。さらに、変換係数を、単一矩形パルスをフ
ーリエ変換し、次いで高域カットフィルタを用いた逆フ
ーリエ変換によって得られる関数に基づいて決定するの
で、高度の忠実度を以てサンプル値を内挿計算すること
ができ、したがって原ディジタルオーディオデータとサ
ンプリングレートが変換されたディジタルオーディオデ
ータとはきわめて高い精度を以て相関することになる。
データのサンプリングレート変換方法によれば、原ディ
ジタルオーディオデータをアナログ信号に変換すること
なく、ディジタルオーディオデータのままでサンプリン
グレートを希望するものに変換することができ、したが
ってディジタルオーディオデータが本来持っている優れ
た特性を損なわずにサンプリングレートの変換を行うこ
とができる。さらに、変換係数を、単一矩形パルスをフ
ーリエ変換し、次いで高域カットフィルタを用いた逆フ
ーリエ変換によって得られる関数に基づいて決定するの
で、高度の忠実度を以てサンプル値を内挿計算すること
ができ、したがって原ディジタルオーディオデータとサ
ンプリングレートが変換されたディジタルオーディオデ
ータとはきわめて高い精度を以て相関することになる。
【０００８】
【実施例】図１は本発明によるディジタルオーディオデ
ータのサンプリングレート変換方法を実施する装置の全
体の構成を示すブロック図である。本例ではサンプリン
グレートが24KHz, 32KHz, 44.1KHz および48KHz のディ
ジタルオーディオデータを取扱うものとする。本発明に
おいては、或る瞬時においてサンプリングタイミングが
一致してから次にサンプリングタイミングが一致するま
での期間を単位としてサンプリングレートの変換を行う
ものであるので、すべてのディジタルオーディオデータ
のサンプリングタイミングを同期させる必要がある。こ
のために基準サンプリングパルス発生部11には１つの基
準発振器12を設け、この基準発振器から発生される基準
信号を分周してそれぞれのディジタルオーディオデータ
のサンプリングパルスの基準となる基準サンプリングパ
ルスを生成するようにする。
ータのサンプリングレート変換方法を実施する装置の全
体の構成を示すブロック図である。本例ではサンプリン
グレートが24KHz, 32KHz, 44.1KHz および48KHz のディ
ジタルオーディオデータを取扱うものとする。本発明に
おいては、或る瞬時においてサンプリングタイミングが
一致してから次にサンプリングタイミングが一致するま
での期間を単位としてサンプリングレートの変換を行う
ものであるので、すべてのディジタルオーディオデータ
のサンプリングタイミングを同期させる必要がある。こ
のために基準サンプリングパルス発生部11には１つの基
準発振器12を設け、この基準発振器から発生される基準
信号を分周してそれぞれのディジタルオーディオデータ
のサンプリングパルスの基準となる基準サンプリングパ
ルスを生成するようにする。
【０００９】上述したディジタルオーディオデータのサ
ンプリングレートを素数に分解すると次のようになる。
24KHz=263153, 32KHz=2853, 44.1KHz=22325272, 48KHz=
273153。これらの最小公倍数(LCM) の発振器を用いれ
ば、その出力信号を分周することにより上述した総ての
サンプリングレートを得ることができる。ただし、本例
においては、総てのサンプリングパルスのデューディサ
イクルが50% となるようにLCM ×２の発振器を以て基準
発振器12を構成する。すなわち、この基準発振器12の発
振周波数は28325372×2 =28.224MHzとなる。この基準発
振器12から発生される基準信号をそれぞれ1/294, 1/32
0, 1/441, 1/588分周器13〜16で分周し、これら分周器
の出力信号をさらにフリップフロップ17〜20で1/2 に分
周することによって上述したように周波数が24KHz, 32K
Hz, 44.1KHz および48KHz 、デューティサイクルが50%
で互いに同期した４種類の基準サンプリングパルスを得
ることできる。
ンプリングレートを素数に分解すると次のようになる。
24KHz=263153, 32KHz=2853, 44.1KHz=22325272, 48KHz=
273153。これらの最小公倍数(LCM) の発振器を用いれ
ば、その出力信号を分周することにより上述した総ての
サンプリングレートを得ることができる。ただし、本例
においては、総てのサンプリングパルスのデューディサ
イクルが50% となるようにLCM ×２の発振器を以て基準
発振器12を構成する。すなわち、この基準発振器12の発
振周波数は28325372×2 =28.224MHzとなる。この基準発
振器12から発生される基準信号をそれぞれ1/294, 1/32
0, 1/441, 1/588分周器13〜16で分周し、これら分周器
の出力信号をさらにフリップフロップ17〜20で1/2 に分
周することによって上述したように周波数が24KHz, 32K
Hz, 44.1KHz および48KHz 、デューティサイクルが50%
で互いに同期した４種類の基準サンプリングパルスを得
ることできる。
【００１０】これらのサンプリングパルスを各音声機器
21〜24に供給する。これらの音声機器にはそれぞれ固有
の電圧制御発振器25〜28を設け、その出力パルスをそれ
ぞれ分周器29〜32によって適切に分周してそれぞれ所望
のサンプリングパルスを発生させるようにする。これら
の分周器29〜32から発生されるサンプリングパルスと、
基準サンプリングパルス発生部11から上述したようにし
て発生させた基準サンプリングパルスとの位相を位相比
較器33〜36で比較し、その差で電圧制御発振器25〜28の
発振周波数を制御するPLL を設けることによって基準サ
ンプリングパルスに同期したサンプリングパルスを発生
させることができる。このようにして発生させたサンプ
リングパルスによって各音声機器21〜24においてオーデ
ィオデータ源からの音声信号をサンプリングすることに
よってディジタルオーディオデータを得ることができ
る。
21〜24に供給する。これらの音声機器にはそれぞれ固有
の電圧制御発振器25〜28を設け、その出力パルスをそれ
ぞれ分周器29〜32によって適切に分周してそれぞれ所望
のサンプリングパルスを発生させるようにする。これら
の分周器29〜32から発生されるサンプリングパルスと、
基準サンプリングパルス発生部11から上述したようにし
て発生させた基準サンプリングパルスとの位相を位相比
較器33〜36で比較し、その差で電圧制御発振器25〜28の
発振周波数を制御するPLL を設けることによって基準サ
ンプリングパルスに同期したサンプリングパルスを発生
させることができる。このようにして発生させたサンプ
リングパルスによって各音声機器21〜24においてオーデ
ィオデータ源からの音声信号をサンプリングすることに
よってディジタルオーディオデータを得ることができ
る。
【００１１】このようにして各音声機器21〜24から出力
されるディジタルオーディオデータをサンプリングレー
ト変換のための演算を行う演算回路37に供給する。この
演算回路37では４つの入力ディジタルオーディオデータ
の内から少なくも２つを選択し、それらのサンプリング
レートを一致されるものである。今、説明の便宜上48KH
z のサンプリングレートを有するディジタルオーディオ
データと、44.1KHz のサンプリングレートを有するディ
ジタルオーディオデータとを使用してミキシングを行う
ものとする。この場合には48KHz のディジタルオーディ
オデータはそのまま使用し、44.1KHz のディジタルオー
ディオデータを48KHz のディジタルオーディオデータに
変換するものとする。
されるディジタルオーディオデータをサンプリングレー
ト変換のための演算を行う演算回路37に供給する。この
演算回路37では４つの入力ディジタルオーディオデータ
の内から少なくも２つを選択し、それらのサンプリング
レートを一致されるものである。今、説明の便宜上48KH
z のサンプリングレートを有するディジタルオーディオ
データと、44.1KHz のサンプリングレートを有するディ
ジタルオーディオデータとを使用してミキシングを行う
ものとする。この場合には48KHz のディジタルオーディ
オデータはそのまま使用し、44.1KHz のディジタルオー
ディオデータを48KHz のディジタルオーディオデータに
変換するものとする。
【００１２】図２に示すように、44.1KHz のディジタル
オーディオデータの或るサンプリングタイミングと、48
KHz のディジタルオーディオデータの或るサンプリング
タイミングとが時刻ｔ0 において一致したものと考え
る。48KHz のディジタルオーディオデータのサンプル点
は44.1KHz のディジタルオーディオデータのサンプル点
に比べて少しずつ早めに到来することになる。すなわ
ち、44.1KHz のディジタルオーディオデータの１つのサ
ンプル区間を480 区分に等分すると、48KHz のディジタ
ルオーディオデータのサンプル点は441 区分目に来るこ
とになる。したがって、一般に48KHz のディジタルオー
ディオデータの時刻t0から数えてi 番目のサンプル点
は、
オーディオデータの或るサンプリングタイミングと、48
KHz のディジタルオーディオデータの或るサンプリング
タイミングとが時刻ｔ0 において一致したものと考え
る。48KHz のディジタルオーディオデータのサンプル点
は44.1KHz のディジタルオーディオデータのサンプル点
に比べて少しずつ早めに到来することになる。すなわ
ち、44.1KHz のディジタルオーディオデータの１つのサ
ンプル区間を480 区分に等分すると、48KHz のディジタ
ルオーディオデータのサンプル点は441 区分目に来るこ
とになる。したがって、一般に48KHz のディジタルオー
ディオデータの時刻t0から数えてi 番目のサンプル点
は、
【数１】 で与えられることになる。すなわち、48KHz のディジタ
ルオーディオデータのｉ番目のサンプル点は、44.1KHz
のディジタルオーディオデータのＮ番目のサンプル点と
Ｎ＋１番目のサンプル点との間にあって、Ｎ番目のサン
プル点からτ％だけ離れた時刻に位置することを示して
いる。
ルオーディオデータのｉ番目のサンプル点は、44.1KHz
のディジタルオーディオデータのＮ番目のサンプル点と
Ｎ＋１番目のサンプル点との間にあって、Ｎ番目のサン
プル点からτ％だけ離れた時刻に位置することを示して
いる。
【００１３】今、ディジタル信号をＤ／Ａ変換器によっ
て一旦アナログ信号に変換し、このアナログ信号を新た
なサンプリングレートでサンプリングする過程を考え
る。ディジタル信号をアナログ信号に変換すると、図３
に示すような階段波形となる。このような階段波形から
量子化ノイズを除去し、さらにサンプリングレートの1/
2 以上の周波数成分をカットする高域カットフィルタに
通すことによってスムーズな波形を有するアナログ信号
が得られることになる。
て一旦アナログ信号に変換し、このアナログ信号を新た
なサンプリングレートでサンプリングする過程を考え
る。ディジタル信号をアナログ信号に変換すると、図３
に示すような階段波形となる。このような階段波形から
量子化ノイズを除去し、さらにサンプリングレートの1/
2 以上の周波数成分をカットする高域カットフィルタに
通すことによってスムーズな波形を有するアナログ信号
が得られることになる。
【００１４】上述した階段波形は各ステップによってレ
ベルが異なるが、正負の符号を含めて単一矩形波の連続
と考えることができる。したがって、i 番目のサンプル
点に対する影響は先に計算した N 番目の矩形波を中心
とし、その前後幾つかのサンプル点の矩形波による影響
を集計したものと見做すことができる。その理由は単一
パルスのその中心から周辺に対する影響はかなり早く零
に収斂することが知られているからである。今、図４Ａ
に示すように振幅がＡで、パルス巾がＴの矩形波のフー
リエ変換は、
ベルが異なるが、正負の符号を含めて単一矩形波の連続
と考えることができる。したがって、i 番目のサンプル
点に対する影響は先に計算した N 番目の矩形波を中心
とし、その前後幾つかのサンプル点の矩形波による影響
を集計したものと見做すことができる。その理由は単一
パルスのその中心から周辺に対する影響はかなり早く零
に収斂することが知られているからである。今、図４Ａ
に示すように振幅がＡで、パルス巾がＴの矩形波のフー
リエ変換は、
【数２】 で与えられ、その波形は図４Ｂに示すようなものとなる
から、サンプリングレートの半分の周波数でカットした
フーリエ逆変換は、
から、サンプリングレートの半分の周波数でカットした
フーリエ逆変換は、
【数３】 となり、図４Ｃに示すように１つの矩形波の再現波形を
求めることができる。
求めることができる。
【００１５】そこで、本発明においては、−T/2 ≦ｔ＜
T/2 に対する値をＦ0(τ) とし、その細部をτ％で表し
たものの表を作成する。同様にして−21T/2 〜−19T/2,
−19T/2 〜−17T/2,----−3T/2〜−T/2 に対する値をＦ
-10(τ),Ｆ-9( τ),--- Ｆ-1( τ) とし、T/2 〜3T/2,
3T/2〜5T/2,---- 19T/2 〜21T/2 に対する値をＦ1(τ),
Ｆ2(τ),--- Ｆ10( τ) とすると、図５に示すような表
を作成する。この表はτが定められたときの変換係数を
表すものである。上述したように、或る時刻ｔ0 におい
てサンプル点が一致してから、新たなサンプリングレー
トでのｉ番目のサンプル値は、数１に基づいて整数部分
Ｎと小数部分τとを計算し、44.1KHz のＮ番目のサンプ
ル値、すなわち振幅をＡ0 とし、Ｎ−10番目のサンプル
値をＡ-10 、Ｎ−９番目のサンプル値をＡ-9とし、以下
同様のサンプル値をＡ-8, Ａ-7,---Ａ1,Ａ2,Ａ3,--- Ａ
10とするとき、48KHz のｉ番目のサンプル値Ｂi は、
T/2 に対する値をＦ0(τ) とし、その細部をτ％で表し
たものの表を作成する。同様にして−21T/2 〜−19T/2,
−19T/2 〜−17T/2,----−3T/2〜−T/2 に対する値をＦ
-10(τ),Ｆ-9( τ),--- Ｆ-1( τ) とし、T/2 〜3T/2,
3T/2〜5T/2,---- 19T/2 〜21T/2 に対する値をＦ1(τ),
Ｆ2(τ),--- Ｆ10( τ) とすると、図５に示すような表
を作成する。この表はτが定められたときの変換係数を
表すものである。上述したように、或る時刻ｔ0 におい
てサンプル点が一致してから、新たなサンプリングレー
トでのｉ番目のサンプル値は、数１に基づいて整数部分
Ｎと小数部分τとを計算し、44.1KHz のＮ番目のサンプ
ル値、すなわち振幅をＡ0 とし、Ｎ−10番目のサンプル
値をＡ-10 、Ｎ−９番目のサンプル値をＡ-9とし、以下
同様のサンプル値をＡ-8, Ａ-7,---Ａ1,Ａ2,Ａ3,--- Ａ
10とするとき、48KHz のｉ番目のサンプル値Ｂi は、
【数４】 として求めることができる。
【００１６】上述したように44.1KHz のディジタルオー
ディオデータを48KHz のディジタルオーディオデータに
変換するには、44.1KHz のデータ441 個を480 個のデー
タに変換すれば良いのであるから、図６に示すように4
4.1KHz のデータ441 個のデータd0〜d440と、その前後
の10個のデータd -10 〜d -1, d441〜d450を含めて461
個のデータを記憶できるバッファメモリを設ける。この
場合48KHz に変換した或るデータのサンプル位置が図６
のデータd0と一致するものとしても良い。この48KHz に
変換した或るデータをD0とすると、先に述べたように48
KHz のｉ番目のデータＤi は数１の式から、44.1KHz の
Ｎ番目のデータからτ% だけずれた位置に来る。このと
き、このデータＤi の値は、数４の式から求められる。
ディオデータを48KHz のディジタルオーディオデータに
変換するには、44.1KHz のデータ441 個を480 個のデー
タに変換すれば良いのであるから、図６に示すように4
4.1KHz のデータ441 個のデータd0〜d440と、その前後
の10個のデータd -10 〜d -1, d441〜d450を含めて461
個のデータを記憶できるバッファメモリを設ける。この
場合48KHz に変換した或るデータのサンプル位置が図６
のデータd0と一致するものとしても良い。この48KHz に
変換した或るデータをD0とすると、先に述べたように48
KHz のｉ番目のデータＤi は数１の式から、44.1KHz の
Ｎ番目のデータからτ% だけずれた位置に来る。このと
き、このデータＤi の値は、数４の式から求められる。
【００１７】図７はこのような演算を行う演算回路37の
一例を示すものである。バッファメモリ41の書込みを制
御する書込みアドレス回路42には44.1KHz のサンプリン
グパルスを供給し、読み出しを制御する読み出しアドレ
ス回路43には当該データ群の前後のサンプルデータを指
定する信号j と、N-10番目のデータのアドレスとを供給
し、これら書込みアドレス回路42および読み出しアドレ
ス回路43の出力をスイッチ44で切換えてバッファメモリ
41に供給し得るように構成する。さらに、上述した演算
係数を予め記憶したROM45 を設け、係数値Ｆ-10(τ),Ｆ
-9( τ),--- Ｆ-1( τ) , Ｆ0(τ),Ｆ1(τ),Ｆ2(τ),--
- Ｆ10( τ) を記憶しておく。これらの係数値およびバ
ッファメモリ41に記憶したデータ値を乗算器46-1〜46-2
1 に供給し、これらの積を求め、これらの積を加算器47
に供給し、上述した数４の式に従う演算を行う。この加
算器47から供給される値を、48KHz のサンプルクロック
でレジスタ48に書き込むことによって48KHz のサンプリ
ングレートのディジタルオーディオデータＤi が得られ
ることになる。この演算は、48KHzのサンプリングレー
トの１周期である約20μs の時間内で行わなければなら
ないので、高速演算素子を用いる必要がある。
一例を示すものである。バッファメモリ41の書込みを制
御する書込みアドレス回路42には44.1KHz のサンプリン
グパルスを供給し、読み出しを制御する読み出しアドレ
ス回路43には当該データ群の前後のサンプルデータを指
定する信号j と、N-10番目のデータのアドレスとを供給
し、これら書込みアドレス回路42および読み出しアドレ
ス回路43の出力をスイッチ44で切換えてバッファメモリ
41に供給し得るように構成する。さらに、上述した演算
係数を予め記憶したROM45 を設け、係数値Ｆ-10(τ),Ｆ
-9( τ),--- Ｆ-1( τ) , Ｆ0(τ),Ｆ1(τ),Ｆ2(τ),--
- Ｆ10( τ) を記憶しておく。これらの係数値およびバ
ッファメモリ41に記憶したデータ値を乗算器46-1〜46-2
1 に供給し、これらの積を求め、これらの積を加算器47
に供給し、上述した数４の式に従う演算を行う。この加
算器47から供給される値を、48KHz のサンプルクロック
でレジスタ48に書き込むことによって48KHz のサンプリ
ングレートのディジタルオーディオデータＤi が得られ
ることになる。この演算は、48KHzのサンプリングレー
トの１周期である約20μs の時間内で行わなければなら
ないので、高速演算素子を用いる必要がある。
【００１８】サンプリングの変換は次々と行う必要があ
るので、480 個の新しいデータが得られた後に、また新
たなデータ計算を行う必要がある。このため、バッファ
メモリ41としては、図８に示すようなリング状のバッフ
ァメモリを用いる必要がある。すなわち、44.1KHz のデ
ータは最初Ａ点からメモリに書き込まれ、Ｂ点で461個
となる。この時点でＡ点から11番目の点Ｘを中心として
48KHz への変換が開始される。一回の演算はおおよそ20
μs で終了し、48KHz のクロックでレジスタ48へ取り込
まれる。演算が順次進行して点Ｘから479 回の演算が終
わると、すなわち480 個のデータが出力されると、44.1
KHz と48KHz とは一定の関係があるので、丁度点Ｄまで
書き込んでいることになる。そこで改めて、点Ｙを点Ｘ
と見做して演算を始めれば引き続いて次の480 個のデー
タが演算されることになり、480回目でまた最初の状態
に戻ることになる。このようにして44.1KHz のディジタ
ルオーディオデータを48KHz のディジタルオーディオデ
ータに連続的に変換することができる。
るので、480 個の新しいデータが得られた後に、また新
たなデータ計算を行う必要がある。このため、バッファ
メモリ41としては、図８に示すようなリング状のバッフ
ァメモリを用いる必要がある。すなわち、44.1KHz のデ
ータは最初Ａ点からメモリに書き込まれ、Ｂ点で461個
となる。この時点でＡ点から11番目の点Ｘを中心として
48KHz への変換が開始される。一回の演算はおおよそ20
μs で終了し、48KHz のクロックでレジスタ48へ取り込
まれる。演算が順次進行して点Ｘから479 回の演算が終
わると、すなわち480 個のデータが出力されると、44.1
KHz と48KHz とは一定の関係があるので、丁度点Ｄまで
書き込んでいることになる。そこで改めて、点Ｙを点Ｘ
と見做して演算を始めれば引き続いて次の480 個のデー
タが演算されることになり、480回目でまた最初の状態
に戻ることになる。このようにして44.1KHz のディジタ
ルオーディオデータを48KHz のディジタルオーディオデ
ータに連続的に変換することができる。
【００１９】以上の説明は44.1KHz のディジタルオーデ
ィオデータを48KHz のディジタルオーディオデータへ変
換する場合について述べたが、一般にサンプリングレー
トをf1からf2へ変換する場合のf1とf2とのサンプリング
の相対位置を求める式は、
ィオデータを48KHz のディジタルオーディオデータへ変
換する場合について述べたが、一般にサンプリングレー
トをf1からf2へ変換する場合のf1とf2とのサンプリング
の相対位置を求める式は、
【数５】 で与えられることになる。
【００２０】このようにf1からf2へ変換する場合、f1＞
f2であると、f1のサンプルデータは高い周波数成分を含
むものであるから、エリアシンクを起こす可能性があ
る。このときは、逆フーリエ変換の帯域をf2/2に制限し
て得られるＦj ( τ) を用いると良い。24KHz, 32KHz,
44.1KHz, 48KHzの場合、高い周波数への変換のケースは
６つあるが、変換係数のメモリ容量を８倍とすれば十分
である。
f2であると、f1のサンプルデータは高い周波数成分を含
むものであるから、エリアシンクを起こす可能性があ
る。このときは、逆フーリエ変換の帯域をf2/2に制限し
て得られるＦj ( τ) を用いると良い。24KHz, 32KHz,
44.1KHz, 48KHzの場合、高い周波数への変換のケースは
６つあるが、変換係数のメモリ容量を８倍とすれば十分
である。
【００２１】
【発明の効果】上述したように本発明によれば、異なっ
たサンプリングレートのディジタルオーディオデータ
を、アナログ信号に変換することなく所望のサンプリン
グレートのディジタルオーディオデータへ直接変換する
ことができ、アナログ信号へ変換する場合のようなＳ／
Ｎ、クロストーク、歪み率などの劣化を招くことはな
い。また、変換に際しては、単一矩形パルスをフーリエ
変換し、次いで高域カットのフィルタを用いた逆フーリ
エ変換によって得られる変換係数を求め、前後10個程度
のデータを用いて演算を行っているのできわめて精度の
高い変換を行うことができる。その結果、マルチプライ
ヤを用いたミキシング処理などを容易に行うことがで
き、音声情報のディジタル処理に大いに貢献することに
なる。
たサンプリングレートのディジタルオーディオデータ
を、アナログ信号に変換することなく所望のサンプリン
グレートのディジタルオーディオデータへ直接変換する
ことができ、アナログ信号へ変換する場合のようなＳ／
Ｎ、クロストーク、歪み率などの劣化を招くことはな
い。また、変換に際しては、単一矩形パルスをフーリエ
変換し、次いで高域カットのフィルタを用いた逆フーリ
エ変換によって得られる変換係数を求め、前後10個程度
のデータを用いて演算を行っているのできわめて精度の
高い変換を行うことができる。その結果、マルチプライ
ヤを用いたミキシング処理などを容易に行うことがで
き、音声情報のディジタル処理に大いに貢献することに
なる。
【図１】図１は、本発明によるディジタルオーディオデ
ータのサンプリングレート変換方法を実施する装置の一
例の構成を示すブロック図である。
ータのサンプリングレート変換方法を実施する装置の一
例の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明による変換方法の原理を説明す
るための線図である。
るための線図である。
【図３】図３は、ディジタルオーディオデータをＤ／Ａ
変換したときの階段波形を示すグラフである。
変換したときの階段波形を示すグラフである。
【図４】図４Ａ，ＢおよびＣは、単一矩形波パルスのフ
ーリエ変換および逆フーリエ変換を示すグラフである。
ーリエ変換および逆フーリエ変換を示すグラフである。
【図５】図５は、変換係数表を示す線図である。
【図６】図６は、バッファメモリの構成を示す線図であ
る。
る。
【図７】図７は、演算回路の一例の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図８】図８は、リング状バッファメモリの構成を示す
線図である。
線図である。
11 基準サンプリングパルス発生部 12 基準発振器 13〜16 分周器 17〜20 フリップフロップ 21〜24 音声機器 25〜28 電圧制御発振器 29〜32 分周器 33〜36 位相比較器 37 演算回路 41 バッファメモリ 42 書込みアドレス回路 43 読み出しアドレス回路 44 スイッチ 45 ＲＯＭ 46-1〜46-21 乗算器 47 加算器 48 レジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタルオーディオデータのサンプリ
ングレートを変換するに当たり、ディジタルデータの原
サンプリングレートをf1とし、新たなサンプリングレー
トをf2とするとき、両サンプリングレートのサンプリン
グタイミングが一致する瞬時からf2のｉ番目のサンプリ
ングタイミングを、f1・ｉ/f2= N +τで与え、ここに
N は整数部、τはf1・ｉ/f2 の剰余を百分率で表した
小数部であり、このｉ番目のサンプル値を、原ディジタ
ルオーディオデータのＮ番目のサンプル値とその前後の
10個程度のサンプル値から演算により求める際の変換係
数を、単一矩形パルスをフーリエ変換し、次いで高域カ
ットフィルタを用いた逆フーリエ変換によって得られる
関数に基づいて決定し、これらの変換係数を可能な総て
の百分率について予め求めた値をメモリに記憶してお
き、このメモリから読み出した変換係数と前記Ｎ番目の
サンプル値およびその前後のサンプル値との積和演算を
行って変換したサンプリングレートのサンプル値を求め
ることを特徴とするディジタルオーディオデータのサン
プリングレート変換方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22603292A JPH0677768A (ja) | 1992-08-25 | 1992-08-25 | ディジタルオーディオデータのサンプリングレート変換方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22603292A JPH0677768A (ja) | 1992-08-25 | 1992-08-25 | ディジタルオーディオデータのサンプリングレート変換方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0677768A true JPH0677768A (ja) | 1994-03-18 |
Family
ID=16838709
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22603292A Pending JPH0677768A (ja) | 1992-08-25 | 1992-08-25 | ディジタルオーディオデータのサンプリングレート変換方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0677768A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100834937B1 (ko) * | 2006-07-14 | 2008-06-03 | 엠텍비젼 주식회사 | 특정 샘플링 레이트를 목적으로 하는 샘플링 레이트 변환방법 및 샘플링 레이트 변환 시스템 |
| CN115083427A (zh) * | 2022-06-09 | 2022-09-20 | 珠海海奇半导体有限公司 | 一种音频重采样方法、音频处理设备及存储介质 |
-
1992
- 1992-08-25 JP JP22603292A patent/JPH0677768A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100834937B1 (ko) * | 2006-07-14 | 2008-06-03 | 엠텍비젼 주식회사 | 특정 샘플링 레이트를 목적으로 하는 샘플링 레이트 변환방법 및 샘플링 레이트 변환 시스템 |
| CN115083427A (zh) * | 2022-06-09 | 2022-09-20 | 珠海海奇半导体有限公司 | 一种音频重采样方法、音频处理设备及存储介质 |
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